TW200935745A - Digital phase-locked loop operating based on fractional input and output phases - Google Patents
Digital phase-locked loop operating based on fractional input and output phasesInfo
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Description
200935745 九、發明說明: 【發明所屬之技術領域】 本揭示案大體而s係關於電子設備(electronics),且更 具體言之係關於數位鎖相迴路。 【先前技術】 鎖相迴路(PLL)為許多電子電路之整體部分且在通信電 ‘ 路中尤其重要。舉例而言,數位電路使用時脈信號來觸發 同步電路(例如’正反器)。發射器及接收器將本地振盪器 ❹ (LO)〈s號分別用於增頻轉換(UpC〇nversi〇n)及降頻轉換 (d〇wnconversion)。用於無線通信系統之無線設備(例如, 蜂巢式電話)通常將時脈信號用於數位電路且將L〇信號用 於發射器及接收器。藉由振盪器來產生時脈信號及L〇信 號,且通常藉由PLL來控制時脈信號及l〇信號之頻率。 PLL通常包括用以調整來自振盪器之振盪器信號之頻率 及/或相位的各種電路塊。此等電路塊可能會消耗相對大 量之功率,此對於諸如蜂巢式電話之可攜式設備而言可能 為不良的。因此,此項技術中需要在不犧牲效能之情況下 減少PLL之功率消耗的技術。 【發明内容】
. 本文中描述具有良好效能及較低功率消耗之數位pLL (DPLL)。DPLL為具有以數位方式實施之電路塊而非具有 類比電路的PLL ^數位實施可提供特定優點,諸如較低之 成本、較小之電路面積等。 在一態樣中,DPLL可基於輸入及輸出相位之小數部分 136512.doc 200935745 =得7可累加可包括一調變信號的至少-輸人信 盈器位。dpll可基於來自一㈣器之一振 羞器仏號與一參考作號夕 σ ° 4的相位差(例如)使用時間至數 位轉換器(TDC)來判定一輸出 ..w 掏出相位之—小數部分。DPLL接 耆可基於該輸入相位之小數 数〇P刀及该輸出相位之小數部分 ,疋—目位誤差。小數部分可具有為該《ϋ信號之-個週期的範圍。在一設舛巾 ,^ 4 十中,DPLL可判定該輸出相位之 Ο ❹ =部分與該輸人相位之小數部分之間的相位差。肌 ^可將—預定值(例如,—個«器週期)添加至該相位 相位差減去該預定值(若需要),以使得所得相位 誤差在—預定範圍内(例如,負的二分之—個振盈器週期 ^正的-力之-個振盛器週期)。DPll可基於該相位誤差 來產生一用於該振盪器之控制信號。 在另一態樣中,DPLL可包括一合成累加器㈣秦⑽ 咖讀㈣及一取。該合成累加器可藉由追縱-振盈 益信號之職之數目㈣定—粗略㈣相位。可基於具有 比該振盈器信號之頻率低之頻率的參考信號來更新料成 累加器。該TDC可基於該振盪與該參考信號之間的 相位差來判定-精細輸出相位。DpLL可基於該粗略輸出 相位、該精細輸出相位及該輸入相位來產生一用於振盈器 之控制信號。 以下更詳細地描述本揭示案之各種態樣及特徵。 【實施方式】 圔1展示DPLL 100之設計的方塊圖。在DpLL ι〇〇内求 136512.doc 200935745 和器(summer) 110接收一調變信號Μ(ί)並對其求和,該調變 信號Μ(ί)對於用於通信之通道之中心頻率而言具有靜態 值。輸入累加器112累加求和器11〇之輸出並提供輸入相位 户(0。該累加本質上將頻率轉換成相位。藉由一參考信號 來觸發輸入累加器112,該參考信號可具有固定頻率 亦藉由s亥參考信號來更新DPLL 100内之各種電路塊及信 號’且/為該參考信號之索引。 射頻(RF)累加器122對於每一振盪器週期增加一,振盪 器週期為來自受控振盪器i 18之振盪器信號的一個週期。 鎖存器124在由該參考信號觸發時鎖存RF累加器122之輸出 且提供粗略/整數輸出相位。TDC 130接收該振盪器信 號及該參考信號,在由該參考信號觸發時判定該振盪器信 號之相位,且提供TDC輸出,TDC輸出/τ⑺指示該振盪 器t號與該參考信號之間的精細/部分相位差e Tdc 130實 施用於DPLL 100之部分相位感測器。求和器126接收粗略 輸出相位3⑺及TDC輸出F⑺並對其求和,且提供反饋相位 Ζ〇)’反饋相位Ζ(ί)為對輸出相位5⑺之估計。 求和器114接收反饋相位Ζ(〇並自輸入相位户(〇減去反饋 相位Ζ⑺,且提供相位誤差五⑺。迴路濾波器(i〇〇p mter) 116對該相位誤差濾波且提供一用於振盪器118之控制信號 只〇。迴路濾波器116設定DPLL 100之迴路動態。該控制信 號調整振盪器118之頻率,以使得振盪器信號之相位遵照 該調變之相位。控制信號可具有任何適宜數目個位元的解 析度,例如,8、12、16、20、24或更多個位元之解析度。 136512.doc 200935745 振盪器118可為數位控制式振盪器⑴c〇)、電壓控制式振 盪器(VCO)、電流控制式振盪器(IC0),或頻率可由控制信 號調整的某其他類型之振盪器。振盪器118可在標稱頻率 下操作’標稱頻率/Dic可藉由DPLL 100所用於之應用來 判定。舉例而言,DPLL· 100可用於無線通信設備,且乂^ 可為幾百兆赫(MHz)或幾千兆赫(GHz)。可基於晶體振盪器 (XO)電覆控制式晶體振蘯器(VCXO)、溫度補償式晶體 振盪器(TCXO)或具有準確頻率的某其他類型之振盪器來 〇 產生該參考信號。該參考信號之頻率可遠低於該振盪器信 號之頻率。舉例而言,可為幾十MHz,而m若干 GHz。 可以振盪器週期為單位來給出輸入相位户(〇、輸出相位
方⑺及反饋相位ζ(ί)。在圖1中所示之設計中,DPLL 1〇〇之 反饋路“包括.⑴RF累加器i 22 ,其用以量測以振盪器週 期之整數數目來給出的粗略輸出相位;及(丨丨)TDC 13〇, 其用以量測由一個振盪器週期之部分給出的精細輸出相 位。RF累加器! 22與TDC 13〇之組合量測總輸出相位_, 總輸出相位外)包括來自RF累加器122之粗略/整數部分及 來自TDC 130之精細/小數部分。在本文中之描述中,術語 精細’與”部分"可互換使用,且術語"粗略"與"整數"亦可 互換使用。自該輸人相位減去反饋相位則(其係對輸出相 位之估計)以獲得用於迴路濾波器116之相位誤差。 可基於該參考信號來操作DPLL⑽中之除㈣加器122 外的所有方塊。基於振i器信號來操作RF累加器122,振 136512.doc 200935745 盪器信號之頻率可比該參考信號高許多倍。因此,RF累加 益122可為DPLL 1〇〇之總功率消耗的大部分(例如,5〇%左 右)之起因。因此’可希望在RF累加器122關機之情況下操 作DPLL 1 〇〇以便節省電池電力。 在個參考週期(其為參考信號之一個週期)中,可將總 輸出相位給出為: 方程式(1)
可以振盪器週期為單位來給出總輸出相位且可將其分成整 數口Ρ 刀(integer portion)久w及小數部分(fracti〇nai frac叮以振盪器週期之整數數目或2冗狐度之整數倍來給出 整數4刀。可由一個振盪器週期之部分或在〇至&弧度 之範圍内來給出小數部分%。可如下給出整數部分〜及 小數部分6^e :
0im=2;T-L/〇sc//re/」,及 方程式(2) 方程式(3) ^frac = θιοίαΙ - , 中L」表示下取整運算符(η〇〇ι> 〇perat〇r)。 RF累加器122可藉由判定在一個參考週期内的振盪器週 期之數目來判定輸出相位之整數部分。TDC 13〇可藉由將 振盪器信號之相位與參考信號之相位相比較來判定輸出相 位之小數部分。 囷2展示TDC 130的輸出對輸入之圖表。水平軸展示輸出 136512.doc 200935745 相位5⑴’其為至TDc 13〇之輸人。垂直轴展示tdc輸出 只⑴。對於水平軸與垂直軸,一個振盪器週期等於2π。如 圖2中所不,TDC 130具有不連續之輸出對輸入。tdc輸出 F(0在0至2π等於輸出相位忍⑴,接著在5(〇=2冗時折回至 , 〇,接著在2π至4π隨5⑺線性地增加,接著在万⑴^仏時折 回至0,以此類推。 為使DPLL適當地操作,應解決TDC輸出之不連續性。 解決此等不連續性之一個方式係使用RF累加器122來追蹤 ❹ 輸出相位万⑺超過2π之次數。接著可將RF累加器122之輸 出(為2π之整數倍)添加至TDC輸出,以便將操作範圍限於〇 至2π從而避免不連續性。然而,RF累加器122可因其高操 作頻率而消耗很多電流。 如圖2中所示,TDC輸出每隔2π跳躍一次,但在相繼之 相位跳躍之間的2π範圍内為連續的。若輸出相位之變化速 率有限,則TDC輸出之相位跳躍在出現時可被識別且被解 ❹決。舉例而言,可不調變DPLL 1〇〇,以使得Μ⑺=〇,且 户⑺對於所有ί而言不具有小數部分。初始條件可為尸(〇)= 〇 且4〇)=户(0),以使得五(0)=0。由於DPLL經鎖定,故控制信 號可具有恆定值。若輸入相位稍有增加(例如,增加了 〇. 1孤度),則TDC 130將量測此相位且提供補償信號(例 如,功)=-0.1弧度)。然而,若輸出相位β⑴稍有減小(例 如’減小了 ·0·1弧度),則TDC 130將輸出大值(例如,2π_ 0 · 1弧度)。於是將使相位誤差差了一個彳盾環週期,此可能 會不利地影響DPLL之效能。 I36512.doc 200935745 然而’若輸出相位之變化速率有限,則可將TDC輸出在 一個參考週期内之任何大變化歸因於相位跳躍。接著可將 一個振盪器週期添加至TDC輸出或自TDC輸出減去一個振 盪器週期以獲得正確之相位值。在以上實例中,可將TDC ,輸出之為2π-0· 1弧度的大值歸因於相位跳躍,可自此值減 去2π ’且可提供·◦^弧度作為正確之tdc輸出值。 在一態樣中,在不使用RF累加器之情況下,基於來自 TDC之部分輸出相位及輸入相位之小數部分來操作 DPLL。在每一參考週期中,可自輸入相位之小數部分減 去該TDC輸出,如下·· 方程式(4) 其中户/0)為輸入相位之小數部分且在〇至2?1之範圍内,且 乃⑺為輸入相位之小數部分與TDC輸出之間的差, TDC輸出為輸出相位之小數部分。
可假定輸入相位之變化速率及輸出相位之變化速率有 限,且可假定相位誤差在每一參考週期内在―冗至冗之範圍 内。於是可如下判定相位誤差: ^(0 若-π <£>(〇<π 方程式(5) ^(0 = j £>(/) +2Λ- ^ £)(0<-; Ζ)(〇-2;^£>(ί)>π 方程式(5)展示將Ζ)⑺與臨限值々及々相比較的設計。亦可 將D⑺與其他臨限值相比較。 136512.doc 200935745 如方程式(5)中所展示’若相位差大於 π或小於- π,則假 定相位跳躍已發生。在此種情況下,可將2π添加至該相位 差或自該相位差減去2π,以使得所得相位誤差較接近於 零。 圖3展示僅基於輸入相位及輸出相位之小數部分來操作 之0?1^ 300之一設計的方塊圖。在1^1^ 300内,求和器 3 10及輸入累加器3 12係如上文對於圖丨之求和器丨丨〇及輸入 累加器112所描述般操作,且提供輸入相位户(()。一單元 313接收該輸入相位並提供小數部分p/o。TDC 330接收來 自受控振盪器318之一振盈器信號及一參考信號,且提 供TDC輸出F(i),TDC輸出尸⑴指示該振盪器信號與該參考 信號之間的精細/部分相位差。求和器3丨4自部分輸入相位 户/(0減去TDC輸出F⑴’且提供相位差乃⑴。單元315接收 該相位差’且判定相位誤差五⑴(例如,如方程式(5)中所 不)。迴路濾波器3 16對該相位誤差濾波,且提供一用於振 盪器318之控制信號Ri)。 在—設計中’最初可使用RF累加器來將振盪器3 18鎖定 至調變信號。鎖定偵測器(圖3中未展示)可(例如)藉由觀測 該相位誤差之量值來判定DPLL 300是否已鎖定。在dpll 3〇〇已鎖定後,可停用RF累加器,且可僅使用輸入相位及 輸出相位之小數部分來操作該DPLL。 在另一態樣中,可使用合成累加器來判定粗略/整數輸 出相位。合成累加器可基於該參考信號而非該振盪器信號 來操作’且可因此比RF累加器消耗少得多之功率。 136512.doc 200935745 圓4說明具有合成累加器之DPLL的操作。在圖4中所示 之實例中:振盪器信號之頻率為參考信號之頻率的3.25 倍’且可提供一為3.25之頻率控制字(FCW)作為圖i中之通 k頻率A簡單起見,假定基於振盡器信號及參考信號之 上升緣(rising edge)來鎖定並觸發該DPll。 振蘯器信號展示於圖4頂部處之第—排中,且參考信號 展示於第二排中。4 ^
系加器之輸出展示於第三排_。RF
累加斋在振盘器信號之每—上升緣處增加―,且因此在振 盪器週期出現時追蹤振盪器週期。在參考信號之每一上升 緣處鎖㈣累加器之輸出,且每一鎖存值展示於第三排之 圓圈内。藉由將振盈器週期之數目捨去至最接近之整數值 來獲得每—鎖存值。舉例而言,在圖4中,參考信號之第 -上升緣與第:上升緣之时在⑶個㈣器㈣,謂 累加器輸出為3,其等於3.25經捨去後之值。在圖4所示之 實例中,每參考週期有3·25個㈣器週期,且鎖存值為 〇、3、6、9 ' 13 等。 理J TDC之輸出展不於第四排巾^該了沉量測被捨去 函數—nding d0Wn functi〇n)所忽略的輸出相位之小數部 :。該小數部分等於參考信號之上升緣與《器信號之在 則面的最接近之上升緣之間的差。對於參考信號之每一上 升緣,該TDC提供在〇與u之間的部分值。如圖巧所示, TDC之輸出為週期性的。可藉由將來自取之精細/小數部 分與來自RF累加器之粗略/整數部分相加來獲得反饋相 位。 1365I2.doc 14- 200935745 母參考週期的振盈器週期之經捨位數目(其亦被稱作整 數增量N⑺)展示於第五排中。對於參考信號之每一上升 緣,N⑺等於當前鎖存值與先前鎖存值之間的差。在圖*中 所示之實例中,N(〇為3、3、3、4、3、3、3、4、3等之序 β。N⑴具有平均值3.25且與取輸出以相同方式為週期 改的。此外,在DPLL已鎖定後,N(〇僅具有兩個可能之整 '數值,其在圖4中所示之實例中為3及4。即使在窄頻帶頻 ㈣變情況下應用之肌L時,在兩個整數值之間的此輪 換仍為成立的。為在二個整數值之間輪換,頻率調變將需 要大於參考頻率/re/,以使得一個額外之全振盪器週期可落 在一參考週期内《通常,峰值調變頻率為參考頻率之部 分。舉例而言’峰值調變頻率可為幾MHz,而參考頻率可 為幾十MHz。在此種情況下,N⑺僅具有兩個可能之整數 值。 若Ν(ί)可僅採用兩個可能之整數值,則可有可能在不使 q 用在振盪器頻率/。“下操作之RF累加器的情況下判定Ν⑴。 藉由使用即使在DPLL經調變時相位誤差每參考週期仍僅 有少量變化的事實,可達成此。舉例而言,峰值頻率調變 對於具有4 GHz振盪器之低頻帶EDGE而言可為大約3 MHz 且在DPLL輸出處為四分的,該參考頻率可為大約57 MHz ’且每參考週期輸入相位之最大變化可為大約0.3弧度 或為參考週期之約5%。因此,該調變未觀測到2π相位跳 躍’且DPLL之操作本質上未變化。 可在不使用RF累加器之情況下如下判定N⑴。對於每一 136512.doc -15· 200935745 參考週期或更新時間間隔(,可藉由評估Ν(ί)之兩個假設來 判定Ν⑺之正確值。第一個假設係對於Ν⑺為兩個值中之 較小者的情況,該較小者係表示為乂且對於圖4中所示之 實例而言等於3。第二個假設办係對於Ν⑺為兩個值中之較 大者的情況,該較大者係表示為Νη且對於圖4中所示之實 例而言等於4。可選擇提供較小相位誤差量值之假設,且 用於正確假設之NL或Ν„可用來更新一儲存對振盪器週期之 ❹ 0 數目之運行計數的暫存器。此暫存器提供一以振遭器週期 之整數數目來給出的粗略輸出相位。 可如下S平估該兩個假設β及6。在DPLL已鎖定後可 (例如)基於輸入相位尸⑺之整數部分來初始化該暫存器。 在圖4中所示之實例中,將暫存器初始化至零。在參考 乜號之第一個上升緣處,假設〇具有假設輸出相位 ⑽=3 + 0 + 0.25 = 3.25,其中3為用於假設^之队值,〇為來自 =暫存器之粗略輸出相位匸⑴,且〇25為皿輸出值。假 °又厶具有假设輸出相位40) = 4 + 0 + 0,25 = 4.25,其中4為用於 饭叹6之NH值。將用於該兩個假設之該等假設輸出相位 4(1)及&⑴與輸入相位户⑴ah相比較。由於^⑴比 厶(1)更接近於/>(1),故假設α為正確之假設。接著藉由 3(其為用於正確之假設仏乂值)來更新暫存器,且該暫存 器儲存一為3的粗略輸出相位。 在 > 考L號之第二個上升緣處,假設“具有假設輸出相 4 4(2) 3 + 3 + 0.5 = 6.5,其中第一個3為用於假設〇之心值, 第二個3為來自該暫存器之粗略輸出相位C⑺,且〇.5為 1365I2.doc -16· 200935745 TDC輸出值。假設ft具有假設輸出相位a(2) = 4 + 3 + 〇5 = 75, 其中4為用於假設5之]^^值。將用於該兩個假設之該等假設 輸出相位Ζα(2)及Ζδ(2)與輸入相位/>(2)=6.5相比較。由於 4(2)比Ζ6(2)更接近於Ρ(2),故假設α為正確之假設。接著 藉由3(其為用於正確之假設^^之^^值)來更新該暫存器,且 該暫存器儲存一為6之粗略輸出相位。對於每一後續參考 週期可重複相同之處理。
大體而言,可如下判定用⑴之兩個可能的整數值: /ref N,
fOSC 方程式(6) 其中NL為N(0之兩個可能的整數值中之較小者, NH為N⑺之兩個可能的整數值中之較大者,且 "「1Π表示上取整運算符(ceUing 〇perat〇r)。 可如下判定用於假設α及&之假設輸出相位: WOM+c⑺,)’及 方程式⑺
ZiW = NH+c(0 + m , 方程式(8) 其中C⑴為在參考週期(中之粗略輸出相位, Ζα⑺為在參考週期ί中之用於假設α之假設輸出相位,且 心(0為在參考週期/中之用於假設6之假設輸出相位。 可如下判定用於假設α及6之假設相位誤差: 五养Ρ(〇-Ζα(〇,及 方程式(9) 136512.doc 17- 200935745
Eb(0=P(t)-zb(〇 » 方程式(ίο) 其中五α⑺為在參考週期i中之用於假設β之假設相位誤差,且 五*0)為在參考週期/中之用於假設办之假設相位誤差。 可如下更新粗略輸出相位: c(/ +1)= C(/)4-NlC(〇 + Nh 若丨AWN尽⑺I 否則 程式(11) 可如下判定在參考週期ί中之相位誤差祝0 :
印)= p〇w 若 κ(/)1<1 尽⑴ I 14(0否則 。 方程式(12) 可將來自方程式(12)之相位誤差提供至DPLL中之迴路滤波 器。 如方程式(6)至(12)中所示,為在一給定參考週期中之 N(〇之兩個可能的整數值之間進行選擇,可評估該兩個假 設α及ό。可選擇具有更接近於輸入相位之假設輸出相位或 等效地具有較小相位誤差量值的假設。 圖5展示具有合成累加器之DPLL 500之一設計的方塊 圖。在DPLL 500内,求和器510及輸入累加器512如上文對 於圖1之求和器110及輸入累加器112所描述般操作,且提 供輸入相位户(ί)。 TDC 530接收來自一受控振盪器518之一振盪器信號及一 參考信號,且提供TDC輸出F(i),TDC輸出厂⑴指示該振盪 器信號與該參考信號之間的相位差。相位偵測器52〇接收 136512.doc 200935745
該振盈器信號、該TDC輸出及該輸入相位並產生第一相位 誤差五丨⑺。相位偵測器52〇包括rf累加器522、鎖存器524 及求和器526 ’其如上文對於圖i中之RF累加器122、鎖存 器124及求和器114及126所描述般操作。可藉由模式信號 來啟用或停用相位偵測器52〇。相位偵測器540接收通道頻 率、該參考信號、該TDC輸出及該輸入相位,並產生第二 相位誤差五2(ί)。相位偵測器54〇包括合成累加器且可如下 文所述般實施。可藉由模式信號來啟用或停用相位偵測器 540 °可在任何給定時刻啟用相位偵測器52〇或54〇,且可 停用另一相位偵測器以節省電池電力。 多工器(Mux) 514接收分別來自相位偵測器520及54〇之兩 個相位誤差五,⑺及&⑴以及模式信號,並提供相位誤差 五(0。多工器514在啟用相位偵測器520時提供第一相位誤 差五丨⑺作為相位誤差£(〇,且在啟用相位偵測器54〇時提供 第一相位誤差五2⑺作為相位誤差五(0。迴路濾波器516對相 位》吳差e(r)濾波且提供一用於振盪器5丨8之控制信號$⑺。 在叹计中,最初可啟用相位偵測器520且將其用來將 振盪器518鎖定至調變信號。在〇孔匕5〇〇已鎖定後,可停 用相位偵測器52〇 ’且可啟用相位偵測器54〇。鎖定偵測器 5 5 0接收來自相位偵測器5 2 〇之第一相位誤差五丨⑺且判定 DPLL 5〇〇是否已鎖定。可藉由觀測第一相位誤差州之量 值來達成此判定,第一相位誤差州之量值在dpll别未 經鎖定時最初可為大的且在DPLL 5⑽經鎖定時可為小的。 鎖定伯測器550提供鎖定指示符,鎖定指示符在加^經鎖 136512.doc •19· 200935745 定時可被設定為一個邏輯值(例如,,Γ)或在〇1>1^未經鎖定 時被設定為另一邏輯值(例如,,01)。模式選擇器552接收該 鎖定指示符且可能接收圖5中未展示之其他輸入,並提供 模式信號。舉例而言,DPLL一經鎖定,或稍後,便啟用 相位偵測器540且停用相位偵測器52〇。在關上rf累加器 522之前的一時間週期内可同時啟用相位偵測器52〇與 • 540。只要偵測到鎖定損耗(例如,歸因於對DpLL 5⑽之嚴 重擾亂),或因任何其他原因,模式選擇器552便亦可重新 ❹ 啟用相則貞測11 52G。鎖定偵測H 55G及模式選擇器552亦 可用於圖3中之DPLL 3GG以在DPll未經鎖定時藉由RF累 加器(圖3中未展示)之輸出來產生相位誤差。 圈6展示圖5中之相位偵測器54〇之一設計的方塊圖。在 此設計中,相位债測器540包括合成累加器61〇、假設評估 單元62〇及捨位單元(rounding unit) 63〇。捨位單元Mo可接 收通道頻率且判定N⑺之兩個可能的整數值,其為比及 〇 NH。或者,單元63〇可接收來自圖5中之鎖存器524之粗略 輸出相位AO。當相位偵測器52〇經啟用且dpll 5〇〇經鎖 定時,粗略輸出相位應在N[^Nh2間輪換。因此,在 DPLL 500已鎖定後,單元63〇可基於粗略輸出相位」⑴之 值來判定nl及nh。 合成累加器610追蹤振盪器週期之數目,但基於參考信 號而非振盈器信號來操作,此可大大減>、DpLL5〇〇之功率 消耗。合成累加器610包括暫存器612、求和器614及多工 益616。暫存器612以振邀器週期之整數數目來儲存當前粗 136512.doc •20- 200935745 略輸出相位0^)。多工器616接收汍及]^以及一指示哪個 假設為正確/勝出之假設的選擇信號。在每一參考週期 中,多工器616在假設β為正確之假設時提供乂且在假設办 為正確之假設時提供νη。求和器614對來自暫存器612之當 月’J粗略輸出相位C(i)與多工器616之輸出求和且提供經更新 之粗略輸出相位C(i+1),粗略輸出相位係儲存於暫 存器612中。暫存器612、求和器614及多工器616實施方程 式(11)。 單元620在每一參考週期中評估兩個假設^及6且提供相 位誤差心⑴以及指示正確之假設之選擇信號。在單元62〇 内,求和器622a接收來自暫存器612之粗略輸出相位c(i)、 TDC輸出F⑺及NL且對其求和,並提供用於假設〇之假設輸 出相位忍(0(如方程式(7)中所示)。求和器62牝自輸入相位 户(0減去假設輸出相位Ζα⑺並提供用於假設α之假設相位誤 差五α(ί)(如方程式(9)中所示)。類似地,求和器622b接收粗 略輸出相位C(0、TDC輸出厂⑺及Nh且對其求和,並提供 用於假設ό之假設輸出相位aq)(如方程式(8)中所示)。求 和器624b自輸入相位户(ί)減去假設輸出相位厶⑺並提供用 於假設6之假設相位誤差五(如方程式(1〇)中所示)。 選擇器626接收用於該兩個假設之假設相位誤差仏⑴及 Α⑴且判定該兩個假設相位誤差中之較小量值。選擇器 626提供具有較小量值之假設相位誤差作為來自相位偵測 器540之相位誤差五2(〇(如方程式(12)中所示)。選擇器626 亦提供選擇信號,該選擇信號指示產生該較小的假設相位 136512.doc 21 200935745 誤差量值之正確之假設。 圖4及圖6展示將㈣加器輸出捨去(例如,自w捨去 至3、自6·5捨去至6等)的設計。在此種情況下,對於每- 假設,將TDC輸出F⑺添加至粗略輸出相位⑽。在另一設
計中’將RF累加器輸出捨進(例如,自3·25捨進至4、自W 捨進至7等)。在此種情況下,對於每—假設自粗略輸出 相位C⑺減去TDC輸出⑽(圖4或圖6中未展示)。大體而
言,可以與更新該合成累加器之方式一致之方式來評估該 等假設。 圖6展示對於在DPLL _之正常操作期間可能有兩㈣ 數值队及⑥之情況,合成累加器61〇及假設評估單元62〇的 實例設計。N(〇可具有兩個以上之可能的整數值,例如, 對於寬頻帶調變或在DPLL 500第一次開機時。可藉由將一 杈正因數應·用於來自該合成累加器之粗略輸出相位來補償 歸因於寬頻帶調變之大的頻率差。大體而言,可為1^⑺之 每一可能的整數值評估一個假設。可選擇具有最小相位誤 差之假設,且可基於選定之假設之;^⑺值來更新該合成累 加器。 在一設汁中,DPLL包括在振盪器頻率下操作之灯累加 器及在參考頻率下操作之合成累加器(例如,如圖5中所 示)。如上文對於圖5所描述,可在操作開始時使用RF累加 器,且可在DPLL已鎖定後於正常操作期間使用合成累加 器。 在另一設計中’ DPLL僅包括在參考頻率下操作之合成 136512.doc -22· 200935745 累力器在操作開始時,可為^少~r & 多(例如 广了為Ν(’)之車父多可能的值評估較 後,可在Γ 可能更多)假設。在DPLL已鎖定 設。或者之可能的_值評估較少(例如,兩個)假 …Μ ’在操作開始時與在正常操作期間可評估相同數 奴’又設(例如,兩個假設可選擇迴路頻寬,以藉由有 目之可此的Ν(〇值來達成所要的獲取效能。 圖5中之DPLL 50〇可與圖3中之DpLL 3〇〇以等效方式來
喿乍¥ DPLL 500經鎖定時,該假設相位之整數部分(其 為來自合成累加器61〇之粗略輸出相位⑽應匹配輸入相 位之整數部分。將藉由圖6中之求和器624a及624b來消去 此等兩個整數部分,且在相位誤差五2⑴中,將僅提供小數 部分之間的差。 圖7展示圖5中之TDC 530之一設計的示意圖。TDC 53〇 比較振盪器信號之相位與參考信號之相位,且提供具有多 個(B個)位元之解析度之偵測到的相位差。 TDC 530包括2B個延遲元件71〇a至71〇z、2b個〇正反器 712a至712z’及,皿度§十至二進位轉換器(化61>111011^61'-1;〇-binary converter) 714。延遲元件71 〇a至710z經串聯耦接,其 中延遲元件710a接收振盪器信號。可藉由反相器及/或其 他類型之邏輯元件來實施每一延遲元件71〇,以獲得所要 的延遲解析度。延遲元件710a至710z提供大約一個振盪器 週期之總延遲。舉例而言’若振盪器頻率乃“為4 GHz,則 一個振盪器週期為250皮秒(ps),,且每一延遲元件710提 供大約250/2B ps之延遲。 136512.doc •23· 200935745 D正反器712amz使其D輸入分別輕接至延遲元件 71〇a至71〇z之輸出,且其時脈輸入接收參考信號。每一 d 反器712對來自相關聯之延遲元件71〇之輸出信號取樣並 將所取樣之輸出提供至轉換器714。處於邏輯高之d正反器 之數目對處於邏輯低之D正反器之數目指示振盪器信號與 參考信號之間的相位差。此相位差具有1/2b振盪器信號之 解析度。轉換器714接收來自D正反器712&至7122之28個輸 出’將此4 2個輸出轉換成b個位元之二進位值,且提供 該B個位元之二進位值作為精細/部分輸出相位。 大體而言’可以任何數目個位元之解析度來設計TDc 530。舉例而言,視所要的延遲解析度、在積體電路(ic)過 程中可用之最小延遲等而定,B可為8或更大。所要的延遲 解析度可視DPLL 500所用於之應用而定。 DPLL可用於各種應用。舉例而言,dplL可用於頻率合 成器從而以所要頻率下產生振盪器信號。在此種情況下, 可省略調變信號Μ(ί)或將其設定為零^ DPLL亦可用於極性 調變器(polar modulator)、正交調變器(quadrature modulator)、 相位調變器、頻率調變器、解調變器等。對於調變器,調 變信號之頻寬可大於DPLL之封閉迴路頻寬。可設計DPLL 以適應調變信號之寬的頻寬。 圖8展示支援寬頻帶調變之DPLL 302之設計的方塊圖。 DPLL 302包括圖3之DPLL 300中之所有方塊。DPLL 302進 一步包括縮放單元(scaling unit) 320及求和器317。 DPLL 302實施兩點或雙埠調變以便達成高的頻寬調變。 136512.doc -24- 200935745 可將調變信號你〇)提供至低通調變路徑與高通調變路徑。 在低通調變路徑中,求和器310及輸入累加器312對調變信 號从(〇操作並提供輸入相位。藉由輸入累加器3進行 之累加本質上將頻率轉換成相位。在高通調變路徑中,縮 放單元320接收調變信號Μ(ί)並以增益以〇對其進行縮放且 提供第二調變信號又^求和器317耦接於迴路濾波器316 之輸出與振盪器318之輸入之間。求和器317對來自迴路濾 波器316的經濾波之相位誤差信號與來自縮放單元32〇之第 二調變信號尤(ί)求和且提供用於振盪器3 1 8之控制信號 ⑴。 調變信號之頻寬可藉由DPLL 302所用於之應用來判定且 可比DPLL之封閉迴路頻寬要寬。DPLL 302中之低通調變 路徑之頻寬係藉由迴路濾波器3 16來判定且可相對較窄(例 如’小於100 KHz)以便達成所要的雜訊濾波及迴路動態。 藉由經由單獨的高通及低通調變路徑來應用調變信號 M(i) ’ DPLL 302可以比DPLL之封閉迴路頻寬要寬的信號 頻寬來調變振盪器318。 為簡單起見,圖3、圖5及圖8分別展示DPLL 300、500及 502的功能方塊。為清楚起見,省略了特定細節。舉例而 言,可將延遲插入於DPLL 300、302及500内之適當位置 處,以便使此等DPLL内之各種信號適當地時間對準。
圖3、圖5及圖8展示調變DPLL之一些實例設計。亦可藉 由其他設計來實施調變DPLL,該等設計中之一些描述於 2005年6月21日發布之題為"PHASE LOCKED LOOP 136512.doc •25- 200935745 HAVING A FORWARD GAIN ADAPTATION MODULE"的美 國專利第6,909,331號中。如美國專利第6,909,331號中所描 述,可判定用於高通調變路徑之增益g(i)。 對於圖3、圖5及圖8中分別之DPLL 300、500及302,對 振盪器之擾亂可能會打亂輸出相位之連續性。此擾亂可起 源於電源之短時脈衝波形干擾(glitche)、來自其他迴路之 偽耦接等。大體而言,若每參考週期之峰值輸出相位偏移 之量值小於二分之一個參考週期,則擾亂並不麻煩,其將 © 為通常情況。因此,此等DPLL可能夠提供強健之效能。 圖9展示採用本文中所描述之DPLL的通信設備900之設 計的方塊圖。設備900可用於無線通信設備、蜂巢式電 話、個人數位助理(PDA)、手持式設備、無線數據機、無 線電話、無線台、藍芽(Bluetooth)設備等中。設備900亦 可用於諸如分碼多重存取(CDMA)系統、分時多重存取 (TDMA)系統、分頻多重存取(FDMA)系統、正交FDMA (OFDMA)系統、無線區域網路(WLAN)等之各種無線通信 ^ 系統中。設備9〇〇可支援諸如cdma2〇〇〇、寬頻,CDMA (W-CDMA)等之CDMA無線電技術。設備900亦可支援諸如全 球行動通信系統(GSM)之TDMA無線電技術°此等各種系 統及無線電技術為此項技術中所已知。 在設備9〇〇内’資料處理器910可處理(例如’編碼及調 變)資料以獲得符號。處理器910亦可根據用於通信之無線 電技術來對該等符號執行其他處理(例如’展頻、授摔等) 以獲得複合值樣本。處理器910可提供一包含每一複合值 136512.doc •26- 200935745 樣本之實數部分的同相資料信號/(〇及一包含每一複合值 樣本之虛數部分的正交資料信號2(ί)。正交至極性轉換器 (quadrature-to-polar converter) 920可接收/(ί)及 資料信 號,將每一複合值樣本自笛卡爾(Cartesian)座標轉換至極 座標,且提供包絡信號(envelope signal) Γ⑺及相位信號 m。 在包絡路徑中,乘法器922可將包絡信號與增益G相乘, 以獲得所要的輸出功率位準。延遲單元924可提供可程式 © 化之延遲量以使該包絡信號與該相位信號時間對準。濾波 器926可藉由適宜之濾波器回應來對經延遲之包絡信號濾 波。數位至類比轉換器(DAC) 928可將經濾波之包絡信號轉 換至類比且提供輸出包絡信號。可藉由該輸出包絡信號來 改變功率放大器(PA) 954之增益以達成振幅調變。 在相位路徑中,微分器930可對相位信號外〇求微分且提 供調變信號M(〇,調變信號M(〇可含有/(ί)及資料信號 之頻率分量。DPLL 940可接收調變信號Μ(ί)且產生用於 〇 DC0 950之控制信號Ri)。可藉由圖3之DPLL 300、圖5之 DPLL 500 或圖 8之 DPLL 302 來實施 DPLL 940。DCO 950 可 產生一由該調變信號調變的經相位調變之信號。放大器 (Amp) 952可放大該經相位調變之信號。PA 954可基於輸出 包絡信號來將放大器952之輸出進一步放大且提供一經相 位調變且經振幅調變的RF輸出信號。 控制器/處理器96〇可控制設備9〇〇内之資料處理器910及 其他方塊的操作。記憶體962可儲存用於控制器/處理器 1365I2.doc •27- 200935745 960及/或其他方塊的資料及程式媽。 可以數位方式來實施設備900中之各種方塊。舉例而 言,可藉由一或多個數位信號處理器(DSp)、精簡指令集 電版(1118(1!)處理器、中央處理單元(cpu)等來實施處理器 910至渡波器926、微分器930、DPLL 940及控制器/處理器 960。該等數位方塊可實施於一或多個特殊應用積體電路 (ASIC)及/或其他積體電路(ic)上。可藉由類比電路來實施
設備900中之剩餘方塊。DCO 95〇、放大器952及/或pA 954 之部分可實施於一或多個RF IC(RFIC)、類比1C、混合信 號1C等上。 囷10展示用於控制一振盪器(例如,DC〇、vc〇等)之過 程1000的設計。可累加可包括一調變信號的至少一輸入信 號以獲得-輸人相位(步驟1G12)e可判定—振盪器信號與 一參考仏號之間的相位差(例如’藉由TDC)以獲得用於該 振盈器#號之輸出相位的小數部分(步驟〗〇丨4)。 立可僅基於輸入相位之一小數部分及該輸出相位之該小數 部分來判定—相位誤差(步驟1〇16)。該小數部分可具有為 該振盪器信號之一個週期的範圍。對於步驟1〇16 ,可判定 該輸出相位之小數部分與該輸人相位之小數部分之間的相 位差。若該相位差小於第一值(例如,負的二分之一個振 盈器週期)’則可將預定值(例如,一個振盈器週期)添加至 該相位差。若該相位差大於第二值(例如,正的二分之一 個振逢H週期),則可自該相位差減去預定值q提供在 J加或減去該預定值後之相位差(如果有的話)該作為相位 136512.doc -28- 200935745 誤差°可基於該相位誤差來產生一用於振盪器之控制信號 (步驟 1018)。 可藉由追蹤振盪器信號之週期的數目(例如,藉由RF累 加器)來判定該輸出相位之整數部分。在未經鎖定時,可 基於輸入相位之整數及小數部分以及輸出相位之整數及小 數邛分來判定該相位誤差。在經鎖定時,可僅基於輸入相 位之小數部分及輸出相位之小數部分來判定該相位誤差。
圓η展示用於控制一振盪器(例如,DC〇、vc〇等)之過 程11 〇〇的設計。可基於一參考信號藉由追蹤來自振盪器之 振!器k號之週期的數目來判^粗略輸出相位匚⑴⑽如, 藉由合成累加H)’該參考信號具有比該振Μ信號之頻 率低的頻率(步驟1112)。可基於該振盈器信號與該參考信 號之間的相位差來判定精細輸出相位厂(丨)(例如,藉由 TDC)(步驟1114)。可基於該粗略輸出相位、該精細輸出相 位及-輸入相舒⑺來判定相位誤差£(〇 (㈣⑴6)。可基 於該相位誤差來產生—用於振盪器之控制信號_步驟 1118) 〇 對於步驟1112 ’可在每一更新時間間隔⑼如,每一參 考週期)中藉由第一整數值Nl或第二整數值Νη來更新粗略 輸出相位。該第一整數值及該第二整數值可為基於振逢器 k號之頻率及參考信號之頻率所判定(例如,如方程 中所示)的連續整數值。可在每—更新㈣間时基於該 第-整數值及該第二整數值、粗略輸出相位、精細輸出相 位及輸入相位來為該第一整數備用j 登數值及該第二整數值評估兩個 136512.doc •29· 200935745 假設。可基於對該兩個假設之評估的結果藉由該第一整數 值或該第二整數值來更新粗略輸出相位。舉例而言,可基 於該第-整數值、粗略輸出相位及精細輸出相位來判定第 -假設輸出相料⑺。可基於該第二整數值、粗略輸出相 位及精細輸出相位來判定第二假設輸出相位&⑺。可⑴當 該第一假設輸出相位比該第二假設輸出相位更接近於輸入 相位時藉由該第一整數值或(ii)否則藉由該第二整數值, 來更新該粗略輸出相位。 在第一持續時間中(例如,在操作開始時)基於振盪器信 號藉由追蹤振Μ器信號之週期的數目來判定粗略輸出相位 。在第二持續時間中(例如,在達成鎖定後)基於參考 信號藉由追蹤振盪器信號之週期的數目來判定粗略輸出相 位 c(〇。 可藉由各種方式來實施本文中所描述之DPLL。舉例而 言,該DPLL可實施於硬體、韌體、軟體或其組合中。對 於硬體實施,可藉由一或多個DSp、數位信號處理設備 (DSPD)、可程式化邏輯設備(pLD)、場可程式化閘陣列 (FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、電子設 備、經設計以執行本文中所描述之功能的其他電子單元或 數位電路、電腦,或其組合來實施該DPLL内之方塊。 該DPLL亦可實施於IC、類比ic、數位IC、RFIC、混合 信號1C、ASIC、印刷電路板(PCB)、電子設備上。亦可藉 由各種1C製程技術來製造該DPLL,諸如互補金氧半導體 (CMOS)、N 通道 MOS (N-MOS)、P 通道 MOS (P-MOS)、雙 136512.doc -30- 200935745 極接面電晶體(BJT)、雙極CMOS (BiCMOS)、矽鍺(SiGe)、 砷化鎵(GaAs)等。 對於韌體及/或軟體實施’可藉由執行本文中所描述之 功能的程式碼(例如,程序、函式、模組、指令等)來實施 DPLL内之方塊。大體而言,有形地體現韌體及/或軟體程 式碼之任何電腦/處理器可讀媒體可用於實施本文中所描 述之技術。舉例而言,韌體及/或軟體程式碼可儲存於記 憶體(例如,圖9之記憶體%2)中且由處理器(例如,處理器 960)執行。記憶體可實施於處理器内或處理器外部。韌體 及/或軟體程式碼亦可儲存於電腦/處理器可讀媒體中,諸 如隨機存取記憶體(RAM)、唯讀記憶體(r〇m)、非揮發性 隨機存取記憶體(NVRAM)、可程式化唯讀記憶體 (PROM)、電可抹除PR〇M (EEpR〇M)、快閃記憶體軟碟、 光碟(CD)、數位化多功能光碟(DVD)、磁性或光學資料儲 存》又備等。a亥程式碼可由一或多個電腦/處理器執行且可 ❹使該(等)電腦/處判執行本文巾所描述之功能性之特定態 樣。 ’ 實本文中所描述之DPLL的裝置可為獨立設備或可為 較大=備之部分。設備可為:⑴獨立ic ;⑴)一或多㈣ 之集合,其可包括用於储存資料及/或指令之記憶體ic; (111)諸如RF接收器(RFR)或RF發射器/接收器(RTR)之 RFiC ’(1V)諸如行動台數據機(MSM)之ASIC ; (v)可嵌入於 其他设備内之模組;(vi)接收器 '蜂巢式電話、無線設 備、手機或行動單元;(vii)等。 I36512.doc -31 - 200935745 提供本揭示案之先前描述以使得任何熟習此項技術者能 夠進行或使用本揭示案β熟習此項技術者將易於瞭解對本 揭示案之各種修改’且在不脫離本揭示案之範疇的情況 下’本文中定義之一般原理可應用於其他變型。因此,本 . 揭不案並不意欲限於本文中所描述之實例及設計,而應符 合與本文中所揭示之原理及新穎特徵一致的最廣範疇。 ‘ 【圖式簡單說明】 圖1展示DPLL之方塊圖。 圖2展示TDC的輸出對輸入之圖表。 圖3展示基於部分輸入及輸出相位來操作之DpLL的方塊 圖。 圖4展示合成累加器之操作。 圖5展不具有合成累加器之DpLL的方塊圖。 圖6展示具有合成累加器之相位偵測器的方塊圖。 圖7展示TDC之示意圖。 Ο ®8展示具有合成累加器之另-DPLL的方塊囷。 圖9展示通信設備之方塊圖。 圖10展示用於控制振盪器之過程。 圖11展示用於控制振盪器之另一過程。 【主要元件符號說明】 100 數位鎖相迴路 110 求和器 112 輸入累加器 114 求和器 136512.doc •32· 200935745 116 迴路濾波器 118 振盪器/受控振盪器 122 射頻(RF)累加器 124 鎖存器 126 求和器 130 時間至數位轉換器(TDC) 300 數位鎖相迴路 302 數位鎖相迴路 〇 310 求和器 312 輸入累加器 313 一 早兀 314 求和器 315 ΤΤ0 一 早兀 316 迴路濾波器 318 振盪器/受控振盪器 Ο 317 求和器 320 縮放單元 330 時間至數位轉換器(TDC) 500 數位鎖相迴路 510 求和器 512 輸入累加器 514 多工器 516 迴路濾波器 518 振盪器/受控振盪器 136512.doc -33- 200935745 520 相位偵測器 522 射頻(RF)累加器 524 鎖存器 526 求和器 530 時間至數位轉換器(TDC) 540 相位偵測器 550 鎖定偵測器 552 模式選擇器 ❹ 610 合成累加器 612 暫存器 614 求和器 616 多工器 620 單元 622a 求和器 622b 求和器 624a 求和器 〇 624b 求和器 626 選擇器 630 捨位單元 710a 延遲元件 710b 延遲元件 710c 延遲元件 710x 延遲元件 710y 延遲元件 136512.doc -34- 200935745 710z 延遲元件 712a D正反器 712b D正反器 712c D正反器 712x D正反器 712y D正反器 712z D正反器 714 溫度計至二進位轉換器 ❹ 900 通信設備 910 資料處理器 920 正交至極性轉換器 922 乘法器 924 延遲單元 926 遽波器 928 數位至類比轉換器 930 微分器 〇 940 數位鎖相迴路 950 數位控制式振盪器 952 放大器 954 功率放大器 960 控制器/處理器 962 記憶體 A(t) 粗略/整數輸出相位 B{t) 輸出相位 136512.doc -35- 200935745
C(t) 粗略輸出相位 D{t) 相位差 E(t) 相位誤差 EM 第一相位誤差 五2⑴ 第二相位誤差 F{t) TDC輸出 /(0 同相資料信號 M⑺ 調變信號 N⑺ 整數增量 P{t) 輸入相位 PAt) 部分輸入相位 Q(t) 正交資料信號 S(t) 控制信號 m 包絡信號 z⑴ 反饋相位 Za(t) 假設輸出相位 zb(t) 假設輸出相位 θ{ί) 相位信號 136512.doc -36
Claims (1)
- 200935745 十、申請專利範圍: 一種裝置,其包含: 一數位鎖相迴路(DPLL),其經組態以:接收來自一振 盪器之一振盪器信號,僅基於一輸入相位之—小數部分 及一輸出相位之一小數部分來判定一相位誤差,且基於 "亥相位s吳差來產生一用於該振盪器之控制信號。 2. ^ °月求項1之裝置,其中該輸入相位之該小數部分及該 輸出相位之該小數部分各自具有—為該振盡器信號之一 個週期的範圍。 3·如請求項丨之裝置,其中該肌[包含一時間至數位轉換 器(TDC) ’該TDC經組態以判定該振盪器信號與一參考 L號之間之一相位差,且提供該相位差作為該輸出相位 之該小數部分。 4. 如請求項1之裝置,其中該DPll包含: 一累加器,其經組態以累加至少一輸入信號以獲得該 輸入相位,及 Φ 一經組態以接收該輸入相位且提供該輸入相位之該小 數部分的單元。 5. 如請求項4之裝置,其中該至少一輸入信號包含一調變 信號。 6. 如叫求項1之裝置,其中該DPLL經組態以:判定該輸出 相位之該小數部分與該輸入相位之該小數部分之間之一 相位差,在該相位差小於一第一值時將一預定值添加至 該相位差’在該相位差大於一第二值時自該相位差減去 136512.doc 200935745 該預定值’且提供在添加或減去該預定值後之該相位差 (如果有的話)作為該相位誤差。 7. 如請求項ό之裝置,其中該預定值對應於該振盪器信號 之一個週期’且其中該第一值對應於該振盪器信號之負 的二分之一個週期,而該第二值對應於該振盪器信號之 正的二分之一個週期。 8. 如請求項1之裝置,其中該DPLL包含: 一射頻(RF)累加器’其經組態以藉由追蹤該振盪器信 號之週期的數目來判定該輸出相位之一整數部分,且 其中該DPLL經組態以:在該dpll未經鎖定時’基於 該輸入相位之一整數部分及該小數部分以及該輸出相位 之該整數部分及該小數部分來判定該相位誤差,且在該 DPLL經鎖定時,僅基於該輸入相位之該小數部分及該輸 出相位之該小數部分來判定該相位誤差。 9. 一種方法,其包含: 僅基於一輸入相位之一小數部分及一輸出相位之一小 Ρ刀對來自一振盪器之一振盪器信號判定一相位誤 差;及 基於該相位誤差來產生-用於該振盈器之控制信號, =中該輸入相位之該小數部分及該輸出相位之該小數部 分各自具有為該振盪器信號之一個週期的範圍。 10. 如請求項9之方法,進一步包含: 一基於該振盪器信號與一參考信號之間之一相位差來判 定該輸出相位之該小數部分。 136512.doc -2- 200935745 如請求項9之方法,其中該判定該相位誤差包含: 判定該輸出相位之該小數部分與該輸入相位之該小數 部分之間之一相位差, 在該相位差小於一第一值時,將一預定值添加至該相 位差, 在該相位差大於一第二值時,自該相位差減去該預定 值,及 ❹ 12. ❹ 13. 提供在添加或減去該預定值後之該相位差(如果有的 話)作為該相位誤差。 如3月求項9之方法,進一步包含: 藉由追蹤該振盪器信號之週期之數目來判定該輸出相 位之一整數部分; 在未經鎖定時,基於該輸入相位之一整數部分及該小 數部分以及該輸出相位之該整數部分及該小數部分來判 定該相位誤差;及 在經鎖疋時,僅基於該輸入相位之該小數部分及該輸 出相位之該小數部分來判定該相位誤差。 一種裝置,其包含: 用於僅基於一輸入相位之一小數部分及一輸出相位之 -小數部分來對來自一振盪器之一振盪器信號判定一相 位誤差的構件;及 用於基於該相位誤差來產生-用於該振盡器之控制信 號的構件’其中該輸入相位之該小數部分及該輸出相位 之該J數邛刀各自具有為該振盪器信號之一個週期的範 136512.doc 200935745 14. 15. ❹ 16. ❹ 17. 圍。 如晴求項13之裝置,進一步包含: 用於基於该振盪器信號與一參考信號之間之一相位差 來判定该輪出相位之該小數部分的構件。 如明求項1 3之裝置,其中用於判定該相位誤差之該構件 包含: 用於判定該輸出相位之該小數部分與該輸入相位之該 小數°卩分之間之一相位差的構件, 用於在該相位差小於一第一值時將一 相位差的構件, A 用於在该相位差大於一第二值時自該相位差減去該預 定值的構件,及 用於提供在添加或減去該預定值後之該相位差(如果有 的話)作為該相位誤差的構件。 如請求項13之裝置’進一步包含: 用於藉由追蹤該振盈器信號之週期之數目來判定該輸 出相位之一整數部分的構件; 用於在未經鎖定時基於該輸入相位之一整數部分及該 j數邛分以及該輸出相位之該整數部 判定該相位誤差的構件;及 丨刀來 用於在經鎖定時僅基於該輪人相位之該小數部分及該 輪出相位之該小數部分來判定該相位誤差的構件。 —種電腦程式產品,其包含: 一電腦可讀媒體,其包含: 136512.doc 200935745 用於使至少一電腦僅基於一輸入相位之一小數部分 及一輸出相位之一小數部分來對來自一振盪器之一振盪 器信號判定一相位誤差的程式碼;及 用於使該至少一電腦基於該相位誤差來產生一用於 該振盡器之控制信號的程式碼,其中該輸入相位之該小 數部分及該輸出相位之該小數部分各自具有為該振盪器 信號之一個週期的範圍。 18. —種裝置,其包含:19.20. 一數位鎖相迴路(DPLL),其經組態以接收來自一振盈 器之一振盪器信號及一參考信號,且產生一用於該振盪 器之控制信號,該DPLL包含一經組態以藉由追蹤該振盪 器信號之週期之數目來判定一粗略輸出相位的合成累加 器,該合成累加器係基於具有一比該振盪器信號之一頻 率低之頻率之該參考信號而被更新》 如請求項18之裝置,其中該合成累加器係在每一更新時 間間隔中藉由一第一整數值或一第二整數值予以更新, 该第一整數值及該第二整數值為藉由該振盪器信號之該 頻率及該參考信號之該頻率所判定的連續整數值。 如請求項19之裝置,其中該DPLL進-步包含—評估單 凡,該評估單元經組態以在每一更新時間間隔中評估該 第一整數值及該第二整數值之兩個假設,且基於對該兩 個假設之該評估的結果來提供對在每—更新時間間隔中 藉由該第-整數值或該第二整數值來更新該合成累加器 的指示。 ' ^ 136512.doc 200935745 21·如請求項20之裝置,其中該DPLL進一步包含一時間至數 位轉換器(TDC),該TDC經組態以基於該振盪器信號與 該參考信號之間之一相位差來判定一精細輸出相位且 其中該評估單元經組態以基於該第一整數值及該第二整 數值、該粗略輸出相位、該精細輸出相位及一輸入相位 來評估該兩個假設。 22.如請求項2 1之裝置,其中該評估單元經組態以:基於該 第整數值、5亥粗略輸出相位及該精細輸出相位來判定 -第-假設輸出相位,基於該第二整數值、該粗略輸出 相位及該精細輸出相位來判定一第二假設輸出相位,且 提供對在該第一假設輸出相位比該第二假設輸出相位更 接:於該輸入相位時藉由該第一整數值來更新該合成累 加Θ或否則藉由該第二整數值來更新該合成累加器的指 示0 23.如请求項21之裝置,其中該評估單元經組態以:基於該 ❹ 第—整數值、該粗略輸出相位、該精細輸出相位及該輸 入相位來判^ —第—假設相位誤差,基於該第二整數 值-亥粗略輸出相位、該精細輸出相位及該輸入相位來 :定-第二假設相位誤差’且提供對在該第一假設相位 為差之量值小於該第二假設相位誤差之量值時藉由該第 整數值來更新該合成累加器或否則藉由該第二整數值 來更新該合成累加器的指示。 24.如請求項18之裝置,其中該赃L進-步包含: -射頻⑽)累加器’其經組態以藉由追蹤該振盪器信 I36512.doc 200935745 號之週期之數目來判定該粗略輸出相位,該㈣加器係 基於該振盪器信號而被操作。 、 25. 如請求項24之裝置’其中請累加器在一第一持續時間 内被啟用’且在一第二持續時間内被停用,且其中該合 成累加器在該第二持續時間内被啟用。 26. ^請求項24之裝置,其中仙似進—步包含—鎖定谓測 器’該鎖定偵測器經組態以判定該dpll ❹ 其中在該帆L未經鎖定時啟用該RF累加器 DPLL已鎖定後啟甩該合成累加器。 27. —種方法’其包含: 基於一參考信號,藉由追蹤來自—織器之一振^ 信號之週期之數目來判定一粗略輸出相位,該參考信; 具有一比該振盪器信號之一頻率低之頻率; 基於該粗略輸出相位及一輸入相位來判定—相位1 差;及基於該相位誤差來產生一 用於該振盪器之控制信號 136512.doc
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