CN107994878A - 用于模拟总线接收机的低噪声放大器及模拟总线接收机 - Google Patents

Abstract

本公开提供了一种低噪声放大器，包括：MOS管M1、M2，工作在饱和区，漏极分别接到C2、C1的一端，源极接地，信号输入端隔直后连接到MOS管M1、M2的栅极；MOS管M3、M4，源极分别接到MOS管M1、M2的漏极，漏极接R1、R2的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端；MOS管M5、M6，源极分别接电阻R3、R4，漏极接负输出端和正输出端；MOS管M11、M12，构成伪差分输入级，并工作在亚阈值区，源级接地，漏极分别接到M1、M2的漏极，信号输入端隔直接到M11、M12的栅极。由于芯片具有较大输入阻抗，减小了总线上不工作的节点对正常工作节点的影响，有利于实现多种发射接收方式。

Description

用于模拟总线接收机的低噪声放大器及模拟总线接收机

技术领域

本公开涉及总线信号放大器领域，尤其涉及一种模拟总线接收机及应用于模拟总线接收机的低噪声放大器。

背景技术

如今的工业控制大都采用数字总线传输信号，例如现场总线、工业以太网等等，但是数字总线会有一些缺点。例如：Can总线带宽窄，传输距离短，CAN总线现在节点数只能达到100多个，当希望节点在1000以上时，就受限了。工业以太网虽然数据的传输距离长、传输速率高，但是以太网采用的是带有冲突检测的载波侦听多路访问协议(CSMA/CD)，无法保证数据传输的实时性要求，是一种非确定性的网络系统。其次，工业以太网的鲁棒性和抗干扰能力等都是值得关注的问题。模拟总线能搭载上千个节点，同时提高传输速度，还可以实现实时性，实现多节点、多载波模拟信号的传输。基于上述优点，工业控制可以选择模拟总线传输。模拟总线的接收端主要包括低噪声放大器、滤波器、可编程增益放大器等等。其中低噪声放大器需要考虑传输线反射与信噪比等性能。

传统的无线接收机是单点对单点的匹配，同时因为无线传输导致接收机收到的信号很小，所以传统的结构采用片内阻抗匹配，以此提高噪声系数，图1为传统的应用于模拟总线接收机的低噪声放大器的结构示意图。如图1所示。电感L3、L4的作用是在一个较窄的频带内，实现50ohm的低噪声放大器输入阻抗，同时不会引入额外的噪声。而电感L1、L2的作用是为了与L3、L4在工作频段消除M1、M2寄生电容Cgs。但这种方法往往适用于较高的频率，并且频率带宽较窄。对于长线传输，需要波长更长，即频率相对要低，此频率下，电感值要求太大，不易于集成。其次，模拟总线的频段宽，所以传统结构也不适用。最后，在长线传输中，可能会存在多种发射接收方式，所以阻抗匹配并不是固定的50欧姆匹配50欧姆，而是根据传输线的距离决定需要分配的功率，并根据接收功率分配来确定阻抗匹配的要求。

针对上述缺陷，本公开提出一种可用于宽频段1MHz-33MHz的低噪声放大器，以实现高信噪比、低反射的接收信号。

公开内容

(一)要解决的技术问题

本公开提供了一种用于模拟总线接收机的低噪声放大器及模拟总线接收机，以至少部分解决以上所提出的技术问题。

(二)技术方案

根据本公开的一个方面，提供了一种低噪声放大器，包括：MOS管M1、M2，构成差分输入级，并工作在饱和区，信号输入端经过隔直电容C7、C8后分别连接到MOS管M1、M2的栅极，MOS管M1、M2的漏极分别接到C2、C1的一端，源极接地；MOS管M3、M4，源极分别接到MOS管M1、M2的漏极，MOS管M3、M4的漏极接R1、R2的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端，R1与C1串联、R2与C2串联，构成负反馈；MOS管M5、M6，源极分别接电阻R3、R4，漏极接负输出端和正输出端；MOS管M11、M12，构成伪差分输入级，并工作在亚阈值区，信号输入端通过隔直电容C5、C6分别接到M11、M12的栅极，所述MOS管M11、M12的源级接地，漏极分别接到M1、M2的漏极。

根据本公开的另一个方面，提供了一种低噪声放大器，包括：MOS管M1、M2，构成差分输入级，并工作在饱和区，信号输入端经过隔直电容C7、C8后分别连接到MOS管M1、M2的栅极，MOS管M1、M2的漏极分别接到C2、C1的一端，源极接地；MOS管M3、M4，源极分别接到MOS管M1、M2的漏极，MOS管M3、M4的漏极接R1、R2的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端，R1与C1串联、R2与C2串联，构成负反馈；MOS管M5、M6，源极分别接电阻R3、R4，漏极接负输出端和正输出端；MOS管M11、M12，构成伪差分输入级，并工作在亚阈值区，信号输入端通过隔直电容C5、C6分别接到M11、M12的栅极，所述MOS管M11、M12的源级接地，漏极分别接到M3、M4的漏极。

在本公开一些实施例中，所述的低噪声放大器，还包括：MOS管M7、M8、M9和M10，其中MOS管M7的栅极接到MOS管M9的源极，同时接到电容C3的一端，MOS管M8的栅极接到M10的源极，同时接到电容C4的一端，MOS管M9、M10的栅极分别接到负输出端与正输出端，所述M7、M9和C3构成有源电感，所述M8、M10和C4也构成有源电感。

根据本公开的另一个方面，提供了一种模拟总线接收机，包括：高增益放大通路，包括低噪声放大器LNA1，以及中低增益放大通路，包括低噪声放大器LNA2，其中，LNA2采用上述的低噪声放大器。

在本公开一些实施例中，所述高增益放大通路还包括：电容Cp1、Cp2，通过开关S1、S2与低噪声放大器LNA1的负输出端及正输出端相连，并反馈至低噪声放大器LNA1的正输入端。

在本公开一些实施例中，低噪声放大器LNA2包括：MOS管M1′、M2′，构成差分输入级，并工作在饱和区，信号输入端经过隔直电容C7′、C8′后分别连接到MOS管M1、M2′的栅极，MOS管M1′、M2′的漏极分别接到C2′、C1′的一端，源极接地；MOS管M3′、M4′，源极分别接到MOS管M1′、M2′的漏极，MOS管M3′、M4′的漏极接R1′、R2′的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端，R1′与C1′串联，R2′与C2′串联，构成负反馈；MOS管M5′、M6′，源极分别接电阻R3′、R4′，漏极接负输出端和正输出端；MOS管M7′、M8′、M9′和M10′，其中MOS管M7′的栅极接到MOS管M9′的源极，同时接到电容C3′的一端，MOS管M8′的栅极接到M10′的源极，同时接到电容C4′的一端，MOS管M9′、M10′的栅极分别接到负输出端与正输出端，所述M7′、M9′和C3′构成有源电感，所述M8′、M10′和C4′也构成有源电感。

在本公开一些实施例中，中低增益放大通路还包括：预调制电路，连接到低噪声放大器LNA2输入端；开关S5、S6、S7、S8，信号输入端通过所述开关S5、S6连接到所述预调制电路输入端，再连接到所述低噪声放大器LNA2输入端，所述预调制电路及所述低噪声放大器LNA2构成低增益放大通路；或通过开关S7、S8直接连接到所述低噪声放大器LNA2输入端，构成中增益放大通路。

在本公开一些实施例中，所述预调制电路包括串联电容或C-2C可控电容。

在本公开一些实施例中，在模拟总线的接收节点，首先采用共模扼流圈来抑制总线上的共模电磁干扰，然后使用变压器隔离放大器与总线。

在本公开一些实施例中，采用电阻匹配实现长线传输中的阻抗匹配，在变压器的输出端，使用电阻R实现宽频带阻抗匹配；所述电阻R采用开关控制的并联电阻阵列实现，在该节点不工作时，所述电阻R断开，实现高输入阻抗；之后采用RC网络实现高通滤波。

(三)有益效果

从上述技术方案可以看出，本公开用于模拟总线接收机的低噪声放大器及模拟总线接收机至少具有以下有益效果其中之一：

(1)通过设计芯片具有较大输入阻抗，减小总线上不工作的节点对总线上正常工作节点的影响，有利于实现多种发射接收方式。

(2)由于采用多个放大通路的并联结构，在不同信号幅度范围启用不同的信号通路，以满足不同信号幅度情况下的噪声、输入阻抗等性能需求，并能够实现模拟总线长线传输距离1Km以上的信号接收。

(3)由于在小信号输入时，重点关注噪声影响，采用低噪声高增益放大通路，同时为了满足较大输入阻抗的要求，采用电流补偿方法提高输入阻抗，并设计此补偿环路的反馈系数远小于1，以保证环路不会自激振荡；同时，采用有源电感方法减小频段内相移对电流补偿效果的影响；在大信号输入时，重点关注非线性失真引起的信号失真，启用中/低增益放大通路，通过伪差分对与电阻电容负反馈提高线性度。

附图说明

图1为传统的应用于模拟总线接收机的低噪声放大器的结构示意图。

图2为本公开实施例模拟总线接收机的结构图。

图3(a)为应用于模拟总线接收机高增益放大通路的低噪声放大器结构示意图。

图3(b)为本公开实施例应用于模拟总线接收机中低增益放大通路的低噪声放大器结构示意图。

图4(a)、4(b)为本公开实施例应用于模拟总线接收机中低增益放大通路的预调制电路结构图。

图5(a)为本公开另一实施例应用于模拟总线接收机中低增益放大通路的低噪声放大器结构示意图。

图5(b)为本公开另一实施例应用于模拟总线接收机中低增益放大通路的低噪声放大器结构示意图。

具体实施方式

本公开提供了一种适用于模拟总线传输方式的低噪声放大器，采用多个放大通路的并联结构，在不同信号幅度范围启用不同的信号通路，以满足不同信号幅度情况下的噪声、输入阻抗等性能需求。同时，通过设计芯片具有较大输入阻抗，减小总线上不工作的节点对总线上正常工作节点的影响，有利于实现多种发射接收方式。

为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。

本公开某些实施例于后方将参照所附附图做更全面性地描述，其中一些但并非全部的实施例将被示出。实际上，本公开的各种实施例可以许多不同形式实现，而不应被解释为限于此数所阐述的实施例；相对地，提供这些实施例使得本公开满足适用的法律要求。

在本公开的第一个示例性实施例中，提供了一种应用于模拟总线接收机的低噪声放大器。图2为本公开第一实施例模拟总线接收机的结构示意图。如图2所示，在模拟总线的接收节点，首先采用共模扼流圈来抑制总线上的共模电磁干扰，然后使用变压器隔离放大器与总线，防止总线上出现高压烧毁芯片。由于长线传输信号的损耗相对无线传输要小，所以长线传输中阻抗匹配可以采用电阻匹配实现，在变压器的另一端，使用电阻R实现宽频带阻抗匹配。R可以采用开关控制的并联电阻阵列实现，这样可以实现可编程数字控制，并且在该节点不工作时，电阻R断开，实现高输入阻抗。并且，使用C1、C2、C3、C4、R1、R2组成电容电阻网络实现高通滤波，滤波后的信号V_in作为低噪声放大器的输入，进一步抑制总线上的工频电磁干扰。为了方便实现上述阻抗匹配，低噪声放大器的输入阻抗要高。

由于模拟总线的信号大小在-70dBm-0dBm，所以低噪声放大器分成两个路径：高增益路径和中低增益路径。其中，高增益路径主要处理小信号输入时噪声的影响，而中低增益路径主要处理大信号输入引起的非线性失真。使用开关，来实现可编程增益的选择。Cp1、Cp2、S1、S2、S3、S4和LNA1构成了高增益路径，当S1、S2、S3、S4闭合，S5-S10断开，且LNA1处于正常工作状态，LNA2不工作时，表示高增益路径选通。此时电容Cp1、Cp2正反馈路径导通，正反馈补偿的电流抵消掉部分输入电流，从而提高输入阻抗。输入端采用大电容C1、C2，减小正反馈电路导致的额外噪声，并保证电路的稳定性。S5、S6、S9、S10和LNA2构成中增益路径，当S1-S4、S7、S8断开，S5、S6、S9、S10闭合，且LNA1不工作，LNA2正常工作时，表示中增益路径选通，此时高增益路径的放大器处于截止状态，减小输入寄生电容，从而使得中增益输入阻抗增大。同时，也降低系统同一时间下的功耗。S7、S8、S9、S10、LNA 2和预调制电路(PreAttenuation)构成低增益通道，当S1-S16断开，S7-S10闭合，LNA1不工作而LNA2正常工作时，表示低增益路径选通。此时输入信号较大，所以采用预衰减电路先将信号幅度调小，再送给放大器处理。

以下分别对本实施例的各个组成部分进行详细描述。

本公开的放大器电路结构如图3所示。其中，图3(a)表示LNA1的电路,主要考虑优化噪声；图3(b)表示LNA2的电路，主要考虑优化线性度。

图3(a)为应用于模拟总线接收机高增益放大通路的低噪声放大器结构示意图。在图3(a)中，信号输入端经过隔直电容C7′、C8′后分别连接到MOS管M1′、M2′的栅极，MOS管M1′、M2′的漏极分别接到MOS管M3′、M4′的源极，同时，也分别接到C2′、C1的一端。M1′、M2′构成差分输入级，并工作在饱和区。MOS管M3′、M4′的漏极接R1′、R2′的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端。R1′、C1′和R2′、C2′构成了负反馈，起到抑制3阶以上谐波的作用。MOS管M5′、M6′的源极分别接电阻R3′、R4′，漏极接负输出端和正输出端。R3′、R4′的作用是降低负载的噪声贡献。MOS管M7′的栅极接到MOS管M9′的源极，同时接到C3′的一端，MOS管M8′的栅极接到M10′的源极，同时接到C4′的一端，M9′、M10′的栅极分别接到负输出端与正输出端。M7′、M9′和C3′构成了有源电感，M8′、M10′和C4′也构成了有源电感，目的是减小放大器在高频段的相位偏移，从而减小通过Cp1与Cp2反馈回输入的补偿电流与输入电流的相位偏差，使得电流补偿效果更好。

图3(b)为本公开实施例应用于模拟总线接收机中低增益放大通路的低噪声放大器结构示意图。在图3(b)中，输入还通过隔直电容C5、C6分别接到M11、M12的栅极，而M11、M12的源级接地，漏极分别接到M1、M2的漏极。M11、M12构成伪差分输入级，并工作在亚阈值区，产生与M1、M2相反的三阶非线性系数，从而减小放大器的三阶非线性失真，从而提高中、大信号输入时放大器的线性度。

采用smic 0.18um CMOS工艺仿真结果表明，高增益为25dB，中增益为3dB，小增益为-15dB，1-33MHz频段内输入阻抗在2.5K欧姆以上，在高增益工作模式下可得到1.76nV～0.85nV/sqrt(Hz)@1-33MHz的等效输入噪声，中、低增益模式下的输入三阶交调点大于10dBm，消耗电流6.5mA@1.8V。

本公开的结构中，预调制电路可采用电容串联，图4(a)、4(b)为本公开实施例应用于模拟总线接收机中低增益放大通路的预调制电路结构图。如图4(a)，或者是采用C-2C可控电容来实现增益指数变化，如图4(b)所示。

在不同实施例中，本公开放大器电路结构可以根据需要进行调整。图5(a)、图5(b)为本公开不同实施例应用于模拟总线接收机中低增益放大通路的低噪声放大器结构示意图。本公开放大器电路结构，也可将M3、M4的漏端分别接到负输出端和正输出端，以扩大线性度范围，但是这样M3、M4的漏极与源极之间寄生电容CGD会弥勒补偿到输入端，导致输入阻抗降低，如图5(a)所示。或者在高增益情况下也做线性化处理，加入伪差分对，如图5(b)所示。

本公开在小信号输入时，重点关注噪声影响，采用低噪声高增益放大通路，同时为了满足较大输入阻抗的要求，采用电流补偿方法提高输入阻抗，并设计此补偿环路的反馈系数远小于1，以保证环路不会自激振荡；同时，采用有源电感方法减小频段内相移对电流补偿效果的影响。通过优化设计，低噪声高增益放大通路可以实现在-70dBm输入时，1MHz-33MHz频段内信噪比大于10dB，而在-40dBm-0dBm的宽输入摆幅范围都能实现信噪比大于40dB。

在大信号输入时，重点关注非线性失真引起的信号失真，启用中/低增益放大通路，通过伪差分对与电阻电容负反馈提高线性度。

本公开可以实现模拟总线长线传输距离1Km以上的信号接收。

至此，本公开第一实施例介绍完毕。

至此，已经结合附图对本公开实施例进行了详细描述。需要说明的是，在附图或说明书正文中，未绘示或描述的实现方式，均为所属技术领域中普通技术人员所知的形式，并未进行详细说明。此外，上述对各元件和方法的定义并不仅限于实施例中提到的各种具体结构、形状或方式，本领域普通技术人员可对其进行简单地更改或替换。

还需要说明的是，实施例中提到的方向用语，例如“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”等，仅是参考附图的方向，并非用来限制本公开的保护范围。贯穿附图，相同的元素由相同或相近的附图标记来表示。在可能导致对本公开的理解造成混淆时，将省略常规结构或构造。

并且图中各部件的形状和尺寸不反映真实大小和比例，而仅示意本公开实施例的内容。另外，在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。

除非有所知名为相反之意，本说明书及所附权利要求中的数值参数是近似值，能够根据通过本公开的内容所得的所需特性改变。具体而言，所有使用于说明书及权利要求中表示组成的含量、反应条件等等的数字，应理解为在所有情况中是受到「约」的用语所修饰。一般情况下，其表达的含义是指包含由特定数量在一些实施例中±10％的变化、在一些实施例中±5％的变化、在一些实施例中±1％的变化、在一些实施例中±0.5％的变化。

再者，单词“包含”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。

本领域那些技术人员可以理解，可以对实施例中的设备中的模块进行自适应性地改变并且把它们设置在与该实施例不同的一个或多个设备中。可以把实施例中的模块或单元或组件组合成一个模块或单元或组件，以及此外可以把它们分成多个子模块或子单元或子组件。除了这样的特征和/或过程或者单元中的至少一些是相互排斥之外，可以采用任何组合对本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的所有特征以及如此公开的任何方法或者设备的所有过程或单元进行组合。除非另外明确陈述，本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的每个特征可以由提供相同、等同或相似目的的替代特征来代替。并且，在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。

类似地，应当理解，为了精简本公开并帮助理解各个公开方面中的一个或多个，在上面对本公开的示例性实施例的描述中，本公开的各个特征有时被一起分组到单个实施例、图、或者对其的描述中。然而，并不应将该公开的方法解释成反映如下意图：即所要求保护的本公开要求比在每个权利要求中所明确记载的特征更多的特征。更确切地说，如下面的权利要求书所反映的那样，公开方面在于少于前面公开的单个实施例的所有特征。因此，遵循具体实施方式的权利要求书由此明确地并入该具体实施方式，其中每个权利要求本身都作为本公开的单独实施例。

以上所述的具体实施例，对本公开的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本公开的具体实施例而已，并不用于限制本公开，凡在本公开的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种低噪声放大器，包括：

MOS管M1、M2，构成差分输入级，并工作在饱和区，信号输入端经过隔直电容C7、C8后分别连接到MOS管M1、M2的栅极，MOS管M1、M2的漏极分别接到电容C2、C1的一端，源极接地；

MOS管M3、M4，源极分别接到MOS管M1、M2的漏极，MOS管M3、M4的漏极接电阻R1、R2的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端，R1与C1串联、R2与C2串联，构成负反馈；

MOS管M5、M6，源极分别接电阻R3、R4，漏极接负输出端和正输出端；

MOS管M11、M12，构成伪差分输入级，并工作在亚阈值区，信号输入端通过隔直电容C5、C6分别接到M11、M12的栅极，所述MOS管M11、M12的源级接地，漏极分别接到M1、M2的漏极。

2.一种低噪声放大器，包括：

MOS管M1、M2，构成差分输入级，并工作在饱和区，信号输入端经过隔直电容C7、C8后分别连接到MOS管M1、M2的栅极，MOS管M1、M2的漏极分别接到电容C2、C1的一端，源极接地；

MOS管M3、M4，源极分别接到MOS管M1、M2的漏极，MOS管M3、M4的漏极接电阻R1、R2的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端，R1与C1串联、R2与C2串联，构成负反馈；

MOS管M5、M6，源极分别接电阻R3、R4，漏极接负输出端和正输出端；

MOS管M11、M12，构成伪差分输入级，并工作在亚阈值区，信号输入端通过隔直电容C5、C6分别接到M11、M12的栅极，所述MOS管M11、M12的源级接地，漏极分别接到M3、M4的漏极。

3.根据权利要求2所述的低噪声放大器，还包括：

MOS管M7、M8、M9和M10，其中MOS管M7的栅极接到MOS管M9的源极，同时接到电容C3的一端，MOS管M8的栅极接到M10的源极，同时接到电容C4的一端，MOS管M9、M10的栅极分别接到负输出端与正输出端，所述M7、M9和C3构成有源电感，所述M8、M10和C4也构成有源电感。

4.一种模拟总线接收机，包括：

高增益放大通路，包括低噪声放大器LNA1，以及

中低增益放大通路，包括低噪声放大器LNA2，其中，LNA2采用如权利要求1-3中所述的低噪声放大器。

5.根据权利要求4所述的模拟总线接收机，其中，所述高增益放大通路还包括：

电容Cp1、Cp2，通过开关S1、S2与低噪声放大器LNA1的负输出端及正输出端相连，并反馈至低噪声放大器LNA1的正输入端。

6.根据权利要求5所述的模拟总线接收机，其中，低噪声放大器LNA2包括：

MOS管M1′、M2′，构成差分输入级，并工作在饱和区，信号输入端经过隔直电容C7′、C8′后分别连接到MOS管M1、M2′的栅极，MOS管M1′、M2′的漏极分别接到C2′、C1′的一端，源极接地；

MOS管M3′、M4′，源极分别接到MOS管M1′、M2′的漏极，MOS管M3′、M4′的漏极接R1′、R2′的一端，同时也分别作为放大器的负输出端和正输出端，R1′与C1′串联，R2′与C2′串联，构成负反馈；

MOS管M5′、M6′，源极分别接电阻R3′、R4′，漏极接负输出端和正输出端；

MOS管M7′、M8′、M9′和M10′，其中MOS管M7′的栅极接到MOS管M9′的源极，同时接到电容C3′的一端，MOS管M8′的栅极接到M10′的源极，同时接到电容C4′的一端，MOS管M9′、M10′的栅极分别接到负输出端与正输出端，所述M7′、M9′和C3′构成有源电感，所述M8′、M10′和C4′也构成有源电感。

7.根据权利要求4所述的模拟总线接收机，其中，中低增益放大通路还包括：

预调制电路，连接到低噪声放大器LNA2输入端；

开关S5、S6、S7、S8，信号输入端通过所述开关S5、S6连接到所述预调制电路输入端，再连接到所述低噪声放大器LNA2输入端，所述预调制电路及所述低噪声放大器LNA2构成低增益放大通路；或通过开关S7、S8直接连接到所述低噪声放大器LNA2输入端，构成中增益放大通路。

8.根据权利要求7所述的模拟总线接收机，所述预调制电路包括串联电容或C-2C可控电容。

9.根据权利要求4所述的模拟总线接收机，在模拟总线的接收节点，首先采用共模扼流圈来抑制总线上的共模电磁干扰，然后使用变压器隔离放大器与总线。

10.根据权利要求9所述的模拟总线接收机，采用电阻匹配实现长线传输中的阻抗匹配，在变压器的输出端，使用电阻R实现宽频带阻抗匹配；所述电阻R采用开关控制的并联电阻阵列实现，在该节点不工作时，所述电阻R断开，实现高输入阻抗；之后采用RC网络实现高通滤波。