KR20120006068A - Ｆｍ 수신기에서 재머 검출 기반 적응 ｐｌｌ 대역폭 조절 - Google Patents

Ｆｍ 수신기에서 재머 검출 기반 적응 ｐｌｌ 대역폭 조절 Download PDF

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Abstract

FM 수신기 내 주파수 합성기는 로컬 오실레이터(LO) 신호를 발생하기 위해 위상 동기 루프(PLL)를 활용한다. LO 신호는 믹서로 제공된다. FM 수신기는 또한 재머 검출 기능을 포함한다. 재머가 검출되지 않으면, PLL의 루프 대역폭은 상대적으로 높은 값을 갖도록 설정되고, 이에 의해 대역-내 잔류 FM의 억제에 도움이 된다. 재머가 검출되면, PLL의 루프 대역폭은 상대적으로 낮은 값을 갖도록 설정되고, 이에 의해 대역-외 SSB 위상 잡음의 억제에 도움이 된다. 재머가 검출되는지에 따라서 루프 대역폭을 적응적으로 변경함으로써, 대역-내 잔류 FM 및 대역-외 SSB 위상 잡음 요건들을 여전히 충족하면서 PLL 내 서브-회로들에 대한 성능 요건들이 완화될 수 있다. 루프 대역폭의 적응적인 변경으로 인해 PLL의 VCO가 보다 많은 위상 잡음을 발생할 수 있도록 허용함으로써, VCO 전력 소모가 감소될 수 있다.

Description

ＦＭ 수신기에서 재머 검출 기반 적응 ＰＬＬ 대역폭 조절{JAMMER DETECTION BASED ADAPTIVE PLL BANDWIDTH ADJUSTMENT IN FM RECEIVER}
본 발명은 주파수 변조(Frequency Modulation : FM) 수신기들 내의 위상 동기 루프 기반 주파수 합성기들(Phase-Locked Loop(PLL)) based frequency synthesizers)에 관한 것이다.
소형화되고 집적화된 FM(Frequency Modulation) 라디오 송수신기는 일반적으로 주파수 합성기의 사용을 필요로 한다. 주파수 합성기는 전형적으로 위상 동기 루프(PLL)를 포함함으로써 PLL-기반 주파수 합성기라고 지칭될 수 있다. 예를 들어, 집적된 FM 라디오 송수신기가 라디오 송신을 수신하고 있다면, 송수신기 내 PLL-기반 주파수 합성기는 로컬 오실레이터(Local Oscillator : LO) 신호를 발생한다. LO 신호는 송수신기의 FM 수신기부의 복조기(demodulator)의 일부인 믹서(mixer)에 제공된다. 다른 한편, FM 라디오 송수신기가 라디오 송신을 송신중이면, 동일한 PLL-기반 주파수 합성기가 FM 변조된 신호를 출력하기 위해 사용된다. 그 다음, FM 변조된 신호는 증폭되고 송신을 위해 안테나로 제공된다. FM 수신기 내 이와 같은 PLL-기반 주파수 합성기의 설계에 부과된 다양한 요건들 중, 특별히 중요한 2가지 요건들이 있다 : 1) 대역-내(in-band) 잔류 FM, 그리고 2) 대역-외(out-of-band) SSB(단측파대:Single Side Band) 위상 잡음(phase noise).
아래의 표 1은 FM 송수신기 내 PLL-기반 주파수 합성기에 의해 출력되는 LO 신호에 부과될 수 있는 요건들의 예를 설명한다.
스펙 코멘트 최대 단위
대역-내 잔류 FM 모노 300Hz - 5KHz 19 Hzrms
대역-내 잔류 FM 스테레오 L-R 33KHz - 43KHz 67 Hzrms
대역-내 잔류 FM 스테레오 RDS 55KHz - 59KHz 67 Hzrms
대역-외 SSB 위상 잡음


 200KHz에서 -112 dBc/Hz
400KHz에서 -124 dBc/Hz
500KHz보다 큰 -126 dBc/Hz
도 1(종래 기술)은 FM 캐리어 주파수(FM carrier frequency)를 초과하는 FM 대역의 59KHz 폭 부분을 도시하는 다이어그램이다. 각각의 FM 방송 라디오국(FM broadcast radio station)에 대해, FM 캐리어를 초과하는 이러한 59KHz 폭 부분과, FM 캐리어 미만의 하나의 이러한 59KHz 폭 부분이 존재한다. 일반적으로, 대역-내 잔류 FM은 도 1의 특별한 주파수 영역 부분들 중 하나에 걸쳐서 LO 신호 내 위상 잡음을 적분함으로써 찾아진다. 예를 들어, 대역-내 잔류 FM 모노톤은 도 1의 모노톤 주파수 영역 1 내의 SSB 위상 잡음의 수치(mesure)이다. 대역-내 잔류 FM 모노톤(300Hz 내지 5KHz)은 아래의 식(1)에 따라서 300Hz 내지 5KHz 영역에 걸쳐서 SSB(Single Side Band) 위상 잡음을 적분함으로써 결정될 수 있으며, 식(1)에서 L(f)는 측정된 PLL 위상 잡음이고 dBc/Hz의 단위를 갖는다 :
Figure pct00001
식(1)
대역-내 잔류 FM 스테레오는 도 1의 스테레오 주파수 영역 2 내의 SSB 위상 잡음의 수치이다. 대역-내 잔류 FM 스테레오는 아래의 식(2)에 따라서 33KHz 내지 43KHz 주파수 영역에 걸쳐서 SSB 위상 잡음을 적분함으로써 결정될 수 있다 :
Figure pct00002
식(2)
대역-내 잔류 FM 라디오 데이터 시스템(Radio Data System : RDS)는 도 1의 RDS/RBDS 주파수 영역 3 내의 위상 잡음의 수치이다. 대역-내 잔류 FM RDS는 아래의 식(3)에 따라서 55KHz 내지 59KHz 주파수 영역에 걸쳐서 SSB 위상 잡음을 적분함으로써 결정될 수 있다 :
Figure pct00003
식(3)
FM 수신기에 의해 출력되는 오디오의 품질은 일반적으로 대역-내 잔류 FM에 의해 제한된다. 재머(jammer)가 존재하지 않을 때, 잔류 FM은 통상적으로 제한 성능 파라미터(limiting performance parameter)이고, 캐리어 대 잡음비(CNR)가 높다고 가정하면, 유효 오디오 신호 대 잡음비(Signal-to-Noise Ratio : SNR)와, 결국 오디오 품질을 결정한다. 그러나, 재머가 존재할 때, FM 수신기에 의해 출력되는 오디오 품질은 일반적으로 대역-외 SSB 위상 잡음에 의해 제한된다. 재머 및 수신 중인 원하는 신호는 FM 복조되고, 상호 믹싱(reciprocal mixing)으로 인해 오디오 왜곡을 야기한다. 이러한 오디오 왜곡은 대역-내 잔류 FM 위상 잡음의 악영향을 좌우한다. 일례에서, 재머는 실질적인 대역-내 신호 대 잡음 악화를 가져오는 방식으로 수신기 내 LO 신호의 위상 잡음과 상호 믹싱되는 그러한 주파수 및 전력을 갖는 신호이다. 인접한 FM 라디오 채널의 송신된 FM 신호는 이와 같은 재머의 일례일 수 있다.
PLL-기반 주파수 합성기를 포함하는 종래의 소형화되고 집적된 FM 수신기에서, PLL-기반 주파수 합성기의 다양한 컴포넌트들은 재머가 없는 조건과 재머가 있는 조건 모두에서 수용가능한 성능을 성취하기 위해 크기가 조정되고 준비된다.
FM 수신기 내 주파수 합성기는 위상 동기 루프(Phase-Locked Loop:PLL)를 활용하여 로컬 오실레이터(Local Oscillator : LO) 신호를 발생한다. LO 신호는 FM 신호를 변조하는 프로세스에서 믹서(mixer)에 제공된다. FM 수신기는 또한 재머 검출 기능을 포함한다. 하나의 신규한 양상에 따라서, PLL의 루프 대역폭은 재머 검출 기능부가 재머를 검출하는지에 적어도 부분적으로 기초하여 변경된다.
하나의 특정한 예에서, 재머가 재머 검출 기능부에 의해 검출되지 않으면, PLL의 루프 대역폭은 상대적으로 높은 루프 대역폭을 갖도록 설정된다. 상대적으로 높은 PLL 루프 대역폭은 대역-내 잔류 FM을 감소시키는 것을 돕는다. 그러나, 재머가 재머 검출 기능부에 의해 검출되면, PLL의 루프 대역폭은 상대적으로 낮은 루프 대역폭을 갖도록 설정된다. 상대적으로 낮은 PLL 루프 대역폭은 대역-외 SSB 위상 잡음의 억제를 돕는다. 재머가 검출되는지에 따라서 PLL의 루프 대역폭을 자동적으로 그리고 적응적으로 변경함으로써, 대역-내 잔류 FM 요건들과 대역-외 SSB 위상 잡음 요건들을 여전히 충족하면서 PLL의 서브-회로들(sub-circuits)에 대한 성능 요건들이 완화된다. 예를 들어, 저전압 제어 오실레이터(low Voltage Controlled Oscillator : VCO) 위상 잡음을 획득하는 것은 종종 PLL 내 VCO 서브-회로가 상대적으로 많은 양의 전력을 소모하거나 큰 레이아웃 영역 고품질 인자 나선형 인덕터(large layout area high quality factor spiral inductor)가 VCO의 LC 탱크에서 사용되는 것을 요구한다. VCO 서브-회로가 전술한 PLL 루프 대역폭의 적응 변경으로 인해 보다 많은 위상 잡음을 발생시키는 것을 허용함으로써, FM 수신기에 부과된 성능 요건들을 여전히 충족하면서 FM 수신기 내 VCO에 의해 소모된 전력의 양이 감소할 수 있다. 마찬가지로, VCO 서브-회로가 PLL 루프 대역폭의 적응 변경으로 인해 보다 많은 위상 잡음을 발생시키는 것을 허용함으로써, 큰 레이아웃 영역 고품질 인자 나선형 인덕터(large layout area high quality factor spiral inductor)를 사용해야 할 필요가 없게 되어, PLL의 사이즈가 보다 작아질 수 있다.
전술한 내용은 개요이며, 따라서 필연적으로, 간략화, 일반화 및 세부 사항의 생략들을 포함한다; 결론적으로, 당업자는 개요는 단지 예시적인 것이며 임의의 방식으로 제한하기 위한 취지가 아니라는 것을 이해할 것이다. 다른 양상들에서, 청구항들에 의해서만 정의된 바와 같이, 발명적 특징들, 그리고 본 명세서에 기술된 디바이스 및/또는 프로세스들의 장점들은 본 명세서에 설명된 상세한 설명을 제한하지 않는다는 것이 분명해질 것이다.
도 1(종래 기술)은 FM 캐리어 주파수에 관하여 59KHz 폭의 주파수 영역을 도시하는 다이어그램.
도 2는 하나의 신규한 양상에 따른 모바일 통신 디바이스(mobile communication device)(100)의 간략화된 다이어그램.
도 3은 도 2의 모바일 통신 디바이스의 FM 송신기/수신기 집적 회로(108)의 보다 상세한 다이어그램.
도 4는 전체 PLL 위상 잡음에 대한 VCO 위상 잡음 기여가 주파수의 함수로서 어떻게 변하는지를 도시하는 다이어그램.
도 5는 전체 PLL 위상 잡음에 대한 전하 펌프 위상 잡음(charge pump phase noise) 기여가 주파수의 함수로서 어떻게 변하는지를 도시하는 다이어그램.
도 6은 전체 PLL 위상 잡음에 대한 루프 필터 위상 잡음 기여가 주파수의 함수로서 어떻게 변하는지를 도시하는 다이어그램.
도 7은 도 3의 재머 검출 기능부(148)의 다이어그램.
도 8은 재머 검출 정보에 기초하여 PLL 루프 대역폭을 조정하는 방법(200)의 흐름도. 재머가 검출되지 않으면, 상대적으로 높은 PLL 루프 대역폭이 사용되는 반면에, 재머가 검출되며 상대적으로 낮은 PLL 루프 대역폭이 사용된다.
도 9는 도 3의 FM 송신기/수신기 집적 회로(108)의 PLL(136) 내 루프 필터(140) 및 전하 펌프(139)의 보다 상세한 다이어그램.
도 10은 도 9의 루프 필터(140) 및 전하 펌프(139)의 회로 엘리먼트들의 다양한 가능한 설정들을 설명하는 표.
도 11은 PLL이 상대적으로 높은 PLL 루프 대역폭 설정을 갖도록 구성하기 위해, 그리고 PLL이 상대적으로 낮은 PLL 대역폭 설정을 갖도록 구성하기 위해, 루프 필터(140) 및 전하 펌프(139)의 회로 엘리먼트들이 어떻게 설정되어야 하는 지를 설명하는 표.
도 12는 재머가 검출되지 않고 PLL 루프 대역폭이 도 8의 방법에 따라서 183KHz의 상대적으로 높은 제 1 값을 갖는 동작 조건에서 주파수에 걸쳐 도 3의 PLL(136)의 전체 위상 잡음이 어떻게 변하는지를 도시하는 그래프.
도 13은 재머가 검출되고 PLL 루프 대역폭이 도 8의 방법에 따라서 125KHz의 상대적으로 높은 제 2 값을 갖는 동작 조건에서 주파수에 걸쳐 도 3의 PLL(136)의 전체 위상 잡음이 어떻게 변하는지를 도시하는 그래프.
도 2는 일 양상에 따라서 위상 동기 루프(PLL) 대역폭 조절 방법을 수행하는 모바일 통신 디바이스(100)의 한 특별한 유형의 매우 간략된 고수준 블록 다이어그램이다. 제공된 예에서, 모바일 통신 디바이스(100)는 셀룰러 전화(celluar telephone)와 같은 배터리-전력제공 휴대용 디바이스(battery-powered handheld device)이다. (예시되지 않은 다른 부분들 중에서) 셀룰러 전화(100)는 셀룰러 전화 통신들을 수신하고 송신하기 위해 사용할 수 있는 안테나(101), RF 송수신기 집적 회로(102), 그리고 디지털 베이스밴드 집적 회로(digital baseband integrated circuit)(103)를 포함한다. 셀룰러 전화의 동작의 매우 간략화된 일 설명에 있어서, 셀룰러 전화가 셀룰러 전화 통화의 일부로서 오디오 정보를 수신하기 위해 사용 중이라면, 착신되는 송신(incoming transmission)(104)은 안테나(101)를 통해 수신된다. 신호는 RF 송수신기 집적 회로(102)에서 증폭되고 다운컨버팅되며 필터링된다. 디지털 베이스밴드 집적 회로(103)에서 디지털화되고, 복조되며 디코딩된 후, 예를 들어, 결과적인 오디오 정보(105)는 셀룰러 전화의 사용자가 셀룰러 전화 통화시에 상대 통화자의 말을 들을 수 있도록 (도시되지 않은) 스피커를 구동하기 위해 사용될 수 있다. 다른 한편, 셀룰러 전화(100)가 셀룰러 전화 통화의 일부로서 오디오 정보를 송신하기 위해 사용될 것이라면, 모바일 통신 디바이스의 일부인 (도시되지 않은)마이크로폰(microphone)은 사운드(sound)를 수신하고 수신된 사운드를 전기적 신호로 변환한다. 전기적 신호는 오디오 정보(106)의 디지털 값들의 스트림(stream)으로 변환된다. 오디오 정보(106)는 디지털 베이스밴드 집적 회로(103)에서 인코딩되고, 변조되어 아날로그 형태로 변환된다. 결과적인 아날로그 신호는 RF 송수신기 집적 회로(102)에서 필터링되고 업컨버팅된다. 증폭된 후, 신호는 송신(107)으로서 안테나(101)를 통해 송신된다. 셀룰러 전화 동작의 이러한 설명은 매우 간략화되며, PLL 대역폭 조절 방법의 동작을 설명하기 위한 정황(context)을 제공하기 위해 본 명세서에 제공된다.
전술한 셀룰러 전화 기능에 더하여, 셀룰러 전화(100)는 FM 라디오 통신들(대략 76MHz에서 대략 108MHz의 FM VHF 방송 대역 통신들)을 수신하고 송신하기 위한 성능을 갖는다. 이러한 FM 마이크로송신기 라디오 기능을 제공하기 위해, 셀룰러 전화(100)는 직렬 버스(serial bus)(109)를 통해 디지털 베이스밴드 집적 회로(103)에 연결되는 FM 송신기/수신기 집적 회로(FM transmitter/receiver)(108)를 포함한다. 예를 들어, 사용자는 FM VHF 대역-내 통상의 FM 방송 라디오국들을 수신하고 청취하기 위해 셀룰러 전화(100)를 이용할 수 있다. 셀룰러 전화(100)가 이러한 방법으로 사용될 때, FM 라디오 신호(110)는 인쇄회로기판(printed circuit board : PCB) 안테나(111)로 수신되고, 매칭 네트워크(matching network)(119)를 통해 FM 송신기/수신기 집적 회로(108)에 제공된다. 대안으로, 헤드셋(headset)(113)이 커넥터(connector)(114)를 통해 셀룰러 전화에 부착되면, FM 라디오 신호(110)는 안테나(113)로 수신되고 매칭 네트워크(115)를 통해 FM 송신기/수신기 집적 회로(108)에 제공된다. 착신되는 FM 신호는 FM 수신기 기능부(116)에 의해 복조된다. 그 다음, 수신된 결과적인 정보는 직렬 버스(109)를 통해 디지털 베이스밴드 집적 회로(103)로 통신될 수 있다. 그 다음, 디지털 베이스밴드 집적 회로(103)는 사용자가 FM 방송 정보를 청취할 수 있도록 사용자의 스피커 또는 헤드셋을 구동할 수 있다. 이러한 방법으로, 셀룰러 전화(100)의 사용자는 76MHz 내지 108MHz FM 대역-내에서 통상의 FM 라디오국들을 청취하기 위해 셀룰러 전화(100)를 사용할 수 있다.
셀룰러 전화(100)는 또한 동일한 FM VHF 대역에서 FM 신호들을 송신하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 사용자는 셀룰러 전화에 저장된 오디오 정보를 청취하기 위해 자동차의 오디오 시스템 또는 가정용 스테레오 시스템의 오디오 시스템을 이용할 수 있다. 일례로서, MP3 파일과 같은 오디오 파일은 셀룰러 전화(100)에 저장되고 사용자는 사용자의 자동차의 사운드 시스템을 통해 파일의 오디오를 듣기 원한다. 이렇게 하기 위해, MP3 파일은 직렬 버스(109)를 통해서 디지털 베이스밴드 집적 회로(103)로부터 FM 송신기/수신기 집적 회로(108)로 전달된다. MP3 정보는 오디오 정보의 스트림으로 변환되고 그 다음 FM 송신기 기능부(117)에 의해 캐리어 상에서 FM 변조된다. 그 다음, FM 라디오 신호는 안테나(111)로 제공되거나 안테나(113)가 제공되면, 안테나(113)로 제공된다. 그 다음, 결과적인 FM 전송(118)은 사용자의 자동차 내 FM 라디오 튜너에 의해 수신될 수 있다. 그 다음, 자동차의 FM 라디오가 통상의 FM 라디오국을 수신하도록 튜닝된 경우 하는 것처럼, 자동차의 FM 라디오는 FM 송신(118)을 수신하고 자동차 내 스피커들을 구동한다. 이러한 방법으로, MP3 음악이 셀룰러 전화(110)에 저장된 경우 사용자는 사용자의 자동차에서 MP3 음악을 플레이 하기 위해 셀룰러 전화(100)를 이용할 수 있다. 이것은 셀룰러 전화(100)와 자동차의 FM 라디오 시스템 간에 어떠한 유선 접속 없이 달성될 수 있다.
도 3은 도 2의 FM 송신기/수신기 집적 회로(108)의 보다 상세한 다이어그램이다. FM 수신 경로는 PCB 안테나(111) 또는 헤드셋 유선 안테나(113)로부터, 송신/수신(TR) 전단 스위치(120)를 통해, 저잡음 증폭기(low noise amplifier : LNA)(121)를 통해, 믹서 블록(122)을 통해, 복합 대역통과 필터(complex bandpass filter)(123)를 통해, 그리고 한 쌍의 아날로그-디지털 변환기들(analog-to-digital converters : ADCs)(124 및 125)을 통해 디지털 신호 프로세서(Digital Signal Processor : DSP)(126)까지 연장된다. 주파수 합성기(129)에 의해 발생된 로컬 오실레이터 신호(LO)(128)는 믹서 블록(122)에 제공된다. 화살표(127)는 디지털화된 오디오 정보의 결과적인 스트림을 나타낸다.
FM 송신 경로는 컨덕터들(130)로부터 연장된다. 화살표(131)는 디지털화된 오디오 정보의 착신된 스트림을 나타낸다. DSP(132) 및 관련된 시그마-델타 변조기(133)는 디지털 값들의 스트림(134)을 주파수 합성기(129)에 제공하기 위해 함께 동작한다. 디지털 값들의 이러한 스트림(134)은 주파수 합성기(129)로 하여금 FM 신호(135)를 출력하게 한다. FM 신호(135)는 버퍼(137A)에 의해 버퍼링되고 전력 증폭기(power amplifier : PA)(137)에 의해 증폭된다. 그 다음, FM 신호(135)는 TR 스위치(120)를 통과하여, 송신을 위해 안테나(111 및/또는 113)로 전달된다. 따라서, 동일한 주파수 합성기(129)가 수신 경로와 송신 경로 모두에서 사용된다.
주파수 합성기(129)는 프랙셔널-N 위상 동기 루프(fractional-N Phase-Locked Loop) 부분(136)과 프로그래머블 출력 디바이더 부분(programmable output divider portion)(137)을 포함한다. PLL 부분(136)은 위상-주파수 검출기(Phase-Frequency Detector : PFD)(138), 전하 펌프(139), 루프 필터(140), 전압-제어 오실레이터(VCO)(141), VCO 버퍼(141A), 그리고 루프 디바이더(loop divider)(142)를 포함한다. 19.2MHz 기준 클럭 신호(143)가 외부 기준으로부터(예를 들어, 외부 크리스털 오실레이터로부터) 제공된다. PFD(138)는 피드백 신호(144)의 위상을 기준 클럭 신호(143)의 위상과 비교하고, VCO(141)에 제공된 DC 제어 신호(145)가 증가 또는 감소되도록 적절히 전하 펌프(139)를 제어한다. 피드백 신호(144)의 위상이 기준 클럭 신호(143)의 위상에 고정(locked)되도록 DC 제어 신호(145)가 증가 또는 감소된다. 화살표(59)는 버퍼(141A)에 의한 버퍼링 후 VCO 출력 신호를 식별한다.
도 3의 FM 수신기와 같은 FM 수신기에서, 로컬 오실레이터 신호 LO(128) 내 허용가능한 위상 잡음의 양이 제한된다. 위상 잡음은 LO 신호의 스펙트럼 순도(spectral purity)의 정도를 표시하는 양이다. 아래의 식(4)은 로컬 오실레이터 신호 LO(128) 내 전체 위상 잡음에 대한 식이다.
Figure pct00004
식(4)
식(4)에 표시된 바와 같이, 전체 위상 잡음은 전하 펌프(139)로 인한 성분(SθCP), 루프 디바이더(142)로 인한 성분(Sθ Tdiv), VCO(141)로 인한 성분(Sθ VCO), 루프 필터(140)로 인한 성분(Sθ ELT), 입력 기준 클럭 신호(143) 내 잡음으로 인한 성분(SθREF), VCO 출력 버퍼(141A)로 인한 성분(Sθ BUFF), 그리고 시그마 델타 변조기(133)로 인한 성분(SθΣΔ)을 포함하는 여러 성분들을 포함한다.
도 4는 전체 위상 잡음에 대한 VCO 위상 잡음 기여가 주파수의 함수로서 어떻게 변하는지를 도시하는 다이어그램이다.
도 5는 전체 위상 잡음에 대한 전하 펌프 위상 잡음 기여가 주파수의 함수로서 어떻게 변하는지를 도시하는 다이어그램이다.
도 6은 전체 위상 잡음에 대한 루프 필터 위상 잡음 기여가 주파수의 함수로서 어떻게 변하는지를 도시하는 다이어그램이다.
신규한 일 양상에서, FM 수신기에 부과된 잔류 FM 위상 잡음 요건들이 고려되고 FM 수신기에 부과된 SSB 위상 잡음 요건들이 고려된다. 첫째, 재머가 존재하지 않으면, 잔류 FM 위상 잡음 요건들은 일반적으로 대역-외 SSB 위상 잡음 요건들에 비해 충족시키기가 더욱 어렵다는 것이 인식된다. 오디오 품질은 대역-내 잔류 FM이 잔류 FM 위상 잡음 요건들에 접근함으로 인해 종래의 FM 수신기에서 일반적으로 제한되는 반면에, SSB 위상 잡음 요건들은 쉽게 충족된다. PLL 루프 대역폭을 증가시키는 것은 일반적으로 잔류 FM을 개선(잔류 FM을 감소)시키는 역할을 하지만, 불행히도 또한 대역-외 SSB 위상 잡음을 저하(대역-외 SSB 위상 잡음을 증가)시키는 역할을 한다.
둘째, 재머가 존재하면, 대역-외 SSB 위상 잡음 요건들은 일반적으로 잔류 FM 위상 잡음 요건들보다 더욱 엄격하다. 오디오 품질은 대역-외 SSB 위상 잡음이 대역-외 SSB 위상 잡음 요건들에 접근함으로 인해 종래의 FM 수신기에서 일반적으로 제한되는 반면에, 잔류 FM 위상 잡음 요건들은 일반적으로 약간의 마진으로 인해 충족된다. PLL 루프 대역폭을 감소시키는 것은 일반적으로 대역-외 SSB 위상 잡음을 개선(SSB 위상 잡음을 감소)시키는 역할을 하지만, 불행히도 또한 잔류 FM 위상 잡음을 저하(잔류 FM 위상 잡음을 증가)시키는 역할을 한다.
재머의 존재가 종종 검출될 수 있다는 것이 더 인식된다. 이러한 검출은 도 3의 DSP(126) 내 재머 검출 기능부(148)에 의해 소프트웨어 또는 펌웨어로 수행된다. 프로세서-실행가능한 명령들(컴퓨터-실행가능한 명령들로도 지칭됨)의 소프트웨어 또는 펌웨어 프로그램은 DSP(126)내에 또는 DSP(126)에 연결되는 프로세서-판독가능 매체(컴퓨터 판독 가능 매체로도 지칭됨)내에 저장된다. 명령들은 DSP(126)에 의해 실행된다.
도 7은 재머 검출 기능부(148)의 일례의 보다 상세한 기능적인 다이어그램이다. 재머의 존재는 디지털 필터링 동작 이전에 착신되는 수신 신호의 전체 전력 I(RSSI)와 디지털 필터링 동작 이후에 착신되는 수신 신호의 전체 전력 C(RMSSI)을 비교함으로써 검출된다. 도 7의 기능 블록(155)은 디지털 필터링 동작을 나타낸다. RSSI는 수신 신호 강도 표시자(Received Signal Strength Indicator)를 의미한다. RSSI 표시자는 도 7의 기능 블록에 의해 발생된다. RMSSI는 수신 평균 강도 신호 표시자(Received Mean Strength Signal Indicator)를 의미한다. RMSSI 표시자는 도 7의 기능 블록(157)에 의해 발생된다. 비교기 블록(comparator block)(157)은 RSSI 표시자와 RMSSI 표시자를 비교하여 I/C 비(ratio)(149)를 생성한다. I/C 비는 재머의 강도뿐만이 아니라 재머의 존재 둘 모두를 표시한다. I/C 비(149)는 재머가 존재하는지 여부의 표시이다. 그러나 이러한 결정은 재머의 존재가 검출될 수 있는 하나의 방법이다. 재머를 검출하는 임의의 다른 적절한 방법이 활용될 수 있다.
도 8은 신규한 일 양상에 따라서 재머 검출 기반 PLL 대역폭 조절 방법(200)을 도시하는 흐름도이다. 재머가 검출되지 않으면(단계 201), PLL(136)은 제 1 PLL 루프 대역폭을 갖도록 제어된다(단계 202). 제 1 PLL 루프 대역폭은 대역-내 잔류 FM의 억제를 돕고 용이하게 하기 위해 상대적으로 높다. 일례로서, 집적 회로(108)의 FM 수신기는 재머가 존재하지 않는 동작 조건에서 시뮬레이팅되거나 테스팅되며, 잔류 FM 요건들과 대역-외 SSB 위상 잡음 요건들을 포함하는 모든 요건들을 고려하여, 최상의 오디오 품질을 초래하는 최적 PLL 루프 대역폭이 기록된다. 이러한 결정된 PLL 대역폭은 제 1 PLL 루프 대역폭이다. 특정한 일 예에서, 이러한 제 1 대역폭은 183KHz 이다.
그러나, 재머가 검출되면(단계 201), PLL(136)은 제 2 PLL 루프 대역폭을 갖도록 제어된다(단계 203). 제 2 PLL 루프 대역폭은 대역-외 SSB 위상 잡음의 억제를 돕기 위해 (제 1 PLL 대역폭에 비해) 상대적으로 낮다. 일례로서, 집적 회로(108)의 FM 수신기는 재머가 존재하는 동작 조건에서 시뮬레이팅되거나 테스팅되며, 잔류 FM 요건들과 대역-외 SSB 위상 잡음 요건들을 포함하는 모든 요건들을 고려하여, 최상의 오디오 품질을 초래하는 최적 PLL 루프 대역폭이 기록된다. 이러한 결정된 PLL 루프 대역폭은 제 2 PLL 루프 대역폭이다. 특정한 일 예에서, 이러한 제 2 대역폭은 125KHz 이다.
PLL(136)의 루프 대역폭 변경을 용이하게 하기 위해, 루프 필터(140)는 프로그래머블 루프 필터이다. 도 9는 프로그래머블 루프 필터(140)의 보다 상세한 다이어그램이다. 프로그래머블 루프 필터(140)는 디지털적으로-제어되는 가변 저항들을 갖는 저항 엘리먼트들(R1 및 R2)을 포함한다. 프로그래머블 루프 필터(140)는 또한 디지털적으로-제어되는 커패시턴스들을 갖는 커패시턴스 엘리먼트들(C1, C2 및 C3)을 포함한다. 저항 엘리먼트들과 커패시턴스 엘리먼트들의 저항들과 커패시턴스들은 도 3의 컨덕터들(150)에 대한 멀티-비트 디지털 루프 필터 제어 값(multi-bit digital loop filter control value)에 의해 결정된다. PLL(136)의 루프 대역폭 변경을 용이하게 하기 위해, 전하 펌프(139)는 또한 프로그래머블 전하 펌프이다. 도 3의 컨덕터(151)에 대해 1-비트 디지털 전류 제어 값이 제 1 디지털 값을 가지면, 전하 펌프(139)는 전류(ICP)의 제 1 양을 싱킹(sink) 및 소싱(source)하도록 제어되는 반면에, 컨덕터(151)에 대한 1-비트 디지털 전류 제어 값이 제 2 디지털 값을 가지면, 전하 펌프(139)는 전류(ICP)의 제 2 양을 싱킹 및 소싱하도록 제어된다. 비록 본 명세서에 기술된 특별한 동작 예에서 활용되지 않았다고 하더라도, VCO(141)의 튜닝 감도(KVCO)는 가변적이며 컨덕터(152)를 통해서 VCO(141)로 제공된 1-비트 디지털 KVCO 제어 값에 의해 결정된 바와 같이 두 값들 중 한 값을 갖도록 설정될 수 있다. 현재 기술된 동작 예에서, VCO(141)의 튜닝 감도는 상수 값을 갖도록 설정되고 컨덕터(152)에 대한 1-비트 디지털 제어 값은 변경되지 않는다. DSP(126) 내 PLL 대역폭 제어 로직 기능부(153)는 재머 검출 기능부(148)에 의해 결정된 바와 같이 재머가 검출되었는지 여부에 적어도 부분적으로 기초하여 컨덕터들(150, 151 및 152)에 대해 디지털 제어 값들을 발생시킨다. 컨덕터들(150, 151 및 152)에 대한 제어 값들은 함께 멀티-비트 제어 신호(154)를 형성한다. 재머 검출 기능부(148)에 의한 재머의 검출 시, PLL 대역폭이 제 1 PLL 루프 대역폭에서 제 2 PLL 루프 대역폭으로 변경되도록 멀티-비트 제어 신호(154)의 값은 제 1 값에서 제 2 값으로 변경된다. 잠시 후에, 재머 검출 기능부(148)가 더 이상 재머를 검출하지 않으면, PLL 루프 대역폭이 제 2 PLL 루프 대역폭에서 제 1 PLL 루프 대역폭으로 다시 변경되도록 멀티-비트 제어 신호(154)의 값은 제 2 값에서 제 1 값으로 변경된다.
도 10은 도 9의 다양한 저항 엘리먼트들, 커패시턴스 엘리먼트들, 그리고 전류원 엘리먼트들이 갖도록 제어될 수 있는 다양한 저항, 커패시턴스, 그리고 전류 값들을 설명하는 표이다. 예를 들어, 도 9의 커패시턴스 엘리먼트 C1은 25 피코패럿에서 220피코패럿 범위 내 16개 커패시턴스들 중 선택가능한 하나의 커패시턴스를 갖도록 설정될 수 있다. 4-비트 디지털 값은 커패시터 C1이 이들 16개 커패시턴스들 중 어느 커패시턴스를 가질 것인지를 결정한다. 마찬가지로, 저항 엘리먼트(R1)의 저항은 다른 4-비트 디지털 값에 의해 결정된다. 커패시턴스 엘리먼트 C2의 커패시턴스는 3-비트 디지털 값에 의해 결정된다. 저항 엘리먼트 R2의 저항은 1-비트 디지털 값에 의해 결정된다. 모든 이들 디지털 값들은 컨덕터들(150)을 통해서 루프 필터(140)로 함께 제공된다. 마찬가지로, 전하 펌프 전류(ICP)는 39 마이크로암페어의 값, 또는 85 마이크로암페어의 값을 갖도록 설정될 수 있다. 이들 두 전류 값들 중 어느 값을 전하 펌프(139)가 싱킹 및 소싱할 지는 컨덕터(151)를 통해서 전하 펌프(139)로 제공된 1-비트 디지털 전류 제어 값에 의해 결정된다.
도 11은 상대적으로 높은 제 1 PLL 루프 대역폭을 갖기 위해 단계(202)에서(도 8의 방법(200)에서) 도 3의 PLL(136)이 어떻게 구성되는지, 그리고 상대적으로 낮은 제 2 PLL 루프 대역폭을 갖기 위해 단계(203)에서 PLL(136)이 어떻게 구성되는지에 관한 특별한 일 예를 설명하는 표이다. 컬럼(300)은 PLL 루프 대역폭이 대략 183KHz의 자신의 제 1 대역폭 값을 갖도록 하기 위해 회로 엘리먼트들(R1, R2, C1, C2 및 C3)과 전하 펌프 전류(ICP)의 값들이 어떻게 설정되는지를 설명한다. 도 8의 흐름도에 표시된 바와 같이, 이들 설정들은 재머가 검출되지 않으면 사용된다. 이러한 높은 제 1 PLL 루프 대역폭은 재머를 포함하지 않는 동작 조건들에서 최적의 오디오 품질을 초래한다. 다른 한편, 컬럼(301)은 PLL 루프 대역폭이 대략 125KHz의 자신의 상대적으로 낮은 제 2 대역폭 값을 갖도록 하기 위해 회로 엘리먼트들(R1, R2, C1, C2 및 C3)과 전하 펌프 전류(ICP)의 값들이 어떻게 설정되는지를 설명한다. 도 8의 흐름도에 표시된 바와 같이, 이들 설정들은 재머가 검출되면 사용된다. 낮은 PLL 루프 대역폭은 재머를 포함하는 동작 조건들에서 최적의 오디오 품질을 초래한다. 커패시턴스 엘리먼트들(C1, C2 및 C3)의 커패시턴스들은 두 PLL 루프 대역폭 구성들 간의 스위칭 때 변경되지 않으며, 이에 의해 PLL에 대한 방해들(disturbances)을 최소화하고 PLL 정착 시간(PLL settling time)을 감소시킨다.
도 12는 재머가 검출되지 않고 PLL 루프 대역폭이 183KHz의 자신의 상대적으로 높은 제 1 값을 갖는 동작 조건에서 주파수에 걸쳐서 도 3의 PLL(136)의 전체 위상 잡음(400)이 어떻게 변하는지를 도시하는 그래프이다. 전체 위상 잡음(400)은 모든 주파수들에서 수신기 마스크(408) 미만이다.
도 13은 재머가 검출되고 PLL 루프 대역폭이 125KHz의 자신의 상대적으로 낮은 제 2 값을 갖는 동작 조건에서 주파수에 걸쳐서 어떻게 도 3의 PLL(136)의 전체 위상 잡음(500)이 변하는지를 도시하는 그래프이다. 전체 위상 잡음(500)은 모든 주파수들에서 수신기 마스크(508) 미만이다.
하나 이상의 예시적인 실시예들에 있어서, 기술된 기능들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어로 구현되면, 기능들은 하나 이상의 명령들 또는 코드로서 컴퓨터-판독가능 매체로 전송되거나 컴퓨터-판독가능 매체 상에 저장될 수 있다. 컴퓨터-판독가능 매체는 컴퓨터 저장 매체와 한 장소에서 다른 장소로 컴퓨터 프로그램의 전달을 가능하게 하는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체 둘 다를 포함한다. 저장 매체는 범용 또는 특별한 목적의 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 활용가능한 매체일 수 있다. 예로서, 그리고 제한하지 않고, 이러한 컴퓨터-판독가능 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 기타 광 디스크 저장소, 마그네틱 디스크 저장소 또는 기타 마그네틱 저장 디바이스들, 또는 명령들 또는 데이터 구조들의 형태로 원하는 프로그램 코드 수단을 운반 또는 저장하기 위해 사용될 수 있으며 범용 컴퓨터 또는 특별한 목적의 컴퓨터, 또는 범용 프로세서 또는 특별한 목적의 프로세서에 의해 액세스될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 또한, 임의의 접속이 컴퓨터-판독가능 매체로 적절히 불릴 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어가 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선(twisted pair), 디지털 가입자 라인(digital subscriber line : DSL), 또는 적외선, 무선, 그리고 마이크로웨이브(microwave)와 같은 무선 기술들을 이용하여 웹사이트, 서버 또는 다른 원격 소스로부터 전송되면, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선, DSL, 또는 적외선, 무선, 그리고 마이크로웨이브(microwave)와 같은 무선 기술들은 매체의 정의에 포함된다. 본 명세서에 사용된 바와 같이, Disk 및 Disc는 컴팩트 디스크(compact disc : CD), 레이저 디스크(laser disc), 광 디스크(optical disc), DVD(digital versatile disc), 플로피 디스크(floppy disk) 및 블루-레이 디스크(blu-ray disc)를 포함하며, 여기서 디스크들(disks)이 통상적으로 자기적으로 데이터를 재생하는 반면에, 디스크들(discs)은 레이저들에 의해 데이터를 광학적으로 재생한다. 이들의 조합들 또한 컴퓨터-판독가능 매체의 범주 내에 포함되어야 한다.
소정의 특정한 실시예들이 교시의 목적으로 상기 기술되었다고 하더라도, 본 명세서의 교시는 일반적인 적용성(general applicability)을 가지며 전술한 특정한 실시예들에 제한되지 않는다. 재머 검출은 도 3에 예시된 바와 같이 소프트웨어로 수행되거나, 하드웨어 회로에 의해 수행될 수 있다. 재머 검출은 PLL을 포함하는 동일한 집적 회로에서 발생하거나, PLL을 포함하지 않는 다른 집적 회로에서 발생할 수 있다. 앞서 설명한 PLL 루프 대역폭을 변경하는 방법들은 단지 예들이다. 다른 PLL 회로 컴포넌트들이 PLL 루프 대역폭을 변경하기 위해 제어될 수 있으며, 상기 설명에서 제어되고 있는 것으로서 기술되는 PLL 회로 컴포넌트들은 PLL 루프 대역폭을 변경하기 위해 다른 방법들로 제어될 수 있다. PLL 루프 대역폭을 변경하기 위한 결정은 재머가 검출되었는지 여부에 전적으로 의존할 필요는 없으며, 오히려 다른 정보에 부분적으로 의존할 수 있다. 비록 재머 검출 기반 적응 PLL 대역폭 조절 방법이 FM 마이크로송신기를 포함하는 셀룰러 전화의 예와 관련하여 상기 기술된다고 하더라도, 방법은 FM 수신기들에서 일반적인 적용성을 갖는다. 따라서, 전술한 특정한 실시예들의 다양한 특징들의 다양한 변경들, 개조들, 그리고 조합들이 이하 설명되는 청구항들의 범주를 벗어남이 없이 실시될 수 있다.

Claims (28)

  1. (a) 재머(jammer)를 검출하는 단계; 및
    (b) 상기 (a)의 검출에 적어도 부분적으로 기초하여, 주파수 변조(Frequency Modulation : FM) 라디오 수신기 내 위상 동기 루프(Phase-Locked Loop: PLL)의 루프 대역폭을 제 1 루프 대역폭(first loop bandwidth)에서 제 2 루프 대역폭(second loop bandwidth)으로 변경시키는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 FM 라디오 수신기는 대략 76MHz에서 대략 108MHz의 주파수 대역에서 FM 방송 라디오 통신들을 수신하도록 동작가능한, 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 (a)의 검출하는 단계는, 디지털 필터링 동작 이전의 신호의 전력과 상기 디지털 필터링 동작 이후의 상기 신호의 전력을 비교하는 단계를 포함하고,
    상기 디지털 필터링 동작은 상기 FM 라디오 수신기에서 행해지며, 상기 (a)의 검출하는 단계는 상기 FM 라디오 수신기에서 행해지는, 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 루프 필터를 포함하고,
    상기 루프 필터는 가변 저항(variable resistance)을 갖는 저항 엘리먼트(resistance element)를 포함하며, 상기 가변 저항은 상기 (b)에서 제 1 저항에서 제 2 저항으로 변경되는, 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 루프 필터는 가변 커패시턴스(variable capacitance)를 갖는 커패시턴스 엘리먼트(capacitance element)를 포함하고,
    상기 가변 저항이 상기 (b)에서 상기 제 1 저항에서 상기 제 2 저항으로 변경될 때, 상기 가변 커패시턴스는 변경되지 않는, 방법.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 루프 필터는 상기 가변 저항의 상기 저항이 상기 (b)에서 상기 제 1 저항에서 상기 제 2 저항으로 변경될 때 커패시턴스가 변경되는 커패시턴스 엘리먼트를 포함하지 않는, 방법.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 루프 필터를 포함하고,
    상기 루프 필터는 가변 커패시턴스를 갖는 커패시턴스 엘리먼트를 포함하며, 상기 가변 커패시턴스는 상기 (b)에서 제 1 커패시턴스에서 제 2 커패시턴스로 변경되는, 방법.
  8. 제 2 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 전하 펌프(charge pump)를 포함하고, 상기 (b)의 변경은 상기 전하 펌프의 전류 소싱 능력(current sourcing capability)을 제 1 전류 소싱 양에서 제 2 전류 소싱 양으로 변경하는 단계를 포함하는, 방법.
  9. 제 2 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 전압 제어 오실레이터(Voltage Controlled Oscillator : VCO)를 포함하고,
    상기 (b)의 변경은 상기 전압 제어 오실레이터(VCO)의 튜닝 감도(tuning sensitivity : KVCO)를 변경하는 단계를 포함하는, 방법.
  10. 재머가 존재하지 않는 제 1 동작 조건에서 제 1 루프 대역폭을 갖는, 주파수 변조(FM) 라디오 수신기 내 위상 동기 루프(PLL)를 동작하는 단계; 및
    재머가 존재하는 제 2 동작 조건에서 제 2 루프 대역폭을 갖는 상기 위상 동기 루프(PLL)를 동작하는 단계
    를 포함하며, 여기서 상기 제 1 루프 대역폭은 상기 제 2 루프 대역폭보다 큰, 방법.
  11. 신호를 출력하는 재머 검출 기능부(jammer detection functionality); 및
    위상 동기 루프(PLL)를 포함하며,
    상기 위상 동기 루프(PLL)의 루프 대역폭은 제 1 값에서 제 2 값으로 상기 신호의 값의 변경에 적어도 부분적으로 기초하여 변경되는,
    주파수 변조(FM) 수신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 재머 검출 기능부는 재머를 검출하고 상기 재머의 상기 검출에 응답하여 상기 제 1 값에서 상기 제 2 값으로 상기 신호의 상기 값을 변경하는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 재머 검출 기능부는 상기 위상 동기 루프가 제 1 루프 대역폭을 갖게 제어되도록 상기 위상 동기 루프에 상기 제 1 값을 제공하고, 상기 재머 검출 기능부는 상기 위상 동기 루프가 제 2 루프 대역폭을 갖게 제어되도록 상기 위상 동기 루프에 상기 제 2 값을 제공하며, 상기 제 1 루프 대역폭이 상기 제 2 루프 대역폭보다 큰, 주파수 변조(FM) 수신기.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 루프 필터(loop filter)를 포함하고, 상기 루프 필터는 복수의 저항 엘리먼트들과 복수의 커패시턴스 엘리먼트들을 포함하며, 상기 위상 동기 루프의 상기 루프 대역폭은 상기 루프 필터의 임의의 커패시턴스 엘리먼트의 커패시턴스를 변경함이 없이 상기 저항 엘리먼트들 중 적어도 하나의 저항 엘리먼트의 저항을 변경함으로써 변경되는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 신호는 상기 재머 검출 기능부에 의해 상기 위상 동기 루프(PLL)에 제공되는 멀티-비트 디지털 신호(multi-bit digital signal)인, 주파수 변조(FM) 수신기.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 값들은 상기 위상 동기 루프(PLL) 내 루프 필터의 필터 특성을 결정하는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  17. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 값들은 상기 위상 동기 루프(PLL) 내 전하 펌프에 의해 소싱되는 전류의 크기를 결정하는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  18. 제 11 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 프로그래머블 루프 필터(programmable loop filter)를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 값들은 멀티-비트 디지털 제어 값들이며, 상기 제 1 및 제 2 값들의 복수의 비트들 중 적어도 하나의 비트는 상기 프로그래머블 루프 필터에 제공되는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  19. 제 11 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 프로그래머블 전하 펌프(programmable charge pump)를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 값들은 멀티-비트 디지털 제어 값들이며, 상기 제 1 및 제 2 값들의 복수의 비트들 중 적어도 하나의 비트는 상기 프로그래머블 루프 필터에 제공되는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  20. 제 11 항에 있어서,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 상기 FM 수신기의 주파수 합성기의 일부이고, 상기 FM 수신기는 대략 76MHz와 대략 108MHz 사이의 주파수의 캐리어를 갖는 FM 방송 신호를 수신하도록 적응되는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  21. 주파수 변조(FM) 수신기로서,
    루프 대역폭을 갖는 위상 동기 루프(PLL)를 포함하고,
    상기 루프 대역폭은 재머 검출 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 자동적으로 조정되는,
    주파 변조(FM) 수신기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 재머 검출 정보는 상기 FM 수신기가 FM 신호를 수신 중일 때 상기 FM 수신기에 재머가 존재하는지를 나타내고, 상기 위상 동기 루프(PLL)는 주파수 합성기의 일부이며, 상기 주파수 합성기는 상기 FM 신호의 복조에 사용된 로컬 오실레이터(LO) 신호를 발생하며, 상기 FM 신호는 대략 76MHz와 대략 108MHz 사이의 주파수의 캐리어를 갖는, 주파수 변조(FM) 수신기.
  23. 루프 대역폭을 갖는 위상 동기 루프(PLL) ―상기 위상 동기 루프(PLL)는 주파수 변조(FM) 수신기 내에서 로컬 오실레이터(LO) 신호를 발생하는 주파수 합성기의 일부임―; 및
    재머 검출 정보에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 위상 동기 루프(PLL)의 상기 루프 대역폭을 변경하기 위한 수단을 포함하는, 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 변경하기 위한 수단은 상기 위상 동기 루프(PLL)에 연결되는 복수의 컨덕터들을 포함하고,
    상기 복수의 컨덕터들이 제 1 멀티-비트 디지털 제어 값을 전달하면, 상기 루프 대역폭은 제 1 루프 대역폭이고,
    상기 복수의 컨덕터들이 제 2 멀티-비트 디지털 제어 값을 전달하면 상기 루프 대역폭은 제 2 루프 대역폭인, 장치.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 재머 검출 정보는 상기 위상 동기 루프(PLL)의 상기 루프 대역폭이 상기 FM 수신기의 상기 동작 동안 변경되도록 상기 FM 수신기의 동작 동안 변경되는, 장치.
  26. 컴퓨터 판독가능 매체를 포함하는 컴퓨터 프로그램 물건으로서,
    상기 컴퓨터 판독가능 매체는,
    (a) 컴퓨터로 하여금 재머가 존재하는지를 결정하도록 하기 위한 코드; 및
    (b) 상기 컴퓨터로 하여금 상기 (a)의 결정에 적어도 부분적으로 기초하여 위상 동기 루프(PLL)의 루프 대역폭을 변경하도록 하기 위한 코드를 포함하고,
    상기 위상 동기 루프(PLL)는 주파수 변조(FM)) 수신기의 일부인,
    컴퓨터 프로그램 물건.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 루프 대역폭은 (a)의 결정이 재머가 존재하지 않는다는 것이면, 제 1 대역폭을 가지고,
    상기 루프 대역폭은 상기 (a)의 결정이 재머가 존재한다는 것이면, 제 2 대역폭을 가지며,
    상기 제 1 대역폭은 상기 제 2 대역폭보다 큰, 컴퓨터 프로그램 물건.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 컴퓨터는 상기 FM 수신기 내 프로세서인, 컴퓨터 프로그램 물건.
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8515375B2 (en) * 2009-11-11 2013-08-20 Maxlinear, Inc. Dynamic bandwidth control scheme of a Frac-N PLL in a receiver
WO2011060198A1 (en) 2009-11-11 2011-05-19 Maxlinear, Inc. Crystal control scheme to improve preformance of a receiver
EP2355362B1 (en) * 2010-02-05 2015-01-14 Intel Mobile Communications GmbH Rf transceiver and modem comprising such a transceiver
TWI465080B (zh) * 2011-03-04 2014-12-11 Univ Nat Sun Yat Sen 具有抗干擾之雙點調制直接轉頻發射機
CN103138753B (zh) * 2011-11-23 2016-08-10 联想(北京)有限公司 调节装置、锁相环、电子设备、带宽调整方法及装置
EP2632053B1 (en) * 2012-02-21 2014-08-27 ST-Ericsson SA PLL frequency selection
US8692595B1 (en) * 2013-03-14 2014-04-08 Altera Corporation Transceiver circuitry with multiple phase-locked loops
EP3044870B1 (en) 2013-09-12 2019-05-15 Vayyar Imaging Ltd. Apparatus and methods for signal generation, reception, and self-calibration
US9143087B2 (en) 2013-11-19 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Adaptive FM demodulator supporting multiple modes
JP6411885B2 (ja) * 2014-12-25 2018-10-24 ラピスセミコンダクタ株式会社 受信装置及び受信装置の受信方法
GB2539465B (en) * 2015-06-17 2022-02-09 Kathrein Se A method and system for producing a jammer signal
RU2747283C1 (ru) * 2017-08-10 2021-05-04 Нтт Докомо, Инк. Пользовательский терминал и способ радиосвязи
RU2764916C2 (ru) * 2017-12-04 2022-01-24 Норск Хюдро Аса Литейное устройство и способ литья
CN110071729A (zh) * 2018-01-22 2019-07-30 海能达通信股份有限公司 环路滤波器带宽的控制方法及装置
US10771030B2 (en) 2018-08-24 2020-09-08 Analog Devices International Unlimited Company Phase-locked loop with adjustable bandwidth
KR20200144396A (ko) 2019-06-18 2020-12-29 삼성전자주식회사 지터 특성 및 동작 전력을 조절하는 클록 생성기, 이를 포함하는 반도체 장치 및 클록 생성기의 동작방법

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5793704A (en) * 1980-12-03 1982-06-10 Alps Electric Co Ltd Fm demodulation circuit
US4654884A (en) * 1984-05-10 1987-03-31 Alps Electric Co., Ltd. Radio receiver with switching circuit for elimination of intermodulation interference
US5412687A (en) * 1993-10-15 1995-05-02 Proxim Incorporated Digital communications equipment using differential quaternary frequency shift keying
JPH07273677A (ja) * 1994-03-30 1995-10-20 Hitachi Ltd Ｆｍ復調装置および衛星放送受信機
US6633550B1 (en) * 1997-02-20 2003-10-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Radio transceiver on a chip
JP3675138B2 (ja) * 1997-11-12 2005-07-27 松下電器産業株式会社 受信機
US6441660B1 (en) * 2001-02-02 2002-08-27 Broadcom Corporation High speed, wide bandwidth phase locked loop
US6819197B2 (en) 2002-01-29 2004-11-16 Qualcomm Incorporated Multiple bandwidth phase lock filters for multimode radios
DE10228103A1 (de) 2002-06-24 2004-01-15 Bayer Cropscience Ag Fungizide Wirkstoffkombinationen
US7130329B2 (en) 2002-07-08 2006-10-31 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for radio frequency tracking and acquisition
KR101166734B1 (ko) 2003-06-02 2012-07-19 퀄컴 인코포레이티드 고속 데이터 레이트를 위한 신호 프로토콜 및 인터페이스의 생성 및 구현
US7563748B2 (en) 2003-06-23 2009-07-21 Cognis Ip Management Gmbh Alcohol alkoxylate carriers for pesticide active ingredients
EP1560390A1 (en) 2004-01-28 2005-08-03 Alcatel Adaptive control of the bandwidth of a carrier recovery loop in presence of local oscillator phase noise
JP2005269512A (ja) * 2004-03-22 2005-09-29 Sharp Corp Ｐｌｌ回路並びにそれを備えたチューナ及び受信装置
US7283851B2 (en) * 2004-04-05 2007-10-16 Qualcomm Incorporated Power saving mode for receiver circuit blocks based on transmitter activity
CN1909373B (zh) * 2005-08-03 2012-02-08 瑞昱半导体股份有限公司 产生扩频及/或超频时钟的方法及其电路
US7660569B2 (en) 2006-04-04 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for digital jammer detection
US7808326B2 (en) * 2006-10-12 2010-10-05 Panasonic Corporation PLL circuit
US8483985B2 (en) 2007-01-05 2013-07-09 Qualcomm, Incorporated PLL loop bandwidth calibration

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