CN103222188A - 具有阻抗增加电路的低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

提供了一种低噪声放大器(300)，该低噪声放大器(300)包括被配置为利用可变偏置电流进行操作的输入电路(301)和电连接到输入电路(301)的阻抗增加电路(314)。阻抗增加电路(314)包括至少一个开关(316)和与该至少一个开关(316)电连接的至少一个尾电感器(318)。低噪声放大器(300)被配置为如果可变偏置电流减小则激活阻抗增加电路(314)，并且阻抗增加电路(314)被配置为如果阻抗增加电路(314)被激活则增大低噪声放大器(300)的输入阻抗。

Description

具有阻抗增加电路的低噪声放大器

技术领域

本发明大体上涉及低噪声放大器的领域。具体地说，本发明涉及一种低噪声放大器，该低噪声放大器被配置为：在不降低与例如射频(RF)滤波器和其它RF前端组件的阻抗匹配的情况下，减小偏置电流。

背景技术

低噪声放大器(LNA)是无线电接收机的关键组件。LNA的主要目的是向输入信号提供足够的增益，以使得信号电平足够用于LNA下游的信号处理块。也就是说，下游的信号处理块需要最小的信号电平，以在不显著增大总噪声系数的情况下有效地操作输入信号。除了提供足够的增益以外，LNA还应当利用低噪声系数线性地处理输入信号。此外，LNA的输入阻抗应当充分地匹配无线电接收机的RF前端中存在的上游RF滤波器。

除了上面的设计标准以外，LNA还必须满足由诸如长期演进(LTE)版本8和版本10规范等的标准所强加的最严格的标准。

在图1中示出了满足所有上述标准的现有解决方案，图1是示意了传统的电感负反馈(inductively degenerated)的共源极LNA的示意性框图。通常，LNA的输入阻抗被设计为匹配RF前端的输出阻抗的实值(例如，50欧姆)。为此，引入了电感L_g以抵消输入阻抗在期望工作频率下的电容性部分(即，虚部)。可以通过下式来计算LNA的输入阻抗Z_in：

$z_{\mathrm{in}}=\frac{g_m\·L_s}{C_{\mathrm{gs}}}+j[\mathrm{\ω}(L_s+L_g)-\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}]$

输入阻抗的实部取决于晶体管M₁的前向跨导g_m、电容C_gs和电感L_s。电容器C是DC阻塞电容器，电阻器R被放置在V_bias与晶体管M₁之间。

减小晶体管M₁的偏置电流I_D影响前向跨导g_m。当晶体管M₁在饱和区域中操作时，下式适用：

$g_m\∝\sqrt{I_D}$

随着偏置电流的减小，晶体管M₁离开饱和区域和活动区域并且进入亚阈值区域，其中：

g_m∝I_D

因此，随着I_D的减小，g_m(因此输入阻抗Z_in)对I_D的依赖性变强。这意味着，相对于I_D的线性减小，输入阻抗Z_in的实部下降得越来越快。

这种性态是一个缺点，其原因在于：LNA的功耗占了无线电接收机的总功率预算的相当大的比例，并且一种用于减小功耗的传统技术是减小晶体管M₁的偏置电流。

发明内容

因此，需要一种被配置为在不降低与RF前端的阻抗匹配的情况下减小LNA的偏置电流的电路拓扑。

因此，根据一个方面的低噪声放大器包括被配置为利用可变偏置电流进行操作的输入电路。该低噪声放大器还包括电连接到输入电路的阻抗增加电路。阻抗增加电路包括至少一个开关和电连接到该至少一个开关的至少一个尾电感器。该低噪声放大器被配置为：如果可变偏置电流减小，则激活阻抗增加电路；并且该阻抗增加电路被配置为：当该阻抗增加电路被激活时，增大低噪声放大器的输入阻抗。

在低噪声放大器中，至少一个尾电感器可以与至少一个开关并联。该开关可以被实现为包括晶体管，并且可以由控制信号来控制，该控制信号激活和去激活阻抗增加电路，从而改变低噪声放大器的输入阻抗。

该阻抗增加电路可以包括至少两个尾电感器和至少两个开关。这些开关可以包括开关晶体管。开关晶体管可以由控制信号来控制，该控制信号可以激活和去激活阻抗增加电路。在一个实现中，控制信号改变阻抗增加电路的总电感，从而改变低噪声放大器的输入阻抗。

在一个实现中，低噪声放大器被配置为单端放大器。该单端放大器可以包括输入电路，该输入电路包括具有电连接到栅极电感器的栅极和电连接到源极电感器的源极的晶体管。如果低噪声放大器是单级放大器，则晶体管的漏极可以电连接到低噪声放大器的输出端子，或者如果低噪声放大器是多级放大器，则晶体管的漏极可以电连接到第二级。此外，栅极电感器可以电连接到输入端子，并且阻抗增加电路可以电连接到源极电感器。

在另一个实现中，低噪声放大器被配置为可以包括两个输入电路和两个阻抗增加电路的差分放大器。这两个输入电路中的每一个可以包括晶体管、栅极电感器和源极电感器。这两个输入电路的源极电感器可以分别电连接到两个阻抗增加电路中的一个。

低噪声放大器还可以被配置为包括两个输入电路和阻抗增加电路的差分放大器。这两个输入电路中的每一个可以包括晶体管、栅极电感器和源极电感器，并且阻抗增加电路可以电连接到两个输入电路的源极电感器中的每一个。阻抗增加电路可以包括电连接到至少一个开关晶体管的至少两个尾电感器。

在另一个实现中，低噪声放大器被配置为包括两个输入电路和阻抗增加电路的差分放大器，其中，这两个输入电路中的每一个包括晶体管、栅极电感器和源极电感器。阻抗增加电路可以包括尾电感器的两个分支，其中，每一个分支可以包括串联电连接的至少两个尾电感器。阻抗增加电路还可以包括至少两个开关晶体管，至少两个开关晶体管电连接到尾电感器的两个分支并且被配置为由控制信号来控制，所述控制信号由此改变低噪声放大器的输入阻抗。

尾电感器的每一个分支还可以包括电连接到第三开关晶体管的第三尾电感器。此外，第三尾电感器可以被配置为一个组合的差分电感器或者单个差分电感器，所述电感器的中心抽头连接到信号地。

低噪声放大器可以被配置为：如果可变偏置电流增大，则去激活阻抗增加电路；并且可选择地，如果输入信号幅度高于预定的值，则减小可变偏置电流。根据LNA的组件参数和期望的性能标准(即，最大可接受噪声系数、平均功耗等)，可以选择宽量程的预定值。

可以选择尾电感器的电感，以使得当阻抗增加电路被激活时，低噪声放大器的输入阻抗与电连接到低噪声放大器的输入端子的电路的输出阻抗匹配。

低噪声放大器可以被配置为选择性地在至少高性能模式和低性能模式中操作，其中，针对高性能模式的偏置电流高于针对低性能模式的偏置电流。低噪声放大器还可以被配置为：如果在低性能模式中操作则激活阻抗增加电路，并且如果在高性能模式中操作则去激活阻抗增加电路。根据LNA的组件参数和期望的性能标准，可以针对高性能模式和低性能模式来选择宽量程的偏置电流电平。

在一个实现中，低噪声放大器还包括被配置为提供模拟或数字控制信号的控制单元。举例说明，控制信号可以是一比特控制信号或者多比特控制信号。

另一方面涉及一种电路布置，具有本文所描述的低噪声放大器以及向该低噪声放大器的输入端子提供输入信号的RF前端级的。当阻抗增加电路是活动的时，尾电感器增大低噪声放大器的输入阻抗，以使得低噪声放大器的输入阻抗与RF前端级的输出阻抗匹配。

RF前端级有利地包括射频滤波器，其中，当阻抗增加电路被激活时，尾电感器增大低噪声放大器的输入阻抗，使得低噪声放大器的输入阻抗与射频滤波器的输出阻抗匹配。

根据一方法方面，一种将低噪声放大器与另一个电路进行阻抗匹配的方法包括：将电信号输入到低噪声放大器中，并且利用可变偏置电流来操作低噪声放大器。该方法还包括减小可变偏置电流并且如本文所描述的来激活阻抗增加电路。

该方法还可以包括选择性地在至少高性能模式或低性能模式中操作所述低噪声放大器，其中，针对高性能模式的偏置电流高于针对低性能模式的偏置电流。如果在低性能模式中操作，则可以激活该阻抗增加电路，并且如果在高性能模式中操作，则可以去激活该阻抗增加电路。

此外，该方法可以包括确定电信号的信号强度，并且基于所确定的信号强度，选择高性能模式或低性能模式作为低噪声放大器的操作模式。此外，该方法可以包括确定所选择的操作模式是否是当前的操作模式。如果所选择的操作模式与当前的操作模式不同，则该方法将操作模式改变为所选择的操作模式。

附图说明

在下文中，将参照附图中示意的示例性实施例来描述本文所呈现的LNA，其中：

图1是示意了传统的电感负反馈的共源极LNA的示意图；

图2是示意了LNA的第一实施例的示意图；

图3是示意了LNA的第二实施例的示意图；

图4A示出了当阻抗增加电路是非活动的时该阻抗增加电路的等效电路和简化电路；

图4B示出了当阻抗增加电路是活动的时该阻抗增加电路的等效电路和简化电路；

图5是示意了图3的LNA的仿真回波损耗的图表；

图6是示意了图3的LNA在高性能模式和低性能模式中的噪声系数以及不具有阻抗增加电路的LNA的噪声系数的图表；

图7是示意出了将本文所呈现的实施例中的任意一个实施例中的LNA与另一个电路进行阻抗匹配的方法的实施例的流程图；

图8是示意了将本文所呈现的实施例中的任意一个实施例中的LNA与另一个电路进行阻抗匹配的方法的第二实施例的流程图；

图9A至图9C是示意了阻抗增加电路的可替换的实施例的示意图；

图10是示意了LNA的第三实施例的示意图；

图11是示意了LNA的第四实施例的示意图；

图12是示意了LNA的第五实施例的示意图；以及

图13是移动无线电接收机的简化示图。

具体实施方式

在下文中，为了解释而非限制的目的，阐述了具体细节(例如，特定的步骤序列、组件和配置)，以提供对本发明的彻底理解。对于本领域技术人员而言显而易见的是，可以在偏离这些具体细节的其它实施例中实践本发明。例如，虽然所有的实施例包括固定的尾电感器(tailinductor)，但是尾电感器也可以实现为可变电感器。

图2是示意了包括输入电路202和阻抗增加电路204的LNA200的共源极实施例的示意图，其中输入电路202包括栅极电感器201和源极电感器203。LNA200可以实现在通信网络的移动终端中(例如，实现在移动电话、无线网卡或闪存盘中)。

LNA的输入电路202被实现为包括晶体管、栅极电感器201和源极电感器203，并且通过V_bias进行偏置。此外，晶体管302的栅极-源极寄生电容器C_gs电连接到栅极电感器201和源极电感器203二者。

输入电路202电连接到源极电感器203和调谐负载210。阻抗增加电路204包括连接到信号地的开关206和与开关206并联放置的尾电感器。电容器C是DC阻塞电容器，并且电阻器R被放置在V_bias与栅极电感器201之间。在一些实施例中，LNA200可以在没有DC阻塞电容器的情况下直接耦合。

LNA200从例如移动无线电接收机的RF前端接收输入信号V_in，并且由输入电路202进行放大。然后，将经放大的信号作为输出信号V_out输出。如下面将参照图3更详细地解释的，输入阻抗Z_in是输入电路202和阻抗增加电路204的参数的函数。也即是说，阻抗增加电路204被配置为在偏置电流的减小引起阻抗匹配下降时增加输入阻抗。

为了进一步解释，当LNA200利用较大的V_bias进行操作时，LNA200能够在不增加过多噪声的情况下放大信号，并且在Z_in与提供V_in的电路的输出端之间具有良好的阻抗匹配。在该情况下，阻抗增加电路204的开关206开启，从而使阻抗增加电路204不活动。在可替换的实施例中，阻抗增加电路204在开关接通的情况下可以是活动的。

然而，当LNA200操作较大的输入信号幅度V_in时，不需要最佳的噪声性能来维持足够的噪声系数。在这些情况下，作为对略微更高的噪声系数的回报，LNA200可以被切换到消耗更少的偏置电流的可替换的操作点。输入阻抗Z_in仍然应当匹配例如提供V_in的RF滤波器的输出阻抗。

如果通过断开开关206来减小可变偏置电流，则可以激活阻抗增加电路204。因此，尾电感器208增大了LNA200的Z_in。如果可变偏置电流减小则激活阻抗增加电路204可以包括：在减小可变偏置电流之前、期间和之后激活电路204。

本领域技术人员将立即认识到，可以以多种方式中的任意一种来将LNA200配置为激活阻抗增加电路204。例如，LNA200可以被配置为基于输入阻抗Z_in的测量值、输入信号强度和/或V_bias强度或者其组合来进行切换。可替换地或此外，LNA200可以被配置为在低性能模式和高性能模式中的至少一个中操作，其中，基于LNA200在其中操作的模式来激活阻抗增加电路204。

图3是示意了共源共栅配置中的LNA300的第二实施例的示意图。LNA300包括具有放大设备的输入电路301，该输入电路301被示例性地实现为包括晶体管302、栅极电感器304和源极电感器306。栅极电感器304电连接到晶体管302的栅极。此外，源极电感器306电连接到晶体管302的源极，并且晶体管302的栅极-源极寄生电容器308电连接到栅极电感器304和源极电感器306二者。

LNA300还包括第二级，该第二级被示例性地实现为晶体管310。晶体管310的源极电连接到晶体管302的漏极。晶体管310的漏极电连接到调谐负载312和输出端子V_out二者。晶体管310的栅极被配置为接收共源共栅电压V_cascode。

源极电感器306电连接到阻抗增加电路314。阻抗增加电路314包括：开关316，被放置在源极电感器306与信号地之间；以及与开关316并联电连接的尾电感器318。开关316被实现为晶体管。

当LNA300利用较大的偏置电压V_bias进行操作时，LNA300能够在不增加过多的噪声的情况下放大信号，并且与提供输入信号V_in的电路具有良好的阻抗匹配。在该情况下，阻抗增加电路314的开关316接通，从而使阻抗增加电路314不活动。

图4A示出了当开关316接通并且阻抗增加电路是非活动的时的等效电路400和简化电路410。等效电路400包括开关电阻402(“R_on”)、总漏极电容404、尾电感406和尾电阻408。当开关316接通时，阻抗增加电路314可以被简化为仅包括开关电阻402。通过得到开关316的漏极-源极输出电导(Gd)的倒数来计算开关电阻402。

在一些实施例中，开关晶体管316的沟道(栅极)宽度被选择为尽可能宽(被称作宽晶体管)，以最小化开关电阻402生成的噪声。然而，宽晶体管将增大断开状态下的总漏极电容(图4B中的电容424)，这将降低输入阻抗匹配或者甚至在阻抗增加电路314被激活时(即，当断开开关时)引起不稳定。为了使额外的噪声最小化，应当满足下面的条件：开关电阻402R_on＜＜R_in，其中，R_in是LNA300的输入阻抗Z_in的实部。

仅给出满足上述条件的一个示例，不具有阻抗增加电路的LNA具有50Ω的R_in和1.49dB的噪声系数。如果给阻抗增加电路增加有0.6Ω的开关电阻，则当开关开启时，仅将新的噪声系数略微增加到1.54dB。根据在65nm半导体工艺中的仿真，可以例如通过具有900μm的栅极宽度和90nm长度的晶体管来实现上述参数。

图4B示出了当开关316断开并且阻抗增加电路314被激活时的等效电路420和简化电路430。等效电路420包括开关电阻412、总漏极电容424、尾电感426和尾电阻428。当开关316断开时，阻抗增加电路314可以被简化为开关电容424、尾电感426和尾电阻428。

总漏极电容424应当足够小以不会过度地干扰阻抗匹配或者使LNA300不稳定。应当满足下面的条件以使LNA300在该模式中最佳地工作：

$\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{0,\mathrm{input}}\·C_{\mathrm{dd},\mathrm{off}}}>>{\mathrm{\ω}}_{0,\mathrm{input}}\·L_{\mathrm{tail}}$

满足该条件确保了阻抗增加电路314的阻抗实质上在工作频率f0处基本上是电感的，其中，ω₀＝2πf₀。另一种看待此条件的方式是期望尾电感器318不会在LNA300的正常工作频率附近谐振。例如，对于1nH的尾电感和具有900μm的栅极宽度和90nm的栅极长度(从而导致300fF的总漏极电容)的开关晶体管而言，可以按下式来计算阻抗增加电路的自谐振频率：

$f_{0,\mathrm{tail}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{C_{\mathrm{dd},\mathrm{off}}\·L_{\mathrm{tail}}}}=9.1\mathrm{GHz}$

与2.65GHz的输入信号频率有关的该频率足够高而不会影响LNA的功能。

将尾电感426添加到漏极电感器306的电感上，从而增加输入阻抗的实部。当利用低偏置电流进行操作时，这可以补偿放大电路310的前向跨导(g_m)的减小。可以通过下式来计算输入阻抗：

$z_{\mathrm{in}}\≅\frac{g_m\·(L_s+L_{\mathrm{tail}})}{C_{\mathrm{gs}}}+j[\mathrm{\ω}(L_s+L_{\mathrm{tail}}+L_g)-\frac{1}{\mathrm{\ω}{C}_{\mathrm{gs}}}]$

图5是示意了图3的LNA300在65nm工艺中的仿真性能的图表500。图表500包含来自两个仿真的结果，这两个仿真针对不同的偏置电流值计算LNA300的回波损耗比。线510示出了当LNA300处于“高性能模式”(即，利用较高的偏置电流)中并且阻抗增加电路314是非活动的时的回波损耗比。线520示出了当LNA300处于“低性能模式”(即，利用较低的偏置电流)中并且阻抗增加电路314是活动的时的回波损耗比。

当处于高性能模式中时，LNA300针对高偏置电流电平提供了良好的阻抗匹配。对于当输入信号较强并且不需要极好的噪声性能时可以使用的低偏置电流电平而言，阻抗匹配下降。

一旦激活了阻抗增加电路314，阻抗增加电路314就针对低偏置电流提供与例如RF滤波器的良好的阻抗匹配。因此，LNA300可以与高偏置电流设置和低偏置电流设置二者一起使用，而不用牺牲与RF滤波器的良好的阻抗匹配。根据LNA的组件参数和期望的性能标准(即，最大可接受噪声系数、平均功耗)，可以针对高性能模式和低性能模式选择宽量程的偏置电流电平。

图6是示意了图3的LNA300在高性能模式和低性能模式中的噪声系数以及不具有阻抗增加电路的LNA的噪声系数的图表600。线610示出了针对低性能模式的噪声系数，线620示出了针对高性能模式的噪声系数，并且线630示出了针对不具有阻抗增加电路的LNA的噪声系数。线620显示：当阻抗增加电路314被去激活时，阻抗增加电路314对LNA300的噪声系数仅具有轻微的影响。

图7是示意了将根据本文所呈现的实施例中的任意一个实施例的LNA与另一个电路进行阻抗匹配的方法的实施例的流程图。在步骤702，将电信号输入LNA中。在步骤704，利用可变偏置电流操作LNA。在步骤706，减小偏置电流。在步骤708，激活阻抗增加电路。在一些实施例中，可以将步骤706和708的顺序颠倒。

在一些实施例中，利用可变偏置电流操作LNA的步骤包括选择性地在至少高性能模式或低性能模式中操作LNA，其中，针对高性能模式的偏置电流高于针对低性能模式的偏置电流。此外，激活阻抗增加电路的步骤包括：如果在低性能模式中操作，则激活阻抗增加电路。此外，去激活阻抗增加电路的步骤包括：如果在高性能模式中操作，则去激活阻抗增加电路。

图8是示意了将根据本文所呈现的实施例中的任意一个实施例的LNA与另一个电路进行阻抗匹配的方法800的第二实施例的流程图。在步骤802，将电信号输入LNA中。在步骤804，确定电信号的信号强度，或者从通信网络的基站获得信息。在步骤806，基于所确定的信号强度来选择高性能模式或低性能模式。在一些实施例中，如果信号强度高于某一阈值，则选择低性能模式。在步骤808，检查所选择的性能模式是与当前的性能模式相同还是不同。如果选择了当前的模式，则方法返回步骤802。

如果选择了不同的模式，则方法800继续到步骤810，在步骤810，检查是选择了低性能模式还是高性能模式。如果选择了低性能模式，则在步骤812减小可变偏置电流，并且在步骤814激活阻抗增加电路。在一些实施例中，可以交换步骤812和814的顺序。在步骤814之后，方法800返回步骤802。如果选择了高性能模式，则在步骤816增大可变偏置电流，并且在步骤818去激活阻抗增加电路。在一些实施例中，可以将步骤816和818的顺序颠倒。在步骤818之后，方法800返回步骤802。

图9A、图9B和图9C是示意了阻抗增加电路的可替换的实施例的示意性框图。

在图9A中，阻抗增加电路900连接到源极电感器902。阻抗增加电路900包括第一尾电感器904、第二尾电感器906、第一开关908和第二开关910。第一尾电感器904电连接到第一开关908和第二开关910二者。第二尾电感器906与第二开关910并联电连接。

因此，图9A的阻抗增加电路900能够具有多于两个的性能模式，其中，总电感可以包括源极电感器902、第一尾电感器904和第二尾电感器906；或者源极电感器902和第一尾电感器904；或者仅源极电感器902。

在图9B中，阻抗增加电路920连接到源极电感器922。阻抗增加电路920包括第一尾电感器924、第二尾电感器926、第一开关928和第二开关930。第一尾电感器924与第一开关928并联电连接。第二尾电感器926与第二开关930并联电连接。

因此，图9B的阻抗增加电路920能够具有多于两个的性能模式，其中，总电感可以包括源极电感器922、第一尾电感器924和第二尾电感器926；或者源极电感器922和第一尾电感器924；或者源极电感器922和第二尾电感器926；或者仅源极电感器922。

在图9C中，阻抗增加电路940连接到源极电感器942。阻抗增加电路940包括第一尾电感器944、第二尾电感器946、第一开关948和第二开关950。第一尾电感器944电连接到源极电感器942、第二尾电感器946和第一开关948。第二尾电感器946电连接到源极电感器942、第一尾电感器944和第二开关950。

因此，图9C的阻抗增加电路940能够具有多于两个的性能模式，其中，总电感可以包括源极电感器942和第一尾电感器944；或者源极电感器942和第二尾电感器946；或者源极电感器以及第一尾电感器与第二尾电感器的并联连接。

当阻抗增加电路900、920或940被实现在LNA中时，多比特控制信号可以根据不同的性能模式来控制开关，从而改变LNA的输入阻抗。

图10是示意了LNA1000的第三实施例的示意图。LNA1000是具有由单个控制信号来控制的两个阻抗增加电路的差分(即，平衡)LNA。控制信号控制开关1016和开关1036。

LNA1000包括被实现为使用晶体管1002的第一输入电路1001a。栅极电感器1004电连接到晶体管1002的栅极。源极电感器1006电连接到晶体管1002的源极。寄生栅极源极电容器1008电连接到栅极电感器1004和源极电感器1006二者。

LNA1000的第二级电路1010的输入端电连接到晶体管1002的漏极。第二级电路1010的输出端电连接到调谐负载1012和LNA的输出端V_out。

源极电感器1006电连接到阻抗增加电路1014。阻抗增加电路1014包括被放置在源极电感器1006和信号地之间的开关1016。尾电感器1018与开关1016并联电连接。开关1016被实现为晶体管。

LNA1000还包括第二输入电路1001b(其具有与输入电路1001a类似的结构)、第二级电路1030、阻抗增加电路1034和调谐负载1032，其均按照与上述方式类似的方式进行连接。

图11是示意了LNA1100的第四实施例的示意图。LNA1100也是与图10类似的差分(即，平衡)LNA，但是其具有由单比特控制信号来控制的一个阻抗增加电路1114。

阻抗增加电路1114包括与尾电感器1118和1134电连接的开关1116。尾电感器1118和1134的第一端分别连接到源极电感器1106和1126，而尾电感器1118和1134的另一端一起连接到信号地。尾电感器1118和1134可以实现为单个差分电感器，其中该差分电感器的中心抽头连接到信号地。

图12示出了说明LNA1200的第五实施例的示意性框图。LNA1200也是差分(即，平衡)LNA，但是其阻抗增加电路1214具有(例如，由多比特控制信号控制的)多个性能模式。

阻抗增加电路1214包括尾电感器的两个分支。一个分支包括三个串联的、并且连接到源极电感器1206的尾电感器1218、1222和1228，而另一分支也包括三个串联的的并且连接到源极电感器1236的尾电感器1220、1224和1230。阻抗增加电路1214还包括电连接到尾电感器1218和1220的第一端的第一开关1216a、电连接到尾电感器1218和1220的第二端和尾电感器1222和1224的第一端的第二开关1216b、以及电连接到尾电感器1222和1224的第二端和尾电感器1228和1230的第一端的第三开关1216c。尾电感器1228和1230的第二端连接到信号地。第一开关1216a、第二开关1216b和第三开关1216c被实现为晶体管。

尾电感器1228和1230可以被实现为单个差分电感器或一个组合的差分电感器，其中该差分电感器的中心抽头连接到信号地，如针对图11的阻抗增加电路1114所示。

LNA1200还包括控制单元1244，可以耦合到第一开关1216a、第二开关1216b和第三开关1216c的栅极。在可替换的实施例中，第一开关1216a、第二开关1216b和第三开关1216c可以由偏置电流直接控制。控制单元1244可以监控偏置电平并且基于该偏置电平来接通或断开第一开关1216a、第二开关1216b和/或第三开关1216c。在一些实施例中，控制单元1244可以基于偏置电平与测量的输入阻抗的组合来切换第一开关1216a、第二开关1216b和/或第三开关1216c。

在一些实施例中，控制单元1244可以基于所确定的性能模式来提供开关信号，而不监控偏置电平。控制单元1244可以提供一比特或多比特的控制信号。例如，控制单元可以配置为经由多比特控制信号来激活两个或更多个开关。在其它实施例中，低噪声放大器可以包括多于一个的控制单元，每一个控制单元提供一比特的控制信号。可以在所呈现的实施例中的任意一个实施例中实现上文所描述的控制单元的变型。

虽然上文的实施例中的晶体管示出为N型MOS(金属氧化物半导体)晶体管，但是它们也可以实现为P型MOS或任何其它类型的晶体管。对于阻抗增加电路中的开关，可以使用MEMS技术。

图13是移动无线电接收机1300的简化框图。接收机1300可以符合LTE规范，并且实现在诸如移动电话、网卡或闪存盘、便携式计算机等的移动终端中。

接收机1300的天线1302在射频频带内接收和发送数据。RF前端级1306连接到至少一个天线1302。当接收时，RF信号被馈送到RF前端级1306并且由RF滤波器1308进行滤波。然后，经滤波的信号被馈送到LNA1310中，在LNA1310处，可以如上文的实施例中所描述的来处理该信号。LNA1310可以输出到射频到基带的转换器1312。

当发送时，转换器1312也可以将用于传输的基带信号转换到射频(RF)，并且将RF信号馈送到功率放大器1314。功率放大器1314将经放大的RF信号馈送到具有滤波器的RF前端级1306，该RF信号可以由天线1302从RF前端级1306进行发送。

通过上文的实施例显而易见的是，本文所呈现的技术提供了多个优点。当在高性能模式期间不需要阻抗增加电路时，阻抗增加电路对LNA的噪声系数具有最小的影响。阻抗增加电路还使LNA能够在输入信号电平足够强时通过偏置在低电流电平处来节省功率。

阻抗增加电路具有最低限度地影响LNA的线性的进一步优点，这是因为阻抗增加电路上的信号摆动很小。此外，阻抗增加电路可以被配置为采用具有低Q值的电感器。这些实施例具有较小的影响区域，并且最低限度地影响LNA输入环路的谐振。

通常，用于在不降低与RF滤波器的阻抗匹配的情况下减小LNA的偏置电流的电路拓扑是基于以下发现：现实使用中的无线电环境很少象最严格的规范需求那样高要求。这建议LNA应当仅在无线电环境的条件需要时才消耗全功率，但在“低功耗模式”中应当是不同的。

虽然已经在附图中示意了并且在说明书中描述了所提出的技术的实施例，但是应当理解的是，本发明不限于本文公开的实施例。具体地说，在不偏离由所附权利要求阐述和定义的本发明的范围的情况下，所提出的技术能够具有大量的重新布置、修改和替换。

Claims (20)

1.一种具有输入端子和输出端子的低噪声放大器(200；300)，所述低噪声放大器(200；300)包括：

输入电路(202；301)，被配置为利用可变偏置电流进行操作；

阻抗增加电路(204；314；900；920；940)，电连接到所述输入电路(202、301)，所述阻抗增加电路(204；314；900；920；940)包括：

至少一个开关(206；316)；以及

至少一个尾电感器(208；318；904、906；924、926；944、946)，与所述至少一个开关(206；316)电连接，其中：

所述低噪声放大器(200；300)被配置为：如果所述可变偏置电流减小，则激活所述阻抗增加电路(204；314；900；920；940)，并且

所述阻抗增加电路(204；314)被配置为：当所述阻抗增加电路(204；314；900；920；940)变量被激活时，增大所述低噪声放大器(200；300)的输入阻抗。

2.根据权利要求1所述的低噪声放大器(300)，其中：

所述至少一个尾电感器(318)与所述至少一个开关(316)并联，并且

所述至少一个开关(316)包括晶体管，并且是由控制信号来控制的，所述控制信号激活和去激活所述阻抗增加电路(314)，从而改变所述低噪声放大器(300)的所述输入阻抗。

3.根据权利要求1所述的低噪声放大器(300)，其中，所述阻抗增加电路(900；920；940)包括：

至少两个尾电感器(904、906；924、926；944、946)，以及

至少两个开关(316)，包括由控制信号来控制的至少两个开关晶体管(908、910；928、930；948、950)，所述控制信号改变所述阻抗增加电路(900；920；940)的总电感，从而改变所述低噪声放大器(300)的所述输入阻抗。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的低噪声放大器(300)，其中，所述低噪声放大器被配置为单端放大器，并且其中：

所述输入电路(301)包括晶体管(302)，所述晶体管(302)具有：电连接到栅极电感器(304)的栅极；电连接到源极电感器(306)的源极；以及漏极，如果所述低噪声放大器(300)是单级放大器，则电连接到所述低噪声放大器(300)的所述输出端子，或者如果所述放大器是多级放大器，则电连接到第二级(310)的漏极，其中：

所述栅极电感器(304)电连接到所述输入端子；并且

所述阻抗增加电路(314)电连接到所述源极电感器(306)。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的低噪声放大器(300)，其中，所述低噪声放大器被配置为差分放大器(1000)，所述差分放大器(1000)包括：

两个输入电路(1001a、1001b)，所述两个输入电路(1001a、1001b)中的每一个包括晶体管(1002；1022)、栅极电感器(1004；1024)和源极电感器(1006；1026)；以及

两个阻抗增加电路(1014；1034)，其中，所述两个输入电路(1001a、1001b)的所述源极电感器(1006；1026)分别电连接到所述两个阻抗增加电路(1014；1034)中的一个。

6.根据权利要求1所述的低噪声放大器(300)，其中，所述低噪声放大器被配置为差分放大器(1100)，所述差分放大器(1100)包括：

两个输入电路(1101a；1101b)，所述两个输入电路(1101a；1101b)中的每一个包括晶体管(1102；1122)、栅极电感器(1104；1124)和源极电感器(1106；1126)，其中：

所述阻抗增加电路(1114)电连接到所述两个输入电路(1101a；1101b)的所述源极电感器(1106；1126)中的每一个，并且

所述阻抗增加电路(1114)包括电连接到至少一个开关晶体管(1116)的至少两个尾电感器(1118；1134)。

7.根据权利要求1所述的低噪声放大器(300)，其中，所述低噪声放大器被配置为差分放大器(1200)，所述差分放大器(1200)包括：

两个输入电路(1201a；1201b)，所述两个输入电路(1201a；1201b)中的每一个包括晶体管(1202；1222)、栅极电感器(1204；1224)和源极电感器(1206；1226)；并且

所述阻抗增加电路(1214)包括：

尾电感器的两个分支，每一个分支包括串联电连接的至少两个尾电感器(1218、1222；1220、1224)；以及

至少两个开关晶体管(1216a、1216b)，电连接到所述尾电感器的两个分支，并且被配置为由控制信号来控制，所述控制信号由此改变所述低噪声放大器的所述输入阻抗。

8.根据权利要求7所述的低噪声放大器(300)，其中，所述尾电感器的每一个分支还包括电连接到第三开关晶体管(1216c)的第三尾电感器(1226；1230)。

9.根据权利要求8所述的低噪声放大器(300)，其中，所述两个第三尾电感器(1226；1230)被配置为差分电感器。

10.根据前述权利要求中的任意一项所述的低噪声放大器(300)，其中，所述低噪声放大器(300)被进一步配置为：如果所述可变偏置电流增大，则去激活所述阻抗增加电路(314)。

11.根据前述权利要求中的任意一项所述的低噪声放大器(300)，其中，所述低噪声放大器(300)被进一步配置为：如果输入信号幅度高于预定的值，则减小所述可变偏置电流。

12.根据前述权利要求中的任意一项所述的低噪声放大器(300)，其中，选择所述尾电感器(318)的所述电感，以使得当所述阻抗增加电路(314)被激活时，所述低噪声放大器(300)的所述输入阻抗与电连接到所述低噪声放大器(300)的输入端子的电路的输出阻抗匹配。

13.根据前述权利要求中的任意一项所述的低噪声放大器(300)，其中：

所述低噪声放大器(300)被配置为选择性地在至少高性能模式和低性能模式中操作，

针对所述高性能模式的偏置电流高于针对所述低性能模式的偏置电流，并且

所述低噪声放大器(300)被配置为：如果在所述低性能模式中操作，则激活所述阻抗增加电路(314)，并且如果在所述高性能模式中操作，则去激活所述阻抗增加电路(314)。

14.根据前述权利要求中的任意一项所述的低噪声放大器(300)，其中，所述低噪声放大器(300)还包括控制单元(1244)，所述控制单元(1244)被配置为提供一比特控制信号或多比特控制信号。

15.一种包括根据前述权利要求中的任意一项所述的低噪声放大器(300)的电路布置，所述电路布置还包括：

RF前端级，被配置为向所述低噪声放大器的输入端子提供输入信号，所述RF前端级具有输出阻抗，

其中，所述尾电感器(318)被配置为：当所述阻抗增加电路(314)被激活时增大所述低噪声放大器(300)的所述输入阻抗，使得所述低噪声放大器(300)的所述输入阻抗与所述RF前端级的所述输出阻抗匹配。

16.根据权利要求15所述的电路布置，其中：

所述RF前端级包括射频前端(1306)，所述射频前端包括射频滤波器(1308)，并且

当所述阻抗增加电路(314)被激活时，所述尾电感器(318)增大所述低噪声放大器(300)的所述输入阻抗，使得所述低噪声放大器(300)的所述输入阻抗与所述射频滤波器(1308)的所述输出阻抗匹配。

17.一种将低噪声放大器(300)与另一个电路进行阻抗匹配的方法，所述方法包括：

将电信号输入(702)到低噪声放大器(300)中；

利用可变偏置电流操作(704)所述低噪声放大器(300)；

减小(706)可变偏置电流；以及

激活(708)阻抗增加电路(314)，从而增大所述低噪声放大器(300)的输入阻抗，其中，所述阻抗增加电路(314)电连接到所述低噪声放大器的输入电路(300)，并且包括：

至少一个开关(316)；以及

至少一个尾电感器(318)，与所述开关(316)电连接。

18.根据权利要求17所述的方法，其中：

利用所述可变偏置电流操作所述低噪声放大器(300)包括选择性地在至少高性能模式和低性能模式中操作所述低噪声放大器(300)，其中，针对所述高性能模式的偏置电流高于针对所述低性能模式的偏置电流，

如果在所述低噪声模式中操作，则激活所述阻抗增加电路(314)，并且如果在所述高性能模式中操作，则去激活所述阻抗增加电路(314)。

19.根据权利要求18所述的方法，还包括：

确定(804)所述电信号的信号强度；以及

基于所确定的信号强度，选择(806)所述高性能模式或所述低性能模式作为所述低噪声放大器(300)的操作模式。

20.根据权利要求19所述的方法，还包括：

确定(808)所选择的操作模式是否是当前的操作模式；

如果所选择的操作模式与所述当前的操作模式不同，则将操作模式改变为所选择的操作模式。

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