RU2341879C1 - Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals - Google Patents

Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals Download PDF

Info

Publication number
RU2341879C1
RU2341879C1 RU2007108425/09A RU2007108425A RU2341879C1 RU 2341879 C1 RU2341879 C1 RU 2341879C1 RU 2007108425/09 A RU2007108425/09 A RU 2007108425/09A RU 2007108425 A RU2007108425 A RU 2007108425A RU 2341879 C1 RU2341879 C1 RU 2341879C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
phase
resistive
terminal
frequency
modulated
Prior art date
Application number
RU2007108425/09A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2007108425A (en
Inventor
Александр Афанасьевич Головков (RU)
Александр Афанасьевич Головков
Александр Михайлович Мальцев (RU)
Александр Михайлович Мальцев
ринцев Алексей Валентинович Бо (RU)
Алексей Валентинович Бояринцев
Original Assignee
Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт) filed Critical Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)
Priority to RU2007108425/09A priority Critical patent/RU2341879C1/en
Publication of RU2007108425A publication Critical patent/RU2007108425A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2341879C1 publication Critical patent/RU2341879C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

FIELD: radio communication.
SUBSTANCE: in device of demodulation of phase-manipulated and phase-modulated (PM) signals connected between source of PM signals and low-frequency (LF) load and consisting of converter of PM signals into amplitude-phase modulation signal, quadripole, non-linear element, low-pass filter, three-pole element is additionally used as non-linear element. Converter of PM signals to APM signal is arranged in the form of this non-linear element, type of which is selected so that the left or right slopes of dependence of one of complex elements of its conductivity matrix from frequency coincide with frequency of carrying oscillation of PM signals. Non-linear element is connected between quadripole and introduced HF load according to the circuit with common emitter, base or collector. If the left slope of mentioned dependence is selected as LF load, differentiating circuit is used, and if the right slope is selected, then integrating circuit is used. Quadripole is made of resistive dipoles, at least three, parameters of which are selected based on condition of provision of required values of amplitudes in two conditions and depth of amplitude modulation of APM signal.
EFFECT: higher noise immunity of receiver.
5 cl, 6 dwg

Description

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для демодуляции фазоманипулированных, а также фазомодулированных сигналов.The invention relates to radio communications and can be used to demodulate phase-shifted as well as phase-modulated signals.

Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two non-linear elements simultaneously fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on the nonlinear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.

Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which varies in accordance with the law of the phase change of the high-frequency PMS, the presence of a reference oscillator is necessary.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является устройство демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящее в том, что для демодуляции ФМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя частотно-модулированного сигнала (ЧМС) в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС) в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a device for demodulating phase-modulated signals, consisting in the fact that for demodulating the FMS use a frequency detector consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a frequency-modulated signal converter (HMS) in the amplitude-frequency modulated signal (AFMC) in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using a frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional signal and interference selection. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation.

Недостаток устройства состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС глубина амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительной по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Другим недостатком является дополнительное наличие колебательного контура для преобразования ФМС в АФМС. Этот недостаток связан с тем, что классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.The disadvantage of this device is that after converting the FMS to AFMS, the depth of amplitude modulation of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in size, which impairs noise immunity [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. Another disadvantage is the additional presence of an oscillatory circuit for converting FMS to AFMS. This drawback is due to the fact that the classical theory of radio circuits assumes that the nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore does not react to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with an increase in frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.

Техническим результатом изобретения является обеспечение демодуляции ФМС без использования генератора опорных колебаний и параллельного колебательного контура с преобразованием ФМС в АФМС с помощью высокочастотной части демодулятора при заданной глубине амплитудной модуляции АФМС на высокочастотной нагрузке, что повышает помехоустойчивость приемника.The technical result of the invention is to provide demodulation of the FMS without using the reference oscillator and parallel oscillatory circuit with the conversion of the FMS to AFMS using the high-frequency part of the demodulator at a given depth of amplitude modulation of the AFMS at high frequency load, which increases the noise immunity of the receiver.

1. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов, включенном между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал, четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, дополнительно в качестве нелинейного элемента использован трехполюсный элемент, преобразователь фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал выполнен в виде этого нелинейного элемента, тип которого выбран таким образом, что левый или правый склоны зависимости одного из комплексных элементов его матрицы проводимостей от частоты совпадали с частотой несущего колебания фазомодулированных сигналов, нелинейный элемент включен между четырехполюсником и введенной высокочастотной нагрузкой по схеме с общим эмиттером, базой или коллектором, при выборе левого склона указанной зависимости в качестве низкочастотной нагрузки использована дифференцирующая цепь, а при выборе правого склона - интегрирующая цепь, четырехполюсник выполнен из числа резистивных двухполюсников, не меньшего трех, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых значений амплитуд в двух состояниях и глубины амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала путем использования следующих математических выражений:1. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals connected between the source of phase-modulated signals and the low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal, a four-terminal device, a nonlinear element, a low-pass filter, a three-pole element is additionally used as a nonlinear element an element, a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal is made in the form of this a linear element, the type of which is selected in such a way that the left or right slopes of one of the complex elements of its conductivity matrix as a function of frequency coincide with the frequency of the carrier oscillation of the phase-modulated signals, the nonlinear element is connected between the four-terminal and the introduced high-frequency load according to the scheme with a common emitter, base, or collector , when choosing the left slope of this dependence, a differentiating circuit was used as a low-frequency load, and when choosing the right slope, an integrating chain b, the four-terminal network is made up of at least three resistive two-terminal networks, the parameter values of which are selected from the conditions for ensuring the required amplitude values in two states and the amplitude modulation depth of the amplitude-phase modulated signal by using the following mathematical expressions:

Figure 00000002
Figure 00000003
Figure 00000002
Figure 00000003

Figure 00000004
Figure 00000005
Figure 00000004
Figure 00000005

где

Figure 00000006
Figure 00000007
Figure 00000008
Where
Figure 00000006
Figure 00000007
Figure 00000008

a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника;a, b, c, d - elements of the classical quadrupole transmission matrix;

Figure 00000009
Figure 00000009

Figure 00000010
Figure 00000010

Figure 00000011
Figure 00000011

Figure 00000012
Figure 00000012

Figure 00000013
Figure 00000013

Figure 00000014
Figure 00000014

Figure 00000015
Figure 00000015

Figure 00000016
Figure 00000017
Figure 00000018
Figure 00000016
Figure 00000017
Figure 00000018

Figure 00000019
Figure 00000019

Figure 00000020
Figure 00000020

Figure 00000021
Figure 00000022
Figure 00000023
Figure 00000021
Figure 00000022
Figure 00000023

Figure 00000024
Figure 00000025
Figure 00000024
Figure 00000025

Figure 00000026
Figure 00000026

Figure 00000027
Figure 00000028
Figure 00000027
Figure 00000028

Figure 00000029
Figure 00000030
Figure 00000029
Figure 00000030

Figure 00000031
Figure 00000031

Figure 00000032
Figure 00000032

Figure 00000033
Figure 00000033

Figure 00000034
Figure 00000034

Figure 00000035
Figure 00000036
Figure 00000037
Figure 00000035
Figure 00000036
Figure 00000037

Figure 00000038
или
Figure 00000039
Figure 00000038
or
Figure 00000039

Figure 00000040
Figure 00000041
Figure 00000042
Figure 00000043
- заданные элементы матрицы проводимости управляемого трехполюсного элемента в двух состояниях (I и II), определяемых двумя крайними значениями частоты входного фазомодулированного сигнала; m21 I,II - значения модулей коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора в двух состояниях входного сигнала, характеризуемых двумя крайними значениями частоты фазомодулированного сигнала; mвх - постоянное значение модуля входного сигнала; φвх I,II - значения фаз входного сигнала в двух его состояниях, характеризуемых двумя крайними значениями частоты фазомодулированного сигнала; m21, М21 - отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора в двух состояниях входного сигнала и глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; zн1,н2=rн1,н2+jxн1,н2, z01,02=r01,02+jx01,02 - заданные комплексные сопротивления высокочастотной нагрузки и источника фазомодулированного сигнала в двух его состояниях.
Figure 00000040
Figure 00000041
Figure 00000042
Figure 00000043
- the specified elements of the conductivity matrix of the controlled three-pole element in two states ( I and II ), determined by the two extreme frequency values of the input phase-modulated signal; m 21 I, II - values of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator in two states of the input signal, characterized by two extreme values of the frequency of the phase-modulated signal; m I - constant value of the input signal module; Rin φ I, II - Input signal phase values in its two states, characterized by two extreme values of the phase modulated frequency signal; m 21 , M 21 is the ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator in two states of the input signal and the amplitude modulation depth of the amplitude-phase modulated signal; z n1, n2 = r n1, n2 + jx n1, n2 , z 01.02 = r 01.02 + jx 01.02 are the specified complex resistances of the high-frequency load and the source of the phase-modulated signal in its two states.

2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде двух каскадно-соединенных Г-образных соединений четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников, составляющих первое Г-образное соединение, и резистивные сопротивления r3, r4 двухполюсников, составляющих второе Г-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:2. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to claim 1, the resistive four-terminal is made in the form of two cascade-connected L-shaped connections of four resistive two-terminal, resistive r 1 , r 2 two-terminal, making up the first L-shaped connection, and resistive r 3 , r 4 of the two-terminal circuits that make up the second L-shaped connection, selected using the following mathematical expressions:

Figure 00000044
Figure 00000045
Figure 00000046
Figure 00000044
Figure 00000045
Figure 00000046

где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значение сопротивления r1 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r2, r3, r4 . where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the value of resistance r 1 is selected from the conditions for ensuring the physical feasibility of the resistance r 2 , r 3 , r 4 .

3. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде двух каскадно-соединенных

Figure 00000047
-образных соединений четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников, составляющих первое
Figure 00000047
-образное соединение, и резистивные сопротивления r3, r4 двухполюсников, составляющих второе
Figure 00000047
-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:3. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to claim 1, the resistive four-terminal is made in the form of two cascade-connected
Figure 00000047
-shaped connections of four resistive bipolar, resistive r 1 , r 2 bipolar, constituting the first
Figure 00000047
-shaped connection, and resistors r 3 , r 4 of the two-terminal circuits that make up the second
Figure 00000047
-shaped connection, selected using the following mathematical expressions:

Figure 00000048
Figure 00000049
Figure 00000050
Figure 00000048
Figure 00000049
Figure 00000050

где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значение сопротивления r4 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r2, r3.where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the value of resistance r 4 is selected from the condition of ensuring the physical feasibility of the resistance r 1 , r 2 , r 3 .

4. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде двух каскадно-соединенных П-образного соединения трех резистивных двухполюсников и

Figure 00000047
-образного соединения двух резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3 двухполюсников, составляющих П-образное соединение, и резистивные сопротивления r4, r5 двухполюсников, составляющих
Figure 00000047
-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:4. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to claim 1, the resistive four-terminal is made in the form of two cascade-connected U-shaped connections of three resistive two-terminal and
Figure 00000047
-shaped connection of two resistive bipolar, resistive r 1 , r 2 , r 3 bipolar, making up the U-shaped connection, and resistive r 4 , r 5 bipolar,
Figure 00000047
-shaped connection, selected using the following mathematical expressions:

Figure 00000051
Figure 00000052
Figure 00000051
Figure 00000052

Figure 00000053
Figure 00000053

где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значения сопротивлений r3 и r5 выбираются из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r2, r4.where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the values of the resistances r 3 and r 5 are selected from the conditions for ensuring the physical realizability of the resistances r 1 , r 2 , r 4 .

5. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1 резистивный четырехполюсник выполнен в виде несимметричного перекрытого Т-образного соединения четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3, r4 двухполюсников, составляющих перекрытое Т-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:5. The specified result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals according to claim 1, the resistive four-terminal is made in the form of an asymmetric blocked T-shaped connection of four resistive two-terminal, resistive r 1 , r 2 , r 3 , r 4 two-terminal components of the closed T -shaped compound selected using the following mathematical expressions:

Figure 00000054
Figure 00000055
Figure 00000056
Figure 00000054
Figure 00000055
Figure 00000056

где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значение сопротивления r3 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r2, r4.where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the value of resistance r 3 is selected from the condition of ensuring the physical feasibility of the resistance r 1 , r 2 , r 4 .

На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных радиочастотных сигналов (прототип).Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated RF signals (prototype).

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to claim 2.

На фиг.3 приведена схема четырехполюсника по п.3, входящая в предлагаемое устройство.Figure 3 shows the diagram of the four-terminal network according to claim 3, which is included in the proposed device.

На фиг.4 приведена схема четырехполюсника по п.4, входящая в предлагаемое устройство.Figure 4 shows the diagram of the four-terminal network according to claim 4, which is included in the proposed device.

На фиг.5 приведена схема четырехполюсника по п.5, входящая в предлагаемое устройство.Figure 5 shows the diagram of the four-terminal network according to claim 5, which is included in the proposed device.

На фиг.6 приведена схема четырехполюсника по п.6, входящая в предлагаемое устройство.Figure 6 shows the diagram of the four-terminal network according to claim 6, which is included in the proposed device.

Устройство-прототип содержит источник 1 фазомодулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительную емкость 5 на элементе Ср и низкочастотную нагрузку 6 на элементах Rн, Сн.The prototype device contains a source 1 of phase-modulated signals, a four-terminal 2, a nonlinear element 3, a low-pass filter 4 on the elements R, C, a separation capacitance 5 on the element C p and a low-frequency load 6 on the elements R n , C n

Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated signals (prototype) is as follows.

Фазомодулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор из последовательно включенного полупроводникового диода к фильтру нижних частот. Принцип действия устройства, реализующего этот способ, состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушается спектр АФМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. В качестве нагрузки выбирается дифференцирующая цепь, если входной ФМС подан на правый склон АЧХ контура или в качестве нагрузки выбирается интегрирующая цепь, если входной ФМС подан на левый склон АЧХ контура. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного амплитудно-модулированного колебания.The phase-modulated signal from source 1 is supplied to the demodulator from a series-connected semiconductor diode to a low-pass filter. The principle of operation of the device that implements this method is that, using a reactive four-terminal 2, which is a parallel oscillatory circuit and connected between the FMS source and the nonlinear element, the FMS is converted into AFMS, using the nonlinear element 3, the AFMS spectrum is destroyed into high-frequency and low-frequency components. The latter are selected using a low-pass filter 4 and fed to the low-frequency load 6. A differentiating circuit is selected as the load if the input FMS is applied to the right slope of the frequency response of the circuit or an integrating circuit is selected as load if the input FMS is fed to the left slope of the frequency response of the circuit. The separation tank 5 eliminates the constant component. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency amplitude-modulated oscillation.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что при прохождении ФМС через указанную цепь, после преобразования ФМС в АФМС глубина амплитудной модуляции последнего является незначительной. Это связано с большой шириной спектра ФМС, т.е. с малой добротностью контура. С другой стороны, чем уже полоса пропускания контура, тем большим искажениям подвергается принятый сигнал.The disadvantage of the method and device for its implementation is that when passing the FMS through the specified circuit, after converting the FMS to AFMS, the depth of the amplitude modulation of the latter is insignificant. This is due to the large width of the FMS spectrum, i.e. with low quality factor of a contour. On the other hand, the narrower the bandwidth of the circuit, the greater the distortion of the received signal.

Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС 1, резистивного четырехполюсника 2, трехполюсного нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6.The high-frequency part of the structural diagram of the generalized proposed device according to claim 2 (Fig. 2) consists of a cascade-connected source of FMS 1, a resistive four-terminal 2, a three-pole nonlinear element 3 and a high-frequency load 7. The low-frequency part of the structural scheme contains a low-pass filter 4, separation capacity 5 and low frequency load 6.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений параметров классической матрицы передачи четырехполюсника 2 из условий обеспечения заданной глубины амплитудной модуляции АФМС, преобразованного из входного ФМС на левом или правом склоне зависимости модуля одного из комплексных элементов матрицы проводимостей нелинейного элемента от частоты, после прохождения его через высокочастотную часть достигается минимум искажений входного сигнала. Одновременно спектр АФМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой по схеме с общим эмиттером, базой или коллектором, фильтр нижних частот 4 выделяет низкочастотную составляющую, постоянная составляющая устраняется с помощью разделительной емкости 5. Если выбран левый склон указанной зависимости, то в качестве низкочастотной нагрузки используют дифференцирующую цепь, а если выбран правый склон указанной зависимости, то в качестве низкочастотной нагрузки используют интегрирующую цепь.The principle of operation of this device is that when supplying the FMS from source 1 with resistance z 0 as a result of a special choice of the values of the parameters of the classical transmission matrix of the two-terminal network 2 from the conditions for ensuring a given depth of amplitude modulation AFMS converted from the input FMS on the left or right slope of the module of one of the complex elements of the conductivity matrix of a nonlinear element versus frequency, after passing it through the high-frequency part, a minimum of distortions of the input signal is achieved . At the same time, the AFMS spectrum is destroyed by a nonlinear element 3 connected between the four-terminal network and the high-frequency load according to the scheme with a common emitter, base, or collector, the low-pass filter 4 selects the low-frequency component, the constant component is eliminated with the help of the separation capacitance 5. If the left slope of the indicated dependence is selected, then a differentiating circuit is used as a low-frequency load, and if the right slope of the indicated dependence is selected, then a low-frequency load is used integrating circuit.

В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6.As a result, the low-frequency oscillation, the amplitude of which varies according to the law of phase change of the input FMS, is allocated to the low-frequency load 6.

Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.2 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.3) выполнен в виде двух каскадно-соединенных Г-образных соединений четырех резистивных двухполюсников (резистивные сопротивления r1 (8), r2 (9) двухполюсников составляют первое Г-образное соединение, а резистивные сопротивления r3 (10), r4 (11) двухполюсников составляют второе Г-образное соединение). Сопротивления r2, r3, r4 определяются аналитически по найденным математическим выражениям однозначно. При этом значения этих сопротивлений функциональным образом зависят от произвольно выбираемого значения сопротивления r1 или выбираемого исходя из каких-либо других физических соображений. В предлагаемом изобретении значение сопротивления r1 выбирается из условий обеспечения физически реализуемых значений r2, r3, r4. Значения модуля коэффициента передачи в первом состоянии выбираются из условия обеспечения физической реализуемости четырехполюсника. Значения сопротивлений r2, r3, r4 двухполюсников 9, 10, 11 кроме того зависят от оптимальных значений элементов матрицы передачи четырехполюсника и заданных комплексных сопротивлений источника сигнала и нагрузки. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to claim 2 differs from the device according to claim 1 in that the resistive four-terminal (Fig. 3) is made in the form of two cascade-connected L-shaped connections of four resistive two-terminal (resistive r 1 (8), r 2 (9) bipolar make up the first L-shaped connection, and resistive r 3 (10), r 4 (11) bipolar make up the second L-shaped connection). Resistances r 2 , r 3 , r 4 are determined analytically from the found mathematical expressions uniquely. Moreover, the values of these resistances functionally depend on an arbitrarily chosen resistance value r 1 or chosen on the basis of any other physical considerations. In the present invention, the resistance value r 1 is selected from the conditions for providing physically feasible values of r 2 , r 3 , r 4 . The values of the transmission coefficient modulus in the first state are selected from the conditions for ensuring the physical realizability of the four-terminal network. The values of the resistances r 2 , r 3 , r 4 of the two-terminal networks 9, 10, 11 also depend on the optimal values of the elements of the transmission matrix of the four-terminal network and the given complex resistances of the signal source and load. The principle of operation of this device is similar to the principle of operation of the device according to claim 1.

Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.3 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.4) выполнен в виде двух каскадно-соединенных

Figure 00000047
-образных соединений четырех резистивных двухполюсников (резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников составляют первое
Figure 00000047
-образное соединение, а резистивные сопротивления r3, r4 двухполюсников составляют второе
Figure 00000047
-образное соединение). Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to claim 3 differs from the device according to claim 1 in that the resistive four-terminal device (FIG. 4) is made in the form of two cascade-connected
Figure 00000047
-shaped connections of four resistive bipolar (resistive r 1 , r 2 bipolar make up the first
Figure 00000047
-shaped connection, and the resistive resistance r 3 , r 4 of the two-terminal circuits make up the second
Figure 00000047
-shaped connection). The principle of operation of this device is similar to the principle of operation of the device according to claim 1.

Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.4 отличается от устройства по п.1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.5) выполнен в виде двух каскадно-соединенных П-образного соединения трех резистивных двухполюсников и

Figure 00000047
-образного соединения двух резистивных двухполюсников (резистивные сопротивления r1, r2, r3 двухполюсников составляют П-образное соединение, а резистивные сопротивления r4, r5 двухполюсников составляют
Figure 00000047
-образное соединение). Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to claim 4 differs from the device according to claim 1 in that the resistive four-terminal device (Fig. 5) is made in the form of two cascade-connected U-shaped connections of three resistive two-terminal devices and
Figure 00000047
-shaped connection of two resistive bipolar (resistive r 1 , r 2 , r 3 bipolar make up a U-shaped connection, and the resistive r 4 , r 5 bipolar
Figure 00000047
-shaped connection). The principle of operation of this device is similar to the principle of operation of the device according to claim 1.

Предлагаемое устройство демодуляции ФМС по п.5 отличается от устройства по п,1 тем, что резистивный четырехполюсник (фиг.6) выполнен в виде несимметричного перекрытого Т-образного соединения четырех резистивных двухполюсников с сопротивлениями r1, r2, r3, r4. Принцип действия этого устройства аналогичен принципу действия устройства по п.1.The proposed FMS demodulation device according to claim 5 differs from the device according to claim 1 in that the resistive four-terminal (Fig. 6) is made in the form of an asymmetric blocked T-connection of four resistive two-terminal with resistances r 1 , r 2 , r 3 , r 4 . The principle of operation of this device is similar to the principle of operation of the device according to claim 1.

Анализ условий физической реализуемости указанных четырех вариантов выполнения резистивного четырехполюсника (фиг.3 - фиг.6) предлагаемого устройства (фиг.2) показывает, что из этого количества вариантов при произвольных заданных сопротивлений источника сигнала и нагрузки всегда найдется такой вариант, что значения резистивных сопротивлений этого четырехполюсника, рассчитанные по выше приведенным формулам, будут положительными, то есть физически реализуемыми. Наоборот, для каждого отдельно взятого варианта всегда найдутся такие значения сопротивлений источников сигнала и нагрузки, что значения резистивных сопротивлений четырехполюсников, рассчитанные по выше приведенным формулам, окажутся физически реализуемыми.An analysis of the physical feasibility conditions of these four embodiments of a resistive quadripole (Fig. 3 - Fig. 6) of the proposed device (Fig. 2) shows that of this number of options for arbitrary given resistances of the signal source and load, there is always such an option that the values of resistive resistances of this quadripole, calculated according to the above formulas, will be positive, that is, physically feasible. On the contrary, for each individual variant there will always be such values of the resistance of the signal sources and the load that the values of the resistive resistance of the four-terminal devices, calculated according to the above formulas, will be physically feasible.

Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.

Пусть на вход демодулятора воздействуют фазомодулированное колебаниеLet the phase-modulated oscillation act on the input of the demodulator

Figure 00000057
Figure 00000057

где Uн, ωн - амплитуда и частота несущего высокочастотного колебания; mφ - индекс фазовой модуляции; φо - начальная фаза; Ω - частота первичного информационного низкочастотного сигнала. Поскольку частота определяется производной от фазы, то одновременно с изменением фазы в фазомодулированном колебании будет происходить изменение частоты по следующему закону:where U n , ω n - the amplitude and frequency of the carrier high-frequency oscillations; m φ - phase modulation index; φ about - the initial phase; Ω is the frequency of the primary information low-frequency signal. Since the frequency is determined by the derivative of the phase, then at the same time as the phase changes in the phase-modulated oscillation, the frequency changes according to the following law:

Figure 00000058
Figure 00000058

Поэтому если ФМС подать на правый склон зависимости одного из комплексных элементов матрицы проводимостей нелинейного элемента, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой, от частоты, то произойдет преобразование ФМС в АФМС. При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (минус sin( Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо проинтегрировать преобразованный сигнал, т.е. подать на интегрирующую цепь. Если ФМС подать на левый склон зависимости одного из комплексных элементов матрицы проводимостей нелинейного элемента, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой, от частоты, то также произойдет преобразование ФМС в АФМС. При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (sin( Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо продифференцировать преобразованный сигнал, т.е. подать на дифференцирующую цепь. Из анализа этих зависимостей следует, что положение левого и правого склона можно изменять по частотной оси путем изменения постоянного напряжения смещения. Кроме того, это возможно путем параллельного подключения емкости или последовательно индуктивности к нелинейному элементу. Изменение положения склонов возможно также путем выбора типа нелинейного элемента. Выбор осуществляется таким образом, что левый или правый склоны зависимости одного из комплексных элементов матрицы проводимостей от частоты совпадает с частотой несущего колебания фазомодулированных сигналов.Therefore, if the FMS is applied to the frequency dependence of one of the complex elements of the conductivity matrix of the nonlinear element connected between the four-terminal and the high-frequency load, the FMS will be converted to AFMS. In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (minus sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to integrate the converted signal, i.e. apply to the integrating circuit. If the FMS is applied to the left slope of the dependence of one of the complex elements of the conductivity matrix of the nonlinear element connected between the four-terminal network and the high-frequency load on the frequency, then the FMS will also be converted to AFMS. In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to differentiate the converted signal, i.e. apply to the differentiating circuit. From the analysis of these dependencies it follows that the position of the left and right slopes can be changed along the frequency axis by changing the constant bias voltage. In addition, this is possible by connecting a capacitor in parallel or inductance in series to a non-linear element. Changing the position of the slopes is also possible by choosing the type of non-linear element. The choice is made in such a way that the left or right slopes of the dependence of one of the complex elements of the conductivity matrix on the frequency coincides with the frequency of the carrier wave of the phase-modulated signals.

Входной модулированный высокочастотный сигнал Sвх и преобразованный с помощью демодулятора высокочастотный сигнал (до фильтра нижних частот) Sвых связаны между собой следующим образом: Sвых=S21Sвх, где под входным и выходным сигналом подразумевается входное и выходное напряжения; S21 - коэффициент передачи.The input modulated high-frequency signal S in and the high-frequency signal transformed by a demodulator (before the low-pass filter) S out are interconnected as follows: S out = S 21 S in , where the input and output signal means the input and output voltages; S 21 - gear ratio.

Рассмотрим фазомодулированные колебания в двух состояниях, характеризуемых крайними значениями диапазона изменения амплитуды АФМС на нелинейном элементе.Consider phase-modulated oscillations in two states characterized by extreme values of the amplitude range of the AFMS on a nonlinear element.

Запишем указанные физические величины в двух состояниях в комплексной форме

Figure 00000059
Figure 00000060
(модуль АФМС в двух состояниях различен);
Figure 00000061
Таким образом на выходе высокочастотной части демодулятора модули коэффициента передачи и входного сигнала перемножаются, а их фазы складываются. Выходные напряжения в двух состояниях связаны между собой следующим образом:We write the indicated physical quantities in two states in complex form
Figure 00000059
Figure 00000060
(AFMS module in two states is different);
Figure 00000061
Thus, at the output of the high-frequency part of the demodulator, the transmission coefficient and input signal modules are multiplied, and their phases are added up. The output voltages in two states are interconnected as follows:

Figure 00000062
Figure 00000062

Поскольку модуль входного ФМС не зависит от изменения его фазы и частоты, то введем обозначение

Figure 00000063
Для уменьшения фазовых искажений целесообразно положить
Figure 00000064
Since the input FMS module does not depend on changes in its phase and frequency, we introduce the notation
Figure 00000063
To reduce phase distortion, it is advisable to put
Figure 00000064

Введем обозначения: We introduce the following notation:

Figure 00000065
Figure 00000065

Figure 00000066
Figure 00000066

Figure 00000067
Figure 00000067

Отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора m21 связано с глубиной амплитудной модуляции АФМС следующим образом:

Figure 00000068
или
Figure 00000069
Figure 00000070
и
Figure 00000071
- это модули коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора в первом и втором состояниях;
Figure 00000072
- фазы входного ФМС в двух крайних его состояниях.The ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator m 21 is related to the depth of amplitude modulation of the AFMS as follows:
Figure 00000068
or
Figure 00000069
Figure 00000070
and
Figure 00000071
- these are the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator in the first and second states;
Figure 00000072
- phases of the input FMS in its two extreme states.

Если частота несущего колебания выбрана указанным выше образом или, наоборот, положение левого или правого склона выбрана указанным образом, то в этих двух крайних состояниях, соответствующих крайним значениям амплитуды АФМС, которым соответствуют крайние значения частоты АФМС. Пусть, кроме того, комплексные сопротивления высокочастотной нагрузки zн1,н2=rн1,н2+jxн1,н2 и источника сигнала z01,02=r01,02+jx01,02 на крайних значениях частоты АФМС известны.If the frequency of the carrier oscillation is selected as indicated above, or, conversely, the position of the left or right slope is selected as indicated, then in these two extreme states corresponding to the extreme values of the AFMS amplitude, which correspond to the extreme values of the AFMS frequency. Suppose, in addition, the complex resistances of the high-frequency load z n1, n2 = r n1, n2 + jx n1, n2 and the signal source z 01.02 = r 01.02 + jx 01.02 at the extreme frequencies of the AFMS are known.

Также известны матрицы проводимостей

Figure 00000073
транзистора в двух состояниях:Conductivity matrices are also known.
Figure 00000073
transistor in two states:

где

Figure 00000075
Figure 00000076
Figure 00000077
Figure 00000078
Where
Figure 00000075
Figure 00000076
Figure 00000077
Figure 00000078

Матрице проводимостей (1) соответствует классическая матрица передачи (Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с.);The conductivity matrix (1) corresponds to the classical transmission matrix (Feldstein A.L., Yavich L.R. Synthesis of four-terminal and eight-terminal on a microwave. M .: Communication, 1965. 40 S.);

Figure 00000079
Figure 00000079

где

Figure 00000080
Where
Figure 00000080

Резистивный четырехполюсник описывается матрицей передачи:The resistive four-terminal is described by the transfer matrix:

Figure 00000081
Figure 00000081

где

Figure 00000082
Figure 00000083
Figure 00000084
a, b, c, d - элементы классической матрицей передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р.Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с.].Where
Figure 00000082
Figure 00000083
Figure 00000084
a, b, c, d - elements of the classical transfer matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Synthesis of four-terminal and eight-terminal on microwave. M.: Communication, 1965. 40 p.].

Эквивалентная схема демодулятора представляется в виде четырех каскадно-соединенных четырехполюсников (фиг.2).The equivalent circuit of the demodulator is presented in the form of four cascade-connected four-terminal networks (figure 2).

Общая нормированная классическая матрица передачи демодулятора имеет вид:The general normalized classical demodulator transmission matrix has the form:

Figure 00000085
Figure 00000085

Используя известную связь элементов матрицы рассеяния [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с.], получим выражение для коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора

Figure 00000086
в двух состояниях транзистора:Using the well-known connection of the elements of the scattering matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1965. 40 pp.], We obtain an expression for the transmission coefficient of the high-frequency part of the demodulator
Figure 00000086
in two states of the transistor:

Figure 00000087
Figure 00000087

где

Figure 00000088
Figure 00000089
Where
Figure 00000088
Figure 00000089

Figure 00000090
Figure 00000090

Figure 00000091
Figure 00000091

Figure 00000092
Figure 00000092

Figure 00000093
Figure 00000093

Пусть требуется определить схему резистивного четырехполюсника и значения параметров резистивных элементов двухполюсников, входящих в него, при которых возможно обеспечить заданный закон изменения коэффициента передачи (1) при принятых обозначениях.Let it be required to determine the resistive four-terminal circuit and the values of the parameters of the resistive elements of the two-terminal circuits included in it, at which it is possible to provide a given law of change in the transmission coefficient (1) with the accepted notation.

Подставим (6) в выражение (1) и разделив между собой действительную и мнимую части получим для первого состояния, определяемого одним из крайних значений амплитуды и соответствующей крайней частотой АФМС, систему двух уравнений:Substituting (6) into expression (1) and separating the real and imaginary parts from each other, we obtain for the first state determined by one of the extreme values of the amplitude and the corresponding extreme frequency AFMS, a system of two equations:

Figure 00000094
Figure 00000094

Figure 00000095
Figure 00000095

Figure 00000096
Figure 00000096

Figure 00000097
Figure 00000097

Figure 00000098
Figure 00000098

Figure 00000099
Figure 00000099

где

Figure 00000100
Figure 00000101
Figure 00000102
Figure 00000103
Figure 00000104
Figure 00000105
Where
Figure 00000100
Figure 00000101
Figure 00000102
Figure 00000103
Figure 00000104
Figure 00000105

После денормировки коэффициента передачи (6) путем умножения на

Figure 00000106
последнее выражение изменяется а1=rн1, b1=xн1:After denormalizing the transmission coefficient (6) by multiplying by
Figure 00000106
the last expression changes a 1 = r n1 , b 1 = x n1 :

Figure 00000107
Figure 00000108
Figure 00000107
Figure 00000108

Денормированный коэффициент передачи связан с физически реализуемой передаточной функцией следующим образом

Figure 00000109
The denormalized transmission coefficient is associated with a physically feasible transfer function as follows
Figure 00000109

Решение системы (7) имеет вид взаимосвязей между элементами классической матрицы передачи четырехполюсника:The solution to system (7) has the form of interconnections between the elements of the classical quadrupole transmission matrix:

Figure 00000110
Figure 00000111
Figure 00000110
Figure 00000111

где

Figure 00000112
Where
Figure 00000112

Figure 00000113
Figure 00000113

Figure 00000114
Figure 00000115
Figure 00000116
Figure 00000114
Figure 00000115
Figure 00000116

Проводя аналогичные рассуждения для второго состояния, определяемого другим крайним значением амплитуды и соответствующей крайним значением частоты АФМС, получим следующие взаимосвязи между элементами классической матрицы передачи четырехполюсника:Carrying out similar considerations for the second state, determined by the other extreme value of the amplitude and the corresponding extreme value of the AFMS frequency, we obtain the following relationships between the elements of the classical four-terminal transmission matrix:

Figure 00000117
Figure 00000118
Figure 00000117
Figure 00000118

где

Figure 00000119
Where
Figure 00000119

Figure 00000120
Figure 00000120

Figure 00000121
Figure 00000122
Figure 00000123
Figure 00000121
Figure 00000122
Figure 00000123

Figure 00000124
Figure 00000125
Figure 00000124
Figure 00000125

Поскольку элементы матрицы передачи четырехполюсника (8) и (9) описывают один и тот же четырехполюсник, то указанные выражения должны быть попарно равны. Из этих равенств вытекает, что все оставшиеся свободные в (8) и (9) элементы матрицы передачи должны определяться с помощью следующих выражений:Since the elements of the transfer matrix of the four-terminal network (8) and (9) describe the same four-terminal network, these expressions must be equal in pairs. From these equalities it follows that all the remaining free elements of the transfer matrix in (8) and (9) should be determined using the following expressions:

Figure 00000126
Figure 00000127
Figure 00000126
Figure 00000127

где

Figure 00000128
Where
Figure 00000128

Figure 00000129
Figure 00000129

Figure 00000130
Figure 00000130

Figure 00000131
Figure 00000131

Figure 00000132
Figure 00000132

Figure 00000133
Figure 00000133

Величина K имеет физический смысл частотного качества или добротности нелинейного элемента с учетом сопротивлений источника сигнала на двух частотах. Частотные качества определяют меру различия элементов матрицы проводимостей нелинейного элемента на двух частотах.The value K has the physical meaning of the frequency quality or quality factor of a nonlinear element, taking into account the resistance of the signal source at two frequencies. Frequency qualities determine the measure of difference in the conductivity matrix elements of a nonlinear element at two frequencies.

Анализ показывает, что элементы резистивного четырехполюсника должны определяться из решения системы четырех уравнений - (8) или (9) и (10). Таким образом, все четыре элемента матрицы передачи четырехполюсника оказываются строго заданными. Для того чтобы они определяли физически реализуемый четырехполюсник, должно выполняться свойство взаимности четырехполюсника [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с.], которое в наших обозначениях имеет вид: d2(α-βγ}=1, из которого следуют ограничения на величину модуля коэффициента передачи в первом состоянии управляемого элемента:The analysis shows that the elements of the resistive four-terminal should be determined from the solution of the system of four equations - (8) or (9) and (10). Thus, all four elements of the quadripole transfer matrix are strictly given. In order for them to determine the physically realizable four-terminal, the reciprocity property of the four-terminal should be fulfilled [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Svyaz, 1965. 40 p.], Which in our notation has the form: d 2 (α-βγ} = 1, from which the restrictions on the magnitude of the coefficient of transmission coefficient in the first state of the controlled element follow:

Figure 00000134
Figure 00000134

где

Figure 00000135
.Where
Figure 00000135
.

Использованные условия описывают свойство взаимности. Поэтому достаточно выполнения любых трех из четырех уравнений. Четвертое уравнение оказывается зависимым от остальных.The conditions used describe the reciprocity property. Therefore, the fulfillment of any three of the four equations is sufficient. The fourth equation is dependent on the rest.

Таким образом, количество резистивных двухполюсников, из которых формируется четырехполюсник, должно быть равным не менее трем. Значения параметров этих двухполюсников определяются путем решения любых трех уравнений из указанных четырех уравнений. При этих значениях параметров в первом состоянии будут реализованы значение m2 (11), а во втором состоянии - заданное значение m1. В результате будут реализованы требуемые уровни амплитуды АФМС в двух состояниях, что способствует повышению помехоустойчивости приемника. Необходимо отметить, что в случае равенства частотного качества нелинейного элемента частотному качеству источника сигнала число необходимых параметров уменьшается на единицу. Частотное качество источника сигнала определяется следующим образом:Thus, the number of resistive two-terminal, from which the four-terminal is formed, must be equal to at least three. The values of the parameters of these two-terminal devices are determined by solving any three equations from these four equations. With these parameter values in the first state, the value m 2 (11) will be realized, and in the second state, the set value m 1 will be realized. As a result, the required AFMS amplitude levels in two states will be realized, which helps to increase the noise immunity of the receiver. It should be noted that if the frequency quality of the nonlinear element is equal to the frequency quality of the signal source, the number of necessary parameters decreases by one. The frequency quality of the signal source is determined as follows:

Figure 00000136
Figure 00000136

Данный случай является частным и здесь не рассматривается.This case is special and is not considered here.

В соответствии с указанным алгоритмом были синтезированы (определены выражения для оптимальных значений сопротивлений резистивных двухполюсников) простейшие схемы четырехполюсника из не менее чем трех резисторов. Матрицы передачи исследуемых четырехполюсников получены из работы [Гуревич И.В. Основы расчета радиотехнических цепей (линейные цепи при гармонических воздействиях). М.: Связь, 1975, 30-34 с.].In accordance with the indicated algorithm, the simplest circuits of at least three resistors were synthesized (expressions were determined for the optimal resistance values of resistive two-terminal devices). The transfer matrices of the studied quadripoles were obtained from [Gurevich I.V. Fundamentals of the calculation of radio circuits (linear circuits with harmonic influences). M .: Communication, 1975, 30-34 p.].

Для схемы в виде двух каскадно-соединенных Г-образных соединений четырех резистивных двухполюсников (фиг.3):For the circuit in the form of two cascade-connected L-shaped connections of four resistive bipolar (Fig. 3):

Figure 00000137
Figure 00000138
Figure 00000139
Figure 00000137
Figure 00000138
Figure 00000139

Свободно выбираемое сопротивление r1 обеспечивает физическую реализуемость сопротивлений r2, r3, r4, т.е. их положительность.The freely selectable resistance r 1 provides the physical realizability of the resistances r 2 , r 3 , r 4 , i.e. their positivity.

Для схемы в виде двух каскадно-соединенных

Figure 00000047
-образных соединений четырех резистивных двухполюсников (фиг.4):For a circuit in the form of two cascade-connected
Figure 00000047
-shaped connections of four resistive bipolar (Fig. 4):

Figure 00000140
Figure 00000141
Figure 00000142
Figure 00000140
Figure 00000141
Figure 00000142

Свободно выбираемое сопротивление r4 обеспечивает физическую реализуемость сопротивлений r1, r2, r3, т.е. их положительность.Freely selectable resistance r 4 provides the physical feasibility of the resistance r 1 , r 2 , r 3 , i.e. their positivity.

Для схемы в виде двух каскадно-соединенных П-образного соединения трех резистивных двухполюсников и

Figure 00000047
-образного соединения двух резистивных двухполюсников (фиг.5):For a circuit in the form of two cascade-connected U-shaped connections of three resistive bipolar and
Figure 00000047
-shaped connection of two resistive bipolar (Fig. 5):

Figure 00000143
Figure 00000144
Figure 00000143
Figure 00000144

Figure 00000145
Figure 00000145

Свободно выбираемые сопротивления r3 и r5 обеспечивают физическую реализуемость сопротивлений r1, r2, r4, т.е. их положительность.Freely selectable resistances r 3 and r 5 provide the physical realizability of the resistances r 1 , r 2 , r 4 , i.e. their positivity.

Для схемы в виде несимметричного перекрытого Т-образного соединения четырех резистивных двухполюсников (фиг.6):For a circuit in the form of an asymmetric overlapped T-shaped connection of four resistive two-terminal devices (Fig.6):

Figure 00000146
Figure 00000147
Figure 00000148
Figure 00000146
Figure 00000147
Figure 00000148

Свободно выбираемое сопротивление r3 обеспечивает физическую реализуемость сопротивлений r1, r2, r4, т.е. их положительность.Freely selectable resistance r 3 provides the physical realizability of the resistances r 1 , r 2 , r 4 , i.e. their positivity.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство демодуляции ФМС, обеспечивающее заданные уровни амплитуды АФМС в двух крайних состояниях, соответствующих крайним значениям частоты ФМС, и состоящее из нелинейного трехполюсного элемента, включенного между выходом резистивного четырехполюсника и высокочастотной нагрузкой по схеме с общим эмиттером, базой или коллектором, причем четырехполюсник выполнен в виде двух каскадно-соединенных Г-образных соединений четырех резистивных двухполюсников (в виде двух каскадно-соединенных

Figure 00000047
-образных соединений четырех резистивных двухполюсников, в виде двух каскадно-соединенных П-образных соединений трех резистивных двухполюсников и
Figure 00000047
-образного соединения двух резистивных двухполюсников, в виде несимметричного перекрытого Т-образного соединения четырех резистивных двухполюсников), параметры которых определены по соответствующим математическим выражениям. При этом значение модуля коэффициента передачи в первом состоянии выбрано оптимальным по критерию обеспечения физической реализуемости. В обоих состояниях нелинейного элемента значения модулей коэффициентов передачи контролируются.The proposed technical solutions are new, since the FMS demodulation device that provides the specified AFMS amplitude levels in the two extreme states corresponding to the extreme values of the FMS frequency, and consisting of a nonlinear three-pole element connected between the output of the resistive four-terminal and high-frequency load according to the scheme with a common emitter, base or collector, and the four-terminal is made in the form of two cascade-connected L-shaped connections of four resistors two-terminal networks (in the form of two cascade-connected
Figure 00000047
-shaped connections of four resistive bipolar, in the form of two cascade-connected U-shaped connections of three resistive bipolar and
Figure 00000047
-shaped connection of two resistive two-terminal networks, in the form of an asymmetric blocked T-shaped connection of four resistive two-terminal networks), the parameters of which are determined by the corresponding mathematical expressions. In this case, the value of the transmission coefficient modulus in the first state is selected optimal according to the criterion of ensuring physical feasibility. In both states of the nonlinear element, the values of the transmission coefficient modules are monitored.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника резистивным в виде четырех указанных выше схем с выбором значений их параметров из условия обеспечения заданных уровней амплитуды АФМС в двух состояниях, соответствующих крайним значениям частоты ФМС, осуществляет преобразование ФМС в АФМС без наличия источника опорного сигнала и колебательного контура.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the claimed sequence of operations (the execution of a four-terminal network as resistive in the form of the four above-mentioned circuits with the choice of their parameter values from the condition of ensuring the specified AFMS amplitude levels in two states corresponding to the extreme values of the FMS frequency, converts the FMS to AFMS without the presence of a reference signal source and oscillatory Contours.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые транзисторы и резисторы, сформированные в заявленную схему резистивного четырехполюсника в виде перечисленных схем соединения двухполюсников. Значения параметров резисторов однозначно могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since semiconductor transistors and resistors commercially available from the industry that are formed into the claimed resistive four-terminal circuit in the form of the listed two-terminal connection schemes can be used for their implementation. The values of the parameters of the resistors can be uniquely determined using the mathematical expressions given in the claims.

Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей коэффициентов передачи демодулятора в двух состояниях нелинейного элемента, соответствующих крайним значениям частоты ФМС, что способствует достижению требуемых значений амплитуд АФМС в указанных состояниях, т.е. повышению помехоустойчивости.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide the specified values of the moduli of the transmission coefficients of the demodulator in two states of the nonlinear element corresponding to the extreme values of the FMS frequency, which helps to achieve the required values of the amplitudes of the AFMS in these states, increase noise immunity.

Claims (5)

1. Устройство демодуляции фазомодулированных сигналов, включенное между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящее из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал, четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, отличающееся тем, что в качестве нелинейного элемента использован трехполюсный элемент, преобразователь фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал выполнен в виде этого нелинейного элемента, тип которого выбран таким образом, что левый или правый склоны зависимости одного из комплексных элементов его матрицы проводимостей от частоты совпадали с частотой несущего колебания фазомодулированных сигналов, нелинейный элемент включен между четырехполюсником и введенной высокочастотной нагрузкой по схеме с общим эмиттером, базой или коллектором, при выборе левого склона указанной зависимости в качестве низкочастотной нагрузки использована дифференцирующая цепь, а при выборе правого склона - интегрирующая цепь, четырехполюсник выполнен из числа резистивных двухполюсников, не меньшего трех, значения параметров которых выбраны из условия обеспечения требуемых значений амплитуд в двух состояниях и глубины амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала путем использования следующих математических выражений:1. A device for demodulating phase-modulated signals connected between a source of phase-modulated signals and a low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal, a four-terminal device, a nonlinear element, a low-pass filter, characterized in that a three-pole element, a phase-modulated converter is used as a nonlinear element signals in the amplitude-phase-modulated signal is made in the form of this nonlinear element, the type of which is selected so that the left or right slopes of one of the complex elements of its conductivity matrix as a function of frequency coincide with the frequency of the carrier wave of the phase-modulated signals, the nonlinear element is connected between the four-terminal and the high-frequency load introduced according to the scheme with a common emitter, base, or collector, when choosing the left slope of the indicated dependence, a differentiating circuit was used as a low-frequency load, and when choosing the right slope, an integrating circuit was used, the four-terminal network is made of two-terminal resistive, not less than three, the parameter values are selected to provide the required values of the amplitudes in the two conditions and the depth of amplitude modulation of the amplitude-phase-modulated signal by using the following mathematical expression:
Figure 00000149
Figure 00000150
Figure 00000149
Figure 00000150
Figure 00000151
Figure 00000152
Figure 00000151
Figure 00000152
 где
Figure 00000153
Figure 00000154
Figure 00000155
a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника;Where
Figure 00000153
Figure 00000154
Figure 00000155
a, b, c, d - elements of the classical quadrupole transmission matrix;
Figure 00000156
Figure 00000156
Figure 00000157
Figure 00000157
Figure 00000158
Figure 00000158
Figure 00000159
Figure 00000159
Figure 00000160
Figure 00000160
Figure 00000161
Figure 00000161
Figure 00000162
Figure 00000162
Figure 00000163
Figure 00000164
Figure 00000165
Figure 00000163
Figure 00000164
Figure 00000165
Figure 00000166
Figure 00000166
Figure 00000167
Figure 00000167
Figure 00000168
Figure 00000169
Figure 00000170
Figure 00000168
Figure 00000169
Figure 00000170
Figure 00000171
Figure 00000171
Figure 00000172
Figure 00000172
Figure 00000173
Figure 00000174
Figure 00000173
Figure 00000174
Figure 00000175
Figure 00000176
Figure 00000175
Figure 00000176
Figure 00000177
Figure 00000177
Figure 00000178
Figure 00000178
Figure 00000179
Figure 00000179
Figure 00000180
Figure 00000180
Figure 00000181
Figure 00000182
Figure 00000183
Figure 00000181
Figure 00000182
Figure 00000183
Figure 00000184
или
Figure 00000185
Figure 00000184
or
Figure 00000185
Figure 00000186
Figure 00000187
Figure 00000188
Figure 00000189
- заданные элементы матрицы проводимости управляемого трехполюсного элемента в двух состояниях (I и II), определяемых двумя крайними значениями частоты входного фазомодулированного сигнала; m21 I'II - значения модулей коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора в двух состояниях входного сигнала, характеризуемых двумя крайними значениями частоты фазомодулированного сигнала; mвх - постоянное значение модуля входного сигнала; φвх I,II - значения фаз входного сигнала в двух его состояниях, характеризуемых двумя крайними значениями частоты фазомодулированного сигнала; m21, M21 - отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора в двух состояниях входного сигнала и глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; zн1,н2=rн1,н2+jxн1,н2, z01,02=r01,02+jx01,02 - заданные комплексные сопротивления высокочастотной нагрузки и источника фазомодулированного сигнала в двух его состояниях.
Figure 00000186
Figure 00000187
Figure 00000188
Figure 00000189
- the specified elements of the conductivity matrix of the controlled three-pole element in two states ( I and II ), determined by the two extreme frequency values of the input phase-modulated signal; m 21 I ' II - values of the transmission coefficient moduli of the high-frequency part of the demodulator in two states of the input signal, characterized by two extreme frequency values of the phase-modulated signal; m I - constant value of the input signal module; Rin φ I, II - Input signal phase values in its two states, characterized by two extreme values of the phase modulated frequency signal; m 21 , M 21 is the ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator in two states of the input signal and the amplitude modulation depth of the amplitude-phase modulated signal; z n1, n2 = r n1, n2 + jx n1, n2 , z 01.02 = r 01.02 + jx 01.02 are the specified complex resistances of the high-frequency load and the source of the phase-modulated signal in its two states. 2. Устройство демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1, отличающееся тем, что резистивный четырехполюсник выполнен в виде двух каскадно-соединенных Г-образных соединений четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников, составляющих первое Г-образное соединение, и резистивные сопротивления r3, r4 двухполюсников, составляющих второе Г-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:2. The device for demodulating phase-modulated signals according to claim 1, characterized in that the resistive four-terminal is made in the form of two cascade-connected L-shaped connections of four resistive two-terminal, resistive r 1 , r 2 two-terminal, making up the first L-shaped connection, and resistive the resistance r 3 , r 4 of the two-terminal circuits that make up the second L-shaped connection are selected using the following mathematical expressions:
Figure 00000190
Figure 00000191
Figure 00000192
Figure 00000190
Figure 00000191
Figure 00000192
 где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значение сопротивления r1 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r2, r3, r4.where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the value of resistance r 1 is selected from the conditions for ensuring the physical feasibility of the resistance r 2 , r 3 , r 4 . 3. Устройство демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1, отличающееся тем, что резистивный четырехполюсник выполнен в виде двух каскадно-соединенных
Figure 00000193
-образных соединений четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2 двухполюсников, составляющих первое
Figure 00000193
-образное соединение, и резистивные сопротивления r3, r4 двухполюсников, составляющих второе
Figure 00000193
-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:3. The device for demodulating phase-modulated signals according to claim 1, characterized in that the resistive four-terminal is made in the form of two cascade-connected
Figure 00000193
-shaped connections of four resistive bipolar, resistive r 1 , r 2 bipolar, constituting the first
Figure 00000193
-shaped connection, and resistors r 3 , r 4 of the two-terminal circuits that make up the second
Figure 00000193
-shaped connection, selected using the following mathematical expressions:
Figure 00000194
Figure 00000195
Figure 00000196
Figure 00000194
Figure 00000195
Figure 00000196
 где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значение сопротивления r4 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r2, r3.where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the value of resistance r 4 is selected from the condition of ensuring the physical feasibility of the resistance r 1 , r 2 , r 3 . 4. Устройство демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1, отличающееся тем, что резистивный четырехполюсник выполнен в виде двух каскадно-соединенных П-образного соединения трех резистивных двухполюсников и
Figure 00000193
-образного соединения двух резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3 двухполюсников, составляющих П-образное соединение, и резистивные сопротивления r4, r5 двухполюсников, составляющих
Figure 00000193
-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:4. The device for demodulating phase-modulated signals according to claim 1, characterized in that the resistive four-terminal is made in the form of two cascade-connected U-shaped connection of three resistive two-terminal and
Figure 00000193
-shaped connection of two resistive bipolar, resistive r 1 , r 2 , r 3 bipolar, making up the U-shaped connection, and resistive r 4 , r 5 bipolar,
Figure 00000193
-shaped connection, selected using the following mathematical expressions:
Figure 00000197
Figure 00000198
Figure 00000197
Figure 00000198
Figure 00000199
Figure 00000199
 где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значения сопротивлений r3 и r5 выбираются из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r2, r4.where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the values of the resistances r 3 and r 5 are selected from the conditions for ensuring the physical realizability of the resistances r 1 , r 2 , r 4 . 5. Устройство демодуляции фазомодулированных сигналов по п.1, отличающееся тем, что резистивный четырехполюсник выполнен в виде несимметричного перекрытого Т-образного соединения четырех резистивных двухполюсников, резистивные сопротивления r1, r2, r3, r4 двухполюсников, составляющих перекрытое Т-образное соединение, выбраны с помощью следующих математических выражений:5. The device for the demodulation of phase-modulated signals according to claim 1, characterized in that the resistive four-terminal is made in the form of an asymmetric blocked T-shaped connection of four resistive two-terminal, resistive r 1 , r 2 , r 3 , r 4 two-terminal components of an overlapped T-shaped compound selected using the following mathematical expressions:
Figure 00000200
Figure 00000201
Figure 00000202
Figure 00000200
Figure 00000201
Figure 00000202
 где α, β, γ, d и остальные обозначения имеют тот же смысл, что и в п.1; значение сопротивления r3 выбирается из условия обеспечения физической реализуемости сопротивлений r1, r2, r4.where α, β, γ, d and the remaining notation have the same meaning as in claim 1; the value of resistance r 3 is selected from the condition of ensuring the physical feasibility of the resistance r 1 , r 2 , r 4 .
RU2007108425/09A 2007-03-06 2007-03-06 Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals RU2341879C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2007108425/09A RU2341879C1 (en) 2007-03-06 2007-03-06 Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2007108425/09A RU2341879C1 (en) 2007-03-06 2007-03-06 Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2007108425A RU2007108425A (en) 2008-09-20
RU2341879C1 true RU2341879C1 (en) 2008-12-20

Family

ID=39867431

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2007108425/09A RU2341879C1 (en) 2007-03-06 2007-03-06 Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2341879C1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2483436C2 (en) * 2011-04-20 2013-05-27 Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
БАСКАКОВ С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высшая школа, 1988, с.291. ГОЛОВКОВ А.А. и др. Взаимосвязи между элементами матрицы сопротивлений и их использование для синтеза согласующе-фильтрующих устройств амплитудно-фазовых манипуляторов. - Телекоммуникации, 2004, №8, с.29-32. *
БУГА Н.Н. и др. Радиоприемные устройства. - М.: Радио и связь, 1986, 145. *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2483436C2 (en) * 2011-04-20 2013-05-27 Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method

Also Published As

Publication number Publication date
RU2007108425A (en) 2008-09-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2341890C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341882C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341887C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341888C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2366075C1 (en) Method and device to demodulate amplitude-modulated rf-signals
RU2371835C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2341886C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341883C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341880C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation
RU2341879C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2366076C1 (en) Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end
RU2341884C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2371837C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2369005C1 (en) Method of demodulation of amplitude-modulated radio-frequency sygnals and device to this effect
RU2371836C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2341881C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation
RU2341889C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation
RU2371834C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2341885C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation
RU2341877C1 (en) Method for demodulation of amplitude-modulated radio frequency signals and devices for its realisation
RU2351060C2 (en) Method of demodulating amplitude-modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2487463C1 (en) Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2371838C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2367085C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2483430C2 (en) Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20090307