RU2483429C2 - Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method - Google Patents
Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method Download PDFInfo
- Publication number
- RU2483429C2 RU2483429C2 RU2011112921/08A RU2011112921A RU2483429C2 RU 2483429 C2 RU2483429 C2 RU 2483429C2 RU 2011112921/08 A RU2011112921/08 A RU 2011112921/08A RU 2011112921 A RU2011112921 A RU 2011112921A RU 2483429 C2 RU2483429 C2 RU 2483429C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- low
- amplitude
- demodulation
- signal
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для формирования частотно-манипулированных, а также частотно-модулированных сигналов или для их демодуляции.The invention relates to radio communications and can be used to generate frequency-manipulated, as well as frequency-modulated signals or for their demodulation.
Известен способ демодуляции высокочастотных частотно-модулированных сигналов (ЧМС), состоящий в том, что на частотный демодулятор, состоящий из двух параллельных контуров, определенным образом связанных друг с другом, и двух нелинейных элементов подается высокочастотный ЧМС. В результате формируется квазилинейный участок левого склона амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) двух контуров, вследствие чего осуществляется преобразование ЧМС в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС). При этом амплитуда АЧМС изменяется по закону изменения частоты входного ЧМС. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Нелинейные радиотехнические устройства / Под общей редакцией Н.Л.Теплова. М.: Воениздат, 1982, с.182-198, Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АЧМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения частоты входного ЧМС. Затем, с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АЧМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке. Это режим демодуляции. Если в качестве входного высокочастотного сигнала используется гармонический сигнал, а на нелинейные элементы подается низкочастотный управляющий сигнал, то в общем случае на выходе будет сформирован высокочастотный сигнал с изменяемыми амплитудой, частотой и фазой. Это режим модуляции.A known method of demodulating high-frequency frequency-modulated signals (HMS), consisting in the fact that the frequency demodulator, consisting of two parallel circuits, in a certain way connected with each other, and two nonlinear elements serves high-frequency HMS. As a result, a quasilinear section of the left slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of two circuits is formed, as a result of which the HMS is converted into an amplitude-frequency-modulated signal (AHMS). In this case, the amplitude of the frequency response varies according to the law of frequency change of the input frequency response. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [Nonlinear Radio Engineering Devices / Edited by N. L. Teplov. M .: Military Publishing, 1982, p. 182-198, S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the frequency response spectrum is destroyed (decomposed) into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of frequency change of the input HMS. Then, with the help of the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on the nonlinear elements as a result of interaction with the AFM is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load. This is a demodulation mode. If a harmonic signal is used as the input high-frequency signal, and a low-frequency control signal is supplied to nonlinear elements, then in the general case a high-frequency signal with variable amplitude, frequency and phase will be generated at the output. This is a modulation mode.
Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что в режиме демодуляции для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного, левый склон АЧХ формируют только путем выбора параметров двух контуров. Параметры реактивных и резистивных линейных элементов остальной части схемы частотного демодулятора и частотные характеристики нелинейных элементов при формировании заданного левого склона АЧХ не учитываются. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции коэффициента амплитудной модуляции АЧМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению этой характеристики, то есть к известному явлению частичной амплитудной демодуляции АЧМС или к снижению помехоустойчивости. Третьим недостатком необходимо считать то, что в режиме модуляции амплитуда, частота и фаза сформированного высокочастотного сигнала изменяются по неизвестным законам, поскольку схема синтезирована только по критерию обеспечения операции демодуляции. Однако при частотной модуляции необходимо формирование ЧМС с постоянной амплитудой, частота которого изменяется по закону изменения амплитуды управляющего сигнала. К недостаткам следует также отнести отсутствие фильтрации входного сигнала в режиме частотной демодуляции за счет формирования необходимой формы АЧХ.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in the demodulation mode for highlighting a low-frequency signal, the amplitude of which changes in accordance with the law of the phase change of the high-frequency, the left slope of the frequency response is formed only by choosing the parameters of two loops. The parameters of reactive and resistive linear elements of the rest of the frequency demodulator circuit and the frequency characteristics of nonlinear elements are not taken into account when forming a given left slope of the frequency response. Another disadvantage is the inability to correct the amplitude modulation coefficient of the AMF, which when passing through the resonant circuits leads to a decrease in this characteristic, that is, to the well-known phenomenon of partial amplitude demodulation of the AMF or to a decrease in noise immunity. The third drawback is that in the modulation mode, the amplitude, frequency and phase of the generated high-frequency signal change according to unknown laws, since the circuit is synthesized only by the criterion of ensuring the demodulation operation. However, in the case of frequency modulation, it is necessary to create an FMC with a constant amplitude, the frequency of which changes according to the law of the amplitude of the control signal. The disadvantages should also include the lack of filtering of the input signal in the frequency demodulation mode due to the formation of the necessary form of frequency response.
Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции ЧМС, состоящий в том, что для демодуляции ЧМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя ЧМС в АЧМС в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора с одним нелинейным элементом. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Если частота несущего сигнала ЧМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то амплитуда АЧМС изменяется по закону изменения частоты входного ЧМС [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания. Это режим демодуляции. Если в качестве входного высокочастотного сигнала используется гармонический сигнал, а на нелинейный элемент подается низкочастотный управляющий сигнал, то в общем случае на выходе будет сформирован высокочастотный сигнал с изменяемыми амплитудой, частотой и фазой. Это режим модуляции.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is the method of demodulating an FMC, which consists in the fact that for the demodulation of an FMC a frequency detector is used, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a converter of the FMC in the AFCM in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator with one nonlinear element. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. If the frequency of the carrier signal of the ChMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, the amplitude of the ChMS varies according to the law of changing the frequency of the input ChMS [Baskakov S.I. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional signal and interference selection. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation. This is a demodulation mode. If a harmonic signal is used as the input high-frequency signal, and a low-frequency control signal is supplied to the nonlinear element, then in the general case a high-frequency signal with variable amplitude, frequency and phase will be generated at the output. This is a modulation mode.
Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что в режиме демодуляции после преобразования ЧМС в АЧМС коэффициент амплитудной модуляции АЧМС не контролируется и, как правило, бывает незначительным по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Этот недостаток связан с наличием колебательного контура для преобразования ЧМС в АЧМС, параметры которого не определены из условия формирования склона АЧХ с заданной крутизной. Третий недостаток связан с тем, что классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт проектировщиков показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи. Основным недостатком необходимо считать то, что в режиме модуляции амплитуда, частота и фаза сформированного высокочастотного сигнала изменяются по неизвестным законам, поскольку схема синтезирована только по критерию обеспечения операции демодуляции. Это не позволяет уменьшить номенклатуру радиоустройств и унифицировать частотные модуляторы и демодуляторы в интересах производства. К недостаткам следует также отнести отсутствие фильтрации входного сигнала в режиме частотной демодуляции за счет формирования необходимой формы АЧХ.The disadvantage of the method and device for its implementation is that in the demodulation mode after converting the HMS to AFM, the amplitude modulation coefficient of the AMF is not controlled and, as a rule, is insignificant in value, which impairs noise immunity [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. This disadvantage is associated with the presence of an oscillatory circuit for converting an FMC to an AMF, the parameters of which are not determined from the conditions for the formation of a slope of the frequency response with a given slope. The third drawback is that the classical theory of radio circuits assumes that the nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore does not react in any way to changes in the frequency and phase of the input signal, but only to changes in amplitude. Meanwhile, the daily experience of designers shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency. This is especially significant with increasing frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications. The main disadvantage should be considered that in the modulation mode, the amplitude, frequency and phase of the generated high-frequency signal change according to unknown laws, since the circuit is synthesized only by the criterion of ensuring the operation of demodulation. This does not allow to reduce the range of radio devices and to unify frequency modulators and demodulators in the interests of production. The disadvantages should also include the lack of filtering of the input signal in the frequency demodulation mode due to the formation of the necessary form of frequency response.
Таким образом, основные недостатки всех существующих способов и устройств частотной модуляции и демодуляции совпадают и состоят в отсутствии возможности эффективного совмещения этих функций с помощью одного устройства.Thus, the main disadvantages of all existing methods and devices for frequency modulation and demodulation coincide and consist in the lack of the ability to effectively combine these functions with one device.
Техническим результатом изобретения является обеспечение операции формирования ЧМС с изменяемой частотой по закону изменения амплитуды управляющего (информационного) низкочастотного сигнала и операций демодуляции и фильтрации ЧМС с усилением амплитуды за счет преобразования ЧМС в АЧМС с помощью высокочастотной части демодулятора с заданной крутизной склона АЧХ при заданной девиации частоты ЧМС в режиме модуляции и заданном коэффициенте амплитудной модуляции АЧМС в режиме демодуляции на высокочастотной нагрузке с помощью одного устройства, что повышает помехоустойчивость приемника, уменьшает номенклатуру и унифицирует частотные модуляторы и демодуляторы. В дальнейшем в режиме модуляции под высокочастотным сигналом будем понимать сигнал, возникающий в момент включения источника постоянного напряжения (скачка амплитуды), а под низкочастотным - управляющий или информационный сигнал. В режиме демодуляции под высокочастотным сигналом будем понимать ЧМС, а под низкочастотным - огибающую сформированного АЧМС в результате взаимодействия изменяемой частоты ЧМС и квазилинейного левого склона АЧХ всего устройства частотной модуляции и демодуляции. Возможность изменения варианта включения нелинейного элемента является дополнительным способом увеличения квазилинейных участков склона АЧХ в режиме демодуляции и модуляционной характеристики в режиме модуляции.The technical result of the invention is the provision of the operation of generating an emergency frequency modulation according to the law of changing the amplitude of the control (information) low-frequency signal and the operation of demodulating and filtering the emergency frequency amplification due to the conversion of the emergency frequency signal into the frequency response using the high-frequency part of the demodulator with a given slope of the frequency response at a given frequency deviation ChMS in modulation mode and a given coefficient of amplitude modulation. ChMS in demodulation mode at high frequency load using one troystva that enhances the noise immunity of the receiver reduces the range of frequency and unifies modulators and demodulators. In the future, in the modulation mode, by a high-frequency signal we mean a signal that occurs at the moment of switching on a constant voltage source (amplitude jump), and by a low-frequency signal as a control or information signal. In the demodulation mode, by a high-frequency signal we mean an HMF, and by a low-frequency signal we mean the envelope of the formed AFM as a result of the interaction of the variable frequency of the HMF and the quasilinear left slope of the frequency response of the entire frequency modulation and demodulation device. The ability to change the option to include a nonlinear element is an additional way to increase the quasilinear sections of the slope of the frequency response in demodulation mode and modulation characteristics in modulation mode.
1. Указанный результат достигается тем, что в способе частотной модуляции и демодуляции высокочастотных сигналов, состоящем во взаимодействии высокочастотных и низкочастотных сигналов с устройством частотной модуляции и демодуляции, выполненном из реактивного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, в режиме демодуляции высокочастотный сигнал преобразовывают в амплитудно-частотно-модулированный сигнал путем подачи высокочастотного сигнала на левый склон АЧХ устройства частотной модуляции и демодуляции, с помощью двухэлектродного нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-частотно-модулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют низкочастотную составляющую, с помощью разделительной емкости устраняют постоянную составляющую, на низкочастотную нагрузку подают информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения частоты входного высокочастотного сигнала, в режиме модуляции двухэлектродный нелинейный элемент подключают к источнику информационного низкочастотного сигнала, частоту высокочастотного сигнала изменяют с изменением амплитуды информационного низкочастотного сигнала, дополнительно перед фильтром нижних частот в поперечную цепь вводят высокочастотную нагрузку, двухэлектродный нелинейный элемент выбирают активным с отрицательным дифференциальным сопротивлением и включают его между четырехполюсником и введенной высокочастотной нагрузкой в поперечную цепь, в режиме модуляции формируют модулированный по частоте высокочастотный сигнал с заданным законом изменения частоты, соответствующим закону изменения амплитуды информационного низкочастотного сигнала, путем обеспечения условий баланса фаз и баланса амплитуд на заданном диапазоне изменения высокой частоты и соответствующем диапазоне изменения амплитуды информационного низкочастотного сигнала, снимают частотно-модулированный сигнал с высокочастотной нагрузки, в режиме демодуляции преобразование частотно-модулированного сигнала в амплитудно-частотно-модулированный сигнал, его усиление и фильтрацию осуществляют путем формирования квазилинейного левого склона и заданной формы амплитудно-частотной характеристики устройства модуляции и демодуляции за счет реализации необходимых частотных зависимостей параметров четырехполюсника с помощью следующих математических выражений:1. The specified result is achieved by the fact that in the method of frequency modulation and demodulation of high-frequency signals, consisting in the interaction of high-frequency and low-frequency signals with a frequency modulation and demodulation device made of a four-terminal reactive, two-electrode nonlinear element, low-pass filter, separation capacitance and low-frequency load, in demodulation mode, the high-frequency signal is converted into an amplitude-frequency-modulated signal by applying a high-frequency signal to and the left slope of the frequency response of the frequency modulation and demodulation device, using a two-electrode nonlinear element, destroys the spectrum of the amplitude-frequency-modulated signal into high-frequency and low-frequency components, selects the low-frequency component using a low-pass filter, eliminates the constant component using a dividing capacitance, serves the low-frequency load information low-frequency signal, the amplitude of which varies according to the law of changing the frequency of the input high-frequency signal, During modulation, the two-electrode nonlinear element is connected to the source of the information low-frequency signal, the frequency of the high-frequency signal is changed with the amplitude of the information low-frequency signal, additionally, a high-frequency load is introduced into the transverse circuit before the low-pass filter, the two-electrode nonlinear element is selected active with negative differential resistance and it is connected between the four-terminal and introduced by a high-frequency load in the transverse circuit, in the modulation mode frequency-modulated high-frequency signal with a predetermined frequency law corresponding to the law of changing the amplitude of the information low-frequency signal, by providing conditions for phase balance and amplitude balance in a given range of high-frequency change and the corresponding range of the amplitude of the information low-frequency signal, the frequency-modulated signal from the high-frequency load, in demodulation mode, the conversion of a frequency-modulated signal into amplitude-frequency -modulated signal, its amplification and filtering is carried out by forming a quasilinear left slope and a given shape of the amplitude-frequency characteristics of the modulation and demodulation device by implementing the necessary frequency dependences of the parameters of the four-terminal using the following mathematical expressions:
соответствующих элементов классической матрицы передачи четырехполюсника а, b, с, d; d - оптимальная частотная зависимость одного из элементов классической матрицы передачи; m∂ - оптимальная зависимость модуля передаточной функции высокочастотной части устройства частотной модуляции и демодуляции от частоты в режиме демодуляции, удовлетворяющая условию физической реализуемости; φ∂ - заданная линейно убывающая зависимость фазы передаточной функции высокочастотной части устройства частотной модуляции и демодуляции от частоты в режиме демодуляции, удовлетворяющая условию обеспечения линейности левого склона АЧХ; r0, x0 - заданные частотные зависимости действительной и мнимой составляющих сопротивления источника частотно-модулированного сигнала в режиме демодуляции, равные частотным зависимостям действительной и мнимой составляющих сопротивления воображаемого источника высокочастотных сигналов, возникающих в момент включения источника постоянного напряжения, в режиме модуляции; rн, хн - заданные частотные зависимости действительной и мнимой составляющих сопротивления высокочастотной нагрузки в обоих режимах; gн - расчетная частотная зависимость действительной составляющей проводимости высокочастотной нагрузки в обоих режимах; g∂, b∂ - заданные зависимости действительной и мнимой составляющих проводимости активного двухполюсного нелинейного элемента от частоты несущего сигнала входного частотно-модулированного сигнала и амплитуды сформированного амплитудно-частотно-модулированного сигнала в режиме демодуляции; g, b - заданные зависимости действительной и мнимой составляющих сопротивления активного двухполюсного нелинейного элемента от высокой частоты генерируемого сигнала и амплитуды низкочастотного управляющего сигнала в режиме модуляции; остальные величины имеют смысл промежуточных обозначений в интересах упрощения математических выражений.corresponding elements of the classical quadrupole transmission matrix a, b, c, d; d is the optimal frequency dependence of one of the elements of the classical transmission matrix; m ∂ is the optimal dependence of the transfer function module of the high-frequency part of the frequency modulation and demodulation device on frequency in the demodulation mode, satisfying the condition of physical realizability; φ ∂ is the specified linearly decreasing phase dependence of the transfer function of the high-frequency part of the frequency modulation and demodulation device in frequency in the demodulation mode, satisfying the condition of ensuring the linearity of the left slope of the frequency response; r 0 , x 0 - specified frequency dependences of the real and imaginary components of the resistance of the source of the frequency-modulated signal in the demodulation mode, equal to the frequency dependences of the real and imaginary components of the resistance of the imaginary source of high-frequency signals that occur when the DC source is turned on, in the modulation mode; r n , x n - given frequency dependences of the real and imaginary components of the resistance of the high-frequency load in both modes; g n is the calculated frequency dependence of the real component of the conductivity of the high-frequency load in both modes; g ∂ , b ∂ are the given dependences of the real and imaginary components of the conductivity of the active bipolar nonlinear element on the carrier frequency of the input frequency-modulated signal and the amplitude of the generated amplitude-frequency-modulated signal in demodulation mode; g, b are the given dependences of the real and imaginary components of the resistance of the active bipolar nonlinear element on the high frequency of the generated signal and the amplitude of the low-frequency control signal in modulation mode; the remaining quantities have the meaning of intermediate notation in the interests of simplifying mathematical expressions.
2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве частотной модуляции и демодуляции высокочастотных сигналов, включенном между источником высокочастотных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из линейного реактивного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, подключенного в режиме модуляции к источнику низкочастотного управляющего сигнала, фильтра нижних частот и разделительной емкости, дополнительно перед фильтром нижних частот введена высокочастотная нагрузка в поперечную цепь, в качестве двухэлектродного нелинейного элемента использован активный двухэлектродный нелинейный элемент с отрицательным дифференциальным сопротивлением, который включен между четырехполюсником и введенной высокочастотной нагрузкой в поперечную цепь, четырехполюсник выполнен в виде перекрытого Т-образного соединения из четырех реактивных двухполюсников с сопротивлениями x1n, x2n, x3n, x4n, соответственно, первый, второй и четвертый двухполюсники сформированы из двух параллельно соединенных последовательных контуров с параметрами L1k, C1k, L2k, C2k, параметры этих двухполюсников выбраны из условий формирования квазилинейного склона и заданной формы амплитудно-частотной характеристики в режиме частотной демодуляции и условий обеспечения баланса амплитуд и баланса фаз в заданном диапазоне изменения частоты и заданном диапазоне изменения амплитуды низкочастотного управляющего сигнала в режиме частотной модуляции с помощью определенных математических выражений:2. This result is achieved by the fact that in the device for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals connected between the source of high-frequency signals and the low-frequency load and consisting of a linear reactive four-terminal device, a two-electrode nonlinear element connected in modulation mode to the source of the low-frequency control signal, low-pass filter and separation capacitance, in addition to the low-pass filter, a high-frequency load is introduced into the transverse circuit, as a two-element of the non-linear electrode element, an active two-electrode non-linear element with negative differential resistance is used, which is connected between the four-terminal and the high-frequency load introduced into the transverse circuit, the four-terminal is made in the form of an overlapped T-shaped connection of four reactive two-terminal with resistances x 1n , x 2n , x 3n , x 4n , respectively, the first, second and fourth two-terminal circuits are formed of two parallel-connected sequential circuits with parameters L 1k , C 1k , L 2k , C 2k , pa The parameters of these two-terminal devices are selected from the conditions for the formation of a quasilinear slope and the given shape of the amplitude-frequency characteristic in the frequency demodulation mode and the conditions for ensuring the balance of amplitudes and phase balance in a given frequency range and a given range of the amplitude of the low-frequency control signal in the frequency modulation mode using certain mathematical expressions :
классической матрицы передачи четырехполюсника a, b, c, d на заданных четырех частотах ωn=2πfn; n=1, 2, 3, 4 - номера заданных частот; d - оптимальные значения одного из элементов классической матрицы передачи на заданных четырех частотах; m∂n - оптимальные значения модуля передаточной функции высокочастотной части устройства частотной модуляции и демодуляции на четырех заданных частотах в режиме демодуляции, удовлетворяющие условию физической реализуемости; φ∂n - заданные линейно убывающие значения фазы передаточной функции высокочастотной части устройства частотной модуляции и демодуляции на заданных четырех частотах в режиме демодуляции, удовлетворяющие условию обеспечения линейности левого склона АЧХ; r0n, x0n - заданные значения действительной и мнимой составляющих сопротивления источника частотно-модулированного сигнала в режиме демодуляции, равные значениям действительной и мнимой составляющих сопротивления воображаемого источника высокочастотных сигналов, возникающих в момент включения источника постоянного напряжения, в режиме модуляции на заданных четырех частотах; rнn, хнn - заданные значения действительной и мнимой составляющих сопротивления высокочастотной нагрузки в обоих режимах на заданных четырех частотах; gнn - расчетные значения действительной составляющей проводимости высокочастотной нагрузки в обоих режимах на заданных четырех частотах; g∂n, b∂n - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости активного двухполюсного нелинейного элемента на заданных четырех частотах и четырех значениях амплитуды амплитудно-частотно-модулированного сигнала в режиме демодуляции; gn, bn - заданные значения действительной и мнимой составляющих проводимости активного двухполюсного нелинейного элемента на заданных четырех частотах и четырех значениях амплитуды низкочастотного управляющего сигнала в режиме модуляции; k=1, 2, 4 - номера первого, второго и четвертого двухполюсников перекрытого Т-образного соединения четырех реактивных двухполюсников; x3n - заданные значения сопротивлений третьего двухполюсника на заданных четырех частотах; остальные величины имеют смысл промежуточных обозначений в интересах упрощения математических выражений.the classical transfer matrix of the quadrupole a, b, c, d at given four frequencies ω n = 2πf n ; n = 1, 2, 3, 4 - numbers of the given frequencies; d are the optimal values of one of the elements of the classical transmission matrix at given four frequencies; m ∂n are the optimal values of the transfer function modulus of the high-frequency part of the frequency modulation and demodulation device at four predetermined frequencies in the demodulation mode, satisfying the condition of physical realizability; φ ∂n are the specified linearly decreasing phase values of the transfer function of the high-frequency part of the frequency modulation and demodulation device at the given four frequencies in the demodulation mode, satisfying the condition of ensuring the linearity of the left slope of the frequency response; r 0n , x 0n - set values of the real and imaginary components of the resistance of the source of the frequency-modulated signal in the demodulation mode, equal to the values of the real and imaginary components of the resistance of the imaginary source of high-frequency signals that occur when the DC source is turned on, in the modulation mode at the specified four frequencies; r nn , x nn - set values of the real and imaginary components of the resistance of the high-frequency load in both modes at the specified four frequencies; g нn - calculated values of the real component of the conductivity of the high-frequency load in both modes at the specified four frequencies; g ∂n , b ∂n - given values of the real and imaginary components of the conductivity of the active bipolar nonlinear element at the given four frequencies and four amplitude values of the amplitude-frequency-modulated signal in demodulation mode; g n , b n - set values of the real and imaginary components of the conductivity of the active bipolar nonlinear element at the specified four frequencies and four values of the amplitude of the low-frequency control signal in modulation mode; k = 1, 2, 4 — numbers of the first, second, and fourth two-terminal devices of an overlapped T-shaped connection of four reactive two-terminal devices; x 3n - set resistance values of the third two-terminal network at given four frequencies; the remaining quantities have the meaning of intermediate notation in the interests of simplifying mathematical expressions.
На фиг.1 показана структурная схема устройства частотной модуляции и демодуляции высокочастотных сигналов (прототип), реализующего способ-прототип.Figure 1 shows a structural diagram of a device for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals (prototype) that implements the prototype method.
На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства частотной модуляции и демодуляции по п.2, реализующего предлагаемый способ-прототип по п.1.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device frequency modulation and demodulation according to
На фиг.3 приведена структурная схема четырехполюсника (согласующе-фильтрующего устройства (СФУ)) предлагаемого устройства частотной модуляции и демодуляции по п.2, изображенного на фиг.2.Figure 3 shows the structural diagram of the four-terminal network (matching filtering device (SFU)) of the proposed device frequency modulation and demodulation according to
На фиг.4 приведена принципиальная схема первого, второго и четвертого двухполюсников, формирующих четырехполюсник (фиг.3) предлагаемого устройства частотной модуляции и демодуляции по п.2, изображенного на фиг.2.Figure 4 shows a schematic diagram of the first, second and fourth two-terminal, forming a four-terminal (figure 3) of the proposed device frequency modulation and demodulation according to
Устройство-прототип (фиг.1) в режиме демодуляции содержит источник 1 высокочастотных сигналов (ЧМС) с сопротивлением z0=r0+jx0, четырехполюсник 2, двухполюсный (двухэлектродный) нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительную емкость 5 на элементе Ср и низкочастотную нагрузку 6 на элементах Rн, Сн. В режиме модуляции к нелинейному элементу подключают источник управляющего (первичного или информационного) низкочастотного сигнала (на фиг.1 не показан).The prototype device (Fig. 1) in demodulation mode contains a source of 1 high-frequency signals (HMS) with a resistance of z 0 = r 0 + jx 0 , a four-
Принцип действия устройства частотной модуляции и демодуляции высокочастотных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device frequency modulation and demodulation of high-frequency signals (prototype) is as follows.
В режиме демодуляции частотно-модулированный (высокочастотный) сигнал от источника 1 подают на левый склон АЧХ реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ЧМС - 1 и нелинейным элементом - 3, преобразовывают тем самым ЧМС в АЧМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АЧМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения частоты входного высокочастотного частотно-модулированного колебания.In demodulation mode, the frequency-modulated (high-frequency) signal from
В режиме модуляции изменение емкости варикапа контура под действием управляющего сигнала источника приводит к дополнительному изменению амплитуды, частоты и фазы входного ЧМС в общем случае по неконтролируемому закону. Остальные недостатки способа и устройства его реализации (прототипа) описаны выше.In the modulation mode, a change in the capacitance of the varicap circuit under the action of the control signal of the source leads to an additional change in the amplitude, frequency and phase of the input HMS in the general case according to an uncontrolled law. The remaining disadvantages of the method and device for its implementation (prototype) are described above.
Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства модуляции и демодуляции (до фильтра нижних частот) по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника высокочастотных сигналов 1, реактивного четырехполюсника 2, активного двухполюсного нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. В режиме модуляции источник ЧМС - 1 отключают, к нелинейному элементу подключают источник управляющего низкочастотного сигнала и источник постоянного напряжения (на фиг.2 не показаны). Реактивный четырехполюсник 2 выполнен в виде перекрытого Т-образного соединения четырех реактивных двухполюсников (фиг.3) с сопротивлениями x1 - 8, x2 - 9, x3 - 10, x4 - 11 соответственно. Первый, второй и четвертый двухполюсники сформированы из двух параллельно соединенных последовательных контуров с параметрами L1k, C1k, L2k, C2k (фиг.4). Параметры этих двухполюсников выбраны из условий формирования квазилинейного склона и заданной формы амплитудно-частотной характеристики в режиме частотной демодуляции и условий обеспечения баланса амплитуд и фаз в заданном диапазоне изменения частоты и заданном диапазоне изменения амплитуды низкочастотного управляющего сигнала в режиме частотной модуляции с помощью определенных математических выражений.The high-frequency part of the structural diagram of the generalized proposed modulation and demodulation device (up to the low-pass filter) according to claim 2 (Fig. 2) consists of a cascade-connected source of high-
Принцип действия данного устройства состоит в том, что в режиме демодуляции при подаче ЧМС от источника 1 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений элементов двухполюсников будет сформирован левый склон АЧХ и заданная форма АЧХ высокочастотной части. Это обеспечивает заданный коэффициент амплитудной модуляции АЧМС, усиление и фильтрацию, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АЧМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой в продольную цепь. Низкочастотное колебание выделяется с помощью фильтра нижних частот - 4. В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения частоты входного ЧМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6.The principle of operation of this device is that in the demodulation mode when applying the HMS from
В режиме модуляции на высокочастотной нагрузке формируется ЧМС с заданным законом изменения частоты, соответствующим закону изменения амплитуды низкочастотного сигнала. Принцип работы. При включении источника постоянного напряжения (на фиг.2 не показан) в силу скачкообразного изменения амплитуды во всей цепи возникают колебания, спектр которых занимает весь частотный радиодиапазон. Амплитуды этих колебаний быстро затухают. Однако, благодаря наличию внутренней обратной связи, в двухполюсном нелинейном элементе, например туннельном диоде - 1, на участке с падающей вольт-амперной характеристикой возникает отрицательное дифференциальное сопротивление (возникновение отрицательного сопротивления свидетельствует о выборе рабочей точки на падающем участке вольт-амперной характеристики), которое в силу синтеза четырехполюсника - 3 по заданному критерию компенсирует потери во всей цепи. Амплитуда колебания с заданной частотой усиливается до определенного уровня и затем ограничивается. Синтез четырехполюсника - 3 осуществлен по критерию совпадения реальных частотных зависимостей сопротивлений первого, второго и четвертого двухполюсников на четырех частотах с оптимальными характеристиками, обеспечивающими изменение частоты генерируемого сигнала по закону, соответствующему закону изменения амплитуды управляющего сигнала.In the modulation mode at a high-frequency load, an FMR is formed with a given law of frequency change, corresponding to the law of change in the amplitude of the low-frequency signal. Principle of operation. When you turn on the DC voltage source (not shown in FIG. 2), due to the abrupt change in the amplitude, oscillations arise in the entire circuit, the spectrum of which occupies the entire frequency radio frequency range. The amplitudes of these oscillations decay quickly. However, due to the presence of internal feedback, in a bipolar nonlinear element, for example, a tunneling diode - 1, a negative differential resistance appears in the section with a falling current-voltage characteristic (the appearance of a negative resistance indicates the choice of an operating point in the falling section of the current-voltage characteristic), which by virtue of the synthesis of a four-terminal - 3, according to a given criterion, it compensates for losses in the entire circuit. The amplitude of the oscillation with a given frequency is amplified to a certain level and then limited. The synthesis of the four-terminal - 3 was carried out according to the criterion for the coincidence of the real frequency dependences of the resistances of the first, second, and fourth two-terminal at four frequencies with optimal characteristics that provide a change in the frequency of the generated signal according to the law corresponding to the law of variation of the amplitude of the control signal.
Благодаря этому колебание с заданной несущей частотой усиливается до момента увеличения амплитуды этого колебания до уровня, при котором амплитуда выходит за пределы падающего участка вольт-амперной характеристики. Наступает стационарный режим. В этом режиме изменение действительной и мнимой составляющих проводимости нелинейного элемента - 1 под действием управляющего сигнала приводит к изменению частоты генерируемого сигнала по закону изменения амплитуды низкочастотного управляющего сигнала. Сформированный ЧМС снимают с высокочастотной нагрузки.Due to this, the oscillation with a given carrier frequency is amplified until the amplitude of this oscillation increases to a level at which the amplitude goes beyond the falling section of the current-voltage characteristic. There is a stationary mode. In this mode, a change in the real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element - 1 under the action of the control signal leads to a change in the frequency of the generated signal according to the law of change in the amplitude of the low-frequency control signal. Formed ChMS removed from high-frequency load.
Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.
Пусть на вход модулятора/демодулятора в режиме демодуляции воздействует частотно-модулированное колебание 
Если пределы изменения частоты частотно-модулированного сигнала (ЧМС) не выходят за границы левого квазилинейного склона амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) демодулятора, то произойдет преобразование ЧМС в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС). При этом амплитуда АЧМС будет изменяться по закону (cos(Ωt)), то есть по закону изменения частоты входного ЧМС. Далее преобразование сигнала происходит так же как и в амплитудном демодуляторе.If the limits of the frequency change of the frequency-modulated signal (HMS) do not go beyond the boundaries of the left quasilinear slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the demodulator, then the HMS will be converted to the amplitude-frequency-modulated signal (AHMS). In this case, the amplitude of the AFM will vary according to the law (cos (Ωt)), that is, according to the law of changing the frequency of the input HMS. Further, the signal conversion occurs in the same way as in the amplitude demodulator.
Таким образом, основная задача при осуществлении частотной демодуляции состоит в обеспечении условий, при которых формируется квазилинейный участок левого склона АЧХ демодулятора в заданной полосе частот, границы которой совпадают или соизмеримы с крайними значениями частот диапазона изменения частоты ЧМС.Thus, the main task in the implementation of frequency demodulation is to ensure the conditions under which a quasilinear portion of the left slope of the AFC of the demodulator is formed in a given frequency band, the boundaries of which coincide or are comparable with the extreme values of the frequencies of the frequency range of the FSM.
Входной модулированный высокочастотный сигнал Sвх и преобразованный с помощью высокочастотной части демодулятора (до фильтра нижних частот) высокочастотный сигнал Sвых связаны между собой следующим образом: Sвых=S21Sвх, где входным и выходным сигналом подразумевается входное и выходное напряжения; S21 - коэффициент передачи.The input modulated high-frequency signal S in and converted using the high-frequency part of the demodulator (before the low-pass filter) the high-frequency signal S o are connected as follows: S o = S 21 S in , where the input and output signal means the input and output voltages; S 21 - gear ratio.
Пусть коэффициент передачи высокочастотной части частотного модулятора и демодулятора в режиме демодуляции задан следующим образом:Let the transmission coefficient of the high-frequency part of the frequency modulator and demodulator in demodulation mode is set as follows:
где m∂, φ∂ - заданные зависимости модуля и фазы коэффициента передачи от частоты, причем в полосе частот, в пределах которой сохраняется активность используемых активных диодов, значения модулей могут быть заданы больше единицы.where m ∂ , φ ∂ are the given dependences of the module and phase of the transmission coefficient on the frequency, and in the frequency band within which the activity of the active diodes used is maintained, the values of the modules can be set to more than one.
Пусть известны зависимости сопротивления источника сигнала Z0=r0+jx0, нагрузки Zн=rн+jxн и проводимости двухполюсного нелинейного элемента y∂=g∂+jb∂ от частоты (аргумент ω=2πf для простоты опущен). Кроме того, y∂=g∂+jb∂ зависит от амплитуды сформированного АЧМС (от амплитуды огибающей). Таким образом, каждому заданному значению амплитуды АЧМС соответствует определенное значение действительной и мнимой составляющих проводимости нелинейного элемента на заданной частоте. Для простоты записи аргументы ω=2πf (круговая частота) и U, I (напряжение или ток амплитуды АЧМС) опущены.Let the signal source resistance Z 0 = r 0 + jx 0 , load Z n = r n + jx n and the conductivity of the bipolar nonlinear element y ∂ = g ∂ + jb ∂ versus frequency be known (the argument ω = 2πf is omitted for simplicity). In addition, y ∂ = g ∂ + jb ∂ depends on the amplitude of the generated AFMS (on the amplitude of the envelope). Thus, for each given value of the amplitude of the AFMC, a certain value of the real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element at a given frequency corresponds. For simplicity of writing, the arguments ω = 2πf (circular frequency) and U, I (voltage or current amplitude AMF) are omitted.
Требуется определить частотные характеристики четырехполюсника и двухполюсников, из которых сформирован четырехполюсник, а также минимальное количество элементов и значения параметров двухполюсников, при которых обеспечивались бы заданные частотные зависимости модулей m∂ и фаз φ∂ коэффициента передачи (1).It is required to determine the frequency characteristics of the four-terminal and two-terminal, from which the four-terminal is formed, as well as the minimum number of elements and parameter values of the two-terminal, for which the given frequency dependences of the modules m ∂ and phases φ ∂ of the transmission coefficient (1) would be provided.
Пусть четырехполюсник содержит только реактивные элементы. Таким образом, с учетом условия взаимности (x12=-x21) СФУ может характеризоваться матрицей сопротивленияLet the quadrupole contain only reactive elements. Thus, taking into account the reciprocity condition (x 12 = -x 21 ), the SFU can be characterized by a resistance matrix
и соответствующей классической матрицей передачи:and the corresponding classical transfer matrix:
где |х|=-х11-x22-x21 2 - определитель матрицы (2).where | x | = -x 11 -x 22 -x 21 2 is the determinant of matrix (2).
Известна классическая матрица передачи двухполюсного нелинейного элемента:The classic transfer matrix of a bipolar nonlinear element is known:
Перемножим матрицы (3) и (4). С учетом условий нормировки [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.34-36] нормированную матрицу передачи высокочастотной части демодулятора (до фильтра нижних частот) запишем в следующем виде:Multiply matrices (3) and (4). Given the conditions of normalization [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Svyaz, 1971, p. 34-36], we write the normalized transmission matrix of the high-frequency part of the demodulator (before the low-pass filter) in the following form:
Используя известные соотношения между элементами классической матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.39], с учетом (5) получим выражение для коэффициента передачи:Using the well-known relations between the elements of the classical transfer matrix and the elements of the scattering matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971, p. 39], taking into account (5) we obtain the expression for the transmission coefficient:
Квадратный корень из (6) можно представить в виде комплексного числа 
После денормировки коэффициента передачи (6) путем умножения на 
Для получения взаимосвязей, оптимальных по критерию обеспечения заданных частотных зависимостей модулей и фаз передаточной функции высокочастотной части демодулятора, подставим (6) в (1) и после разделения действительной и мнимой частей между собой получим систему двух уравнений:To obtain the relationships that are optimal by the criterion for ensuring the given frequency dependences of the modules and phases of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator, we substitute (6) in (1) and after separating the real and imaginary parts from each other, we obtain a system of two equations:
Решение системы (7) имеет форму взаимосвязей между элементами матрицы сопротивлений СФУ или аппроксимирующих функций частотных зависимостей этих элементов, оптимальных по критерию (1):The solution to system (7) takes the form of interconnections between elements of the matrix of resistances of SFU or approximating functions of the frequency dependences of these elements that are optimal according to criterion (1):
В интересах дальнейших рассуждений путем использования известных соотношений между элементами матрицы сопротивлений и элементами классической матрицы передачи запишем взаимосвязи (8) в терминах элементов классической матрицы передачи (при этом порядок получающихся в дальнейшем уравнений уменьшается):In the interest of further reasoning, by using the known relations between the elements of the resistance matrix and the elements of the classical transmission matrix, we write the relationships (8) in terms of the elements of the classical transmission matrix (the order of the equations obtained in the future decreases):
где 
Поскольку информация заключена в огибающей АЧМС, то частотную зависимость модуля m∂ передаточной функции на левом склоне АЧХ необходимо выбирать линейной. Кроме того, частотная зависимость модуля m∂ должна удовлетворять условию физической реализуемости (18). Частотная зависимость фазы φв передаточной функции может быть выбрана произвольно, или исходя из каких-либо других физических соображений. В данном изобретении она выбирается из условия обеспечения линейности левого склона АЧХ. Для этого она должна быть линейно убывающей и меняющей знак с положительного на отрицательный на частоте, равной максимальной частоте ЧМС. На этой частоте величина m∂ будет максимальной.Since the information is enclosed in the frequency response envelope, the frequency dependence of the modulus m ∂ of the transfer function on the left slope of the frequency response must be selected linear. In addition, the frequency dependence of the modulus m ∂ must satisfy the condition of physical realizability (18). The frequency dependence of the phase φ in the transfer function can be chosen arbitrarily, or on the basis of any other physical considerations. In the present invention, it is selected from the condition of ensuring the linearity of the left slope of the frequency response. To do this, it must be linearly decreasing and changing sign from positive to negative at a frequency equal to the maximum frequency of the emergency response. At this frequency, the value of m ∂ will be maximum.
Пусть в режиме частотной модуляции известны зависимости сопротивления Z0=r0+jx0 воображаемого источника сигнала, возникающего в момент включения источника постоянного напряжения, нагрузки Zн=rн+jxн и проводимости нелинейного элемента y=g+jb от частоты (аргумент ω=2πf для простоты опущен). Диапазон изменения частоты в режиме модуляции соответствует диапазону изменения частоты в режиме демодуляции. Это означает, что частотные зависимости сопротивлений источника ЧМС и нагрузки одинаковы в обоих режимах. В общем случае частотные зависимости проводимости нелинейного элемента в режиме модуляции y=g+jb отличны от частотных зависимостей проводимости нелинейного элемента в режиме демодуляции y∂=g∂+jb∂, потому что действительная и мнимая составляющие проводимости нелинейного элемента зависят еще и от амплитуды низкочастотного управляющего сигнала в режиме модуляции и от амплитуды АЧМС в режиме демодуляции. Таким образом, каждому заданному значению амплитуды низкочастотного сигнала соответствует определенное значение действительной и мнимой составляющих проводимости нелинейного элемента на заданной частоте. Для простоты записи аргументы ω=2πf (круговая частота) и U, I (напряжение или ток амплитуды низкочастотного сигнала) опущены.Suppose that, in the frequency modulation mode, the dependences of the resistance Z 0 = r 0 + jx 0 of an imaginary signal source arising at the moment of switching on the constant voltage source, load Z n = r n + jx n and nonlinear element conductivity y = g + jb versus frequency are known (argument ω = 2πf is omitted for simplicity). The frequency range in the modulation mode corresponds to the frequency range in the demodulation mode. This means that the frequency dependences of the resistances of the HMS source and the load are the same in both modes. In the general case, the frequency dependences of the conductivity of a nonlinear element in the modulation mode y = g + jb are different from the frequency dependences of the conductivity of a nonlinear element in the demodulation mode y ∂ = g ∂ + jb ∂ , because the real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element also depend on the amplitude of the low-frequency control signal in the modulation mode and from the amplitude of the frequency response in the demodulation mode. Thus, each given value of the amplitude of the low-frequency signal corresponds to a certain value of the real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element at a given frequency. For simplicity of writing, the arguments ω = 2πf (circular frequency) and U, I (voltage or current amplitude of the low-frequency signal) are omitted.
Нелинейный элемент и реактивный четырехполюсник характеризуются следующими матрицами передачи:The nonlinear element and reactive four-terminal are characterized by the following transfer matrices:
Умножим матрицу передачи реактивного четырехполюсника на матрицу передачи нелинейного элемента. С учетом Z0, Zн [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.34-36] получим выражение для нормированной классической матрицы передачи устройства генерации и частотной демодуляции:Multiply the transfer matrix of the reactive four-port network by the transfer matrix of the nonlinear element. Given Z 0 , Z n [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Svyaz, 1971, p. 34-36] we obtain the expression for the normalized classical transmission matrix of the generation device and frequency demodulation:
Используя известные соотношения между элементами классической матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния, с учетом (11) получим выражение для коэффициента передачи:Using the known relations between the elements of the classical transfer matrix and the elements of the scattering matrix, taking into account (11), we obtain the expression for the transfer coefficient:
Физически реализуемая передаточная функция связана с коэффициентом передачи простым соотношением: 
Условие обеспечения стационарного режима генерации (условие баланса амплитуд и баланса фаз) соответствует равенству нулю знаменателя коэффициента передачи (12). После разделения комплексного уравнения, сформированного из этого равенства, на действительную и мнимую части, получим систему двух уравнений:The condition for ensuring the stationary generation regime (the condition of the balance of amplitudes and phase balance) corresponds to the equality to zero of the denominator of the transmission coefficient (12). After dividing the complex equation formed from this equality into real and imaginary parts, we get a system of two equations:
где А=1+rнg-хнb; В=rнb+xнg.where A = 1 + r n g-x n b; B = r n b + x n g.
Решение системы (13) имеет вид взаимосвязей между элементами матрицы сопротивлений четырехполюсника:The solution to system (13) has the form of interconnections between the elements of the quadrupole resistance matrix:
В интересах дальнейших рассуждений путем использования известных соотношений между элементами матрицы сопротивлений и элементами классической матрицы передачи запишем взаимосвязи (14) в терминах элементов классической матрицы передачи (при этом порядок получающихся в дальнейшем уравнений уменьшается):In the interest of further reasoning, by using the known relations between the elements of the resistance matrix and the elements of the classical transmission matrix, we write the relationships (14) in terms of the elements of the classical transmission matrix (the order of the equations obtained in the future decreases):
Индекс м введен для обозначения режима модуляции.An index m is introduced to indicate a modulation mode.
Для того чтобы одно и то же устройство выполняло функции частотного демодулятора и частотного модулятора, необходимо, чтобы оптимальные частотные аппроксимирующие функции (9) и (15) были попарно равны (решения, полученные для обоих режимов сшиваются). Из этих равенств следуют ограничения на частотные характеристики еще двух элементов классической матрицы передачи:In order for the same device to perform the functions of a frequency demodulator and a frequency modulator, it is necessary that the optimal frequency approximating functions (9) and (15) be pairwise equal (the solutions obtained for both modes are crosslinked). These equalities imply restrictions on the frequency characteristics of two more elements of the classical transmission matrix:
где A=Dм-D∂; B=Eм-E∂; D=Fм-F∂; 
Условие (17) позволяет определить оптимальную амплитудно-частотную характеристику высокочастотной части предлагаемого устройства в режиме демодуляции:Condition (17) allows you to determine the optimal amplitude-frequency characteristic of the high-frequency part of the proposed device in demodulation mode:
Три независимые оптимальные частотные характеристики элементов классической матрицы передачи из (9), (16) или (15), (16) для элементов α, β, γ (элемент d в силу (17) является зависимым) означают, что реактивный четырехполюсник (СФУ) должен содержать минимум три независимых двухполюсника, частотные зависимости сопротивлений которых необходимо определять на основе использования (9), (16) или (15), (16) для элементов α, β, γ. Для этого надо выбрать типовую схему СФУ, определить элементы α, β, γ, выраженные через сопротивления реактивных двухполюсников, и подставить их в (9), (16) или (15), (16). Сформированную таким образом систему трех уравнений нужно решить относительно сопротивлений выбранных трех двухполюсников. Полученные математические выражения будут являться оптимальными частотными зависимостями (аппроксимирующими функциями) сопротивлений этих двухполюсников по критерию обеспечения заданной формы АЧХ в режиме демодуляции и обеспечения условий баланса амплитуд и баланса фаз в режиме модуляции в заданной полосе частот. Если количество двухполюсников в СФУ больше трех, то частотные характеристики остальных двухполюсников могут быть выбраны произвольно или из каких-либо других физических соображений, например, из условий физической реализуемости.Three independent optimal frequency characteristics of the elements of the classical transmission matrix from (9), (16) or (15), (16) for the elements α, β, γ (the element d is dependent on (17)) means that the reactive four-terminal network (SFU ) must contain at least three independent two-terminal networks, the frequency dependences of the resistances of which must be determined based on the use of (9), (16) or (15), (16) for elements α, β, γ. For this, it is necessary to choose a typical SFU scheme, determine the elements α, β, γ expressed through the resistance of reactive two-terminal devices, and substitute them in (9), (16) or (15), (16). The system of three equations thus formed must be solved with respect to the resistances of the selected three two-terminal networks. The resulting mathematical expressions will be the optimal frequency dependences (approximating functions) of the resistances of these two-terminal circuits according to the criterion of providing a given shape of the frequency response in demodulation mode and providing conditions for amplitude balance and phase balance in modulation mode in a given frequency band. If the number of two-terminal devices in the Siberian Federal University is more than three, then the frequency characteristics of the remaining two-terminal devices can be chosen arbitrarily or from any other physical considerations, for example, from conditions of physical realizability.
В соответствии с изложенным алгоритмом получены оптимальные частотные зависимости сопротивлений первого, второго и четвертого двухполюсников выбранной схемы СФУ в виде перекрытого Т-образного соединения четырех реактивных двухполюсников (фиг.3):In accordance with the above algorithm, the optimal frequency dependences of the resistances of the first, second and fourth two-terminal circuits of the selected SFU circuit are obtained in the form of an overlapped T-shaped connection of four reactive two-terminal circuits (Fig. 3):
где n=1, 2… - номера частот интерполяции, введенные в интересах реализации полученных аппроксимаций (19). Сопротивления x3n третьего двухполюсника могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений. Индекс n необходимо также внести и в остальные используемые исходные и расчетные величины r0n, x0n, rнn, xнn, g∂n, b∂n, gn, bn, m∂n, φ∂n и другие.where n = 1, 2 ... are the numbers of interpolation frequencies introduced in the interests of realizing the obtained approximations (19). Resistances x 3n of the third bipolar can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations. The index n must also be included in the remaining used initial and calculated quantities r 0n , x 0n , r нn , x нn , g ∂n , b ∂n , g n , b n , m ∂n , φ ∂n and others.
Для реализации оптимальных аппроксимаций (19) методом интерполяции необходимо сформировать первый, второй и четвертый двухполюсники с сопротивлениями x1n, x2n, x4n из не менее чем N (числа частот интерполяции) реактивных элементов, найти выражения для их сопротивлений, приравнять их оптимальным значениям сопротивлений двухполюсников на заданных частотах, определенным по формулам (19), и решить сформированную таким образом систему N уравнений относительно N выбранных параметров реактивных элементов. Значения параметров остальных элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например, из условия физической реализуемости. Пусть каждый из двухполюсников с сопротивлениями х1n, х2n, х4n сформирован из двух параллельно соединенных последовательных контуров L1k, C1k, L2k, C2k (фиг.4) (k=1, 2, 4 - номер двухполюсника (фиг.3)). Для N=4 составим три системы четырех уравнений:To implement the optimal approximations (19) by interpolation, it is necessary to form the first, second, and fourth two-terminal networks with resistances x 1n , x 2n , x 4n from at least N (the number of interpolation frequencies) of the reactive elements, find expressions for their resistances, equate their optimal values resistances of two-terminal networks at given frequencies, determined by formulas (19), and solve the system of N equations thus formed that relates to N selected parameters of reactive elements. The values of the parameters of the remaining elements can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations, for example, from the condition of physical realizability. Let each of the two-terminal networks with resistances x 1n , x 2n , x 4n be formed from two parallel-connected sequential circuits L 1k , C 1k , L 2k , C 2k (Fig. 4) (k = 1, 2, 4 - the number of the two-terminal network (Fig. .3)). For N = 4, we compose three systems of four equations:
Реализация оптимальных аппроксимаций частотных характеристик четырехполюсника в виде перекрытого Т-образного звена (19) с помощью (21) обеспечивает в режиме частотной модуляции увеличение диапазона изменения частоты генерируемого сигнала (девиации частоты), поскольку реализует условие баланса амплитуд и баланса фаз на четырех частотах заданной заданного диапазона изменения частоты и заданных соответствующих четырех значениях амплитуды низкочастотного управляющего сигнала. Это позволяет при разумном выборе положений заданных частот относительно друг друга ω1-ω2, ω1-ω3, ω1-ω4, ω2-ω3, ω2-ω4, ω3-ω4 расширить линейный участок модуляционной характеристики. В режиме частотной демодуляции это позволяет сформировать заданную форму АЧХ с квазилинейным участком левого склона АЧХ. Варьирование значений свободных параметров предлагаемого устройства позволяет еще больше увеличить квазилинейные участки склона АЧХ в режиме демодуляции и модуляционной характеристики в режиме модуляции. Однако эта задача выходит за рамки предлагаемого изобретения.The implementation of optimal approximations of the frequency characteristics of a four-terminal network in the form of an overlapped T-link (19) using (21) in the frequency modulation mode provides an increase in the frequency range of the generated signal (frequency deviation), since it implements the condition of amplitude balance and phase balance at four frequencies of a given given the range of the frequency change and the corresponding four values of the amplitude of the low-frequency control signal. This allows for a reasonable choice of the positions of the given frequencies relative to each other ω 1 -ω 2 , ω 1 -ω 3 , ω 1 -ω 4 , ω 2 -ω 3 , ω 2 -ω 4 , ω 3 -ω 4 to expand the linear section of the modulation characteristics. In the frequency demodulation mode, this allows you to form a given shape of the frequency response with a quasilinear portion of the left slope of the frequency response. Varying the values of the free parameters of the proposed device can further increase the quasilinear sections of the slope of the frequency response in demodulation mode and modulation characteristics in modulation mode. However, this task is beyond the scope of the invention.
Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестны способ и устройство частотной модуляции и демодуляции высокочастотных сигналов, обеспечивающие формирование квазилинейного склона АЧХ в заданном диапазоне частот с заданной формой АЧХ, что позволяет осуществить преобразование ЧМС в АЧМС с заданным коэффициентом амплитудной модуляции АЧМС, усиление, фильтрацию в режиме демодуляции и формирование квазилинейной частотной модуляционной характеристики в заданном диапазоне изменения амплитуды управляющего сигнала в режиме модуляции с помощью многофункционального устройства, состоящего из нелинейного двухэлектродного элемента, подключенного к источнику низкочастотного управляющего сигнала и включенного между выходом реактивного четырехполюсника и высокочастотной нагрузкой в поперечную цепь, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, причем четырехполюсник выполнен в виде перекрытого Т-образного звена из четырех реактивных двухполюсников, первый, второй и четвертый из которых сформированы из двух параллельно соединенных последовательных контуров, параметры которых определены по соответствующим математическим выражениям.The proposed technical solutions are new, because the method and device of frequency modulation and demodulation of high-frequency signals that provide the formation of a quasilinear slope of the frequency response in a given frequency range with a given frequency response are unknown from publicly available information, which allows the conversion of HMS to AFM with a given amplitude modulation coefficient of AMF, amplification filtering in demodulation mode and the formation of a quasilinear frequency modulation characteristic in a given range of amplitude variation tuda control signal in modulation mode using a multifunction device consisting of a nonlinear two-electrode element connected to a source of low-frequency control signal and connected between the output of the reactive four-terminal and high-frequency load in the transverse circuit, a low-pass filter, separation capacitance and low-frequency load, and the four-terminal in the form of an overlapped T-link of four reactive bipolar, the first, second and fourth of which form Ovans from two parallel-connected sequential circuits, the parameters of which are determined by the corresponding mathematical expressions.
Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная перечисленная выше последовательность операций позволяет с помощью одного радиоустройства осуществлять частотную демодуляцию и модуляцию высокочастотных сигналов с квазилинейным участком левого склона АЧХ и заданной формой АЧХ в интересах преобразования ЧМС в АЧМС, усиления и фильтрации в режиме демодуляции и квазилинейной частотной модуляционной характеристикой для формирования ЧМС в режиме модуляции за счет реализации условий баланса амплитуд и баланса фаз в заданном диапазоне изменения частоты и диапазоне изменения амплитуды управляющего сигнала.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the stated above sequence of operations allows using one radio device to carry out frequency demodulation and modulation of high-frequency signals with a quasilinear portion of the left slope of the frequency response and a given frequency response in the interests of the conversion of HMS to AFMC, amplification and filtering in demodulation mode and a quasilinear frequency modulation characteristic a characteristic for the formation of an FMC in modulation mode due to the implementation of the conditions of the balance of amplitudes and phase balance in a given range of frequency changes and the range of changes in the amplitude of the control signal.
Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью активные полупроводниковые диоды (туннельные диоды, ЛПД, диоды Ганна и т.д.), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивных двухполюсников, входящих в заявленную схему четырехполюсника. Значения сопротивлений двухполюсников x1, x2, x4, индуктивностей и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since for their implementation active semiconductor diodes (tunnel diodes, LPD, Gunn diodes, etc.) commercially available from the industry, inductances and capacitances formed in the claimed circuit of reactive two-terminal circuits included in the claimed circuit can be used for their implementation quadripole. The values of the resistance of the two-terminal networks x 1 , x 2 , x 4 , inductances and capacitances can be determined using mathematical expressions given in the claims.
Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении операций фильтрации, частотной модуляции, частотной демодуляции и усиления амплитуды высокочастотных сигналов с помощью одного устройства, что приводит к уменьшению номенклатуры радиоустройств и их унификации в интересах производства.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide filtering, frequency modulation, frequency demodulation and amplification of high-frequency signals using a single device, which leads to a decrease in the range of radio devices and their unification in the interests of production.
Claims (2)
B=Eм-Е∂; D=Fм-F∂;
α, β, γ - оптимальные частотные зависимости отношений соответствующих элементов классической матрицы передачи четырехполюсника а, b, с, d; d - оптимальная частотная зависимость одного из элементов классической матрицы передачи; m∂ - оптимальная зависимость модуля передаточной функции высокочастотной части устройства частотной модуляции и демодуляции от частоты в режиме демодуляции, удовлетворяющая условию физической реализуемости; φ∂ - заданная линейно убывающая зависимость фазы передаточной функции высокочастотной части устройства частотной модуляции и демодуляции от частоты в режиме демодуляции, удовлетворяющая условию обеспечения линейности левого склона АЧХ; r0, x0 - заданные частотные зависимости действительной и мнимой составляющих сопротивления источника частотно-модулированного сигнала в режиме демодуляции, равные частотным зависимостям действительной и мнимой составляющих сопротивления воображаемого источника высокочастотных сигналов, возникающих в момент включения источника постоянного напряжения, в режиме модуляции; rн, xн - заданные частотные зависимости действительной и мнимой составляющих сопротивления высокочастотной нагрузки в обоих режимах;
gн - расчетная частотная зависимость действительной составляющей проводимости высокочастотной нагрузки в обоих режимах; g∂, b∂ - заданные зависимости действительной и мнимой составляющих проводимости активного двухполюсного нелинейного элемента от частоты несущего сигнала входного частотно-модулированного сигнала и амплитуды сформированного амплитудно-частотно-модулированного сигнала в режиме демодуляции; g, b - заданные зависимости действительной и мнимой составляющих сопротивления активного двухполюсного нелинейного элемента от высокой частоты генерируемого сигнала и амплитуды низкочастотного управляющего сигнала в режиме модуляции; остальные величины имеют смысл промежуточных обозначений в интересах упрощения математических выражений.1. The method of frequency modulation and demodulation of high-frequency signals, consisting in the interaction of high-frequency and low-frequency signals with a frequency modulation and demodulation device made of a reactive four-terminal device, a two-electrode nonlinear element, a low-pass filter, a separation capacitance and a low-frequency load, in the demodulation mode, the high-frequency signal is converted into amplitude-frequency-modulated signal by applying a high-frequency signal to the left slope of the frequency response of the device frequency mode With the help of a two-electrode nonlinear element, they destroy the spectrum of the amplitude-frequency-modulated signal into high-frequency and low-frequency components, use the low-pass filter to isolate the low-frequency component, eliminate the DC component using a dividing capacitance, and the information low-frequency signal whose amplitude is applied to the low-frequency load changes according to the law of changing the frequency of the input high-frequency signal, in the modulation mode two-electrode nonlinear ment is connected to the source of the information low-frequency signal, the frequency of the high-frequency signal is changed with the amplitude of the information low-frequency signal, characterized in that a high-frequency load is introduced into the transverse circuit in front of the low-pass filter, the two-electrode non-linear element is selected active with negative differential resistance and it is connected between the four-terminal and the input high-frequency load in the transverse circuit, in modulation mode form a frequency-modulated a co-frequency signal with a predetermined law of frequency change corresponding to a law of changing the amplitude of the information low-frequency signal, by providing conditions for phase balance and balance of amplitudes in a given range of changes in the high frequency and the corresponding range of changes in the amplitude of the information low-frequency signal, the frequency-modulated signal is removed from the high-frequency load, in the mode demodulation conversion of a frequency-modulated signal into an amplitude-frequency-modulated signal, its amplification and filtering is carried out by forming a quasilinear left slope and a given shape of the amplitude-frequency characteristic of the modulation and demodulation device by implementing the necessary frequency dependences of the parameters of the four-terminal network using the following mathematical expressions:
B = E m -E ∂ ; D = F m -F ∂ ;
α, β, γ are the optimal frequency dependences of the relations of the corresponding elements of the classical transmission matrix of the quadrupole a, b, c, d; d is the optimal frequency dependence of one of the elements of the classical transmission matrix; m ∂ is the optimal dependence of the transfer function module of the high-frequency part of the frequency modulation and demodulation device on frequency in the demodulation mode, satisfying the condition of physical realizability; φ ∂ is the specified linearly decreasing phase dependence of the transfer function of the high-frequency part of the frequency modulation and demodulation device in frequency in the demodulation mode, satisfying the condition of ensuring the linearity of the left slope of the frequency response; r 0 , x 0 - specified frequency dependences of the real and imaginary components of the resistance of the source of the frequency-modulated signal in the demodulation mode, equal to the frequency dependences of the real and imaginary components of the resistance of the imaginary source of high-frequency signals that occur when the DC source is turned on, in the modulation mode; r n , x n - given frequency dependences of the real and imaginary components of the resistance of the high-frequency load in both modes;
g n is the calculated frequency dependence of the real component of the conductivity of the high-frequency load in both modes; g ∂ , b ∂ - given dependences of the real and imaginary components of the conductivity of the active bipolar nonlinear element on the carrier frequency of the input frequency-modulated signal and the amplitude of the generated amplitude-frequency-modulated signal in demodulation mode; g, b are the given dependences of the real and imaginary components of the resistance of the active bipolar nonlinear element on the high frequency of the generated signal and the amplitude of the low-frequency control signal in modulation mode; the remaining quantities have the meaning of intermediate notation in the interests of simplifying mathematical expressions.
где
х=а2с1-а1с2, y=a2d1+b2c1-a1d2-b1c2; z=b2d1-b1d2;
B=Eм-Е∂; D=Fм-F∂;
Where
x = a 2 s 1-a 1 s 2 , y = a 2 d 1 + b 2 c 1 -a 1 d 2 -b 1 c 2 ; z = b 2 d 1 -b 1 d 2 ;
B = E m -E ∂ ; D = F m -F ∂ ;
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2011112921/08A RU2483429C2 (en) | 2011-04-04 | 2011-04-04 | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2011112921/08A RU2483429C2 (en) | 2011-04-04 | 2011-04-04 | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2011112921A RU2011112921A (en) | 2012-10-10 |
| RU2483429C2 true RU2483429C2 (en) | 2013-05-27 |
Family
ID=47079214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2011112921/08A RU2483429C2 (en) | 2011-04-04 | 2011-04-04 | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2483429C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2598797C1 (en) * | 2015-03-23 | 2016-09-27 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplifying and demodulating frequency-modulated signals and device therefor |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6850575B1 (en) * | 1999-11-24 | 2005-02-01 | Synergy Microwave Corporation | Single side band modulator |
| RU2354039C1 (en) * | 2008-03-05 | 2009-04-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method for modulation of amplitude and phase of radio frequency signals and device for its realisation |
| RU2366076C1 (en) * | 2008-02-18 | 2009-08-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end |
| RU2371835C1 (en) * | 2008-03-24 | 2009-10-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
-
2011
- 2011-04-04 RU RU2011112921/08A patent/RU2483429C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6850575B1 (en) * | 1999-11-24 | 2005-02-01 | Synergy Microwave Corporation | Single side band modulator |
| RU2366076C1 (en) * | 2008-02-18 | 2009-08-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end |
| RU2354039C1 (en) * | 2008-03-05 | 2009-04-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method for modulation of amplitude and phase of radio frequency signals and device for its realisation |
| RU2371835C1 (en) * | 2008-03-24 | 2009-10-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2598797C1 (en) * | 2015-03-23 | 2016-09-27 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplifying and demodulating frequency-modulated signals and device therefor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2011112921A (en) | 2012-10-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2341890C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
| RU2483435C2 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
| RU2463689C1 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
| RU2483429C2 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
| RU2483436C2 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
| RU2369005C1 (en) | Method of demodulation of amplitude-modulated radio-frequency sygnals and device to this effect | |
| RU2488945C2 (en) | Method for amplitude, phase and frequency modulation of high-frequency signals and multifunctional apparatus for realising said method | |
| RU2366076C1 (en) | Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end | |
| RU2488943C2 (en) | Method for amplitude, phase and frequency modulation of high-frequency signals and multifunctional apparatus for realising said method | |
| RU2341886C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
| RU2504898C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
| RU2487463C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
| RU2483430C2 (en) | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
| RU2488949C2 (en) | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
| RU2490756C2 (en) | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
| RU2371837C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
| RU2500066C2 (en) | Method for generation and frequency-modulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
| RU2371836C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
| RU2367085C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
| RU2483432C2 (en) | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
| RU2490780C2 (en) | Method for amplitude, phase and frequency modulation of high-frequency signals and multifunctional apparatus for realising said method | |
| RU2483433C2 (en) | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method | |
| RU2488946C2 (en) | Method for amplitude, phase and frequency modulation of high-frequency signals and multifunctional apparatus for realising said method | |
| RU2371834C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
| RU2488947C2 (en) | Method for amplitude, phase and frequency modulation of high-frequency signals and multifunctional apparatus for realising said method |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20130405 |