RU2371834C1

RU2371834C1 - Method of demodulating phase modulated radio-frequency signals and device to this end

Info

Publication number: RU2371834C1
Application number: RU2008110660/09A
Authority: RU
Inventors: Александр Афанасьевич Головков (RU); Александр Афанасьевич Головков; Игорь Игоревич Федюнин (RU); Игорь Игоревич Федюнин
Priority date: 2008-03-19
Filing date: 2008-03-19
Publication date: 2009-10-27

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: invention can be used for demodulating (DM) phase-shift keyed, as well as phase modulated signals by converting a phase modulated (PM) signal to an amplitude-phase (APM) modulated signal through formation of a slope of an amplitude-frequency curve of the demodulator with given ratio of moduli m₂₁ of transmission coefficients at two given frequencies f₁, f₂, corresponding to extreme values of variation of frequency of the input phase modulated signal and subsequent amplitude demodulation. Phase modulated signals are demodulated without using a reference oscillation generator and a parallel oscillatory circuit, with conversion of a phase modulated signal to an amplitude-phase modulated signal using the high-frequency part (HF) of demodulation at given amplitude modulation (AM) depth of the amplitude-phase modulated signals in the high-frequency load. A phase modulated signal undergoes demodulation in the method and device for demodulating phase modulated signals. Demodulation takes place using a linear reactive four-terminal network (FTN), a double-electrode nonlinear element (NLE), a low-pass filter and a selective load. The phase modulated signal is converted to an amplitude-phase modulated signal by transmitting this signal to the right- and lift-side slope of the amplitude-frequency curve (AFC). The low-frequency component of the amplitude-phase modulated signal is transmitted to a differentiating or integrating circuit. The spectrum of the amplitude-phase modulated signal is decomposed to high- and low-frequency components using the nonlinear element. Using the low-pass filter, the information low-frequency signal is separated, amplitude of which varies according to the law of variation of the phase of the phase modulated input signal. The double-electrode nonlinear element is connected between the four-terminal network and the high-frequency load into a longitudinal circuit. The four-terminal network is made from at least two reactive impedors, parametres of which are chosen from the required values of amplitude modulation depth of the amplitude-phase modulated signal.

EFFECT: increased noise immunity of the receiver.

2 cl, 4 dwg

Description

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано для демодуляции фазоманипулированных, а также фазомодулированных сигналов.The invention relates to radio communications and can be used to demodulate phase-shifted as well as phase-modulated signals.

Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, вследствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two non-linear elements simultaneously fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed (decomposed) into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal chain (sequentially), the constant component that occurs on the nonlinear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.

Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции глубины амплитудной модуляции АФМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению этой характеристики, то есть к известному явлению частичной демодуляции АФМС или к снижению помехоустойчивости.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which changes in accordance with the law of phase change of the high-frequency PMS, it is necessary to have a reference oscillator. Another disadvantage is the inability to correct the depth of amplitude modulation of the AFMS, which when passing through the resonant circuits leads to a decrease in this characteristic, that is, to the well-known phenomenon of partial demodulation of the AFMS or to a decrease in noise immunity.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящий в том, что для демодуляции ФМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя частотно-модулированного сигнала (ЧМС) в амплитудно-частотно-модулированный сигнал (АЧМС) в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a method of demodulating phase-modulated signals, which consists in the fact that to demodulate the FMS, a frequency detector is used, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a frequency-modulated signal (HMS) converter in the amplitude-frequency modulated signal (AFMC) in the form of a parallel oscillatory circuit and a conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using a frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional selection of signal and interference. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency phase-modulated oscillation.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС глубина амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительной по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Другим недостатком является дополнительное наличие колебательного контура для преобразования ФМС в АФМС. Этот недостаток связан с тем, что классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.The disadvantage of the method and device for its implementation is that after converting the FMS to AFMS, the depth of amplitude modulation of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in size, which impairs noise immunity [S. Baskakov. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. Another disadvantage is the additional presence of an oscillatory circuit for converting FMS to AFMS. This drawback is due to the fact that the classical theory of radio circuits assumes that the nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore does not react to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with an increase in frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.

Техническим результатом изобретения является обеспечение демодуляции ФМС без использования генератора опорных колебаний и параллельного колебательного контура с преобразованием ФМС в АФМС с помощью высокочастотной части демодулятора при заданной глубине амплитудной модуляции АФМС на высокочастотной нагрузке, что повышает помехоустойчивость приемника.The technical result of the invention is to provide demodulation of the FMS without using the reference oscillator and parallel oscillatory circuit with the conversion of the FMS to AFMS using the high-frequency part of the demodulator at a given depth of amplitude modulation of the AFMS at high frequency load, which increases the noise immunity of the receiver.

1. Указанный результат достигается тем, что в способе демодуляции фазомодулированных сигналов, состоящем в том, что на демодулятор, состоящий из линейного реактивного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента и избирательной нагрузки, подают фазомодулированный сигнал, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем подачи этого сигнала на правый или на левый склон АЧХ, низкочастотную составляющую амплитудно-фазомодулированного сигнала подают на дифференцирующую или на интегрирующую цепь соответственно, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала, дополнительно нелинейный элемент включают между четырехполюсником и введенной высокочастотной нагрузкой в продольную цепь, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал осуществляют путем формирования склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m₂₁ коэффициентов передачи на двух заданных крайних частотах f₁, f₂, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала, четырехполюсник выполняют из числа реактивных двухполюсников, не меньшего двух, значения сопротивлений которых выбраны из условия обеспечения заданной глубины амплитудной модуляции М₂₁ амплитудно-фазомодулированного сигнала1. The specified result is achieved by the fact that in the method of demodulating phase-modulated signals, consisting in the fact that the demodulator, consisting of a linear reactive four-terminal, two-electrode nonlinear element and a selective load, is supplied with a phase-modulated signal, a phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal, phase-modulated conversion signal in the amplitude-phase-modulated signal is carried out by applying this signal to the right or left slope of the frequency response, low-frequency the nth component of the amplitude-phase-modulated signal is fed to a differentiating or integrating circuit, respectively, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase-modulated signal is destroyed into high-frequency and low-frequency components, an information low-frequency signal is extracted with a low-pass filter, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input of the signal, an additional non-linear element is included between the four-terminal network and the introduced high-frequency load narrow in the longitudinal circuit, converting the phase-modulated signal in the amplitude-phase-modulated signal is performed by forming a frequency response of the demodulator slope with a predetermined moduli ratio m ₂₁ transfer coefficients at two predetermined extreme frequencies f _1, f _2, corresponding to the extreme values of the changes of the input phase modulated signal frequency quadripole operate from the number of reactive two-terminal, at least two, the resistance values of which are selected from the condition of ensuring a given depth of amplitude modulation M ₂₁ amplitude-phase modulated signal

при m₂₁>1 илиfor m ₂₁ > 1 or

причем при m₂₁>1 и f₁>f₂ формируется левый склон АЧХ, при f₁<f₂ - правый, а при m₂₁<1 и f₁>f₂ формируется правый склон АЧХ, при f₁>f₂ - левый, при этом указанное условие реализуется за счет обеспечения следующих взаимосвязей между элементами х₁₁,х₂₁=-х₁₂,x₂₂ матрицы сопротивления четырехполюсника:moreover, for m ₂₁ > 1 and f ₁ > f ₂ the left slope of the frequency response is formed, for f ₁ <f _{2 the} right one is formed, for m ₂₁ <1 and f ₁ > f ₂ the right slope of the frequency response is formed, for f ₁ > f ₂ left, while this condition is realized by providing the following relationships between the elements x ₁₁ , x ₂₁ = -x ₁₂ , x _{22 of} the quadripole resistance matrix:

r_н1,н2, х_н1,н2 и r_01,02, x_01,02 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки и источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного или амплитудно-фазомодулированного сигнала;r _{n1, n2} , x _{n1, n2} and r _01.02 , x _01.02 are the specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal;

r_1,2, х_1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивления двухэлектродного нелинейного элемента на двух указанных известных частотах; φ₂₁ - заданное удвоенное значение девиации фазы входного фазомодулированного сигнала.r _1,2 , x _1,2 - specified real and imaginary components of the resistance of a two-electrode nonlinear element at two specified known frequencies; φ ₂₁ - the set double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal.

2. Указанный результат достигается тем, что в устройстве демодуляции фазомодулированных сигналов, включенном между источником фазомодулированных сигналов и низкочастотной нагрузкой и состоящем из преобразователя фазомодулированных сигналов в амплитудно-фазомодулированный сигнал в виде линейного реактивного четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, фильтра нижних частот, дополнительно двухэлектродный нелинейный элемент включен между четырехполюсником и введенной высокочастотной нагрузкой в продольную цепь, четырехполюсник выполнен в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников, сопротивления которых выбраны из условия формирования склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m₂₁ коэффициентов передачи на двух заданных частотах f₁, f₂, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала с помощью следующих математических выражений:2. This result is achieved by the fact that in the device for demodulating phase-modulated signals connected between the source of phase-modulated signals and the low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear reactive four-terminal device, a two-electrode nonlinear element, a low-pass filter, and an additional two-electrode nonlinear the element is connected between the four-terminal and the high-frequency load introduced into the longitudinal circuit, four The output terminal is made in the form of a -shaped connection of two reactive two-terminal devices, the resistances of which are selected from the condition for the slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of modules m ₂₁ of transmission coefficients at two given frequencies f ₁ , f ₂ corresponding to the extreme values of the frequency variation of the input phase-modulated signal using the following mathematical expressions:

r_н1,н2, х_н1,н2 и r_01,02, x_01,02- заданные действительные и мнимые составляющие сопротивлений высокочастотной нагрузки и источника сигнала на двух крайних частотах фазомодулированного или амплитудно-фазомодулированного сигнала;r _{n1, n2} , x _{n1, n2} and r _01.02 , x _01.02 are the specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal;

r_1,2, х_1,2 - заданные действительные и мнимые составляющие сопротивления двухэлектродного нелинейного элемента на двух указанных известных частотах; φ₂₁ - заданное удвоенное значение девиации фазы входного фазомодулированного сигнала, при этом каждый из двухполюсников сформирован из последовательно соединенных между собой параллельного L_1k, C_1k и последовательного L_2k, C_2k колебательных контуров, причем параметры параллельного колебательного контура определены с помощью следующих формул:r _1,2 , x _1,2 - specified real and imaginary components of the resistance of a two-electrode nonlinear element at two specified known frequencies; φ ₂₁ is the predetermined double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal, with each of the two-terminal circuits formed of parallel-connected parallel L _1k , C _1k and serial L _2k , C _2k oscillatory circuits, and the parameters of the parallel oscillatory circuit are determined using the following formulas:

где k=1,2 - номер двухполюсника; x_k - сопротивления двух реактивных двухполюсников; L_2k, С_2k - индуктивности и емкости последовательных колебательных контуров, значения которых выбраны из условия обеспечения физически реализуемых значений индуктивностей и емкостей L_1k, C_1k.where k = 1,2 is the number of the two-terminal network; x _k - resistance of two reactive two-terminal networks; L _2k , С _2k - inductances and capacitances of successive oscillatory circuits, the values of which are selected from the condition for providing physically feasible values of inductances and capacitances L _1k , C _1k .

На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных радиочастотных сигналов (прототип).Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated RF signals (prototype).

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to claim 2.

На фиг.3 приведена схема четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.Figure 3 shows a diagram of a four-terminal device of the proposed device according to claim 2.

На фиг.4 приведена схема каждого из двухполюсников, формирующих четырехполюсник (фиг.3) предлагаемого устройства по п.2.Figure 4 shows a diagram of each of the two-terminal circuits forming a four-terminal network (figure 3) of the proposed device according to claim 2.

Устройство-прототип содержит источник 1 фазомодулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительная емкость 5 на элементе C_p и низкочастотную нагрузку 6 на элементах R_н, C_н.The prototype device contains a source 1 of phase-modulated signals, a four-terminal 2, a nonlinear element 3, a low-pass filter 4 on the elements R, C, a separation capacitance 5 on the element C _p and a low-frequency load 6 on the elements R _n , C _n

Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated signals (prototype) is as follows.

Фазомодулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор из последовательно включенного полупроводникового диода к фильтру нижних частот. Принцип действия устройства, реализующего этот способ состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АФМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей входного высокочастотного амплитудно-модулированного колебания.The phase-modulated signal from source 1 is supplied to the demodulator from a series-connected semiconductor diode to a low-pass filter. The principle of operation of a device that implements this method is that, using a reactive four-terminal 2, which is a parallel oscillatory circuit and connected between the FMS source and the nonlinear element, the FMS is converted into AFMS, using the nonlinear element 3, the AFMS spectrum is destroyed into high-frequency and low-frequency components . The latter are allocated using a low-pass filter 4 and enter the low-frequency load 6. The separation capacitance 5 eliminates the constant component. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of variation of the envelope of the input high-frequency amplitude-modulated oscillation.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что при прохождении ФМС через указанную цепь, после преобразования ФМС в АФМС, глубина амплитудной модуляции последнего является незначительной. Это связано с большой шириной спектра ФМС или с малой добротностью контура. С другой стороны, чем уже полоса пропускания контура, тем большим искажениям подвергается принятый сигнал. В общем случае глубина амплитудной модуляции АФМС уменьшается и становится, как правило, неизвестной.The disadvantage of the method and device for its implementation is that when passing the FMS through the specified circuit, after converting the FMS to AFMS, the depth of the amplitude modulation of the latter is insignificant. This is due to the large width of the FMS spectrum or to the low quality factor of the circuit. On the other hand, the narrower the bandwidth of the circuit, the greater the distortion of the received signal. In the general case, the depth of amplitude modulation of AFMS decreases and becomes, as a rule, unknown.

Высокочастотная часть структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства (до фильтра нижних частот) по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС 1, реактивного четырехполюсника 2, нелинейного элемента 3 и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. Реактивный четырехполюсник 2 выполнен в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников, сопротивления которых выбраны из условия формирования склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m₂₁ коэффициентов передачи на двух заданных частотах f₁, f₂, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала с помощью специальных математических выражений.The high-frequency part of the structural diagram of the generalized proposed device (up to the low-pass filter) according to claim 2 (Fig. 2) consists of a cascade-connected source of FMS 1, a reactive four-terminal 2, a nonlinear element 3, and a high-frequency load 7. The low-frequency part of the structural circuit contains a lower filter frequencies 4, separation capacitance 5 and low-frequency load 6. The reactive four-terminal 2 is made in the form of a -shaped connection of two reactive two-terminal, the resistances of which are selected from the conditions for the formation of a slope of the frequency response demodulator with a given ratio of modules m ₂₁ transmission coefficients at two given frequencies f ₁ , f ₂ corresponding to extreme values of the frequency change of the input phase-modulated signal using special mathematical expressions.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС от источника 1 с сопротивлением z₀ в результате специального выбора значений элементов двухполюсников будет сформирован левый или правый склон АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей m₂₁ коэффициентов передачи на двух заданных частотах f₁, f₂, соответствующих крайним значениям изменения частоты входного фазомодулированного сигнала. Это обеспечивает заданную глубину амплитудной модуляции АФМС, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АФМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между четырехполюсником и высокочастотной нагрузкой. Каждый двухполюсник сформирован таким образом, чтобы их сопротивления на двух частотах были равны. В данном изобретении они сформированы из последовательно соединенных между собой параллельного L₁, C₁ и последовательного L₂, C₂, колебательных контуров (фиг.4). В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6.The principle of operation of this device is that when the FMS is supplied from source 1 with resistance z ₀ , a left or right slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of modules m ₂₁ transmission coefficients at two given frequencies f ₁ , f will be formed as a result of a special choice of values of bipolar elements ₂ , corresponding to the extreme values of the frequency change of the input phase-modulated signal. This provides a given depth of amplitude modulation AFMS, which increases the noise immunity of the receiver. At the same time, the AFMS spectrum is destroyed by a nonlinear element 3 connected between the four-terminal network and the high-frequency load. Each two-terminal network is formed in such a way that their resistances at two frequencies are equal. In the present invention, they are formed from parallel-connected parallel L ₁ , C ₁ and sequential L ₂ , C ₂ , oscillatory circuits (figure 4). As a result, the low-frequency oscillation, the amplitude of which varies according to the law of phase change of the input FMS, is allocated to the low-frequency load 6.

Докажем возможность реализации указанных свойств.Let us prove the feasibility of implementing these properties.

Пусть на вход демодулятора воздействуют фазомодулированное колебаниеLet the phase-modulated oscillation act on the input of the demodulator

где U_н,ω_н - амплитуда и частота несущего высокочастотного колебания; m_φ - индекс фазовой модуляции; φ₀ - начальная фаза; Ω - частота первичного информационного низкочастотного сигнала. Поскольку частота определяется производной от фазы, то одновременно с изменением фазы в фазомодулированном колебании будет происходить изменение частоты по законуwhere U _n, ω _n - the amplitude and frequency of the carrier high-frequency oscillations; m _φ - phase modulation index; φ ₀ is the initial phase; Ω is the frequency of the primary information low-frequency signal. Since the frequency is determined by the derivative of the phase, then simultaneously with the phase change in the phase-modulated oscillation, the frequency will change according to the law

Если пределы изменения частоты фазомодулированного сигнала (ФМС) не выходят за границы левого склона амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) демодулятора, то произойдет преобразование ФМС в амплитудно-модулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (минус sin(Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо проинтегрировать преобразованный сигнал, т.е. подать на интегрирующую цепь. Если границы изменения частот ФМС не выходят за пределы правого склона АЧХ демодулятора, то также произойдет преобразование ФМС в амплитудно-фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда АФМС будет изменяться по закону (sin(Ωt)). Следовательно, для того чтобы закон изменения амплитуды АФМС повторял закон изменения фазы ФМС, необходимо продифференцировать преобразованный сигнал, т.е. подать на дифференцирующую цепь.If the limits of the frequency change of the phase-modulated signal (PMS) do not go beyond the boundaries of the left slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the demodulator, then the FMS will be converted to an amplitude-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (minus sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to integrate the converted signal, i.e. apply to the integrating circuit. If the boundaries of the FMS frequency change do not go beyond the right slope of the frequency response of the demodulator, then the FMS will also be converted to an amplitude-phase modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude of the AFMS will change according to the law (sin (Ωt)). Therefore, in order for the law of the amplitude change of the AFMS to repeat the law of the phase change of the FMS, it is necessary to differentiate the converted signal, i.e. apply to the differentiating circuit.

Таким образом, основная задача при создании фазового демодулятора состоит в обеспечении условий, при которых формируется левый или правый склоны АЧХ демодулятора в заданной полосе частот, границы которой совпадают или соизмеримы с крайними значениями частот диапазона изменения частоты ФМС.Thus, the main task when creating a phase demodulator is to provide the conditions under which the left or right slopes of the frequency response of the demodulator are formed in a given frequency band, the boundaries of which coincide or are comparable with the extreme values of the frequencies of the frequency range of the FMS.

Входной модулированный высокочастотный сигнал S_вх и преобразованный с помощью высокочастотной части демодулятора (до фильтра нижних частот) высокочастотный сигнал S_вых связаны между собой следующим образом: S_вых=S_2lS_вх, где под входным и выходным сигналом подразумевается входное и выходное напряжения; S₂₁ - коэффициент передачи.The input modulated high-frequency signal S _in and converted by the high-frequency part of the demodulator (before the low-pass filter) the high-frequency signal S _o are connected as follows: S _o = S _2l S _in , where the input and output signal means the input and output voltages; S ₂₁ - gear ratio.

Рассмотрим фазомодулированные колебания в двух состояниях, характеризуемых крайними значениями диапазона изменения амплитуды АФМС на нелинейном элементе.Consider phase-modulated oscillations in two states characterized by extreme values of the amplitude range of the AFMS on a nonlinear element.

Запишем указанные физические величины в двух состояниях в комплексной форме

(модуль АФМС в двух состояниях различен);

Таким образом, на выходе высокочастотной части демодулятора модули коэффициента передачи и входного сигнала перемножаются, а их фазы складываются. Выходные напряжения в двух состояниях связаны между собой следующим образом:We write the indicated physical quantities in two states in complex form

(AFMS module in two states is different);

Thus, at the output of the high-frequency part of the demodulator, the transmission coefficient and input signal modules are multiplied, and their phases are added up. The output voltages in two states are interconnected as follows:

Поскольку модуль входного ФМС не зависит от изменения его фазы и частоты, то (1)

. Для уменьшения фазовых искажений целесообразно положить

.Since the input FMS module does not depend on changes in its phase and frequency, then (1)

. To reduce phase distortion, it is advisable to put

.

Введем обозначения:We introduce the following notation:

Отношение модулей коэффициентов передачи высокочастотной части демодулятора m₂₁ связано с глубиной амплитудной модуляции АФМС следующим образом:The ratio of the transmission coefficient modules of the high-frequency part of the demodulator m ₂₁ is related to the depth of amplitude modulation of the AFMS as follows:

при m₂₁>1 или for m ₂₁ > 1 or

,

причем при m₂₁>1 и f₁>f₂ формируется левый склон АЧХ, при f₁<f₂- правый, а при m₂₁<1 и f₁>f₂ формируется правый склон АЧХ, при f₁>f₂ - левый.moreover, for m ₂₁ > 1 and f ₁ > f ₂ the left slope of the frequency response is formed, for f ₁ <f _{2 the} right one is formed, for m ₂₁ <1 and f ₁ > f ₂ the right slope of the frequency response is formed, for f ₁ > f ₂ left.

Пусть комплексные сопротивления высокочастотной нагрузки z_н1,н2=r_н1,н2+jx_н1,н2 и источника сигнала z_01,02=r_01,02+jx_01,02 также сопротивления нелинейного элемента z_1,2=r_1,2+jx_1,2 на крайних значениях частоты АФМС известны.Let the complex resistances of the high-frequency load z _{n1, n2} = r _{n1, n2} + jx _{n1, n2} and the signal source z _01.02 = r _01.02 + jx _01.02 also the resistance of the nonlinear element z _1.2 = r _1.2 + jx _1,2 at extreme values of the AFMS frequency are known.

Рассмотрим структурную схему демодулятора, представленную на фиг.2. Четырехполюсник или согласующе-фильтрующее устройство (СФУ) 2 содержит только реактивные элементы.Consider the structural diagram of the demodulator shown in figure 2. The quadripole or matching filtering device (SFU) 2 contains only reactive elements.

Таким образом, с учетом условия взаимности (x₁₂=-x₂₁) СФУ может характеризоваться матрицей сопротивленияThus, taking into account the reciprocity condition (x ₁₂ = -x ₂₁ ), the SFU can be characterized by a resistance matrix

и соответствующей классической матрицей передачи:and the corresponding classical transfer matrix:

где |x|=-х₁₁х₂₂-х₂₁ ² - определитель матрицы (2).where | x | = -x ₁₁ x ₂₂ -x ₂₁ ² is the determinant of the matrix (2).

Нелинейный элемент в двух состояниях характеризуется следующей матрицей передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.34-36].A nonlinear element in two states is characterized by the following transfer matrix [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971, p. 34-36].

Перемножим матрицы (3) и (4) и с учетом Z_01,02, Z_н1,н2 запишем нормированную матрицу передачи всего устройства:We multiply matrices (3) and (4) and, taking into account Z _01.02 , Z _{n1, n2,} we write the normalized transfer matrix of the entire device:

Используя известные соотношения между элементами классической матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния с учетом (5), получим выражения для коэффициентов передачи [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971, с.39]:Using the known relations between the elements of the classical transfer matrix and the elements of the scattering matrix taking into account (5), we obtain the expressions for the transmission coefficients [Feldstein A.L., Yavich L.R. Microwave four-terminal and eight-terminal synthesis. M .: Communication, 1971, p. 39]:

Квадратный корень из (6) можно представить в виде комплексного числа

, гдеThe square root of (6) can be represented as a complex number

where

x_1,2=r_01,02r_н1,н2-x_01,02x_н1,н2; y_1,2=r_01,02x_н1,н2+x₀₁r_н1.x _1.2 = r _01.02 r _{n1, n2} -x _01.02 x _{n1, n2} ; y _1,2 = r _01,02 x _{n1, n2} + x ₀₁ r _n1 .

После денормировки коэффициента передачи (6) путем умножения на последнее выражение изменяется а_1,2=r_н1,н2; b_1,2=x_н1,н2.After denormalizing the transmission coefficient (6) by multiplying by the last expression, a = _1.2 = r _{n1, n2} ; b _1,2 = x _{n1, n2} .

Денормированный коэффициент передачи связан с физически реализуемой передаточной функцией следующим образомThe denormalized transmission coefficient is associated with a physically feasible transfer function as follows

Подставим (6) в (1) и разделим между собой действительную и мнимую части в полученном комплексном уравнении:We substitute (6) into (1) and divide the real and imaginary parts in the resulting complex equation:

Полученная система двух взаимосвязей (8) означает, что СФУ фазового или частотного демодулятора должна содержать не менее двух независимых реактивных элементов, значения параметров которых должны определяться по следующему алгоритму. Для конкретной схемы СФУ определяется матрица сопротивлений, которая представляется в форме (2). Определенные элементы матрицы сопротивлений, функционально зависящие от параметров конкретной схемы СФУ, подставляются во взаимосвязи (8). Сформированная таким образом система двух алгебраических уравнений решается относительно выбранных любых двух параметров. Если количество элементов М>2, то значения параметров М-2 элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо физических соображений, например из условий обеспечения физической реализуемости и наибольшей рабочей полосы частот.The resulting system of two relationships (8) means that the SFU of the phase or frequency demodulator must contain at least two independent reactive elements, the parameter values of which should be determined by the following algorithm. For a specific SFU scheme, a resistance matrix is determined, which is presented in the form (2). Certain elements of the resistance matrix, functionally dependent on the parameters of a particular SFU circuit, are substituted in the relationship (8). The system of two algebraic equations thus formed is solved with respect to any two parameters chosen. If the number of elements is M> 2, then the parameter values of M-2 elements can be selected arbitrarily or based on any physical considerations, for example, from conditions for ensuring physical realizability and the largest working frequency band.

Необходимо отметить, что при решении данной задачи предполагалось, что элементы матрицы сопротивлений (2) на двух крайних частотах входного ФМС или ЧМС являются неизменными. Это возможно только в том случае, если параметры элементов схемы СФУ являются также постоянными на этих частотах. Для получения такого результата необходимо сформировать каждый двухполюсник СФУ из не менее трех реактивных элементов типа L, C. Значения двух параметров каждого двухполюсника находятся из условия обеспечения одного и того же значения сопротивления на двух частотах АФМС. Например, для последовательно соединенных между собой параллельного L₁, С₁ и последовательного L₂, С₂ колебательных контуров это условие выполняется при следующих его параметрах:It should be noted that in solving this problem, it was assumed that the elements of the resistance matrix (2) at the two extreme frequencies of the input FMS or FMS are unchanged. This is possible only if the parameters of the elements of the SFU circuit are also constant at these frequencies. To obtain such a result, it is necessary to form each bipolar terminal of the Siberian Federal University from at least three reactive elements of type L, C. The values of the two parameters of each bipolar terminal are determined from the condition of ensuring the same resistance value at two frequencies of the AFMS. For example, for series-connected parallel L ₁ , C ₁ and serial L ₂ , C ₂ oscillatory circuits, this condition is satisfied with the following parameters:

В формулах (9) x_k - это реактивное сопротивление k-го двухполюсника, входящего в СФУ, значение которого определяется по изложенному выше алгоритму. При выбранных в соответствии с этим алгоритмом оптимальных значений сопротивлений двухполюсников с помощью высокочастотной части фазового демодуляторов будет реализована операция преобразования ФМС в АФМС с заданным (левым или правым) склоном АЧХ в заданной полосе частот даже в предположении, что нелинейный элемент является безынерционным.In formulas (9), x _k is the reactance of the k-th two-terminal, which is part of the SFU, the value of which is determined by the above algorithm. With the optimal values of the two-terminal resistances selected in accordance with this algorithm, the operation of converting the FMS to AFMS with a given (left or right) slope of the frequency response in a given frequency band using the high-frequency part of the phase demodulators will be implemented even under the assumption that the non-linear element is inertialess.

В соответствии с изложенным алгоритмом были определены формулы для отыскания оптимальных значений сопротивлений двухполюсников типовой схемы СФУ в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников:In accordance with the above algorithm, formulas were determined for finding the optimal values of the resistance of the two-terminal devices of a typical SFU circuit in the form of a -shaped connection of two reactive two-terminal devices:

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестно устройство демодуляции ФМС, обеспечивающее формирование левого или правого склона АЧХ демодулятора с заданным отношением модулей коэффициентов передачи на двух частотах, соответствующих крайним значениям диапазона изменения частоты входного ФМС, что позволяет осуществить преобразование ФМС в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции АФМС, и состоящее из нелинейного двухэлектродного элемента, включенного между выходом реактивного четырехполюсника и высокочастотной нагрузкой в продольную цепь, причем четырехполюсник выполнен в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников, параметры которых определены по соответствующим математическим выражениям.The proposed technical solutions are new, since the FMS demodulation device that provides the left or right slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of transmission coefficient modules at two frequencies corresponding to the extreme values of the frequency range of the input FMS is unknown from publicly available information, which allows the conversion of FMS to AFMS with a given amplitude amplitude modulation depth AFMS, and consisting of a nonlinear two-electrode element connected between the output of the reactive about a four-terminal and a high-frequency load in the longitudinal circuit, and the four-terminal is made in the form of a -shaped connection of two reactive two-terminal, the parameters of which are determined by the corresponding mathematical expressions.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника реактивным в виде указанной выше схемы с выбором значений ее параметров из условия обеспечения заданной глубины амплитудной модуляции АФМС, осуществляет преобразование ФМС в АФМС без наличия источника опорного сигнала и колебательного контура.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the claimed sequence of operations (performing a four-terminal reactive in the form of the above scheme with a choice of its parameters from the condition of providing a given amplitude amplitude modulation AFMS, transforms FMS in AFMS without a reference signal source and oscillatory circuit.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды (параметрические диоды, p-i-n диоды, ЛПД, диоды Ганна и т.д.), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему реактивных двухполюсников, входящих в заявленную схему четырехполюсника. Значения сопротивлений двухполюсников, индуктивностей и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since semiconductor diodes (parametric diodes, pin diodes, power supply diodes, Gunn diodes, etc.), inductances and capacitances formed in the claimed circuit of reactive two-pole circuits included in the circuit can be used for their implementation the claimed four-terminal circuit. The resistance values of bipolar, inductances and capacitances can be determined using mathematical expressions given in the claims.

Технико-экономическая эффективность предложенного устройства заключается в одновременном обеспечении операции преобразования входного ФМС в АФМС с заданной глубиной амплитудной модуляции, что способствует повышению помехоустойчивости.The technical and economic efficiency of the proposed device is to simultaneously provide the operation of converting the input FMS to AFMS with a given depth of amplitude modulation, which helps to increase noise immunity.

Claims

1. A method for demodulating phase-modulated signals, which consists in applying a phase-modulated signal to a demodulator made of a linear reactive four-terminal device, a two-electrode nonlinear element and a selective load, phase-modulated signal is converted to an amplitude-phase modulated signal, phase-modulated signal is converted to an amplitude-phase modulated signal by applying this signal to the right or left slope of the frequency response, the low-frequency component of the amplitude-phase modulated This signal is fed to a differentiating or integrating circuit, respectively, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase modulated signal is destroyed into high-frequency and low-frequency components, an information low-frequency signal is isolated with a low-pass filter, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the phase-modulated input signal, characterized in that a nonlinear element is connected between the four-terminal network and the high-frequency load introduced into the longitudinal circuit, transforming The phase-modulated signal is fed into the amplitude-phase-modulated signal by forming a slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of moduli m ₂₁ of transmission coefficients at two given frequencies f ₁ , f ₂ , corresponding to the extreme values of the frequency change of the input phase-modulated signal, the four-terminal is made up of no less than two-terminal reactive two, the values of the resistances of which are selected from the condition of ensuring a given depth of amplitude modulation M _{21 of the} amplitude-phase modulated signal

for m ₂₁ > 1 or

,
moreover, for m> 1 and f ₁ , f ₂ the left slope of the frequency response is formed, for f ₁ <f _{2 the} right one is formed, for m ₂₁ <1 and f ₁ > f ₂ the right slope of the frequency response is formed, for f ₁ > f _{2 the} left while this condition is implemented by providing the following relationships between the elements x ₁₁ , x ₂₁ > -x ₁₂ , x _{22 of the} quadrupole resistance matrix:

r _{Н1, Н2} , x _{Н1, Н2} and r _01,02 , x _01,02 - specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal; r _1,2 , x _1,2 are the given real and imaginary components of the resistance of the two-electrode nonlinear element at the two indicated known frequencies; φ ₂₁ - the set double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal.

2. A device for demodulating phase-modulated signals connected between a source of phase-modulated signals and a low-frequency load and consisting of a converter of phase-modulated signals into an amplitude-phase-modulated signal in the form of a linear reactive four-terminal, a two-electrode nonlinear element, a low-pass filter, characterized in that the two-electrode nonlinear element is connected between the four-terminal and introduced high-frequency load into the longitudinal circuit, the four-terminal device is made in the form

-shaped connection of two reactive two-terminal circuits, the resistances of which are selected from the condition of the slope of the frequency response of the demodulator with a given ratio of modules m ₂₁ transmission coefficients at two given frequencies f ₁ , f ₂ corresponding to extreme values of the frequency variation of the input phase-modulated signal using the following mathematical expressions:

r _{Н1, Н2} , x _{Н1, Н2} and r _01,02 , x _01,02 - specified real and imaginary components of the resistances of the high-frequency load and the signal source at the two extreme frequencies of the phase-modulated or amplitude-phase-modulated signal; r _1,2 , x _1,2 are the given real and imaginary components of the resistance of the two-electrode nonlinear element at the two indicated known frequencies; φ is the predetermined double value of the phase deviation of the input phase-modulated signal, with each of the two-terminal circuits being formed from sequentially connected parallel L _1k , C _1k and serial L _1k , C _1k oscillatory circuits, and the parameters of the parallel oscillatory circuit are determined using the following formulas:

where k = 1, 2 is the number of the two-terminal network; x _k - resistance of two reactive two-terminal networks;
L _2k , C _2k - inductances and capacitances of successive oscillatory circuits, the values of which are selected from the conditions for providing physically feasible values of inductances and capacitances L _1k , X _1k .