RU2483432C2 - Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method - Google Patents

Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method Download PDF

Info

Publication number
RU2483432C2
RU2483432C2 RU2011132757/08A RU2011132757A RU2483432C2 RU 2483432 C2 RU2483432 C2 RU 2483432C2 RU 2011132757/08 A RU2011132757/08 A RU 2011132757/08A RU 2011132757 A RU2011132757 A RU 2011132757A RU 2483432 C2 RU2483432 C2 RU 2483432C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
frequency
phase
given
modulated signal
terminal
Prior art date
Application number
RU2011132757/08A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2011132757A (en
Inventor
Александр Афанасьевич Головков
Ирина Александровна Малютина
Хамбар Сапарович Кулбасов
Original Assignee
Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации filed Critical Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации
Priority to RU2011132757/08A priority Critical patent/RU2483432C2/en
Publication of RU2011132757A publication Critical patent/RU2011132757A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2483432C2 publication Critical patent/RU2483432C2/en

Links

Images

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.
SUBSTANCE: method of demodulating phase-modulated signals is characterised by that a phase-modulated signal is transmitted to a demodulator having a linear four-terminal network, a three-electrode nonlinear element, a high-frequency load, having reactive two-terminal networks in form of parallel oscillatory circuits, a low-pass filter and a low-frequency load, wherein the phase-modulated signal is converted to an amplitude-phase-modulated signal by transmitting said signal to the right or left side slope of the amplitude-frequency curve of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band; values of parameters of elements of the reactive two-terminal networks, inductors and capacitors are determined using mathematical expressions given in the claim.
EFFECT: enabling demodulation without using a reference oscillation generator with conversion of the phase-modulated signal to an amplitude-phase-modulated signal using the high-frequency part of the demodulator with a given amplitude modulation factor on the high-frequency load.
2 cl, 4 dwg

Description

Изобретения относятся к области радиосвязи и радиолокации и могут быть использованы для демодуляции фазоманипулированных, а также фазомодулированных сигналов.The invention relates to the field of radio communications and radar and can be used to demodulate phase-shifted, as well as phase-modulated signals.

Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two nonlinear elements simultaneously are fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed (decomposed) into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on the nonlinear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.

Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции коэффициента амплитудной модуляции АФМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению этой характеристики, то есть к известному явлению частичной демодуляции АФМС или к снижению помехоустойчивости. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка демодуляционной характеристики из-за использования недостаточного количества колебательных контуров и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which changes in accordance with the law of phase change of the high-frequency PMS, it is necessary to have a reference oscillator. Another disadvantage is the inability to correct the amplitude modulation coefficient of AFMS, which when passing through resonant circuits leads to a decrease in this characteristic, that is, to the well-known phenomenon of partial demodulation of AFMS or to a decrease in noise immunity. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the demodulation characteristic due to the use of an insufficient number of oscillatory circuits and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting FMS to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящий в том, что для демодуляции ФМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя частотно-модулированного сигнала (ЧМС) в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС) в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that to demodulate the FMS, a frequency detector is used, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a frequency-modulated signal (HMS) converter in the amplitude-frequency modulated signal (AFMC) in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using a frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional signal and interference selection. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС коэффициент амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительным по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка демодуляционной характеристики из-за использования недостаточного количества колебательных контуров и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. Кроме того, классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем он никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.The disadvantage of the method and device for its implementation is that after converting the FMS to AFMS, the amplitude modulation coefficient of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in magnitude, which impairs noise immunity [S. Baskakov. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the demodulation characteristic due to the use of an insufficient number of oscillatory circuits and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting FMS to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies. In addition, the classical theory of radio circuits suggests that a nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore it does not react at all to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with increasing frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.

Техническим результатом изобретения является обеспечение демодуляции ФМС без использования генератора опорных колебаний с преобразованием ФМС в АФМС с помощью высокочастотной части демодулятора при заданном коэффициенте амплитудной модуляции АФМС на высокочастотной нагрузке при одновременном увеличении полосы частот, в которой это преобразование возможно, что повышает помехоустойчивость приемника.The technical result of the invention is to provide FMS demodulation without using a reference oscillation generator with FMS to AFMS conversion using the high-frequency part of the demodulator for a given amplitude modulation coefficient of AFMS at high frequency load while increasing the frequency band in which this conversion is possible, which increases the noise immunity of the receiver.

1. Указанный результат достигается тем, что в способе демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящем в том, что фазомодулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из линейного четырехполюсника, нелинейного элемента и избирательной нагрузки, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем подачи этого сигнала на правый или на левый склон АЧХ, низкочастотную составляющую амплитудно-фазомодулированного сигнала подают на дифференцирующую или на интегрирующую цепь соответственно, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала, дополнительно четырехполюсник выполняют резистивным, вход четырехполюсника подключают к выходу источника фазомодулированного сигнала, в качестве нелинейного элемента используют трехэлектродный нелинейный элемент, который включают по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот за счет выбора частотных характеристик мнимых составляющих сопротивлений высокочастотной нагрузки xн и источника высокочастотного сигнала x0 с помощью следующих математических выражений:1. The specified result is achieved by the fact that in the method of demodulating phase-modulated signals, consisting in the fact that the phase-modulated signal is fed to a demodulator made of a linear four-terminal network, a non-linear element and a selective load, the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase modulated signal, the conversion of the phase-modulated signal to amplitude -phase-modulated signal is carried out by applying this signal to the right or left slope of the frequency response, the low-frequency component of the amplitude a zomodulated signal is fed to a differentiating or integrating circuit, respectively, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase modulated signal is destroyed into high-frequency and low-frequency components, an information low-frequency signal is extracted with a low-pass filter, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal, additionally four-terminal perform resistive, the input of the four-terminal is connected to the output of the phase-modulated source Ignal, as a nonlinear element, a three-electrode nonlinear element is used, which is switched on according to a circuit with a common one of three electrodes between the output of a four-terminal and a high-frequency load inserted into the transverse circuit in front of the low-pass filter, the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal by forming a quasi-linear slope of the frequency response the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band due to the choice of frequency characteristics of the imaginary components of the resistance of the high-frequency load x n and the high-frequency signal source x 0 using the following mathematical expressions:

Figure 00000001
Figure 00000001

- заданные отношения элементов классической матрицы передачи a, b, c, d резистивного четырехполюсника; m, φ - заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции от частоты из условия формирования квазилинейных склонов АЧХ и ФЧХ с заданной крутизной и в заданной полосе частот; g11, g12, g21, g22, b11, b12, b21, b22 - заданные зависимости действительных и мнимых составляющих соответствующих элементов матрицы проводимостей трехэлектродного нелинейного элемента от частоты; r0, rn - заданные зависимости действительных составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты.- the given relations of the elements of the classical transmission matrix a , b, c, d of the resistive four-terminal network; m, φ are the given dependences of the module and phase of the transfer function on frequency from the condition for the formation of quasilinear slopes of the frequency response and phase response with a given slope and in a given frequency band; g 11 , g 12 , g 21 , g 22 , b 11 , b 12 , b 21 , b 22 - the given frequency dependences of the real and imaginary components of the corresponding elements of the conductivity matrix of a three-electrode nonlinear element; r 0 , r n are the given dependences of the actual components of the resistances of the source of the high-frequency signal and the high-frequency load on frequency.

2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов, включенном между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал в виде линейного четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, дополнительно четырехполюсник выполнен в виде каскадно-соединенных двух Г-образных соединений из четырех резистивных двухполюсников, вход четырехполюсника подключен к выходу источника фазомодулированного сигнала, в качестве нелинейного элемента использован трехэлектродный нелинейный элемент, который включен по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, причем мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки xn и источника высокочастотного сигнала x0 реализованы реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров, значения параметров которых L1k, С1k и L2k, С2k выбраны из условия обеспечения операции преобразования фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью следующих математических выражений:2. This result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals connected between the source of phase-modulated signals and the low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear four-terminal, non-linear element, low-pass filter, an additional four-terminal is made in the form cascade-connected two L-shaped connections of four resistive two-terminal, the input of the four-terminal connected to the output a phase-modulated signal source, a three-electrode non-linear element is used as a nonlinear element, which is connected according to a circuit with a common one of three electrodes between the output of a four-terminal device and a high-frequency load inserted into the transverse circuit in front of the low-pass filter, and the imaginary components of the high-frequency load resistance x n and the high-frequency signal source x 0 are implemented in the form of reactive two-terminal series-connected two parallel resonant circuits, value pairs meters which L 1k, C 1k and L 2k, 2k C selected to provide a phase-modulated signal converting operation in the amplitude-phase-modulated signal by forming a quasi-linear slope of the frequency response of high-frequency demodulator part in a predetermined frequency band by using the following mathematical expression:

Figure 00000002
Figure 00000002

Figure 00000003
Figure 00000003

Figure 00000004
резистивного четырехполюсника, равные на четырех заданных частотах ωn=2πfn; n=1, 2, 3, 4 - номер частоты; r1, r2, r3, r4 - заданные значения сопротивлений резистивных двухполюсников в виде каскадно-соединенных двух Г-образных соединений; mn, φn - заданные значения модуля и фазы передаточной функции на четырех заданных частотах из условия формирования квазилинейных склонов АЧХ и ФЧХ с заданной крутизной и в заданной полосе частот; g11n, g12n, g21n, g22n, b11n, b12n, b21n, b22n - заданные значения действительных и мнимых составляющих соответствующих элементов матрицы проводимостей трехэлектродного нелинейного элемента на четырех заданных частотах; r0n, rнn - заданные значения действительных составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки на четырех заданных частотах; k=0, н - индекс, характеризующий действительные и мнимые составляющие сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки; xkn - оптимальные значения мнимых составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки на четырех заданных частотах.
Figure 00000004
resistive four-terminal, equal at four given frequencies ω n = 2πf n ; n = 1, 2, 3, 4 - frequency number; r 1 , r 2 , r 3 , r 4 - set resistance values of resistive bipolar in the form of cascade-connected two L-shaped connections; m n , φ n are the specified values of the module and phase of the transfer function at four given frequencies from the conditions for the formation of quasilinear slopes of the frequency response and phase response with a given slope and in a given frequency band; g 11n , g 12n , g 21n , g 22n , b 11n , b 12n , b 21n , b 22n — given values of the real and imaginary components of the corresponding elements of the conductivity matrix of a three-electrode nonlinear element at four given frequencies; r 0n , r nn - set values of the real components of the resistance of the source of the high-frequency signal and high-frequency load at four given frequencies; k = 0, n is the index characterizing the real and imaginary components of the resistances of the source of the high-frequency signal and high-frequency load; x kn are the optimal values of the imaginary components of the resistances of the high-frequency signal source and the high-frequency load at four given frequencies.

На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных радиочастотных сигналов (прототип).Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated RF signals (prototype).

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to claim 2.

На фиг.3 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.Figure 3 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to claim 2.

На фиг.4 приведена схема каждого из двухполюсников, формирующих мнимые составляющие сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки предлагаемого устройства по п.2Figure 4 shows a diagram of each of the two-terminal circuits, forming the imaginary components of the resistance of the source of high-frequency signal and high-frequency load of the proposed device according to claim 2

Устройство-прототип (фиг.1) содержит источник 1 фазомодулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительную емкость 5 на элементе Ср и низкочастотную нагрузку 6 на элементах Rн, Сн.The prototype device (Fig. 1) contains a phase-modulated signal source 1, a four-terminal 2, a nonlinear element 3, a low-pass filter 4 on the elements R, C, a separation capacitance 5 on the element C p and a low-frequency load 6 on the elements R n , C n

Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated signals (prototype) is as follows.

Фазомодулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор (фиг.1). Принцип действия устройства, реализующего этот способ, состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АФМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей высокочастотного АФМС, то есть по закону изменения фазы входного ФМС, изменяющейся по закону изменения амплитуды первичного сигнала.Phase-modulated signal from the source 1 is fed to the demodulator (figure 1). The principle of operation of the device that implements this method is that, using a reactive four-terminal 2, which is a parallel oscillatory circuit and connected between the FMS source and the nonlinear element, the FMS is converted into AFMS, using the nonlinear element 3, the AFMS spectrum is destroyed into high-frequency and low-frequency components. The latter are allocated using a low-pass filter 4 and enter the low-frequency load 6. The separation capacitance 5 eliminates the constant component. As a result, at the output of the device we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of the envelope of the high-frequency AFMS, that is, according to the law of the phase change of the input FMS, which changes according to the law of the amplitude of the primary signal.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что при прохождении ФМС через указанную цепь, после преобразования ФМС в АФМС, коэффициент амплитудной модуляции последнего является незначительным. Это связано с большой шириной спектра ФМС или с малой добротностью контура. С другой стороны, чем уже полоса пропускания контура, тем большим искажениям подвергается принятый сигнал. В общем случае коэффициент амплитудной модуляции АФМС уменьшается и становится, как правило, неизвестным. Таким образом, основной недостаток состоит в неразрешимости в рамках прототипа противоречия предъявляемых требований к увеличению крутизны и полосы частот квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора.The disadvantage of the method and device for its implementation is that when passing the FMS through the specified circuit, after converting the FMS to AFMS, the amplitude modulation coefficient of the latter is negligible. This is due to the large width of the FMS spectrum or to the low quality factor of the circuit. On the other hand, the narrower the bandwidth of the circuit, the greater the distortion of the received signal. In the general case, the amplitude modulation coefficient AFMS decreases and becomes, as a rule, unknown. Thus, the main disadvantage is the insolubility within the prototype of the contradiction of the requirements for increasing the steepness and frequency band of the quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator.

Высокочастотная часть (до фильтра нижних частот) структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из источника ФМС 1, резистивного четырехполюсника 2, трехэлектродного нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. Резистивный четырехполюсник 2 выполнен в виде каскадно-соединенных двух Г-образных соединений из четырех резистивных двухполюсников (фиг.3), сопротивления которых могут быть выбраны произвольно или из каких-либо физических соображений. Частотные зависимости мнимых составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки выбраны из условия формирования квазилинейного склона АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на четырех заданных частотах требуемой полосы частот. Реализация этих зависимостей осуществлена реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров (фиг.4), значения параметров которых L1k, C1k и L2k, C2k выбраны из условия обеспечения операции преобразования фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью определенных математических выражений. Реальные сопротивления источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки могут быть чисто активными (это часто встречается на практике). В этом случае мнимые составляющие сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки, реализованные указанным образом, подключаются последовательно к соответствующим активным сопротивлениям. Выполнение четырехполюсника резистивным является дополнительной возможностью увеличения квазилинейного участка склона АЧХ, поскольку параметры резистивных элементов не зависят от частоты в очень большой полосе частот.The high-frequency part (before the low-pass filter) of the structural diagram of the generalized proposed device according to claim 2 (Fig. 2) consists of an FMS source 1, a resistive four-terminal 2, a three-electrode nonlinear element 3, and a high-frequency load 7. The low-frequency part of the structural circuit contains a low-pass filter 4 , separation capacitance 5 and low-frequency load 6. Resistive four-terminal 2 is made in the form of cascade-connected two L-shaped connections of four resistive two-terminal (figure 3), the resistances of which can be Be chosen arbitrarily or for any physical reason. The frequency dependences of the imaginary components of the resistances of the high-frequency signal source and the high-frequency load are selected from the conditions for the formation of a quasilinear slope of the frequency response of the demodulator with the given values of the transfer function modules at four given frequencies of the required frequency band. The implementation of these dependencies is carried out by reactive two-terminal devices in the form of two parallel parallel oscillatory circuits connected in series (Fig. 4), the parameter values of which L 1k , C 1k and L 2k , C 2k are selected from the condition for ensuring the operation of converting a phase-modulated signal into an amplitude-phase-modulated signal by forming a quasilinear the slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band using certain mathematical expressions. The real resistances of the source of the high-frequency signal and the high-frequency load can be purely active (this is often found in practice). In this case, the imaginary components of the resistances of the source of the high-frequency signal and the high-frequency load, implemented in this way, are connected in series to the corresponding active resistances. Performing a four-pole resistive is an additional opportunity to increase the quasilinear portion of the slope of the frequency response, since the parameters of the resistive elements are independent of the frequency in a very large frequency band.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений элементов реактивных двухполюсников будет сформирован левый или правый склон АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на четырех заданных частотах требуемой полосы частот. Это обеспечивает заданный коэффициент амплитудной модуляции АФМС в большей полосе частот, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АФМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой по схеме с общим одним из трех электродов. В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6.The principle of operation of this device is that when the FMS is supplied from source 1 with resistance z 0 , a left or right slope of the frequency response of the demodulator with the given values of the transfer function modules at four given frequencies of the required frequency band will be formed as a result of a special choice of reactive two-terminal elements. This provides a given coefficient of amplitude modulation AFMS in a larger frequency band, which increases the noise immunity of the receiver. At the same time, the AFMS spectrum is destroyed using a nonlinear element 3 connected between the four-terminal network and the high-frequency load according to a circuit with one of the three electrodes in common. As a result, the low-frequency oscillation, the amplitude of which varies according to the law of phase change of the input FMS, is allocated to the low-frequency load 6.

Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.

Пусть известны зависимости действительных составляющих комплексных сопротивлений нагрузки zн=rн+jxn и источника ФМС z0=r0+jx0 от частоты. Известны также зависимости элементов матрицы проводимостей трехполюсного нелинейного элемента y11=g11+jb11, y12=g12+jb12, y21=g21+jb21, y22=g22+jb22 при выбранной рабочей точке от частоты. Здесь и далее аргумент (частота) для простоты опущен. Таким образом, нелинейный элемент характеризуется матрицей передачи:Let the dependences of the real components of the complex load resistances z n = r n + jx n and the FMS source z 0 = r 0 + jx 0 on frequency be known. Also known are the dependences of the elements of the conductivity matrix of a three-pole nonlinear element y 11 = g 11 + jb 11 , y 12 = g 12 + jb 12 , y 21 = g 21 + jb 21 , y 22 = g 22 + jb 22 at a selected operating point on the frequency . Hereinafter, the argument (frequency) is omitted for simplicity. Thus, a nonlinear element is characterized by a transfer matrix:

Figure 00000005
Figure 00000005

Резистивный четырехполюсник (РЧ) характеризуется матрицей передачи:Resistive four-terminal (RF) is characterized by a transmission matrix:

Figure 00000006
Figure 00000006

где

Figure 00000007
;
Figure 00000008
,
Figure 00000009
, a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи.Where
Figure 00000007
;
Figure 00000008
,
Figure 00000009
, a , b, c, d - elements of the classical transmission matrix.

Матрице проводимостей (1) соответствует классическая матрица передачи:The conductivity matrix (1) corresponds to the classical transfer matrix:

Figure 00000010
Figure 00000010

где |y|=y11y22-y12y21.where | y | = y 11 y 22 -y 12 y 21 .

Общая нормированная классическая матрица передачи генератора/модулятора получается путем перемножения матриц (2) и (3) с учетом условий нормировки:The general normalized classical generator / modulator transfer matrix is obtained by multiplying matrices (2) and (3) taking into account normalization conditions:

Figure 00000011
Figure 00000011

Используя известную связь элементов матрицы рассеяния с элементами матрицы передачи (4) [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с.], получим выражение для коэффициента передачи высокочастотной части (до фильтра нижних частот) демодулятора S21:Using the well-known connection of the elements of the scattering matrix with the elements of the transmission matrix (4) [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1965. 40 pp.], We obtain an expression for the transmission coefficient of the high-frequency part (before the low-pass filter) of the demodulator S 21 :

Figure 00000012
Figure 00000012

Входящий в (5) корень можно представить в виде комплексного числа a+jb, гдеThe root in (5) can be represented as a complex number a + jb, where

Figure 00000013
;
Figure 00000014
; x=r0rн-x0xн; y=r0xн-x0rн.
Figure 00000013
;
Figure 00000014
; x = r 0 r n -x 0 x n ; y = r 0 x n -x 0 r n

После денормировки коэффициента передачи (4) путем умножения на

Figure 00000015
последнее выражение изменяется a=rn; b=xn.After denormalizing the transmission coefficient (4) by multiplying by
Figure 00000015
the last expression changes a = r n ; b = x n .

Денормированный коэффициент передачи связан с физически реализуемой передаточной функцией следующим образом

Figure 00000016
.The denormalized transmission coefficient is associated with a physically feasible transfer function as follows
Figure 00000016
.

Пусть требуется определить частотные зависимости мнимых составляющих сопротивлений нагрузки xн и источника ФМС x0, оптимальные по критерию обеспечению заданных зависимостей модуля m и фазы φ передаточной функции от частоты в интересах формирования АЧХ и ФЧХ высокочастотной части демодулятора с требуемой крутизной и в заданной полосе частот:Let it be required to determine the frequency dependences of the imaginary components of the load resistances x n and the FMS source x 0 , optimal according to the criterion for ensuring the given dependences of the module m and phase φ of the transfer function on frequency in the interests of generating the frequency response and phase response of the high-frequency part of the demodulator with the required slope and in a given frequency band:

Figure 00000017
Figure 00000017

Подставим (5) в (6) и после несложных преобразований и разделения комплексного уравнения на действительную и мнимую части, получим систему двух алгебраических уравнений, эквивалентных заданным зависимостям модуля m и фазы φ передаточной функции от частоты:Substituting (5) into (6) and after simple transformations and dividing the complex equation into real and imaginary parts, we obtain a system of two algebraic equations equivalent to the given dependences of the module m and phase φ of the transfer function on frequency:

Figure 00000018
Figure 00000018

где R=(r0+β)g11н+g22н(α+γr0)-x0(b11н-γb22н); I=(r0+β)b11н-b22н(α+γr0)+x0(g11н+γg22н).where R = (r 0 + β) g 11n + g 22n (α + γr 0 ) -x 0 (b 11n- γb 22n ); I = (r 0 + β) b 11n- b 22n (α + γr 0 ) + x 0 (g 11n + γg 22n ).

Решение системы (7) относительно x0, xн имеет смысл зависимостей мнимых составляющих сопротивления источника сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты, оптимальных по критерию обеспечения заданных АЧХ и ФЧХ (аппроксимирующих функций):The solution of system (7) with respect to x 0 , x n has the meaning of the dependences of the imaginary components of the resistance of the signal source and the high-frequency load on the frequency, which are optimal according to the criterion of providing the specified frequency response and phase response (approximating functions):

Figure 00000019
Figure 00000019

Для реализации оптимальных характеристик (8) методом интерполяции необходимо сформировать двухполюсники с сопротивлениями x0, xн из не менее чем N (числа частот интерполяции) реактивных элементов, найти выражения для их сопротивлений, приравнять их к оптимальным значениям сопротивлений двухполюсников на заданных частотах, определенным по формулам (8), и решить сформированную таким образом систему N уравнений относительно N выбранных параметров реактивных элементов. Значения параметров остальных элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например из условия физической реализуемости.To realize the optimal characteristics (8) by interpolation, it is necessary to form two-terminal networks with resistances x 0 , x n from at least N (the number of interpolation frequencies) of the reactive elements, find expressions for their resistances, equate them to the optimal values of the two-terminal resistances at given frequencies, defined according to formulas (8), and solve the thus formed system of N equations with respect to N selected parameters of reactive elements. The values of the parameters of the remaining elements can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations, for example, from the condition of physical realizability.

В соответствии с этим алгоритмом получены математические выражения для определения значений параметров L1k, C1k и L2k, C2k реактивного двухполюсника в виде последовательно соединенных двух параллельных контуров (фиг.4), оптимальных по критерию обеспечения указанных условий совпадения реальных сопротивлений с характеристиками (7) на четырех частотах:In accordance with this algorithm, mathematical expressions are obtained for determining the values of the parameters L 1k , C 1k and L 2k , C 2k of a reactive two-terminal device in the form of two parallel parallel circuits (Fig. 4), optimal by the criterion for ensuring the indicated conditions for the coincidence of real resistances with characteristics ( 7) at four frequencies:

Исходная система уравнений:The original system of equations:

Figure 00000020
Figure 00000020

Реализация оптимальных аппроксимаций частотных характеристик (8) с помощью (9), (10) обеспечивает увеличение полосы частот, в пределах которой склон АЧХ отличается от линейного не более, чем заданная некоторая малая величина, поскольку выполняются условия совпадения (10) реальных частотных характеристик (9) с оптимальными (8) на четырех частотах заданной полосы частот. Это позволяет при разумном выборе положений заданных частот относительно друг друга ω1-ω2, ω1-ω3, ω1-ω4, ω2-ω3, ω2-ω4, ω3-ω4 расширить квазилинейный участок склона АЧХ высокочастотной части демодулятора и фазовой демодуляционной характеристики. При этом индекс n (номер частоты) необходимо учесть в обозначениях всех частотно-зависимых величин.The implementation of optimal approximations of the frequency characteristics (8) using (9), (10) provides an increase in the frequency band within which the slope of the frequency response differs from the linear one by no more than a given small value, since the conditions for the coincidence (10) of the real frequency characteristics ( 9) with optimal (8) at four frequencies of a given frequency band. This allows for a reasonable choice of the positions of the given frequencies relative to each other ω 1 -ω 2 , ω 1 -ω 3 , ω 1 -ω 4 , ω 2 -ω 3 , ω 2 -ω 4 , ω 3 -ω 4 to expand the quasilinear section of the slope Frequency response of the high-frequency part of the demodulator and phase demodulation characteristics. In this case, index n (frequency number) must be taken into account in the notation of all frequency-dependent quantities.

В качестве резистивного четырехполюсника может быть выбрана любая типовая схема с известными элементами классической матрицы передачи, например каскадно-соединенные два Г-образных соединения из четырех резистивных двухполюсников (фиг.3), для которых на основе работы [Гуревич И.В. Основы расчета радиотехнических цепей (линейные цепи при гармонических воздействиях). М.: Связь, 1975. - 396 с.] можно получить:As a resistive four-terminal network, any typical circuit with known elements of a classical transmission matrix can be selected, for example, cascade-connected two L-shaped connections of four resistive two-terminal networks (Fig. 3), for which, based on the work [Gurevich I.V. Fundamentals of the calculation of radio circuits (linear circuits with harmonic influences). M .: Communication, 1975. - 396 p.] Can be obtained:

Figure 00000021
Figure 00000021

Значения сопротивлений r1, r2, r3, r4 могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например из условий физической реализуемости параметров, определяемых с помощью (9), или из условия дополнительного увеличения полосы частот, в пределах которой сохраняется заданное отклонение склона АЧХ от линейной зависимости модуля передаточной функции от частоты.The resistance values r 1 , r 2 , r 3 , r 4 can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations, for example, from the conditions of physical realizability of the parameters determined using (9), or from the condition of an additional increase in the frequency band, in within which the specified deviation of the frequency response slope from the linear dependence of the transfer function module on frequency is maintained.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестен способ, обеспечивающий формирование левого или правого склона АЧХ демодулятора с заданными зависимостями модуля и фазы передаточной функции устройства демодуляции ФМС от частоты в заданной полосе частот, что позволяет осуществить преобразование ФМС в АФМС с заданным коэффициентом амплитудной модуляции АФМС в большей полосе частот, причем устройство демодуляции состоит из четырехполюсника, выполненного в виде каскадно-соединенных двух Г-образных соединений из четырех резистивных двухполюсников, вход четырехполюсника подключен к выходу источника фазомодулированного сигнала, в качестве нелинейного элемента использован трехэлектродный нелинейный элемент, который включен по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, а мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки xn и источника высокочастотного сигнала x0 реализованы реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров, значения параметров которых L1k, C1k и L2k, C2k выбраны по соответствующим математическим выражениям.The proposed technical solutions are new, because the method that provides the left or right slope of the frequency response of the demodulator with the given dependences of the module and phase of the transfer function of the FMS demodulation device on the frequency in a given frequency band is unknown from publicly available information, which allows the conversion of FMS to AFMS with a given amplitude coefficient AFMS modulations in a larger frequency band, and the demodulation device consists of a four-terminal device made in the form of cascade-connected two L-shaped connections from four resistive two-terminal, the input of the four-terminal connected to the output of the phase-modulated signal source, a three-electrode non-linear element is used as a non-linear element, which is connected according to the circuit with one of the three electrodes between the output of the four-terminal and introduced into the transverse circuit in front of the low-pass filter of the high-frequency load and imaginary components x n high load resistance and high-frequency source signal x 0 realized reactive dvuhpolyus ikami as a serially connected two parallel resonant circuits, the values of parameters which L 1k, C 1k and L 2k, C 2k are selected by appropriate mathematical expressions.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника резистивным в виде указанной выше схемы, включение трехполюсного нелинейного элемента по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, реализация мнимых составляющих сопротивлений высокочастотной нагрузки и источника высокочастотного сигнала реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров, значения параметров которых L1k, C1k и L2k, C2k выбраны по соответствующим математическим выражениям из условия обеспечения заданного коэффициента амплитудной модуляции АФМС) осуществляет преобразование ФМС в АФМС без наличия источника опорного сигнала в большей полосе частот.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the declared sequence of operations (performing a four-terminal resistive in the form of the above circuit, turning on a three-pole nonlinear element according to a circuit with a common one of three electrodes between the output of the four-terminal and introduced into the transverse circuit in front of the low-pass filter by a high-frequency load, the realization of the imaginary components of the resistances is high frequency load and high-frequency signal source by reactive two-terminal circuits in the form of two parallel parallel oscillatory circuits, the parameter values of which L 1k , C 1k and L 2k , C 2k are selected according to the corresponding mathematical expressions from the condition of providing a given amplitude modulation coefficient AFMS) converts the FMS to AFMS without the presence of a reference signal source in a larger frequency band.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые транзисторы, а также индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивных двухполюсников. Значения сопротивлений реактивных двухполюсников, индуктивностей и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since semiconductor transistors commercially available from the industry, as well as inductors and capacitances formed in the claimed reactive two-terminal circuit, can be used for their implementation. The resistance values of reactive bipolar, inductances and capacitances can be determined using mathematical expressions given in the claims.

Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении операции преобразования входного ФМС в АФМС с заданным коэффициентом амплитудной модуляции за счет формирования квазилинейного склона АЧХ с заданной крутизной в большей полосе частот, что способствует повышению помехоустойчивости.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide the operation of converting the input FMS to AFMS with a given amplitude modulation coefficient due to the formation of a quasilinear frequency response slope with a given slope in a larger frequency band, which helps to increase noise immunity.

Claims (2)

1. Способ демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящий в том, что фазомодулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из линейного четырехполюсника, нелинейного элемента и избирательной нагрузки, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем подачи этого сигнала на правый или на левый склон АЧХ, низкочастотную составляющую амплитудно-фазомодулированного сигнала подают на дифференцирующую или на интегрирующую цепь соответственно, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала, отличающийся тем, что четырехполюсник выполняют резистивным, вход четырехполюсника подключают к выходу источника фазомодулированного сигнала, в качестве нелинейного элемента используют трехэлектродный нелинейный элемент, который включают по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот за счет выбора частотных характеристик мнимых составляющих сопротивлений высокочастотной нагрузки хн и источника высокочастотного сигнала х0 с помощью следующих математических выражений:
Figure 00000022
;
Figure 00000023
,
где A0=-dm(A4sinφ+A8cosφ)+g21; B0=-dm(A3sinφ+A7cosφ)+b21rн; C0=dm(A6sinφ+A10cosφ); D0=dm(A5sinφ+A9cosφ); A=md[(A8C0+A10A0)sinφ-(A6A0+A4C0)cosφ)]-b21C0; B=md[(A9A0+A10B0+A7C0+A8D0)sinφ-(A5A0+A6B0+A3C0+A4D0)cosφ]+g21rнC0-b21D0; C=md[(A9B0+A7D0)sinφ-(A5B0+A3D0)cosφ)]+g21rнD0; A3=(r0+β)(g11-rнA1)+(α+γr0)(1-g22rн); A4=(r0+β)B1+b22(α+γr0); A5=rнB1+γb22rн-b11; A6=A1+γg22; A9=g11+γ-rн(A1+g22γ); A7=(r0+β)(b11-rнB1)-b22rн(α+γr0); A8=-(r0+β)A1-g22(α+γr0); A10=B1+γb22; A1=g11g22-b11b22-g12g21+b12b21B1=b11g22+g11b22-b12g21-g12b21;
Figure 00000024
,
Figure 00000025
,
Figure 00000026
- заданные отношения элементов классической матрицы передачи а, b, с, d резистивного четырехполюсника; m, φ - заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции от частоты из условия формирования квазилинейных склонов АЧХ и ФЧХ с заданной крутизной и в заданной полосе частот; g11, g12, g21, g22, b11, b12, b21, b22 - заданные зависимости действительных и мнимых составляющих соответствующих элементов матрицы проводимостей трехэлектродного нелинейного элемента от частоты; r0, rn - заданные зависимости действительных составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты.1. The method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that the phase-modulated signal is supplied to a demodulator made of a linear four-terminal network, a non-linear element and a selective load, the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal, the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal by supplying this the signal to the right or left slope of the frequency response, the low-frequency component of the amplitude-phase-modulated signal is fed to the differential an integrating circuit or an integrating circuit, respectively, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase modulated signal is destroyed into high-frequency and low-frequency components, an information low-frequency signal is isolated using a low-pass filter, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal, characterized in that the four-terminal network performs resistive, the input of a four-terminal is connected to the output of a phase-modulated signal source, as a nonlinear element They use a three-electrode nonlinear element, which is included according to the scheme with a common one of the three electrodes between the output of the four-terminal and a high-frequency load inserted into the transverse circuit in front of the low-pass filter, the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal by forming a quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band due to the choice of frequency characteristics of the imaginary components of the resistance of the high-frequency load x n and and the source of the high-frequency signal x 0 using the following mathematical expressions:
Figure 00000022
;
Figure 00000023
,
where A 0 = -dm (A 4 sinφ + A 8 cosφ) + g 21 ; B 0 = -dm (A 3 sinφ + A 7 cosφ) + b 21 r n ; C 0 = dm (A 6 sinφ + A 10 cosφ); D 0 = dm (A 5 sinφ + A 9 cosφ); A = md [(A 8 C 0 + A 10 A 0 ) sinφ- (A 6 A 0 + A 4 C 0 ) cosφ)] - b 21 C 0 ; B = md [(A 9 A 0 + A 10 B 0 + A 7 C 0 + A 8 D 0 ) sinφ- (A 5 A 0 + A 6 B 0 + A 3 C 0 + A 4 D 0 ) cosφ] + g 21 r n C 0 -b 21 D 0 ; C = md [(A 9 B 0 + A 7 D 0 ) sinφ- (A 5 B 0 + A 3 D 0 ) cosφ)] + g 21 r n D 0 ; A 3 = (r 0 + β) (g 11 -r n A 1 ) + (α + γr 0 ) (1-g 22 r n ); A 4 = (r 0 + β) B 1 + b 22 (α + γr 0 ); A 5 = r n B 1 + γb 22 r n -b 11 ; A 6 = A 1 + γg 22 ; A 9 = g 11 + γ-r n (A 1 + g 22 γ); A 7 = (r 0 + β) (b 11 -r n B 1 ) -b 22 r n (α + γr 0 ); A 8 = - (r 0 + β) A 1 -g 22 (α + γr 0 ); A 10 = B 1 + γb 22 ; A 1 = g 11 g 22 -b 11 b 22 -g 12 g 21 + b 12 b 21 B 1 = b 11 g 22 + g 11 b 22 -b 12 g 21 -g 12 b 21 ;
Figure 00000024
,
Figure 00000025
,
Figure 00000026
- the given relations of the elements of the classical transmission matrix a, b, c, d of the resistive four-terminal network; m, φ are the given dependences of the module and phase of the transfer function on frequency from the condition for the formation of quasilinear slopes of the frequency response and phase response with a given slope and in a given frequency band; g 11 , g 12 , g 21 , g 22 , b 11 , b 12 , b 21 , b 22 - the given frequency dependences of the real and imaginary components of the corresponding elements of the conductivity matrix of a three-electrode nonlinear element; r 0 , r n are the given dependences of the actual components of the resistances of the source of the high-frequency signal and the high-frequency load on frequency. 2. Устройство демодуляции фазомодулированных сигналов, включенное между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящее из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал в виде линейного четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, отличающееся тем, что четырехполюсник выполнен в виде каскадно-соединенных двух Г-образных соединений из четырех резистивных двухполюсников, вход четырехполюсника подключен к выходу источника фазомодулированного сигнала, в качестве нелинейного элемента использован трехэлектродный нелинейный элемент, который включен по схеме с общим одним из трех электродов между выходом четырехполюсника и введенной в поперечную цепь перед фильтром нижних частот высокочастотной нагрузкой, причем мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки хn и источника высокочастотного сигнала х0 реализованы реактивными двухполюсниками в виде последовательно соединенных двух параллельных колебательных контуров, значения параметров которых L1k, C1k и L2k, С2k выбраны из условия обеспечения операции преобразования фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью следующих математических выражений:
Figure 00000027
;
Figure 00000028
;
Figure 00000029
;
Figure 00000030
,
где
Figure 00000031
;
Figure 00000032
;
X=a 2c1-a 1c2; Y=a 2d1-b2c1-a1d2-b1c2; Z=b2d1-b1d2;
Figure 00000033
;
Figure 00000034
;
Figure 00000035
;
Figure 00000036
;
Figure 00000037

Figure 00000038
;
Figure 00000039

Figure 00000040

Figure 00000041

Figure 00000042
;
Figure 00000043

Figure 00000044

Figure 00000045
;
Figure 00000046
,
где A0=-dmn(A4sinφn+A8cosφn)+g21n; B0=-dmn(A3sinφn+A7cosφn)+b21nrнn; C0=dmn(A6sinφn+A10cosφn); D0=dmn(A5sinφn+A9cosφn); A9=g11n+γ-rнn(A1+g22nγ); A=mnd[(A8C0+A10A0)sinφn-(A6A0+A4C0)cosφn)]-b21nC0; A4=(r0n+β)B1+b22n(α+γr0n); B=mnd[(A9A0+A10B0+A7C0+A8D0)sinφn-(A5A0+A6B0+A3C0+A4D0)cosφn]+g21nrнnC0-b21nD0; C=mnd[(A9B0+A7D0)sinφn-(A5B0+A3D0)cosφn)]+g21nrнnD0; A3=(r0n+β)(g11n-rнnA1)+(α+γr0n)(1-g22nrнn); A5=rнnB1+γb22nrнn-b11n; A6=A1+γg22n; A7=(r0n+β)(b11n-rнnB1)-b22nrнn(α+γr0n); A10=B1+γb22n; A8=-(r0n+β)A1-g22n(α+γr0n); A1=g11ng22n-b11nb22n-g12ng21n+b12nb21n; B1=b11ng22n+g11nb22n-b12ng21n-g12nb21n;
Figure 00000047
;
Figure 00000048
;
Figure 00000049
- заданные отношения элементов классической матрицы передачи
Figure 00000050
;
Figure 00000051
;
Figure 00000052
;
Figure 00000053
- резистивного четырехполюсника, равные
на четырех заданных частотах ωn=2πfn; n=1, 2, 3, 4 - номер частоты; r1, r2, r3, r4 - заданные значения сопротивлений резистивных двухполюсников в виде каскадно-соединенных двух Г-образных соединений; mn, φn - заданные значения модуля и фазы передаточной функции на четырех заданных частотах из условия формирования квазилинейных склонов АЧХ и ФЧХ с заданной крутизной и в заданной полосе частот; g11n, g12n, g21n, g22n, b11n, b12n, b21n, b22n - заданные значения действительных и мнимых составляющих соответствующих элементов матрицы проводимостей трехэлектродного нелинейного элемента на четырех заданных частотах; r0n, rнn - заданные значения действительных составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки на четырех заданных частотах; k=0, н - индекс, характеризующий действительные и мнимые составляющие сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки; xkн - оптимальные значения мнимых составляющих сопротивлений источника высокочастотного сигнала и высокочастотной нагрузки на четырех заданных частотах. 2. A device for demodulating phase-modulated signals connected between a source of phase-modulated signals and a low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear four-terminal, non-linear element, low-pass filter, characterized in that the four-terminal is made in the form of cascade-connected two L-shaped connections from four resistive two-terminal, the input of the four-terminal connected to the output of the phase-modulated signal source Ala, as a non-linear element, a three-electrode non-linear element was used, which is connected according to a circuit with a common one of three electrodes between the output of a four-terminal device and a high-frequency load inserted into the transverse circuit in front of the low-pass filter, and the imaginary components of the high-frequency load resistances x n and the high-frequency signal source x 0 implemented as a reactive two-terminal series-connected two parallel resonant circuits which values of parameters L 1k, C 1k and L 2k, 2k C sps anes terms of providing a phase-modulated signal converting operation in the amplitude-phase-modulated signal by forming a quasi-linear slope of the frequency response of high-frequency demodulator part in a predetermined frequency band by using the following mathematical expression:
Figure 00000027
;
Figure 00000028
;
Figure 00000029
;
Figure 00000030
,
Where
Figure 00000031
;
Figure 00000032
;
X = a 2 c 1 - a 1 c 2 ; Y = a 2 d 1 -b 2 c 1 -a 1 d 2 -b 1 c 2 ; Z = b 2 d 1 -b 1 d 2 ;
Figure 00000033
;
Figure 00000034
;
Figure 00000035
;
Figure 00000036
;
Figure 00000037

Figure 00000038
;
Figure 00000039

Figure 00000040

Figure 00000041

Figure 00000042
;
Figure 00000043

Figure 00000044

Figure 00000045
;
Figure 00000046
,
where A 0 = -dm n (A 4 sinφ n + A 8 cosφ n ) + g 21n ; B 0 = -dm n (A 3 sinφ n + A 7 cosφ n ) + b 21n r нn ; C 0 = dm n (A 6 sinφ n + A 10 cosφ n ); D 0 = dm n (A 5 sinφ n + A 9 cosφ n ); A 9 = g 11n + γ-r нn (A 1 + g 22n γ); A = m n d [(A 8 C 0 + A 10 A 0 ) sinφ n - (A 6 A 0 + A 4 C 0 ) cosφ n )] - b 21n C 0 ; A 4 = (r 0n + β) B 1 + b 22n (α + γr 0n ); B = m n d [(A 9 A 0 + A 10 B 0 + A 7 C 0 + A 8 D 0 ) sinφ n - (A 5 A 0 + A 6 B 0 + A 3 C 0 + A 4 D 0 ) cosφ n ] + g 21n r нn C 0 -b 21n D 0 ; C = m n d [(A 9 B 0 + A 7 D 0 ) sinφ n - (A 5 B 0 + A 3 D 0 ) cosφ n )] + g 21n r нn D 0 ; A 3 = (r 0n + β) (g 11n -r nn A 1 ) + (α + γr 0n ) (1-g 22n r nn ); A 5 = r nn B 1 + γb 22n r nn -b 11n ; A 6 = A 1 + γg 22n ; A 7 = (r 0n + β) (b 11n -r nn B 1 ) -b 22n r нn (α + γr 0n ); A 10 = B 1 + γb 22n ; A 8 = - (r 0n + β) A 1 -g 22n (α + γr 0n ); A 1 = g 11n g 22n -b 11n b 22n -g 12n g 21n + b 12n b 21n ; B 1 = b 11n g 22n + g 11n b 22n -b 12n g 21n -g 12n b 21n ;
Figure 00000047
;
Figure 00000048
;
Figure 00000049
- given relations of elements of the classical transmission matrix
Figure 00000050
;
Figure 00000051
;
Figure 00000052
;
Figure 00000053
- resistive quadrupole equal
at four given frequencies ω n = 2πf n ; n = 1, 2, 3, 4 - frequency number; r 1 , r 2 , r 3 , r 4 - set resistance values of resistive bipolar in the form of cascade-connected two L-shaped connections; m n , φ n are the specified values of the module and phase of the transfer function at four given frequencies from the conditions for the formation of quasilinear slopes of the frequency response and phase response with a given slope and in a given frequency band; g 11n , g 12n , g 21n , g 22n , b 11n , b 12n , b 21n , b 22n — given values of the real and imaginary components of the corresponding elements of the conductivity matrix of a three-electrode nonlinear element at four given frequencies; r 0n , r nn - set values of the real components of the resistance of the source of the high-frequency signal and high-frequency load at four given frequencies; k = 0, n is the index characterizing the real and imaginary components of the resistances of the source of the high-frequency signal and high-frequency load; x kн are the optimal values of the imaginary components of the resistances of the source of the high-frequency signal and the high-frequency load at four given frequencies.
RU2011132757/08A 2011-08-03 2011-08-03 Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method RU2483432C2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2011132757/08A RU2483432C2 (en) 2011-08-03 2011-08-03 Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2011132757/08A RU2483432C2 (en) 2011-08-03 2011-08-03 Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2011132757A RU2011132757A (en) 2013-02-10
RU2483432C2 true RU2483432C2 (en) 2013-05-27

Family

ID=48792162

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2011132757/08A RU2483432C2 (en) 2011-08-03 2011-08-03 Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2483432C2 (en)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2944235A1 (en) * 1978-11-07 1980-05-08 Cit Alcatel CIRCUIT ARRANGEMENT FOR RECOVERING A CLOCK FREQUENCY
EP0217457A1 (en) * 1985-09-19 1987-04-08 Koninklijke Philips Electronics N.V. Angle demodulator
RU2341887C1 (en) * 2007-03-21 2008-12-20 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341890C1 (en) * 2007-03-21 2008-12-20 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2944235A1 (en) * 1978-11-07 1980-05-08 Cit Alcatel CIRCUIT ARRANGEMENT FOR RECOVERING A CLOCK FREQUENCY
EP0217457A1 (en) * 1985-09-19 1987-04-08 Koninklijke Philips Electronics N.V. Angle demodulator
RU2341887C1 (en) * 2007-03-21 2008-12-20 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341890C1 (en) * 2007-03-21 2008-12-20 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals

Also Published As

Publication number Publication date
RU2011132757A (en) 2013-02-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2341890C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341887C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341888C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2483435C2 (en) Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method
RU2463689C1 (en) Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method
RU2369005C1 (en) Method of demodulation of amplitude-modulated radio-frequency sygnals and device to this effect
RU2366076C1 (en) Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end
RU2483432C2 (en) Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2490756C2 (en) Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2341886C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2483433C2 (en) Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2483429C2 (en) Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method
RU2487463C1 (en) Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2504898C1 (en) Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2371837C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2367085C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2488949C2 (en) Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2371834C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2483436C2 (en) Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method
RU2483430C2 (en) Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2485672C1 (en) Method to demodulate phase-modulated and frequency-modulated signals and device for its realisation
RU2486662C2 (en) Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2486663C1 (en) Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2341889C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation
RU2504894C1 (en) Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20130804