CN102361435B - 一种可变增益宽带低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

本发明为一种可变增益宽带低噪声放大器，涉及射频集成电路技术,本发明主要由共源共栅输入级电路、开关控制的高增益模式和低增益模式的有源反馈级电路、高增益模式和低增益模式对应的可变负载级电路组成。通过开关控制电流镜是否在在反馈环路里正常工作的方法即可实现低噪声放大器在高增益模式与低增益模式两种工作方式下切换，反馈环路由有源器件和电阻共同构成。本发明电路中不包含电感，很大程度上节省了芯片面积，同时由于只含有一级放大电路，与采用两级甚至更多级放大电路来控制增益相比，在功耗、噪声等性能上均有一定程度的改善，适合用于多标准无线通信接收系统中。

Description

一种可变增益宽带低噪声放大器

技术领域

本发明属于射频集成电路设计技术领域，应用于接收器的射频前端,是一种适用于多种无线通信标准的宽带低噪声放大器，同时可实现在高增益和低增益两种模式下切换工作。

背景技术

随着通信技术的飞速发展，给人们的生活带来了诸多的便利，军事国防等相关领域也离不开电子信息行业的推动，如今高科技信息产业的竞争日益激烈，而无线通信也随之变得备受人类的重视。近些年来，我国逐步加强了对集成电路产业的重视程度，设计出高性能的芯片已成为微电子领域的专家以及工程师们的共同目标。在射频集成电路中，低噪声放大器一般作为接收器的第一级，需要提供足够的增益来克服后续电路带来的噪声，噪声特性的好坏决定了接收器的灵敏度。此外放大器要同时需要保证接收大信号而不产生失真，因此线性度是低噪声放大器的一项重要指标，一个低噪声放大器的性能的好坏对整个接收器的性能起着至关重要的作用。由于与天线相连接，因此低噪声放大器的输入信号源通常表现为一个特定的阻抗，例如50Ω或75Ω。低噪声放大器在接收器的所起的作用决定了它的研究价值，宽带低噪声放大器性能的优劣由带宽、噪声系数、反射系数、线性度、增益、功耗等多项指标共同来衡量。

窄带低噪声放大器只能处理某一个频段的射频信号，在某些领域已不能满足要求，例如软件无线电领域，如果采用多个窄带低噪声放大器来实现，那么会占用很大的芯片面积，也使得电路复杂化，因此宽带低噪声放大器成为目前射频集成电路研究的热点。

宽带低噪声放大器能处理多个频段的射频信号，从而节约了成本。由于低噪声放大器所接收的信号强度不一，因此使其增益可变成为了解决这个问题的关键。在输入信号较弱时使用高增益放大模式，相反输入信号较强时使用低增益放大模式。

然而，许多学者在设计可变增益低噪声放大器时，使用了两级甚至多级结构：即第一级为固定增益，用第二级甚至更多级实现增益控制功能。典型的有源反馈结构可变增益宽带低噪声放大器如图1所示，器件MN1、MN2、MN3、MN4、MP1、R1构成电路第一级结构，MN1、MN2、MP1、R1实现了放大信号的功能，MN3、MN4实现了有源反馈用以实现阻抗匹配。第二级包括器件MN5、MN6、MP2、R2、R3、C1，通过Vb3开关控制便可实现可变增益。这样虽然输入匹配、可变增益都可以实现，但是任何时刻下两级电路都在同时工作，相比于只有一级放大器的电路来说，第二级结构会使电路功耗加大，噪声系数变差，线性度等因素也受到了一定程度的影响。

发明内容

本发明的目的是为了解决以往可变增益宽带低噪声放大器的多级结构所带来的电路复杂化，并且也解决了反馈环路受输出节点电压波动的问题，与典型的可变增益宽带低噪声放大器相比，本发明只采用一级放大电路，通过同时改变反馈环路和负载阻抗来实现宽带低噪声放大器的可变增益功能。

本发明的核心思想是基于有源反馈为主体，改变负载电阻和反馈网络来实现高增益和低增益两种工作模式。这两种工作模式之间的切换可通过开关MOS晶体管来实现，如图2中框图所示，本发明的可变增益宽带低噪声放大器主体部分为负载可变的放大器，在保持放大器的输入跨导恒定的条件下，调节放大器的负载电阻即可实现可变增益。同时也包括有高增益和低增益两种反馈网络，由于输入信号从低噪声放大器的栅极进入，若要实现输入阻抗匹配，则需要加入反馈网络的方法来解决。这样在放大器增益变化的情况下，通过对反馈网络做适当的处理就能实现在不同增益模式下的输入阻抗匹配，这种处理可以通过改变有源反馈中的电阻阻值来实现。通过“二选一”开关在高增益和低增益间进行选择，实质上二者总是有一个正常工作的，而另一个被屏蔽，具体电路实现时只需要在两个反馈网络控制端之间加入一个反相器即可实现单开关控制方式。图2中的Lp、Cp分别为焊盘带来的键合电感和寄生电容，根据工艺的经验参数，仿真时取Lp=1.5nH，Cp=0.4pF。

由图2可见，通过开关在高增益和低增益中进行选择，实质上二者总是有一个正常工作的。两种反馈网络均为有源反馈网络，将在下面进行分析，有源MOS器件正常工作所需要的电流可通过MOS晶体管做镜像电流源获得，若没有镜像电流，则有源反馈器件不能正常工作，此时相当于反馈网络停止工作。而有源反馈MOS器件能否抽取到电流源中的电流就可以通过上面所述的开关来控制，两种工作模式的开关控制电平相反，说明始终有一路是可以抽取电流正常工作，而另一路是无法抽取电流从而被屏蔽掉。

本发明的可变增益宽带低噪声放大器电路原理图如图3所示，包括共源共栅输入级电路、开关控制的高增益和低增益模式的有源反馈级电路、以及相应工作模式对应的可变负载级电阻。MOS晶体管MN1、MP1构成推挽放大电路，同时MN1、MP1与MN2构成共源共栅放大器，器件连接如下：输入端Vin与MN1的栅极和MP1的栅极连接，MN1的源极接地，MP1的源极接电源VDD，MN1的漏极、MP1的漏极以及MN2的源极相连接，由MN2漏极输出信号，共源共栅输入级电路具有对输入信号进行放大的作用；电阻R6作为高增益模式下的负载，电阻R6、R7、晶体管MP2构成了低增益工作模式下的负载，上述器件共同构成了本发明的可变增益放大器的调节增益部分。负载电阻R6两端连接电源VDD及电阻R7的一端，R7另一端与MP2漏极连接，MP2的源极接电源VDD，栅极连接至反相器Inverter的输出端，同时改变反馈环路和负载，便可实现高增益和低增益两种工作模式。晶体管MN3、电阻R1、R2、电容C1、C2构成高增益模式反馈环路，C1与MN3栅极连接，起到对MN3进行隔直的作用，电阻R1两端分别连接电源VDD与MN3栅极，为MN3提供直流偏置，MN3漏极接电源VDD，MN3源极与电阻R2一端连接，R2另一端连接隔直电容C2，从而保证不影响输入级的直流偏置， MN4、MN5、MN6为高增益反馈环路提供镜像电流，MN4、MN5、MN6的源极接地，MN4、MN5用于给有源器件MN3提供偏置电流，MN4栅极与MN5栅极相连接，MN5的栅极与漏极短接以保证MN4获得需要的偏置电流，MN6的漏极与MN5的漏极连接，当MN6控制端Switch为低电平时，MN6处于截止状态，当MN6输入端Switch为高电平时，高增益模式的反馈环路失效，晶体管MN7、电阻R3、R4、电容C3、C4构成低增益模式反馈环路，C3与MN7栅极连接起到对MN7进行隔直的作用，电阻R3两端分别连接电源VDD与MN7栅极，为MN7提供直流偏置，MN7漏极接电源VDD，MN7源极与电阻R4一端连接，R4另一端连接隔直电容C4，从而保证不影响输入级的直流偏置，MN8、MN9、MN10为低增益反馈环路提供镜像电流。MN8、MN9、MN10的源极接地，MN8栅极与MN9栅极相连接，MN9的栅极与漏极短接，MN10的漏极与MN9的漏极连接，当MN10栅极为低电平时，MN10处于截止状态，不影响高增益反馈环路的正常工作，当MN10栅极为高电平时，低增益模式的反馈环路失效，开关Swith用于实现两种不同增益工作模式的切换，中间通过反相器（Inverter）保证两个反馈环路只有一个正常工作，另一个则被屏蔽。

由上所述的不同工作模式的有源反馈环路均可实现输入阻抗匹配，因此输入信号Vin可经过共源共栅放大器进行信号的正常放大，并通过改变负载电阻而改变信号的增益，放大后的输出信号为Vout。

本发明所提出的基于变化匹配网络而实现输入阻抗匹配的可变增益宽带低噪声放大器只需要一级放大电路即可实现，与以往的宽带低噪声放大器加入第二级放大器来实现可变增益相比，节省了一级的功耗，同时相当于去除了第二级电路带来的噪声影响。

本发明的两种增益模式：高增益工作模式下放大器的增益为20dB,低增益工作模式下放大器增益为11dB。在工作带宽为0.2-3GHz内均可实现良好的输入匹配，这个工作带宽包含了433MHz、915MHz、2.45GHz等重要的通信频段，并且噪声、线性度、功耗等指标都符合典型宽带低噪声放大器设计的标准，适用于无线宽带通信。

附图说明

图1是已有技术中典型的有源反馈可变增益宽带放大器。

图2是本发明的结构框图。

图3是本发明可变增益宽带低噪声放大器的电路原理图。

图4是本发明宽带低噪声放大器的输入端反射系数仿真曲线。

图5是本发明宽带低噪声放大器的增益仿真曲线。

图6是本发明宽带低噪声放大器的噪声系数仿真曲线。

图7是本发明宽带低噪声放大器的三阶输入交调点仿真曲线。

具体实施方式

下面结合图3对本发明的可变增益宽带低噪声放大器做进一步的说明。

本发明的可变增益宽带低噪声放大器包括：共源共栅输入级、有源反馈结构、开关控制的高增益和低增益模式的反馈环路以及相应工作模式对应的可变负载电阻。

各部分的连接关系以及所起的作用如下：

Vin为射频输入输入，Vout为射频输出信号，Vb为输入级直流偏置端口，Switch为开关控制端口。

NMOS晶体管MN1、PMOS晶体管MP1、NMOS晶体管MN2共同构成共源共栅放大器结构，PMOS晶体管MP1起到电流舵分支的作用，可以分得MN1的部分电流从而缓解负载电阻的压降带来的“压力”，同时增加了放大器的输入跨导。共栅管MN2用来加强低噪声放大器的逆向隔离，抑制密勒效应，降低后续电路（如混频器）产生的本振信号泄漏以及减小了输出端到输入端的反馈作用，提高了电路的稳定性。

电阻R5、R8分别为用作输入级和开关的偏置电阻。

电阻R6、R7为放大器的负载电阻，R7是否导通可通过PMOS开关管MP2来控制，R6单独作为负载时为高增益工作模式，当MP2导通时为低增益工作模式，此时MP2的导通电阻r_onp2不可忽略。

输入信号Vin从MN1和MP1的栅极输入，相当于经过了互补性晶体管的共源级放大，经放大后在进入MN2的源极，并从MN2的漏端输出信号Vout，MN2接法为共栅晶体管，这样输出信号Vout与输入信号Vin的比值即为放大器的增益。

高增益工作模式下的增益

A_v1≈(g_mn1+g_mp1)·R₆   (1)

低增益工作模式下的增益

A_v2≈(g_mn1+g_mp1)·[R₆//(R₇+r_onp2)]  (2)

g_mn1和g_mp1分别为晶体管MN1和MP1的跨导。

但是，在射频频率范围内，输入信号的反射成为了必须解决的问题，否则上述的增益将无法保证，为了保证信号能够正常进行放大，需要有适当的匹配网络支持。下面介绍用于实现输入阻抗匹配的反馈环路：

输出信号Vout对应的输出节点（MN2的漏端）与高增益模式反馈网络和低增益模式反馈网络相连接。首先通过隔直电容C1后连接高增益反馈网络中NMOS晶体管MN3的栅极，交流信号经过有源器件MN3以及电阻R2后通过电容C2反馈回输入端（MN1和MP1的栅极）。同时通过隔直电容C3后连接高增益反馈网络中NMOS晶体管MN7的栅极，交流信号经过有源器件MN7以及电阻R4后通过电容C4反馈回输入端（MN1和MP1的栅极）。

电容C1、C2、NMOS晶体管MN3、电阻R2共同构成高增益工作模式下用于输入匹配的的反馈环路。其中C1、C2起到隔直流通交流的作用，隔直流可以使得MN3的输入偏置点不受低噪声放大器输出节点直流电位的影响，也使得输入级晶体管MN1、MP1的偏置不受反馈环路的影响。高增益工作模式下输入阻抗匹配的条件为

1/g_mn3+R₂=R_s(1+A_v1)   (3)

Rs为源输入阻抗，g_mn3为晶体管MN3的跨导。根据（3）式可知，若要满足匹配条件，则有

R2＜Rs(1+Av1)  (4)

电阻R1直接与电源VDD相接，用于给MN3栅极做偏置，MN3的栅极需要保持到交流地的高阻抗，因此R1的取值不能太小，否则匹配条件不能满足。

NMOS晶体管MN4、MN5用于给有源器件MN3提供电流，MN3 能否获取电流由开关管MN6决定。当MN6控制端Switch为低电平时，MN6处于截止状态，不影响高增益反馈环路的正常工作；当MN6输入端Switch为高电平时，由于MN6的漏端与MN5的漏端连接在同一节点，因此MN6工作在线性区将电流源IS的电流全部抽取，此时MN4栅端被拉至低电位，从而反馈环路失效。

与以上高增益工作模式下的分析方法相同，低增益工作模式下同样适用。下面简述低噪声放大器在低增益模式下的实施方法。

电容C3、C4、NMOS晶体管MN7、电阻R4构成低增益工作模式下的反馈环路。

电容C3、C4起到隔直流通交流的作用，隔直流可以使得MN7的输入偏置点不受低噪声放大器输出节点直流电位的影响，也使得输入级晶体管MN1、MP1的偏置不受反馈环路的影响。

晶体管MN7的作用同MN3，为反馈环路中的有源反馈器件。

电阻R3的作用以及取值同R1，需要保持到交流地的高阻抗特性。

晶体管MN8、MN9、MN10的作用分别同MN4、MN5、MN6。当MN10栅极为低电平时，MN10处于截止状态，不影响高增益反馈环路的正常工作；当MN10栅极为高电平时，由于MN10的漏端与MN9的漏端连接在同一节点，因此MN10工作在线性区将电流源IS的电流全部抽取，此时MN8栅端被拉至低电位，从而反馈环路失效。MN10的栅极为低电位时，MP2导通，即可实现从高增益工作模式至低增益工作模式下的负载变换。而MN6与MN10之间通过一个反相器（图3中Inverter）连接，这样实现了整个低噪声放大器只需要一个开关控制的简便方式。

在低增益工作模式下，若MN7与MN3尺寸相同，并且在正常工作的情况获得的镜像电流相同，为了实现输入阻抗匹配，需满足

R₄=R₂-(A_v1-A_v2)·R_s   (5)

两种工作模式下的输入反射系数S11的仿真曲线如图4所示。两种工作模式在0.2-3GHz频率范围内输入反射系数均小于-10dB，满足一般低噪声放大器输入阻抗匹配的要求。

电容CL为负载电容，用来模拟下一级（混频器）的栅极到地的电容。仿真时设置CL为50fF。低噪声放大器在两种工作方式下的增益曲线如图5所示。高增益工作模式下放大器的增益为20dB,低增益工作模式下放大器增益为11dB。

下面以高增益工作模式为例，来分析低噪声放大器的噪声与线性度特性。

假设每个晶体管的噪声参数γ相同，F_Rs、F_MIN、F_R2、F_MN3、F_R6、F_MN4分别表示源阻抗Rs的噪声因子、推挽放大管MN1和MP1的噪声因子、反馈电阻R2的噪声因子、有源反馈晶体管MN3的噪声因子、负载电阻R6的噪声因子、偏置晶体管MN4的噪声因子，可得低噪声放大器的噪声因子为

F=F_Rs+F_MIN+F_R2+F_MN3+F_R6+F_MN4   (6)

输入跨导表示为

G_m=g_mn1+g_mp1   (7)

当Av＞＞1时，（6）式可近似为

$F\≈1+\frac{\mathrm{\γ}}{G_m\·R_s}+\frac{R_2}{{(1+A_{v1})}^2\·R_s}+\frac{\mathrm{\γ}}{1+A_{v1}}[1-\frac{R_2}{(1+A_{v1})\·R_s}]$

$+\frac{1}{G_m\·A_{v1}\·R_s}+\mathrm{\γ}\·g_{m4}\·R_s{[1-\frac{R_2}{R_s(1+A_{v1})}]}^2---\left(8\right)$

由（8）式可知，提高增益或增加输入跨导均可使噪声系数减小，但较大的输入跨导会增加功耗，同时也影响低噪声放大器的带宽。因此，折中选择是十分必要的。

本发明的宽带低噪声放大器噪声系数如图6所示，高增益模式噪声系数在2.3-2.8dB之间，完全满足宽带低噪声放大器的要求。低增益模式噪声系数在3.3-3.8dB之间，由于增益的下降，噪声性能相对变差，但此时信号强度较大，信噪比相对高，因此图6中的低增益工作模式下的噪声系数完全可以满足要求。

反馈环路中含有非线性器件，会引入非线性问题。通过计算低噪声放大器的线性度，可得

$\mathrm{IIP}3=4\sqrt{\frac{2}{3}}\left|\frac{g_{m3}}{{K^{\′\′}}_{\mathrm{gm}3}}\right|\·\frac{1+A_{v1}}{\left|\right[{(1+A_{v1})}^2-{R_2}^2/{R_s}^2]\·{{(1+A_{v1}-R_2/R_s)}^2|}^{\frac{1}{2}}}---\left(9\right)$

${K^{\′\′}}_{\mathrm{gm}3}=\frac{1}{2}\·\frac{{\∂}^2\mathrm{iDS}}{{{\∂V}_{\mathrm{GS}}}^2}---\left(10\right)$

根据（9）式，得知通过使增益Av下降，提高MN3的跨导以及增加反馈电阻R2的值均可使线性度变好，但这样会导致噪声系数变差，因此需要在噪声和线性度之间进行折中。三阶输入交调点的仿真曲线如图7所示。在0.2-3GHz频带范围内，高增益模式的输入交调点在均大于-12dBm，低增益模式的输入交调点在均大于-9.5dBm，实现了良好的线性度。

综上所述，本发明的可变增益宽带低噪声放大器使用0.13umCMOS工艺进行仿真验证，在0.2-3GHz带宽内可在高增益和低增益两种模式下工作，输入匹配性能良好，噪声和线性度均可满足正常工作指标，功耗约为8mW。同时本发明电路结构中没有使用电感，节省了版图面积。

最后应说明的是本发明不仅适用于工作于0.2-3GHz带宽范围内的低噪声放大器，随着工艺尺寸缩小或者其它指标的折中可实现带宽更大的低噪声放大器。因此只要不脱离本发明中的实施思想，都属于本发明的权利要求范围以内。

Claims (3)

1.一种可变增益宽带低噪声放大器，包括共源共栅输入级电路、开关控制的高增益模式和低增益模式的有源反馈级电路、高增益模式和低增益模式对应的可变负载级电路，其特征在于：

所述的共源共栅输入级电路由NMOS晶体管MN1、MN2和PMOS晶体管MP1组成，其中MN1与MP1构成推挽共源级放大电路，同时MN1、MP1与共栅晶体管MN2构成共源共栅输入级电路，器件连接关系如下，输入端Vin与MN1的栅极和MP1的栅极连接，MN1的源极接地，MP1的源极接电源VDD，MN1的漏极、MP1的漏极以及MN2的源极相连接，由MN2漏极输出信号，共源共栅输入级电路具有对输入信号进行放大的作用；

所述的开关控制的高增益模式和低增益模式的有源反馈级电路的工作原理及器件连接关系如下，高增益模式有源反馈级电路由NMOS晶体管MN3、电阻R1、R2、电容C1、C2构成，C1与MN3栅极连接，起到对MN3进行隔直的作用,电阻R1两端分别连接电源VDD与MN3栅极，为MN3提供直流偏置,MN3漏极接电源VDD，MN3源极与电阻R2一端连接，R2另一端连接隔直电容C2，低增益模式有源反馈级电路由NMOS晶体管MN7、电阻R3、R4、电容C3、C4构成，C3与MN7栅极连接起到对MN7进行隔直的作用,电阻R3两端分别连接电源VDD与MN7栅极，为MN7提供直流偏置, MN7漏极接电源VDD，MN7源极与电阻R4一端连接，R4另一端连接隔直电容C4，两种模式的有源反馈级电路起到在不同增益模式下均可实现宽带输入阻抗匹配的作用；

所述的高增益模式和低增益模式的可变负载级电路由电阻R6、R7、PMOS晶体管MP2组成，高增益模式下负载为R6，低增益模式下负载由R6、R7、MP2共同构成，器件连接关系如下，R6两端连接电源VDD及R7的一端，R7另一端与MP2漏极连接，MP2的源极接电源VDD，栅极连接至反相器Inverter的输出端，同时改变反馈环路和负载，便可实现高增益和低增益两种工作模式；

所述的开关控制的高增益模式与低增益模式有源反馈级电路对应的反馈环路的选择由开关Switch执行，工作原理及器件连接关系如下，高增益模式和低增益模式的控制端之间通过一个反相器Inverter连接，NMOS晶体管MN4、MN5、MN6为高增益模式反馈环路提供镜像电流，MN4、MN5、MN6的源极接地，MN4栅极与MN5栅极相连接，MN5的栅极与漏极短接，MN6的漏极与MN5的漏极连接，NMOS晶体管MN8、MN9、MN10为低增益模式反馈环路提供镜像电流，MN8、MN9、MN10的源极接地，MN8栅极与MN9栅极相连接，MN9的栅极与漏极短接， MN10的漏极与MN9的漏极连接，开关Switch用于实现两种不同工作模式的切换，反相器Inverter的输入端和输出端分别连接MN6和MN10的栅极，保证两种工作模式对应的反馈环路有一个正常工作，另一个被屏蔽；

以上不同工作模式的有源反馈环路均可实现输入阻抗匹配，因此输入信号Vin可经过由共源共栅输入级电路和负载级电路共同组成的放大器进行信号的正常放大，并通过改变负载而改变信号的增益，放大后的输出信号为Vout。

2.根据权利要求1所述的可变增益宽带低噪声放大器，其特征在于偏置电阻R1、R3要保持高阻抗特性，以使反馈环路不会受到影响。

3.根据权利要求1所述的可变增益宽带低噪声放大器，其特征在于隔直通交电容C1、C2、C3、C4取值不小于5pF，这样交流信号在反馈环路中的传输基本没有衰减，不会影响输入网络匹配。

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