SE449940B - Frekvenssyntetisator av typ fastlast slinga - Google Patents

Description

J:- _p.

\O \O J\ CD ohörbar på en ren ton, elimineringen av sidbanden av korrektionssignalen måste reducera dem från en nivå som är större än bärvågen till omkring -30dB i för- hållande till bärvågen. Detta kräver en noggrannhet av ungefär BZ i elimine- ringen av jíttret och detta är svårt, då ett brett frekvensområde, t ex 20:l, krävs. Detta ger upphov till problemet att inte bara komponenter med snäva to- leranser krävs utan också att en svår monteringsprocedur måste användas. En ytterligare svårighet är att temperaturdrift i några av komponenterna också påverkar noggrannheten, vilket kan göra 32-elimineringen omöjlig att uppnå under vissa omständigheter. Ändamålet med uppfinningen är att åstadkomma en frekvenssyntetisator av beskriven typ, vilken ger förbättmd elimineríngsnoggrannhet och därigenom re- ducerar behovet av komponenter med snäva toleranser och i vilken effekterna av temperaturdrift i huvudsak har eliminerats.

Uppfinningen avser således en frekvenssyntetisator av typ 'faßiåst slinga innefattande en oscillator med variabel frekvens (VFO) för att åstadkomma den _syntetiserade frekvenssignalen som svar på en frekvensstyrsignal, en klockpuls- generator (CPG) för att alstra en referensfrekvenssignal, en fasjämförare (PC) för att jämföra faserna hos de första och andra signalerna som matas till första och andra ingångar på densamma för att därigenom alstra frekvensstyrsignalen, första och andra organ för att koppla oscillatorn med variabel frekvens (VFO) och klockpulsgeneratorn (CPG) till de första respektive andra ingångarna på fasjämförarcn (PG), varvid ett av dessa organ (PRD) reducerar den respektive frekvenssignalens frekvens digitalt och matar den reducerade frekvenssignalen till respektive ingång på fasjämföraren (PC), en genom successiv addition ar- betande hastighetsmultiplikator (R) (successive addition rate multiplier) inne- fattande en ackumulator för att addera ett förutbestämt ínkrement Y till acku- mulerade värden som är lagrade i ackumulatorn som svar på varje puls i den re- ducerade frekvenssignalcn, vilken multiplikator (R) alstrar en överströmnings- puls varje gång ackumulatorns kapacitet C (där C ZY) överskrides mæan överskottet lämnas såsom en rest i ackumulatorn, organ för att alstra en korrektionssignal som svar på nämnda rest och organ kopplade till fasjämföraren (PC) för att korri- gera frekvensstyrsignalen som svar på korrektionssignalen för att kompensera för varje variation i frekvensstyrsignalen förorsakad av jitter i den reducerade fre- kvenssignalens pulshastighet och det karakteristiska för uppfinningen består att organen för att alstra en korrektionssignal vidare innefattar en återkopp- lingsslinga som reagerar för varje rest-rippel på frekvensstyrsignalen för att eliminera nämnda rippcl. 7 l praktiken finns en återkopplingsslínga, vilken detekterar varje rest- rippel eller -krusning i frekvensstyrsignalen till följd av ett fel i korrek- tinßsignalens nivå och automatiskt ställer in korrektíonssignalen så att ripplet å; 449 940 elimineras. Detta har den ytterligare fördelen att det automatiska kompensa- tionssystemet upprätthåller korrektionssignalen på dess korrekta nivå trots tem- peraturdrift. Frekvenssyntetisatorn enligt uppfinningen är särskilt lämplig för användning i "manpack" och mobila radiosystem vilka är utsatta för vibrationer och variationer inom ett brett temperaturområde och i vilka en liten frekvens- stegstorlek krävs (t ex för enkelsidbandsdríft).

Företrädesvis omvandlas resten till analog form av en digital/analogom- vandlare och korrektionssignalen bildas av en första analog multiplikator, som multiplicerar omvandlarens utgångssignal med nämnda funktion av varje rippel som uppträder på frekvensstyrsignalen. Detta har den praktiska fördelen att i vissa fall digital-analogomvandlaren och den första multiplikatorn kan kombi- neras i form av en enda kommersiellt tillgänglig integrerad krets, varigenom således kostnaderna reduceras.

Den nämnda fuktionen av ripplet kan härledas från utgången av en andra multilipkator, som korrelerar varje rippel-komponent i frekvensstyrsignalen med digital-analogomvandlares utgångssignal. I en ofta föredragen utföringsform härledas emellertid rippelfunktionen från utgången av en andra multiplikator, vilken korrelerar varje rippel komponent i frekvensstyrsignalen med överström- ningspulssignalerna från frekvensmultiplikatorn. Den sistnämnda utföringsformen är att föredra emedan fashopp som detekteras är oberoende av svaret i slingan.

I den senare utföringsformen är det fördelaktigt om den andra multiplika- torn multiplicerar den nämnda rippel komponenten med +1 eller -1 i beroende av tillståndet på multiplikatorns överströmningspulsutgång. Härigenom kan multi- plikatorn realiseras på ett mycket enkelt sätt.

Korrektionssignalen kan användas på olika sätt för att kompensera för jit- ter i frekvensstyrsignalen. I en utföringsform matas fasjämförarens utgångssig- nal till en summeringsanordning, i vilken den summeras med korrektionssignalen för att bilda frekensstyrsignalen. Summeringsmetoden liknar den som visas i fig 2 i den nämnda brittiska patentskriften. I en alternativ utföringsfonn är en fasmodulator inkopplad i grenen mellan klockpulsgeneratorn och fasjämföraren, varvid korrektionssignalen matas såsom en modulationsstyrsignal till fasmodu- latorn. ' Utföringsformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas med hänvisning till ritningarna, där fig_l visar ett blockschema för en första frekvenssynte- tisator enligt uppfinningen, fig_§ visar ett blockschema för en andra frekvens- syntetisator enligt uppfinningen, fig_§ visar utföringsformen enligt fig 2 med tillägg av förstärkningskompensationsförstärkare, fig_§ visar ett kopplings- schema för en första förstärkningskompensationsförstärkare och buffertförstär- kare som är lämpliga att använda i den i fig 3 visade utföringsformen,_fEí§ -I\ QD \O .Fn CD visar ett kopplingsschema för en andra multiplikator och ett filter som är lämpliga att använda i den i fig 3 visade utföringsformen, jïg_§ visar ett kopplingsschema för en andra förstärkningskompensationsförstärkare som är lämp- lig för användning i den i fig 3 visade utföringsformen och jjg_Z visar ett kopplingsschema för en pulshastighetsmultiplikator med successiv addition (successive addition rate multiplier), en digital-analogomvandlare av multipli- cerande typ samt en fördröjningsanordning som är lämpliga att använda i den i fig 3 visade utföringsformen.

Fig 1 visar ett blockschema för en första utföringsform av uppfinningen innefattande en spänningsstyrd oscillator med variabel frekvens VFO, vars ut- gång bildar syntetisatorns utgång och även är ansluten till en ingång på en pulsundertryckningskrets PS. Kretsens PS utgång är ansluten till en programmer- bar hastighetsdelare PRD som delar med ett inställbart tal nl > 1. Delares PRD utgång är ansluten till en ingång på en fasjämförare PC och även till in- gången på en hastiahetsmultiplikator med successiv addition (succession addi- tion rate multiplier) R av ovan definierad typ. Den digitala resten i nämnda multiplikator R omvandlas till analog form av en digital-analogomvandlare DA, vars utgång är ansluten till en ingång på en analog multiplikator M1. Multipli- katorns R överströmningsutgång är ansluten till en andra ingång på pulsunder- tryckningskretsen PS och till en ingång på en andra multiplikator M2. Över- strömningspulsarna har en medelfrekvens av nz gånger frekvensen hos ingångs- pulserna från delaren PRD, varvid n2 är ett inställbart tal som är mindre än 1.

Utgången från en klockpulsgenerator CPG med en utgångsfrekvens Fc är an- sluten till en andra ingång på jämföraren PC vars utgång är ansluten till en ingång på en analog summeringsanordning ASD. Utgången på anordningen ASD är via ett lågpasslingfilter ansluten till frekvensstyrspänningsingången på oscillatorn VFO och även ansluten till en andra ingång på multiplikatorn M2.

Multiplikatorns H2 utgångssignal matas via ett lågpassfilter F till en andra ingång på multiplikatorn M1.

De givna beteckningarna VFO, PS, PRD, PC, CPG, ASD, LPF, R, och DA är sam- ma beteckningar som beteckningarna på motsvarande element i fig 2 i den nämnda brittiska patentskriften 1.447.418 och deras funktion och arbetssätt är be- skrivna i detalj i nämnda patentskrift. I korthet ställer fasjämförarens PC utgångssignal in oscillatorns VFO frekvens tills fasen hos ingångspulserna från delaren PRB är densamma som fasen hos frekvensen Fc. I låst tillstånd av den faslåsta slingan VFU-PS-PRD-PC-ASD-LPF-VFO är utgångsfrekvensen Fo = (nl + na) Fc. Pulsnndertryckningskretsen PS har två pulstågsingångar och subtrahe- *z 5 449 940 rar, d v s "sväljer", en puls från ett tåg (från oscillatorn VFC) för varje ingångspuls som erhålles från det andra tåget (från multiplikatorn R). Utgångs- pulserna från kretsen PS är således inte jämnt fördelade i tiden till följd av de undertryckta pulserna: d v s de lider av fasjitter och följaktligen lider även delarens PRD utgångspulser av fasgitter. Emedan ingångspulserna till fas- jämföraren PC från generatorn CPG inte har något fasjitter får utgångssignalen från jämföraren PC en rippel komponent som är direkt proportionell mot fasjitt- ret i ingångspulserna från delaren PRD. Ett sådant rippel skulle förorsaka att oscillators VFO utgångsfrekvens skulle vandra något och den nämnda brittiska patentskriften visar hur en korrektionssignal CS (om man för ögonblicket igno- rerar multiplikatorns M1 effekt) kan härledas från multiplikatorn R och i an- ordningen ASD adderas med korrekt polaritet och storlek till utgångssignalen från jämföraren PC för att åstadkomma en frekvensstyrsignal PCS i vilken ripp- let är utbalanserat. Den rest som är kvar i multiplikatorn R efter varje över- strömningspuls är direkt proportionell mot storleken av den respektive över- strömningsoulsens fasjitter, d.v.s. den fördröjning som denna puls lider av räknat från ett ögonblick vid vilket den skulle ha uppträtt om alla överström- ningspulser vore jämnt fördelade, d.v.s. jitterfria. Den digitala resten om- vandlas därför till analog form av digital-analogomvandlaren DA för att alstra en analog korrektionssignal som är proportionell mot det ej önskade ripplet i utgångssignalen från jämföraren PC, så att de två signalerna kan adderas i anordningen ASD för att balansera ut ripplet.

Det observeras att det speciella arrangemanget av delarorganen PS, PRD och R inte har någon betydelse för uppfinningen, vilken enbart avser härledningen av korrektionssignalen, och många alternativa arrangemang är tänkbara, t.ex. de som är visade i figurerna 1 och 3 i den nämnda brittiska patentskriften. Puls- undertryckningskretsen PS kan vara realiserad på känt sätt såsom en variabel modulo-"prescaler" vilken t.ex. normalt delar med 10 men delar med 11 vid mot- tagning av en överströmningspuls så att bara 9 pulser ges ut för varje hundrade inoångspuls istället för 10 - med andra ord en puls har svalts i varje räknecy- kel. _ Det kan emellertid fortfarande finnas ett visst restrippel i frekvensstyr- signalen PCS och föreliggande uppfinning gör det möjligt att denna ytterligare reduceras genom att anordna det hela så att korrektionssignalen CS inte bara är en funktion av resten i multiplikatorn R utan också är en funktion av varje rinpel som uppträder på frekvensstyrsignalen, vilken senare avledes via en in- gång på den andra multiplikatorn M2 och Filtret F och de båda analoga funktio- nerna kombineras i multiplikatorn M1. Den andra multiplikationsingången på mul- tinlikatorn M2 matas via en ledare A med överströmningssignalerna från multip- likatorn R med resultat att korrektionssignalen CS på multiplikatorns Ml utgång också är en funktion av överströmningspulssignalerna som i verkligheten föror- sakar fasjittret. Alternativt är det möjligt att utelämna ledaren A och att mata multiplikatorn M2 via en ledare B med den analoga signalen som är propor- tionell mot resten i multiplikatorn R. I detta fall påverkas emellertid det av multiplikatorn M2 detekterade jittret av slingsvaret, medan det detekterade gittret vid användning av ledaren A blir oberoende av slingsvaret. Såsom kommer att beskrivas i det efterföljande under hänvisning till fig 5 kan multiplika- torn M2 också realiseras på mycket enkelt sätt om överströmningssignalerna via ledaren A användes.

Skälet till att antingen signalen via ledningsbanan A eller signalen via ledningsbanan B kan användas för att bilda ingångssignal till multiplikatorn M2 är att båda dessa signaler är korrelerade med den okorrigerade jittersignalen PCS. Korrelationen är antingen positiv eller negativ beroende på om korrekti onssignalen CS är för stor eller för liten. I princip kan varje signal som_är korrelerad med felsignalen PCS användas.

Korrelationssignalen som är avledd från omvandlaren DA och tillförd viaåw multiplikatorn M1 skall teoretiskt i anordningen ASD exakt eliminera de fasfel som är införda genom det gitter som är förorsakat av undertryckningen av pulser i pulsundertryckningskretsen PS. Om korrektionssignalens amplitud av någon an- ledning skulle vara felaktig så uppträder emellertid felet såsom rippel på ut- gången av anordningen ASD. Varje sådant restrippel detekteras till storlek och riktning genom korrelation i multiplikatorn M2 med signalen på ledaren A eller B och den detekterade signalen ställer in korrektionssignalens amplitud i mots- varande grad via filtret F och multiplikatorn M1. Multiplikatorn M2, filtret F, multiplikatorn M1 och summeringsanordningen ASD bildar således en återkopplad feleliminerinosslinoa, varvid filtret F bildar elimineringsslingfiltret.

Fig 2 visar en andra utföringsfonn av en frekvenssyntetisator enligt upp- finninoen, vilken i stor utsträckning är likadan som den som är visad i fig 1, varvid den enda skillnaden är att den analoga summeringsanordningen ASD enl fig 1 i fig 2 är ersatt med en fasmodnlator PH i banan mellan klockpulsgeneratorn CPG och fasjämföraren PC. Korrektionssignalen CS från multiplikatorn M1 leds nu till modulationsingången på fasmodulatorn PH. I denna utföringsform bringar korrektionssignalen, som är representativ för fasjittret i den ingångssignal till fasjämföraren PC som kommer från delaren PRD, modulatorn PM att fasmodule- ra signalerna från klockpulsgeneratorn CPG så att de uppvisar exakt samma fas- *73 .p 7 449 940 jitter som det som finns i signalerna från deiaren PRD. Frekvensstyrsignaien FCS från jämföraren PC skaii således ej ha någon jitterkomponent. Om ett visst rippei emellertid uppträder på styrsionalen så kommer detta rippel, såsom är beskrivet med hänvisning tiil den i fig 1 visade utföringsformen, att detekte- ras av multipiikatorn M2 och korrektionssignaiens CS amplitud instäiies automa- tiskt i enlighet härmed för att eliminera rippiet.

Om frekvenssyntetisatorn skall ha ett stort utgångsfrekvensområde, t.ex. i förhållandet 20:l, är det fördelaktigt att införa någon form av frekvens/förs- tärkningskompensation för att bl.a. reducera instäiiningstiden under ogynnsam- maste omständigheter, då omkoppling sker från en frekvens vid ena änden av om- rådet till en frekvens vid den andra änden. Fig 3 visar en modifikation av den i fig 2 visade utföringsformen, vilken ger en sådan kompensation. Block som svarar mot i fig 2 visade block har getts samma hänvisningsbeteckningar som i denna figur. Kretsen mellan fasjämföraren PC och muitiplikatorn M2 innehåller nu dessutom en första förstärkningskompensationsförstärkare GC1, vars_för- stärkning är proportioneil mot frekvensen, en likspänningsbiockerande kondensa- tor Cl och en buffertförstärkare BA med förstärkningen 1. Kretsen mellan filt- ret F och muitiplikatorn M1 innehåller dessutom en andra förstärkningskompensa- tionsförstärkare GC2, vars förstärkning är omvänt proportioneil mot frekvensen.

Vidare finns en fördröjningsanordning DL som fördröjer överströmningspulserna från multipiikatorn R till multipiikatorn M2 och en delare DIV med fast dei- ningsförhåilande mellan penewratorn CPG och fasmodulatorn PM, vilken deiare är införd av lämplighetsskäl så att en högfrekvent (t.ex. 5,12 MHz) kristalioscil- iator kan användas.

Spänningssteoet ut från fasjämföraren PC då en puls subtraheras vid in- gången till delaren PRD är proportioneilt mot längden av pulsen som subtraheras som är en cykel av den spänningsstyrda osciliatorns utgångsfrekvens och därför omvänt proportioneiit mot frekvensen. Ampiituden på signalerna som den automa- tiska nivâinstäliningskretsen har att arbeta med kan således variera mycket kraftigt, t.ex. med omkring 20:1 vid en frekvenssyntetisator som har ett ut- gängsfrekvensområde från 1,6 MHz till 30 MHz. Införandet av förstärkningskom- pensationsförstärkaren GC1, vars förstärkning är proportioneil mot frekvensen övervinner detta ampiitudvariationsproblem därigenom att den signaiamplitud som matas till muitiplikatorn M2 nu blir ungefär konstant vid ändring av syntetisa- torfrekvensen. Det observeras att förstärkninqskompensationsförstärkaren GCI inte behöver ha någon noggrant bestämd förstärkninos/frekvenskarakteristik, emedan slinoan automatiskt tar hand om alla kvarstående onogçrannheter. Ett exempel på en praktisk utföringsfonn av förstärkaren GCI kommer att beskrivas senare med hänvisning till fio 4. ¿_Å \O kO JB 3 lnoångssiganlen till multiplikatorn M2 skall inte ha någon likströmskompo- 1 nent så att likströmskomponenten på utgången av multiplikatorn M2 endast blir beroende av amplituden hos rinplet i frekvensstyrsignalen FCS. Kondensatorn C blockerar ingångslikströmskomponenten. Elimineringen av likströmskomponenten kan ske på olika alternativa sätt, t.ex. genom att införa ett högpassfilter i ingångsledningen.

I frånvaro av förstärkningskompensationsförstärkaren GC2 skulle filtrets F utgångssignal bli omvänt proportionell mot syntetisatorfrekvensen emedan den amplitud som krävs för faskorrektionssignalen, t.ex. till fasmodulatorn PM, är omvänt proportionell mot VFO-frekvensen. Korrektionssignalens amplitud är pro- portionell mot längden av pulsen som subtraheras från VFO-utgången vilken är en period av VFO-utgångsfrekvensen och denna är omvänt proportionell mot VFO-frek- vensen. Exempelvis vid omkoppling från den lägsta frekvensen (1,6 MHz) till den hÖ9Sïë ff@kV@flS6fl (30 MHz) skulle faskorrektionssignalen starta vid det korrek- ta värdet för 1,6 MHz och skulle därför vara ungefär 20 gånger för stor för 30 kHz och inställningstiden skulle bli mycket lång, t.ex. 20 sekunder. Genom anordnandet av förstärkningskompensationsförstärkaren GC?, vars förstärkning är omvänt proportionell mot frekvensen, blir filtrets F utgångssignal i huvudsak oberoende av syntetisatorfrekvensen och inställningstiden blir mycket väsent- ligt reducerad, t.ex. till 2 sekunder. Förstärkningskompensationsförstärkarens GC2 förstärkning/frekvenskarakteristik behöver inte vara exakt, emedan korrek- tionsslinaan automatiskt tar hand om alla restonoggrannheter.

I den i fig 2 visade utföringsformen består ingångssignalerna till multi- plikatorn M2 av överströmningspulserna från multiplikatorn R och varje resulte- rande rippel i frekvensstyrsignalen FCS som förorsakas därav. Den senare signa- len är emellertid fördröjd med avseende på den förra med reaktionstiderna hos pulsundertryckningskretsen PS, delaren PRD och fasjämföraren PC. För att korre- lera dessa två "cause and effect"-signaler exakt i multiplikatorn M2 skall de i huvudsak anlända samtidigt. Üverströmningspulserna som matas till multiplika- torn FZ fördröjes därför, i det i fig 3 visade utföringsexemplet, av en för- dröjningsanordning DL under en tidsperiod som är lika med summan av nämnda reaktionstider.

Slingfiltret F har valts i form av en integrator med en relativt lång tidskonstant (100 msl, emedan det då inte bara avlägsnar allt rippel på ut- gången av multiplikatorn NZ utan också gör hela systemet mindre känsligt för brus. Skälet till att en lång tidskonstant kan användas är att den snabbaste reaktion som någonsin krävs annat än vid omställning av frekvensen är att följa de ändringar som förorsäkas av termisk drift. fl 449 940 Delaren DIV med fast förhållande har lagts till i den i fig 3 visade ut- föringsformen, vilket således möjliggör att en högfrekvent (t.ex. 5,12 MHz) temperaturkompenserad kristalloscillator användes som klockpulsgenerator CPG.

Sådana oscillatorer är inte bara lätt tillgängliga i handeln utan de har också en försumbar frekvensdrift med temperaturen. I vissa tillämpningar av frekvens- syntetisatorer krävs också en eller flera utgångssignaler med fast frekvens förutom den variabla syntetiserade frekvensen. Delaren DIV kan åstadkomma en eller flera sådana fasta frekvenser förutom den frekvens (i ett typiskt fall 1000 Hzisom matas mi fasjämföraren Pc. " Fig 4 visar ett exempel på en praktisk utföringsform av förstärkningskom- pensationsförstärkaren GC] och buffertförstärkaren BA som användes vid en expe- rimentell frekvenssyntetisator enligt uppfinningen vilken har ett område av 1,6 MHz till 30 MHz med inställbarhet i steg på 100 Hz. Frekvensen väljas med ej visade strömställare som har sex kontakter K för att välja högfrekvensdata, nämligen 1,2,4,8,l0 och 20 MHz, varvid den aktuella frekvensen i MHz är visad inom parentes intill varje kontakt K i fig 4. Manövrering av varje kontakt K ger en motsvarande påverkan av en av slutkontakterna av CMOS-typ S1 till S6 som var och en då den påverkas förbinder det tillhörande analoga motståndet Rl till RB med SV-skenan som användes såsom jordreferens för alla analoga signaler, emedan syntetisatorn arbetar med en enda polaritet. Förstärkaren innefattar en operationsdifferentialförstärkare 0Al till vars ej inverterande (+) ingång in- gångssignalen från fasjämföraren PC matas, varvid de ändar av motstånden R1 till R6 som är vända bort från strömställarna S] till S6 är gemensamt anslutna till den inverterande (-) ingången på förstärkaren OAl. Den inverterande in- gången är också via återkopplingsmotståndet R7 ansluten till utgången av för- stärkaren OAl. Wotståndens Rl till R6 värden är på känt sätt så dimensionerade i förhållande till motståndets R7 värde att förstärkarens 0Al utgångssignal blir omvänt proportionell mot den frekvens som är bestämd genom inställningen av MHz-strömställarkontakterna K, t.ex, (i ohm) Rl=100 k, R2 = 47k, R3 = 24k, R4 = 12k, R5 = 10k, R6 = 4,7 k och R7 = 220 k. Såsom förklarats tidigare be- höver förstärkningskompensationsförstärkaren GC bara ha en ungefär linjär för- stärknings-frekvenskarakteristik och är därför bara inställbar i 1 MHz-steg. Av samma skäl behöver motstånden Rl till R7 inte vara av högstahil typ med liten tolerans och kan således vara mycket billiga.

Strömställarna S1 till S6 kan med fördel vara implementerade i integrerad CMCS-kretsform, t.ek. en integrerad krets av typ HEF4066 (Mullard Limited). I ett praktiskt utförande effektförsörjdes denna integrerade krets med en mat- 449 940 ningsspänning på IDV och ett ej visat "pull-down"-motstånd på 82 kOhm var in- kopplat mellan skenan på 0 volt och kontakten i varje MH:-strömställarkontakt K (1) till K(20) som är vänd bort från 10 voltsskenan för att åstadkomma en logisk nolla då kontakten är öppen. Kondensatorn Cl hade ett värde av 1/uF.

Buffertförstärkaren BA innefattar en differentialoperationsförstärkare OA2 vars ej inverterande (+) ingång är ansluten till utgången av förstärkaren GC1 via kondensatorn Cl och till matningsskenan på 5 volt via ett motstånd R8 (47 kflhml. Den inverterande (-) ingången är via ett återkopplingsmotstånd R9 (också 47 k0hm) ansluten till utgången av förstärkaren OA2, vilken utgång är ansluten till multiplikatorn M2, såsom är visat i fig 3. Förstärkarna DAl och OA2 är lätt åtkomliga i integrerad form, t.ex. av typ LM 107 (Signetics eller National Semiconductors).

Pig 5 visar ett detaljerat kopplingsschema för den andra multiplikatorn M2 och filtret F. Utgången från buffertförstärkaren BA är ansluten till en kontakt i var och en av två elektroniska strömställare S7 och S8. Den andra kontakten i strömställaren S7 är via ett motstånd Rll ansluten till den inverterande (-) ingången på en differentialoperationsförstärkare OA3 och även via ett återkopp- lingsmotstånd Rl2 till utgången av förstärkaren OA3. Den andra kontakten i strömställaren S8 är ansluten till den ej inverterande (+) ingången på förstär- karen OA3 och via ett motstånd R13 till matningsskenan på 5 volt. Signalerna från fördröjningsanordningen DL är utförda att manövrera strömställaren S8 direkt och strömställaren S7 via en inverterare Il. Under en fördröjd över- strömningspuls från fördröjningsanordningen DL manövreras därför strömställaren S8 medan strömställaren S7 ej manövreras. Till följd av återkopplingsmotståndet Rl2 har förstärkaren OA3 förstärkninuen l och utgångssignalen är lika med och har samma tecken som ingångssignalen; d.v.s. den signal som kommer från buf- fertförstärkaren BA är multiplicerad med +l under perioden av den fördröjda överströmningspulsen. Då ingen puls uppträder från fördröjningsanordningen DL inverteras detta tillstånd av inverteraren Il och strömställaren S7 manövreras.

Hotstånden Rll och R12 har samma värde (10 k0hm, och R13 har också samma värde) och förstärkaren arbetar således såsom en inverterande förstärkare med för- stërkningen }; d.v.s. alla gånger utom då en fördröjd överströmningspuls upp- träder så multipliceras signalen från buffertförstärkaren BA med -1. Sekvensen av + och - order från överströmningspulståget är korrelerad med felkorrektions- signalen CS. Emedan Fasen hos felsignalen FCS kastas om i beroende av om den jítterkoffåktion som matas till fasmodulatorn är alltför hög eller alltför låg s så kommer korrelationsmultiplikatorns MZ medelutgångssignal också att kastas om samtidigt, emedan den i verkligheten anger graden av positiv eller negativ kor- relation.

Ir- \O vD .F>. É Filtret F är utfört såsom en känd Form av integrator, varvid ingångssigna- len från multiplikatorn M2 matas till den inverterande (-) ingången på en dif_ ferentialoperationsförstärkare OA4 via ett motstånd R14. Filtrets F integra- tionstidskonstant är bestämd av kondensatorn C2 (100 nF), som är ínkgppiad mellan de” GJ iflvefiêfönde (+) ingången och utgången på förstärkaren OA 4, och av motståndet R15 (1 Megohm) som är inkopplat mellan den ej inverterande in- 9ån99" och matningsskenan på 5 volt. Filtrets F utgångssignal matas till in- gången på förstärkningskompensationsförstärkaren GC2, av vilken ett detaljerat kopplingsschema är visat i fig 6.

Fig 6 visar förstärkningskompensationsförstärkaren GC2 som har en för- stärkning som är omvänt proportionell mot frekvensen. Det är tydligt att för- stärknings/frekvensstyrdelen av denna krets är densamma som den som är visad i fig 4 för förstärkaren GC1. Motstånden Rl6 till R2l har samma värden som mot- stånden R1 till R6 i fig 4 och kontakterna K (1) till K (20) är samma kontakter som de som är visade i fig 4 och funktionssättet för strömställarna S9 till S14 är detsamma som det som beskrivits med hänvisning till fig 4. Enligt fig 6 är emellertid ingångarna till differentialoperationsförstärkaren OA 5 i verklighe- ten omkastade i förhållande till vad som är fallet i fig 3, så att förstärka. rens förstärkning blir omvänt proportionell mot frekvensen istället för att vara direkt proportionell. För detta ändamål har operationsförstärkaren OA5 sin inverterande (-) ingång ansluten till dess utgång via ett återkopplingsmotstånd R22 (36 kohm) och till matningsskenan på 5 volt via ett motstånd R23 (18 kohm).

Förstärkningskompensationsförstärkarens GC2 utgång är ansluten till en multi- plikationsingång på den analoga multiplikatorn M1. Operationsförstärkarna OA3 och OA4 (fig 5) och OA5 (fig 6) är lätt åtkomliga i handeln i fonn av integre- rade kretsar, således kan OA3 och OA4 t.ex. vara av Signetics typ LM 107 medan OA5 kan vara en del av Signetics typ LMl24.

Fig 7 visar ett kopplingsschema för en hastighetsmultiplikator R (succes- sive addition rate multiplier), en fördröjningsanordning DL och en multiplice- rande digital-analogomvandlare DA/M1 som kombinerar delarna DA och M1 enligt fia a. i Hultiplikatorn R är sammansatt av två integrerade kretsar IC1 och IC2, varvid ICl är en binärkodad decimalfulladderare och IC2 är en grupp av vippor av D-typ vilka klockas från en gemensam klockingång IP. Fördröjningsanordningen DL är utförd av två vippor IC3 och IC4 av D-typ medan omvandlar-multiplikatorn DA/Ni är utförd av en integrerad krets IC5. De i varje block visade symbolerna är de a'tuella pinnbeteckningarna i de kommmersiella integrerade kretsarna som användes (och som är angivna nedan), 449 940 I den nämnda experimentella frekvenssyntetisatorn med ett utgångsfrekvens- område av 1,6 till 30 MHz med inställbarhet i steg på 100 Hz delar den i figur 3 visade delaren DIV ned frekvensen (5,12 MHz) till 1 kHz med resultat att fas- jämföraren PC ställer in oscillatorns VFO frekvens på sådant sätt att utgångs- pulserna från delaren PRD och således ingångspulserna till multiplikatorn R också har frekvensen 1 kHz. Den 100 Hz-information som matas till "A"-summe- ringsingångarna på kretsen IC1 har binärkodad decimalform och är avledd från 100 Hz-stegströmställarna som användes för att bilda den önskade utgångsfrek- vensen Fo. Inställningen av dessa strömställare bestämmer således det inkrement som skall summeras i hastighetsmultiplikatorn varje gång en puls från delaren PRD tas emot av multiplikatorn, vilken ingångssignal matas såsom en triggsignal till alla vipporna (Dl till D4) av D-typ i kretsen IC2 och till vippan IC3.

Som förklarande exempel antages att 100 Hz-inställningen är 700 Hz varvid inkrementet på "A"-ingångarna på kretsen IC2 är 7 (i binärkodad decimal eller BCDfform). Det antages också att utgångarna 01 till 04 på kretsen IC2 och således "S"-summeringsingångarna på kretsen IC1 är 0. Även om kretsarna IC1 och IC2 arbetar på BCD-signaler kommer deras funktion att förklaras med användning av decimalvärden för tydlighets skull. Således har "S"- (summa) utgången på adderaren IC1 från början värdet 7 medan "C"- (carry) utgången har värdet 0.

Den första pulsen från delaren PRD styr (strobesl vipporna D till D och 1 4 värdet 7 överföres till "B"-ingångarna på adderaren IC1 och till de digitala ingångarna (4 till 7) på kretsen ICS. Adderarkretsen IC1 adderar de båda sjuorna vilket ger 14 på dess utgångar, nämligen 1 på "carry"-utgången "C" och 4 på "S"-utgångarna. Iran på C-utgången bildar överströmningspulsen från multiplikatorn R till undertryckningskretsen PS. Den nästa (andra) DUlS9fl från delaren PRD överför 4 till "B"-ingångarna på kretsen IC1 som därvid adderar detta tal till 7 på dess "A"-ingångar vilket ger 11 på dess "S"-utgångar, nämligen en ytterligare överströmnlfl9SPUl5 På d@55 Ut9å"9 "C" °Ch 1 På dess "S"-utgångar.

Den andra pulsen från delaren PRD styr också den första överströmnings- pulsen på adderarens IC1 "C"-utgång till utgången av víPPPä" 153 °Ch Således till ingången D på vippan IC4. Denna andra puls från delaren PRD inverteras av ínverteraren 12 och således triggas vippan IC4 vid slutet av pulsen för att bringa den första överströmningspulsen att styras till utgången av vippan IC4 och således till ingången av multiplikatorn M2 från fördröjningsanordningen D1 (fia 3). Således är den första (och varje efterföljande) överströmningspuls fäfgröjd med en period i pulståget från delaren PRD (med en hastighet av 1000 Hz) av fördröjningen DL. 13 Den nästföljande (tredje) pulsen från delaren PRD leder värdet 1 på kretsens IEI "S"-utgångar till dess “B“~ingångar och således uppträder värdet 8 på "S"-utgångarna och 0 på "C"-utgången. Följaktligen avges ingen överström- ningspuls. Den tredje pulsen styr den andra överströmningspulsen till utgången av vippan IC3 och vid slutet av pulsen via vippan IC4 till multiplikatorn M2.

Förloppet fortsätter sedan på detta sätt för att alstra sju överström- ningspulser för var tionde íngångspuls från delaren PRD.

Värdet på nz (figur 3) är således i detta fall 0,7 och utgångspulsernas medelfrekvens är den önskade frekvensen 700 Hz. Kretsen IC5 och OA6 omvandlar varje rest i multiplikatorn R som uppträder på "O"-utgången av kretsen IC2, i vilken resten är ackumulerad, till dess analoga värde och multiplicerar detta värde med den analoga signalen på ingången VREF från förstärkningskompen- sationsförstärkaren GC2, varvid produkten matas till fasmodulatorn PM såsom styrsignal CS för att modulera fasen hos klockpulserna som uppträder på in- gången till modulatorn.

De integrerade kretsarna IC1 till IC5 och OA6 i fig 7 är i och för sig kända och kommersiellt åtkomliga i intergrerad kretsfonm t.ex.: ïC1 RCD-heladderare Motorola typ MC14560 íC2,IC3 D-vippor Mullard typ HEF 40174 IC4 D-vippa Mullard typ HEF 40174 IC5 Multiplicerande DA- Analoga anordningar typ AD 7523 omvandlare 0A6 0perationsförstär~ Signetícs LM 124 (del av) kare Klockpulsgeneratorn VCG, delaren DIV, fasmodulatorn PM och fasjämföraren PC i fig 3 är alla väl kända och kommer inte att beskrivas ytterligare emedan de ej är direkt relevanta för uppfinningen. I den praktiska utföringsformen användes emellertid Mullards integrerade frekvenssyntetisator HEF4750. Denna integrerade krets innehåller alla de ovan nämnda fyra delarna utom oscillator- kristallen. En kristall för 5,12 MHz användes och referensdelarsektionen av den integrerade kretsen var kopplad för delning med 10 och därefter med 512 för att alstra klockpulser på 1 kHz, vilka matas internt till fasmodulatorn vars ut- gångssignal matas till fasjämföraren. Den programmerbara delaren PRD som an- Vänge; var dan integrerade universaldelaren av typ HEF 4751 (Mullard Limited) och kretsen 95 var av en pronrammerhar "prescaler"-typ SP8690 (Plessey Semi- conductors Limited).

Såsom är väi känt vid konstruktion av system av integrerade standard- kretsar är det ibland nödvändigt att inkoppia nivåinstäiiningsorgan för att förskjuta spänningsnivån på signaierna från en integrerad krets tiii en annan.

Detta beror på det Faktum att matningsspänningarna som krävs för de aktueiia integrerade kretsarna kan skiija sig åt. I den ovan beskrivna utföringsformen kräver några kretsar 5 voit och andra kräver 10 voit viiket är skäiet tiii de matningsspänningar på 5 och 10 voit som är visade i figurerna 4 tiii 6. Den specieiia integrerade kretsen IC5 arbetade meiian spänningsskenorna på 5 och 10 voit viiket nödvändiggjorde att ingångssignaierna på kiämmorna 4 tiii 7 nivå- försköts. För att uppnå detta inkoppiades ett 82 kohms motstånd i serie med var och en av ingångsiedningarna tiii kiämmorna 4 tiii 7 och var och en av dessa kiämmor ansiöts tiii 10 voits-skenan via ytteriigare 82 kohms motstånd. Nivån på utgångssignaierna från den integrerade kretsen IC5 försköts därvid så att dess nivå biev reiaterad tiii O voits-skenan. Sådana nivåinstäiiningskretsar är väi kända inom tekniken och behöver därför ej ytteriigare beskrivas.

'Ya

Claims (8)

1. 449 940 Patentkrav l. Frekvenssyntetisator av typ fnsiâst slinga innefattande en oscíllator med variabel frekvens (VFO) för att åstadkomma den syntetiserade frekvens- signalen som svar på en frekvensstyrsignal, en klockpulsgenerator (CPG) för att alstra en referensfrekvenssignal, en fasjämförare (PC) för att jämföra faserna hos de första och andra signalerna som matas till första och andra ingångar på densamma för att därigenom alstra frekvensstyrsignalen, första och andra organ för att koppla oscillatorn med variabel frekvens (VFO) och klockpulsgeneratorn (CPG) till de första respektive andra ingångarna på fas- jëmföraren (PG), varvid ett av dessa organ (PRD) reducerar den respektive frekvenssignalens frekvens digitalt och matar den reducerade frekvenssig- nalen till respektive ingång på fasjämföraren (PC), en genom successiv ad- dition arbetande hastighäfinultiplikator (R) (successive addition rate mul- tiplier) innefattande en ackumulator för att addera ett förutbestämt inkre- ment Y till ackumulerade värden som är lagrade i ackumulatorn som svar på varje puls i den reducerade frekvenssignalen, vilken multiplikator (R) al- strar en överströmningspuls varje gång ackumulatorns kapacitet C (där C

2,Y) överskrides medan överskottet lämnas såsom en rest i ackumulatorn, organ för att alstra en korrektionssignal som svar på nämnda rest och organ kopp- lade till fasjämförafei (PC) för att korrigera frekvensstyrsignalen som svar på korrektionssignalen för att kompensera för varje variation i Fre- kvensstyrsignalen förorsakad av jitter i den reducerade frekvenssignalens pulshastighet, k ä n n e t e c k n a d av att organen för att alstra en korrektionssïgnal vidare innefattar en äterkopplingsslinga som reagerar för varjerest-rippel på frekvcnsstyrsignalen för att eliminera nämnda rippel. a Frekvenssyntetisator enligt patentkravet l, k ä n n e t e c k n a d av att orgaren för att alstra en korrektionssignal innefattar en digital- a alo omvandlare (DA) för att omvandla resten till en analoo si nal och en 9 V - orsta analog multiplikator (Mi) för att multiplicera nämnda analoga signal .M wfd en av ëterkopplingsslingan alstrad rippel-signal som representerar rest- iiuplet i frekvensstyrsignalen.

3. Frakvvrssyntetisator enligt paxentkravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att organen för att alstra en korrektionssignal innefattar en andra mul- tiplikarnr th?) som reagerar på frekvensstyrsiqnalen och på den analoga signalen för (att aislia rippul~signalen_ 449 940 Ä.

Frekvenssyntetisator enligt patentkravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att organen för att alstra en korrektionssígnal innefattar en andra mul- típlikator (M2) som reagerar på Frekvensstyrsignalen och på överströmnings~ pulserna, för att alstra rippel-signalen.

5. Frekvenssyntetisator enligt patentkravet Ä, k ä n n e t e c k n a d av att den andra multiplikatorn (M2) multíplicerar rest-rípplet med +1 el- ler -1 i beroende av närvaro respektive frånvaro av en överströmningspuls.

6. Frekvenssyntetisator enligt patentkravet 5, k ä n n e t e c k n a d av att den andra multiplíkatorns (M2) utgång är kopplad till en ingång på den Första multiplikatorn (M1) genom ett lågpassfilter (F).

7. Frekvenssyntetisator enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e- t e c k n a d av att Fasjämförarens (PC) utgångssignal matas till en summe- ringsanordning (ASD) i vilken den summeras med korrektionssignalen för att bilda frekvensstyrsígnalen.

8. Frekvenssyntetisator enligt något av patentkraven 1 - 6, k ä n n e- t 0 c k n a d av en fasmodulator (PM) i banan mellan klockpulsgeneratorn (CPG) och fasjämföraren (PC), varvid korrektionssignalen matas såsom en modulatíons- styrsignal till Fasmodulatorn (PM). i)