RU2504898C1

RU2504898C1 - Method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals and apparatus for realising said method

Info

Publication number: RU2504898C1
Application number: RU2012120466/08A
Authority: RU
Inventors: Александр Афанасьевич Головков; Владимир Александрович Головков
Priority date: 2012-05-17
Filing date: 2012-05-17
Publication date: 2014-01-20
Also published as: RU2012120466A

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals is characterised by that the nonlinear element used is a three-pole nonlinear element; the four-terminal element is complex and consists of reactive and resistive elements; the three-pole nonlinear element is connected between a source of a phase-modulated or frequency-modulated signal and the input of the four-terminal element on a scheme with a common one of three electrodes; a high-frequency load is connected in a transverse circuit between the output of the four-terminal element and a lowpass filter.

EFFECT: wider field of physical realisability of change in the real and imaginary components of resistance of the signal source and the load, within which the required values of the modulus and phase of transfer constants are provided simultaneously.

2 cl, 4 dwg

Description

Группа изобретений относится к области радиосвязи и радиолокации и может быть использована для демодуляции фазоманипулированных, фазомодулированных, частотно-манипулированных и частотно-модулированных сигналов.The group of inventions relates to the field of radio communications and radar and can be used for demodulation of phase-shifted, phase-modulated, frequency-manipulated and frequency-modulated signals.

Известен способ демодуляции фазомодулированных сигналов (ФМС), состоящий в том, что на два нелинейных элемента одновременно подаются в противофазе высокочастотный ФМС и в фазе высокочастотное опорное колебание с частотой, равной несущей частоте ФМС. В результате происходит сравнение изменяемой во времени фазы ФМС и постоянной фазы опорного колебания, в следствие чего осуществляется преобразование ФМС в амплитудно-модулированный и фазомодулированный сигнал (АФМС). При этом амплитуда изменяется по закону изменения фазы. Этот сигнал далее испытывает такие же преобразования, как и в амплитудном демодуляторе [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. Это означает, что на нелинейных элементах спектр АФМС разрушается (разлагается) на низкочастотные и высокочастотные составляющие. Далее с помощью фильтра нижних частот выделяется низкочастотная составляющая, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС. Затем, с помощью разделительной емкости, включенной в продольную цепь (последовательно), устраняется постоянная составляющая, возникшая на нелинейных элементах в результате взаимодействия с АФМС. После этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, выделяются на низкочастотной нагрузке.A known method of demodulating phase-modulated signals (PMS), consisting in the fact that two non-linear elements simultaneously fed in phase out of phase high-frequency PMS and in phase high-frequency reference oscillation with a frequency equal to the carrier frequency of the PMS. As a result, the FMS phase changes in time and the constant phase of the reference oscillation is compared, as a result of which the FMS is converted into an amplitude-modulated and phase-modulated signal (AFMS). In this case, the amplitude changes according to the law of phase change. This signal then undergoes the same transformations as in the amplitude demodulator [S. Baskakov Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. This means that on nonlinear elements the AFMS spectrum is destroyed (decomposed) into low-frequency and high-frequency components. Then, using the low-pass filter, a low-frequency component is extracted, the amplitude of which changes according to the law of phase change of the input FMS. Then, using the separation capacitance included in the longitudinal circuit (sequentially), the constant component that occurs on non-linear elements as a result of interaction with the AFMS is eliminated. After that, low-frequency vibrations containing useful information are allocated to the low-frequency load.

Этот способ и устройство можно использовать и для демодуляции частотно-модулированных сигналов (ЧМС), в которых фаза изменяется по закону интеграла от частоты. Для этого низкочастотные колебания, содержащие полезную информацию, необходимо подать на дифференцирующую цепь.This method and device can also be used to demodulate frequency-modulated signals (HMS), in which the phase changes according to the law of the integral of frequency. For this, low-frequency oscillations containing useful information must be fed to a differentiating circuit.

Недостаток такого способа и устройства его реализации состоит в том, что для выделения низкочастотного сигнала, амплитуда которого изменяется в соответствии с законом изменения фазы высокочастотного ФМС, необходимо наличие генератора опорных колебаний. Другим недостатком является отсутствие возможности коррекции коэффициента амплитудной модуляции АФМС, что при прохождении через резонансные цепи приводит к уменьшению-этой характеристики, то есть к известному явлению частичной демодуляции АФМС или к снижению помехоустойчивости. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка фазовой демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. В режиме частотной демодуляции основным недостатком является малая величина квазилинейного участка частотной демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ЧМС в амплитудно-модулированный и ЧМС (АЧМС) в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.The disadvantage of this method and device for its implementation is that in order to isolate a low-frequency signal, the amplitude of which varies in accordance with the law of the phase change of the high-frequency PMS, the presence of a reference oscillator is necessary. Another disadvantage is the inability to correct the amplitude modulation coefficient of the AFMS, which when passing through the resonant circuits leads to a decrease in this characteristic, that is, to the well-known phenomenon of partial demodulation of the AFMS or to a decrease in noise immunity. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the phase demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting PMF to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies. In the frequency demodulation mode, the main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the frequency demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion for converting HMS into amplitude-modulated and HMS (AFM) in a given frequency band or for a given number of frequencies.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящий в том, что для демодуляции ФМС и ЧМС используют частотный детектор, состоящий из каскадно-соединенных амплитудного ограничителя, преобразователя ЧМС АЧМС в виде параллельного колебательного контура и обычного амплитудного демодулятора. Далее процесс выделения низкочастотной составляющей осуществляется так же, как описано выше. Особенность использования этого частотного детектора для демодуляции ФМС состоит в том, что если частота несущего сигнала ФМС расположена на правом склоне амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) контура, то низкочастотную составляющую подают на дифференцирующую цепь. Если частота несущего сигнала ФМС расположена на левом склоне АЧХ контура, то низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного высокочастотного фазомодулированного колебания.The closest in technical essence and the achieved result (prototype) is a method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, which consists in the fact that for demodulating the FMS and the ChMS, a frequency detector is used, consisting of a cascade-connected amplitude limiter, a ChMS frequency response converter in the form of a parallel oscillatory circuit and conventional amplitude demodulator. Further, the process of isolating the low-frequency component is carried out in the same way as described above. The peculiarity of using this frequency detector for FMS demodulation is that if the frequency of the FMS carrier signal is located on the right slope of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the circuit, then the low-frequency component is fed to the differentiating circuit. If the frequency of the carrier signal of the FMS is located on the left slope of the frequency response of the circuit, then the low-frequency component is fed to the integrating circuit. As a result, at the output of the device, we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of the phase change of the input high-frequency phase-modulated oscillation.

Особенность использования этого частотного детектора для демодуляции ЧМС состоит в том, что если частоту несущего сигнала ЧМС располагают на левом склоне АЧХ контура. При этом амплитуда АЧМС изменяется по закону изменения частоты [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292]. При необходимости между источником модулированных сигналов и нелинейным элементом или между нелинейным элементом и нагрузкой включают реактивный или резистивный четырехполюсник для согласования и дополнительной селекции сигнала и помехи. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения частоты входного высокочастотного частотномодулированного колебания.The peculiarity of using this frequency detector for demodulating an HMS is that if the frequency of the HMS carrier signal is located on the left slope of the frequency response of the circuit. In this case, the amplitude of the AMF varies according to the law of frequency variation [S. Baskakov. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292]. If necessary, between the source of modulated signals and the nonlinear element or between the nonlinear element and the load include a reactive or resistive four-terminal network for matching and additional signal and interference selection. As a result, at the output of the device we have a low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of changing the frequency of the input high-frequency modulated oscillation.

Недостаток способа и устройства его реализации состоит в том, что после преобразования ФМС в АФМС коэффициент амплитудной модуляции АФМС не контролируется и, как правило, бывает незначительным по величине, что ухудшает помехоустойчивость [Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1988, стр.286-292. Гоноровский И.С.Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Радио и связь, 1986, стр.247-252]. Основным недостатком является малая величина квазилинейного участка демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ФМС в АФМС в заданной полосе частот или на заданном количестве частот. В режиме частотной демодуляции основным недостатком является малая величина квазилинейного участка частотной демодуляционной характеристики из-за использования только реактивных элементов и отсутствия выбора их параметров по критерию преобразования ЧМС в амплитудно-модулированный и ЧМС (АЧМС) в заданной полосе частот или на заданном количестве частот.The disadvantage of the method and device for its implementation is that after converting the FMS to AFMS, the amplitude modulation coefficient of the AFMS is not controlled and, as a rule, is insignificant in magnitude, which impairs noise immunity [S. Baskakov. Radio circuits and signals. M.: Higher School, 1988, pp. 286-292. Gonorovsky I.S.Radio-technical circuits and signals. M .: Radio and communications, 1986, p. 247-252]. The main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion of converting PMF to AFMS in a given frequency band or at a given number of frequencies. In the frequency demodulation mode, the main disadvantage is the small size of the quasilinear portion of the frequency demodulation characteristic due to the use of only reactive elements and the lack of selection of their parameters according to the criterion for converting HMS into amplitude-modulated and HMS (AFM) in a given frequency band or for a given number of frequencies.

Кроме того, классическая теория радиотехнических цепей предполагает, что нелинейный элемент является чисто резистивным и безынерционным, в связи с чем он никак не реагирует на изменение частоты и фазы входного сигнала, а реагирует только на изменение амплитуды. Между тем, повседневный опыт показывает, что нелинейные элементы имеют внутренние емкости и индуктивности, которые оказывают существенное влияние на формирование зависимости их проводимости (сопротивления или элементов матрицы проводимостей или сопротивлений) от частоты и фазы. Особенно существенно это проявляется с повышением частоты, к чему в настоящее время в основном стремятся проектировщики новых систем и средств радиосвязи.In addition, the classical theory of radio circuits suggests that a nonlinear element is purely resistive and inertia-free, and therefore it does not react at all to a change in the frequency and phase of the input signal, but only responds to a change in amplitude. Meanwhile, everyday experience shows that nonlinear elements have internal capacitances and inductances, which have a significant impact on the formation of the dependence of their conductivity (resistance or elements of the matrix of conductivities or resistances) on frequency and phase. This is especially significant with an increase in frequency, which is currently mainly sought by designers of new systems and means of radio communications.

Следующим важным недостатком всех перечисленных способов и устройств является то, что все элементы четырехполюсников (согласующих устройств) выполнены реактивными, что связано со стремлением разработчиков не вносить дополнительных потерь путем использования комплексных двухполюсников на основе как реактивных, так и резистивных элементов. При использовании в согласующих устройствах только реактивных или только резистивных элементов не всегда удается обеспечить условия согласования по критерию обеспечения требуемых значений модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя частотами входного ФМС или входного ЧМС, в интересах формирования заданного склона АЧХ, поскольку они имеют определенные области физической реализуемости (области изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки), в пределах которых реализуются эти условия согласования (Головков А.А. Комплексированные радиоэлектронные устройства. М.: Радио и связь, 1996. - 128 с.).The next important drawback of all the above methods and devices is that all elements of the four-terminal devices (matching devices) are made reactive, which is associated with the desire of developers not to introduce additional losses by using complex two-terminal devices based on both reactive and resistive elements. When using only reactive or only resistive elements in matching devices, it is not always possible to provide matching conditions for the criterion of providing the required values of the modules and phases of transmission coefficients in two states of a controlled nonlinear element determined by two frequencies of the input FMS or input HMS, in the interests of forming a given slope of the frequency response, since they have certain areas of physical realizability (areas of change in the real and imaginary components of the resistance of the source s drove and loads), within which these matching conditions are realized (A. Golovkov. Complex electronic devices. M: Radio and communication, 1996. - 128 p.).

Техническим результатом изобретения является расширение областей физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки, в пределах которых одновременно обеспечивается требуемые значения модулей и фаз коэффициентов передачи в двух состояниях, определяемых двумя частотами входного ФМС или ЧМС, в интересах формирования заданного склона АЧХ для преобразования ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС за счет оптимизации схемы и значений параметров комплексного четырехполюсника при одновременном увеличении полосы частот, в которой это преобразование возможно, что повышает помехоустойчивость приемника. Возможность изменения варианта включения нелинейного элемента относительно согласующего комплексного четырехполюсника еще более расширяет области физической реализуемости.The technical result of the invention is the expansion of the areas of physical feasibility as the areas of change of the real and imaginary components of the resistance of the signal source and load, within which the required values of the modules and phases of the transmission coefficients in two states, determined by the two frequencies of the input FMS or HMS, are simultaneously provided, in the interest of forming a given slope Frequency response for converting PMS to AFMS or HMS to AHMS by optimizing the circuit and parameter values of an integrated quadrupole and at the same time increasing the frequency band in which this conversion is possible, which increases the noise immunity of the receiver. The possibility of changing the option of including a nonlinear element relative to the matching complex quadrupole further expands the field of physical feasibility.

1. Указанный результат достигается тем, что в известном способе демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящем в том, что фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал подают на демодулятор, выполненный из четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, фазомодулированный сигнал преобразовывают в амплитудно-фазомодулированный сигнал, частотно-модулированный сигнал преобразуют в амплитудно-частотно-модулированный сигнал, преобразование фазомодулированного сигнала в амплитудно-фазомодулированный сигнал и частотно-модулированного сигнала в амплитудно-частотно-модулированный сигнал осуществляют путем подачи этих сигналов на левый склон АЧХ демодулятора, с помощью нелинейного элемента разрушают спектр амплитудно-фазомодулированного сигнала и амплитудно-частотно-модулированного сигнала на высокочастотные и низкочастотные составляющие, низкочастотную составляющую подают на интегрирующую цепь-фильтр нижних частот, с помощью фильтра нижних частот выделяют информационный низкочастотный сигнал, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы фазомодулированного входного сигнала или по закону изменения частоты частотно-модулированного сигнала, с помощью разделительной емкости устраняют постоянную составляющую, дополнительно в качестве нелинейного элемента используют трехполюсный нелинейный элемент, четырехполюсник выполняют комплексным из реактивных и резистивных элементов, трехполюсный нелинейный элемент включают между источником фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и входом четырехполюсника по схеме с общим одним из трех электродов, между выходом четырехполюсника и фильтром нижних частот включают в поперечную цепь введенную высокочастотную нагрузку, заданные зависимости модуля передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты в интересах формирования заданного склона амплитудно-частотной характеристики обеспечивают за счет выбора зависимости элемента z₂₂ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты с помощью следующего математического выражения:1. The specified result is achieved by the fact that in the known method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting in the fact that the phase-modulated or frequency-modulated signal is fed to a demodulator made of a four-terminal device, a nonlinear element, a low-pass filter, a separation capacitance, and a low-frequency load , the phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal, the frequency-modulated signal is converted into an amplitude-frequency-modulated signal, converted The phase-modulated signal is converted into an amplitude-phase-modulated signal and the frequency-modulated signal into an amplitude-frequency-modulated signal by supplying these signals to the left slope of the frequency response of the demodulator, using a non-linear element, the spectrum of the amplitude-phase-modulated signal and the amplitude-frequency-modulated signal are destroyed by high-frequency ones and low-frequency components, the low-frequency component is fed to an integrating low-pass filter circuit, using a low-pass filter, and formation low-frequency signal, the amplitude of which varies according to the law of changing the phase of the phase-modulated input signal or according to the law of changing the frequency of the frequency-modulated signal, eliminate the constant component using an isolation capacitor, in addition, a three-pole non-linear element is used as a non-linear element, the four-terminal is made up of a complex of reactive and resistive elements , a three-pole non-linear element is connected between a phase-modulated or frequency-modulated source a given signal and a four-terminal input according to a circuit with a common one of three electrodes, between the four-terminal output and the low-pass filter, the introduced high-frequency load is included in the transverse circuit, the given frequency dependences of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator in the interests of forming a given slope of the amplitude-frequency characteristic provide by selecting the dependence of the element z _{22 of} the resistance matrix of the complex quadripole on frequency using the following mathematical expression zheniya:

где

; z₂₁, z₁₁ - заданные зависимости соответствующих элементов матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты в заданной полосе частот; m₂₁, φ₂₁ - заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции от частоты в заданной полосе частот;

,

- заданные зависимости комплексных элементов матрицы сопротивлений трехполюсного нелинейного элемента от частоты в заданной полосе частот; z₀, z_n - заданные зависимости комплексных сопротивлений источника фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки от частоты в заданной полосе частот.Where

; z ₂₁ , z ₁₁ - the given dependences of the corresponding elements of the resistance matrix of a complex four-terminal network on frequency in a given frequency band; m ₂₁ , φ ₂₁ - the given dependence of the module and phase of the transfer function on frequency in a given frequency band;

,

- the given dependences of the complex elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element on the frequency in a given frequency band; z ₀ , z _n are the given dependences of the complex resistances of the source of the phase-modulated or frequency-modulated signal and the high-frequency load on the frequency in a given frequency band.

2. Указанный результат достигается тем, что в известном устройстве демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, состоящем из источника фазомодулированного и частотно-модулированного сигнала, четырехполюсника, нелинейного элемента, фильтра нижних частот, разделительной емкости и низкочастотной нагрузки, дополнительно четырехполюсник выполнен комплексным в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, в качестве нелинейного элемента использован трехполюсный нелинейный элемент, нелинейный элемент включен между источником фазомодулированного или частотно-модулированного сигнала и входом четырехполюсника по схеме с общим одним из трех электродов, между выходом четырехполюсника и фильтром нижних частот в поперечную цепь включена введенная высокочастотная нагрузка, первый двухполюсник Г-образного соединения сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первого конденсатора с емкостью C₁, реактивного двухполюсника с заданными сопротивлениями X₀₁, X₀₂ на двух заданных частотах и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второго конденсатора с емкостью C₂, а значения параметров первого двухполюсника Г-образного соединения определены в соответствии со следующими математическими выражениями:2. This result is achieved by the fact that in the known device for demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting of a source of phase-modulated and frequency-modulated signal, four-terminal, non-linear element, low-pass filter, separation capacitance and low-frequency load, an additional four-terminal is made complex in the form L-shaped connection of two complex bipolar, as a non-linear element, a three-pole non-linear element, a non-linear element nt is connected between the source of the phase-modulated or frequency-modulated signal and the input of the four-terminal according to a circuit with a common one of three electrodes, between the output of the four-terminal and the low-pass filter, the introduced high-frequency load is included in the transverse circuit, the first L-shaped two-terminal connection is formed from the first resistive two-terminal connected in series with resistance R ₁ , the first capacitor with capacitance C ₁ , reactive two-terminal with given resistances X ₀₁ , X ₀₂ on two given often max and parallel connected between a second resistive two-terminal with resistance R ₂ and a second capacitor with a capacity of C ₂ , and the parameters of the first two-terminal L-shaped connection are determined in accordance with the following mathematical expressions:

;

'

;

''

где A=(x₁-X₀₁)²[(r₁-r₂)²+(x₁-X₀₁)²]; B=-2(x₁-X₀₁)(x₂-X₀₂)[(r₁-r₂)²+2(x₁-X₀₁)²]; D=-2(x₁-X₀₁)(x₂-X₀₂)[(r₁-r₂)²+2(x₂-X₀₂)²]; E=(x₂-X₀₂)[(r₁-r₂)²+(x₂-X₀₂)²];

r₁, r₂, x₁, x₂ - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах;

- оптимальные значения комплексного сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах;

;

; Z_2n - заданные значения комплексного сопротивления второго комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах; m_21n, φ_21n - заданные значения модулей и фаз передаточной функции высокочастотной части демодулятора на двух частотах;

,

- заданные значения комплексных элементов матрицы сопротивлений трехполюсного нелинейного элемента на двух частотах; z_0n, z_nn - заданные значения комплексных сопротивлений источника фазомодулированного и частотно-модулированного сигнала и высокочастотной нагрузки на двух частотах; ω_1,2=2πƒ_1,2; n=1, 2 - номера заданных двух частот ƒ_1,2.where A = (x ₁ -X ₀₁ ) ² [(r ₁ -r ₂ ) ² + (x ₁ -X ₀₁ ) ² ]; B = -2 (x ₁ -X ₀₁ ) (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₁ -X ₀₁ ) ² ]; D = -2 (x ₁ -X ₀₁ ) (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₂ -X ₀₂ ) ² ]; E = (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² + (x ₂ -X ₀₂ ) ² ];

r ₁ , r ₂ , x ₁ , x ₂ are the optimal values of the real and imaginary components of the resistance of the first complex two-terminal L-shaped connection at two frequencies;

- the optimal values of the complex resistance of the first complex two-terminal L-shaped connection at two frequencies;

;

; Z _2n - set values of the complex resistance of the second complex two-terminal L-shaped connection at two frequencies; m _21n , φ _21n - given values of the modules and phases of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator at two frequencies;

,

- given values of the complex elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element at two frequencies; z _0n , z _nn are the set values of the complex resistances of the source of the phase-modulated and frequency-modulated signal and the high-frequency load at two frequencies; ω _1,2 = 2πƒ _1,2 ; n = 1, 2 - numbers of the given two frequencies ƒ _1.2 .

На фиг.1 показана схема устройства демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов (прототип), реализующего способ-прототип.Figure 1 shows a diagram of a device for demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals (prototype) that implements the prototype method.

На фиг.2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п.2, реализующего предлагаемый способ по п.1.Figure 2 shows the structural diagram of the proposed device according to claim 2, which implements the proposed method according to claim 1.

На фиг.3 приведена схема комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2.Figure 3 shows a diagram of a complex quadrupole of the proposed device according to claim 2.

На фиг.4 приведена схема первого комплексного двухполюсника, входящего в состав комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п.2Figure 4 shows a diagram of the first complex two-terminal, which is part of a complex four-terminal device of the proposed device according to claim 2

Устройство-прототип (фиг.1) содержит источник 1 фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов, четырехполюсник 2, нелинейный элемент 3, фильтр нижних частот 4 на элементах R, C, разделительная емкость 5 на элементе C_p и низкочастотную нагрузку 6 на элементах R_н, C_н.The prototype device (Fig. 1) contains a source 1 of phase-modulated and frequency-modulated signals, a four-terminal 2, a nonlinear element 3, a low-pass filter 4 on the elements R, C, a separation capacitance 5 on the element C _p and a low-frequency load 6 on the elements R _n , C _n

Принцип действия устройства демодуляции фазомодулированных и частотно-модулированных сигналов (прототипа) состоит в следующем.The principle of operation of the device demodulation phase-modulated and frequency-modulated signals (prototype) is as follows.

Фазомодулированный или частотно-модулированный сигнал от источника 1 подают на демодулятор (фиг.1). Принцип действия устройства, реализующего этот способ состоит в том, что с помощью реактивного четырехполюсника 2, представляющего собой параллельный колебательный контур и включенного между источником ФМС или ЧМС и нелинейным элементом, преобразовывают ФМС в АФМС или ЧМС в АЧМС, с помощью нелинейного элемента 3 разрушают спектр АФМС или АЧМС на высокочастотные и низкочастотные составляющие. Последние выделяются с помощью фильтра нижних частот (интегрирующей цепи) 4 и поступают в низкочастотную нагрузку 6. Разделительная емкость 5 устраняет постоянную составляющую. В результате на выходе устройства имеем низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения огибающей высокочастотного АФМС (АЧМС), то есть по закону изменения фазы входного ФМС (частоты входного ЧМС), изменяющейся по закону изменения амплитуды первичного сигнала. Недостатки способа и устройства его реализации описаны выше.Phase-modulated or frequency-modulated signal from the source 1 is fed to the demodulator (figure 1). The principle of operation of a device that implements this method is that, using a reactive four-terminal 2, which is a parallel oscillatory circuit and connected between a PMS or PMS source and a non-linear element, the PMS is converted into AFMS or HMS into AFM, using the non-linear element 3, the spectrum is destroyed AFMS or AFMS for high-frequency and low-frequency components. The latter are allocated using a low-pass filter (integrating circuit) 4 and enter the low-frequency load 6. The separation capacitance 5 eliminates the constant component. As a result, we have a low-frequency oscillation at the output of the device, the amplitude of which changes according to the law of the envelope of the high-frequency AFMS (AFMS), that is, according to the law of the phase change of the input FMS (frequency of the input HMS), which changes according to the law of the amplitude of the primary signal. The disadvantages of the method and device for its implementation are described above.

Высокочастотная часть (до фильтра нижних частот) структурной схемы обобщенного предлагаемого устройства по п.2 (фиг.2) состоит из каскадно-соединенных источника ФМС и ЧМС 1, трехэлектродного нелинейного элемента 3 (включен по схеме с общим одним из трех электродов), комплексного четырехполюсника 2, и высокочастотной нагрузки 7. Низкочастотная часть структурной схемы содержит фильтр нижних частот 4, разделительную емкость 5 и низкочастотную нагрузку 6. Комплексный четырехполюсник (КЧ) 2 выполнен в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников с сопротивлениями Z₁-8, Z₂-9 (фиг.3). Частотные зависимости элемента z₂₂ матрицы сопротивлений КЧ 2 выбраны из условия формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на двух заданных частотах требуемой полосы частот. Реализация этих зависимостей осуществлена выбором схемы КЧ в виде Г-образного звена, оптимальной частотной зависимости первого комплексного двухполюсника-8 этого звена и реализацией этой частотной зависимости выбором схемы первого комплексного двухполюсника из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁-10, первого конденсатора с емкостью C₁-11, произвольного реактивного двухполюсника с сопротивлением X₀-12 и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂-13 и второго конденсатора с емкостью C₂-14 (фиг.4) и выбором значений параметров R₁, R₂, C₁, C₂ из условия обеспечения операции преобразования ФМС в АФМС и ЧМС в АЧМС путем формирования квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот с помощью определенных математических выражений.The high-frequency part (before the low-pass filter) of the structural diagram of the generalized device according to claim 2 (Fig. 2) consists of a cascade-connected source of PMS and ChMS 1, a three-electrode nonlinear element 3 (included in the circuit with a common one of three electrodes), integrated a quadripole 2, and a high-frequency load 7. The low-frequency part of the structural circuit contains a low-pass filter 4, a dividing capacitance 5 and a low-frequency load 6. A complex quadripole (RF) 2 is made in the form of a L-shaped connection of two complex d uhpolyusnikov with resistances Z ₁ -8, Z ₂ -9 (Figure 3). The frequency dependences of element z _{22 of} the KH 2 resistance matrix are selected from the conditions for the formation of a quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator with the given values of the transfer function modules at two given frequencies of the required frequency band. These dependencies were realized by selecting the LF circuit in the form of a L-shaped link, the optimal frequency dependence of the first complex two-terminal-8 of this link and the realization of this frequency dependence by choosing the scheme of the first complex two-terminal from the series-connected first resistive two-terminal with resistance R ₁ -10, the first capacitor with capacitance c ₁ -11, arbitrary two-terminal reactive impedance X ₀ to -12 and connected in parallel between a second two-terminal resistive to resist R ₂ -13 cm and the second capacitor with capacitance C ₂ -14 (Figure 4) and selecting the values of the parameters R _1, R _2, C _1, C ₂ of the FMS conditions ensure conversion operation in AFMS and PHI in ACHMS by forming a quasi-linear slope Frequency response of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band using certain mathematical expressions.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче ФМС или ЧМС от источника 1 с сопротивлением z₀ в результате специального выбора значений параметров R₁, R₂, C₁, C₂ элементов первого комплексного двухполюсника Г-образного звена будет сформирован левый склон АЧХ демодулятора с заданными значениями модулей передаточной функции на двух заданных частотах требуемой полосы частот. Это обеспечивает заданный коэффициент амплитудной модуляции АФМС и АЧМС в большей полосе частот, что повышает помехоустойчивость приемника. Одновременно спектр АФМС или АЧМС разрушается при помощи нелинейного элемента 3, включенного между источником ФМС или ЧМС и четырехполюсником. В результате низкочастотное колебание, амплитуда которого изменяется по закону изменения фазы входного ФМС или частоты входного ЧМС, выделяется на низкочастотной нагрузке 6, то есть осуществляется фазовая или частотная демодуляция. При этом сопротивления источника ФМС или ЧМС и нагрузки могут быть выбраны произвольно.The principle of operation of this device is that when applying the FMS or ChMS from source 1 with resistance z ₀ as a result of a special choice of parameter values R ₁ , R ₂ , C ₁ , C _{2 of the} elements of the first complex two-terminal L-shaped link, a left slope will be formed Frequency response of a demodulator with preset values of the transfer function modules at two preset frequencies of the required frequency band. This provides a given coefficient of amplitude modulation AFMS and AFMC in a larger frequency band, which increases the noise immunity of the receiver. At the same time, the spectrum of AFMS or AFMC is destroyed by a nonlinear element 3 connected between the source of the PMS or ChMS and the four-terminal network. As a result, the low-frequency oscillation, the amplitude of which changes according to the law of the phase change of the input PMS or the frequency of the input HMS, is allocated to the low-frequency load 6, that is, phase or frequency demodulation is performed. In this case, the resistances of the source of the FMS or ChMS and the load can be chosen arbitrarily.

Докажем возможность реализации указанных свойств. Пусть известны зависимости комплексных сопротивлений нагрузки z_н, источника высокочастотного сигнала (ФМС и ЧМС) z₀ и элементов матрицы сопротивлений трехполюсного нелинейного элемента

,

от частоты при заданной амплитуде постоянного напряжения. Для простоты записи аргументы ω=2πƒ (круговая частота) и U, I (напряжение или ток постоянной амплитуды источника питания) опущены.Let us prove the feasibility of implementing these properties. Let the dependences of the complex load resistances z _n , the source of the high-frequency signal (FMS and ChMS) z ₀ and the elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element be known

,

from frequency at a given amplitude of a constant voltage. For simplicity of writing, the arguments ω = 2πƒ (circular frequency) and U, I (voltage or current of constant amplitude of the power source) are omitted.

Таким образом, известна матрица сопротивлений транзистора:Thus, the transistor resistance matrix is known:

и соответствующая ей классическая матрица передачи:and the corresponding classical transfer matrix:

где

-определитель матрицы (1). Знак * введен в интересах обеспечения отличия элементов матрицы сопротивлений трехполюсного элемента от соответствующих элементов матриц сопротивлений комплексного четырехполюсника или КЧ:Where

-determinant of the matrix (1). The sign * is introduced in the interest of ensuring the difference between the elements of the resistance matrix of a three-pole element and the corresponding elements of the resistance matrices of a complex four-terminal or CFC:

и соответствующей классической матрицы передачи:and the corresponding classical transfer matrix:

где

- определитель матрицы (3) с учетом условия взаимности четырехполюсника z₁₂=-z₂₁.Where

- determinant of the matrix (3), taking into account the reciprocity condition of the four-terminal network z ₁₂ = -z ₂₁ .

Перемножим матрицы (2) и (4). С учетом условий нормировки (Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1971. С.34-36) получим общую нормированную классическую матрицу передачи высокочастотной части демодулятора:Multiply matrices (2) and (4). Taking into account the normalization conditions (Feldstein A.L., Yavich L.R. Synthesis of four-terminal and eight-terminal devices on a microwave. M .: Svyaz, 1971. P.34-36) we obtain the general normalized classical transmission matrix of the high-frequency part of the demodulator:

Используя известные соотношения между элементами классической матрицы передачи и элементами матрицы рассеяния (там же) с учетом (5), получим выражение для коэффициента передачи высокочастотной части демодулятора:Using the well-known relations between the elements of the classical transmission matrix and the elements of the scattering matrix (ibid.) Taking into account (5), we obtain the expression for the transmission coefficient of the high-frequency part of the demodulator:

Физически реализуемая передаточная функция связана с коэффициентом передачи следующим образом:

.A physically feasible transfer function is related to the transmission coefficient as follows:

.

Пусть требуется определить схему комплексного четырехполюсника и значения комплексных сопротивлений двухполюсников, входящих в него, при которых возможно обеспечить заданные зависимости модуля m₂₁ и фазы φ₂₁ передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты:Suppose that it is necessary to determine the scheme of a complex four-terminal network and the values of the complex resistances of the two-terminal networks included in it, at which it is possible to provide the given dependences of the module m ₂₁ and phase φ _{21 of the} transfer function of the high-frequency part of the demodulator on frequency:

После подстановки (6) в (7) получим комплексное уравнение, решение которого имеет вид взаимосвязи между элементами искомой матрицы сопротивлений КЧ, оптимальной по критерию обеспечения формирования заданного квазилинейного склона АЧХ высокочастотной части демодулятора (7) во всем частотном диапазоне:After substituting (6) into (7), we obtain a complex equation whose solution has the form of a relationship between the elements of the sought-after resistance matrix, optimal by the criterion of ensuring the formation of a given quasilinear slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator (7) in the entire frequency range:

где

;

Where

;

Полученная взаимосвязь (8) между элементами матрицы передачи комплексного четырехполюсника означает, что фазовые демодуляторы должны содержать не менее одного независимого двухполюсника с комплексным сопротивлением, значение которого должно удовлетворять уравнению, сформированному на основе этой взаимосвязи. Для отыскания оптимальных значений параметров комплексного четырехполюсника необходимо выбрать какую-либо схему из М≥1 двухполюсника с комплексным сопротивлением, найти ее матрицу сопротивлений, элементы которой выражены через параметры схемы комплексного четырехполюсника, и подставить их в (8). Сформированное таким образом уравнение должно быть решено относительно сопротивления выбранного комплексного двухполюсника. Значения параметров остальных М-1 комплексных двухполюсников могут быть заданы произвольно или выбраны из каких-либо других физических соображений. В соответствии с описанным алгоритмом получена оптимальная по критерию (7) зависимость сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников (фиг.3) от частоты:The obtained relationship (8) between the elements of the transmission matrix of a complex four-terminal network means that phase demodulators must contain at least one independent two-terminal network with complex resistance, the value of which must satisfy the equation formed on the basis of this relationship. In order to find the optimal values of the parameters of a complex four-terminal network, it is necessary to select a circuit from M≥1 of a two-terminal network with complex resistance, find its resistance matrix, the elements of which are expressed in terms of the parameters of the complex four-terminal scheme, and substitute them in (8). The equation thus formed must be solved with respect to the resistance of the selected complex bipolar. The values of the parameters of the remaining M-1 complex two-terminal networks can be set arbitrarily or selected from any other physical considerations. In accordance with the described algorithm, the optimal dependence of the resistance of the first complex two-terminal L-shaped connection of two complex two-terminal (Fig. 3) on frequency is obtained according to criterion (7):

где

;

; n=1, 2… - номера частот интерполяции. Сопротивление Z_2n может быть выбрано произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений. Индекс n необходимо ввести и в другие обозначения физических величин, явным образом зависящих от частоты.Where

;

; n = 1, 2 ... are the numbers of the interpolation frequencies. Resistance Z _2n can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations. The index n must also be introduced in other notation of physical quantities that explicitly depend on the frequency.

При частотной характеристике (9) первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения обеспечивались бы заданные зависимости модуля m₂₁ фаз φ₂₁ коэффициентов передачи от частоты на всем диапазоне частот. Однако реализация (9) в сплошной, даже очень узкой полосе частот, не возможна.Given the frequency response (9) of the first complex L-shaped bipolar, the given dependences of the module m _{21 of the} phases φ _{21 of} the transmission coefficients on frequency over the entire frequency range would be ensured. However, the implementation of (9) in a continuous, even very narrow frequency band, is not possible.

Для реализации оптимальной аппроксимации (9) на конечном числе частот методом интерполяции необходимо сформировать двухполюсник с сопротивлением z_1n из не менее чем 2N (N - число частот интерполяции) элементов типа R, L, C, найти выражения для его сопротивления, приравнять их оптимальным значениям сопротивлений двухполюсника на заданных частотах, определенным по формулам (9), и решить сформированную таким образом систему 2N уравнений относительно 2N выбранных параметров R, L, C. Значения параметров остальных элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например, из условия физической реализуемости. Пусть первый двухполюсник КЧ с сопротивлением z_1n сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первого конденсатора с емкостью С₁, произвольного реактивного двухполюсника с заданными сопротивлениями X₀₁, X₀₂ на двух частотах и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второго конденсатора с емкостью C₂ (фиг.4). Комплексное сопротивление первого двухполюсника КЧ:To implement the optimal approximation (9) on a finite number of frequencies by interpolation, it is necessary to form a two-terminal network with a resistance z _1n of at least 2N (N is the number of interpolation frequencies) of elements of type R, L, C, find expressions for its resistance, and equate their optimal values the two-terminal resistances at the given frequencies determined by formulas (9) and solve the system of 2N equations thus formed with respect to the 2N selected parameters R, L, C. The values of the parameters of the remaining elements can be chosen arbitrarily or on the basis of any other physical considerations, such as the condition of physical realizability. Let the first KP double-terminal with resistance z _{1n be} formed from the first resistive two-terminal with resistance R ₁ connected in series, the first capacitor with capacitance C ₁ , an arbitrary reactive two-terminal with given resistances X ₀₁ , X ₀₂ at two frequencies and parallel to each other the second resistive two-terminal with resistance R ₂ and the second capacitor with a capacity of C ₂ (figure 4). The complex resistance of the first two-terminal KCH:

Разделим в (10) между собой действительную и мнимую части и для N=2 составим систему четырех уравнений:We divide the real and imaginary parts in (10) and for N = 2 we compose a system of four equations:

Решение:Decision:

;

'

;

''

где A=(x₁-X₀₁)²[(r₁-r₂)²+(x₁-X₀₁)²]; B=-2(x₁-X₀₁)(x₂-X₀₂)[(r₁-r₂)²+2(x₁-X₀₁)²]; D=-2(x₁-X₀₁)(x₂-X₀₂)[(r₁-r₂)²+2(x₂-X₀₂)²]; E=(x₂-X₀₂)[(r₁-r₂)²+2(x₂-X₀₂)²];

r₁, r₂, x₁, x₂ - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления четвертого комплексного двухполюсника комплексного четырехполюсника на двух частотах, определенные по формулам (9).where A = (x ₁ -X ₀₁ ) ² [(r ₁ -r ₂ ) ² + (x ₁ -X ₀₁ ) ² ]; B = -2 (x ₁ -X ₀₁ ) (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₁ -X ₀₁ ) ² ]; D = -2 (x ₁ -X ₀₁ ) (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₂ -X ₀₂ ) ² ]; E = (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₂ -X ₀₂ ) ² ];

r ₁ , r ₂ , x ₁ , x ₂ are the optimal values of the real and imaginary components of the resistance of the fourth complex two-terminal complex four-terminal at two frequencies, determined by the formulas (9).

Реализация оптимальных аппроксимаций частотных характеристик КЧ (8) с помощью Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников и частотных характеристик первого комплексного двухполюсника (9) этого соединения с помощью (10), (12) обеспечивает увеличение полосы частот, в пределах которой с определенными отклонениями обеспечиваются заданные зависимости модуля m₂₁ и фазы φ₂₁ передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты (7). Это позволяет при разумном выборе положений заданных частот ω₁, ω₂ относительно друг друга расширить полосу частот, в пределах которой обеспечивается заданный склон АЧХ в заданной полосе частот в интересах преобразования ФМС в АФМС и ЧМС в АЧМС. Дополнительное варьирование значений элементов, формирующих произвольный реактивный двухполюсник с сопротивлением Х_on, еще более увеличивает квазилинейный участок склона АЧХ высокочастотной части демодулятора. Частотные характеристики сопротивлений источника сигнала и нагрузки могут быть заданы любыми.The implementation of the optimal approximations of the frequency characteristics of the CN (8) using the L-shaped connection of two complex two-terminal devices and the frequency characteristics of the first complex two-terminal network (9) of this connection using (10), (12) provides an increase in the frequency band within which, with certain deviations, predetermined dependences of the module m ₂₁ and phase φ _{21 of the} transfer function of the high-frequency part of the demodulator on frequency (7). This allows, with a reasonable choice of the positions of the given frequencies ω ₁ , ω ₂ relative to each other, to expand the frequency band within which a given slope of the frequency response in a given frequency band is provided in the interests of converting the FMS to AFMS and ChMS to AFMS. An additional variation in the values of the elements forming an arbitrary reactive bipolar with resistance X _on further increases the quasilinear portion of the slope of the frequency response of the high-frequency part of the demodulator. The frequency characteristics of the resistance of the signal source and the load can be set by any.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестны способ и устройство демодуляции фазомодулированных сигналов, обеспечивающие преобразование ФМС в АФМС и ЧМС в АЧМС на заданном квазилинейном склоне АЧХ высокочастотной части демодулятора в заданной полосе частот за счет использования трехполюсного нелинейного элемента, специального выбора частотной зависимости элемента z₂₂ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника, реализуемой выполнением этого четырехполюсника в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первого конденсатора с емкостью C₁, произвольного реактивного двухполюсника и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второго конденсатора с емкостью C₂ и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям в интересах дальнейшей амплитудной демодуляции и выделением низкочастотной составляющей, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС или частоты входного ЧМС.The proposed technical solutions are new, since the method and device for demodulating phase-modulated signals that convert the FMS to AFMS and ChMS to AFM on a given quasilinear slope of the high-frequency part of the demodulator in a given frequency band due to the use of a three-pole nonlinear element, a special choice of frequency dependence element z _{22 of the} matrix of resistances of the complex four-terminal network, implemented by the implementation of this four-terminal network in the form of different connection of two complex two-terminal, the formation of the first complex two-terminal L-shaped connection from a series-connected first resistive two-terminal with a resistance R ₁ , a first capacitor with a capacitance C ₁ , an arbitrary reactive two-terminal and parallel connected to each other a second resistive two-terminal with a resistance R ₂ and a second capacitor with capacitance c ₂ and the choice of the above parameters relevant to the mathematical expressions in the interests of further amplitude dem and recovering modulation of the low frequency component, the amplitude of which changes according to changes in phase of the input frequency of the input or the FMS PHI.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника комплексным в виде указанной выше схемы, включение трехполюсного нелинейного элемента между источником ФМС или ЧМС и четырехполюсником по схеме с общим одним из трех электродов, подключение высокочастотной нагрузки к выходу четырехполюсника, реализация оптимальной частотной зависимости элемента z₂₂ матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника выполнением этого четырехполюсника в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R₁, первого конденсатора с емкостью C₁, произвольного реактивного двухполюсника и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R₂ и второго конденсатора с емкостью C₂ и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям) обеспечивают заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты в заданной полосе частот, в пределах которой обеспечивается заданный склон АЧХ в интересах преобразования ФМС в АФМС и ЧМС в АЧМС.The proposed technical solutions have an inventive step, since it does not explicitly follow from the published scientific data and the known technical solutions that the claimed sequence of operations (performing a four-terminal complex in the form of the above scheme, including a three-pole nonlinear element between the FMS or HMS source and the four-terminal according to the general one of the three electrodes, connecting a high-frequency load to the output of a four-terminal network, implementing the optimal frequency dependence of the element z ₂₂ resistance matrixes of a complex four-terminal network by making this four-terminal network in the form of an L-shaped connection of two complex two-terminal networks, forming the first complex two-terminal L-shaped connection from a series of connected first resistive two-terminal devices with resistance R ₁ , the first capacitor with a capacitance C ₁ , arbitrary reactive two-terminal device and in parallel interconnected by a second two-terminal resistive with a resistance R ₂ and a second capacitor with capacitance c ₂ and one for AUC OF DATA parameters relevant mathematical expressions) provide predetermined dependence of the modulus and phase of the transfer function of the high frequency part of the frequency demodulator in a predetermined frequency band, within which a predetermined slope is provided for the benefit of the frequency response of the FMS conversion to AFMS and PHI in ACHMS.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью транзисторы (p-n-p или n-p-n), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему устройства демодуляции. Частотные характеристики КЧ и первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения, значения сопротивлений резистивных элементов и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.The proposed technical solutions are practically applicable, since transistors (p-n-p or n-p-n), inductances and capacitances formed in the claimed circuit of the demodulation device can be used for their implementation. The frequency characteristics of the RF and the first complex two-terminal L-shaped connection, the resistance values of resistive elements and capacities can be determined using mathematical expressions given in the claims.

Технико-экономическая эффективность предложенного способа и устройства заключается в одновременном обеспечении заданных зависимостей модуля и фазы передаточной функции высокочастотной части демодулятора от частоты, что способствует формированию заданного квазилинейного участка склона АЧХ в интересах преобразования ФМС в АФМС и ЧМС в АЧМС в большей полосе частот при увеличенных областях физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника ФМС или ЧМС и нагрузки с целью дальнейшей амплитудной демодуляции и выделением низкочастотной составляющей, амплитуда которой изменяется по закону изменения фазы входного ФМС или частоты входного ЧМС, то есть для обеспечения демодуляции ФМС и ЧМС.The technical and economic efficiency of the proposed method and device consists in simultaneously providing predetermined dependences of the module and phase of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator on frequency, which contributes to the formation of a given quasilinear portion of the slope of the frequency response in the interest of converting the FMS to AFMS and ChMS to AHMS in a larger frequency band with increased areas physical feasibility as areas of change in the real and imaginary components of the resistances of the source of the FMS or ChMS and the load in order to eyshey amplitude demodulation and separation of the low frequency component, the amplitude of which varies according to the law of change of phase of the input frequency of the input MBF or PHI, i.e. for demodulation FMS and PHI.

Claims

1. The method of demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting in the fact that the phase-modulated or frequency-modulated signal is fed to a demodulator made of a four-terminal device, a nonlinear element, a low-pass filter, a separation capacitance, and a low-frequency load, the phase-modulated signal is converted to amplitude-phase-modulated a signal, a frequency-modulated signal is converted into an amplitude-frequency-modulated signal, the conversion of a phase-modulated signal into amplitude-phases the modulated signal and the frequency-modulated signal to the amplitude-frequency-modulated signal is carried out by supplying these signals to the left slope of the frequency response of the demodulator, using a nonlinear element, the spectrum of the amplitude-phase-modulated signal and the amplitude-frequency-modulated signal is destroyed on the high-frequency and low-frequency components, the low-frequency component fed to the integrating low-pass filter circuit; using the low-pass filter, an information low-frequency signal is extracted, the amplitude of which changes according to the law of changing the phase of the phase-modulated input signal or according to the law of changing the frequency of the frequency-modulated signal, using a dividing capacitance, the constant component is eliminated, characterized in that a three-pole non-linear element is used as a nonlinear element, the four-terminal is made complex of reactive and resistive elements, the three-pole non-linear element include between the source of the phase-modulated or frequency-modulated signal and the input of the four-terminal on c IU with a common one of the three electrodes, between the output quadripole and lowpass filter comprise transverse chain inputted high-load, predetermined dependence of the modulus of the transfer function of the high frequency part of the frequency demodulator so as to create a predetermined slope of the amplitude-frequency characteristics provide due to choice depending z ₂₂ element the resistance matrix of a complex quadrupole versus frequency using the following mathematical expression:

Where

z ₂₁ ; z ₁₁ - the given dependence of the corresponding elements of the matrix of resistances of the complex quadrupole from frequency in a given frequency band;
m ₂₁ , φ ₂₁ - the given dependence of the module and phase of the transfer function on frequency in a given frequency band;

,

2. A device for demodulating phase-modulated and frequency-modulated signals, consisting of a phase-modulated and frequency-modulated signal source, four-terminal, non-linear element, low-pass filter, separation capacitance and low-frequency load, characterized in that the four-terminal is complex in the form of a L-shaped connection of two complex bipolar, as a non-linear element a three-pole non-linear element is used, a non-linear element is connected between the source phase modulated about or frequency-modulated signal and the input quadripole scheme with a common one of the three electrodes, between the output quadripole and lowpass filter the transverse chain including introducing high-load, the first bipole T-fitting is formed of serially connected first resistive two-terminal resistance R _1, , the first capacitor with a capacitance C ₁ , a reactive two-terminal device with preset resistances X ₀ , X ₀₂ at two given frequencies and in parallel connected to each other th resistive bipolar with resistance R ₂ and a second capacitor with a capacitance C ₂ , and the values of the parameters of the first bipolar L-shaped connections are determined in accordance with the following mathematical expressions:

where A = (x ₁ -X ₀₁ ) ² [(r ₁ -r ₂ ) ² + (x ₁ -X ₀₁ ) ² ]; B = -2 (x ₁ -X ₀₁ ) (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₁ -X ₀₁ ) ² ];
D = -2 (x ₁ -X ₀₁ ) (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₂ -X ₀₂ ) ² ]; E = (x ₂ -X ₀₂ ) [(r ₁ -r ₂ ) ² +2 (x ₂ -X ₀₂ ) ² ];

- optimal values of the complex resistance of the first complex two-terminal L-shaped connection at two frequencies;

Z _2n - set values of the complex resistance of the second complex two-terminal L-shaped connection at two frequencies;
m _21n , φ _21n - given values of the modules and phases of the transfer function of the high-frequency part of the demodulator at two frequencies;

,

- given values of the complex elements of the resistance matrix of a three-pole nonlinear element at two frequencies;
z _0n , z _nn are the set values of the complex resistances of the source of the phase-modulated and frequency-modulated signal and the high-frequency load at two frequencies;
ω _1,2 = 2πf _1,2 ; n = 1, 2 - numbers of the given two frequencies f _1,2 .