TW201101699A - Jammer detection based adaptive PLL bandwidth adjustment in FM receiver - Google Patents

Description

201101699 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於調頻（FM)接收器内以鎖相迴路（PLL)為基 礎之頻率合成器。 【先前技術】 小型化且整合式之FM(調頻）無線電收發器通常涉及頻率 合成器之使用。頻率合成器通常包括鎖相迴路（PLL)，且 因此可被稱為以PLL為基礎之頻率合成器。舉例而言，若 整合式FM無線電收發器正在接收無線電傳輸，則該收發 器内以PLL為基礎之頻率合成器產生本端振盪器（LO)信 號。將LO信號供應至混頻器，該混頻器為收發器之FM接 收器部分之解調變器之部分。另一方面，若FM無線電收 發器正在發射無線電傳輸，則使用同一以PLL為基礎之頻 率合成器以輸出經FM調變信號。接著將經FM調變信號放 大且供應至天線以供傳輸。在強加於FM接收器内此類以 PLL為基礎之頻率合成器之設計的各種要求中，存在具有 特定重要性之兩個要求：1)帶内殘餘FM，及2)帶外SSB(單 邊帶）相位雜訊。 下文之表1闡述可強加於由FM收發器内以PLL為基礎之 頻率合成器所輸出之LO信號之要求的實例。 147985.doc 201101699 規格 註釋 最大值 單位 j 帶内殘餘FM單聲 300 Hz-5 KHz 19 Hzrms 帶内殘餘FM立體聲L-R 33 KHz-43 KHz 67 Hzrms 帶内殘餘FM立體聲RDS 55 KHz-59 KHz 67 Hzrms 帶外SSB相位雜訊 在200 KHz下 -112 dBc/Hz 在400 KHz下 124 dBc/Hz 在大於500 KHz下 -126 dBc/Hz 表1

Ο 圖1(先前技術）為展示FM頻帶之高於FM載波頻率之59 KHz寬部分的圖解。對於每一 fm廣播無線電台，存在高於 FM載波之此類59 KHz寬部分，及低於fm載波之一個此類 59 KHz寬部分。一般而言，藉由在圖！之特定頻率範圍部 分中之一者内求LO信號中之相位雜訊的積分而得知帶内 殘餘FM。舉例而言，帶内殘餘FM單調（monotone)為在圖1 之單調頻率範圍1内SSB相位雜訊之量測。可根據下文之方 程式（1)藉由在300 Hz至5 KHz範圍内求SSB(單邊 、早瓊帶）相位雜 訊的積分而判定帶内殘餘FM單調（3〇〇 Hz至5 KHz：) 程式（1)中’ L(f)為經量測之PLL相位雜訊且且 方 ° ”有單仇 dBc/Hz ： FMresMono 5000Hz12· \f2.1010—df 300Hz L(f) 方程式（1) 帶内殘餘FM立體聲（stereo)為在圖i之立體 车頰率範圍2 内SSB相位雜訊之量測。可根據下文之方程式（2)藉 由在3 3 147985.doc 201101699 KHz至43 KHz頻率範圍内求SSB相位雜訊的積分而判定帶 内殘餘FM立體聲：

FMresstereo_L R = f2 · 10 10 df 方程式⑺ 帶内殘餘FM RDS(無線電資料系統）為在圖1之 RDS/RBDS頻率範圍3内相位雜訊之量測。可根據下文之方 程式（3)藉由在55 KHz至59 KHz頻率範圍内求SSB相位雜訊 的積分而判定帶内殘餘FM RDS :

方程式（3) 由FM接收器所輸出之音訊之品質通常受帶内殘餘FM限 制。當不存在干擾時，殘餘FM通常為限制性效能參數， 且判定有效音訊信雜比（SNR)且因此判定音訊品質，其限 制條件為載波雜訊比（CNR)較高。然而，當存在干擾時， 則由FM接收器所輸出之音訊之品質通常受帶外SSB相位雜 訊限制。對干擾及所接收之想要信號進行FM解調變，從 而引起歸因於相互混頻之音訊失真。此音訊失真支配帶内 殘餘FM相位雜訊之不利影響。在一實例中，干擾為具有 如下頻率及功率之信號：該頻率及功率係使得該信號以導 致實質帶内信雜比降級之方式而與接收器中LO信號之相 位雜訊相互地混頻。鄰近FM無線電頻道之經傳輸之FM信 號可為一種此類干擾之一實例。 147985.doc 201101699 在涉及以PLL為基礎之頻率合成器的習知小型化且整合 式之FM接收H中，以PLL為基礎之頻率合成器之各種= 通常經定尺寸及經觸以在無干錢件及有干擾條件兩者 之情況下達成可接受之效能。 【發明内容】

一 FM接收器内之一頻率合成器使用一鎖相迴路（pLL)以 產生一本端振盪器（L0)信號。在解調變—FM信號之過程 中將該LO信號供應至一混頻器。該謂接收器、亦包括干擾 偵測功能性。根據一新穎態樣，至少部分地基於該干擾偵 測功能性是否偵測到一干擾而改變該pLL之迴路頻寬。 在一特定實例中，若該干擾偵測功能性未偵測到干擾， 則將該P L L之該迴路頻寬設定成具有一相對較高迴路頻 寬°玄相對較咼PLL迴路頻寬有利於減少帶内殘餘fm。然 而，若邊干擾偵測功能性偵測到一干擾，則將該^之該 迴路頻寬設定成具有一相對較低迴路頻寬。該相對較低 PLL迴路頻寬有利於抑制帶外SSB相位雜訊。藉由視是否 债測到一干擾而定來自動地且調適性地改變該PLL之該迴 路頻寬’放寬對該PLL之支路的效能要求，同時仍滿足帶 内殘餘FM要求及帶外SSB相位雜訊要求。舉例而言，達成 低壓控振盪器（VCO)相位雜訊經常要求該pll内之VCO支 路消耗相對較大量之功率，或要求將一較大佈局區域高品 質因子螺旋電感器用於該VC〇之LC槽中。藉由允許該VCO 支路歸因於上文所描述的PLL迴路頻寬之該調適性改變而 產生更多相位雜訊，可減少由一 FM接收器中之該VCO所 147985.doc 201101699 消耗之功率的量，同時仍滿足強加於該FM接收器之效能 要求。類似地，藉由允許該vco支路歸因於PLL迴路頻寬 之該調適性改變而產生更多相位雜訊，該pLL之尺寸可歸 因於不必使用—幸交大佈力g域高品質因？螺旋電感器而更 /J\ ° 前文為[發明内容]且因此必然地含有細節之簡化、—般 化及省略·’因此，熟習此項技術者應瞭解，該[發明内容] 僅係說明性的且無論如何不意欲係限制性的。如僅由申嗜 專利範圍所界定的本文巾所描述之器件及/絲序之其他 態樣、發明性特徵及優勢將在本文中利述之非限制性 [實施方式]中變得顯而易見。 【實施方式】 一圖2一為根據-態樣的一特定類型之行動通信器件】〇 〇的極 簡化㈣方塊圖’行動通信器件⑽執行鎖相迴路（叫頻 寬調整方法。在本發明 > 香^丨士 不\月之貫例中，行動通信器件100為電 池供電手持型器件’諸如蜂巢式電話。蜂巢式電話100包 括（未說明）用於接收及發射蜂巢式電話通信之天線101、 RF收發器積體電路1 〇2，及數仿其相 次數位基頻積體電路103。在蜂巢 式電活之細作的一極簡仆姐摆由 ^ 間化解釋中，若正在使用蜂巢式電話 來接收作為蜂巢式電話交兮 A & 父β火之邛分的音訊資訊，則在天線 1 0 1上接收傳入傳輸1 〇 4。^ °rb , ι 將仏唬放大且在RF收發器積體電 路1 02中加以降頻轉換及、清、，由 ' 将換及濾波在數位基頻積體電路ι〇3中 被數位化、解調變及解雜^你 ^ 解碼之後，所得音訊資訊105可（例如） 用以驅動一揚聲器（未圖示） ;1定仵蜂巢式電話之使用者可 J47985.doc 201101699 在蜂巢式電話交談中聽到另一揚聲器。另一方面若將使 用蜂巢式電話100來發射作為蜂巢式電話交談之部分的音 訊資訊，則為行動通信器件之部分的麥克風（未圖示）接收 . _音且將該聲音轉換成電信號。將電信號轉換成音訊資訊 1 06之數位值流。在數位基頻積體電路103中將音訊資訊 106編碼、調變及轉換成類比形式。在尺]?收發器積體電路 102中濾波及升頻轉換所得類比信號。在被放大之後，該 0 信號作為傳輸107而自天線ιοί進行傳輸。蜂巢式電話操作 之此解釋極為簡化，且經呈現於此處以提供用於解釋pll 頻寬調整方法之操作的内容背景。 除了上文所描述之蜂巢式電話功能性以外，蜂巢式電話 100亦具有接收及發射！?!^無線電通信（自大約76 至大 約108 MHz之FM VHF廣播頻帶通信）之能力。為了提供此 FM微型發射器無線電功能性，蜂巢式電話丨〇〇包括經由串 列匯流排109而耦接至數位基頻積體電路1〇32FM發射器/ ❹ 接收器積體電路1〇8。舉例而言，使用者可使用蜂巢式電 活100來接收及接聽在FM VHF頻帶中之普通FM廣播無線 電台。當以此方式使用蜂巢式電話丨00時，將FM無線電信 號110接收至印刷電路板（PCB)天線lu上，且經由匹配網 路119而供應至FM發射器/接收器積體電路108。在替代例 中右耳機113經由連接114而附接至蜂巢式電話，則將 FM無線電彳5 虎11 〇接收至天線113上’且經由匹配網路115 而供應至FM發射器/接收器積體電路1〇8。藉由FM接收器 功能性116來解調變傳入Fm信號。接著，可經由串列匯流 I47985.doc 201101699 排109而將所接收之所得資訊傳達至數位基明识胆u > 103。數位基頻積體電路1〇3接著可驅動使用者之揚聲器或 耳機，使得使用者可接聽FM廣播資訊。以此方式，蜂巢 式電活100之使用者可使用蜂巢式電話1〇〇來接聽在％ mHz 至108 MHz FM頻帶中之普通1?]^無線電台。 亦可使用蜂巢式電話丨〇〇來發射在相同FM 乂^^^員帶中之 FM信號。舉例而言’使用者可使用汽車之音訊系統或家 庭立體聲系統之音訊系統來接聽儲存於蜂巢式電話上之音 A資纟-實例中，諸如Mp3檔案之音訊檔案儲存於蜂 巢式電。舌100上，且使用者希望在使用者的汽車之聲音系 統上聽到該檔案之音訊。為了進行此過程，經由串列匯流 排09而將MP3權案自數位基頻積體電路 器-收器積趙電路⑽。將则資訊轉換成一音訊= ^接著藉由FM發射器功能性m將該音訊資訊流進行则 ㈣至-載波上。接著將請無線電信號驅動至天線⑴上 ^動至天線113上⑶其被提供）。接著，可藉由使用者的 A車中之FM無線電調譜器來接收所得m傳輪ιΐ8。汽車之 ™無線電接著接收⑽傳輸118，且驅動汽車中之揚㈣， 就如同其經調譜以接收普通™無線電台。以此方式，使 用者可使用蜂巢式電話100以 立继廿丄 便用者的况車中播放MP3 :任V:音樂儲存於蜂巢式電話n〇中。此可在不 將任何導線連接於蜂巢式電話〗00 之間的情況下加以實現。 4車之™無線電系統 圖3為圖2之™發射器/接收器積體電路⑽的更詳細圖 147985.doc -10· 201101699 解。fm接收路徑自PCB天線U1或自耳機導線天線U3延伸 通過發射/接收（TR)前端交換器120、通過低雜訊放大器 (LNA)121、通過混頻器區塊122、通過複合帶通濾波器 123、通過一對類比至數位轉換器（Adc)124及125且延伸至 數位k號處理器（DSP) 126。將由頻率合成器！ 29所產生之 本端振盪器信號（LO)128供應至混頻器區塊122。箭頭127 表示所得數位化音訊資訊流。

FM發射路徑自導體13〇延伸。箭頭131表示傳入數位化 音訊資訊流。DSP 132及相關聯之積分三角調變器（sigma_ delta m〇dulat〇r)l33 —起操作以將數位值流134供應至頻率 合成器129。此數位值流134導致頻率合成器129輸出信 號135。藉由緩衝器13从緩衝1^信號135，且藉由功率放 大态（PA)137放大FM信號135。FJV[信號135接著傳遞通過 TR义換器120 ’且傳遞至天線⑴1A/或113)以供傳輸。因 此，在接收路徑及發射路徑兩者中皆使用同一頻率合成器 129 ° 頻率合成器129包括分率N型鎖相迴路（pLL)部分136及可 程式化輪出除法器部分137。虹部分136包括相位頻率偵 測器卿）138、電荷幻39、迴路遽波器14〇、塵控振盈器 (vcom卜VCO緩衝器141A及迴路除法器142。自外部灸 考（例如，自外部晶體振逵器）供應19.2 MHZ參考時脈信號 143。卿138比較回饋信號144之相位與參考時脈信號⑷ 之相位’且適當地控制電荷泵139,使得增加或減少供應 至VCO 141之DC控制信號145。增加或減少Dc控制信號 147985.doc 201101699 145，使得回饋信號144之相位保 143之相位。箭頭59識別在藉由 " '脈仏號 的v⑶輸出信號。 由…_進行緩衝之後 在諸如圖3之FM接收器的FM接收器 ^ Τ Ο 10Q rh — 對本i^振盪态信 谠LO 128中之谷許相位雜訊之量 一 W 她卞限制。相位雜訊為指 不LCM§號之譜純度之程度的 幻菫下文之方程式4為針對本 端振盪器信號L0 128中之總相位雜訊的方程式。 W” = W” + W) + S一^ 丄+ ' 方程式（4) °程式4所指示，總相位雜訊包括若干分量，包括 因於電何泵139之分量S0cp、歸因於迴路除法器142之分量 S0Tdiv、歸因於VCO 141之分量一⑶、歸因於迴路遽波器 ^之分量SeFLT、歸因於輸入參考時脈信號⑷中之雜訊之 刀里seREF、歸因於vco輸出緩衝器14ia 歸因於積分三角調變器133之分量w 一’及

Q 圖4為展示VCO相位雜訊對總相位雜訊之貢獻 率而變化的圖解。 思頸 圖5為展示電荷泵相位雜訊對總相位雜訊之貢獻如何隨 頻率而變化的圖解。 圖6為展示迴路濾波器相位雜訊對總相位雜訊之貢獻如 何隨頻率而變化的圖解。 在—新穎態樣中，考慮強加於FM接收器之殘餘⑽相位 雜汛要求，且考慮強加於FM接收器之SSB相位雜訊要求。 147985.doc -12- 201101699 第一，應認識到，'甚尤—士工i α, ， 右不存在干擾，則殘餘FM相位雜訊要 求通常比帶外SSB相位雜訊要求更難以得到滿足。習知_

接收器中之音訊品質通常歸因於帶内殘餘FM接近殘餘FM 4目位雜efi要求而5C限制，而SSB相位雜訊要求容易得到滿 S。增加PLL迴路頻寬通常用來改良殘餘FM(減少殘餘 FM)’但不幸地’其亦用轉級帶外SSB相位雜訊（增加帶 外SSB相位雜訊）。 〇 第二’應進一步認識到，若存在干擾，則帶外SSB相位 ㈣要求通常比殘餘FM相位雜訊要求更嚴格。習知FM接 收器中之音訊品質通常歸因於帶外s s B相位雜訊接近帶外 相位雜Dfi要求而χ限制，而殘餘FM相位雜訊要求通常 藉由某-容限滿足。減少PLL迴路頻寬通常用來改良帶外 SSB相位雜訊（減少SSB相位雜訊），但不幸地，其亦用來降 級殘餘FMW位雜訊（增加殘餘FM相位雜訊）。 應進-步認識到’可經⑸貞軒擾之存在。此偵測係藉 〇 由圖3之DSP 126中之干擾^貞測功能性i 48以軟體或動體加 以執行。處理器可執行指令（亦被稱為電腦可執行指令）之 軟體或動體程式儲存於在Dsp 126中或減至 126之處 理器可讀媒體（亦被稱為電腦可讀媒體）中。該等指令係由 DSP 126 執行。 圖7為干擾偵測功能性148之—實例的更詳細功能圖。藉 由比較在數位濾波操作之前的傳入接收信號（Rssi)之總功 率I與在數位濾波操作之後的傳入接收信號（RMSSI)之總功 率c來谓測干擾之存在。圖7中之功能區塊155表示數位渡 147985.doc -13- 201101699 波操作。RSSI代表接收信號強度指示符。rSSI指示符係由 圖7之功能區塊156產生。RMSSI代表接收平均強度信號指 示符。RMSSI指示符係由圖7之功能區塊157產生。比較器 區塊157比較RSSI指示符與RMSSI指示符，且產生I/c比 149。該Ι/C比指示干擾之存在以及干擾之強度兩者。I/c比 149為是否存在干擾之指示。此判定僅僅為可偵測干擾之 存在的一種方式。可使用偵測干擾之任何其他適合方式。

圖8為根據一新穎態樣的以干擾偵測為基礎之pLL頻寬 調整方法200的流程圖。若未偵測到干擾（步驟2〇ι)，則將 PLL U6控制成具有第一 PLL迴路頻寬（步驟2〇2)。第一pLL 迴路頻寬相對較高，以便有利於及促進抑制帶内殘餘 FM。在一實例中，在不存在干擾的操作條件下，模擬或 測試積體電路⑽之FMm器，且在考慮包括殘餘观要求 及帶外SSB相位雜訊要求之所有要求的情況下，記錄導致 最好音訊品質之最佳PLL迴路頻寬。此經判定之pLL頻寬 為第一 PLL迴路頻寬。在一特定實 竹T ’此苐一頻寬為183 KHz。 然而，若债測到干擾（步驟2〇1)，則將似136控制成呈 有第二PLL迴路頻寬（步驟203)。第二pLL迴路頻寬相對較 似與第一瓜頻寬相比較），以便有利於抑制帶外SSB相位 雜成。在-實例中，在存在干擾的操作條件下，模擬 :龍電路⑽之FM接收器，且在考慮包括_要求及 相位雜訊要求之所有要求的情況下，記錄導致最 好質之最訊L迴路頻寬。此經判定之PLL迴路頻 147985.doc •14- 201101699 。在一特定實例中，此第二頻寬為 寬為第二PLL迴路頻寬 125 KHz。 136之迴路頻寬’迴路濾波器140為可 圖9為可程式化迴路濾波器M〇之更詳

為了促進改變PLL 程式化迴路濾波器。 兀位坦路據波器控制值判定。為了促進改變PLL 136之 匕路頻寬，電荷泵139亦為可程式電荷泵。若圖3之導體 151上之一位元數位電流控制值具有第一數位值，則將電 荷泵139控制成使第一量之電流Icp流入及流出，而若導體 151上之一位元數位電流控制值具有第二數位值，則將電 荷系139控制成使第二量之電流&流入及流出。儘管未用 於此處所描述之特定操作實例令，但¥(：〇 141之調諧敏感 〇 度（Kvco)係可變的，且可經設定成具有如藉由經由導體 152而供應至VCO 141之一位元數位Kvc〇控制值所判定的 兩個值中之一者。在目前所描述之操作實例中，將vc〇 141之調諧敏感度設定成具有恆定值，且不改變導體i52上 之一位元數位控制值。至少部分地基於是否已偵測到如藉 由干擾偵測功能性148所判定之干擾，DSP 126内之PLL頻 寬控制邏輯功能性153在導體150、151及152上產生數位控 制值。導體150、151及1S2上之控制值一起形成多位元控 制#號154。在藉由干擾偵測功能性148偵測到干擾後，多 I47985.doc 15 201101699 位元控制信號154之值隨即自第一值改變至第二值，使得 PLL之頻寬自第一PLL迴路頻寬改變至第二pLL迴路頻寬。 若在一段時間之後干擾偵測功能性148不再偵測到干擾， 則多位元控制信號154之值自第二值改變至第一值，使得 PLL迴路頻寬自第二PLL迴路頻寬改變回至第一 迴路頻 寬。 圖10為闡述圖9之各種電阻元件、電容元件及電流源元 件可經控制成具有之不同電阻值、電容值及電流值的表 格。舉例而言，可將圖9之電容元件C1設定成具有在自乃 微微法拉至220微微法拉之範圍内的十六個電容中之一可 選擇電容。四位元數位值判定電容器C1將具有此等十六個 電容中之哪一者。類似地，電阻元件R1之電阻係藉由另一 四位元數位值判定。電容元件〇之電容係藉由三位元數位 值判定。電阻元件R2之電阻係藉由一位元數位值判定。所 有此等數位值經由導體150而一起供應至迴路遽波器⑽。 類似地，可將電荷泵電流icp設定成具有為39微安培之值， 或為85微安培之值。此等兩個電流值令之哪一者將由電荷 泵139流入及流出係藉由經由導體151而供應至電荷泵up 之一位元數位電流控制值判定。 圖11為闡述如下情形之一特定實例的表格：圖3之札[ 136如何在步驟202中（在圖8之方法200中）經組態成具有第 相對較同PLL迴路頻寬，及plL 136如何在步驟2〇3中經 組態成具有第二相對較低PLL迴路頻寬。行3〇〇闡述如何設 定電路it件Rl、R2、C1、C2AC3a及電荷泵電流^之 147985.doc •16· 201101699 值’使得PLL迴路頻寬具有為大約183 KHz之其第一頻寬 值。如圖8之流程圖中所指示，若未偵測到干擾，則使用 此等設定。此第—高PLL迴路頻寬在不涉及干擾的操作條 . 件下導致最佳音訊品質。另一方面，行301闡述如何設定 • f路元件R1、幻、Cl、C2及C3以及電荷泵電流Icp之值， 使得PLL迴路頻寬具有為大約125 KHz之其第二相對較低 頻寬值如圖8之流程圖中所指示，若j貞測到干擾，則使 ❹ 用此專°又疋。低PLL迴路頻寬在涉及干擾的操作條件下導 致最佳音訊品質。當在兩個PLL迴路頻寬組態之間進行切 換時，電容元件C1、C2&C3之電容未改變，藉此最小化 對PLL之干擾且減少pLL穩定時間。 圖12為展示如下情形的曲線圖：在未偵測到干擾及 迴路頻寬具有為183 KHz之其第一相對較高值的操作條件 下，圖3之PLL 136之總相位雜訊400如何隨頻率而變化。 總相位雜訊4〇〇在所有頻率下低於接收器遮罩彻。 〇 圖13為展示如下情形的曲線圖K貞測到干擾及PLL迴 路頻寬具有為125 KHz之其第：相對較低值的操作條件 下，圖3之PLL 136之總相位雜訊500如何隨頻率而變化。 總相位雜訊5GG在所有頻率下低於接收器遮罩彻。 在-或多個例示性實施财，可以硬體、軟體、勒體或 其任何組合來實施所描述之功能。若以軟體加以實施，則 =功能可作為一或多個指令或程式碼而儲存於電腦可讀 經由電腦可讀媒體進行傳輸。電腦可讀媒體包括 έ儲存媒體及通信媒體兩者，通信媒體包括促進電腦程 147985.doc -17- 201101699 式自處至另處之傳送的任何媒體。儲存媒體可為可由 通用或專用電腦存取之任何可用制。藉由實例而非限 制’此電腦可讀媒體可包含Ram、rom、eeprom、cd_ ⑽Μ或其他光碟儲存器件、磁碟儲存器件或其他磁性儲存 器件或可用以载運或儲存呈指令或資料結構形式之所要 私式碼構件且可由通用或專用電腦或通用或專用處理器存 取的任何其他媒體。又，從β /、Α , 將任何連接恰當地稱為電腦可讀 媒體舉例而5 ’右使用同軸電纜、光纖電纜、雙絞線、 數位用戶線（DSL)或無線技術（諸如紅外線、無線電及微 波）而自網站、飼服哭式甘 、土

Q 服°。或其他您端源傳輸軟體，則同軸電 、見光纖電、·覽、雙紋線、DSL或無線技術(諸如紅外線、無 線電及微波）包括於媒體之定義中。如本文t所使用，磁 碟及光碟包括緊密光碟（CD)、雷射光碟、光碟、數位多功 能光碟（DVD)、軟性磁碟及藍光光碟’其中磁碟通常以磁 性方式再生資料，而光碟藉由雷射以光學方式再生資料。 上述亡者之組合亦應包括於電腦可讀媒體之範疇内。 儘管上文出於指導目的而描述某些特定實施例，但此專 利文件之教示具有一般適用性且不限於上文所描述之特定 實施例。可如圖3所說明以軟體執行干擾偵測，或可以硬 體電路執行干擾偵測。干擾價測可發生於含有虹之同一 積體電路中，或可癸； 及了毛生於不含有PLL之另一積體電路中。 上文所閣述的改變PLL迴路頻寬之方式僅僅為實例。可控 制其他似電路組件以改變PLL迴路頻寬，且可以其他方 式控制被描述為在以上描述中受控制之瓜電路組件以改 147985.doc -18· 201101699 變PLL迴路頻寬。改變PLL迴路頻寬之判定不需要完全地 視是否已偵測到干擾而定，而是亦可部分地視其他資訊而 定。儘管上文結合涉及FM微型發射器之蜂巢式電話實例 - 來描述以干擾偵測為基礎之調適性pLL頻寬調整方法，但 • 該方法設想在FM接收器中之一般適用性。因此，在不脫 離下文所闡述之申請專利範圍之範B壽的情況下，可實踐所 描述之特定實施例之各種特徵的各種修改、調適及組合。 〇 【圖式簡單說明】 圖U先前技術）為展示相對kFM載波頻率之59 ΚΗζ寬頻 率範圍的圖解。 圖2為根據一新穎態樣之行動通信器件1〇〇的簡化圖。 圖3為圖2之行動通信器件之FM發射器/接收器積體電路 108的更詳細圖解。 圖4為展示VC0相㈣訊對總pLL相位雜訊之貢獻如何隨 頻率而變化的圖解。 ◎ 圖為展示電荷泵相位雜訊對總PLL相位雜訊之貢獻如 何隨頻率而變化的圖解。 圖6為展示迴路濾波器相位雜訊對總PLL相位雜訊之貢 獻如何隨頻率而變化的圖解。 圖7為圖3之干擾偵測功能性148的圖解。 :為基於干擾偵測資訊來調整pLL迴路頻寬之方法 的饥程圖。若未谓測到干擾’則使用相對較高pLL迴路頻 寬而右偵測到干擾，則使用相對較低pll迴路頻寬。 圖9為圖3之™發射器·/接收器積體電路108之PLL 136中 147985.doc -19- 201101699 之迴路濾波器140及電荷泵139的更詳細圖解。 圖1〇為闡述圖9之迴路濾波器140及電荷泵139之電路元 件之各種可能設定的表格。 圖Π為闡述如下情形的表格··應如何設定迴路滤波器 140及電荷泵I”之電路元件以將PLL組態成具有相對較高 PLL迴路頻寬設定，及將PLL組態成具有相對較低pLL頻寬 設定。 圖12為展示如下情形的曲線圖：根據圖8之方法，在未 债測到干擾及PLL迴路頻寬具有為183 khz之其第一相對 較高值的操作條件下，圖3之PLL 136之總相位雜訊如何隨 頻率而變化。 圖1 3為展示如下情形的曲線圖：根據圖8之方法，在偵 測到干擾及PLL迴路頻寬具有為125 KHz之其第二相對較 低值的操作條件下，圖3之pLL 136之總相位雜訊如何隨頻 率而變化。 【主要元件符號說明】 59 在藉由缓衝器141A進行缓衝之後的VCO輸出 信號 100 行動通信器件/蜂巢式電話 101 天線 102 RF收發器積體電路 103 數位基頻積體電路 104 傳入傳輸 105 音訊資訊 147985.doc -20 - 201101699 Ο 〇 106 音訊資訊 107 傳輸 108 FM發射器/接收器積體電路 109 串列匯流排 110 FM無線電信號 111 印刷電路板（PCB)天線 113 耳機/耳機導線天線 114 連接器 115 匹配網路 116 FM接收器功能性 117 FM發射器功能性 118 FM傳輸 119 匹配網路 120 發射/接收（TR)前端交換器 121 低雜訊放大器（LNA) 122 混頻區塊 123 複合帶通濾波器 124 類比至數位轉換器（ADC) 125 類比至數位轉換器（ADC) 126 數位信號處理器（DSP) 127 所得數位化音訊資訊流 128 本端振盪器信號（LO) 129 頻率合成器 130 導體 147985.doc •21- 201101699 131 傳入數位化音訊資訊流 132 數位信號處理器（DSP) 133 積分三角調變器 134 數位值流 135 FM信號 136 分率N型鎖相迴路（PLL)部分 137 可程式化輸出除法器部分/功率放大器（PA) 137A 缓衝器 138 相位頻率偵測器（PFD) 139 電何果 140 迴路濾波器 141 壓控振盪器（VCO) 141A VCO缓衝器 142 迴路除法器 143 參考時脈信號 144 回镇信號 145 DC控制信號 148 干擾偵測功能性 149 Ι/C比 150 導體 151 導體 152 導體 153 PLL頻寬控制邏輯功能性 154 多位元控制信號 147985.doc -22- 201101699 155 功能區塊/數位濾波器 156 功能區塊/RSSI產生器 157 功能區塊/RMSSI產生器 〇 ❹ 147985.doc -23-

Claims (1)

1. 201101699 七、申請專利範圍： —種方法，其包含： (a) 偵測一干擾；及 (b) 至少部分地基於（a)之該偵測，將一調頻（Fm)無線 電接收器内之一鎖相迴路（PLL)之一迴路頻寬自一第一 迴路頻寬改變至一第二迴路頻寬。 2. 〇 如吻求項1之方法，其中該FM無線電接收器可操作以接 收在自大約76 MHz至大約1〇8 MHz之一頻帶中的廣播 無線電通信。 3·如請求項2之方法，其中⑷之該偵測涉及比較在一數位 濾、波操作之前的-信號之__功率與在該數位濾波操作之 後的忒4唬之一功率，其中該數位濾波操作發生於該FM 無線電接收器中，且其中⑷之該债測發生於該FM A線 電接收器中。 4.如請求項2之方法，其中該pLL包括—迴路濾波器… 〇 錢路據波器包括-具有-可變電阻之電阻元件… :在㈨中將該可變電阻自一第一電阻改變至—第二, 5. 如。月求項4之方法，其令該迴路滤波器包括一且有一可 變電容之電容元件，且其中當在（b)中 電 第一電阻改變至哕第_ ^ J h阻自Θ 。 電阻時，該可變電容未改變。 6. 如明求項4之方法，其中該迴路渡波 元件：當在（b)中將缔Μ 匕括如下電谷 至該第二電阻時7 阻之電阻自該第一電阻改變 夺’该電容元件之電容改變。 147985.doc 201101699 7.如請求項2之方法，其中該pLL包括一迴路濾波器，其中 s亥迴路濾波器包括一具有一可變電容之電容元件，且其 中在（b)中將該可變電容自一第一電容改變至—第二電 容。 8_如請求項2之方法，其中該PLL包括一電荷泵，且其中 (b)之該改變涉及改變該電荷泵自一第一電流源量至一第 二電流源量之一電流流出能力。 9. 如請求項2之方法’其中該PLL包括一壓控振盈器 (VCO) ’且其中（b)之該改變涉及改變該vc〇之一調譜敏 感度（Kvco)。 10. —種方法，其包含： 在不存在干擾的一第一操作條件下以一第一迴路頻寬 來操作一調頻（FM)無線電接收器内之一鎖相迴路 (PLL);及 在存在一干擾的一第二操作條件下以一第二迴路頻寬 來操作該PLL，其中該第一迴路頻寬大於該第二迴路頻 寬。 11. 一種調頻（FM)接收器，其包含： 一干擾偵測功能性，其輸出一信號；及 一鎖相迴路（PLL)，其中至少部分地基於該信號之一 值自一第一值至一第二值之一改變來改變該PLL之—迴 路頻寬。 12. 如請求項11之FM接收器，其中該干擾偵測功能性偵測一 干擾，且回應於該干擾之該偵測而將該信號之該值自該 147985.doc -2- 201101699 第一值改變至該第二值。 13.如請求項12之FM接收器，其中該干擾偵測功能性將該第 一值供應至該PLL，使得將該PLL控制成具有一第一迴 路頻寬，其中該干擾偵測功能性將該第二值供應至該 PLL，使仔將該pll控制成具有一第二迴路頻寬，且立 中該第一迴路頻寬大於該第二迴路頻寬。 14_如請求項11之FM接收器，其令該PLL包括一迴路據波 ◎ 器，其中該迴路濾波器包括複數個電阻元件及複數個電 谷元件’且其中藉由改變該迴路濾、波器之該等電阻元件 中之至少一者之一電阻而不改變該迴路濾波器之任何電 谷元件之一電容來改變該PLL之該迴路頻寬。 15. 如請求項H2FM接收器，其中該信號為藉由該干擾偵測 功能性供應至該PLL之一多位元數位信號。 16. 如請求項11之Fm接收器，其中該第一值及該第二值判定 該PLL内之一迴路濾波器之一濾波器特性。 Ο 17.如請求項11之FM接收器，其中該第一值及該第二值判定 藉由該PLL内之一電荷泵所流出之一電流之一量值。 18. 如請求項UiFM接收器，其中該PLL包括一可程式化迴 路濾波器，其中該第一值及該第二值為多位元數位控制 值，且其中將該第一值及該第二值之複數個位元中之至 少一者供應至該可程式化迴路濾波器。 19. 如請求項11之FM接收器，其中該PLL包括一可程式化電 何系’其中§玄第一值及該第二值為多位元數位控制值， 且其中將5玄苐一值及s亥第二值之複數個位元中之至少一 147985.doc 201101699 者供應至該可程式化迴路濾波器。 20. 如請求項11之FM接收器，其中該PLL為該]?]^接收器之— 頻率合成器之一部分，且其中該FM接收器經調適以接收 一 FM廣播#號，該FM廣播信號具有在大約76 MHz與大 約108 MHz之間的一頻率之一載波。 21. —種調頻（FM)接收器，其包含： 一鎖相迴路（PLL)，其具有一迴路頻寬，且其中至少 部分地基於干擾偵測資訊來自動地調整該迴路頻寬。 22. 如請求項21之FM接收器，其中該干擾偵測資訊指示當該 FM接收器正在接收一 FM信號時在該FM接收器處是否存 在一干擾，其中該PLL為一頻率合成器之一部分，其中 該頻率合成器產生一用於該！^!^信號之一解調變中的本端 振盪器（LO)信號，且其中該FM信號具有在大約％ 與大約108 MHz之間的一頻率之一載波。 23. —種裝置，其包含： 一鎖相迴路（PLL)’其具有—迴路頻寬，其中該pLL為 頻率σ成益之一部分，該頻率合成器在一調頻（FM)接 收器内產生一本端振盪器（LO)信號；及 用於至）部分地基於干擾偵測資訊來改變該之該 迴路頻寬之構件。 24·如請求項23之裝置’其中該用於改變之構件包括轉接至 X LL之複數個導體，其中若該複數個導體載運一第一 夕位凡數位控制值，則該迴路頻寬為一第—迴路頻寬， 且其中若該複數個導體載運一第二多位元數位控制值， 147985.doc 201101699 則該迴路頻寬為一第二迴路頻寬。 25.如喷求項24之裝置’其中該干擾偵測資訊在該接收器 之-操作期間改變，使得該PLL之該迴路頻寬在該糧接 收器之該操作期間改變。 26· —種電腦程式產品，其包含： 一電腦可讀媒體，其包含： (a) 用於使一電腦判定是否存在一干擾之程式碼；及 (b) 用於使該電腦至少部分地基於（a)之該判定來改 變一鎖相迴路（PLL)之一迴路頻寬之程式碼，其中該 PLL為一調頻（FM)接收器之部分。 27. 如請求項26之電腦程式產品，其中若（a)之判定為不存在 干擾，則該迴路頻寬具有—第一頻寬，其中若（a)之該判 定為存在一干擾，則該迴路頻寬具有一第二頻寬，且其 中該第一頻寬大於該第二頻寬。 28. 如請求項26之電腦程式產品，其中該電腦為該FM接收器 内之一處理器。 147985.doc