RU2371836C1 - Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end - Google Patents

Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end Download PDF

Info

Publication number
RU2371836C1
RU2371836C1 RU2008111256/09A RU2008111256A RU2371836C1 RU 2371836 C1 RU2371836 C1 RU 2371836C1 RU 2008111256/09 A RU2008111256/09 A RU 2008111256/09A RU 2008111256 A RU2008111256 A RU 2008111256A RU 2371836 C1 RU2371836 C1 RU 2371836C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
phase
frequency
amplitude
modulated signal
low
Prior art date
Application number
RU2008111256/09A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Александр Афанасьевич Головков (RU)
Александр Афанасьевич Головков
Игорь Игоревич Федюнин (RU)
Игорь Игоревич Федюнин
Original Assignee
Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации filed Critical Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Воронежское высшее военное авиационное инженерное училище (военный институт)" Министерства обороны Российской Федерации
Priority to RU2008111256/09A priority Critical patent/RU2371836C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2371836C1 publication Critical patent/RU2371836C1/en

Links

Images

Abstract

FIELD: physics.
SUBSTANCE: invention can be used for demodulating (DM) phase-shift keyed, as well as phase modulated (PM) signals. Phase modulated signals are demodulated without using a reference oscillation generator and a parallel oscillatory circuit, with conversion of a phase modulated signal to an amplitude-phase (AP) modulated signal using the high-frequency (HF) part of demodulation at given amplitude modulation depth of the amplitude-phase modulated signals on a high-frequency load through provision for the required values of moduli of transmission coefficients in two states of the nonlinear element (NLE). In the method and device, demodulation takes place between the source of phase modulated radio-frequency (RF) signals and a low-frequency (LF) load. Demodulation takes place using a four-terminal network (FTN), a bipolar nonlinear element, and a low-pass filter (LPF). The phase-modulated signal is converted to an amplitude-phase modulated signal. The spectrum of the amplitude-phase modulated signal is decomposed to high- and low-frequency components using the nonlinear element. Using the low-pass filter, the information low-frequency signal is separated, amplitude of which varies according to the law of variation of the phase of the phase modulated input signal. A high-frequency load is connected between the four-terminal network and the low-pass filter. The bipolar nonlinear element is connected between the signal source and the four-terminal network into a transverse circuit. The four-terminal network is made from at least three reactive impedors, parametre values of which are chosen such that, the left slope of the amplitude-frequency curve (AFC) is formed, by providing for the required value of the modulus m2 of the transmission coefficient of the high-frequency part of demodulation in the second state of the nonlinear element, defined by one of the extreme values of the amplitude of the amplitude-phase modulated signal. To convert the phase modulated signal to an amplitude-phase modulated signal, the phase modulated signal is transmitted to the left-side slope of the amplitude-frequency curve. The low-frequency component of the amplitude-phase modulated signal is transmitted to an integrating circuit.
EFFECT: increased noise immunity of the receiver.
2 cl, 4 dwg

Description

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для демодуляции фазоманипулированных, а также фазомодулированных сигналов.The invention relates to radio communications and can be used to demodulate phase-shifted as well as phase-modulated signals.

Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем, с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two non-linear elements simultaneously fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on non-linear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.

Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which changes in accordance with the law of phase change of the high-frequency PMS, it is necessary to have a reference oscillator.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является устройство демодуляции фазомодулированных сигналов, выполненное в виде частотного детектора, состоящего из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя частотно-модулированного сигнала (ЧМС) в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС) в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a device for the demodulation of phase-modulated signals, made in the form of a frequency detector, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a converter of a frequency-modulated signal (HMS) into an amplitude-frequency-modulated signal (AFMS) in in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using a frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional selection of signal and interference. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation.

Недостаток устройства состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС глубина амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительной по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Другим недостатком является дополнительное наличие колебательного контура для преобразования ФМС в АФМС. Этот недостаток связан с тем, что классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.The disadvantage of this device is that after converting the FMS to AFMS, the depth of amplitude modulation of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in size, which impairs noise immunity [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. Another disadvantage is the additional presence of an oscillatory circuit for converting FMS to AFMS. This drawback is due to the fact that the classical theory of radio circuits assumes that the nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore does not react to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with an increase in frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.

Техническим результатом изобретения является обеспечение демодуляции ФМС без использования генератора опорных колебаний и параллельного колебательного контура с преобразованием ФМС в АФМС с помощью высокочастотной части демодулятора при заданной глубине амплитудной модуляции АФМС на высокочастотной нагрузке путем обеспечения требуемых значений модулей коэффициентов передачи в двух состояниях нелинейного элемента, что повышает помехоустойчивость приемника.The technical result of the invention is to provide FMS demodulation without using a reference oscillation generator and a parallel oscillatory circuit with FMS to AFMS conversion using the high-frequency part of the demodulator at a given depth of amplitude modulation of the AFMS on a high-frequency load by providing the required values of the transmission coefficient modules in two states of a nonlinear element, which increases noise immunity of the receiver.

1. Указанный результат достигается тем, что в способе демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящем в том, что демодулятор включают между источником радиочастотных фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и выполняют его из четырехполюсника, двухполюсного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала, дополнительно между четырехполюсником и фильтром нижних частот включают высокочастотную нагрузку, двухполюсный нелинейный элемент включают между источником сигнала и четырехполюсником в поперечную цепь, четырехполюсник выполняют из числа реактивных двухполюсников, не меньшего трех, значения параметров которых выбраны из условия формирования левого склона амплитудно-частотной характеристики путем обеспечения требуемого значения модуля m2 коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора во втором состоянии нелинейного элемента, определяемого одним из крайних значений амплитуды амплитудно-фазомодулированного сигнала, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем подачи фазомодулированного сигнала на левый склон амплитудно-частотной характеристики, значение модуля w1 коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора в первом состоянии нелинейного элемента выбирают из условия физической реализуемости четырехполюсника, низкочастотную составляющую амплитудно-фазомодулированного сигнала подают на интегрирующую цепь, при этом указанные условия реализуются с помощью следующих математических выражений:1. The specified result is achieved by the fact that in the method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that the demodulator is turned on between the source of the radio-frequency phase-modulated signals and the low-frequency load, and it is made of a four-terminal, two-pole non-linear element, a low-pass filter, the phase-modulated signal is converted to amplitude-phase-modulated a signal, using a nonlinear element, destroys the spectrum of the amplitude-phase modulated signal into high-frequency and low-frequency components Using a low-pass filter, an information low-frequency signal is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal, in addition, a high-frequency load is included between the four-terminal and the low-pass filter, the two-pole non-linear element is connected between the signal source and the four-terminal in the transverse circuit, the four-terminal is made of the number of reactive bipolar, at least three, the values of the parameters of which are selected from the conditions for the formation of the left clone and the amplitude-frequency characteristic by providing the desired values of the modulus m 2 transmission coefficient of the high frequency part of the demodulator in the second state the nonlinear element defined by one of the extreme values of the amplitude of the amplitude-phase-modulated signal, converting the phase-modulated signal in the amplitude-phase-modulated signal is performed by applying the phase-modulated signal on left slope amplitude-frequency characteristics, the value of the module w 1 the transmission coefficient of the high-frequency part of the dem the modulator in the first state of the nonlinear element is selected from the condition of physical feasibility of the four-terminal network, the low-frequency component of the amplitude-phase-modulated signal is fed to the integrating circuit, and these conditions are realized using the following mathematical expressions:

Figure 00000001
Figure 00000001

Figure 00000002
Figure 00000003
Figure 00000004
a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; gH1,H2, bH1,H2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нагрузки на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g01, 02, b01, 02 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g1,2, b1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нелинейного элемента на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; M - глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; φ1,2 - заданные фазы фазомодулированного сигнала на двух его крайних частотах.
Figure 00000002
Figure 00000003
Figure 00000004
a, b, c, d - elements of the classical quadrupole transmission matrix; g H1, H2 , b H1, H2 - specified real and imaginary components of the load conductivity at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 01, 02 , b 01, 02 - specified real and imaginary components of the conductivity of the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 1,2 , b 1,2 - specified real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; M is the depth of the amplitude modulation of the amplitude-phase modulated signal; φ 1,2 - the specified phase phase-modulated signal at its two extreme frequencies.

2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов, включенном между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал, четырехполюсника, двухполюсного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, дополнительно между четырехполюсником и фильтром нижних частот включают высокочастотную нагрузку, нелинейный элемент включен между источником сигнала и четырехполюсником в поперечную цепь, четырехполюсник выполнен в виде двойного Г-образного соединения четырех реактивных двухполюсников с сопротивлениями x1, x2, x3, x4, значения которых выбраны из условия формирования левого склона АЧХ путем обеспечения заданного значения модуля коэффициента передачи в одном из состояний нелинейного элемента, определяемого одним из крайних значений частоты амплитудно-фазомодулированного сигнала, с помощью следующих математических выражений:2. This result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals connected between the source of phase-modulated signals and the low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal, a four-terminal device, a two-pole nonlinear element, a low-pass filter, additionally between a four-terminal device and a low-pass filter frequencies include a high-frequency load, a non-linear element is connected between the signal source and the four-terminal in the pop The transfer chain, the four-terminal network is made in the form of a double Г-shaped connection of four reactive two-terminal networks with resistances x 1 , x 2 , x 3 , x 4 , the values of which are selected from the conditions for the formation of the left slope of the frequency response by providing a given value of the coefficient of transmission coefficient in one of the nonlinear states element determined by one of the extreme frequency values of the amplitude-phase-modulated signal, using the following mathematical expressions:

Figure 00000005
Figure 00000005

Figure 00000006
Figure 00000007
Figure 00000008
a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; gH1, H2, bH1, H2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нагрузки на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g01, 02, b01, 02 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g1,2, b1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нелинейного элемента на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; M - глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; φ1,2 - заданные фазы фазомодулированного сигнала на двух его крайних частотах, при этом каждый из двухполюсников сформирован из последовательно соединенных между собой параллельного L1C1 и последовательного L2C2 контуров, причем элементы параллельного контура определяются с помощью следующих математических выражений:
Figure 00000006
Figure 00000007
Figure 00000008
a, b, c, d - elements of the classical quadrupole transmission matrix; g H1, H2 , b H1, H2 - specified real and imaginary components of the load conductivity at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 01, 02 , b 01, 02 - specified real and imaginary components of the conductivity of the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 1,2 , b 1,2 - specified real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; M is the depth of the amplitude modulation of the amplitude-phase modulated signal; φ 1,2 are the specified phases of the phase-modulated signal at its two extreme frequencies, with each of the two-terminal circuits being formed from parallel parallel L 1 C 1 and serial L 2 C 2 circuits, and the elements of the parallel circuit are determined using the following mathematical expressions:

Figure 00000009
Figure 00000009

где ω1,2=2πf1,2; f1,2 - заданные крайние частоты диапазона изменения частоты фазомодулированного сигнала; L2, C2 - значения индуктивности и емкости последовательного контура, заданные из условия обеспечения физической реализуемости значений индуктивности и емкости L1C1, определяемых по вышеуказанным формулам; xk - это реактивное сопротивление k-го двухполюсника (k=1, 2, 3, 4).where ω 1,2 = 2πf 1,2 ; f 1,2 - specified extreme frequencies of the frequency range of the phase-modulated signal; L 2 , C 2 - values of the inductance and capacitance of the series circuit specified from the conditions for ensuring the physical realizability of the values of inductance and capacitance L 1 C 1 determined by the above formulas; x k is the reactance of the k-th two-terminal (k = 1, 2, 3, 4).

На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных радиочастотных сигналов(прототип).Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated RF signals (prototype).

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to claim 2.

На фиг.3 приведена схема четырехполюсника по п.3, входящая в предлагаемое устройство.Figure 3 shows the diagram of the four-terminal network according to claim 3, which is included in the proposed device.

На фиг.4 приведена схема двухполюсников, входящих в схему четырехполюсника, изображенную на фиг.3.Figure 4 shows a diagram of the two-terminal network included in the four-terminal circuit shown in figure 3.

Устройство-прототип содержит источник 1 фазомодулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительную емкость 5 на элементе Cp и низкочастотную нагрузку 6 на элементах RH, CH.The prototype device contains a source 1 of phase-modulated signals, a four-terminal 2, a nonlinear element 3, a low-pass filter 4 on the elements R, C, a separation capacitance 5 on the element C p and a low-frequency load 6 on the elements R H , C H.

Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated signals (prototype) is as follows.

Фазомодулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор из последовательно включенного полупроводникового диода к фильтру нижних частот. Принцип действия устройства, реализующего этот способ, состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушается спектр АФМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. В качестве нагрузки выбирается дифференцирующая цепь, если входной ФМС подан на правый склон АЧХ контура, или в качестве нагрузки выбирается интегрирующая цепь, если входной ФМС подан на левый склон АЧХ контура. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного амплитудно-модулированного колебания.The phase-modulated signal from source 1 is supplied to the demodulator from a series-connected semiconductor diode to a low-pass filter. The principle of operation of the device that implements this method is that, using a reactive four-terminal 2, which is a parallel oscillatory circuit and connected between the FMS source and the nonlinear element, the FMS is converted into AFMS, using the nonlinear element 3, the AFMS spectrum is destroyed into high-frequency and low-frequency components. The latter are selected using the low-pass filter 4 and fed to the low-frequency load 6. A differentiating circuit is selected as the load if the input FMS is applied to the right slope of the frequency response of the circuit, or an integrating circuit is selected as the load if the input FMS is fed to the left slope of the frequency response of the circuit. The separation tank 5 eliminates the constant component. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency amplitude-modulated oscillation.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что при прохождении ФМС через указанную цепь, после преобразования ФМС в АФМС, глубина амплитудной модуляции последнего является незначительной. Это связано с большой шириной спектра ФМС, т.е. с малой добротностью контура. С другой стороны, чем уже полоса пропускания контура, тем большим искажениям подвергается принятый сигнал.The disadvantage of the method and device for its implementation is that when passing the FMS through the specified circuit, after converting the FMS to AFMS, the depth of the amplitude modulation of the latter is insignificant. This is due to the large width of the FMS spectrum, i.e. with low quality factor of a contour. On the other hand, the narrower the bandwidth of the circuit, the greater the distortion of the received signal.

Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС 1, реактивного четырехполюсника 2, двухполюсного нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6.The high-frequency part of the structural diagram of the generalized proposed device according to claim 2 (figure 2) consists of a cascade-connected source of FMS 1, a reactive four-terminal 2, a two-pole nonlinear element 3 and a high-frequency load 7. The low-frequency part of the structural circuit contains a low-pass filter 4, separation capacitance 5 and low frequency load 6.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений параметров классической матрицы передачи четырехполюсника 2 из условий обеспечения заданного значения модуля коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора в одном из состояний нелинейного элемента, определяемого одним из крайних значений частоты ФМС и определения значения модуля коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора в другом состоянии нелинейного элемента (на другой крайней частоте ФМС), формируется левый склон АЧХ, с помощью которого ФМС преобразуется в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции АФМС. Благодаря этому достигается минимум искажений входного сигнала. Одновременно спектр АФМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного в поперечную цепь между источником сигнала и четырехполюсником, фильтр нижних частот 4 выделяет низкочастотную составляющую, постоянная составляющая устраняется с помощью разделительной емкости 5. Так как выбран левый склон указанной зависимости, то в качестве низкочастотной нагрузки используют интегрирующую цепь. В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6. Четырехполюсник выполнен в виде двойного Г- образного соединения четырех реактивных двухполюсников x1(8), x2(9), x3(10), x4(11) (фиг.3). Каждый из двухполюсников выполнен в виде последовательно соединенных между собой параллельного L1, C1 и последовательного L2, C2 контуров (фиг.4). Значения индуктивностей и емкостей выбраны из условия равенства реактивных сопротивлений каждого двухполюсника на двух частотах, соответствующих крайним значениям частот диапазона изменения частоты ФМС. Значения сопротивлений двухполюсников выбраны из условия формирования левого склона АЧХ высокочастотной части демодулятора.The principle of operation of this device is that when supplying the FMS from source 1 with resistance z 0 as a result of a special choice of the values of the parameters of the classical transfer matrix of the two-terminal network 2 from the conditions for ensuring a given value of the transmission coefficient modulus of the high-frequency part of the demodulator in one of the states of a nonlinear element defined by one from the extreme values of the FMS frequency and determining the value of the transmission coefficient modulus of the high-frequency part of the demodulator in another state of the nonlinear element ( at the other extreme frequency of the FMS), the left slope of the frequency response is formed, with which the FMS is converted to AFMS with a given amplitude amplitude modulation depth AFMS. Due to this, a minimum of distortion of the input signal is achieved. At the same time, the AFMS spectrum is destroyed by a nonlinear element 3 included in the transverse circuit between the signal source and the four-terminal network, the low-pass filter 4 selects the low-frequency component, the constant component is eliminated by the dividing capacitance 5. Since the left slope of this dependence is selected, then as the low-frequency load use an integrating circuit. As a result, a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS, is released at a low-frequency load 6. The four-terminal is made in the form of a double Г-shaped connection of four reactive two-terminal devices x 1 (8), x 2 (9), x 3 (10) x 4 (11) (Fig. 3). Each of the two-terminal circuits is made in the form of series-connected parallel parallel L 1 , C 1 and serial L 2 , C 2 circuits (figure 4). The values of inductances and capacitances are selected from the condition that the reactance of each two-terminal device is equal at two frequencies, corresponding to the extreme values of the frequencies of the frequency range of the FMS frequency. The resistance values of the two-terminal circuits are selected from the conditions for the formation of the left slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator.

Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.

Пусть на вход демодулятора воздействует фазомодулированное колебание UФМ(t)=Uнcos[ωнt+φ0+mφcos(Ωt)], где Uн, ωн - амплитуда и частота несущего высокочастотного колебания; mφ - индекс фазовой модуляци; φ0 - начальная фаза; Ω - частота первичного информационного низкочастотного сигнала. Поскольку частота определяется производной от фазы, то одновременно с изменением фазы в фазомодулированном колебании будет происходить изменение частоты по следующему закону:

Figure 00000010
. Поэтому, если ФМС подать на правый склон зависимости комплексного сопротивления нелинейного элемента, включенного в продольную цепь между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой, от частоты, то произойдет преобразование ФМС в АФМС. При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (sin(Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо продифференцировать огибающую преобразованного сигнала, т.е. подать на дифференцирующую цепь. Если ФМС подать на левый склон зависимости комплексной проводимости нелинейного элемента, включенного в продольную цепь между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой, от частоты, то также произойдет преобразование ФМС в АФМС. При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (минус sin(Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо проинтегрировать огибающую преобразованного сигнала, т.е. подать на интегрирующую цепь. Типичные зависимости модулей комплексного сопротивления pin-диода при различных напряжениях смещения от частоты показаны на фиг.7, которые получены на основе анализа определенных авторами аппроксимации схемы pin-диода, приведенной в работе [Уотсон Г. СВЧ-полупроводниковые приборы и их применение. М.: МИР, 1972, стр.304-334]. Из анализа этих зависимостей следует, что положение левого и правого склона можно изменять по частотной оси путем изменения постоянного напряжения смещения. Кроме того, это возможно путем параллельного подключения емкости или последовательно индуктивности к нелинейному элементу. Изменение положения склонов возможно также путем выбора типа нелинейного элемента. Выбор осуществляется таким образом, что левый или правый склоны зависимости его комплексной проводимости от частоты совпадает с частотой несущего колебания фазомодулированных сигналов.Let the phase-modulated oscillation U ФМ (t) = U н cos [ω н t + φ 0 + m φ cos (Ωt)], where U н , ω н - the amplitude and frequency of the carrier high-frequency oscillation, act on the input of the demodulator; m φ — phase modulation index; φ 0 is the initial phase; Ω is the frequency of the primary information low-frequency signal. Since the frequency is determined by the derivative of the phase, then at the same time as the phase changes in the phase-modulated oscillation, the frequency changes according to the following law:
Figure 00000010
. Therefore, if the FMS is applied to the right slope of the dependence of the complex resistance of a nonlinear element included in the longitudinal circuit between the four-terminal and the high-frequency load on the frequency, then the FMS will be converted to AFMS. In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to differentiate the envelope of the converted signal, i.e. apply to the differentiating circuit. If the FMS is applied to the left slope of the dependence of the complex conductivity of a nonlinear element included in the longitudinal circuit between the four-terminal network and the high-frequency load on the frequency, then the FMS will be converted to AFMS. In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (minus sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to integrate the envelope of the converted signal, i.e. apply to the integrating circuit. Typical dependences of the integrated resistance modules of a pin diode at various bias voltages on frequency are shown in Fig. 7, which are obtained on the basis of an analysis of the pin-diode approximation determined by the authors in [Watson G. Microwave Semiconductor Devices and Their Application. M .: MIR, 1972, pp. 304-334]. From the analysis of these dependencies it follows that the position of the left and right slopes can be changed along the frequency axis by changing the constant bias voltage. In addition, this is possible by connecting a capacitor in parallel or inductance in series to a non-linear element. Changing the position of the slopes is also possible by choosing the type of non-linear element. The choice is made in such a way that the left or right slopes of the dependence of its complex conductivity on the frequency coincides with the frequency of the carrier oscillation of the phase-modulated signals.

Входной модулированный высокочастотный сигнал Sвх и преобразованный с помощью демодулятора высокочастотный сигнал (до фильтра нижних частот) Sвых связаны между собой следующим образом: Sвых=S21Sвх ,где под входным и выходным сигналом подразумевается входное и выходное напряжения; S21 - коэффициент передачи.The input modulated high-frequency signal S in and the high-frequency signal transformed by a demodulator (before the low-pass filter) S out are interconnected as follows: S out = S 21 S in , where the input and output signals mean the input and output voltages; S 21 - gear ratio.

Рассмотрим фазомодулированные колебания в двух состояниях, характеризуемых крайними значениями диапазона изменения амплитуды АФМС на нелинейном элементе.Consider phase-modulated oscillations in two states characterized by extreme values of the amplitude range of the AFMS on a nonlinear element.

Запишем указанные физические величины в двух состояниях в комплексной форме

Figure 00000011
;
Figure 00000012
(модуль АФМС в двух состояниях различен);
Figure 00000013
. Таким образом на выходе высокочастотной части демодулятора модули коэффициента передачи и входного сигнала перемножаются, а их фазы складываются. Выходные напряжения в двух состояниях связаны между собой следующим образом:We write the indicated physical quantities in two states in complex form
Figure 00000011
;
Figure 00000012
(AFMS module in two states is different);
Figure 00000013
. Thus, at the output of the high-frequency part of the demodulator, the transmission coefficient and input signal modules are multiplied, and their phases are added up. The output voltages in two states are interconnected as follows:

Figure 00000014
Figure 00000014

Поскольку модуль входного ФМС не зависит от изменения его фазы и частоты, то введем обозначение

Figure 00000015
. Для уменьшения фазовых искажений целесообразно положить
Figure 00000016
Since the input FMS module does not depend on changes in its phase and frequency, we introduce the notation
Figure 00000015
. To reduce phase distortion, it is advisable to put
Figure 00000016

Введем обозначения:

Figure 00000017
;
Figure 00000018
;
Figure 00000019
. Отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора m21 связано с глубиной амплитудной модуляции АФМС следующим образом:
Figure 00000020
,We introduce the following notation:
Figure 00000017
;
Figure 00000018
;
Figure 00000019
. The ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator m 21 is related to the depth of amplitude modulation of the AFMS as follows:
Figure 00000020
,

при m1>m2 или

Figure 00000021
,when m 1 > m 2 or
Figure 00000021
,

при m1<m2;

Figure 00000022
и
Figure 00000023
- это модули коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора в первом и втором состояниях;
Figure 00000024
- фазы входного ФМС в двух крайних его состояниях. Глубина амплитудной модуляции АФМС может быть определена также следующим образом:when m 1 <m 2 ;
Figure 00000022
and
Figure 00000023
- these are the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator in the first and second states;
Figure 00000024
- phases of the input FMS in its two extreme states. The depth of amplitude modulation AFMS can also be determined as follows:

Figure 00000025
.
Figure 00000025
.

Если частота несущего колебания выбрана указанным выше образом или, наоборот, положение левого или правого склона выбрано указанным образом, то в этих двух крайних состояниях, соответствующих крайним значениям амплитуды АФМС, которым соответствуют крайние значения частоты АФМС, нелинейный элемент принимает два значения комплексной проводимости y1,2=g1,2+jb1,2. Пусть, кроме того, комплексные сопротивления (проводимости) высокочастотной нагрузкиIf the carrier oscillation frequency is selected as indicated above, or, conversely, the position of the left or right slope is selected as indicated, then in these two extreme states corresponding to the extreme values of the AFMS amplitude, which correspond to the extreme values of the AFMS frequency, the nonlinear element takes two values of the complex conductivity y 1 , 2 = g 1,2 + jb 1,2 . Let, in addition, the complex resistance (conductivity) of the high-frequency load

zн1,н2=rн1,н2+jxн1,н2 (yн1,н2=gн1,н2+jbн1,н2) и источника сигналаz n1, n2 = r n1, n2 + jx n1, n2 (y n1, n2 = g n1, n2 + jb n1, n2 ) and the signal source

z01,02=r01,02+jx01,02 (y01,02=g01,02+jb01,02) на крайних значениях частоты АФМС известны.z 01.02 = r 01.02 + jx 01.02 (y 01.02 = g 01.02 + jb 01.02 ) at the extreme values of the AFMS frequency are known.

Рассмотрим структурную схему демодулятора, представленную на фиг.2.Consider the structural diagram of the demodulator shown in figure 2.

Известна классическая матрица передачи двухполюсного нелинейного элемента:The classic transfer matrix of a bipolar nonlinear element is known:

Figure 00000026
Figure 00000026

С учетом условия взаимности (x12=-x21) четырехполюсник или согласуще-фильтрующее устройство (СФУ) может характеризоваться матрицей сопротивленияTaking into account the reciprocity condition (x 12 = -x 21 ), the four-terminal device or matching filtering device (SFU) can be characterized by a resistance matrix

Figure 00000027
Figure 00000027

и соответствующей классической матрицей передачи:and the corresponding classical transfer matrix:

Figure 00000028
Figure 00000028

где |x|=-x11x22-x21 2 - определитель матрицы (3).where | x | = -x 11 x 22 -x 21 2 is the determinant of matrix (3).

Перемножим матрицы (4) и (2). С учетом условий нормировки [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.34-36] нормированную матрицу передачи высокочастотной части демодулятора (до фильтра нижних частот) запишем в следующем виде:Multiply matrices (4) and (2). Given the conditions of normalization [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Svyaz, 1971, pp. 34-36], we write the normalized transmission matrix of the high-frequency part of the demodulator (before the low-pass filter) in the following form:

Figure 00000029
Figure 00000029

Используя известные соотношения между элементами классической матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.39], с учетом (2) получим выражения для коэффициентов передачи:Using the well-known relations between the elements of the classical transfer matrix and the elements of the scattering matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971, p. 39], taking into account (2) we obtain the expression for the transmission coefficients:

Figure 00000030
Figure 00000030

Квадратный корень из (6) можно представить в виде комплексного числа

Figure 00000031
,The square root of (6) can be represented as a complex number
Figure 00000031
,

где

Figure 00000032
;
Figure 00000033
;Where
Figure 00000032
;
Figure 00000033
;

x1,2=r01,02rн1,н2-x01,02xн1,н2; y1,2=r01,02xн1,н2+x01rн1.x 1.2 = r 01.02 r n1, n2 -x 01.02 x n1, n2 ; y 1,2 = r 01,02 x n1, n2 + x 01 r n1 .

После денормировки коэффициента передачи (6) путем умножения на

Figure 00000034
последнее выражение изменяется a1,2=rн1,н2; b1,2=xн1,н2.After denormalizing the transmission coefficient (6) by multiplying by
Figure 00000034
the last expression changes a 1,2 = r n1, n2 ; b 1,2 = x n1, n2 .

Подставим (6) в (1) и разделим между собой действительную и мнимую части в полученном комплексном уравнении:We substitute (6) in (1) and separate the real and imaginary parts in the resulting complex equation:

Figure 00000035
Figure 00000035

Поскольку элементы матрицы сопротивлений СФУ, записанные с помощью (8) отдельно для двух состояний нелинейного элемента, характеризуют одно и то же СФУ, то взаимосвязи (8) для обоих состояний должны быть попарно равны. Полученная таким образом система двух уравнений не имеет решений. Поэтому необходимо от взаимосвязей между элементами матрицы сопротивлений (8) перейти к взаимосвязям между элементами классической матрицы передачи. Используя соотношения между этими матрицами [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.37], получим:Since the elements of the SFU resistance matrix recorded using (8) separately for two states of a nonlinear element characterize the same SFU, the relationships (8) for both states should be pairwise equal. The system of two equations obtained in this way has no solutions. Therefore, it is necessary to move from the relationships between the elements of the resistance matrix (8) to the relationships between the elements of the classical transmission matrix. Using the relations between these matrices [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971, p. 37], we get:

Figure 00000036
Figure 00000036

- частотные качества нагрузки и нелинейного элемента с источником сигнала (меры различия их проводимостей на двух частотах);

Figure 00000037
Figure 00000038
Figure 00000039
a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; gн1,н2, bн1,н2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нагрузки на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g01,02, b01,02 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g1,2, b1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нелинейного элемента на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; M - глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; φ1,2 - заданные фазы фазомодулированного сигнала на двух его крайних частотах.- frequency characteristics of the load and the nonlinear element with the signal source (a measure of the difference in their conductivities at two frequencies);
Figure 00000037
Figure 00000038
Figure 00000039
a, b, c, d - elements of the classical quadrupole transmission matrix; g n1, n2 , b n1, n2 are the given real and imaginary components of the load conductivity at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 01,02 , b 01,02 - specified real and imaginary components of the conductivity of the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 1,2 , b 1,2 - specified real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; M is the depth of the amplitude modulation of the amplitude-phase modulated signal; φ 1,2 - the specified phase phase-modulated signal at its two extreme frequencies.

Полученные взаимосвязи (10) между элементами классической матрицы передачи определяют все четыре элемента этой матрицы. Однако элементы матрицы передачи связаны между собой условием взаимности [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.37], которое в наших обозначениях имеет вид:The obtained relationships (10) between the elements of the classical transmission matrix determine all four elements of this matrix. However, the elements of the transfer matrix are interconnected by the reciprocity condition [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971, p.37], which in our notation has the form:

Figure 00000040
Figure 00000040

Условие (11) по существу является условием физической реализуемости четырехполюсника, параметры которого описываются элементами матрицы передачи (10). Поэтому это условие накладывает ограничения на одну из величин, определяющих эти элементы, например:Condition (11) is essentially a condition for the physical feasibility of a four-terminal network, the parameters of which are described by the elements of the transfer matrix (10). Therefore, this condition imposes restrictions on one of the quantities defining these elements, for example:

Figure 00000041
Figure 00000041

Таким образом, для синтеза четырехполюсника необходимо выбрать любые три из четырех (10) ограничений на элементы матрицы передачи при обязательном ограничении (12) на модуль коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора. В данной работе выбраны ограничения на элементы α, β, γ. Для определения оптимальных значений параметров реального четырехполюсника надо выбрать его типовую схему, найти классическую матрицу передачи этой схемы и представить ее в следующем виде:Thus, for the synthesis of a four-terminal network, it is necessary to choose any three of the four (10) restrictions on the elements of the transmission matrix with the mandatory restriction (12) on the transmission coefficient module of the high-frequency part of the demodulator. In this paper, constraints on the elements α, β, γ are selected. To determine the optimal values of the parameters of a real four-port network, it is necessary to select its typical circuit, find the classical transfer matrix of this circuit and present it in the following form:

Figure 00000042
Figure 00000042

Найденные таким образом элементы α, β, γ, выраженные через параметры схемы, необходимо подставить в (10) и решить сформированную систему трех уравнений относительно выбранных трех параметров схемы. Если число параметров схемы четырехполюсника больше трех, то значения трех из них определяются указанным образом, а значения остальных могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений. В соответствии с описанным алгоритмом была синтезирована схема четырехполюсника в виде двойного Г-образного соединения четырех реактивных двухполюсников. Элементы матрицы передачи такого соединения можно найти путем перемножения известных матриц передачи П-образного соединения трех двухполюсников и последовательно включенного в линию передачи одиночного двухполюсника [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.17, 18]. Искомые элементы имеют вид:The elements α, β, γ found in this way, expressed in terms of the parameters of the scheme, must be substituted into (10) and the formed system of three equations should be solved with respect to the selected three parameters of the scheme. If the number of parameters of the four-terminal circuit is more than three, then the values of three of them are determined in this way, and the values of the rest can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations. In accordance with the described algorithm, a four-terminal circuit was synthesized in the form of a double L-shaped connection of four reactive two-terminal devices. Elements of the transfer matrix of such a connection can be found by multiplying the known transfer matrices of the U-shaped connection of three two-terminal networks and sequentially included in the transmission line of a single two-terminal network [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971, p.17, 18]. Searched elements look like:

Figure 00000043
Figure 00000044
Figure 00000045
Figure 00000043
Figure 00000044
Figure 00000045

Figure 00000046
Figure 00000046

Подставим (14) в (10). Получим математические выражения для определения оптимальных значений сопротивлений реактивных двухполюсников:We substitute (14) into (10). We obtain mathematical expressions for determining the optimal resistance values of reactive two-terminal devices:

Figure 00000047
;
Figure 00000048
;
Figure 00000049
Figure 00000047
;
Figure 00000048
;
Figure 00000049

где

Figure 00000050
Where
Figure 00000050

Подкоренное выражение в (15) всегда положительно.The root expression in (15) is always positive.

После определения значений сопротивлений конкретная схема четырехполюсника формируется следующим образом. Если xk>0 (n=1, 2, 3, 4 - номер двухполюсника), то это индуктивность

Figure 00000051
, где f - заданная частота.After determining the resistance values, a specific four-terminal circuit is formed as follows. If x k > 0 (n = 1, 2, 3, 4 is the number of the two-terminal network), then this is the inductance
Figure 00000051
where f is the given frequency.

Если xk<0, то это емкость

Figure 00000052
.If x k <0, then this is the capacity
Figure 00000052
.

Необходимо отметить, что при решении данной задачи предполагалось, что элементы матрицы сопротивлений (3) на двух крайних частотах входного ФМС являются неизменными. Это возможно только в том случае, если параметры элементов схемы СФУ являются также постоянными на этих частотах. Для получения такого результата необходимо сформировать каждый двухполюсник СФУ из не менее трех реактивных элементов типа L, С. Значения двух параметров каждого двухполюсника находятся из условия обеспечения одного и того же значения сопротивления на двух частотах АФМС. Например, для последовательно соединенных между собой параллельного L1, С1 и последовательного L2, С2 колебательных контуров это условие выполняется при следующих его параметрах:It should be noted that in solving this problem, it was assumed that the elements of the resistance matrix (3) at the two extreme frequencies of the input FMS are unchanged. This is possible only if the parameters of the elements of the SFU circuit are also constant at these frequencies. To obtain such a result, it is necessary to form each bipolar terminal of the Siberian Federal University from at least three reactive elements of type L, C. The values of the two parameters of each bipolar terminal are determined from the condition of ensuring the same resistance value at two frequencies of the AFMS. For example, for series-connected parallel L 1 , C 1 and serial L 2 , C 2 oscillatory circuits, this condition is satisfied with the following parameters:

Figure 00000053
Figure 00000053

где ω1,2=2πf1,2; f1,2 - заданные крайние частоты диапазона изменения частоты фазомодулированного сигнала; L2, С2 - значения индуктивности и емкости последовательного контура, заданные из условия обеспечения физической реализуемости значений индуктивности и емкости L1, C1, определяемых по вышеуказанным формулам. Физическая реализуемость индуктивностей и емкостей, значения которых определяются этими формулами, состоит в том, чтобы указанные значения были близки по номиналу к значениям индуктивностей и емкостей, выпускаемых промышленностью.where ω 1,2 = 2πf 1,2 ; f 1,2 - specified extreme frequencies of the frequency range of the phase-modulated signal; L 2 , C 2 are the values of the inductance and capacitance of the series circuit defined from the conditions for ensuring the physical realizability of the values of inductance and capacitance L 1 , C 1 determined by the above formulas. The physical realizability of inductances and capacities, the values of which are determined by these formulas, consists in the fact that the indicated values are close in nominal value to the values of inductances and capacitors produced by industry.

В формулах (16) xk - это реактивное сопротивление k-го двухполюсника (k=1, 2, 3, 4), входящего в СФУ, значение которого определяется по изложенному вышеIn formulas (16), x k is the reactance of the k-th two-terminal (k = 1, 2, 3, 4) included in the SFU, the value of which is determined by the above

алгоритму (15).algorithm (15).

При выбранных в соответствии с этим алгоритмом оптимальных значений сопротивлений двухполюсников с помощью высокочастотной части фазового демодулятора будет реализована операция преобразования ФМС в АФМС с заданным левым склоном АЧХ в заданной полосе частот даже в предположении, что нелинейный элемент является безынерционным.With the optimal values of the two-terminal resistances selected in accordance with this algorithm, the operation of converting the FMS to AFMS with a given left slope of the frequency response in a given frequency band using the high-frequency part of the phase demodulator will be implemented even under the assumption that the non-linear element is inertialess.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство демодуляции ФМС, обеспечивающее заданные уровни амплитуды АФМС в двух крайних состояниях, соответствующих крайним значениям частоты ФМС и состоящее из нелинейного двухполюсного элемента, включенного в поперечную цепь (параллельно) между источником сигнала и реактивным четырехполюсником, причем четырехполюсник выполнен в виде двойного Г-образного соединения четырех реактивных двухполюсников, параметры которых определены по соответствующим математическим выражениям. При этом значение модуля коэффициента передачи в первом состоянии выбрана оптимальной по критерию обеспечения физической реализуемости. В обоих состояниях нелинейного элемента значения модулей коэффициентов передачи контролируются.The proposed technical solutions are new, since the FMS demodulation device that provides the specified AFMS amplitude levels in two extreme states corresponding to the extreme values of the FMS frequency and consisting of a nonlinear bipolar element included in the transverse circuit (parallel) between the signal source and the reactive four-terminal device is not known from publicly available information moreover, the four-terminal is made in the form of a double L-shaped connection of four reactive two-terminal, the parameters of which are determined by corresponding mathematical expressions. In this case, the value of the coefficient of transmission coefficient in the first state is selected optimal according to the criterion of ensuring physical feasibility. In both states of the nonlinear element, the values of the transmission coefficient modules are monitored.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника реактивным в виде двойного Г-образного соединения четырех реактивных двухполюсников) с выбором значений их параметров из условия обеспечения заданных уровней амплитуды АФМС в двух состояниях, соответствующих крайним значениям частоты ФМС, осуществляет преобразование ФМС в АФМС без наличия источника опорного сигнала.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the claimed sequence of operations (performing a four-terminal reactive in the form of a double L-shaped connection of four reactive two-terminal devices) with a choice of their parameter values from the condition of ensuring specified levels amplitude AFMS in two states corresponding to the extreme values of the frequency of the FMS, converts the FMS to AFMS without the presence of a source Reference signal name.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды, индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивного четырехполюсника. Значения индуктивностей и емкостей однозначно могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since for their implementation semiconductor diodes, inductances and capacitors, commercially available from the industry, formed in the claimed reactive four-terminal circuit can be used. The values of inductances and capacitances can be uniquely determined using mathematical expressions given in the claims.

Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении заданных значений модулей коэффициентов передачи демодулятора в двух состояниях нелинейного элемента, соответствующих крайним значениям частоты ФМС, что способствует достижению требуемых значений амплитуд АФМС в указанных состояниях, т.е. повышению помехоустойчивости.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide the specified values of the modules of the transmission coefficients of the demodulator in two states of the nonlinear element corresponding to the extreme values of the frequency of the FMS, which helps to achieve the required values of the amplitudes of the AFMS in these states, i.e. increase noise immunity.

Claims (2)

1. Способ демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящий в том, что демодулятор включают между источником радиочастотных фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и выполняют его из четырехполюсника, двухполюсного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала, отличающийся тем, что между четырехполюсником и фильтром нижних частот включают высокочастотную нагрузку, двухполюсный нелинейный элемент включают между источником сигнала и четырехполюсником в поперечную цепь, четырехполюсник выполняют из числа реактивных двухполюсников, не меньшего трех, значения параметров которых выбраны из условия формирования левого склона амплитудно-частотной характеристики путем обеспечения требуемого значения модуля m2 коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора во втором состоянии нелинейного элемента, определяемого одним из крайних значений амплитуды амплитудно-фазомодулированного сигнала, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем подачи фазомодулированного сигнала на левый склон амплитудно-частотной характеристики, значение модуля w, коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора в первом состоянии нелинейного элемента выбирают из условия физической реализуемости четырехполюсника, низкочастотную составляющую амплитудно-фазомодулированного сигнала подают на интегрирующую цепь, при этом указанные условия реализуются с помощью следующих математических выражений:
Figure 00000054
Figure 00000055
Figure 00000056
Figure 00000057
a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; gн1,н2, bн1,н2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нагрузки на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g01,02, b01,02 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g1,2, b1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нелинейного элемента на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; M - глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; φ1,2 - заданные фазы фазомодулированного сигнала на двух его крайних частотах.1. The method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that the demodulator is switched on between a source of radio-frequency phase-modulated signals and a low-frequency load and is made of a four-terminal device, a bipolar nonlinear element, a low-pass filter, a phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase modulated signal, and the non-linear element is destroyed spectrum of the amplitude-phase-modulated signal for high-frequency and low-frequency components, using a low-pass filter, select a low-frequency information signal whose amplitude changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal, characterized in that a high-frequency load is connected between the four-terminal and the low-pass filter, the two-pole nonlinear element is connected between the signal source and the four-terminal in the transverse circuit, the four-terminal is made of reactive two-terminal, not less than three, the parameter values of which are selected from the conditions for the formation of the left slope of the amplitude-frequency characteristic ki by providing the required modulus value m 2 of the transmission coefficient of the high-frequency part of the demodulator in the second state of the nonlinear element, determined by one of the extreme values of the amplitude of the amplitude-phase modulated signal, the phase-modulated signal is converted to the amplitude-phase modulated signal by applying a phase-modulated signal to the left slope of the amplitude-frequency characteristic , the value of the module w, the transfer coefficient of the high-frequency part of the demodulator in the first non-state th element selected from the conditions of physical realizability of the quadrupole, the low-frequency component of the amplitude-phase-modulated signal is supplied to an integrating circuit, said conditions are realized by the following mathematical expressions:
Figure 00000054
Figure 00000055
Figure 00000056
Figure 00000057
a, b, c, d - elements of the classical quadrupole transmission matrix; g n1, n2 , b n1, n2 are the given real and imaginary components of the load conductivity at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 01,02 , b 01,02 - specified real and imaginary components of the conductivity of the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 1,2 , b 1,2 - specified real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; M is the depth of the amplitude modulation of the amplitude-phase modulated signal; φ 1,2 - the specified phase phase-modulated signal at its two extreme frequencies. 2. Устройство демодуляции фазомодулированных сигналов, включенное между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящее из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал, четырехполюсника, двухполюсного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, отличающееся тем, что между четырехполюсником и фильтром нижних частот включена высокочастотная нагрузка, нелинейный элемент включен между источником сигнала и четырехполюсником в поперечную цепь, четырехполюсник выполнен в виде двойного Г-образного соединения четырех реактивных двухполюсников с сопротивлениями x1, x2, x3, x4, значения которых выбраны из условия формирования левого склона АЧХ путем обеспечения заданного значения модуля коэффициента передачи в одном из состояний нелинейного элемента, определяемого одним из крайних значений частоты амплитудно-фазомодулированного сигнала, с помощью следующих математических выражений:
Figure 00000058
Figure 00000059
Figure 00000060
Figure 00000061
a, b, c, d - элементы классической матрицы передачи четырехполюсника; gн1,н2, bн1,н2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нагрузки на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g01,02, b01,02 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; g1,2, b1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие проводимости нелинейного элемента на двух крайних частотах фазомодулированного сигнала; M - глубина амплитудной модуляции амплитудно-фазомодулированного сигнала; φ1,2 - заданные фазы фазомодулированного сигнала на двух его крайних частотах, при этом каждый из двухполюсников сформирован из последовательно соединенных между собой параллельного L1 C1 и последовательного L2 C2 контуров, причем элементы параллельного контура определяются с помощью следующих математических выражений:
Figure 00000062

где ω1,2=2πf1,2; f1,2 - заданные крайние частоты диапазона изменения частоты фазомоду-лированного сигнала; L2, С2 - значения индуктивности и емкости последовательного контура, заданные из условия обеспечения физической реализуемости значений индуктивности и емкости L1,C1, определяемых по вышеуказанным формулам; xk - это реактивное сопротивление k-го двухполюсника (k=1, 2, 3, 4). 2. A device for demodulating phase-modulated signals connected between a source of phase-modulated signals and a low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal, a four-terminal, two-pole nonlinear element, a low-pass filter, characterized in that a high-frequency load is connected between the four-terminal and the low-pass filter , a nonlinear element is connected between the signal source and the four-terminal in the transverse circuit, the four-terminal n is in the form of a double L-shaped connection of four reactive two-terminal networks with resistances x 1 , x 2 , x 3 , x 4 , the values of which are selected from the condition for the formation of the left slope of the frequency response by providing a given value of the coefficient of transmission coefficient in one of the states of a nonlinear element defined by one from the extreme frequency values of the amplitude-phase-modulated signal, using the following mathematical expressions:
Figure 00000058
Figure 00000059
Figure 00000060
Figure 00000061
a, b, c, d - elements of the classical quadrupole transmission matrix; g n1, n2 , b n1, n2 are the given real and imaginary components of the load conductivity at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 01,02 , b 01,02 - specified real and imaginary components of the conductivity of the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; g 1,2 , b 1,2 - specified real and imaginary components of the conductivity of the nonlinear element at the two extreme frequencies of the phase-modulated signal; M is the depth of the amplitude modulation of the amplitude-phase modulated signal; φ 1,2 are the specified phases of the phase-modulated signal at its two extreme frequencies, with each of the two-terminal circuits being formed from parallel parallel L 1 C 1 and serial L 2 C 2 circuits, and the elements of the parallel circuit are determined using the following mathematical expressions:
Figure 00000062

where ω 1,2 = 2πf 1,2 ; f 1,2 - specified extreme frequencies of the frequency range of the phase-modulated signal; L 2 , C 2 are the values of the inductance and capacitance of the series circuit defined from the conditions for ensuring the physical realizability of the values of inductance and capacitance L 1 , C 1 determined by the above formulas; x k is the reactance of the k-th two-terminal (k = 1, 2, 3, 4).
RU2008111256/09A 2008-03-24 2008-03-24 Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end RU2371836C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2008111256/09A RU2371836C1 (en) 2008-03-24 2008-03-24 Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2008111256/09A RU2371836C1 (en) 2008-03-24 2008-03-24 Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2371836C1 true RU2371836C1 (en) 2009-10-27

Family

ID=41353291

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2008111256/09A RU2371836C1 (en) 2008-03-24 2008-03-24 Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2371836C1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2482602C2 (en) * 2011-03-05 2013-05-20 Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Method for amplitude and phase modulation, frequency and amplitude demodulation of high-frequency signals and multifunctional device for realising said method
RU2483435C2 (en) * 2011-04-13 2013-05-27 Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
БАСКАКОВ С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Высшая школа, 1988, с.291. ГОЛОВКОВ А.А. и др. Взаимосвязи между элементами матрицы сопротивлений и их использование для синтеза согласующе-фильтрующих устройств амплитудно-фазовых манипуляторов. Телекоммуникации, 2004, №8, с.29-32. *
БУГА Н.Н. и др. Радиоприемные устройства. - М.: Радио и связь, 1986, 155. *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2482602C2 (en) * 2011-03-05 2013-05-20 Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Method for amplitude and phase modulation, frequency and amplitude demodulation of high-frequency signals and multifunctional device for realising said method
RU2483435C2 (en) * 2011-04-13 2013-05-27 Федеральное государственное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный авиационный инженерный университет" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2341890C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341882C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341887C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2371835C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2366075C1 (en) Method and device to demodulate amplitude-modulated rf-signals
RU2341888C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2371836C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2371837C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2341886C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2366076C1 (en) Method to demodulate phase-modulated rf-frequency signals and device to this end
RU2369005C1 (en) Method of demodulation of amplitude-modulated radio-frequency sygnals and device to this effect
RU2371838C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2341880C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation
RU2341883C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2483435C2 (en) Method for frequency modulation and demodulation of high-frequency signals and apparatus for realising said method
RU2371834C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2367085C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2341884C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2371833C1 (en) Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end
RU2483430C2 (en) Method of demodulating and filtering phase-modulated signals and apparatus for realising said method
RU2341879C1 (en) Devices for demodulation of phase-modulated radio frequency signals
RU2341889C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation
RU2373631C1 (en) Method for demodulation of amplitude-modulated radio frequency signals and device for its realisation
RU2341885C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and device for its realisation
RU2341881C1 (en) Method for demodulation of phase-modulated radio frequency signals and devices for its realisation

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20100325