JP2009528781A - Ｒｆトランシーバスイッチングシステム - Google Patents

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Abstract

本発明は、送信動作モードおよび受信動作モード中に短絡スイッチ（５０、５６）を使用するトランシーバシステムおよび方法に関する。短絡スイッチ（５０、５６）は、所定の経路に沿って電力を反射し、あるいは送信するため、様々な反応ネットワーク（４８、５２、５４、５８、６０）と共に、電力増幅器（４２）または低雑音増幅器（４６）において高インピーダンス状態または低インピーダンス状態を得るように構成されてもよい。短絡スイッチ（５０、５６）は、さもなければトランシーバスイッチング回路（４０）内の部品を損傷させる過度な電圧振れを防ぐように設計される。スイッチング回路（５０、５６）はシングルチップアーキテクチャにおいて実施されてもよく、それにより、製造効率が高い、低コストな、信頼性の高い回路が得られる。シングルバンドデバイス（４０）またはマルチバンドデバイス（４０１）が使用されてもよい。

Description

［関連出願の相互参照］
本出願は、その開示内容全体が参照により本明細書に組み込まれる２００６年２月２８日に出願され、かつ「ＢｉＣＭＯＳ Ｔｒａｎｓｍｉｔ／Ｒｅｃｅｉｖｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｕｓｅ ｉｎ Ｒｚａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ」と題された米国仮特許出願第６０／７７７，４７３号の出願日の恩典を主張する。
［発明の分野］
本発明は、無線周波数（「ＲＦ」）トランシーバである電子回路に関する。特に異なる時間に、回路は、ＲＦ電力をアンテナポートへ送信し、あるいはアンテナポートからＲＦ電力を受信するとともに、１つ以上の別個の周波数帯域で低雑音増幅器（「ＬＮＡ」）において信号を増幅することが求められる。
近年、無線通信システムの使用が著しく増大してきた。携帯電話システムおよびコードレス電話システムは至る所に存在する。ポータブル無線データデバイスは、多くのビジネスマンにとって不可欠であり、電子メールを送受信し、インターネットを見て、位置情報サービスを実行するために使用できる。また、固定された無線リーカルエリアネットワーク（「ＬＡＮ」）が益々一般的になってきている。これは、現況の開発がシステムのスループット率を増大させるからである。そのような無線通信システムは、様々な用途および顧客のニーズを満たすために異なる技術を使用する場合があるが、それらの全ては、ＲＦトランシーバを使用して情報を送受信する。従って、トランシーバは、無線市場が広がるにつれて、益々発展している。
図７は、従来のトランシーバ（「Ｔｘ」）のＲＦフロントエンド１０のための高レベルシステムアーキテクチャのブロック図を示している。特に、ＲＦフロントエンド１０は、送信部１４および受信部１６の両方に対して結合されるアンテナ１２を含む。送信部１４は、電力増幅器（「ＰＡ」）１８と、アンテナ１２を介して情報を送信するときに使用されるＰＡ出力マッチング回路２０とを含む。同様に、受信部１６は、低雑音増幅器（「ＬＮＡ」）２２と、アンテナ１２から受信信号を取得し、かつ信号の増幅バージョンをユーザデバイス（図示せず）に対して供給するＬＮＡマッチング回路２４とを含む。
多くの電力増幅器１８において、アンテナ１２で送信された信号は、アンテナ１２のインピーダンスを表わす５０オームインピーダンスレベルにマッチングされなければならない。携帯電話および無線ＬＡＮデバイスなどの一般的なデバイスにおける通常の送信電力は、１００ｍＷ〜１ワット以上である。このことは、これらのデバイスのアンテナで大きな電圧振れ（voltage swing）が存在することを意味している。
信号の低いＲＦ減衰を伴う高電圧を切り換えるため、ＧａＡｓ高電子移動度トランジスタ（「ＨＥＭＴ」）スイッチ（「ＤＰＨＥＭＰＴ」スイッチを含む）またはシリコン・オン・サファイア（「ＳＯＳ」）スイッチなどの特定のデバイスが典型的に使用される。この用途のためにＰＩＮダイオードも使用されてきたが、これらのダイオードは、それらがかなりの電流を引き出すという欠点を有する。これに対し、前述したＳＯＳおよびＨＥＭＴ技術は、著しい電流を引き出さない。なお、図７に示される送信／受信スイッチを実施するために幅広く使用される前記技術はいずれも、高度なＣＭＯＳまたはＢｉＣＭＯＳ ＩＣプロセスと容易に統合されない。その一方で、そのようなアーキテクチャは、マルチチップソリューションを必要とする場合があり、あるいは必要な回路を設けるために多層積層セラミックボードを必要とする場合がある。そのようなマルチチップ積層体または多層積層体は、高い製造コストおよび信頼性問題をもたらす可能性があり、それにより、多くの用途においてそれらの積層体が望ましくないものになる。
従来、研究者は、送信／受信スイッチ機能を標準的なＣＭＯＳプロセスまたはＢｉＣＭＯＳ ＩＣプロセスに組み込むための方法を求めてきた。低い電力レベルでは、低電圧ＭＯＳスイッチがこの機能を果たすことができる。また、幾人かの研究者は、ＣＭＯＳウェルでＭＯＳデバイスを使用し、かつその後に送信信号の周波数で基板キャパシタンスに対してウェルを共振させることにより基板に対するスイッチの絶縁破壊が回避されるフローティングＭＯＳスイッチの使用を実証してきた。これについては、例えばＦｅｎｇ−Ｊｕｎｇ Ｈｕａｎｇ ａｎｄ Ｋｅｎｎｅｔｈ Ｋ．Ｏ，「Ｓｉｎｇｌｅ−Ｐｏｌｅ Ｄｏｕｂｌｅ−Ｔｈｒｏｗ ＣＭＯＳ Ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｆｏｒ ９００−ＭＨｚ ａｎｄ ２．４−ＧＨｚ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｎ ｐ−Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｓｕｂｓｔｒａｔｅ」（ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， Ｖｏｌ．３９，Ｎｏ． １， Ｊａｎｕａｒｙ ２００４）およびＮｉｒａｎｊａｎ Ａ． Ｔａｌｗａｌｋａｒ， Ｃ． Ｐａｔｒｉｃｋ Ｙｕｅ， Ｈａｉｔａｏ Ｇａｎ， ａｎｄ Ｓ． Ｓｉｍｏｎ Ｗｏｎｇ，「Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ＣＭＯＳ Ｔｒａｎｓｍｉｔ−Ｒｅｃｅｉｖｅ Ｓｗｉｔｃｈ Ｕｓｉｎｇ ＬＣ−Ｔｕｎｅｄ Ｓｕｂｓｔｒａｔｅ Ｂｉａｓ ｆｏｒ ２．４−ＧＨｚ ａｎｄ ５．２−ＧＨｚ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」（ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ， Ｖｏｌ． ３９， Ｎｏ． ６， Ｊｕｎｅ ２００４）を参照されたい。しかしながら、これらの手法の全ては、基板とウェルの間、または、ウェルとソース−ドレイン接合部の間に、大きな電圧ストレスを形成する。これによりスイッチが損傷し、あるいは破壊される可能性があり、それにより、トランシーバが動作不可能になる。従って、これらの手法の長期信頼性は疑わしい。
従って、これらの問題および他の問題を扱うトランシーバスイッチング解決策を提供する必要がある。
本出願は、シングルチップアーキテクチャを可能にするＢｉＣＭＯＳまたはＣＭＯＳ ＩＣプロセスを使用する送信／受信スイッチ機能を形成するシステムおよび方法を提供する。これは、好ましくはＣＭＯＳまたはＢｉＣＭＯＳ技術を使用して形成されるシリコン系ＭＯＳおよびＢＪＴトランジスタ短絡スイッチおよびシリコンダイオード系短絡スイッチを含む。そのような短絡スイッチデバイスは、図１のデバイスのアンテナで見出される電圧振れに耐えることが要求されない。この解決策の重要な利点は、ＲＦトランシーバフロントエンドのための高レベルの集積を伴う、低コストで、より頑強な解決策をもたらすという点である。
本発明の１つの実施形態によれば、トランシーバモジュールが提供される。このモジュールは、アンテナノードと、送信経路と、受信経路と、少なくとも１つの切換可能インピーダンスとを備えている。送信経路は、アンテナノードに対して電気的に接続され、電力増幅器を備える。受信経路は、アンテナノードに対して電気的に接続され、低雑音増幅器を備える。切換可能インピーダンスは、送信経路および受信経路に対して電気的に結合されるスイッチを備える。切換可能インピーダンスは、送信経路における電力をアンテナノードから実質的に反射する第１の状態と、受信経路における電力をアンテナノードから実質的に反射する第２の状態の間を切り換えるように構成される。スイッチは、グランドに結合されるシリコン系短絡スイッチであるとともに、シリコン系ＭＯＳスイッチ、シリコン系バイポーラスイッチ、およびシリコン系ダイオードからなるグループから選択される。また、トランシーバモジュールは、単一の単位基板上に形成される。
本発明の他の実施形態によれば、トランシーバモジュールは、アンテナノードと、送信経路と、受信経路と、少なくとも１つの切換可能インピーダンス手段とを備える。送信経路は、アンテナノードに対して電気的に接続され、電力増幅器を備える。受信経路は、アンテナノードに対して電気的に接続され、低雑音増幅器を備える。切換可能インピーダンス手段は、送信経路および受信経路に対して電気的に結合されるスイッチ手段を備える。切換可能インピーダンス手段は、送信経路における電力をアンテナノードから実質的に反射する第１の状態と、受信経路における電力をアンテナノードから実質的に反射する第２の状態の間を切り換えるように構成される。トランシーバモジュールは、単一の単位基板上に形成される。
本発明のさらに他の実施形態によれば、アンテナノードと、周波数マルチプレクサと、複数のトランシーバとを備えるトランシーバモジュールが提供される。周波数マルチプレクサはアンテナノードに結合され、複数のトランシーバは、それぞれが周波数マルチプレクサを介してアンテナノードに結合される。各トランシーバは別個の周波数で動作するように構成され、各トランシーバは、送信経路と受信経路とを備える。送信経路はアンテナノードに対して電気的に接続される。送信経路は、電力増幅器と、少なくとも１つの切換可能インピーダンスとを備える。受信経路はアンテナノードに対して電気的に接続される。受信経路は、低雑音増幅器と、少なくとも１つの切換可能インピーダンスとを備える。各切換可能インピーダンスは、電力を元のアンテナノードへ向けて実質的に反射する第１の状態と、信号電力がそのそれぞれの経路に沿って送信される第２の状態の間を切り換えるように構成され、スイッチを備える。スイッチは、結合されるシリコン系短絡スイッチであるとともに、シリコン系ＭＯＳスイッチ、シリコン系バイポーラスイッチ、およびシリコン系ダイオードからなるグループから選択される。また、トランシーバモジュールは、単一の単位基板上に形成される。
本発明のさらなる実施形態によれば、アンテナノードと、送信経路と、受信経路とを備えるトランシーバモジュールが提供される。送信経路はアンテナノードに対して電気的に接続される。送信経路は、電力増幅器と、電力増幅器に対して結合される変圧器と、変圧器に対して結合される切換インピーダンスとを備える。切換インピーダンスは、受信モードである第１の動作モードにおいて高インピーダンス状態にあるとともに、送信モードである第２のモードにおいて低インピーダンス状態にある。受信経路はアンテナノードに対して電気的に接続される。受信経路は、低雑音増幅器と、受信モードで高インピーダンス状態にあり、かつ送信モードで低インピーダンス状態にある切換インピーダンスとを備える。各切換可能インピーダンスは、グランドに結合されるシリコン系短絡スイッチを備え、スイッチが、シリコン系ＭＯＳスイッチ、シリコン系バイポーラスイッチ、およびシリコン系ダイオードからなるグループから選択される。また、トランシーバモジュールは、単一の単位基板上に形成される。
本添付図面に示される本発明の好ましい実施形態を説明するにあたっては、明確にするため、特定の用語が使用される。しかしながら、本発明は、使用される特定の用語に限定されることを意図するものではなく、それぞれの特定の用語が同様の目的を達成するために同様の様式で動作する全ての技術的等価物を含むことは理解されている。
本発明は、全体的なトランシーバシステムアーキテクチャ設計を伴わないが、異なるトランシーバアーキテクチャで使用されてもよいトランシーバスイッチング回路を扱う。トランシーバアーキテクチャ設計の一般的な説明は、その開示内容全体が参照により本明細書に明確に組み込まれるＳｃｏｔｔ Ｒ．Ｂｕｌｌｏｃｋによる「Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ Ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」（１９９５、ＩＳＢＮ １−８８４９３２−４０−０）において見出されてもよい。
本発明によって扱われる重大な課題のうちの１つは、ＲＦトランシーバの動作中に起こり得る高い電圧振れを回避することを伴う。前述したように、過度の電圧は、トランシーバ部品に悪影響を与える可能性があり、それにより、性能の低下が引き起こされ、あるいはシステム全体が故障することさえある。
本発明の実施形態は、トランシーバにおいて、ＭＯＳスイッチ、ＢＪＴスイッチまたはダイオードスイッチを使用するが、それらを高い電圧ストレスに晒さないようにすることが非常に重要である。本発明の１つの態様によれば、これは、必要に応じてトランシーバの送信部または受信部にわたって電力を反射する、あるいは伝えるために短絡スイッチを使用することにより行なうことができる。すなわち、スイッチは、低ＲＦ振れノードに対して接続されるとともに、送信動作中においてはそれらの低いインピーダンス状態にある。
図１（ａ）は、トランシーバスイッチング回路４０における一般的なアーキテクチャを示している。回路４０は、それに結合されたユーザデバイス（図示せず）から信号を受けるようになっている電力増幅部４２を含む。電力増幅部４２は、アンテナ４４に結合されるとともに、アンテナ４４を使用してユーザデバイスから受信された信号を送信するようになっている。また、回路４０は、アンテナ４４およびユーザデバイスの両方に対して同様に結合される低雑音増幅部４６も含む。ＬＮＡ部４６は、アンテナ４４から入力信号を受けるとともに、それらの信号を増幅して、増幅された信号をユーザデバイスに対して送る。
ＰＡ部４２とアンテナ４４の間には、第１の反応（reactive）デバイス４８、短絡スイッチ５０、および第２の反応デバイス５２が電気的に結合されることが好ましく、またＬＮＡ部４６とアンテナ４４の間には、第３の反応デバイス５４、短絡スイッチ５６、および第４の反応デバイス５８が電気的に結合されることが好ましい。また、例えば、アンテナ４４とのインピーダンスマッチングを与えるのに役立つように、または入力ピンあるいは出力ピンでの静電放電を防ぐために、図示のように、アンテナ４４とＰＡ部４２およびＬＮＡ部４６の間に別の反応デバイス６０が電気的に結合されてもよい。反応デバイス４８、５２、５４、５８、および６０が示されているが、特定の統計では、これらのデバイスのいずれか、あるいは全てが省かれてもよい。
反応デバイス４８、５２、５４、５８、および６０は、キャパシタ、インダクタ、および送信ラインの様々な組み合わせを含む得る反応ネットワークとして形成されることが最も好ましい。そのような反応ネットワークは、１つ以上の周波数で所定のインピーダンスを得るように構造されてもよい。好ましくは、反応ネットワークは、受信モードではアンテナから受信器への経路に沿って、また送信モードでは送信器からアンテナへの経路に沿って、電力伝送を最大にするように選択され、あるいは調整される。特定の形態の反応ネットワークは、本発明にとって重大ではなく、工学設計パラメータに基づいて選択されてもよい。それにも関わらず、いくつかの特定の反応ネットワーク形態が単なる一例として図１（ｃ）〜１（ｍ）に示されている。例えば、図１（ｃ）、１（ｄ）および１（ｅ）は、インダクタ、キャパシタ、および並列のインダクタ／キャパシタ形態を示している。図１（ｆ）は高域「ｐｉ」インピーダンスマッチングネットワークを示し、図１（ｇ）は帯域通過ｐｉインピーダンスマッチングネットワークを示し、図１（ｈ）は低域ｐｉインピーダンスマッチングネットワークを示している。図１（ｉ）は高域「Ｌ」マッチングネットワークを示し、図１（ｊ）は低域Ｌマッチングネットワークを示している。図１（ｋ）は低域「Ｔ」マッチングネットワークを示し、図１（ｌ）は高域Ｔマッチングネットワークを示している。図１（ｍ）は１／４波長送信ライン反応デバイスを示している。他の反応ネットワーク形態は、その開示内容全体が参照することにより本明細書に明確に組み込まれるＣｈｒｉｓ Ｂｏｗｉｃｋによるテキスト「ＲＦ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ」（１９８２、ＩＳＢＮ ０−７５０６−９９４６−９）において見出されてもよい。
図１（ａ）に戻ると、高い電圧振れに起因してスイッチ５０および５６に対して起こる場合がある最大の危険は、典型的に、送信モード中である。短絡スイッチ５０および５６は、一端がポイント５１および５７に対してそれぞれ接続するように示されているが、スイッチの他端はグランドに接続して示されている。本明細書で使用されるように、そのようなスイッチのための「グランド」は、ＲＦグランドであってもよく、あるいはそれに関連付けられる小さなＲＦ信号振れを有してもよい。本発明による短絡スイッチは、スイッチの一端がＲＦ信号に結合されてもよく、かつスイッチの他端がグランド、すなわち、ＲＦ信号触れをほとんど有さない、あるいは全く有さないポイントに結合される、ＲＦスイッチであることが最も好ましい。従って、短絡スイッチが低抵抗状態（典型的には、低いインピーダンスまたは「閉じられた」状態）にあると、スイッチの両端はＲＦ信号振れをほとんど有さず、あるいは全く有さない。動作時、スイッチの作動降伏電圧限度よりも小さい信号振れ、好ましくはスイッチの作動降伏電圧限度（operating breakdown voltage limit）よりもかなり小さい信号振れが許容されてもよい。
ここで、受信モードおよび送信モード中における短絡スイッチ５０および５６の動作について説明する。受信モード中、アンテナ４４は、受信信号からの電力を回路４０へ入力する。効率的なトランシーバ動作のためには、回路４０の送信側４１（例えば、ＰＡ部４２、反応デバイス４８および５２、および短絡スイッチ５０）ができる限り多くの電力をアンテナ４４の方へ反射して戻すことが最も望ましい。逆に、回路４０の受信側４３（例えば、ＬＮＡ部４２、反応デバイス５４および５８、および短絡スイッチ５６）がアンテナ４４から可能な限り多くの電力を通過させることが最も望ましい。従って、受信モード中に短絡スイッチ５６が高インピーダンス状態に設定される間、送信側４１の短絡スイッチ５０が低インピーダンス状態に設定されることが最も好ましい。単なる一例として、短絡スイッチ５０は、低インピーダンス状態を得るために論理的に「閉じられて」もよく（例えば、小さいレジスタを用いてモデル化することができる）、また短絡スイッチ５６は、高インピーダンス状態を得るために論理的に「開かれて（opened）」もよい（例えば、多くのスイッチが高インピーダンス状態で容量性を有するように見えるため、小さいキャパシタによってモデル化することができる）。
送信モード中、受信側４３が可能な限り多くの電力をアンテナ４４へ反射することが最も望ましく、一方、送信側４１が可能な限り多くの電力をＰＡ部４２からアンテナ４４へと通過させることが最も望ましい。従って、この場合、短絡スイッチ５６は、低インピーダンス状態を得るために論理的に閉じられてもよく、一方、短絡スイッチ５０は、高インピーダンス状態を得るために論理的に開かれてもよい。ここで、送信中、短絡スイッチ５０は、論理的開放状態にある間、ノード５１に接続されるその端子での全ＲＦ＋ＤＣ電圧振れに耐えることができなければならず、一方、短絡スイッチ５６は、その端子の両方をグランドまたはその近傍の電圧にすることによって、大きな電圧振れから保護される。例えば、スイッチ５６は、非常に低い降伏電圧のＭＯＳデバイスを使用して実施することができ、一方、スイッチ５０は、高い降伏電圧のＢＪＴスイッチの使用を必要としてもよい。
短絡スイッチ５０または短絡スイッチ５６のいずれかにおいては、低インピーダンス状態に入ると、できる限り多くの電力を反射することが望ましい。従って、電力の７５−８０％の反射が許容されるが、電力の少なくとも９０％以上が低インピーダンス状態中に反射されることが最も好ましい。電力が反射される正確な度合いは、低インピーダンス状態にあるスイッチおよびアンテナノードに対してスイッチを接続する特定の反応ネットワークのインピーダンスの関数である。逆に、短絡スイッチ５０または短絡スイッチ５６のいずれかが高インピーダンスモードにあるときには、スイッチにおける電力をできる限り消費しないことが望ましい。これは、開状態における目的が、可能な限り多くの電力をアンテナから選択されたモジュール（４２または４６）へと送ることだからである。所望のＲＦ信号周波数においてスイッチによりそのオフ状態で与えられるインピーダンスを増大させることによって、電力伝送を増大させることができる。従って、図８（ｂ）に示されるように、インダクタは、高抵抗状態のスイッチの出力キャパシタンスと共振するためにトランジスタの両端間に配置される。これは、特定の作動周波数範囲内でスイッチのインピーダンスを増大させるために使用されてもよい。同様に、図８（ｅ）は、高抵抗状態の出力インピーダンスを増大させ、従って、電力伝送を増大させるために、高抵抗状態のＢＪＴスイッチの出力キャパシタンスをインダクタと共振させることもできることを示している。
図１（ｂ）は、マルチバンド（二重周波数）システムで用いるトランシーバスイッチング回路４０’のための一般的なアーキテクチャを示している。回路４０’は、前述した回路４０に類似するトランシーバ回路４０１および４０２の対を含む。例えば、回路４０１は、反応デバイス４８１および５２１および短絡スイッチ５０１を介してアンテナ４４に電気的に結合される電力増幅部４２１を有する送信側４１１を含む。また、回路４０１は、アンテナ４４およびユーザデバイスの両方に対して同様に結合される低雑音増幅部４６１を有する受信側４３１も含む。ＬＮＡ部４６１は、反応デバイス５４１および５８１および短絡スイッチ５６１を介してアンテナ４４に電気的に結合する。また、反応デバイス６０１は、送信側および受信側とアンテナ４４の間に電気的に結合されることが好ましい。
同様に、回路４０２は、反応デバイス４８２および５２２および短絡スイッチ５０２を介してアンテナ４４に電気的に結合される電力増幅部４２２を有する送信側４１２を含む。また、回路４０２は、アンテナ４４およびユーザデバイスの両方に対して同様に結合される低雑音増幅部４６２を有する受信側４３２も含む。ＬＮＡ部４６２は、反応デバイス５４２および５８２および短絡スイッチ５６２を介してアンテナ４４に電気的に結合する。また、反応デバイス６０２は、送信側および受信側とアンテナ４４の間に電気的に結合されることが好ましい。ここで、反応デバイス６０１および６０２は、２つの異なる周波数または周波数帯域で回路４０１および４０２の動作を最適化するために周波数ダイプレクサとして構成されてもよい。
従って、２つのトランシーバは、２つの異なる周波数帯域で動作することができる。各回路４０１および４０２は、図１（ａ）の回路４０と同じ様式で動作することが好ましい。例えば、回路４０’が第１の周波数または周波数帯域の信号を受信している場合には、回路４０１が受信モードで動作してもよい。ここで、受信モード中、アンテナ４４は、好ましくは回路４０２から離れるようにアンテナ４４へ向けて電力を反射する反応デバイス６０２を用いて、受信信号からの電力を回路４０１へ入力する。効率的なトランシーバ動作のため、回路４０１の送信側４１１が可能な限り多くの電力を元のアンテナ４４へ向けて反射することが最も望ましい。逆に、回路４０１の受信側４３１が可能な限り多くの電力をアンテナ４４からＬＮＡ４６１へ向けて通過させることが最も望ましい。従って、受信モード中に短絡スイッチ５６１が高インピーダンス状態に設定される間、送信側４１１の短絡スイッチ５０１が低インピーダンス状態に設定されることが最も好ましい。また、両方の短絡スイッチ５６２および５０２は、６０２を通過するどんな電力でも元のアンテナ４４へ向けて反射されるように、低インピーダンス状態になければならない。
第１の周波数または周波数帯域での送信モード中、受信側４３１が可能な限り多くの電力をアンテナ４４へ反射することが最も望ましく、一方、送信側４１１が可能な限り多くの電力をＰＡ部４２１からアンテナ４４へと通過させることが最も望ましい。従って、この場合、短絡スイッチ５６１は、低インピーダンス状態を得るために論理的に閉じられてもよく、一方、短絡スイッチ５０１は、高インピーダンス状態を得るために論理的に開かれてもよい。ここで、送信中、短絡スイッチ５０１は、ノード５１１で全送信電圧振れを扱うように選択されなければならず、一方、短絡スイッチ５６１は、ノード５７１をグランドに短絡することにより大きな電圧振れから保護される。第２の周波数または周波数帯域での回路４０２の動作が第１の周波数／帯域での回路４０１の動作に類似する様式で起こることは理解されている。この場合、反応デバイス６０１が電力を回路４０１から離れるようにアンテナ４４へ向けて反射し、一方、反応デバイス６０２が回路４０２へのおよび回路４０２からの電力を許容することが好ましい。つまり、選択されない（不活性）モジュールの全てにつながる経路上の短絡スイッチが低抵抗状態に置かれることが好ましく、一方、選択された（活性）モジュールにつながる経路上のスイッチが高インピーダンス状態に置かれることが好ましい。それぞれの反応デバイスは、アンテナと活性状態および不活性状態における特定のモジュールの間の電力伝送を最大にするように選択されるべきである。
図２は、本発明の別の好ましい実施形態によるトランシーバスイッチング回路１００を示している。この場合、図１（ａ）におけるノード５１で見られる送信電圧振れに耐えることができる短絡スイッチを有する必要性は、送信側短絡スイッチを電力増幅最終トランジスタの出力側から最終電力増幅トランジスタの入力側へ移動することによって回避される。これは、短絡スイッチの電圧破壊要件を劇的に減少させる。ここで、第１のノード１０２は、ユーザデバイス（図示せず）をアンテナノード１０４に対して結合し、アンテナノード１０４は、アンテナまたはダイプレクサ（図示せず）などの周波数マルチプレクサのいずれかに結合する。アンテナノード１０４は、アンテナまたは周波数マルチプレクサに対して直接的にあるいは間接的に結合してもよい。第１のノード１０２は、アンテナを介して送信されるべきユーザデバイスからの信号を受ける。送信前に、信号は、第１のノード１０２から電力増幅器１０６へ通される。電力増幅器１０６は、アンテナによって出力される信号の強度を増大させるように作用する。
図示のように、電力増幅器１０６は、電流源１１０に結合される基準トランジスタ１０８、ＭＯＳトランジスタ１１２、および演算増幅器１１４を含むベースバイアス発生器を含んでもよい。ベースバイアス発生器は、電力増幅器の主要な出力デバイスであるＢＪＴトランジスタ１２２にバイアスをかけるために使用される。例示的な形態の電力増幅器が設けられているが、本発明は、任意の特定の電力増幅器形態に限定されない。この場合、図１（ｂ）の場合のようにノード５１にスイッチを有するのではなく、ＮＭＯＳスイッチ１２０が電力トランジスタ１２２のベースに配置されることが好ましい。送信モード中、スイッチ１２０はその高インピーダンス状態にある。スイッチ１２２のドレインは、そのノードでのＤＣ＋ＲＦ信号振れに耐えなければならないが、ＢＪＴ１２２が高い電圧利得を有するため、ＲＦ振れは非常に小さい。受信モード中、スイッチ１２０は、その低抵抗状態に置かれる。これは、トランジスタ１２２のベースをグランドに対して効果的に短絡する。一次まで、これは、受信モード中にＢＪＴ１２２のコレクタで高いＲＦインピーダンスを形成する。ＢＪＴ１２２のコレクタ側での高いインピーダンスにより、ＲＦエネルギのほとんどが、元の受信回路、例えばインダクタ１３８、ＬＮＡ１１８、キャパシタ１４４、およびスイッチ１４２へ向けて反射される。正確な電力増幅器形態に関係なく、電力増幅器は、ＢｉＣＭＯＳまたはＣＭＯＳ ＩＣ製造プロセスを使用して実施されることが望ましい。単なる一例として、ＢＪＴおよびＭＯＳトランジスタが特定の形態で示されているが、例えば、これらのデバイスは置き換えられてもよく、全てＢＪＴが使用されてもよく、全てＭＯＳトランジスタが使用されてもよい。
アンテナノード１０４には第２のノード１１６も結合される。第２のノード１１６は、アンテナによって受けられた信号を取得し、かつそれらの信号をユーザデバイスへ与えられるようになっている。ユーザデバイスにおいて、前記信号は、その後に処理されてもよく、あるいはユーザデバイスの動作で使用されてもよい。アンテナノード１０４と第２のノード１１６の間には、アンテナ１０４によって受けられる信号を第２のノード１１６に通過させる前に増幅させるＬＮＡ１１８がある。
トランシーバスイッチング回路１００は、電力増幅器とアンテナノード１０４の間、またはＬＮＡ１１８とアンテナノード１０４の間に電気的に結合されるさらなる部品を含む。これらの部品は短絡スイッチを含む。
例えば、電力増幅器とアンテナノード１０４の間の送信経路は、電力増幅最終段トランジスタ１２２の入力ノード１０７に対して結合される第１の短絡スイッチ１２０を含むことが好ましい。スイッチ１２０は例えばＭＯＳ型スイッチであってもよく、その場合、ドレインが電力増幅器出力ノードに結合され、ゲートが送信可能（「ＴＸ ＥＮ」）信号ラインに結合され、ソースがＲＦグランドに結合される。あるいは、スイッチ１２０は、該スイッチ１２０が前述したようにグランドに短絡する限り、ＢＪＴ型または他のＭＯＳ系デバイスであってもよい。好ましい短絡スイッチの例が図８（ａ）〜８（ｆ）に与えられている。
特に、図８（ａ）〜８（ｆ）は、本発明の実施形態において短絡スイッチを実施するための異なる方法を示している。図２〜６などの短絡スイッチの例はＮＭＯＳトランジスタを示しているが、本発明において使用されてもよい多くの可能な変形がある。例えば、図８（ａ）は、短絡スイッチとして使用するためのＮＭＯＳトランジスタを示している。ここで、スイッチは、ゲート電圧がトランジスタの閾値電圧を十分に上回るときに、グランドに対して低い抵抗を有する。ＰＭＯＳトランジスタ（図示せず）をスイッチのために同様に使用できる。また、スイッチ機能を生成するためにスイッチの任意の並列な組み合わせも使用できる。
前述したように、図８（ｂ）は、高抵抗状態にあるスイッチの出力キャパシタンスと共振するためのインダクタの使用を示している。本技術は、特定の作動周波数範囲内でスイッチのオフインピーダンスを増大させるために使用することができる。図８（ｃ）は、そのベースが電流源によって駆動されて低抵抗状態にされ、かつそのベースが開回路されて高抵抗状態にされるＮＰＮ ＢＪＴを示している。ここで、低抵抗スイッチとして動作するため、電流は、低抵抗状態において、ＢＪＴが飽和作動形態に入るようにするに足るものでなければならない。図８（ｄ）は、スイッチの高インピーダンス状態出力キャパシタンスを減少させるためにスイッチを図８（ｃ）に示される順方向飽和ではなく逆方向飽和で動作させることができることを示している。
図８（ｅ）は、高抵抗状態出力インピーダンスを増大させるために高抵抗状態におけるＢＪＴの出力キャパシタンスをインダクタと共振させることもできることを示している。また、図８（ｆ）は、低抵抗状態から高抵抗状態へと非常に高速に切り換えるためにＢＪＴスイッチのベースに短絡ＮＭＯＳスイッチを付加したのを示している。これらの短絡スイッチ形態のいずれか、あるいは全てが本発明の任意の実施形態と共に使用されてもよい。
図２に戻ると、ＢＪＴなどのトランジスタ１２２はノード１０７に結合されるのが好ましく、またキャパシタ１２３は、示されるように、第１のノード１０２と電力増幅器出力ノードの間に電気的に結合されてもよい。
「チョーク」として使用されてもよいインダクタ１２４は、トランジスタ１２２のコレクタを電源に対して結合することが好ましく、またインダクタ１２６は、トランジスタ１２２のエミッタをグランドに結合することが好ましい。トランジスタ１２２のコレクタ（または、ＭＯＳＦＥＴトランジスタが使用される場合には、ドレイン）はインダクタ１２８の一端に結合されることが望ましく、一方、インダクタ１２８の他端はノード１３０に結合される。ＤＣブロックとして使用されてもよいキャパシタ１３２は、ノード１３０とアンテナノード１０４の間に配置されることが好ましい。また、キャパシタ１３４は、ノード１３０とグランドの間に結合されてもよく、一方、５０Ω抵抗などの抵抗１３６は、アンテナノード１０４とグランドの間に結合されてもよく、またはノード１０４でアンテナの負荷を単に表わしてもよい。
前述したように、アンテナノード１０４とＬＮＡ１１８の間にさらなる回路が電気的に配置されてもよい。本実施形態では、そのような回路は、ノード１３０とノード１４０の間に結合されるインダクタ１３８を含んでもよい。ノード１４０には第２の短絡スイッチ１４２も結合される。スイッチ１４２は例えばＭＯＳスイッチであってもよく、その場合、ドレインがノード１４０に結合され、ゲートが受信可能（「ＲＸ ＥＮ」）信号ラインに結合され、ソースがＲＦグランドに結合される。あるいは、スイッチ１４２は、スイッチ１２０がグランドに短絡する限り、ＢＪＴまたは他のＭＯＳ系トランジスタデバイスであってもよい。キャパシタ１４４は、ノード１４０およびＬＮＡ１１８に対して接続される第１の端部も有することが好ましく、一方、その他端はグランドに結合される。
本実施形態において、回路１００がアンテナから信号を受けるべき場合、短絡スイッチ１２０は、ノード１０７をグランドに結合する低インピーダンス状態または論理的「オン」状態となるように始動されることが好ましい。従って、ＭＯＳトランジスタが代わりに使用される場合には、ゲートとなるトランジスタ１２２のベースもグランドに対して短絡され、またトランジスタ１２２がオフ状態にあるときに高インピーダンスであるため、トランシーバ回路１００の送信側が電力を元のノード１３０へ向けて反射する。
この場合、インダクタ１２８を通じて流れるアンテナから受信された信号の一部は、アンテナインピーダンスとマッチングキャパシタ１３４に直列なトランジスタ１２２のベースコレクタ（または、ドレインゲート）キャパシタンスのインピーダンスの間の大きなインピーダンス不一致によって反射される。アンテナノード１０４からインダクタ１２８へ向かう入力インピーダンスは、トランジスタ１２２のコレクタキャパシタンスが十分に小さい限り、かなり高い。従って、非常に僅かな電流、従って、僅かな電力が、アンテナからインダクタ１２８を通じて流れる。
受信モード中、スイッチ１４２は、開回路として作用して高インピーダンスを与える論理的オフ状態に置かれることが好ましい。従って、アンテナによって受けられた信号は、インダクタ１３８およびキャパシタ１４４を含むインピーダンスマッチングネットワークを介して、ＬＮＡ１１８に結合され、このＬＮＡ１１８において、信号が増幅されてノード１１６へ通される。キャパシタ１４４は、最適な雑音指数を有するように、かつアンテナからの入力インピーダンスをＬＮＡ１１８と一致させるように選択されることが望ましい。
回路１００が送信モードにあるとき、スイッチ１２０は、論理的オン状態にある間に開回路として作用する高インピーダンス状態に置かれることが好ましい。スイッチ１４２は、論理的オフ状態にある間に短絡回路として作用する低インピーダンス状態に置かれることが好ましい。スイッチ１４２が高インピーダンスモードにある状態では、電流は、キャパシタ１２３を通じて電力増幅トランジスタ１２２の入力へと流れ、トランジスタ１２２によって増幅されるとともに、インダクタ１２８およびキャパシタ１３４および１３２を介してアンテナノード１０４に結合されることが望ましい。スイッチ１４２が低インピーダンスモードにある状態では、インダクタ１３８は、インダクタ１２８およびキャパシタ１３４を含む電力増幅器１０６のためのインピーダンスマッチングネットワークの一部となる。送信モード中に過度の不利な電圧がスイッチ１２０またはスイッチ１４２の両端間にそれらの短絡形態に起因して現れることは全く無く、またスイッチ１２０が高利得トランジスタ１２２の前にあるため、それにより、非常に信頼できる回路が確保される。
図３は本発明の別の実施形態を示している。ここで、トランシーバスイッチング回路２００は図２の回路１００の変形である。回路２００は、使用される電力トランジスタの特定のタイプに対する設計の依存度を減少させるため、特定の部品を選択するときにシステム設計者にさらなる自由度を与えることができる。以下、回路１００との主な違いについて説明する。
図３に示されるように、回路２００は、さらなる短絡スイッチ、すなわち、好ましくはドレインがキャパシタ２０４に結合され、ソースがグランドに結合され、ゲートが受信可能信号ラインに結合されるスイッチ２０２を含む。図３における回路の主な目的は、図２における回路に関して全てのスイッチに高い電圧ストレスを回避させ続けるが、ＲＦ信号を潜在的に損失の多い電力トランジスタ１２２から離したままに保つことである。これは、反応短絡ネットワークを使用して、ＲＦ信号がトランジスタ１２２のコレクタへ流れ込むことができる前にＲＦ信号をショートさせることによって、図３の実施形態で達成される。キャパシタ２０４は、キャパシタ２０６を介してノード２０８に結合される。インダクタ２１０もキャパシタ２０６を介してノード２０８に結合される。別の形態において、キャパシタ２０６は、スイッチ２０２のソースとグランドの間に配置されてもよい。
どの形態が使用されるかに関わらず、図３の構造は以下のように動作する。受信モードでは、スイッチ２０２が高インピーダンス状態に置かれ、インダクタ２１０およびキャパシタ２０６が所望の受信周波数で直列共振するように選択されることが好ましい。インダクタ２１０およびキャパシタ２０６の直列共振は、送信器のＲＦ分岐に低いインピーダンスを作り出す。ここで、インダクタ１２８およびキャパシタ１３４は、受信周波数で一緒に共振するように設計されることが好ましい。従って、アンテナポート１０４から受信される信号エネルギの全ては、インダクタ１３８およびキャパシタ１４４を含むＬＮＡ１１８のためのマッチングネットワークへ流れ込む。
送信モードへ切り換わると、電力増幅器のデバイス出力で想定し得る回路の短絡が起こる可能性があり、それにより、回路２００の適切な動作が妨げられる。これを回避するため、スイッチ２０２は、インダクタ２１０の両端間にキャパシタ２０４との並列共振回路を作り出す低インピーダンス状態に置かれ、それにより、ノード２０８からグランドまでの全体のインピーダンスが共振周波数で高くなる。所望の送信周波数でインダクタ２１０と並列共振するようにキャパシタ２０４を選択することにより、キャパシタ２０４、インダクタ２１０およびキャパシタ２０６の分岐へ向かうインピーダンスは、高いインピーダンスを有するとともに、電力出力デバイスをロードダウンするとは言えない。この回路は、送信モード中に両方のスイッチ２０２および１４２がそれらの低抵抗状態にあるため、依然として送信モード中に短絡スイッチの全てが非常に小さい電圧を受けるようにしつつ、受信モード中のＬＮＡへのアンテナ電力の方向付けを改善するという目的を達成する。本実施形態において、回路２００は、限られた周波数範囲にわたって、特にキャパシタ２０６およびインダクタ２１０が直列共振する帯域およびキャパシタ２０４およびインダクタ２１０が並列共振する帯域にわたって動作するように構成される。
いくつかの状況では、送信モードおよび受信モードの両方で全ての部品にとって最適な値を選択するために、さらなる自由度が望ましい。これは、インダクタ１３８を送信マッチングネットワークの一部から外すことにより達成できる。そのような形態を使用する本発明の別の実施形態が、トランシーバスイッチング回路３００を例示する図４に示されている。
図示のように、回路３００は、回路２００に類似しているとともに、別の短絡スイッチ、すなわち、キャパシタ３０４と直列なスイッチ３０２も含む。スイッチ３０２は、電力が流れてはならない分岐部への入力インピーダンスの変更を可能にする。キャパシタ３０４は、スイッチ３０２のドレインをノード１３０に対して結合することが好ましい。スイッチ３０２のソースは、グランドに結合されてもよく、あるいは破線で示されるように、スイッチ１４２のドレインおよびノード１４０に対して結合されてもよい。スイッチ３０２のゲートは受信可能信号ラインに対して結合される。スイッチ２０２および１４２と同様、スイッチ３０２は、送信モード中に低抵抗状態にあり、短絡スイッチである。従って、これらの３つのスイッチはいずれも、送信動作中であっても高い電圧ストレスを受けない。
キャパシタ３０４は、所望の送信周波数でインダクタ１３８と並列共振するように選択されることが望ましい。これは、インダクタ１３８によって与えられる負荷を送信マッチングネットワークから除去し、それにより、その最適な設計が容易になる。受信モード中、スイッチ３０２は高インピーダンス状態に置かれる。送信モード中、スイッチ３０２は低インピーダンス状態に置かれる。スイッチ１４２も、またスイッチ３０２または２０２も、送信モード中に大きな電圧を受けない。これは、これらのスイッチがいずれも低インピーダンス状態にあるからである。
本発明の別の態様によれば、電力増幅器出力マッチングにおいて他の反応デバイスが使用されてもよい。例えば、ｐｉマッチ、Ｔマッチなどが使用されてもよい。同様に、ＬＮＡ１１８への入力で、さらなるマッチングネットワークを使用することができる。例えば、ここでは、ｐｉマッチ、Ｔマッチなどが同様に使用されてもよい。例えば図１（ｃ）〜１（ｍ）に示される反応ネットワークが使用されてもよい。なお、ＬＮＡマッチングネットワークをインダクタまたはキャパシタを用いてアンテナノード１０４に接続することができ、また並列共振回路を依然として形成できるように、図４の実施形態におけるスイッチ３０２による並列共振器可能を交換することができる。
本発明の別の態様によれば、共振回路（直列または並列）が形成される場所の全てにおいては、さらなる反応素子をさらなるスイッチと共に加えて共振の中心周波数を電子的に動かすことにより、その共振回路の中心周波数を調整することができる。技術の帯域幅は、共振動作に起因して、ある程度まで制約される場合があるが、中心周波数を電子的に切り換えることにより、さらに広い帯域幅を網羅するように帯域幅を広げることができる。また、これは、異なる送信周波数および受信周波数を伴う用途または送信周波数および／または受信周波数の複数の帯域を使用する用途において特に興味深い。
アンテナポートまたはノードは、実際には、さらに大きい回路の一部となり得る。例えば、図１（ｂ）の実施形態と同様、図２〜４における回路のアンテナノード１０４を周波数ダイプレクサに対して接続することができ、周波数ダイプレクサは、その後、アンテナに対して接続されるとともに、異なる周波数で動作するトランシーバに対して接続される。
図５に示されるように、変圧器結合ＲＦブロックでは、さらなるオプションが利用可能になる。この図は、本発明の別の実施形態、すなわち、トランシーバスイッチング回路４００を示している。図５は、送信モード中にその低抵抗状態にある短絡スイッチを使用しつつ、送信経路において良好な電力反射を達成するための方法を示している。図２〜４の場合と同様に、第１のノード４０２がユーザデバイス（図示せず）をアンテナノード４０４に対して結合し、アンテナノード４０４がアンテナまたはダイプレクサ（図示せず）などの周波数マルチプレクサに対して結合する。アンテナノード４０４は、アンテナまたは周波数マルチプレクサに対して直接的に、あるいは間接的に結合してもよい。第１のノード４０２は、アンテナを介して送信されるべきユーザデバイスからの信号を受ける。送信前に、信号は、第１のノード４０２から、電力増幅器１０６と同じ形態をなしてもよい電力増幅器４０６へと通される。
前述した実施形態と同様、回路４００は、アンテナノード４０４に結合された第２のノード４０８も含む。第２のノード４０８は、アンテナによって受けられた信号を取得し、かつそれらの信号をユーザデバイスへ与えるようになっている。ユーザデバイスにおいて、前記信号は、その後に処理されてもよく、あるいはユーザデバイスの動作で使用されてもよい。アンテナノード４０４と第２のノード４０８の間には、アンテナ４０４によって受けられる信号を第２のノード４０８に通過させる前に増幅させるＬＮＡ４１０がある。
また、図５には、キャパシタ４１６を介してアンテナノード４０４に結合されるノード４１２も示されている。キャパシタ４１６はＤＣブロックとして使用されてもよい。キャパシタ４１４は、インダクタ４２８および４２０を有するインピーダンス変換ネットワークの一部として、ノード４１２とグランドの間に結合されてもよい。
図２−４の実施形態の場合と同様、アンテナノード４０４とＬＮＡ４１８の間にさらなる回路が電気的に配置されてもよい。本実施形態では、そのような回路は、ノード４１２とノード４２２の間に結合されるインダクタ４２０を含む。ノード４２２には短絡スイッチ４２４も結合される。スイッチ４２２は例えばＭＯＳスイッチであってもよく、その場合、ドレインがノード４２２に結合され、ゲートが受信可能信号ラインに結合され、ソースがＲＦグランドに結合される。あるいは、前述した実施形態の場合と同様、スイッチ４２４は、スイッチ１２０がグランドに短絡する限り、ＢＪＴまたは他のＭＯＳ系トランジスタデバイスであってもよい。スイッチ４２４は、前述したスイッチ１４２と同様に動作する。キャパシタ４２６は、ノード４２２およびＬＮＡ４１０に対して接続される第１の端部も有することが好ましく、一方、その他端はグランドに結合される。
また、図５の回路４００は、前述したインダクタ１２８と同様に機能するインダクタ４２８も含むことが好ましい。インダクタ４２８の一端はノード４１２に接続され、一方、インダクタ４２８の他端は変圧器４３０に接続される。示されるように、変圧器４３０の一方側は短絡スイッチ４３２ならびにインダクタ４２８に対して結合されることが好ましく、一方、変圧器４３０の他方側は電力増幅器４０６に対して結合されることが好ましい。この形態では、スイッチ４３２のドレインが変圧器４３０に結合されることが望ましく、ソースがＲＦグランドに対して結合されることが望ましく、またゲートが送信可能信号ラインに対して結合されることが望ましい。図示しないが、受信経路において短絡スイッチに結合される変圧器を使用することもできる。
切り換えられるべきＲＦブロックがその出力に、変圧器を有する回路では、図５に示されるように、直列スイッチの代わりに、ＲＦグランドに対する変圧器の接続が破壊される場合がある。受信モード中、短絡スイッチ４３２を高抵抗状態に置くことによって、電力が電力増幅器４０６から離れるようにノード４１２へ向けて反射される。スイッチ４３２が高インピーダンスにあるとき、電流は変圧器４３０の右側を通じて流れることができない。従って、アンテナノード４０４から変圧器４３０の左側に対する信号の結合はあり得ない。従って、信号電力は、この有効な「開回路」に起因して元のアンテナノード４０４へ向けて反射される。なお、図３に記載される技術とは異なり、図５に記載される手法は本質的にブロードバンドである。しかしながら、短絡スイッチ４３２が高抵抗状態にあるときに、かなり多くのキャパシタンスが短絡スイッチ４３２の変圧器側に存在する場合には、一部の電力がＬＮＡから失われて変圧器を介してＰＡ２０６に対して結合される場合がある。この損失は、図８（ｂ）および図８（ｅ）に示されるようにそのノードでさらに高いインピーダンスを作り出すために高抵抗状態にあるスイッチキャパシタンスと共振するスイッチと並列のインダクタを加えることにより、特定の周波数範囲内で減少させることができる。逆に、送信モード中、短絡スイッチ４３２は低抵抗状態で駆動されなければならない。その結果、ＲＦ電流は、アンテナノード４０４へ向けて変圧器４３０を通じて効率的に流れることができる。ＲＦブロックが変圧器４３０の出力で非常に大きな電圧振れを生成する電力増幅器である場合、この配置は、高電圧信号が電力増幅器４０６からアンテナノード４０４へ流れているときにスイッチ４３２がその低抵抗状態にあるが、デバイスの破壊を引き起こし得る大きな電圧がスイッチ４３２の両端間に現れないという利点を有する。
図６は、図１（ｂ）で与えられた例に類似する本発明のさらなる別の実施形態を示している。トランシーバスイッチング回路５００は、特に複数の送信帯域および受信帯域を伴って使用するようになっている。
特に、図６は、オンチップ短絡スイッチの使用を、２つの可能な送信ステージのうちの１つ、あるいは２つの可能な受信ステージのうちの１つが単一のアンテナまたはポートに接続される例示的な場合にまで広げた状態を示している。好ましい例では、回路は、約２．４ＧＨｚ（８０２．１１ｂまたは８０２．１１ｇに関して）または４．９ＧＨｚと５．８５ＧＨｚの間、例えば５．５ＧＨｚ程度（８０２．１１ａに関して）である８０２．１１信号をサポートするように構成される。この場合、各送信帯域毎に別個の電力増幅器を有するとともに、各受信帯域毎に別個のＬＮＡを有することが最も好ましい。
図示のように、回路５００は、８０２．１１ｂおよびｇ規格の２．４ＧＨｚ帯域に適合される第１のセクション５０２、および８０２．１１ａ規格における４．９〜５．８５ＧＨｚ帯域に適合される第２のセクション５０４を含む。各セクション５０２および５０４は、ＬＮＡ、すなわち、セクション５０２のためのＬＮＡ５０６およびセクション５０４のためのＬＮＡ５０８を含む。この場合、ＬＮＡ５０６および５０８は、それぞれの周波数帯域で動作するように適合される。また、各セクション５０２および５０４は、電力増幅器、すなわち、セクション５０２のための電力増幅器５１０およびセクション５０４のための電力増幅器５１２も含むことが好ましい。ＬＮＡ５０６および５０８と同様に、電力増幅器５１０および５１２は、それぞれの周波数帯域で動作するように適合されることが好ましい。
セクション５０２は、スイッチ５１８、５２０および５２２と共に要素５１４および５１６からなる反応ネットワークも含むことが好ましい。要素５１４および５１６は、単なる一例として、１／４波長送信ラインまたは擬似１／４波長ライン（有限数のインダクタおよびキャパシタによって近似されるライン）を備えていてもよい。１つの例において、要素５１４および５１６は、ｐｉまたはティＬＣ集中ネットワークを備えている。使用されてもよい反応ネットワークの他の例が図１（ｃ）〜１（ｍ）に示されている。スイッチ５１８、５２０および５２２は短絡スイッチであることが最も好ましい。この場合、短絡スイッチ５１８はＬＮＡ５０６を作動させ／作動を停止させるためのものであり、短絡スイッチ５２０は電力増幅器５１０を作動させ／作動を停止させるためのものであり、短絡スイッチ５２２は一般に第１のセクション５０２を作動させ／作動を停止させるためのものである。そのような短絡スイッチの例が図８（ａ）〜８（ｆ）に与えられている。
セクション５０４は、スイッチ５２８、５３０および５３２と共に要素５２４および５２６からなる反応ネットワークも含むことが好ましい。要素５１４および５１６と同様、要素５２４および５２６は、単なる一例として、擬似１／４波長ラインを備えていてもよい。１つの例において、要素５２４および５２６はｐｉまたはティＬＣ集中ネットワークを備えているが、図１（ｃ）〜１（ｍ）におけるような他の反応ネットワークが使用されてもよい。スイッチ５２８、５３０および５３２は短絡スイッチであることが最も好ましい。この場合、短絡スイッチ５２８はＬＮＡ５０８を作動させ／作動を停止させるためのものであり、短絡スイッチ５３０は電力増幅器５１２を作動させ／作動を停止させるためのものであり、短絡スイッチ５３２は一般に第２のセクション５０４を作動させ／作動を停止させるためのものである。前述したように、そのような短絡スイッチの例が図８（ａ）〜８（ｆ）に与えられている。
図６に示されるように、第１のセクション５０２は、互いに並列のインダクタ５３６およびキャパシタ５３８を介してアンテナノード５３４に結合する。同様に、第２のセクション５０４は、互いに並列のインダクタ５４０およびキャパシタ５４２を介してアンテナノード５３４に結合する。これらの２つのＬＣネットワークは、周波数ダイプレクサとして周波数選択フィルタリングにおいて使用されることが好ましい。インダクタ５３６および５４０およびキャパシタ５３８および５４２における特定値は、セクション５０２および５０４の周波数帯域に基づいて選択されてもよい。好ましくは、インダクタ５４０およびキャパシタ５４２は、セクション５０２の動作の周波数で共振するように選択され、一方、インダクタ５３６およびキャパシタ５３８は、セクション５０４の動作の周波数で共振するように選択される。ノード５３４の一端はアンテナ５４４に結合し、一方、他端はインダクタ５４６を介してグランドに結合する。必要とされないが、インダクタ５４６は、静電放電に対抗するのを助けるため、かつ低周波信号を反射するのを助けるために使用されてもよい。
動作中、回路５００の１つの電力増幅器または１つのＬＮＡが所定の時間にアクティブであることが好ましい。他の能動部品は、それらから離れるように電力を反射するための状態に置かれることが好ましい。これは、短絡スイッチを使用して行なわれる。単なる一例として、回路５００が２．４ＧＨｚ帯域の信号を受けるべき場合、スイッチ５２０、５２８、５３０および５３２は、電力のほとんどあるいは全てがＰＡ５１０、ＰＡ５３０およびＬＮＡ５０８から離れて反射されるように低インピーダンス状態に置かれることが好ましい。ここで、短絡スイッチ５１８および５２２は、電力のほとんどあるいは全てがアンテナ５４４からＬＮＡ５０６へと通過するように高インピーダンス状態に置かれることが好ましい。
別の例において、回路５００が５．５ＧＨｚ帯域の信号を送信すべき場合、スイッチ５１８、５２０、５２２および５２８は、電力のほとんどあるいは全てがＰＡ５１０、ＬＮＡ５０６およびＬＮＡ５０８から離れて反射されるように低インピーダンス状態に置かれることが好ましい。ここで、短絡スイッチ５３０および５３２は、電力のほとんどあるいは全てがＰＡ５１２からアンテナ５４４へと通過するように高インピーダンス状態に置かれることが好ましい。
従って、図６は、他のモジュールが取り外されている間に４つのＲＦモジュール（２つのＬＮＡおよび２つの電力増幅器）のうちの任意のＲＦモジュールをアンテナ５４４またはノード５３４に接続できるようにする反応ネットワークおよび短絡スイッチの１つの好ましい組み合わせを示しているのが分かる。
特定の実施形態を参照して本発明について本明細書で説明してきたが、これらの実施形態が本発明の原理および用途の単なる例示であることは理解されている。従って、添付の特許請求の範囲によって規定される本発明の精神および範囲から逸脱することなく、例示的な実施形態に対して多くの変形をなすことができ、かつ他の構成を想起できることは理解されている。単なる一例として、特定の実施形態における図面にはＭＯＳスイッチが示されているが、ＢＪＴまたはダイオードスイッチが代わりに使用されてもよい。また、前記に与えられた回路はシングルエンド形態で説明されたが、本発明は、そのように限定されず、差動形態にも同様に適用できる。さらに、本発明による任意の実施形態は、シングルチップアーキテクチャで実施されることが好ましい。前述したように、本明細書で記載される実施形態の特徴は、他の実施形態に組み込まれてもよい。例えば、任意の反応ネットワークが本明細書中の実施形態のいずれかで使用されてもよい。同様に、任意の短絡スイッチが本明細書中の任意の実施形態で使用されてもよい。
産業上の利用可能性
本発明は、携帯型および据付型の無線製品の全ての様式で使用され得るオンチップトランシーバシステムを使用する無線通信デバイスを含むが、これに限定されない幅広い産業上の利用可能性を享受する。
本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路を示す。 本発明の態様によるマルチバンドトランシーバスイッチング回路を示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路で用いる反応ネットワークを示す。 本発明の態様によるトランシーバスイッチング回路を示す。 本発明の態様による別のトランシーバスイッチング回路を示す。 本発明の態様によるさらなるトランシーバスイッチング回路を示す。 本発明の態様によるさらに別のトランシーバスイッチング回路を示す。 本発明の態様による別のトランシーバスイッチング回路を示す。 例示的なＲＦフロントエンドアーキテクチャを示す。 本発明で用いる短絡スイッチタイプを示す。 本発明で用いる短絡スイッチタイプを示す。 本発明で用いる短絡スイッチタイプを示す。 本発明で用いる短絡スイッチタイプを示す。 本発明で用いる短絡スイッチタイプを示す。 本発明で用いる短絡スイッチタイプを示す。

Claims (32)

  1. アンテナノードと、
    前記アンテナノードに対して電気的に接続され、電力増幅器を備える送信経路と、
    前記アンテナノードに対して電気的に結合され、低雑音増幅器を備える受信経路と、
    前記送信経路および前記受信経路に対して電気的に結合されるスイッチを備える少なくとも１つの切換可能インピーダンスであって、前記送信経路における電力を前記アンテナノードから実質的に反射する第１の状態と、前記受信経路における電力をアンテナノードから実質的に反射する第２の状態の間を切り換えるように構成され、前記スイッチが、グランドに結合されるシリコン系短絡スイッチであるとともに、シリコン系ＭＯＳスイッチ、シリコン系バイポーラスイッチ、およびシリコン系ダイオードからなるグループから選択される、少なくとも１つの切換可能インピーダンスと、
    を備え、
    単一の単位基板上に形成される、トランシーバモジュール。
  2. 少なくとも１つの前記切換可能インピーダンスは、前記送信経路中の切換可能インピーダンス、および前記受信経路中の切換可能インピーダンスを備え、前記送信経路スイッチおよび前記受信経路スイッチがいずれもグランドに結合されるシリコン系短絡スイッチである、請求項１に記載のトランシーバ。
  3. 前記受信経路スイッチが前記受信経路上のノードとグランドの間に結合され、前記送信経路スイッチが前記送信経路上のノードとグランドの間に結合される、請求項２に記載のトランシーバ。
  4. 前記受信経路スイッチおよび前記送信経路スイッチは、前記低抵抗状態のときにスイッチ作動降伏電圧限度よりも小さいスイッチ信号振れが存在するように構成される、請求項３に記載のトランシーバ。
  5. 前記受信経路スイッチおよび前記送信経路スイッチは、前記低抵抗状態のときにほぼゼロのスイッチ信号振れが存在するように構成される、請求項３に記載のトランシーバ。
  6. 前記スイッチに対して電気的に結合される反応デバイスをさらに備える、請求項１に記載のトランシーバ。
  7. 前記トランシーバが送信モードおよび受信モードで動作するように構成され、前記送信経路における前記切換可能インピーダンスは、前記送信モードで高いインピーダンスを有するとともに、前記受信モードで低いインピーダンスを有し、前記受信経路における前記切換可能インピーダンスは、前記受信モードで高いインピーダンスを有するとともに、前記送信モードで低いインピーダンスを有する、請求項２に記載のトランシーバ。
  8. 前記送信経路における前記切換可能インピーダンスは、前記受信モードにおける電力を前記電力増幅器から離れるように実質的に反射する、請求項１に記載のトランシーバ。
  9. 前記受信経路における前記切換可能インピーダンスは、前記送信モードにおける電力を前記低雑音増幅器から離れるように実質的に反射する、請求項１に記載のトランシーバ。
  10. 前記送信経路は、それぞれが対応する電力増幅器を含む複数の送信経路を備え、前記受信経路は、それぞれが対応する低雑音増幅器を含む複数の受信経路を備える、請求項２に記載のトランシーバ。
  11. 前記スイッチがＭＯＳトランジスタである、請求項２に記載のトランシーバ。
  12. 前記送信経路中の第１の切換可能インピーダンスと、前記受信経路中の第２の切換可能インピーダンスとをさらに備え、前記送信経路スイッチおよび前記受信経路スイッチがＲＦグランドに結合されるＭＯＳトランジスタであり、前記第１の切換可能インピーダンスが第１の反応デバイスに対して電気的に結合され、前記第２の切換可能インピーダンスが第２の反応デバイスに対して電気的に結合される、請求項６に記載のトランシーバ。
  13. 前記ＭＯＳトランジスタのうちの少なくとも１つが前記トランジスタを横切って配置されるインダクタを有し、該インダクタは、前記高インピーダンス状態の前記ＭＯＳトランジスタの出力キャパシタンスと共振するように選択される、請求項１２に記載のトランシーバ。
  14. 前記スイッチがバイポーラトランジスタである、請求項２に記載のトランシーバ。
  15. 前記バイポーラトランジスタのうちの少なくとも１つが前記トランジスタを横切って配置されるインダクタを有し、該インダクタは、前記高インピーダンス状態の前記バイポーラトランジスタの出力キャパシタンスと共振するように選択される、請求項１４に記載のトランシーバ。
  16. 前記電力増幅器は、出力デバイスとしてバイポーラ接合トランジスタをさらに備え、前記送信経路における前記切換可能インピーダンスは、前記電力増幅器の入力と、前記バイポーラ接合トランジスタの入力およびベースとに結合されるＭＯＳトランジスタである、請求項７に記載のトランシーバ。
  17. 前記送信経路は、グランドに電気的に結合され、かつ前記送信経路における前記切換インピーダンスが前記高インピーダンスモードにあるときに、前記ＲＦ信号を短絡するように構成されたＭＯＳトランジスタを備える反応デバイスをさらに備えている、請求項１６に記載のトランシーバ。
  18. 前記トランシーバが送信モードおよび受信モードで動作するように構成され、前記送信経路における前記切換可能インピーダンスは、前記送信モードで低いインピーダンスを有するとともに、前記受信モードで高いインピーダンスを有し、前記受信経路における切換可能インピーダンスは、前記受信モードで高いインピーダンスを有するとともに、前記送信モードで低いインピーダンスを有する請求項２に記載のトランシーバ。
  19. 前記送信経路が前記切換可能インピーダンスに結合される変圧器をさらに備え、前記切換可能インピーダンスは、前記受信モードで前記高いインピーダンス状態にあり、前記送信モードで前記低いインピーダンス状態にある、請求項１８に記載のトランシーバ。
  20. 前記送信経路は、該送信経路をグランドに接続し、かつ前記切換可能インピーダンスが低インピーダンス状態にあるときに所定の周波数で低いインピーダンスを有するとともに、前記切換可能インピーダンスが高インピーダンス状態にあるときに前記所定の周波数で高いインピーダンスを有する反応素子をさらに備える、請求項１８に記載のトランシーバ。
  21. 前記切換可能インピーダンスは、ＭＯＳトランジスタ、バイポーラトランジスタ、およびＭＯＳトランジスタおよびバイポーラトランジスタの組み合わせからなる前記グループから選択される、請求項１８に記載のトランシーバ。
  22. アンテナノードと、
    前記アンテナノードに対して電気的に接続され、電力増幅器を備える送信経路と、
    アンテナノードに対して電気的に結合され、低雑音増幅器を備える受信経路と、
    前記送信経路および前記受信経路に対して電気的に結合されるスイッチ手段を備え、前記送信経路における電力を前記アンテナノードから実質的に反射する第１の状態と、前記受信経路における電力を前記アンテナノードから実質的に反射する第２の状態との間を切り換えるように構成される少なくとも１つの切換可能インピーダンス手段と
    を備え、
    単一の単位基板上に形成される、トランシーバモジュール。
  23. 少なくとも１つの前記切換可能インピーダンス手段は、前記送信経路中に第１のスイッチ手段を有する切換可能インピーダンス手段と、前記受信経路中に第２のスイッチ手段を有する切換可能インピーダンス手段とを備える、請求項２２に記載のトランシーバ。
  24. 前記スイッチ手段に対して電気的に結合される反応素子手段をさらに備える、請求項２２に記載のトランシーバ。
  25. 前記トランシーバが送信モードおよび受信モードで動作するように構成され、前記送信経路における前記切換可能インピーダンス手段は、前記送信モードで高いインピーダンスを有するとともに、前記受信モードで低いインピーダンスを有し、前記受信経路における前記切換可能インピーダンス手段は、前記受信モードで高いインピーダンスを有するとともに、前記送信モードで低いインピーダンスを有する、請求項２３に記載のトランシーバ。
  26. 前記送信経路は、それぞれが対応する電力増幅器を含む複数の送信経路を備え、前記受信経路は、それぞれが対応する低雑音増幅器を含む複数の受信経路を備える、請求項２３に記載のトランシーバ。
  27. 前記送信経路中の第１の切換可能インピーダンス手段、および前記受信経路中の第２の切換可能インピーダンス手段をさらに備え、前記第１の切換可能インピーダンス手段が第１の反応素子手段に対して電気的に結合され、前記第２の切換可能インピーダンス手段が第２の反応素子手段に対して電気的に結合される、請求項２６に記載のトランシーバ。
  28. 前記トランシーバが送信モードおよび受信モードで動作するように構成され、前記送信経路における前記切換可能インピーダンス手段は、前記送信モードで低いインピーダンスを有するとともに、前記受信モードで高いインピーダンスを有し、前記受信経路における切換可能インピーダンス手段は、前記受信モードで高いインピーダンスを有するとともに、前記送信モードで低いインピーダンスを有する、請求項２３に記載のトランシーバ。
  29. 前記送信経路が前記切換可能インピーダンス手段に結合される変圧器をさらに備え、前記切換可能インピーダンス手段は、前記受信モードで前記高いインピーダンス状態にあり、前記送信モードで前記低いインピーダンス状態にある、請求項２８に記載のトランシーバ。
  30. 前記送信経路は、前記送信経路をグランドに接続し、かつ前記切換可能インピーダンスが低インピーダンス状態にあるときに所定の周波数で低いインピーダンスを有するとともに、前記切換可能インピーダンス手段が高インピーダンス状態にあるときに前記所定の周波数で高いインピーダンスを有する反応素子手段をさらに備える、請求項２８に記載のトランシーバ。
  31. アンテナノードと、
    前記アンテナノードに結合される周波数マルチプレクサと、
    それぞれが前記周波数マルチプレクサを介して前記アンテナノードに結合され、それぞれが別個の周波数で動作するように構成される、複数のトランシーバと、
    を備え、前記各トランシーバは、
    前記アンテナノードに対して電気的に接続され、電力増幅器と少なくとも１つの切換可能インピーダンスとを備える送信経路と、
    前記アンテナノードに対して電気的に結合され、低雑音増幅器と少なくとも１つの切換可能インピーダンスとを備える受信経路と、
    を備え、
    前記各切換可能インピーダンスは、電力を前記元のアンテナノードへ向けて実質的に反射する第１の状態と、信号電力がそのそれぞれの経路に沿って送信される第２の状態の間を切り換えるように構成されるとともに、スイッチを備え、該スイッチが、グランドに結合されるシリコン系短絡スイッチであるとともに、シリコン系ＭＯＳスイッチ、シリコン系バイポーラスイッチ、およびシリコン系ダイオードからなるグループから選択され、
    単一の単位基板上に形成される、トランシーバモジュール。
  32. アンテナノードと、
    前記アンテナノードに対して電気的に接続されるとともに、電力増幅器、該電力増幅器に対して結合される変圧器、および該変圧器に対して結合される切換可能インピーダンスを備え、該切換可能インピーダンスが、受信モードである第１の動作モードにおいて高インピーダンス状態にあるとともに、送信モードである第２のモードにおいて低インピーダンス状態にある、送信経路と、
    前記アンテナノードに対して電気的に接続されるとともに、低雑音増幅器、および前記受信モードで高インピーダンス状態にあり、かつ前記送信モードで低インピーダンス状態にある、切換可能インピーダンスを備える受信経路と
    を備え、
    各切換可能インピーダンスは、グランドに結合されるシリコン系短絡スイッチを備え、該スイッチが、シリコン系ＭＯＳスイッチ、シリコン系バイポーラスイッチ、およびシリコン系ダイオードからなるグループから選択され、
    単一の単位基板上に形成される、トランシーバモジュール。
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