PT2456068E

PT2456068E - Amplificador de baixo ruído com circuito de reforço de impedância

Info

Publication number: PT2456068E
Application number: PT10014844T
Authority: PT
Inventors: Henrik Sjoeland; Imad Ud Din
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 2010-11-22
Filing date: 2010-11-22
Publication date: 2013-08-22
Also published as: EP2456068A1; ZA201303471B; EP2456068B1; US9077290B2; CN103222188B; WO2012069231A1; US20130314164A1; CN103222188A

Description

ΕΡ 2 456 Ο68/PT

DESCRIÇÃO "Amplificador de baixo ruido com circuito de reforço de impedância"

Campo técnico A presente descrição refere-se, de modo geral ao campo, dos amplificadores de baixo ruido. Em particular, a descrição refere-se a um amplificador de baixo ruido, configurado para reduzir a corrente de polarização sem degradação da coincidência da impedância com, por exemplo, o filtro de rádio frequência (RF) e outros componentes de extremidade frontal de RF.

Antecedentes

Os amplificadores de baixo ruido (LNA) são componentes críticos dos receptores de rádio. A principal finalidade de um LNA é proporcionar o ganho suficiente para os sinais de entrada, de modo que o nível de sinal seja adequado para os blocos de processamento de sinais a jusante do LNA. Isto é, os blocos de processamento de sinais a jusante requerem um nível de sinal mínimo, a fim de operarem com eficácia sobre os sinais de entrada sem aumentar drasticamente o valor global do ruído. Para além de proporcionar o ganho suficiente, o LNA deve processar um sinal de entrada linear e com um valor de ruído baixo. Além disso, a impedância de entrada de um LNA deve coincidir de modo adequado com um filtro de RF a montante presente numa extremidade frontal de RF do receptor de rádio.

Para além dos critérios de concepção acima, um LNA deve também satisfazer os critérios mais exigentes impostos pelas normas, tais como as especificações da versão 8 e da versão 10 da "Long-Term Evolution" (evolução de longo prazo) (LTE).

Uma solução da arte anterior para satisfazer todos os critérios acima está mostrada na FIG. 1, que é um diagrama de blocos esquemático que ilustra um LNA de fonte comum degenerado indutivamente convencional. Tipicamente, a impedância de entrada de um LNA é concebida para ser um valor 2 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ real (por exemplo, 50 ohms), que coincide com a impedância de sarda de uma extremidade frontal de RF. Para esta finalidade, é introduzida uma indutância Lg para anular a parte capacitiva (isto é, a parte imaginária) da impedância de entrada numa frequência de operação desejada. A impedância de entrada Zin do LNA pode ser calculada pela seguinte fórmula:

2 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ z. =Sa'Ls + j ιη J w(Ls + L )- ojC„ A parte real da impedância de entrada está dependente da transcondutância directa gm do transístor Mi, da capacidade Cgs e da indutância Ls. O condensador C é um condensador de bloqueio CC e a resistência R está colocada entre a Vbias e o transístor Mi. A redução da corrente de polarização ID do transístor Mi afecta transcondutância directa gm. Quando o transístor Mi opera na região de saturação, é aplicada a seguinte fórmula: À medida que a corrente de polarização é reduzida, o transístor Μχ deixa as regiões de saturação e activa, e entra na região de sublimiar, em que: gm qc/d

Desse modo, a dependência de gm (e, portanto, da impedância de entrada Zin) em ID é reforçada à medida que é reduzida ID. Isto significa que a parte real da impedância de entrada Zin cai cada vez mais rapidamente em relação a uma redução linear da ID.

Este comportamento constitui um inconveniente devido ao consumo de energia de um LNA contar para uma percentagem significativa do orçamento de energia total para um receptor de rádio e uma técnica convencional para reduzir o consumo de energia é reduzir a corrente de polarização do transístor Μχ. 3 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ

Em WO 07/006867 é descrito um curto-circuito simétrico comutável na localização determinada de um indutor plano monolítico, cuja indutância está praticamente distribuída em porções indutoras mais pequenas. As porções indutoras mais pequenas são proporcionadas numa configuração em cascata de uma maneira que faz com que indutor funcione como um dispositivo indutor diferencial. Na configuração, um nó intermédio entre as porções indutoras intermédias (electricamente) forma o ponto de modo comum e as extremidades exteriores das porções indutoras intermédias (electricamente) formam as saídas de modo diferencial do indutor diferencial. Algumas das porções de indutor estão dispostas simetricamente para serem derivadas em paralelo ou curto-circuitadas em relação ao ponto comum num ou mais passos para operação numa ou mais bandas de frequências rádio mais altas. Por meio do curto-circuito simétrico comutável, pode ser proporcionado um passo indutância controlável.

Em WO 07/085866 é descrito um amplificador, que tem modos de ganho múltiplos, que compreende uma pluralidade de transístores de entrada com rendimento melhorado ("cascoded") ligados a uma entrada e dispostos em paralelo, um andar degeneração ligado aos transístores de entrada e que tem uma impedância variável, e meios de comutação para comutação entre os diferentes modos do amplificador, desligando um ou mais dos transístores de entrada e variando a impedância do andar degeneração.

Outras técnicas relacionadas podem ser encontradas em WO 01/41302 e na publicação de patente US n.° 2008/0029753.

Resumo

Por conseguinte, existe uma necessidade de uma topologia de circuito, configurada para reduzir a corrente de polarização de um LNA sem degradação da coincidência de impedância com uma extremidade frontal de RF. Esta necessidade é satisfeita pelo aparelho de acordo com a reivindicação 1 e pelo método de acordo com a reivindicação 17 . 4 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ

Desse modo, um amplificador de baixo ruido de acordo com um aspecto inclui um circuito de entrada, configurado para operar com uma corrente de polarização variável. 0 circuito de entrada compreende um transístor que tem uma porta, ligada electricamente a um indutor de porta, e uma fonte, ligada electricamente a um indutor de fonte, em que o indutor de porta está ligado electricamente ao terminal de entrada. 0 amplificador de baixo ruido inclui ainda um circuito de reforço de impedância, ligado electricamente ao indutor de fonte. 0 circuito de reforço de impedância compreende, pelo menos, um comutador e, pelo menos, um indutor posterior ligado electricamente ao, pelo menos, um comutador. 0, pelo menos, um indutor posterior aumenta a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido, quando o circuito de reforço de impedância de aumento é activado através do, pelo menos, um comutador. 0 amplificador de baixo ruido está configurado para activar o circuito de reforço de impedância se a corrente de polarização variável for reduzida.

No amplificador de baixo ruido, pelo menos, um indutor posterior pode ser ligado em paralelo a, pelo menos, um comutador. 0 comutador pode ser implementado como compreendendo um transístor e pode ser controlado por um sinal de controlo, que activa e desactiva o circuito de reforço de impedância e, desse modo, varia a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído. 0 circuito de reforço de impedância pode compreender, pelo menos, dois indutores posteriores e, pelo menos, dois comutadores. Os comutadores podem compreender transístores de comutação. Os transístores de comutação podem ser controlados por um sinal de controlo, que pode activar e desactivar o circuito de reforço de impedância. Numa implementação, o sinal de controlo varia a indutância total do circuito de reforço de impedância e, desse modo, varia a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído.

Numa implementação, o amplificador de baixo ruído está configurado como um amplificador de extremidade única. 0 dreno do transístor pode ser ligado electricamente ao terminal de saída do amplificador de baixo ruído, se o amplificador de baixo ruído for um amplificador de andar 5 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ único ou a um segundo andar, se o amplificador de baixo ruido for um amplificador de andares múltiplos. Para além disso, o indutor de porta pode ser ligado electricamente ao terminal de entrada e o circuito de reforço de impedância pode ser ligado electricamente ao indutor de fonte.

Numa outra implementação, o amplificador de baixo ruido está configurado como um amplificador diferencial, que pode incluir dois circuitos de entrada e dois circuitos de reforço de impedância. Os dois circuitos de entrada podem incluir cada um dos mesmos um transístor, um indutor de porta, e um indutor de fonte. Os indutores de fonte dos dois circuitos de entrada podem ser ligados electricamente, respectivamente, a um dos dois circuitos de reforço de impedância. 0 amplificador de baixo ruído pode ser também configurado como um amplificador diferencial, que inclui dois circuitos de entrada e um circuito de reforço de impedância. Os dois circuitos de entrada podem incluir cada um dos mesmos um transístor, um indutor de porta, e um indutor de fonte, e o circuito de reforço de impedância pode ser ligado electricamente a cada um dos indutores de fonte dos dois circuitos de entrada. 0 circuito de reforço de impedância pode incluir, pelo menos, dois indutores posteriores, ligados electricamente a, pelo menos, um transístor de comutação.

Numa outra implementação, o amplificador de baixo ruído está configurado como um amplificador diferencial que compreende dois circuitos de entrada e um circuito de reforço de impedância, em que os dois circuitos de entrada compreendem cada um dos mesmos um transístor, um indutor de porta, e um indutor de fonte. 0 circuito de reforço de impedância pode incluir dois ramais de indutores posteriores, em que cada ramal pode incluir, pelo menos, dois indutores posteriores, ligados electricamente em série. 0 circuito de reforço de impedância pode ainda incluir, pelo menos, dois transístores de comutação, ligados electricamente a ambos os dois ramais dos indutores posteriores e configurados para serem controlados por um sinal de controlo, que varia, desse modo, a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído. 6

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Cada ramal dos indutores posteriores pode ainda compreender um terceiro indutor posterior, ligado electricamente a um terceiro transístor de comutação. Além disso, os terceiros indutores posteriores podem ser configurados como um indutor diferencial único ou combinados com uma derivação central, ligada à massa de sinal. 0 amplificador de baixo ruido pode ser configurado para desactivar o circuito de reforço de impedância se a corrente de polarização variável for aumentada e, opcionalmente para reduzir a corrente de polarização variável se uma amplitude do sinal de entrada estiver acima de um valor predeterminado. Dependendo dos parâmetros de componentes de um LNA e dos critérios de rendimento desejados (isto é, o valor de ruido máximo aceitável, o consumo de energia médio, etc.), pode ser seleccionada uma vasta gama de valores predeterminados. A indutância do indutor posterior pode ser seleccionada de tal modo que a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido coincida com a impedância de um circuito, ligado electricamente a um terminal de entrada do amplificador de baixo ruido, quando o circuito de reforço de impedância é activado. 0 amplificador de baixo ruido pode ser configurado para operar selectivamente, pelo menos, num modo de alto rendimento e num modo de baixo rendimento, em que uma corrente de polarização para o modo de alto rendimento é mais alta do que a corrente de polarização para o modo de baixo rendimento. 0 amplificador de baixo ruido pode ser também configurado para activar o circuito de reforço de impedância se a operação for no modo de baixo rendimento e para desactivar o circuito de reforço de impedância se a operação for no modo de alto rendimento. Dependendo dos parâmetros de componentes de um LNA e dos critérios de rendimento desejados, pode ser seleccionada uma vasta gama de niveis de corrente de polarização para o modo de alto rendimento e para o modo de baixo rendimento.

Numa implementação, o amplificador de baixo ruido inclui ainda uma unidade de controlo, configurada para fornecer um sinal de controlo analógico ou digital. Como um exemplo, o 7 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ sinal de controlo pode ser um de um bit ou um sinal de controlo bits múltiplos.

Um outro aspecto refere-se a uma disposição de circuitos com um amplificador de baixo ruido, como aqui descrita, e a um andar de extremidade frontal de RF que proporciona um sinal de entrada para o terminal de entrada do amplificador de baixo ruido. 0 indutor posterior aumenta a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido, quando o circuito de reforço de impedância está activo, de tal modo que a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido coincide com a impedância de saida do andar de extremidade frontal de RF. 0 andar de extremidade frontal de RF compreende vantajosamente um filtro de frequência de rádio, em que o indutor posterior aumenta a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido, quando o circuito de reforço de impedância é activado, de tal modo que a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído coincide com a impedância de saida do filtro de frequência de rádio.

De acordo com um aspecto do método, um método de coincidência de impedância de um amplificador de baixo ruido com um outro circuito eléctrico, inclui o método de acordo com a reivindicação 17. 0 método pode incluir ainda a operação selectiva do amplificador de baixo ruido, pelo menos, num modo de alto rendimento ou num modo de baixo rendimento, em que uma corrente de polarização para o modo de alto rendimento é mais alta do que uma corrente de polarização para o modo de baixo rendimento. 0 circuito de reforço de impedância pode ser activado se for operado no modo de baixo rendimento e o circuito de reforço de impedância desactivado se for operado no modo de alto rendimento.

Adicionalmente, o método pode incluir ainda a determinação da intensidade de sinal do sinal eléctrico com base na intensidade do sinal determinado, a selecção do modo de alto rendimento, ou do modo de baixo rendimento, como um modo de operação do amplificador de baixo ruido. Para além 8 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ disso, ο método pode incluir a determinação se o modo de operação seleccionado é o modo de operação corrente. Se o modo de operação seleccionado for diferente do modo de operação corrente, o método altera o modo de operação para o modo de operação seleccionado.

Breve Descrição dos Desenhos

No que se segue, o LNA aqui apresentado será descrito com referência às concretizações exemplificativas ilustradas nos desenhos, em que: a FIG. 1 é um diagrama esquemático que ilustra um LNA de fonte comum degenerado indutivamente convencional; a FIG. 2 é um diagrama esquemático que ilustra uma primeira concretização de um LNA; a FIG. 3 é um diagrama esquemático que ilustra uma segunda concretização de um LNA; a FIG. 4A mostra o circuito equivalente de um circuito simplificado do circuito de reforço de impedância, quando o circuito de reforço de impedância está inactivo; a FIG. 4B mostra o circuito equivalente e um circuito simplificado do circuito de reforço de impedância, quando o circuito de reforço de impedância está activo; a FIG. 5 é um gráfico que ilustra a perda de retorno simulada do LNA da FIG. 3; a FIG. 6 é um gráfico que ilustra os valores de ruido do LNA da FIG. 3 num modo de modo de alto rendimento e num modo de baixo rendimento e um LNA, sem um circuito de reforço de impedância; a FIG. 7 é um gráfico operacional que ilustra uma concretização de um método de coincidência de impedância do LNA em qualquer das concretizações aqui apresentadas com um outro circuito eléctrico; 9 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ a FIG. 8 é um gráfico operacional que ilustra uma segunda concretização de um método de coincidência de impedância do LNA de qualquer das concretizações aqui apresentadas com um outro circuito eléctrico; as FIGS. 9A a 9C são diagramas esquemáticos que ilustram concretizações alternativas de um circuito de reforço de impedância; a FIG. 10 é um diagrama esquemático que ilustra uma terceira concretização de um LNA; a FIG. 11 é um diagrama esquemático que ilustra uma quarta concretização de um LNA; a FIG. 12 é um diagrama esquemático que ilustra uma quinta concretização de um LNA; e a FIG. 13 é um diagrama simplificado de um receptor de rádio móvel.

Descrição pormenorizada

No que se segue são estabelecidos os pormenores específicos, para fins de explicação e não de limitação, tais como as sequências particulares dos passos, dos componentes e das configurações, de modo a proporcionar uma compreensão aprofundada do presente invento. Será evidente para um especialista na técnica que o presente invento pode ser posto em prática por meio de outras concretizações a partir destes pormenores específicos. Por exemplo, embora todas as concretizações incluam indutores posteriores fixos, os indutores posteriores podem ser também implementados como indutores variáveis. A FIG. 2 é um diagrama esquemático que ilustra uma concretização de fonte comum de um LNA 200, que compreende um circuito de entrada 202, o qual inclui um indutor de porta 201 e um indutor de fonte 203, e um circuito de reforço de impedância 204. O LNA 200 pode ser implementado num terminal móvel (por exemplo, num telefone móvel, num cartão de rede 10 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ sem fios ou num cartão de memória "flash") de uma rede de comunicações. 0 circuito de entrada 2 02 do LNA é implementado como compreendendo o transístor, o indutor de porta 201, e o indutor de fonte 203 e é polarizado pela Vbias. Para além disso, um condensador parasita de porta de fonte Cgs do transístor 302 está ligado electricamente tanto ao indutor de porta 201 como ao indutor fonte 203. O circuito de entrada 202 está ligado electricamente ao indutor de porta 203 e a uma carga sintonizada 210. O circuito de reforço de impedância 204 compreende um comutador 206 ligado à massa de sinal e a um indutor posterior, dispostos em paralelo em relação ao comutador 206. O condensador C é um condensador de bloqueio CC e a resistência R está posicionada entre a Vbias e o indutor de porta 201. Em algumas concretizações, o LNA 200 pode ser acoplado directamente sem um condensador de bloqueio CC. 0 LNA 200 recebe um sinal de entrada Vin a partir de, por exemplo, uma extremidade frontal de RF de um receptor de rádio móvel e é amplificado por um circuito de entrada 202. O sinal amplificado é então transmitido como o sinal de saída Vout· Como será explicado com mais pormenor com referência à FIG. 3 abaixo, a impedância de entrada Z±n é uma função de parâmetros do circuito de entrada 202 e do circuito de reforço de impedância 204. Isto é, o circuito de reforço de impedância 204 está configurado para aumentar a impedância de entrada, quando a redução na corrente de polarização faz com que se degrade uma coincidência de impedância.

Para explicar adicionalmente, quando o LNA 200 opera com uma grande Vbias, O LNA 200 é capaz de amplificar um sinal sem adicionar muito ruído e tem uma boa coincidência entre Zin e uma saída de um circuito que proporciona o Vin. Neste caso, o comutador 206 do circuito de reforço de impedância 204 está ligado, tornando o circuito de reforço de impedância 204 inactivo. Em concretizações alternativas, o circuito de reforço de impedância 204 pode estar activo quando ligado. 11 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ

Quando ο LNA 200 está a operar com uma grande amplitude de sinal de entrada Vin, no entanto, o melhor rendimento do ruido não é necessário para manter um valor de ruido suficiente. Nestes casos, o LNA 200 pode ser comutado para um ponto de operação alternativo, que consome menos corrente de polarização de retorno para um valor de ruido ligeiramente maior. A impedância de entrada Zin deve ainda coincidir com a impedância de saida de, por exemplo, um filtro de RF que proporciona o Vin. O circuito de reforço de impedância 204 pode ser activado se a corrente de polarização variável for reduzida, desligando o comutador 206. Desse modo, o indutor posterior 208 aumenta a Zin do LNA 200. A activação do circuito de reforço de impedância 204, se a corrente de polarização variável for reduzida, pode incluir a activação do circuito 204, antes, durante e após a redução da corrente de polarização variável.

Um especialista na técnica reconhecerá imediatamente que o LNA 200 pode ser configurado em qualquer uma de várias maneiras para activar o circuito de reforço de impedância 204. Por exemplo, o LNA 200 pode ser configurado para comutar com base num valor medido de uma impedância de entrada Zin, da intensidade do sinal de entrada, e/ou da intensidade da Vbiast ou numa combinação dos mesmos. Em alternativa, ou além disso, o LNA 200 pode ser configurado para operar, pelo menos, num de um modo de baixo rendimento e de um modo de alto rendimento, em que o circuito de reforço de impedância 204 é activado com base no modo no qual o LNA 200 está a operar. A FIG. 3 é um diagrama esquemático que ilustra uma segunda concretização de um LNA 300 numa configuração de rendimento melhorado ("cascode"). O LNA 300 inclui um circuito de entrada 301 com um dispositivo de amplificação implementado exemplificativamente como compreendendo um transístor 302, um indutor de porta 304, e um indutor de fonte 306. Um indutor de porta 304 está ligado electricamente à porta do transístor 302. Para além disso, um indutor de fonte 306 está ligado electricamente à fonte do transístor 302, e um condensador parasita de porta de fonte 308 do 12 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ transístor 302 está ligado electricamente tanto ao indutor de porta 304 como ao indutor de fonte 306. O LNA 300 compreende ainda um segundo andar, implementado exemplificativamente como um transístor 310. A fonte do transístor 310 está electricamente ligada ao dreno do transístor 302. O dreno do transístor 310 está ligado electricamente tanto uma carga sintonizado 312 como ao terminal de saída Vout. A porta do transístor 310 está configurada para receber uma tensão com rendimento melhorado ("cascode") Vcascode· O indutor de fonte 306 está ligado electricamente a um circuito de reforço de impedância 314. O circuito de reforço de impedância 314 inclui um comutador 316 disposto entre o indutor de fonte 306 e a massa de sinal e um indutor posterior 318 ligado electricamente em paralelo ao comutador 316. 0 comutador 316 é implementado como um transístor.

Quando o LNA 300 opera com uma grande tensão de polarização Vbias, o LNA 300 é capaz de amplificar um sinal sem adicionar muito ruído e tem uma boa coincidência de impedância com um circuito que proporciona o sinal de entrada Vin. Neste caso, o comutador 316 do circuito de reforço de impedância 314 está ligado, tornando o circuito de reforço de impedância 314 inactivo. A FIG. 4A mostra o circuito equivalente 400 e um circuito simplificado 410, quando o comutador 316 está ligado e um circuito de reforço de impedância está inactivo. O circuito equivalente 400 inclui uma resistência de comutação 402 ("Ron") , uma capacidade de drenagem total 404, uma indutância posterior 406, e uma resistência posterior 408. Quando o comutador 316 está ligado, o circuito de reforço de impedância 314 pode ser simplificado, de modo a compreender apenas a resistência de comutação 402. A resistência de comutação 402 é calculada pela determinação do inverso da condutância de saída de dreno de fonte (Gds) do comutador 316.

Em algumas concretizações, a largura do canal (porta) transístor de comutação 316 é seleccionada para ser tão ampla 13 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ quanto possível (referida como o transístor largo), a fim de minimizar o ruído gerado pela resistência de comutação 402. Um transístor largo irá, no entanto, aumentar a capacidade de drenagem total no estado desligado (capacidade 424 na FIG. 4B) , que degrada a coincidência de impedância de entrada ou causa mesmo instabilidade, quando o circuito de reforço de impedância 314 é activado (isto é, quando o comutador estiver desligado). Para minimizar o ruído adicional, deve ser satisfeita a seguinte condição: a resistência de comutação 402 Ron << Pin, em que Rin é a parte real da impedância de entrada Zin do LNA 300.

Para dar apenas um exemplo, que satisfaz a condição acima, o LNA, sem um circuito de reforço de impedância tem uma Rin de 50 Q e um valor de ruído de 1,4 9 dB. Se a um circuito de reforço de impedância for adicionada uma resistência de comutação de 0,6 Ω, o novo valor de ruído é apenas ligeiramente elevado para 1,54 dB quando o comutador está ligado. Os parâmetros acima podem ser conseguidos, por exemplo, por um transístor com uma largura de porta de 900 ym e um comprimento de 90 nm de acordo com as simulações num processo de semicondutores de 65 nm. A FIG. 4B mostra o circuito equivalente 420 e um circuito simplificado 430 quando o comutador 316 está desligado e o circuito de reforço de impedância 314 está activado. O circuito equivalente 420 inclui uma resistência de comutação 412, a capacidade de drenagem total 424, a indutância posterior 426 e uma resistência de terminal 428. Quando o comutador 316 está desligado, o circuito de reforço de impedância 314 pode ser simplificado para a capacidade de comutação 424, a indutância posterior 426 e a resistência da de terminal 428. A capacidade de drenagem total 424 deve ser suficientemente pequena para não perturbar excessivamente a coincidência de impedância ou tornar o LNA 300 instável. A seguinte condição deve ser satisfeita para o LNA 300 funcionar de forma ideal neste modo: 1 14 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ

Jnput' Ltai! A satisfação desta condição assegura que a impedância do circuito de reforço de impedância 314 é principalmente de natureza indutiva na frequência operacional fO, em que 6)o = 2nf0. Outra maneira de ver isto é que é desejável que o indutor posterior 318 não entre em ressonância perto de uma frequência de operação normal do LNA 300. Por exemplo, para uma indutância posterior nH e um transístor de comutação com uma largura de porta de 900 ym e um comprimento de porta de 90 nm, que resulta numa capacidade total de drenagem de 300 fF, a frequência de ressonância própria de um circuito de reforço de impedância pode ser calculada como: 9,1 GHz fojail

Esta frequência, em relação a uma frequência de sinal de entrada de 2, 55 GHz, é suficientemente elevada para não afectar a funcionalidade de um LNA. A indutância posterior 426 é adicionada à indutância do indutor posterior 306, e reforça, desse modo, a parte real da impedância de entrada. Isto pode compensar a redução da transcondutância directa (gm) do circuito de amplificação 310 quando em operação com correntes de polarização baixas. A impedância de entrada pode ser calculada pela seguinte fórmula: eo(Ls + Ltai, +Lg)~

(oC

8* J A FIG. 5 é um gráfico 500 que ilustra um rendimento simulado do LNA 3 0 0 da FIG. 3 num processo de 65 nm. 0 gráfico 500 contém o resultado de duas simulações de cálculo da relação entre o retorno e a perda do LNA 300 para diferentes valores de corrente de polarização. A linha 510 mostra a relação entre o retorno e a perda quando o LNA 300 15 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ está num "modo de alto rendimento" (isto é, com uma corrente de polarização alta) e o circuito de reforço de impedância 314 está inactivo. A linha 520 mostra a relação de perda de retorno quando o LNA 300 está num "modo de baixo rendimento" (isto é, com corrente de polarização mais baixa) e o circuito de reforço de impedância 314 está activo.

Quando no modo de alto rendimento, o LNA 300 proporciona uma boa coincidência de impedância para niveis de corrente de polarização altos. Para niveis de corrente de polarização baixos, que podem ser utilizados quando o sinal é forte e não é necessário um rendimento de ruído excelente, a coincidência de impedância é degradada.

Uma vez que o circuito de reforço de impedância 314 esteja activado, o circuito de reforço de impedância 314 oferece uma boa coincidência de impedância com, por exemplo, um filtro de RF para uma corrente de polarização baixa. O LNA 300 pode desse modo ser utilizado com as regulações de corrente de polarização tanto alta como baixa, sem sacrificar um boa coincidência de impedância com o filtro de RF. Dependendo dos parâmetros de componentes do LNA e dos critérios de rendimento desejados (isto é, valor máximo de ruido aceitável, o consumo de energia médio) , uma vasta gama de níveis de corrente de polarização pode ser seleccionada para o modo de alto rendimento e para o modo de baixo rendimento. A FIG. 6 é um gráfico 600 que ilustra os valores de ruído do LNA 300 da FIG. 3 num modo de alto rendimento e num modo de baixo rendimento e um LNA sem um circuito de reforço de impedância. A linha 610 mostra os valores do ruído para o modo de baixo rendimento, a linha 620 mostra os valores de ruído para o modo de alto rendimento, e a linha 630 mostra os valores de ruído para um LNA sem um circuito de reforço de impedância. As linhas 620 mostram que o circuito de reforço de impedância 314 tem apenas um ligeiro impacto sobre o valor de ruído do LNA 300, quando o circuito de reforço de impedância 314 está desactivado. A FIG. 7 é um gráfico operacional que ilustra uma concretização de um método de coincidência de impedância do 16 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ LNA de acordo com qualquer uma das concretizações aqui apresentadas com um outro circuito eléctrico. No passo 702, é feito entrar um sinal eléctrico no LNA. No passo 704, o LNA é operado com uma corrente de polarização variável. No passo 706, a corrente de polarização é diminuída. No passo 708, é activado o circuito de reforço impedância. Em algumas concretizações, a ordem dos passos 706 e 708 pode ser invertida.

Em algumas concretizações, o passo de operação do LNA com a corrente de polarização variável inclui a operação selectiva do LNA, pelo menos, num modo de alto rendimento ou num modo de baixo rendimento, em que uma corrente de polarização para o modo de alto rendimento é mais alta do que uma corrente de polarização para o modo de baixo rendimento. Além disso, o passo de activação do circuito de reforço de impedância inclui a activação do circuito de reforço de impedância se estiver a operar no modo de baixo rendimento. Adicionalmente, o passo de desactivação do circuito de reforço de impedância inclui ainda a desactivação do circuito de reforço de impedância, se estiver a operar no modo de alto rendimento. A FIG. 8 é um gráfico operacional que ilustra uma segunda concretização de um método 800 de coincidência de impedância do LNA de acordo com qualquer uma das concretizações aqui apresentadas com um outro circuito eléctrico. No passo 802, é feito entrar um sinal eléctrico no LNA. No passo 804, a intensidade de sinal do sinal eléctrico é determinada, ou a informação é obtida a partir de uma estação de base da rede de comunicações. No passo 806, um modo de alto rendimento ou um modo de baixo rendimento é seleccionado com base na intensidade de sinal determinada. Em algumas concretizações, se um sinal está acima de um certo limiar, é seleccionado o modo de baixo rendimento. No passo 808, é feita uma verificação se a modo de rendimento escolhido é o mesmo ou diferente do modo de rendimento corrente. Se o modo corrente for seleccionado, o método retorna para o passo 802.

Se for seleccionado um modo diferente, o método 800 continua para o passo 810, em que é feita uma verificação 17 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ para determinar se foi seleccionado o modo de baixo ou alto rendimento. Se foi seleccionado o modo de baixo rendimento, a corrente de polarização variável é reduzida no passo 812 e o circuito de reforço de impedância é activado no passo 814. Em algumas concretizações, a ordem dos passos 812 e 814 pode ser trocada. Após o passo 814, o método 800 retorna para o passo 802. Se foi seleccionado o modo de alto rendimento, a corrente de polarização variável aumenta no passo 816 e o circuito de reforço de impedância é desactivado no passo 818. Em algumas concretizações, a ordem dos passos 816 e 818 pode ser invertida. Após o passo 818, o método 800 retorna para o passo 802.

As FIGS. 9A, 9B e 9C são diagramas de blocos esquemáticos que ilustram as concretizações alternativas de um circuito de reforço de impedância.

Na FIG. 9A, um circuito de reforço de impedância 900 está ligado a um indutor de fonte 902. O circuito de reforço de impedância 900 inclui um primeiro indutor posterior 904, um segundo indutor posterior 906, um primeiro comutador 908 e um segundo comutador 910. O primeiro indutor posterior 904 está ligado electricamente tanto ao primeiro comutador 908 como ao segundo comutador 910. O segundo indutor posterior 906 está ligado electricamente em paralelo ao segundo comutador 910.

Desse modo, o circuito de reforço de impedância 900 da FIG. 9A é capaz de ter mais de dois modos de rendimento, em que a indutância total pode incluir o indutor de fonte 902, o primeiro indutor posterior 904, e o segundo indutor posterior 906; ou o indutor de fonte 902 e o primeiro indutor posterior 904, ou apenas o indutor de fonte 902.

Na FIG. 9B, um circuito de reforço de impedância 920 está ligado a um indutor de fonte 922. O circuito de reforço de impedância 920 inclui um primeiro indutor posterior 924, um segundo indutor posterior 926, um primeiro comutador 928 e um segundo comutador 930. 0 primeiro indutor posterior 924 está ligado electricamente em paralelo ao primeiro comutador 928. O segundo indutor posterior 926 está ligado electricamente em paralelo ao segundo comutador 930. 18 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ

Desse modo, ο circuito de reforço de impedância 920 FIG. 9B é capaz de ter mais de dois modos de rendimento, em que a indutância total pode incluir o indutor de fonte 922, o primeiro indutor posterior 924, e o segundo indutor posterior 926; ou o indutor fonte 922 e o primeiro indutor posterior 924: ou o indutor de fonte 922 e o segundo condutor posterior 926; ou apenas o indutor fonte 922.

Na FIG. 9C, um circuito de reforço de impedância 940 está ligado a um indutor de fonte 942. O circuito de reforço de impedância 940 inclui um primeiro indutor posterior 944, um segundo indutor posterior 946, um primeiro comutador 948 e um segundo comutador 950. O primeiro indutor posterior 944 está ligado electricamente ao indutor de fonte 942, ao segundo indutor posterior 946 e ao primeiro comutador 948. O segundo indutor posterior 946 está ligado electricamente ao indutor de fonte 942, ao primeiro indutor posterior 944 e ao segundo comutador 950.

Deste modo, o circuito de reforço de impedância 940 da FIG. 9C é capaz de ter mais de dois modos de rendimento, em que a indutância total pode incluir o indutor de fonte 942 e o primeiro indutor posterior 944; ou o indutor de fonte 942 e o segundo condutor posterior 946; ou o indutor de fonte e a ligação em paralelo dos primeiro e segundo indutores posteriores.

Quando o circuito de reforço de impedância 900, 920 ou 940 é implementado no LNA, um sinal de controlo bits múltiplos pode controlar os comutadores de acordo com os diferentes modos de rendimento e, desse modo, variar a impedância de entrada do LNA. A FIG. 10 é um diagrama esquemático que ilustra uma terceira concretização de um LNA 1000. O LNA 1000 é um LNA diferencial (isto é, equilibrado) com dois circuitos de reforço de impedância controlados por um único sinal de controlo. O sinal de controlo controla tanto o comutador 1016 como o comutador 1036. O LNA 1000 inclui um primeiro circuito de entrada 1001a, implementado como utilizando um transístor 1002. Um indutor 19 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ de porta 1004 está ligado electricamente à porta do transístor 1002. Um indutor de fonte 1006 está ligado electricamente à fonte do transístor 1002. Um condensador de fonte de porta parasita 1008 está ligado electricamente tanto ao indutor de porta 1004 como ao indutor de fonte 1006. A entrada de um segundo circuito de andar 1010 do LNA 1000 está ligada electricamente ao dreno do transístor 1002. A saída do segundo circuito de andar 1010 está ligada electricamente a uma carga sintonizada 1012 e às saídas do LNA Vout. O indutor de fonte 1006 está ligado electricamente a um circuito de reforço de impedância 1014. O circuito de reforço de impedância 1014 inclui um comutador 1016 disposto entre o indutor de fonte 1006 e a massa de sinal. Um indutor posterior 1018 está ligado electricamente em paralelo ao comutador 1016. O comutador 1016 é implementado como um transístor. O LNA 1000 inclui também um segundo circuito de entrada 1001b (que tem a estrutura semelhante ao circuito de entrada 1001a), um segundo circuito de andar 1030, um circuito de reforço de impedância 1034 e uma carga sintonizada 1032, todos ligados da maneira semelhante à descrita acima. A FIG. 11 é um diagrama esquemático que ilustra uma quarta concretização de um LNA 1100. O LNA 1100 é de novo um LNA diferencial (isto é, equilibrado) semelhante ao da FIG. 10, mas com um circuito de reforço de impedância 1114 controlado pelo sinal de controlo de bit único. O circuito de reforço de impedância 1114 inclui um comutador 1116 ligado electricamente aos indutores posteriores 1118 e 1134. As primeiras extremidades dos indutores posteriores 1118 e 1134 estão ligadas aos indutores de fonte 1106 e 1126, respectivamente, e as outras extremidades dos indutores posteriores 1118 e 1134 estão ligadas em conjunto à massa de sinal. Os indutores posteriores 1118 e 1134 podem ser implementados como um único indutor diferencial com uma derivação central ligada à massa de sinal. 20 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ A FIG. 12 mostra um diagrama de blocos esquemático que ilustra uma quinta concretização de um LNA 1200. O LNA 1200 é também um LNA diferencial (isto é, equilibrado), mas com um circuito de reforço de impedância 1214, que tem modos de rendimento múltiplos (por exemplo, controlados por um sinal de controlo de bits múltiplos) . O circuito de reforço de impedância 1214 compreende dois ramais de indutores posteriores. Um ramal inclui três indutores posteriores 1218, 1222 e 1228, ligados em série e ligados a um indutor de fonte 1206 e o outro ramal inclui também três indutores posteriores 1220, 1224 e 1230, ligados em série e ligados a um indutor de fonte 1236. O circuito de reforço de impedância 1214 inclui ainda um primeiro comutador 1216a ligado electricamente às primeiras extremidades dos indutores posteriores 1218 e 1220, um segundo comutador 1216b ligado electricamente às segundas extremidades dos indutores posteriores 1218 e 1220 e às primeiras extremidades dos indutores posteriores 1222 e 1224 e um terceiro comutador 1216c, ligado electricamente às segundas extremidades dos indutores posteriores 1222 e 1224 e às primeiras extremidades dos indutores posteriores 1228 e 1230. As segundas extremidades dos indutores posteriores 1228 e 1230 estão ligadas à massa de sinal. Os primeiro, segundo e terceiro comutadores 1216a, 1216b e 1216c são implementados como um transístor.

Os indutores posteriores 1228 e 1230 podem ser implementados como um único ou um indutor diferencial combinado com uma derivação central, ligada à massa de sinal, como mostrado para o circuito de reforço de impedância 1114 da FIG. 11. O LNA 1200 inclui ainda uma unidade de controlo 1244, que pode ser acoplada às portas do primeiro comutador 1216a, do segundo comutador 1216b, e do terceiro comutador 1216c. Em concretizações alternativas, o primeiro comutador 1216a, o segundo comutador 1216b e o terceiro comutador 1216c podem ser controlados directamente pela corrente de polarização. A unidade de controlo 1244 pode monitorizar o nível de polarização e comutar o primeiro comutador 1216a, o segundo 21 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ comutador 1216b, e/ou o terceiro comutador 1216c com base no nível de polarização. Em algumas concretizações, a unidade de controlo 1244 pode comutar o primeiro comutador 1216a, o segundo comutador 1216b, e/ou o terceiro comutador 1216c com base numa combinação do nível de polarização e na impedância de entrada medida.

Em algumas concretizações, a unidade de controlo 1244 pode proporcionar sinais de comutação com base num determinado modo de rendimento e não monitorizar o nível de polarização. A unidade de controlo 1244 pode proporcionar um sinal de controlo de um bit ou de bits múltiplos. Por exemplo, a unidade de controlo pode ser configurada para activar dois ou mais comutadores por meio de um sinal de controlo de bits múltiplos. Noutras concretizações, um amplificador de baixo ruído pode incluir mais do que uma unidade de controlo, proporcionando cada uma das mesmas um sinal de controlo de um bit. As variações da unidade de controlo descritas acima podem ser implementadas em qualquer uma das concretizações apresentadas.

Embora os transístores nas concretizações acima sejam ilustrados como transístores MOS tipo N (semicondutores de óxido metálico), os mesmos podem ser implementados como transístores MOS tipo P ou também de qualquer outro tipo. Para os comutadores nos circuito de reforço de impedância podia ser utilizada a tecnologia MEMS. A FIG. 13 é um diagrama de blocos simplificado de um receptor de rádio móvel 1300. O receptor 1300 pode ser compatível com as especificações LTE e implementado num terminal móvel, como um telefone móvel, cartão de rede ou cartão de memória "flash", computador portátil, e assim por diante.

Uma antena 1302 do receptor 1300 recebe e transmite dados numa banda de frequências de rádio. Um andar de extremidade frontal de RF 1306 está ligado a, pelo menos, uma antena 1302. Quando da recepção, um sinal de RF é alimentado para o andar de extremidade frontal de RF 1306 e filtrado por um filtro de RF 1308. O sinal filtrado é então alimentado para o LNA 1310, onde o sinal pode ser processado como 22 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ descrito nas concretizações acima. 0 LNA 1310 pode fazer sair para um conversor de rádio de frequência para banda de base 1312 .

Quando da transmissão, o conversor 1312 pode também converter um sinal de banda base para transmissão numa frequência de rádio (RF) e alimentar o sinal de RF para um amplificador de potência 1314. O amplificador de potência 1314 alimenta o sinal de RF amplificado para o andar de extremidade frontal de RF 1306 com filtros, de onde o mesmo pode ser transmitido pela antena 1302.

Tal como se tornou evidente a partir das concretizações acima, a técnica aqui apresentada proporciona diversas vantagens. Quando o circuito de reforço de impedância não é necessário durante um modo de alto rendimento, o circuito de reforço de impedância tem um efeito minimo sobre o valor de ruido do LNA. O circuito de reforço de impedância permite também que um LNA economize energia pela polarização em niveis baixos de corrente, quando um nivel de sinal de entrada é suficientemente forte. O circuito de reforço de impedância tem a vantagem adicional de afectar minimamente a linearidade de um LNA devido à oscilação do sinal através do circuito de reforço de impedância ser pequena. Além disso, o circuito de reforço de impedância pode ser configurado para empregar indutores com valores Q baixos. Tais concretizações têm uma acção pequena e afectam minimamente a ressonância do circuito de entrada do LNA.

Em geral, uma topologia de circuito para redução da corrente de polarização de um LNA sem degradação da coincidência da impedância com um filtro de RF é baseada na verificação de que o ambiente de rádio na utilização da vida real é raramente tão exigente como os requisitos de especificação mais duros. Isto sugere que um LNA só deve consumir a energia máxima quando as condições do ambiente de rádio assim o exigirem, mas o mesmo, pelo contrário, deve estar num "modo de consumo de energia baixo". 23 ΕΡ 2 456 068/ΡΤ

Embora as concretizações da técnica proposta tenham sido ilustradas nos desenhos anexos e descritas na descrição, deverá ser entendido que o invento não está limitado às concretizações aqui apresentadas. Em particular, a técnica proposta é susceptivel de numerosas disposições novas, modificações e substituições, sem sair do âmbito do invento tal como estabelecido e definido pelas reivindicações seguintes.

Lisboa, 2013-07-31

Claims

ΕΡ 2 456 068/ΡΤ 1/7 REIVINDICAÇÕES 1 - Amplificador de baixo ruido (200, 300) que tem um terminal de entrada e um terminal de saida, compreendendo o amplificador de baixo ruido (200, 300): um circuito de entrada (202; 301) configurado para operar com uma corrente de polarização variável, em que o circuito de entrada (301), compreende: um transístor (302) que tem uma porta ligada electricamente a um indutor de porta (304) e uma fonte ligada electricamente a um indutor de fonte (306), em que o indutor de porta (304) está ligado electricamente ao terminal de entrada, e um circuito de reforço de impedância (204, 314, 900, 920, 940) ligado electricamente ao indutor de fonte (306), em que o circuito de reforço de impedância (204, 314, 900, 920, 940) compreende: pelo menos um comutador (206, 316); e pelo menos um indutor posterior (208, 318, 904, 906, 924, 926, 944, 946) ligado electricamente a, pelo menos, um comutador (206, 316), o, pelo menos, um indutor posterior (208, 318, 904, 906 , 924, 926, 944, 946), configurado para aumentar a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido (200, 300) se o circuito de reforço de impedância for activado através de, pelo menos, um comutador (206, 316), em que: o amplificador de baixo ruido (200, 300) está configurado para activar o circuito de reforço de impedância (204, 314, 900, 920, 940), se a corrente de polarização variável for reduzida.
2 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com a reivindicação 1, em que: pelo menos um indutor posterior (318) está ligado em paralelo ao, pelo menos, um comutador (316), e ΕΡ 2 456 068/ΡΤ 2/7 ο, pelo menos, um comutador (316) compreende um transístor e está configurado para ser controlado por um sinal de controlo, que activa e desactiva o circuito de reforço de impedância (314) e, desse modo, varia a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído (300) .
3 - Amplificador de baixo ruído (300) de acordo com a reivindicação 1, em que o circuito de reforço de impedância (900, 920, 940) compreende: pelo menos dois indutores posteriores (904, 906, 924, 926, 944, 946), e pelo menos, dois comutadores (316) que compreendem, pelo menos, dois transístores de comutação (908, 910, 928, 930, 948, 950), configurados para serem controlados por um sinal de controlo que varia a indutância total do circuito de reforço de impedância (900, 920, 940) e varia, desse modo, a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído (300).
4 - Amplificador de baixo ruído (300) de acordo com qualquer das reivindicações 1 a 3, em que o amplificador de baixo ruído está configurado como um amplificador de extremidade única e o transístor (302) inclui um dreno ligado electricamente ao terminal de saída do amplificador de baixo ruído (300), se o amplificador de baixo ruído (300) for um amplificador de andar único ou a um segundo andar (310), se o amplificador for um amplificador de andares múltiplos.
5 - Amplificador de baixo ruído (300) de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, em que o amplificador de baixo ruído está configurado como um amplificador diferencial (1000), que compreende: dois circuitos de entrada (1001a, 1001b), em que os dois circuitos de entrada (1001a, 1001b) compreendem cada um dos mesmos um transístor (1002, 1022), um indutor de porta (1004, 1024), e um indutor de fonte (1006, 1026); e dois circuitos de reforço de impedância (1014; 1034), em que os indutores de fonte (1006, 1026) dos dois circuitos de entrada (1001a, 1001b) estão ligados electricamente a um dos ΕΡ 2 456 068/ΡΤ 3/7 dois circuitos de reforço de impedância (1014; 1034), respectivamente.
6 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com a reivindicação 1, em que o amplificador de baixo ruido está configurado como um amplificador diferencial (1100), que compreende: dois circuitos de entrada (1101a, 1101b), em que os dois circuitos de entrada (1101a, 1101b) compreendem cada um dos mesmos um transístor (1102, 1122), um indutor de porta (1104, 1124), e um indutor de fonte (1106, 1126), em que: o circuito de reforço de impedância (1114) está ligado electricamente a cada um dos indutores de fonte (1106, 1126) dos dois circuitos de entrada (1101a, 1101b), e o circuito de reforço de impedância (1114) compreende, pelo menos, dois indutores posteriores (1118; 1134), ligados electricamente a, pelo menos, um transístor de comutação (1116) .
7 - Amplificador de baixo ruído (300) de acordo com a reivindicação 1, em que o amplificador de baixo ruído está configurado como um amplificador diferencial (1200), que compreende: dois circuitos de entrada (1201a, 1201b), em que os dois circuitos de entrada (1201a, 1201b) compreendem cada um dos mesmos um transístor (1202, 1222), um indutor de porta (1204, 1224) e um indutor de fonte (1206, 1226); e em que o circuito de reforço de impedância (1214) compreende: dois ramais de indutores posteriores, em que a cada ramal compreende, pelo menos, dois indutores posteriores (1218, 1222, 1220, 1224), ligados electricamente em série; e pelo menos dois transístores de comutação (1216a, 1216b), ligados electricamente a ambos os dois ramais de indutores posteriores e configurados para serem controlados ΕΡ 2 456 068/ΡΤ 4/7 por um sinal de controlo que, desse modo, varia a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido.
8 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com a reivindicação 7, em que cada ramal dos indutores posteriores compreende ainda um terceiro indutor posterior (1226, 1230), ligado electricamente a um terceiro transístor de comutação (1216c).
9 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com a reivindicação 8, em que os dois terceiros indutores posteriores (1226, 1230) estão configurados como um indutor diferencial.
10 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com qualquer uma das reivindicações anteriores, em que o amplificador de baixo ruido (300) está ainda configurado para desactivar o circuito de reforço de impedância (314), se a corrente de polarização variável for aumentada.
11 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com qualquer uma das reivindicações anteriores, em que o amplificador de baixo ruido (300) está ainda configurado para reduzir a corrente de polarização variável se uma amplitude do sinal de entrada estiver acima de um valor predeterminado.
12 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com qualquer uma das reivindicações anteriores, em que a indutância do indutor posterior (318) é seleccionada de tal modo que a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido (300) coincide com a impedância de saida de um circuito ligado electricamente a um terminal de entrada do amplificador de baixo ruido (300), se o circuito de reforço de impedância (314) estiver activado.
13 - Amplificador de baixo ruido (300) de acordo com qualquer uma das reivindicações anteriores, em que: o amplificador de baixo ruido (300) está configurado para operar selectivamente, pelo menos, num modo de alto rendimento e num modo de baixo rendimento, ΕΡ 2 456 068/ΡΤ 5/7 uma corrente de polarização para o modo de alto rendimento é mais alta do que a corrente de polarização para o modo de baixo rendimento, e o amplificador de baixo ruido (300) está configurado para activar o circuito de reforço de impedância (314) se estiver a operar no modo de baixo rendimento e para desactivar o circuito de reforço de impedância (314) se estiver a operar no modo de alto rendimento.
14 - Amplificador de baixo ruído (300) de acordo com qualquer uma das reivindicações anteriores, em que o amplificador de baixo ruído (300) compreende ainda uma unidade de controlo (1244), configurada para proporcionar um sinal de controlo de um bit ou um sinal de controlo de bits múltiplos.
15 - Disposição de circuitos que inclui o amplificador de baixo ruído (300) de acordo com qualquer uma das reivindicações anteriores, em que a disposição de circuitos compreende ainda: um andar de extremidade frontal de RF configurado para proporcionar um sinal de entrada para o terminal de entrada do amplificador de baixo ruído, em que o andar de extremidade frontal de RF tem uma impedância de saída, em que o indutor posterior (318) está configurado para aumentar a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído (300) se o circuito de reforço de impedância (314) for activado, de tal modo que a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído (300) coincide com a impedância de saída do andar de extremidade frontal de RF.
16 - Disposição de circuitos de acordo com a reivindicação 15, em que: o andar de extremidade frontal de RF compreende uma extremidade frontal de frequência de rádio (1306), em que a extremidade frontal compreende um filtro de frequência de rádio (1308), e ΕΡ 2 456 068/ΡΤ 6/7 ο indutor posterior (318), configurado para aumentar a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido (300) se o circuito de reforço de impedância (314) for activado, de tal modo que a impedância de entrada do amplificador de baixo ruido (300) coincide com a impedância de saida o filtro de frequência de rádio (1308).
17 - Método de coincidência de impedância de um amplificador de baixo ruido (300), que compreende um circuito de entrada (202; 301) e um circuito de reforço de impedância (314) com um outro circuito eléctrico, em que o método compreende: a entrada (702) de um sinal eléctrico num circuito de entrada (202, 301), em que o circuito de entrada (202, 301), configurado para operar com uma corrente de polarização variável e que compreende um transístor (302) , que tem uma porta ligada electricamente a um indutor de porta (304) e uma fonte ligada electricamente a um indutor de fonte (306) , em que o sinal eléctrico entra para o indutor de porta (304); a operação (704) do circuito de entrada (202, 301) com a corrente de polarização variável; a redução (706) da corrente de polarização variável; e a activação (708) do circuito de reforço de impedância (314), em que o circuito de reforço impedância (314) está ligado electricamente ao indutor de fonte (306) e compreende: pelo menos um comutador (316), e pelo menos um indutor posterior (318) ligado electricamente a, pelo menos, um comutador (316), o, pelo menos, um indutor posterior (208, 318, 904, 906, 924, 926, 944, 946) para aumentar a impedância de entrada do amplificador de baixo ruído (300), quando o circuito de reforço de impedância for activado através de, pelo menos, um comutador (316) .
18 - Método de acordo com a reivindicação 17, em que: ΕΡ 2 456 068/ΡΤ 7/7 a operação do circuito de entrada (202, 301) com a corrente de polarização variável compreende a operação selectiva do amplificador de baixo ruido (300), pelo menos, num modo de alto rendimento e num modo de baixo rendimento, em que uma corrente de polarização para o modo de alto rendimento é maior do que a corrente de polarização para o modo de baixo rendimento, e a activação (708) do circuito de reforço de impedância (314) compreende a activação 0 circuito de reforço de impedância (314), se estiver a operar no modo de baixo rendimento e a desactivação do circuito de reforço de impedância rendimento. (314), se estiver a operar no modo de alto
19 - Método de acordo com a reivindicação 18, que compreende ainda: a determinação (804) da intensidade de sinal do sinal eléctrico; e a selecção (806) , com base na intensidade de sinal determinada, do modo de alto rendimento ou do modo de baixo rendimento como um modo de operação do amplificador de baixo ruido (300) .
20 - Método de acordo com a reivindicação 19, que compreende ainda: a determinação (808) se o modo de operação seleccionado é o modo de operação corrente; a alteração, se o modo de operação seleccionado for diferente do modo de operação corrente, para o modo de operação seleccionado. Lisboa, 2013-07-31