RU2341890C1 - Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals - Google Patents
Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2341890C1 RU2341890C1 RU2007110472/09A RU2007110472A RU2341890C1 RU 2341890 C1 RU2341890 C1 RU 2341890C1 RU 2007110472/09 A RU2007110472/09 A RU 2007110472/09A RU 2007110472 A RU2007110472 A RU 2007110472A RU 2341890 C1 RU2341890 C1 RU 2341890C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- terminal
- resistive
- phase
- frequency
- shaped connection
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для демодуляции фазоманипулированных, а также фазомодулированных сигналов.The invention relates to radio communications and can be used to demodulate phase-shifted as well as phase-modulated signals.
Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two non-linear elements simultaneously fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on the nonlinear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.
Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which varies in accordance with the law of the phase change of the high-frequency PMS, the presence of a reference oscillator is necessary.
Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является устройство демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящее в том, что для демодуляции ФМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя частотно-модулированного сигнала (ЧМС) в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС) в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a device for demodulating phase-modulated signals, consisting in the fact that for demodulating the FMS use a frequency detector consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a frequency-modulated signal converter (HMS) in the amplitude-frequency modulated signal (AFMC) in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using a frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional signal and interference selection. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation.
Недостаток устройства состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС глубина амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительной по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С.Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Другим недостатком является дополнительное наличие колебательного контура для преобразования ФМС в АФМС. Этот недостаток связан с тем, что классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.The disadvantage of this device is that after converting the FMS to AFMS, the depth of amplitude modulation of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in size, which impairs noise immunity [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S.Radio-technical circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. Another disadvantage is the additional presence of an oscillatory circuit for converting FMS to AFMS. This drawback is due to the fact that the classical theory of radio circuits assumes that the nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore does not react to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with an increase in frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.
Техническим результатом изобретения является обеспечение демодуляции ФМС без использования генератора опорных колебаний и параллельного колебательного контура с преобразованием ФМС в АФМС с помощью высокочастотной части демодулятора при заданной глубине амплитудной модуляции АФМС на высокочастотной нагрузке, что повышает помехоустойчивость приемника.The technical result of the invention is to provide demodulation of the FMS without using the reference oscillator and parallel oscillatory circuit with the conversion of the FMS to AFMS using the high-frequency part of the demodulator at a given depth of amplitude modulation of the AFMS at high frequency load, which increases the noise immunity of the receiver.
1. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов, включенном между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал, четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, дополнительно в качестве нелинейного элемента использован трехполюсный элемент, преобразователь фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал выполнен в виде этого нелинейного элемента, тип которого выбран таким образом, что левый или правый склоны зависимости одного из комплексных элементов его матрицы проводимостей от частоты совпадали с частотой несущего колебания фазомодулированных сигналов, нелинейный элемент включен между четырехполюсником и введенной высокочастотной нагрузкой по схеме с общим эмиттером, базой или коллектором, при выборе левого склона указанной зависимости в качестве низкочастотной нагрузки использована дифференцирующая цепь, а при выборе правого склона - интегрирующая цепь, четырехполюсник выполнен из числа резистивных двухполюсников, не меньшего двух, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемой глубины амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала путем использования следующих математических выражений:1. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals connected between the source of phase-modulated signals and the low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal, a four-terminal device, a nonlinear element, a low-pass filter, a three-pole element is additionally used as a nonlinear element an element, a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal is made in the form of this a linear element, the type of which is selected in such a way that the left or right slopes of one of the complex elements of its conductivity matrix as a function of frequency coincide with the frequency of the carrier oscillation of the phase-modulated signals, the nonlinear element is connected between the four-terminal and the introduced high-frequency load according to the scheme with a common emitter, base, or collector , when choosing the left slope of this dependence, a differentiating circuit was used as a low-frequency load, and when choosing the right slope, an integrating chain b, the four-terminal network is made up of at least two resistive two-terminal networks, the parameter values of which are selected to ensure the required amplitude amplitude modulation depth for the amplitude-phase modulated signal by using the following mathematical expressions:
заданные элементы матрицы проводимости нелинейного трехполюсного элемента в двух состояниях (I и II), определяемых двумя крайними значениями частоты входного фазомодулированного сигнала; m - заданное отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора в двух состояниях входного сигнала, характеризуемых двумя крайними значениями частоты фазомодулированного сигнала; φ - известная разность фаз входного сигнала в двух его состояниях, характеризуемых двумя крайними значениями частоты фазомодулированного сигнала; М21 - глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; zн1,н2=rн1,н2+jxн1,н2, z01,02=r01,02+jx01,02 - заданные комплексные сопротивления высокочастотной нагрузки и источника фазомодулированного сигнала в двух его состояниях.predetermined elements of the conductivity matrix of a nonlinear three-pole element in two states ( I and II ), determined by the two extreme frequency values of the input phase-modulated signal; m is the specified ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator in two states of the input signal, characterized by two extreme frequency values of the phase-modulated signal; φ is the known phase difference of the input signal in its two states, characterized by two extreme frequency values of the phase-modulated signal; M 21 - the depth of the amplitude modulation of the amplitude-phase modulated signal; z n1, n2 = r n1, n2 + jx n1, n2 , z 01.02 = r 01.02 + jx 01.02 are the specified complex resistances of the high-frequency load and the source of the phase-modulated signal in its two states.
2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде Г-образного соединения двух резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников, составляющих Г-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:2. This result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1.D 1 , D 2 , E, F and the remaining notation have the same meaning as in
3. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде симметричного перекрытого Т-образного соединения четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3=r1, r4 двухполюсников, составляющих перекрытое Т-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:3. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1; значение сопротивления r2 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивления r1, r4.D 1 , D 2 , E, F and the rest of the notation have the same meaning as in
4. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде -образного соединения двух резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников, составляющих -образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:4. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1.D 1 , D 2 , E, F and the remaining notation have the same meaning as in
5. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде симметричного Т-образного соединения трех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3=r1 двухполюсников, составляющих симметричное Т-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:5. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1.D 1 , D 2 , E, F and the remaining notation have the same meaning as in
6. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде несимметричного Т-образного соединения трех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников, составляющих несимметричное Т-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:6. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1; значение сопротивления r3 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивления r1, r2.D 1 , D 2 , E, F and the rest of the notation have the same meaning as in
7. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде несимметричного Т-образного соединения трех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r3 двухполюсников, составляющих несимметричное Т-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:7. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1; значение сопротивления r2 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивления r1, r3.D 1 , D 2 , E, F and the rest of the notation have the same meaning as in
8. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде несимметричного Т-образного соединения трех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r2, r3 двухполюсников, составляющих несимметричное Т-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:8. The indicated result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1; значение сопротивления r1 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивления r2, r3.D 1 , D 2 , E, F and the rest of the notation have the same meaning as in
9. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде мостовой схемы соединения четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3=r1, r4=r2 двухполюсников, составляющих мостовое соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:9. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1.D 1 , D 2 , E, F and the remaining notation have the same meaning as in
10. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде симметричного П-образного соединения трех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3=r1 двухполюсников, составляющих симметричное П-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:10. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to
гдеWhere
; ;
D1, D2, E, F и остальные обозначения имеют такой же смысл, как и в п.1.D 1 , D 2 , E, F and the remaining notation have the same meaning as in
На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных радиочастотных сигналов (прототип).Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated RF signals (prototype).
На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.1.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to
На фиг.3 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.Figure 3 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
На фиг.4 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.3.Figure 4 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
На фиг.5 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.4.Figure 5 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
На фиг.6 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.5.Figure 6 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
На фиг.7 приведена схема четырехполюсников предлагаемых устройств по пп.6-8.Figure 7 shows a diagram of the four-terminal devices of the proposed devices according to claims 6-8.
На фиг.8 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.9.In Fig.8 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
На фиг.9 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.10.Figure 9 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to
Устройство-прототип содержит источник 1 фазомодулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительная емкость 5 на элементе Ср и низкочастотную нагрузку 6 на элементах Rн, Сн.The prototype device contains a
Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated signals (prototype) is as follows.
Фазомодулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор из последовательно включенного полупроводникового диода к фильтру нижних частот. Принцип действия устройства, реализующего этот способ состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушается спектр АФМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. В качестве нагрузки выбирается дифференцирующая цепь, если входной ФМС подан на правый склон АЧХ контура или в качестве нагрузки выбирается интегрирующая цепь, если входной ФМС подан на левый склон АЧХ контура. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного амплитудно-модулированного колебания.The phase-modulated signal from
Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что при прохождении ФМС через указанную цепь, после преобразования ФМС в АФМС, глубина амплитудной модуляции последнего является незначительной. Это связано с большой шириной спектра ФМС, т.е. с малой добротностью контура. С другой стороны, чем уже полоса пропускания контура, тем большим искажениям подвергается принятый сигнал.The disadvantage of the method and device for its implementation is that when passing the FMS through the specified circuit, after converting the FMS to AFMS, the depth of the amplitude modulation of the latter is insignificant. This is due to the large width of the FMS spectrum, i.e. with low quality factor of a contour. On the other hand, the narrower the bandwidth of the circuit, the greater the distortion of the received signal.
Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства (до фильтра нижних частот) по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС 1, резистивного четырехполюсника 2, трехполюсного нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6.The high-frequency part of the structural diagram of the generalized proposed device (before the low-pass filter) according to claim 2 (Fig. 2) consists of a cascade-connected source of
Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений параметров классической матрицы передачи четырехполюсника 2 из условий обеспечения заданной глубины амплитудной модуляции АФМС, преобразованного из входного ФМС на левом или правом склоне зависимости модуля одного из комплексных элементов матрицы проводимостей нелинейного элемента от частоты, после прохождения его через высокочастотную часть достигается минимум искажений входного сигнала. Одновременно спектр АФМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой по схеме с общим эмиттером, базой или коллектором, фильтр нижних частот 4 выделяет низкочастотную составляющую, постоянная составляющая устраняется с помощью разделительной емкости 5. Если выбран левый склон указанной зависимости, то в качестве низкочастотной нагрузки используют дифференцирующую цепь, а если выбран правый склон указанной зависимости, то в качестве низкочастотной нагрузки используют интегрирующую цепь.The principle of operation of this device is that when supplying the FMS from
В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6.As a result, the low-frequency oscillation, the amplitude of which varies according to the law of phase change of the input FMS, is allocated to the low-
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.2 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник 11 (фиг.3) выполнен из двух двухполюсников 5, 6 с резистивными сопротивлениями r1, r2, соединенных между собой по Г-образной схеме. Значения сопротивлений r1, r2 двухполюсников 5, 6 зависят от оптимальных значений элементов матрицы передачи четырехполюсника и заданных комплексных сопротивлений источника сигнала и нагрузки. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.3 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.4) выполнен в виде симметричной перекрытой Т-образной схемы соединения четырех резистивных двухполюсников с сопротивлениями r1, r2, r3=r1, r4=r2. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.4 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.5) выполнен в виде -образной схемы соединения двух резистивных двухполюсников с сопротивлениями r1, r2. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.5 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.6) выполнен в виде симметричного Т-образного соединения трех резистивных двухполюсников с сопротивлениями r1, r2, r3=r1. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.6 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.7) выполнен в виде несимметричного Т-образного соединения трех резистивных двухполюсников с сопротивлениями r1, r2, r3. При этом в явном виде определяются с помощью математических выражений оптимальные значения сопротивлений r1, r2. Значение сопротивления r3 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r2 (обеспечения их неотрицательными). Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.7 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.7) выполнен в виде несимметричного Т-образного соединения трех двухполюсников. При этом в явном виде определяются с помощью математических выражений оптимальные значения сопротивлений r1, r3. Значение сопротивления r2 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r3 (обеспечения их неотрицательными). Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to claim 7 differs from the device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.8 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.7) выполнен в виде несимметричного Т-образного соединения трех двухполюсников. При этом в явном виде определяются с помощью математических выражений оптимальные значения сопротивлений r2, r3. Значение сопротивления r1 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r2, r3 (обеспечения их неотрицательными). Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.9 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.8) выполнен в виде мостовой схемы соединения четырех двухполюсников. При этом в явном виде определяются с помощью математических выражений оптимальные значения сопротивлений r3=r1, r4=r2. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.10 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.9) выполнен в виде симметричной схемы П-образного соединения трех двухполюсников. При этом в явном виде определяются с помощью математических выражений оптимальные значения сопротивлений r1, r2, r3=r1. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to
Анализ условий физической реализуемости указанных девяти вариантов выполнения резистивного четырехполюсника (фиг.3-9) предлагаемого устройства (фиг.2) показывает, что из этого количества вариантов при произвольных заданных сопротивлений источника сигнала и нагрузки всегда найдется такой вариант, что значения резистивных сопротивлений этого четырехполюсника, рассчитанные по вышеприведенным формулам, будут положительными, то есть физически реализуемыми. Наоборот, для каждого отдельно взятого варианта всегда найдутся такие значения сопротивлений источников сигнала и нагрузки, что значения резистивных сопротивлений четырехполюсников, рассчитанные по выше приведенным формулам, окажутся физически реализуемыми.An analysis of the physical feasibility conditions of these nine embodiments of a resistive quadripole (Fig. 3-9) of the proposed device (Fig. 2) shows that of this number of options for arbitrary given resistances of the signal source and load, there is always such an option that the values of the resistive resistances of this quadripole calculated according to the above formulas will be positive, that is, physically feasible. On the contrary, for each individual variant there will always be such values of the resistance of the signal sources and the load that the values of the resistive resistance of the four-terminal devices, calculated according to the above formulas, will be physically feasible.
Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.
Пусть на вход демодулятора воздействует фазомодулированное колебание Let the phase-modulated oscillation act on the input of the demodulator
где Uн, ωн - амплитуда и частота несущего высокочастотного колебания; mφ - индекс фазовой модуляции; φо - начальная фаза; Ω - частота первичного информационного низкочастотного сигнала. Поскольку частота определяется производной от фазы, то одновременно с изменением фазы в фазомодулированном колебании будет происходить изменение частоты по следующему закону:where U n , ω n - the amplitude and frequency of the carrier high-frequency oscillations; m φ - phase modulation index; φ about - the initial phase; Ω is the frequency of the primary information low-frequency signal. Since the frequency is determined by the derivative of the phase, then at the same time as the phase changes in the phase-modulated oscillation, the frequency changes according to the following law:
Поэтому, если ФМС подать на правый склон зависимости одного из комплексных элементов матрицы проводимостей нелинейного элемента, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой, от частоты, то произойдет преобразование ФМС в АФМС. При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (минус sin( Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо проинтегрировать преобразованный сигнал, т.е. подать на интегрирующую цепь. Если ФМС подать на левый склон зависимости одного из комплексных элементов матрицы проводимостей нелинейного элемента, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой, от частоты, то также произойдет преобразование ФМС в АФМС. При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (sin( Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо продифференцировать преобразованный сигнал, т.е. подать на дифференцирующую цепь. Из анализа этих зависимостей следует, что положение левого и правого склона можно изменять по частотной оси путем изменения постоянного напряжения смещения. Кроме того, это возможно путем параллельного подключения емкости или последовательно индуктивности к нелинейному элементу. Изменение положения склонов возможно также путем выбора типа нелинейного элемента. Выбор осуществляется таким образом, что левый или правый склоны зависимости одного из комплексных элементов матрицы проводимостей от частоты совпадает с частотой несущего колебания фазомодулированных сигналов.Therefore, if the FMS is applied to the frequency dependence of one of the complex elements of the conductivity matrix of the nonlinear element connected between the four-terminal and the high-frequency load, the FMS will be converted to AFMS. In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (minus sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to integrate the converted signal, i.e. apply to the integrating circuit. If the FMS is applied to the left slope of the dependence of one of the complex elements of the conductivity matrix of the nonlinear element connected between the four-terminal network and the high-frequency load on the frequency, then the FMS will also be converted to AFMS. In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to differentiate the converted signal, i.e. apply to the differentiating circuit. From the analysis of these dependencies it follows that the position of the left and right slopes can be changed along the frequency axis by changing the constant bias voltage. In addition, this is possible by connecting a capacitor in parallel or inductance in series to a non-linear element. Changing the position of the slopes is also possible by choosing the type of non-linear element. The choice is made in such a way that the left or right slopes of the dependence of one of the complex elements of the conductivity matrix on the frequency coincides with the frequency of the carrier wave of the phase-modulated signals.
Входной модулированный высокочастотный сигнал Sвх и преобразованный с помощью демодулятора высокочастотный сигнал (до фильтра нижних частот) Sвых связаны между собой следующим образом: Sвых=S21Sвх, где под входным и выходным сигналом подразумевается входное и выходное напряжения; S21 - коэффициент передачи.The input modulated high-frequency signal S in and the high-frequency signal transformed by a demodulator (before the low-pass filter) S out are interconnected as follows: S out = S 21 S in , where the input and output signal means the input and output voltages; S 21 - gear ratio.
Рассмотрим фазомодулированные колебания в двух состояниях, характеризуемых крайними значениями диапазона изменения амплитуды АФМС на нелинейном элементе.Consider phase-modulated oscillations in two states characterized by extreme values of the amplitude range of the AFMS on a nonlinear element.
Запишем указанные физические величины в двух состояниях в комплексной форме (модуль АФМС в двух состояниях различен); . Таким образом на выходе высокочастотной части демодулятора модули коэффициента передачи и входного сигнала перемножаются, а их фазы складываются. Выходные напряжения в двух состояниях связаны между собой следующим образом:We write the indicated physical quantities in two states in complex form (AFMS module in two states is different); . Thus, at the output of the high-frequency part of the demodulator, the transmission coefficient and input signal modules are multiplied, and their phases are added up. The output voltages in two states are interconnected as follows:
где Where
Отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора m21 связано с глубиной амплитудной модуляции АФМС следующим образом: при m21>1 или при m21<1; и - модули коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора в первом и втором состояниях; φ - разность фаз входного ФМС в двух крайних его состояниях.The ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator m 21 is related to the depth of amplitude modulation of the AFMS as follows: for m 21 > 1 or when m 21 <1; and - modules of transmission coefficients of the high-frequency part of the demodulator in the first and second states; φ is the phase difference of the input FMS in its two extreme states.
Если частота несущего колебания выбрана указанным выше образом или, наоборот, положение левого или правого склона выбрано указанным образом, то в этих двух крайних состояниях, соответствующих крайним значениям амплитуды АФМС, которым соответствуют крайние значения частоты АФМС, пусть, кроме того, комплексные сопротивления высокочастотной нагрузки zн1,н2=rн1,н2+jxн1,н2 и источника сигнала z01,02=r01,02+jx01,02 на крайних значениях частоты АФМС известны.If the carrier oscillation frequency is selected as indicated above, or, conversely, the position of the left or right slope is selected as indicated, then in these two extreme states corresponding to the extreme values of the AFMS amplitude, which correspond to the extreme values of the AFMS frequency, let, in addition, the complex resistances of the high-frequency load z n1, n2 = r n1, n2 + jx n1, n2 and the signal source z 01.02 = r 01.02 + jx 01.02 at the extreme values of the AFMS frequency are known.
Также известны матрицы проводимостей транзистора в двух состояниях:Conductivity matrices are also known. transistor in two states:
где y11 I,II=g11 I,II+jb11 I,II; y12 I,II=g12 I,II+jb12 I,II; y21 I,II=g21 I,II+jb21 I,II; y22 I,II=g22 I,II+jb22 I,II.where y 11 I, II = g 11 I, II + jb 11 I, II ; y 12 I, II = g 12 I, II + jb 12 I, II ; y 21 I, II = g 21 I, II + jb 21 I, II ; y 22 I, II = g 22 I, II + jb 22 I, II .
Матрице проводимостей (1) соответствует классическая матрица передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. - 40 с.]:The conductivity matrix (1) corresponds to the classical transfer matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1965. - 40 p.]:
где Where
Резистивный четырехполюсник описывается матрицей передачи:The resistive four-terminal is described by the transfer matrix:
гдеWhere
a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. - 40 с.]. a, b, c, d - elements of the classical transfer matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1965. - 40 p.].
Эквивалентная схема демодулятора представляется в виде четырех каскадно-соединенных четырехполюсников (фиг.2).The equivalent circuit of the demodulator is presented in the form of four cascade-connected four-terminal networks (figure 2).
Общая нормированная классическая матрица передачи демодулятора имеет вид:The general normalized classical demodulator transmission matrix has the form:
Используя известную связь элементов матрицы рассеяния [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. - 40 с.], получим выражение для коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора S21 I,II в двух состояниях транзистора:Using the well-known connection of the elements of the scattering matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1965. - 40 pp.], We obtain the expression for the transmission coefficient of the high-frequency part of the demodulator S 21 I, II in two states of the transistor:
Пусть требуется определить схему резистивного четырехполюсника и значения параметров резистивных элементов двухполюсников, входящих в него, при которых возможно обеспечить заданный закон изменения коэффициента передачи (1) при принятых обозначениях. Let it be required to determine the resistive four-terminal circuit and the values of the parameters of the resistive elements of the two-terminal circuits included in it, at which it is possible to provide a given law of change in the transmission coefficient (1) with the accepted notation.
Подставим (6) в выражение (1) и, разделив между собой действительную и мнимую части, получим для первого состояния, определяемого одним из крайних значений амплитуды и соответствующей крайней частотой АФМС, систему двух уравнений:We substitute (6) into expression (1) and, separating the real and imaginary parts from each other, we obtain for the first state determined by one of the extreme values of the amplitude and the corresponding extreme frequency AFMS, a system of two equations:
После денормировки коэффициента передачи (6) путем умножения на последнее выражение изменяется а1,2=rн1,н2; b1,2=xн1,н2:After denormalizing the transmission coefficient (6) by multiplying by the last expression changes and 1,2 = r n1, n2 ; b 1,2 = x n1, n2 :
g1 I,II=g21 I,IIrн1,н2-b21 I,IIxн1,н2; b1 I,II=g21 I,IIxн1,н2+b21 I,IIrн1,н2.g 1 I, II = g 21 I, II r n1, n2 -b 21 I, II x n1, n2 ; b 1 I, II = g 21 I, II x n1, n2 + b 21 I, II r n1, n2 .
Денормированный коэффициент передачи связан с физически реализуемой передаточной функцией следующим образом The denormalized transmission coefficient is associated with a physically feasible transfer function as follows
Решение системы (7) имеет вид взаимосвязей между элементами классической матрицы передачи четырехполюсника:The solution to system (7) has the form of interconnections between the elements of the classical quadrupole transmission matrix:
гдеWhere
Условие физической реализуемости α+βγ>0 приводит к ограничению на разность фаз входного ФМС в двух состояниях, определяемых крайними значениями частоты. Уравнение этой границы имеет вид:The physical feasibility condition α + βγ> 0 leads to a restriction on the phase difference of the input FMS in two states determined by the extreme frequency values. The equation of this boundary has the form:
Решение уравнения (9) дает выражение для граничного значения разности фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента:The solution of equation (9) gives an expression for the boundary value of the phase difference of the transmission coefficients in two states of the controlled element:
где Io=Ао1Co1-Bo1Ho1; No=-Ao1Co2-Co1Ao2+Bo1Ho2-Bo2Ho1;where I o = A o1 C o1 -B o1 H o1 ; N o = -A o1 C o2 -C o1 A o2 + B o1 H o2 -B o2 H o1 ;
Lo=-Ао1Co3-Ao3Co1-Bo1Hо3+Bo3Ho1; Mo=Ao2Co2+Bo2Ho2;L o = -A o1 C o3 -A o3 C o1 -B o1 H o3 + B o3 H o1 ; M o = A o2 C o2 + B o2 H o2;
Областью физической реализуемости является область изменения разности фаз φ>φгр при условии xo>0 или φ<φгр при условии хо<0. Для обеспечения этой области физической реализуемости необходимо, чтобы подкоренное выражение в (10) было неотрицательно. Из этого условия находим ограничение на квадрат отношения модулей коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого элемента:Physical realizability area is the area change of the phase difference φ> φ c, provided x o> 0 or φ <φ c, provided x <0. To ensure this area of physical realizability, it is necessary that the radical expression in (10) be non-negative. From this condition we find the limitation on the square of the ratio of the transmission coefficient modules in two states of the controlled element:
гдеWhere
- частотное качество управляемого трехполюсного элемента, включенного в состав манипулятора вместе с резистивным четырехполюсником, источником сигнала и нагрузкой с комплексными сопротивлениями. Понятие "частотное качество управляемого трехполюсного элемента" введено здесь впервые по аналогии с качеством управляемого двухполюсного элемента [Kawakami S. Figure of Merit Associated with a Variable Parameter One-Port for RF Switching and Modulation // IEEE Trans: 1965. CT-12. №3. С.320-328; Головков А.А., Минаков В.Г. Взаимосвязи между элементами матрицы сопротивлений и их использование для синтеза согласующе-фильтрующих устройств амплитудно-фазовых манипуляторов. Телекоммуникации, №8, 2004, с.29-32] на фиксированной частоте. Частотное качество трехполюсного управляемого элемента характеризует меру различия элементов его матрицы проводимости (сопротивления) в двух состояниях, определяемых двумя крайними частотами входного ФМС, с учетом изменений сопротивлений источника сигнала и нагрузки. - frequency quality of a controlled three-pole element included in the manipulator together with a resistive four-terminal, a signal source and a load with complex resistances. The concept of “frequency quality of a controlled bipolar element” was introduced here for the first time by analogy with the quality of a controlled bipolar element [Kawakami S. Figure of Merit Associated with a Variable Parameter One-Port for RF Switching and Modulation // IEEE Trans: 1965. CT-12.
Подкоренное выражение в (11) всегда положительно. Необходимо отметить, что расчеты показывают, что при выборе разностей фаз коэффициентов передачи, близкой к φгр (10), или при выборе отношения модулей, близкого к mкр, обеспечивается не только физическая реализуемость, но и наибольшая полоса частот.The root expression in (11) is always positive. It should be noted that the calculations show that when choosing phase differences of transmission coefficients close to φ gr (10), or when choosing a ratio of modules close to m cr , not only physical feasibility, but also the largest frequency band is provided.
Выражение для частотного качества можно привести к следующему виду:The expression for frequency quality can be reduced to the following form:
Полученная система двух взаимосвязей (8) между элементами матрицы передачи резистивного четырехполюсника означает, что фазовые демодуляторы должны содержать не менее чем два независимых резистивных элемента, значения параметров которых должны удовлетворять системе двух уравнений, сформированных на основе этих взаимосвязей. Для отыскания оптимальных значений параметров резистивного четырехполюсника необходимо выбрать какую-либо схему из М≥2 элементов, найти ее матрицу передачи, элементы которой выражены через параметры схемы резистивного четырехполюсника, и подставить их в (8). Сформированная таким образом система уравнений должна быть решена относительно выбранных двух параметров. Значения остальных М-2 параметров могут быть отнесены к сопротивлению zo или заданы произвольно. После использования описанного алгоритма с помощью высокочастотной части демодулятора будет реализована операция преобразования входного ФМС в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции.The resulting system of two relationships (8) between the elements of the transmission matrix of a resistive four-terminal network means that phase demodulators must contain at least two independent resistive elements whose parameter values must satisfy a system of two equations formed on the basis of these relationships. In order to find the optimal values of the parameters of the resistive four-terminal network, it is necessary to select a circuit of M≥2 elements, find its transmission matrix, the elements of which are expressed through the parameters of the resistive four-terminal circuit, and substitute them in (8). The system of equations formed in this way should be solved with respect to the selected two parameters. The values of the remaining M-2 parameters can be attributed to the resistance z o or set arbitrarily. After using the described algorithm, using the high-frequency part of the demodulator, the operation of converting the input FMS to AFMS with a given amplitude modulation depth will be implemented.
Необходимо отметить, что даже в рамках допущения безынерционности нелинейного элемента (при его частотном качестве, равном двум) синтезированная указанным образом высокочастотная часть устройства демодуляции ФМС будет иметь АЧХ, левый или правый склон которой будет в точности соответствовать диапазону изменения частоты входного ФМС, что автоматически обеспечивает его преобразование в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции.It should be noted that even within the framework of the assumption that the nonlinear element is inertia-free (with its frequency quality equal to two), the high-frequency part of the FMS demodulation device synthesized in this way will have an AFC whose left or right slope will exactly correspond to the frequency range of the input FMS, which automatically ensures its conversion to AFMS with a given amplitude modulation depth.
На основе использования описанного алгоритма для схемы четырехполюсника в виде Г-образного соединения двух резистивных двухполюсников (фиг.3) для усиливающего манипулятора получены математические выражения для определения значений сопротивлений r1, r2 двухполюсников. Здесь же приведена матрица передачи и выражения для определения параметров и матриц передачи других заявленных четырехполюсников.Based on the use of the described algorithm for a four-terminal circuit in the form of an L-shaped connection of two resistive two-terminal devices (Fig. 3), mathematical expressions are obtained for an amplifying manipulator to determine the resistance values of r 1 , r 2 of two-terminal devices. Here you can also find the transfer matrix and expressions for determining the parameters and transfer matrices of the other four-terminal devices declared.
Для Г-образного соединения:For L-shaped connection:
Для симметричного перекрытого Т-образного соединения (фиг.4):For a symmetrical overlapped T-shaped connection (figure 4):
Для -образной схемы соединения (фиг.5):For -shaped connection diagram (figure 5):
Для симметричной Т-образной схемы соединения (фиг.6):For a symmetrical T-shaped connection scheme (Fig.6):
Для трех вариантов несимметричной Т-образной схемы соединения (фиг.7):For three variants of an asymmetric T-shaped connection scheme (Fig.7):
1) one)
2) 2)
3) 3)
Для мостовой схемы соединения (фиг.8):For the bridge connection scheme (Fig. 8):
Для симметричной П-образной схемы соединения (фиг.9):For a symmetric U-shaped connection scheme (Fig.9):
Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство фазовой демодуляции, обеспечивающее преобразование ФМС в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции, состоящее из нелинейного трехполюсного элемента, включенного между выходом резистивного четырехполюсника и высокочастотной нагрузкой, причем четырехполюсник выполнен в виде Г-образного соединения двух резистивных двухполюсников (симметричной перекрытой Т схемы, -образной схемы, симметричной Т схемы, в виде трех вариантов несиметричной Т схемы, мостовой схемы и симметричной П схемы), параметры которых определены по соответствующим математическим выражениям. При этом разрушение спектра АФМС на высокочастотные и низкочастотную составляющие и выделение последней происходит обычным образом с помощью нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости, интегрирующей или дифференцирующей цепей.The proposed technical solutions are new, because the phase demodulation device providing the conversion of the PMF to AFMS with a given amplitude modulation depth, consisting of a nonlinear three-pole element connected between the output of the resistive four-terminal and high-frequency load, the four-terminal made in the form of a L-shaped connection, is not known from publicly available information two resistive bipolar -shaped circuit, symmetric to the T circuit, in the form of three variants of the asymmetric T circuit, the bridge circuit and the symmetric P circuit), the parameters of which are determined by the corresponding mathematical expressions. In this case, the destruction of the AFMS spectrum into high-frequency and low-frequency components and the separation of the latter occurs in the usual way using a nonlinear element, a low-pass filter, a separation capacitor, an integrating or differentiating circuit.
Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника резистивным в виде девяти указанных выше схем с выбором значений их параметров из условия обеспечения заданной глубины амплитудной модуляции АФМС) осуществляет преобразование ФМС в АФМС без наличия источника опорного сигнала и колебательного контура.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the claimed sequence of operations (performing a four-terminal resistive in the form of the nine above-mentioned circuits with a choice of their parameter values from the condition of providing a given depth of amplitude modulation AFMS) implements conversion of FMS to AFMS without the presence of a reference signal source and an oscillatory circuit.
Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые транзисторы и резисторы, сформированные в заявленную схему резистивного четырехполюсника в виде перечисленных схем соединения двухполюсников. Значения параметров резисторов однозначно могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since semiconductor transistors and resistors commercially available from the industry that are formed into the claimed resistive four-terminal circuit in the form of the listed two-terminal connection schemes can be used for their implementation. The values of the parameters of the resistors can be uniquely determined using the mathematical expressions given in the claims.
Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении операции преобразования входного ФМС в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции, что способствует повышению помехоустойчивости.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide the operation of converting the input FMS to AFMS with a given amplitude modulation depth, which helps to increase noise immunity.
Claims (10)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2007110472/09A RU2341890C1 (en) | 2007-03-21 | 2007-03-21 | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2007110472/09A RU2341890C1 (en) | 2007-03-21 | 2007-03-21 | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2007110472A RU2007110472A (en) | 2008-09-27 |
RU2341890C1 true RU2341890C1 (en) | 2008-12-20 |
Family
ID=39928683
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2007110472/09A RU2341890C1 (en) | 2007-03-21 | 2007-03-21 | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2341890C1 (en) |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2483431C2 (en) * | 2011-08-03 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2483436C2 (en) * | 2011-04-20 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method |
RU2483432C2 (en) * | 2011-08-03 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2483430C2 (en) * | 2011-08-02 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2483433C2 (en) * | 2011-08-04 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2488950C2 (en) * | 2011-08-04 | 2013-07-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2488949C2 (en) * | 2011-10-13 | 2013-07-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2504894C1 (en) * | 2012-05-17 | 2014-01-20 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2568387C1 (en) * | 2014-10-21 | 2015-11-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplification and demodulation of frequency-modulated signals and device for its implementation |
RU2568389C1 (en) * | 2014-10-21 | 2015-11-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplification and demodulation of frequency-modulated signals and device for its implementation |
-
2007
- 2007-03-21 RU RU2007110472/09A patent/RU2341890C1/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
БАСКАКОВ С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высшая школа, 1988, с.291. ГОЛОВКОВ А.А. и др. Взаимосвязи между элементами матрицы сопротивлений и их использование для синтеза согласующе-фильтрующих устройств амплитудно-фазовых манипуляторов. - Телекоммуникации, 2004, №8, с.29-32. * |
БУГА Н.Н. и др. Радиоприемные устройства. - М.: Радио и связь, 1986, 145. * |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2483436C2 (en) * | 2011-04-20 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method |
RU2483430C2 (en) * | 2011-08-02 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2483431C2 (en) * | 2011-08-03 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2483432C2 (en) * | 2011-08-03 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2483433C2 (en) * | 2011-08-04 | 2013-05-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2488950C2 (en) * | 2011-08-04 | 2013-07-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2488949C2 (en) * | 2011-10-13 | 2013-07-27 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2504894C1 (en) * | 2012-05-17 | 2014-01-20 | Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method |
RU2568387C1 (en) * | 2014-10-21 | 2015-11-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplification and demodulation of frequency-modulated signals and device for its implementation |
RU2568389C1 (en) * | 2014-10-21 | 2015-11-20 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации | Method of amplification and demodulation of frequency-modulated signals and device for its implementation |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2007110472A (en) | 2008-09-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2341890C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341882C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341887C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341888C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2366075C1 (en) | Method and device to demodulate amplitude-modulated rf-signals | |
RU2341886C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2371835C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2483435C2 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
RU2366076C1 (en) | Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end | |
RU2341889C1 (en) | Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation | |
RU2369005C1 (en) | Method of demodulation of amplitude-modulated radio-frequency sygnals and device to this effect | |
RU2463689C1 (en) | Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method | |
RU2341883C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341880C1 (en) | Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation | |
RU2371837C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2341879C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2341884C1 (en) | Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals | |
RU2371836C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2341877C1 (en) | Method for demodulation of amplitude-modulated radio frequency signals and devices for its realisation | |
RU2371834C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2341881C1 (en) | Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation | |
RU2341885C1 (en) | Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation | |
RU2367085C1 (en) | Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end | |
RU2504898C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method | |
RU2487463C1 (en) | Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20090322 |