PT1362499E - Processo para dispositivo para descodificação matricial áudio - Google Patents

Description

DESCRICAO

Processo para dispositivo para descodificação matricial áudio 0 invento refere-se ao processamento de sinais áudio. Em particular, o invento refere-se a uma descodificação áudio "multidireccional" (ou "multicanal") usando um processo de matriz áudio "adaptativa" (ou "activa") que deriva três ou mais fluxos de sinal áudio (ou "sinais" ou "canais") de um par de fluxos de sinal áudio de entrada (ou "sinais" ou "canais"). 0 invento é útil para a recuperação de sinais áudio, em que cada sinal é associado a uma direcção e foi combinado num número menor de sinais por meio de uma matriz de codificação. Embora o invento esteja descrito em termos de uma tal codificação de matriz deliberada, deve entender-se que o invento não precisa de ser usado com qualquer matriz de codificação especifica e é também útil para gerar efeitos direccionais satisfatórios de material gravado originalmente para reprodução em dois canais.

CAMPO TÉCNICO A codificação e descodificação áudio por matriz é bem conhecida na técnica anterior. Por exemplo, na chamada codificação e descodificação áudio por matriz "4-2-4", quatro sinais de fonte, normalmente associados aos quatro pontos cardeais (tal como, por exemplo, esquerda, centro, direita e ambiente ou frente esquerda, frente direita, traseira esquerda e traseira direita) são matrizes de amplitude-fase codificadas em dois sinais. Os dois sinais são transmitidos ou guardados e então descodificado por um descodificador de matriz amplitude-fase de para recuperar aproximações dos quatro sinais de fonte 1 originais. Os sinais descodificados são aproximações, porque os descodificadores de matriz sofrem da desvantagem bem conhecida de diafonia entre os sinais áudio descodificados. Idealmente, os sinais descodificados deveriam ser idênticos aos sinais de origem, com uma separação infinita entre os sinais. No entanto, a diafonia inerente em descodificadores de matriz pode resultar numa separação de apenas 3 dB entre sinais associados a direcções adjacentes. Uma matriz áudio, na qual as características da matriz não variam, é conhecida na técnica como matriz "passiva" (ver, por exemplo, patentes US 5,796,844 A, US 5,862,228 A e 5,870,480 A).

Para ultrapassar o problema de diafonia em descodificadores de matriz, sabe-se, na técnica, como variar de forma adaptativa as caracteristicas da matriz de descodificação para melhorar a separação entre os sinais descodificados e aproximar mais os sinais de origem. Um exemplo bem conhecido de um tal descodificador de matriz activa é o descodificador Dolby Pro Logic, descrito na patente US 4,799,260. "Dolby" e "Pro Logic são denominações comerciais da Dolby Laboratories Licensing Corporation. A patente '260 refere um número de patentes que são técnica anterior desta, muitas das quais descrevendo vários outros tipos de descodificadores de matriz adaptativa. Outras patentes da técnica anterior incluem patentes por James W. Fosgate, um dos presentes inventores, incluindo as patentes US 5,625,696; 5,644,640; 5,504,819; 5,428,687; e 5,172,415.

Embora os descodificadores de matriz adaptativa da técnica anterior se destinem a reduzir a diafonia nos sinais reproduzidos e replicar de forma mais próxima os sinais de origem, a técnica anterior já o faz de muitas formas, muitas das quais sendo complexas e trabalhosas, que falham no 2 reconhecimento de relações desejáveis entre sinais intermédios no descodificador que podem ser usados para simplificar o descodificador e para melhorar a precisão do descodificador.

Um objectivo do presente invento consiste em proporcionar um processo que permita a anulação fácil de componentes de diafonia indesejados na descodificação áudio por matriz.

Este objectivo é conseguido por meio de um processo de acordo com a reivindicação 1. As formas de realização preferidas do invento estão definidas nas reivindicações dependentes. Assim, 0 presente invento dirige-se a processos e dispositivos que reconhecem e utilizam relações até agora não apreciadas entre sinais intermédios em descodificadores de matriz adaptativa. A exploração destas relações permite que os componentes de diafonia indesejada sejam facilmente anulados, em particular utilizando arranjos de autoanulação automática usando feedback negativo.

REVELAÇÃO DO INVENTO

De acordo com um aspecto do invento, o invento constitui um processo para derivar pelo menos três sinais áudio de saída de dois sinais áudio de entrada, no qual quatro sinais áudio são derivados dos dois sinais áudio de entrada, utilizando uma matriz passiva que produz dois pares de sinais áudio em resposta a dois sinais áudio: um primeiro par de sinais áudio derivados representando direcções que se encontram num primeiro eixo (tais como sinais "esquerda" e "direita") e um segundo par de sinais áudio derivados representando direcções que se encontram num segundo eixo (tais como sinais "centro" e "ambiente"), os primeiro e segundo eixos fazendo 3 substancialmente 90° um com o outro. Cada um dos pares dos sinais áudio derivados são processados num arranjo "servo" para produzir primeiros e segundos pares respectivos (os pares esquerda/direita e centro/ambiente, respectivamente) de sinais áudio intermédios para que a magnitude das amplitudes relativas dos sinais áudio em cada par de sinais áudio intermédios seja induzido para a igualdade por um servo. 0 invento pode ser implementado em qualquer uma de formas equivalentes. Uma forma consiste em utilizar o próprio sinal intermédio (ou um componente do sinal intermédio) como um componente do sinal de saida. Outra forma consiste em utilizar os sinais que controlam o ganho de elementos com ganho variável nos servos para gerar coeficientes numa matriz variável que funciona nos dois sinais áudio de entrada. Em cada forma de realização de ambas as formas, os sinais intermédios são derivados de uma matriz passiva funcionando num par de sinais de entrada e cujos sinais intermédios são induzidos para a igualdade. A primeiro forma pode ser implementada através de várias topologias equivalentes. Em formas de realização representando uma primeira topologia da primeira forma, os componentes dos sinais intermédios são combinados com sinais de matriz passiva (da matriz passiva operando nos sinais de entrada, ou de outra forma) para produzir sinais de saida. Numa forma de realização empregando uma segunda topologia da primeira forma, pares dos sinais intermédios são combinados para proporcionar sinais de saida. De acordo com a segunda forma, embora os sinais intermédios sejam gerados e induzidos para a igualdade por um servo, os sinais intermédios não contribuem directamente para os sinais de saida; em vez disso, os sinais presentes no servo são utilizados na geração de coeficientes de uma matriz variável. 4

As relações não apreciadas referidas até agora entre os sinais descodificados é tal que, induzindo para a igualdade as magnitudes dos sinais áudio intermédios em cada par de sinais áudio intermédios, os componentes indesejados de diafonia nos sinais de saida descodificados são substancialmente eliminados. Este resultado é conseguido de acordo com a primeira forma e com a segunda forma. 0 principio não exige igualdade completa para se atingir uma eliminação substancial da diafonia. Este processamento é implementado de forma pronta e preferencialmente através da utilização de arranjos de feedback negativos que actuam para provocar a anulação automática de componentes indesejados de diafonia.

Outros aspectos do presente invento incluem a derivação de sinais de comando adicionais para produzir sinais de saida adicionais.

Um objectivo principal do presente invento consiste em conseguir-se um elevado grau mensurável e perceptível de anulação de diafonia numa grande quantidade de condições de sinal de entrada, utilizando circuitos sem exigências especiais de precisão, e não exigindo complexidade não habitual no percurso de controlo, ambos os quais se encontram na técnica anterior.

Outro objectivo ainda do invento consiste em conseguir-se um elevado desempenho com circuitos mais simples ou de custo inferior do que os circuitos da técnica anterior.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS A figura 1 é um esquema funcional e esquemático de uma matriz passiva de descodificação da técnica anterior, útil para o entendimento do presente invento. 5 A figura 2 é um diagrama funcional e esquemático do descodificador de matriz activa da técnica anterior, útil para o entendimento de aspectos do presente invento. A figura 3 é um diagrama funcional e esquemático de um sistema de comando derivado do feedback (ou "servo") de acordo com aspectos do presente invento para os VCA esquerdo e direito e da soma e diferença de VCA da figura 2 e para VCA noutras formas de realização do presente invento. A figura 4 é um diagrama funcional e esquemático que mostra um arranjo de acordo com um aspecto do presente invento equivalente à combinação das figuras 2 e 3, nas quais os combinadores de saída geram os componentes de sinal de saída da matriz passiva em resposta aos sinais de entrada Lt r Rt em vez de os receber da matriz passiva de onde os componentes de anulação são derivados. A figura 5 é um diagrama funcional e esquemático de acordo com um aspecto do presente invento, mostrando um arranjo equivalente à combinação das figuras 2, 3 e 4. Na configuração da figura 5, os sinais a serem mantidos iguais são os sinais aplicados aos combinadores de derivação de saída e aos circuitos de feedback para controlo dos VCA; as saidas dos circuitos de feedback incluem os componentes de matriz passiva. A figura 6 é um diagrama funcional e esquemático de acordo com um aspecto do presente invento, mostrando um arranjo equivalente aos arranjos da combinação das figuras 2 e 3, figura 4 e figura 5, no qual os ganhos do circuito com ganho variável (1-g) proporcionados por um VCA e subtractor é substituído por um VCA cujo ganho varia no sentido oposto ao dos VCA nas configurações de VCA e 6 subtractor. Nesta forma de realização, os componentes de matriz passiva são implícitos. Em determinadas outras formas de realização, os componentes de matriz passiva são explícitos. A figura 7 é um gráfico idealizado, projectando os ganhos gi e gR dos VCA esquerdo e direito do sistema de controlo derivado de feedback Lt/Rt (eixo vertical) contra o ângulo de balanço α (eixo horizontal). A figura 8 é um gráfico idealizado, projectando a soma e diferença de ganhos gc e gd do VCA do sistema de controlo derivado de feedback da soma/diferença (eixo vertical contra o ângulo de balanço α (eixo horizontal). A figura 9 é um gráfico idealizado, projectando as tensões de controlo esquerda/direita e soma/diferença invertidas para uma colocação à escala na qual os valores máximo e minimo de sinais de comando são +/- 15 V (eixo vertical) contra o ângulo de balanço α (eixo horizontal). A figura 10 é um gráfico idealizado, projectando a menor das curvas na figura 9 (eixo vertical) contra o ângulo de balanço α (eixo horizontal). A figura 11 é um gráfico idealizado, projectando a menor das curvas na figura 9 (eixo vertical) contra o ângulo de balanço α (eixo horizontal) para o caso na qual a tensão de soma/diferença foi colocada à escala em 0,8 antes de se assumir a menor das curvas. A figura 12 é um gráfico idealizado, projectando os ganhos glb e grb dos VCA traseiro esquerda e traseiro direito do sistema de controlo derivado de feedback traseiro-esquerdo/traseiro-direito (eixo vertical) contra o ângulo de balanço α (eixo horizontal). 7 A figura 13 é um diagrama funcional e esquemático de uma parte de um descodificador de matriz activa de acordo com um aspecto do presente invento, no qual se obtêm seis saídas. A figura 14 é um diagrama funcional e esquemático mostrando a derivação de seis sinais de anulação para utilização num descodificador de matriz activa de seis saídas, tal como o da figura 13. A figura 15 é um diagrama esquemático de circuitos mostrando um circuito analógico prático incorporando aspectos do presente invento. A figura 16A é um diagrama de blocos funcional mostrando uma forma de realização alternativa do invento. A figura 16b é um diagrama de blocos funcional mostrando uma forma de realização alternativa da figura 16A. A figura 16C é um diagrama de blocos funcional mostrando uma forma de realização alternativa da figura 16A. A figura 16D é um diagrama de blocos funcional mostrando uma forma de realização alternativa da figura 16A. A figura 17 é um diagrama de blocos funcional mostrando um servo esquerdo/direito implementado no domínio digital, adequado para utilização nas formas de realização das figuras 16A, B, C ou D e noutras formas de realização reveladas do invento. A figura 18 é um diagrama de blocos funcional mostrando um servo frente/traseira implementado no domínio digital, adequado para utilização nas formas de realização das figuras 16A, B, C ou D e noutras formas de realização reveladas do invento. A figura 19 é um diagrama de blocos funcional mostrando a derivação no domínio digital de sinais de comando traseira 8 esquerda e traseira direita adequados para utilização nas formas de realização das figuras 16A, B, C ou D e noutras formas de realização do invento.

MELHOR FORMA DE EXECUÇÃO DO INVENTO

Uma matriz passiva de descodificação está ilustrada funcionalmente e esquematicamente na figura 1. As equações seguintes relacionam as saldas com as entradas, Lt e Rt (total esquerda e total direita):

Lout=Lt (Eqn. 1)

Rout=R( (Eqn. 2)

Co„r‘/2*(L,+R0 (Eqn. 3) S0„,='/2*(Lt-Rt) (Eqn. 4) (0 símbolo nestas e noutras equações ao longo deste documento, indica multiplicação.) A saída central é a soma das entradas, e a saída ambiente é a diferença entre as entradas. Ambas têm, para além disso, uma colocação à escala; esta colocação à escala é arbitrária, e é escolhida para ser ½ para efeitos de facilidade de explicação. São possíveis outros valores de colocação à escala. A saída Cout é obtida aplicando a Lt e Rt um factor de escala de + ½ ara um combinador linear 2. A saída Sout é obtida aplicando a Lt e Rt factores de escala de + ½ - ½ respectivamente, para um combinador linear 4. 9 A matriz passiva da figura 1 produz, assim, dois pares de sinal áudio. 0 primeiro par é Lout e Rout; o segundo par é Cout e Sout- Neste exemplo, os pontos cardeais da matriz passiva estão identificados como "esquerda", "centro", "direita" e "ambiente". Os pontos cardeais adjacentes encontram-se em eixos a 90° um do outro, para que, para estes rótulos de direcção, esquerda seja adjacente a centro e ambiente; ambiente seja adjacente a esquerda e direita, etc. Deve entender-se que o invento se aplica a qualquer matriz de descodificação de 2:4 tendo eixos a 90°.

Um descodificador de matriz passiva deriva n sinais áudio de m sinais áudio, em que n é maior do que m, de acordo com uma relação invariável (por exemplo, na figura 1, Cout é sempre (R0ut + Lout) ) · Em contraste, um descodif icador de matriz activa deriva n sinais áudio de acordo com uma relação variável. Uma forma de configurar um descodificador de matriz activa consiste em combinar componentes de sinal dependente de sinal com os sinais de saida de uma matriz passiva. Por exemplo, tal como está ilustrado funcionalmente e esquematicamente na figura 2, quatro VCA (amplificadores controlados por voltagem) 6, 8, 10 e 12, fornecendo versões com escala variável das saidas da matriz passiva, são adicionadas às saidas de matriz passiva não alteradas (nomeadamente as próprias duas entrada em conjunto com as duas saidas de combinadores 2 e 4) em combinadores lineares 14, 16, 18 e 20.

Como os VCA têm as suas entradas derivadas das saidas esquerda, direita, centro e ambiente da matriz passiva, respectivamente, os seus ganhos podem ser identificados gi, gr, gc e gs (todos positivos). Os sinais de saida do VCA constituem sinais de anulação e são combinados com saidas derivadas passivamente tendo diafonia das direcções de onde os sinais de anulação são 10 derivados, para aumentar o desempenho direccional do descodificador de matriz, eliminando a diafonia.

De notar que, no arranjo da figura 2, os percursos da matriz passiva estão presentes. Cada saida é a combinação da saida da matriz passiva respectiva mais a saída de dois VCA. As saídas dos VCA são escolhidas e colocadas à escala para proporcionar o anulação pretendida de diafonia para a saída da matriz passiva respectiva, tomando em consideração que os componentes de diafonia ocorrem em saídas representando pontos cardeais adjacentes. Por exemplo, um sinal centro tem diafonia nos sinais esquerda e direita descodificados passivamente, e um sinal ambiente tem diafonia nos sinais esquerda e direita descodificados passivamente. Assim, a saida de sinal esquerda deveria ser combinada com componentes de sinal de anulação derivados dos sinais centro e ambiente descodificados passivamente, e de forma semelhante para as outras quatro saídas. A forma pela qual os sinais são colocados à escala, polarizados e combinados na figura 2, proporciona a eliminação pretendida de diafonia. Alterando o respectivo ganho de VCA no intervalo entre zero e um (para o exemplo de colocação à escala da figura 2), os componentes não desejados de diafonia nas saídas descodificadas passivamente podem ser eliminados. 0 arranjo da figura 2 tem as seguintes equações: (Eqn. 5) (Eqn. 6) (Eqn. 7) (Eqn. 8) L0UrLrgc*V2*(Lt+Rt)-gs*y2*(Íc^

Rout=Rt-gc*1/^*(Lt+Rt)+gs*1/4*(Lt-Rt) C0ut=1/2*(Lt+Rt)-gl*l/2*Lt-gr*1/2*Rt

Sout=,/2*(LrR,)-gi*'/2*L,+gr*1/i*R.i 11

Se todos os VCA tivessem ganhos de zero, o arranjo seria o mesmo que o da matriz passiva. Para quaisquer valores iguais de todos os ganhos de VCA, o arranjo da figura 2 é o mesmo que o da matriz passiva, exceptuando uma colocação à escala constante. Por exemplo, se todos os VCA tivessem ganhos de 0.1:

Lout=Lt-0.05 *(Lt+Rt)-0.05 *(Lt-R1)=0.9 *Lt

Rout=Rr0.05*(Lt+Rt)+0.05(Lt-Rt)=0.9*Rt

Cout=1/2*(Lt+Rt)“0-05*Lt-0.05*Rt=0.9*1/2*(Lt+Rt)

Sout=1/2*(Lt-Rt)-0.05*Lt+0.05*Rt=0.9*1A*(Lt-Rt) 0 resultado é a matriz passiva colocada à escala num factor de 0,9. Isto é, será evidente que o valor preciso do ganho de repouso de VCA, descrito abaixo, não é critico. Considere-se um exemplo. Para os pontos cardeais apenas (esquerda, direita, centro e ambiente), as entradas respectivas são apenas Lt, apenas Rt, Lt=Rt (a mesma polaridade), e Lt=Rt (polaridade oposta), e as saídas pretendidas correspondentes são Lout apenas, Rout apenas, Cout apenas e Sout apenas. Em cada caso, idealmente, uma saída deveria alimentar apenas um sinal, e as remanescentes não deveriam alimentar nada.

Através de inspecção, é evidente que se os VCA podem ser controlados para que o correspondente ao ponto cardeal pretendido tenha um ganho de 1 e os restantes sejam muito inferiores a 1, então todas as saídas, excepto a pretendida, os sinais do VCA eliminarão as saídas indesejadas. Tal como explicado acima, na configuração da figura 2, as saidas do VCA actuam para eliminar componentes de diafonia nos pontos 12 cardeais adjacentes (para os quais a matriz passiva tem diafonia).

Assim, por exemplo, se ambas as entradas forem alimentadas com sinais iguais em fase, para que Rt = Lt = (digamos) 1, e se, como resultado, gc = 1 e gi, gr e gs forem todos 0 ou perto de 0, obtém-se Κο,,ι=1-1*ί4*(1+1) + 0^(1-1) = 0

Couf^l+l) - 0*Yz*l - 0*Y2*l = 1

Sout=1/2*(l-l) - o*Yz*\ + 0*Yz*\ = 0 A única saida é do desejado Cout· Um cálculo semelhante mostrará que o mesmo se aplica no caso do sinal de apenas um dos outros pontos cardeais.

As equações 5, 6, 7 e 8 podem ser escritas de forma equivalente tal como segue: L„t=‘/2*(L.+IW*(l-&) + ϋ*Μ)·(ΐΐ) (Eqn. 9) Cout='/2*L,*(l-gi) + K*R,*(l-&) (Eqn. 10) - >/2*(L,-iy*(i-gs) (Eqn. 11) S0Ur'/2*L,*(l-g,) - '/2*R,«(l-g,) (Eqn. 12)

Neste arranjo, cada saida é a combinação de dois sinais Lout e Rout/ ambos envolvendo a soma e a diferença dos sinais de 13 entrada e dos ganhos do VCA da soma e diferença (os VCA cujas entradas são derivadas das direcções centro e ambiente, o par de direcções sendo de 90° para as direcções esquerda e direita) . Cout e Sout envolvem ambas os sinais de entrada no momento e os ganhos dos VCA esquerdo e direito (os VCA cujas entradas respectivas são derivadas das direcções esquerda e direita, o par de direcções a 90° para as direcções centro e ambiente).

Considere-se um ponto não cardeal, em que Rt é alimentado como o mesmo sinal que Lt, com a mesma polaridade mas atenuado. Esta condição representa um sinal colocado algures entre os pontos cardeais esquerda e centro, e deveria por isso derivar saldas de Lout e Cout com pouco ou nada de Rout e Sout·

Para Rout e Sout, esta saida 0 pode ser conseguida se os dois termos tiverem magnitude igual mas forem opostos em polaridade.

Para Rout a relação para este anulação é: magnitude of [1/2*(Lt+Rt)*(l-gc)] = magnitude of [1/2*(Lt-Rt)*(l-gs)] (Eqn. 13)

Para Sout a relação correspondente é: magnitude of [/4*Lt*(l-gi)] = magnitude of [}£*]£**( 1-gr)] (Eqn. 14)

Uma consideração de um sinal balançado (ou simplesmente posicionado) entre quaisquer dois pontos cardeais adjacentes revelará as mesmas duas relações. Por outras palavras, quando os sinais de entrada representam um som balançado entre 14 quaisquer duas saídas adjacentes, estas relações de maqnitude irão garantir que o som surge das saídas correspondentes aos dois pontos cardeais adjacentes, e que as outras duas saídas não alimentam nada. Para se conseguir substancialmente esse resultado, as magnitudes dos dois termos em cada uma das equações 9-12 deveria ser induzida para a igualdade. Isto pode ser conseguido procurando manter iguais as magnitudes relativas dos dois pares de sinais dentro da matriz activa: magnitude of [(Lt+Rt)*(l-gc)] (Eqn. 15) (Eqn. 16) = magnitude of [(LrRt)*(l-gs)], magnitude of [Lt*(l-gi)] = magnitude of [Rt*(l-gr)].

As relações desejadas, ilustradas nas equações 15 e 16, são as mesmas que as das equações 13 e 14 mas com colocação à escala omissa. A polaridade com a qual os sinais são combinados e a sua colocação à escala podem ser tratadas quando as saídas respectivas são obtidas tal como com os combinadores 14, 16, 18 e 2 0 da figura 2. 0 invento baseia-se na descoberta destas relações de magnitude com amplitude igual não apreciadas e já referidas e, de preferência, tal como descrito abaixo, a utilização de controlo de feedback equilibrado para manter estas relações.

Da discussão acima, no que diz respeito à anulação de componentes de sinal de diafonia não desejados e das exigências dos pontos cardeais, pode deduzir-se que, para a colocação à escala usada nesta explicação, o ganho máximo para um VCA deveria ser um ganho unitário. Sob condições de repouso, não 15 definidas ou "não direcionais", os VCA deveriam adoptar um ganho pequeno, proporcionando efectivamente a matriz passiva. Quando o ganho de um VCA de um par precisa de subir do seu valor de repouso para a unidade, o outro do par pode permanecer no ganho de repouso ou pode deslocar-se no sentido oposto. Uma relação conveniente e prática consiste em manter o produto dos ganhos do par constante. Usando VCA análogos, cujo ganho em dB é uma função linear da sua tensão de controlo, isto acontece automaticamente se uma tensão de controlo for aplicada igualmente (mas com polaridade oposta efectiva) os dois de um par. Outra alternativa consiste em manter a soma dos ganhos do par constante. Tal como está descrito, por exemplo, em ligação com as figuras 16 - 19, o invento pode ser implementado digitalmente ou em software, mais do que usando componentes analógicos.

Assim, por exemplo, se o ganho de repouso for 1/a, uma relação prática entre os dois ganhos dos pares podia ser o seu produto, de modo que: gi*gr= 1/a2, gc*gs = 1/a2.

Um valor tipico para "a" podia estar compreendido no intervalo entre 10 e 20. A figura 3 mostra, de forma funcional e esquemática, um sistema de controlo derivado de feedback (ou "servo") para os VCA esquerdo e direito (6 e 12, respectivamente) da figura 2. Recebe os sinais de entrada Lt e Rt, processa-os para calcular sinais intermédios Lt*(l-gi) e Rt*(l-gr), compara a magnitude dos sinais intermédios e gera um sinal de erro em resposta a 16 qualquer diferença na magnitude, o sinal de erro levando os VCA a reduzir a diferença de magnitude. Uma forma de conseguir um tal resultado consiste em rectificar os sinais intermédios para derivar as suas magnitudes e aplicar o dois sinais de magnitude a um comparador cuja saida controla os ganhos dos VCA com uma tal polaridade que, por exemplo, um aumento no sinal Lt aumenta gx e diminui gr. Os valores do circuito (ou os seus equivalentes nas implementações digital ou de software) são escolhidos para que quando a saida do comparador for 0, o ganho de repouso de amplificador é substancialmente inferior à unidade (por exemplo 1/a). As implementações digitais preferidas estão ilustradas e descritas abaixo em ligação com as figuras 17 e 18.

No dominio analógico, em particular, uma forma prática de implementar a função comparação consiste em converter as duas magnitudes para o dominio logarítmico, para que o comparador as subtraia, mais do que determinar a sua relação. Muitos VCA analógicos têm ganhos proporcionais a um expoente do sinal de controlo, para que assumam de forma inerente e conveniente o antilogaritmo das saídas de controlo do comparador com base logarítmica.

Mais especificamente, tal como está ilustrado na figura 3, o input Lt é aplicado ao VCA "esquerdo" 6 e a uma entrada de um combinador linear 22 onde é aplicado com uma colocação à escala de +1. A saída do VCA esquerdo 6 é aplicada ao combinador 22 com uma colocação à escala de -1 (formando assim um subtractor) e a saída do combinador 22 é aplicada a um rectificador de onda completa 24. A entrada Rt é aplicada ao VCA direito 12 e a uma entrada de um combinador linear 2 6, onde é aplicada com uma colocação à escala de +1. A saída do VCA direito 12 é aplicada ao combinador 26 com uma colocação à escala de -1 (formando assim um subtractor) e a saída do combinador 26 é aplicada a um 17 rectificador de onda completa 28. As saídas do rectificador 24 e 28 são aplicadas, respectivamente, a entradas invertidas e não invertidas de um amplificador operacional 30, funcionando como um amplificador diferencial. A saída 30 do amplificador proporciona um sinal de controlo na natureza de um sinal de erro que é aplicado, sem inversão, ao ganho que controla a entrada do VCA 6 e com inversão de polaridade ao ganho que controla a entrada do VCA 12. O sinal de erro indica que os dois sinais, cujas magnitudes serão igualadas, diferem na magnitude. Este sinal de erro é usado para "guiar" os VCA na direcção correcta para reduzir a diferença em magnitude dos sinais intermédios. As saídas dos combinadores 16 e 18 são tiradas das saídas do VCA 6 e do VCA 12. Assim, apenas um componente de cada sinal intermédio é aplicado aos combinadores de saída, nomeadamente -Ltgr e -Rtgi·

Em condições de sinal com estado estável, a diferença em magnitude pode ser reduzida para uma quantidade negligenciável proporcionando bastante ganho de ciclo. No entanto, não é necessário reduzir as diferenças em magnitude para zero ou para um valor negligenciável para se conseguir uma anulação substancial de diafonia. Por exemplo, um ganho de ciclo suficiente para reduzir a diferença de dB num factor de 10 resulta, teoricamente, na pior situação de diafonia, numa redução de 30 dB. Para condições dinâmicas, as constantes de tempo no arranjo de controlo de feedback deveriam ser escolhidas para induzir as magnitudes para a igualdade, de uma forma que seja essencialmente inaudível, pelo menos para a maioria das condições de sinal. Os detalhes da escolha de constantes de tempo nas várias configurações descritas estão para além do âmbito do invento. 18

De preferência, os parâmetros de circuito são escolhidos para proporcionar cerca de 20 dB de feedback negativo, e para que os ganhos de VCA não possam subir acima da unidade. Os ganhos de VCA podem variar entre um pequeno valor (por exemplo 1/a2, muito menos do que a unidade) até, mas não excedendo, a unidade para os exemplos de colocação à escala aqui descritos em ligação com os arranjos das figuras 2, 4 e 5. Devido ao feedback negativo, o arranjo da figura 3 irá actuar para manter os sinais que entram nos rectficadores aproximadamente iguais.

Uma vez que os ganhos exactos não são criticos quando são pequenos, qualquer outra relação que force o ganho de um do par para um valor pequeno sempre que o outro sobre para a unidade, provocará resultados aceitáveis semelhantes. O sistema de controlo derivado de feedback para os VCA centro e ambiente (8 e 10, respectivamente, da figura 2) é substancialmente idêntico ao arranjo da figura 3, tal como está descrito, mas recebendo, não Lt e Rt, mas a sua soma e diferença, e aplicando as suas sardas do VCA 6 e VCA 12 (constituindo um componente do sinal intermédio respectivo) aos combinadores 14 e 20.

Assim, pode conseguir-se um elevado grau de anulação de diafonia em condições de sinal de entrada muito diferentes, usando circuitos sem exigência especial de precisão. O sistema de controlo derivado do feedback funciona para processar pares de sinais áudio da matriz passiva para que as magnitudes das amplitudes relativas dos sinais áudio intermédio para cada par de sinais áudio intermédios sejam induzidas para a igualdade. O sistema de controlo derivado de feedback ilustrado na figura 3 controla os ganhos dos dois VCA 6 e 12 inversamente para induzir as entradas para os rectificadores 24 e 28 para a igualdade. O grau ao qual este dois termos são induzidos para a 19 igualdade depende das características dos rectificadores, o comparador 30 seguindo-os, e das relações ganho/controlo dos VCA. Quanto maior o ganho de ciclo, mais próxima a igualdade, mas haverá uma indução para a igualdade independentemente das caracteristicas destes elementos (é claro, desde que as polaridades dos sinais sejam tais que reduzam as diferenças de nivel) . Na prática, o comparador pode não ter ganho infinito, mas pode ser feito como um subtractor com ganho finito.

Se os rectif icadores forem lineares, isto é, se as suas saidas forem directamente proporcionais as magnitudes da entrada, a saida do comparador ou do subtractor é uma função da tensão de sinal ou diferença de corrente. Se, em vez disso, os rectificadores responderem ao logaritmo das suas magnitudes de entrada, isto é, ao nivel expresso em dB, uma subtracção executada na entrada do comparador é equivalente a assumir a relação dos niveis de entrada. Isto é benéfico pelo facto do resultado ser então independente do nivel de sinal absoluto, mas depender apenas da diferença de sinal expressa em dB. Considerando que os niveis de sinal de origem expressos em dB reflectem de forma mais próxima a percepção humana, isto significa que outras coisas, sendo iguais ao ganho de ciclo, são independentes do volume sonoro, e assim que o grau de indução para a igualdade é também independente do volume sonoro absoluto. Num determinado nivel muito baixo, é claro, os rectificadores logarítmicos deixarão de funcionar com precisão, e assim haverá um valor limite de entrada abaixo do qual a indução para a igualdade deixará de existir. No entanto, o resultado é o facto do controlo poder ser mantido ao longo de 70 ou mais dB sem a necessidade de ganhos de ciclo extraordinários para níveis elevados de sinal de entrada, com 20 os resultantes problemas potenciais com estabilidade do circuito.

De forma semelhante, os VCA 6 e 12 podem ter ganhos que são directa ou inversamente proporcionais às suas tensões de controlo (isto é, multiplicadores ou divisores). Isto teria o efeito de, quando os ganhos são pequenos, pequenas mudanças absolutas na tensão de controlo provocarem grandes alterações no ganho expresso em dB. Por exemplo, considere-se um VCA com ganho máximo de uma unidade, tal como é exigido na configuração do sistema de controlo derivado do feedback, e uma tensão de controlo Vc que varia, digamos, entre 0 e 10 V, para que o ganho possa ser expresso como A=0,1* Vc. Quando Vc está próximo do seu máximo, uma mudança de 100 mV entre, digamos, 9900 a 10000 mV fornece uma mudança de ganho de 20*log (10000/9900) ou cerca de 0,09 dB. Quando Vc é muito mais pequeno, uma mudança de 100 mV, digamos, entre 100 a 200 mV, fornece uma mudança de ganho de 20*log (200/100) ou 6 dB. Como resultado, o ganho de ciclo efectivo e, assim, a velocidade de resposta, iria variar enormemente dependendo se o sinal de controlo fosse grande ou pequeno. Mais uma vez, pode haver problemas com a estabilidade do circuito.

Este problema pode ser eliminado utilizando VCA cujo ganho em dB é proporcional à tensão de controlo ou, expresso diferentemente, cuja tensão ou ganho de corrente é dependente do expoente ou antilogaritmo da tensão de controlo. Uma pequena variação na tensão de controlo, tal como 100 mV, dará então a mesma mudança de dB onde quer que a tensão de controlo esteja dentro do seu intervalo. Estes dispositivos estão facilmente disponíveis como IC analógico, e a característica, ou uma aproximação a ela, é facilmente conseguida em implementações digitais. 21 A forma de realização analógica preferida utiliza, por isso, rectificadores logarítmicos e amplificação com ganho variável controlado exponencialmente, alimentando uma uniformidade na direcção da igualdade (considerada em dB) ao longo de um grande intervalo de níveis de entrada e relações entre os dois sinais de entrada.

Uma vez que no ouvido humano a percepção da direcção não é constante com a frequência, é desejável aplicar alguma ponderação de frequência aos sinais que entram nos rectificadores, para enfatizar as frequências que contribuem mais para o sentido humano da direcção e para diminuir a importâncias das que poderiam levar a um sentido de direcção inadequado. Assim, nas formas de realização práticas, os rectif icadores 24 e 28 na figura 3 são precedidos por filtros derivados empiricamente, proporcionando uma resposta que atenua baixas frequências e frequências muito altas e proporciona uma resposta suavemente ascendente sobre o meio do intervalo audível. De notar que estes filtros não alteram a resposta de frequência dos sinais de saída, apenas alteram os sinais de controlo e ganhos de VCA nos sistemas de controlo derivados de feedback.

Um arranjo equivalente à combinação das figuras 2 e 3 está ilustrado de forma funcional e esquemática na figura 4. Difere da combinação das figuras 2 e 3 pelo facto dos combinadores de saída gerarem componentes de sinal de saída de matriz passiva em resposta aos sinais de entrada Lt e Rt em vez de os receberem da matriz passiva de onde são derivados os componentes de anulação. 0 arranjo proporciona os mesmos resultados que a combinação das figuras 2 e 3, desde que os coeficientes de soma sejam essencialmente os mesmos nas 22 matrizes passivas. A figura 4 incorpora o arranjo de feedback descrito em ligação com a figura 3.

Mais especif icamente na figura 4, as entradas Lt e Rt são aplicadas em primeiro lugar a uma matriz passiva que inclui combinadores 2 e 4 tal como na configuração de matriz passiva da figura 1. A entrada Lt, que é também a saida "esquerda" da matriz passiva, é aplicada ao VCA esquerdo 32 e a uma entrada de um combinador linear 34 com uma colocação à escala de +1. A saida do VCA esquerdo 32 é aplicada a um combinador 34 com uma colocação à escala de -1 (formando assim um subtractor) . A entrada Rt que é também a saida "direita" da matriz passiva, é aplicada ao VCA "direito" 44 e a uma entrada de um combinador linear 46 com uma colocação à escala de +1. A saida do VCA direito 44 é aplicada ao combinador com uma colocação à escala de -1 (formando assim um subtractor). As saidas dos combinadores 34 e 36 são os sinais Lt* (1-gi) e Rt* (l-gr) , respectivamente, e é desejável manter a magnitude destes sinais igual, ou induzi-los para a igualdade. Para conseguir esse resultado, os sinais são aplicados, de preferência, a um circuito de feedback tal como está ilustrado na figura 3 e descrito em ligação com ele. 0 circuito de feedback controla então o ganho dos VCA 32 e 44.

Para além disso, ainda com referência à figura 4, a saída "centro" da matriz passiva do combinador 2 é aplicada ao VCA "centro" 36 e a uma entrada de um combinador linear 38 com uma colocação à escala de +1. A saida centro do VCA 36 é aplicada ao combinador 38 com uma colocação à escala de -1 (formando assim um subtractor). A saida "ambiente" da matriz passiva do combinador 4 é aplicada ao VCA "ambiente" 40 e a uma entrada de um combinador linear 42 com uma colocação à escala de +1. A saida do VCA ambiente 40 é aplicada ao combinador 42 com uma 23 colocação à escala de -1 (formando assim um subtractor). As saídas dos combinadores 38 e 40 são os sinais (Lt+Rt*(l-gc) e H* (Lt-Rt)*(l-gs) , respectivamente, e pretende-se manter a magnitude destes sinais igual ou induzi-los-lós para a igualdade. Para conseguir esse resultado, esses sinais são aplicados, de preferência, a um circuito de feedback ou servo, tal como está ilustrado na figura 3, e descrito em ligação com ela. 0 circuito de feedback controla então o ganho dos VCA 38 e 42. As partes 43 e 47 dentro de linhas tracejadas constituem uma parte dos servos (os servos incluem ainda as porções relevantes da figura 3).

Os sinais de saída Lout/ Cout/ Sout/ Rout são produzidos por combinadores 48, 50, 52 e 54. Cada combinador recebe a saída de dois VCA (as saídas do VCA constituindo um componente dos sinais intermédios cujas magnitudes se pretendem manter iguais) para proporcionar componentes de sinal de anulação e cada um ou ambos os sinais de entrada para proporcionar componentes de sinal de matriz passiva. Mais especificamente, o sinal de entrada Lt é aplicado com uma colocação à escala de +1 ao combinador Lout 48, com uma colocação à escala de +½ ao combinador Cout 50, e com uma colocação à escala de +½ ao combinador Sout 52. 0 sinal de entrada Rt é aplicado com uma colocação à escala de +1 ao combinador Rout 54, com uma colocação à escala de +½ ao combinador Cout 50, e com uma colocação à escala de -½ ao combinador Sout 52. A saída do VCA esquerdo 32 é aplicada com uma colocação à escala -½ ao combinador Cout 50 e também com uma colocação à escala de -½ ao combinador Sout 52. A saída do VCA direito 44 é aplicada com uma colocação à escala de -½ ao combinador 50 e com uma colocação à escala de +½ ao combinador Sout 52. A saída do VCA centro 36 é aplicada com uma colocação à escala de -1 ao combinador Lout 48 24

54. A e com uma colocação à escala de -1 ao combinador Rout saída do VCA ambiente 40 é aplicada com uma colocação à escala de -1 ao VCA Lout 48 e com uma colocação à escala de +1 ao VCA Rout 54 .

De notar que nas várias figuras, por exemplo nas figuras 2 e 4, pode parecer inicialmente que os sinais de anulação não se opõem aos sinais de matriz passiva (por exemplo, alguns dos sinais de anulação são aplicados aos combinadores com a mesma polaridade com que o sinal de matriz passiva é aplicado). No entanto, em operação, quando um sinal de anulação se torna significativo, terá uma polaridade que se opõe ao sinal de matriz passiva.

Outro arranjo equivalente à combinação das figuras 2 e 3 e à figura 4 está ilustrado de forma funcional e esquemática na figura 5. Na configuração da figura 5, os sinais que serão mantidos iguais são os sinais aplicados aos combinadores que derivam saída e aos circuitos de feedback para controlo dos VCA. Estes sinais incluem componentes de sinal de saída de matriz passiva. Ao contrário, no arranjo da figura 4, os sinais aplicados aos combinadores de saída dos circuitos de feedback são os sinais de saída de VCA e excluem os componentes de matriz passiva. Assim, na figura 4 (e na combinação das figuras 2 e 3) os componentes de matriz passiva têm de ser combinados explicitamente com as saídas dos circuitos de feedback, enquanto que na figura 5 as saídas dos circuitos de feedback incluem os componentes de matriz passiva e são, por si só, suficientes. De notar ainda que, no arranjo da figura 5, os outputs do sinal intermédio, mais do que os outputs de VCA (cada um dos quais constitui apenas um componente do sinal intermédio) são aplicados aos combinadores de saida. Não obstante, as configurações das figuras 4 e 5 (em conjunto com a 25 combinação das figuras 2 e 3) são equivalentes (tal como as configurações das figuras 16A-D, descritas abaixo) e, se os coeficientes de soma forem precisos, as saídas da figura 5 são as mesmas que as da figura 4 (e a combinação das figuras 2 e 3) .

Na figura 5, os quatro sinais intermédios [ {%* (Lt+Rt* (1-gc) 1 r [ (k>* (Lt-Rt* (l-gs) ] , [ (ií*Lt* (l-gi) ] , e (l-gr) ] , nas equações 9, 10, 11 e 12 são obtidos processando as saidas da matriz passiva e são então adicionados ou subtraídos para derivar as saidas pretendidas. Os sinais são também alimentados para os rectificadores e comparadores de dois circuitos de feedback, tal como está descrito acima em ligação com a figura 3, os circuitos de feedback actuando desejavelmente para manter iguais as magnitudes dos pares de sinais. Os circuitos de feedback da figura 3, tal como aplicado na configuração da figura 5, têm as suas saidas para os combinadores de saída retiradas das saidas dos combinadores 22 e 26, mais do que dos VCA 6 e 12.

Ainda com referência à figura 5, as ligações entre combinadores 2 e 4, VCA 32, 36, 40, e 44 e combinadores 34, 38, 42 e 4 6 são as mesmas que no arranjo da figura 4. De igual forma, em ambos os arranjos das figuras 4 e 5, as saídas dos combinadores 34, 38, 42 e 46 são aplicadas, de preferência, aos dois circuitos de controlo de feedback (as saídas dos combinadores 34 e 46 para um primeiro destes circuitos para gerar sinais de controlo para os VCA 32 e 44 e as saídas dos combinadores 38 e 42 para um segundo destes circuitos para gerar sinais de controlo para os VCA 36 e 40) . Na figura 5, a saída do combinador 34, o sinal Lt* (1-gi) , é aplicado com uma colocação à escala de +1 para o combinador Cout 58 e com uma colocação à escala de +1 para o combinador Sout 60. A saída do 26 combinador 46, o sinal Rt*(l-gr) é aplicado com uma colocação à escala de +1 para o combinador Cout 58 e com uma colocação à escala de -1 para o combinador Sout 60. A saida do combinador 38, o sinal (%* (Lt+Rt* (l-gc) , é aplicado ao combinador Lout 56 com uma colocação à escala de +1 e ao combinador Rout 62 com uma colocação à escala de +1. A saida do combinador 42, o sinal (h>* (Lt-Rt* d —gs)/ ® aplicado ao combinador Lout 56 com uma colocação à escala de +1 e ao combinador Rout 62 com uma colocação à escala de -1. As porções 45 e 49 dentro das linhas a tracejado constituem uma parte dos servos (os servos incluem ainda partes relevantes da figura 3).

Ao contrário descodificadores de matriz adaptativos da técnica anterior, cujos sinais de controlo são gerados a partir das entradas, alguns aspectos do invento utilizam, de preferência, um controlo em circuito fechado no qual as magnitudes dos sinais que proporcionam as sardas são medidas e realimentadas para proporcionar a adaptação. Em particular, ao contrário de sistemas em circuito aberto da técnica anterior, em determinados aspectos do invento a anulação desejada de sinais indesejados para pontos não cardeais não depende de uma correspondência precisa de caracteristicas do sinal e percursos de controlo, e as configurações em circuito fechado reduzem muito a necessidade de precisão nos circuitos.

Idealmente, para além de das desvantagens práticas do circuito, as configurações "manter as magnitudes iguais" do invento são "perfeitas" no sentido de que qualquer fonte alimentada para as entradas Lt e Rt com amplitudes e polaridade relativas conhecidas gerarão sinais das saidas desejadas e sinais negligenciáveis das outras. "Amplitudes e polaridade relativas conhecidas" significa que as entradas Lt e Rt 27 representam, quer um ponto cardeal, quer uma posição entre pontos cardeais adjacentes.

Considerando de novo as equações 9, 10, 11, e 12, poderá ver-se que o ganho global de cada circuito de ganho variável incorporando um VCA é um arranjo subtractivo na forma (1-g). Cada ganho de VCA pode variar entre um pequeno valor até uma unidade, mas não excedendo. De forma correspondente, o ganho de circuito ganho variável (1-g) pode variar entre a quase unidade e 0. Assim, a figura 5 pode ser redesenhada como figura 6, em que cada VCA e subtractor associado foi substituído por um único VCA, cujo ganho varia na direcção oposta à dos VCA na figura 5. Assim, cada ganho de circuito de ganho variável (1-g) (implementado, por exemplo, por um VCA tendo um ganho "g" cuja saída é retirada de uma saída de matriz passiva, tal como nas figuras 2/3, 4 e 5) é substituído por um ganho de circuito de ganho variável h (implementado, por exemplo, por um VCA autónomo tendo um ganho "h" actuando numa saída de matriz passiva). Se as características de ganho "(l-g)" forem as mesmas do ganho "h" e se os circuitos de feedback actuarem para manter a igualdade entre a magnitude dos pares requeridos dos sinais, a configuração da figura 6 é equivalente à configuração da figura 5 e fornecerá as mesmas saídas. De facto, todas as configurações reveladas, as configurações das figuras 2/3, 4, 5 e 6 são equivalentes entre si.

Embora a configuração da figura 6 seja equivalente e funcione exactamente da mesma forma que todas as configurações anteriores, de notar que a matriz passiva não surge explicitamente, mas é implícita. Na condição de repouso ou não direccional das configurações anteriores, os ganhos g de VCA caem para pequenos valores. Na configuração da figura 6, a 28 condição não direccional correspondente ocorre quando todos os ganhos h de VCA subirem para o seu máximo, unidade ou próximo.

Com referência mais especificamente à figura 6, a salda "esquerda" da matriz passiva, que é também a mesma que o sinal de entrada Lt, é aplicada ao VCA esquerdo 64 tendo um ganho hi para produzir o sinal intermédio Lt*hi. A saida "direita" da matriz passiva, que é também a mesma que o sinal de entrada Rt, é aplicado ao VCA "direito" 70 tendo um ganho hr para produzir o sinal intermédio Rt*hr. A saida "centro" da matriz passiva do combinador 2 é aplicada ao VCA "centro" 66 tendo um ganho hc para produzir um sinal intermédio (Lt+Rt) *hc. A saida "ambiente" da matriz passiva do combinador 4 é aplicada a um VCA 68 "ambiente" tendo um ganho hs para produzir um sinal intermédio (Lt-Rt)*hs. Como foi explicado acima, o ganho h do VCA opera de modo inverso aos ganhos g do VCA, de modo que as caracteristicas de ganho h são as mesmas que as características de ganho (1-g). As partes 69 e 71 dentro das linhas a tracejado constituem uma parte dos servos.

Geração de tensões de controlo

Uma análise dos sinais de controlo desenvolvidos em ligação com as formas de realização descritas até agora é útil para um melhor entendimento do presente invento e, também, para explicar como os ensinamentos do presente invento podem ser aplicados para derivar cinco ou mais fluxos de sinal áudio, cada um associado a uma direcção, de um par de fluxos de sinal áudio de entrada.

Na análise seguinte, os resultados serão ilustrados considerando uma fonte áudio que é balançada no sentido dos ponteiros do relógio à volta de um ouvinte num circulo, 29 começando atrás e seguindo pela esquerda, frente central, direita e de volta para trás. A variável α é uma medida do ângulo (em graus) da imagem em relação ao ouvinte, 0o sendo atrás e 180° na frente central. As magnitudes de entrada Lt e Rt estão relacionados com α através das seguintes expressões:

Lt = cos π (α — 90) 360 (Eqn. 17A)

(Eqn. 17B) Há um mapeamento de um para um entre o parâmetro α e a relação das magnitudes e das polaridades do sinais de entrada; a utilização de α leva a uma análise mais conveniente. Quando α é 90°, Lt é finito e Rt é 0, isto é, apenas esquerda. Quando α é 180°, Lt e Rt são iguais com a mesma polaridade (frente meio) . Quando α é 0, Lt e Rt são iguais mas com polaridades opostas (traseira central). Como será mais explicado abaixo, os valores específicos de interesse ocorrem quando Lt e Rt diferem em 5 dB e têm polaridade oposta; isto gera valores α de 31° em cada lado do zero. Na prática, os altifalantes frente esquerda e direita são colocados normalmente mais para a frente do que + /- 90° relativamente ao centro (por exemplo, +/- 30 a 45°), para que α não represente, de facto, o ângulo em relação ao ouvinte, mas seja um parâmetro arbitrário para ilustrar o equilíbrio. As figuras a serem descritas estão dispostas para que o meio do eixo horizontal (a=180°) represente a frente central e os extremos esquerdo e direito (a=0 e 360) representa a traseira.

Como já foi referido acima em ligação com a descrição da figura 3, uma relação conveniente e prática entre os ganhos de 30 um par de VCA num sistema de controlo derivado de feedback mantém o seu produto constante. Com VCA controlado exponencialmente alimentado para que, à medida que o ganho de um sobe o outro ganho cai, isto acontece automaticamente quando o mesmo sinal de controlo alimenta ambos do par, como na forma de realização da figura 3.

Denotando os sinais de entrada por Lt e Rt, ajustando o produto dos ganhos gi e gr de VCA igual a 1/a2, e assumindo um ganho de ciclo suficientemente grande para que a resultante induzida para a igualdade seja completa, o sistema de controlo derivado de feedback da figura 3 ajusta os ganhos de VCA para que a seguinte equação seja satisfeita: (Eqn. 18)

Para além disso,

(Eqn. 19)

Claramente, na primeira destas equações, os valores absolutos de Lt e Rt são irrelevantes. 0 resultado depende apenas da sua relação Lt/Rt. Identifique-se isto por X. Substituindo gr da segunda equação na primeira, obtém-se uma equação quadrática em gi que tem a solução (a outra raiz da equação quadrática não representa um sistema real):

(Eqn. 20) 31

Projectando gi e gr contra o ângulo de balanço a, obtém-se a figura 7. Como seria esperado, gi sobe de um valor muito baixo atrás para um máximo da unidade guando a entrada representa apenas a esquerda (oí=90) e então cai de novo para um valor baixo para a frente central (oí=180) . Na metade direita, gi permanece muito baixo. De forma semelhante e simétrica, gr é pequeno, excepto no meio da metade direita do equilíbrio, subindo para a unidade quando α é 270° (apenas direita).

Os resultados acima são para o sistema de controlo derivado de feedback Lt/Rt. O sistema de controlo derivado de feedback soma/diferença actua exactamente da mesma forma, gerando projecções de ganho gc de soma e ganho gs de diferença, tal como está ilustrado na figura 8. Mais uma vez, como seria de esperar, o ganho de soma sobe até à unidade na frente central, caindo para um valor baixo noutro sítio, enquanto o ganho de diferença sobe para a unidade na traseira.

Se os ganhos de VCA do sistema de controlo derivado de feedback dependerem do expoente da tensão de controlo, tal como na primeira forma de realização, então a tensão de controlo depende do logaritmo do ganho. Assim, das equações acima, podem derivar-se expressões para Lt/Rt e tensões de controlo soma/diferença, nomeadamente o comparador do sistema de controlo derivado de feedback, comparador 30 da figura 3. A figura 9, mostra as tensões de controlo esquerda/direita e soma/diferença, esta última invertida (isto é efectivamente diferença/soma) , numa forma de realização onde os valores máximo e mínimo dos sinais de controlo são +/- 15 v. Obviamente que são possíveis outras escalas.

As curvas na figura 9 cruzam em dois pontos, um onde os sinais representam uma imagem algures para a traseira esquerda do ouvinte, e a outra algures na metade dianteira. Devido às 32 simetrias inerentes nas curvas, estes pontos de cruzamento estão exactamente a meio caminho entre os valores α correspondentes aos pontos cardeais adjacentes. Na figura 9, ocorrem a 45 e 225°. A técnica anterior (ver, por exemplo, patente US 5,644,640 do presente inventor James W. Fosgate) mostra que é possivel derivar de dois sinais de controlo principais um outro sinal de controlo que é o maior (mais positivo) ou o menor (menos positivo) dos dois, embora essa técnica anterior derive os sinais de controlo principais de uma forma diferente e use de forma diferente os sinais de controlo resultantes. A figura 10 ilustra um sinal igual ou inferior às curvas na figura 9. Este controlo calculado sobe para um máximo quando α é 45°, isto é, o valor onde as duas curvas originais se cruzaram.

Pode não ser desejável, para o máximo do controlo derivado, subir para o seu máximo, precisamente em a=45°. Em formas de realização práticas, é preferível que o ponto cardeal derivado que representa a traseira esquerda esteja mais próximo da traseira, isto é, tenha um valor que é inferior a 45°. A posição precisa do máximo pode ser deslocada por uma compensação (adicionando ou subtraindo uma constante a) ou colocando à escala um ou ambos os sinais de controlo da esquerda/direita e soma/diferença, para que as suas curvas se cruzem em valores preferidos de a, antes de assumirem a função mais positiva ou mais negativa. Por exemplo, a figura 11 mostra a mesma operação que a figura 10, excepto que a tensão de soma/diferença foi colocada à escala em 0,8, tendo como resultado que o máximo ocorre agora em a=31°.

Exactamente da mesma forma, comparando o controlo esquerda/direita invertido com a soma/diferença invertida, e utilizando uma compensação ou colocação à escala semelhantes, 33 pode ser calculado um segundo novo sinal de controlo, cujo máximo ocorre numa posição pré-determinada correspondendo à traseira direita do ouvinte, num a pretendido e pré-determinado (por exemplo 360-361 ou 329°, 31° do outro lado do zero, simétrico com a traseira esquerda). É uma inversão esquerda/direita da figura 11. A figura 12 mostra o efeito da aplicação destes sinais de controlo derivados para VCA de tal forma que o valor mais positivo dá um ganho de unidade. Tal como os VCA esquerdo e direito dão ganhos que sobem até à unidade nos pontos cardeais esquerdo e direito, então estes ganhos de VCA derivados, traseira esquerda e traseira direita, sobem até à unidade quando um sinal é colocado em locais pré-determinados (neste exemplo α =31° em ambos os lados do 0), mas permanecem muito pequenos para todas as outras posições.

Podem obter-se resultados semelhantes com VCA controlados linearmente. As curvas para as principais tensões de controlo vs parâmetro a serão diferentes, mas irão cruzar-se em pontos que podem ser escolhidos por colocação à escala e compensação adequadas, pelo que outras tensões de controlo para posições especificas de imagem que não os quatro pontos cardeais iniciais podem ser calculados por uma operação menor que. Claramente, é possivel inverter os sinais de controlo e calcular outros assumindo o maior (mais positivo) em vez do menor (mais negativo). A modificação dos principais sinais de controlo para deslocar o seu ponto de cruzamento antes de assumir ou maior ou menor pode consistir, em alternativa, numa operação não linear em vez de, ou além de, uma compensação ou colocação à escala. Será evidente que a modificação permite a geração de outras tensões de controlo cujo máximo está em quase todas as relações 34 pretendidas das magnitudes e polaridades relativas de Lt e Rt (os sinais de entrada).

Uma matriz adaptativa com mais de quatro saídas

As figuras 2 e 4 mostram que uma matriz pode ter termos de anulação adaptativos adicionados para cancelar a diafonia indesejada. Nesses casos, havia quatro possíveis termos de anulação derivados através de quatro VCA, e cada VCA atingia um ganho máximo, normalmente a unidade, para uma fonte num dos quatro pontos cardeais e correspondendo a uma saída dominante de uma das quatro saídas (esquerda, centro, direita e traseira) . 0 sistema era perfeito no sentido de um sinal equilibrado entre dois pontos cardeais adjacentes gerava pouco ou nada das saídas que não as correspondentes às duas saídas de pontos cardeais adjacentes.

Estes princípio pode estender-se a sistemas activos com mais de quatro saídas. Nesses casos, o sistema não é "perfeito", mas os sinais indesejados podem ainda ser suficientemente anulados para que o resultado seja não enfraquecido audivelmente pela diafonia. Ver, por exemplo, a matriz de seis saídas da figura 13. A figura 13, um diagrama funcional e esquemático de uma parte de uma matriz activa de acordo com o presente invento, é um auxílio útil na explicação da forma pela qual se obtêm mais do que quatro saídas. A figura 14 mostra a derivação de seis sinais de anulação utilizáveis na figura 13. As figuras 13 e 14 referem-se a proporcionar mais do quatro saídas de acordo com a primeira forma do invento. Uma aproximação para proporcionar mais do que quatro saídas de acordo com a segundo forma do invento está revelada abaixo em ligação com as figuras 16 - 19. 35

Com referência em primeiro lugar à figura 13, existem seis saídas: frente esquerda (Lout) , frente centro (Cout) , frente direita (Rout) , traseira esquerda (ou ambiente) (Sout) , traseira direita (RBout) e traseira esquerda (LBout) · Para as três saídas frente e ambiente, a matriz passiva inicial é a mesma que a do sistema de quatro saídas descrito acima (uma entrada directa Lt, a combinação de Lt mais Rt colocada à escala em metade e aplicada a um combinador linear 80 para gerar uma frente central, a combinação de Lt menos Rt colocada à escala em metade e aplicada a um combinador linear 82 para gerar traseira central, e uma entrada Rt directa). Existem duas outras saídas traseiras, traseira esquerda e traseira posterior, resultantes da aplicação Lt de uma colocação à escala de 1 e Rt com uma colocação à escala de -b para um combinador linear 84 e aplicando Lt com uma colocação à escala de -b e Rt com uma colocação à escala de 1 para um combinador linear 86, correspondendo a combinações directas das entradas de acordo com as equações LBout = Lt-b*Rt e RBout = Rt-b*Lt. Aqui, b é um coeficiente positivo normalmente inferior a 1, por exemplo 0,25. De notar que a simetria que não é essencial para o invento, mas seria esperada em qualquer sistema prático.

Na figura 13, para além dos termos de matriz passiva, os combinadores lineares de saída (88, 90, 92, 94, 96 e 98) recebem termos de anulação activos múltiplos (nas linhas 100, 102, 104, 106, 108, 110, 112, 114, 116, 118, 120 e 122) como é exigido para cancelar as saídas da matriz passiva. Estes termos consistem em entradas e/ou combinações das entradas multiplicadas pelos ganhos de VCA (não ilustrado) ou combinações das entradas e das entradas multiplicadas pelos ganhos de VCA. Tal como descrito acima, os VCA são controlados para que os seus ganhos cheguem à unidade para uma condição de 36 entrada cardeal e são substancialmente inferiores para outras condições. A configuração da figura 13 tem seis pontos cardeais, proporcionados pelas entradas Lt e Rt em magnitudes e polaridades relativas definidas, cada uma das quais deveria resultar apenas em sinais da saida adequada, com anulação substancial de sinais nas outras cinco saldas. Para uma condição de entrada representando um sinal equilibrado entre dois pontos cardeais adjacentes, as saldas correspondentes aos pontos cardeais deveriam fornecer sinais, mas as restantes saldas deveriam fornecer pouco ou nada. Assim, espera-se que para cada saida, para além da matriz passiva, haja vários termos de anulação (na prática, mais do que os dois ilustrados na figura 13), cada um correspondendo à saida indesejada para uma entrada correspondendo a cada um dos outros pontos cardeais. Na prática, o arranjo da figura 13 pode ser modificado para eliminar a saida Sout da traseira centro (eliminando assim os combinadores 82 e 94) pelo que a traseira centro é apenas um equilíbrio a meio caminho entre a traseira esquerda e a traseira direita, mais do que um sexto ponto cardeal.

Para qualquer um dos sistemas de seis saldas da figura 13, ou a sua alternativa de cinco saldas, existem seis sinais de anulação possíveis: os quatro calculados através de dois pares de VCA que são partes do sistema de controlo derivado de feedback esquerda/direita e soma/diferença e dois mais calculados através dos VCA traseira esquerdo e traseiro direito, tal como está descrito acima (ver também a forma de realização da figura 14, descrita abaixo). Os ganhos dos seis VCA estão de acordo com a figura 7 (gi esquerdo e gr direito) , a figura 8 (gc soma e gs diferença) e figura 12 (gib traseira 37 esquerda e grb traseira direita). Os sinais de anulação são somados aos termos da matriz passiva utilizando coeficientes calculados, ou de outra forma escolhidos, para minimizar a diafonia indesejada, tal como está descrito abaixo.

Chega-se aos coeficientes de mistura de anulação exigidos para cada output cardeal considerando os sinais de entrada e os ganhos de VCA para cada ponto cardeal, lembrando que esses ganhos de VCA só crescem para a unidade para sinais no ponto cardeal correspondente, e caem de uma forma bastante rápida da unidade à medida que a imagem se afasta.

Assim, por exemplo, no caso da saida esquerda, é necessário considerar as condições de sinal para a frente centro, apenas direita, traseira direita, traseira centro (não é um ponto cardeal real no caso das cinco saidas) e traseira esquerda.

Considere-se em detalhe o output esquerdo Lout para a modificação de cinco saidas da figura 13. Contém o termo da matriz passiva Lt. Para cancelar a saída quando a entrada está no centro, quando Lt = Rt e gc = 1, precisa-se do termo - is*gc* (Lt+Rt) exactamente como no sistema de 4 saidas das figuras 2 ou 4. Para cancelar quando a entrada está na sua traseira central ou em qualquer ponto entre a traseira centro e frente direita (incluindo, por isso, a traseira direita), é necessário (Lt-Rt) , de novo exactamente como no sistema de quatro saídas das figuras 2 a 4. Para cancelar quando a entrada representa traseira esquerda, é preciso um sinal da traseira esquerda VCA cujo ganho gbb varia tal como na figura 2. Isto pode claramente fornecer um sinal de anulação significativo apenas quando a entrada está na zona da traseira esquerda. Uma vez que a traseira esquerda pode ser calculada como algures entre frente esquerda, representada apenas por Lt 38 e traseira centro, representada por (Lt-Rt), é de esperar que o VCA traseira esquerdo deva operar numa combinação destes sinais.

Podem ser usadas várias combinações fixas, mas usando uma soma dos sinais que já passaram através dos VCA esquerdo e diferença, isto é, gi*Lt e -H*gc* (Lt-Rt) , a combinação varia de acordo com a posição dos sinais equilibrados na zona de, mas não exactamente em, traseira esquerda, proporcionando um melhor anulação para estes equilíbrios, assim como o próprio ponto cardeal traseira esquerda. De notar que nesta posição traseira esquerda, que pode ser considerada como intermédia entre esquerda e traseira, ambos gi e gs têm valores finitos inferiores à unidade. Assim, a equação esperada para Lout será:

Lonl=[Lt]->/a*gt*(L,+R,)-,/2*gs*(L,-R,)-x*gib*((gi*Lt+gs*,/2*(L,-R,))(Eqn. 21) 0 coeficiente x pode ser derivado empiricamente ou a partir de uma consideração dos ganhos VCA precisos quando uma fonte está na zona do ponto cardeal traseira esquerda. 0 termo [Lt] é o termo da matriz passiva. Os termos h*gc* (Lt+Rt) , h*gs** (Lt-Rt) e h*X*gíb* ( (g1*Lt+gs*íi* (Lt-Rt) ) representam termos de anulação (ver figura 14) que podem ser combinados com Lt no combinador linear 88 (figura 13) para derivar o sinal áudio de saída Lout. Como foi explicado acima, pode haver mais do que uma entrada do termo de anulação de diafonia do que os dois (100 e 102) ilustrados na figura 13. A equação para Rout é calculada de forma semelhante, ou por simetria:

Rout - [RJ-1/4*gc*(L,+R,)+^gs*(L.-R0-1/2*x*gib*((gr*Rrg«*(L,-Ri))(Eqii· 22) 39 0 termo [Rt] é o termo da matriz passiva. Os termos -+á*gc* (Lt+Rt) ,h>*gs* (Lt-Rt) e -^*X*grb* ( (gr*Rt-gs*Lt-Rt) ) representam termos de anulação (ver figura 14) que podem ser combinados com Rt no combinador linear 98 (figura 13) para derivar o sinal áudio de saida Rout· Como foi explicado acima, pode haver mais de duas entradas de termo de anulação de diafonia do que os dois (120 e 122) ilustrados na figura 13. O output dianteiro central Cout contém o termo de matriz passiva (Lt+Rt), mais os termos de anulação esquerda e direita tal como no sistema de quatro saida, -+2*gi*Lt e 1-í*gr*Rt:

Cout =[,/2(L,+R0]-‘/2*a*Lt*-l/2*g,*Rt* (Eqn. 23) Não há necessidade de termos de anulação explícitos para a traseira esquerda, traseira central ou traseira direita, uma vez que estão efectivamente equilibrados entre frente esquerda e frente direita através da traseira (ambiente, nas quatro saídas) e já cancelados. O termo [^(Lt+Rt)] é o termo de matriz passiva. Os termos -^*gi*Lt e representam termos de anulação (ver figura 14) que podem ser aplicados às entradas 100 e 120 e combinados com uma versão à escala de LT e RT no combinador linear 90 (figura 13) para derivar o sinal áudio de saída Cout-

Para a saída traseira esquerda, a matriz passiva de início, tal como referido acima, é Lt-b*Rt. Para uma única entrada esquerda, quando gi = 1, claramente o termo de anulação exigido é, por isso, -gi*Lt. Para uma única entrada direita, quando gr = 1, o termo de anulação é +b*gr*Rt. Para uma entrada dianteira central, quando Lt = Rt e gc = 1, a saída indesejada 40 dos termos passivos Lt-b*Rt podem ser cancelados por (1-b*gc*^*(Lt+Rt). 0 termo de anulação traseira direito é

Prb* (gr*Rt-+5*gs* (Lt-Rt) ) , o mesmo que o termo usado para Rout com um coeficiente optimizado y, que pode, mais uma vez, ser calculado empiricamente ou a partir dos ganhos de VCA nas condições traseira esquerda ou direita. Assim, LB0Ut = [Lt-b*RJ-gi*I^+b*gr*Rr(l-b)*gc*1A*(Lt+Rt)-y*gA*(gr*Rrgs*1/2*(I<-Rt)) (Eqn. 24)

De forma semelhante, RBout = [Rrb*Lt]-gr*Rt+b*gi*Lt-(l-b)*gc*l/2*(Lt+Rí)-y*gib*(gi*Lt+gs5|:1/2*(LrRt)) (Eqn. 25)

Em relação à equação 24, o termo [Lt-b*Rt] é o termo da matriz passiva e os termos -gi*Lt, +b*gr*Rt, -½(1-b)*gc*(Lt+Rt) e -y*grb* ( (g^Rt-gs*^* (Lt-Rt) ) representam termos de anulação (ver figura 14) que podem ser combinados com Lt-b*Rt num combinador linear 92 (figura 13) para derivar o sinal áudio de saida LBout· Como foi explicado acima, pode haver mais de duas entradas de termo de anulação de diafonia do que os dois (108 e 110) ilustrados na figura 13.

Em relação à figura 25, [Rt-b*Lt] é o termo de matriz passiva e os componentes -gr*Rt, b*Lt*gi, -½(1-b)*gc*(Lt+Rt), e -y*gib* ( (gi*Lt+gs*^* (Lt-Rt) ) representam termos de anulação (ver figura 14) que podem ser combinados com Rt-b*Lt no combinador linear 96 (figura 13) . Para derivar o sinal áudio de saida Reoutí tal como explicado acima, pode haver mais de duas 41 entradas do termo de anulação de diafonia do que as duas (116, 118) ilustradas na figura 13.

Na prática, todos os coeficientes podem precisar de ajustes para compensar os ganhos de circuito finito e outras imperfeições dos sistemas de controlo derivados de feedback, que não alimentam niveis de sinal precisamente iguais, e podem ser utilizadas outras combinações dos seis sinais de anulação.

Estes princípios podem ser estendidos, é claro, a formas de realização tendo mais de cinco ou seis saidas. Outros sinais de controlo podem ser derivados para mais aplicação da colocação à escala, compensação do processamento não linear dos dois sinais de controlo principais das porções de feedback esquerda/direita e soma/diferença dos sistemas de controlo derivados de feedback, permitindo a geração de sinais de anulação adicional através de VCA cujos ganhos sobem até um valor máximo noutros valores pré-determinados pretendidos a. 0 processo de sintese para considerar cada saida na presença de sinais em cada um dos outros pontos cardeais irá gerar, por seu lado, termos e coeficientes adequados para gerar saidas adicionais.

Com referência agora à figura 14, os sinais de entrada Lt e Rt são aplicados a uma matriz passiva 130 que produz uma saida do sinal da matriz esquerda da entrada Lt, uma saida do sinal de matriz direito da entrada Rt, uma saida central de um combinador linear 132 cuja entrada é Lt e Rt, cada uma com um factor de escala de +1/2, e uma saida ambiente de um combinador linear 134 cuja entrada é Lt e Rt com factores de escala de +1/2 e -1/2, respectivamente. Os pontos cardeais da matriz passiva são identificados por "esquerda", "centro", "direita", e "ambiente". Os pontos cardeais adjacentes assentam em eixos a 90° entre si, pelo que, para estas etiquetas de direcção, 42 esquerda é adjacente e acento e ambiente, ambiente é adjacente a esquerda e direita, etc.

Os sinais esquerda e direita de matriz passiva são aplicados a um primeiro par de circuitos de ganho variável 136 e 138 e sistema de controlo derivado de feedback 140 associado. Os sinais centro e ambiente da matriz passiva são aplicados a um segundo par de circuitos de ganho variável 142 e 144 e sistemas de controlo derivado de feedback 146 associado. O circuito de ganho variável "esquerdo" 136 inclui um amplificador controlado por voltagem VCA 148 tendo um ganho gi e um combinador linear 150. A saida VCA é subtraída do sinal esquerdo de matriz passiva no combinador 150 para que o ganho global do circuito de ganho variável seja (1-gi) e a saída do circuito de ganho variável na saída do combinador, constituindo um sinal intermédio, seja (l-gi)*Lt. O sinal de saída do VCA 148, constituindo um sinal de anulação, é gi*Lt. O circuito "direito" de ganho variável 138 inclui um amplificador controlado por voltagem (VCA) 152 tendo um ganho gr e um combinador linear 154. A saída do VCA é subtraída do sinal direito da matriz passiva no combinador 154 pra que o ganho global do circuito de ganho variável seja (l-gr) e a saída do circuito de ganho variável na saída do combinador, constituindo um sinal intermédio seja (l-gr)*Rt. O sinal de saída gr*Rt do VCA 152 constitui um sinal de anulação. Os sinais intermédios (l-gr)*Rt e (l-gi*Lt) constituem um primeiro par de sinais intermédios. Pretende-se que as magnitudes relativas do primeiro par de sinais intermédios seja induzida para a igualdade. Isto é conseguido através do sistema de controlo derivado de feedback 140 associado, descrito abaixo. O circuito "centro" de ganho variável 142 inclui um amplificador controlado por voltagem (VCA) 156 tendo um ganho 43 gc e um combinador linear 158. A saída do VCA é retirada do sinal centro da matriz passiva 158 para que o ganho global do circuito de ganho variável seja (l-gc) e a saída do circuito de ganho variável na saída do combinador, constituindo um sinal intermédio, seja 1/2* (l-gc) * (Lt+Rt) · 0 sinal de saída do VCA 156 l/2*gc*(Lt+Rt) constitui um sinal de anulação. 0 circuito de ganho variável ambiente 144 inclui um amplificador controlado por voltagem (VCA 160) tendo um ganho gr e um combinador linear 162. A saída do VCA é subtraída do sinal ambiente da matriz passiva no combinador 162 para que o ganho global do circuito de ganho variável seja (l-gs) e a saída do circuito de ganho variável na saída do combinador, constituindo um sinal intermédio, seja 1/2* (l-gs) * (Lt-Rt) · O sinal de saída l/2*gs (Lt-Rt) do VCA 160 constitui um sinal de anulação. Os sinais intermédios 1/2* (l-gc)*(Lt+Rt) e 1/2* (1-gs)* (Lt-Rt) constituem um segundo par de sinais intermédios. Pretende-se também que as magnitudes relativas deste segundo par de sinais intermédios seja induzida para a igualdade. Isto é conseguido através do sistema de controlo derivado de feedback 146 associado, descrito abaixo. O sistema de controlo derivado de feedback 140 associado ao primeiro par de sinais intermédio inclui filtros 164 e 166 recebendo as saidas dos combinadores 150 e 154, respectivamente. As saidas de filtro respectivas são aplicadas a rectificadores logarítmicos 158 e 170 que rectificam e geram o logaritmo das suas entradas. As saídas rectifiçadas e com logaritmo gerado são aplicadas com polaridades opostas a um combinador linear 172 cuja saída, constituindo uma subtracção das suas entradas, é aplicada a um amplificador não invertido 174 (os dispositivos 172 e 174 correspondem ao comparador de magnitude 30 da figura 3). A subtracção dos sinais com 44 logaritmo gerado proporciona uma função de comparação. Como já foi mencionado acima, esta é uma forma prática de implementar uma função de comparação no dominio analógico. Neste caso, os VCA 148 e 152 são do tipo que inerentemente assume o antilogaritmo das suas entradas de controlo, assumindo assim o antilogaritmo da saída de controlo do comparador com base logarítmica. A saída do amplificador 174 constitui um sinal de controlo para os VCA 148 e 152. Como já foi referido acima, se implementado digitalmente, pode ser mais conveniente dividir as duas magnitudes e usar as resultantes como multiplicadores directos para as funções do VCA. Como já foi referido acima, os filtros 164 e 166 podem ser derivados empiricamente, proporcionando uma resposta que atenua baixas frequências e frequências muito altas e proporciona uma resposta suavemente ascendente no meio da gama audível. Estes filtros não alteram a resposta de frequência dos sinais de saída, alteram apenas os sinais de controlo e ganhos de VCA nos sistemas de controlo derivados de feedback. 0 sistema de controlo derivado de feedback 146 associado ao segundo par de sinais intermédios inclui filtros 176 e 178 recebendo as saídas dos VCA 158 e 162, respectivamente. As saídas de filtro respectivas são aplicadas aos rectificadores de logaritmo 180 e 182 que rectificam e geram o logaritmo das suas entradas. As saídas rectifiçadas e com logaritmo gerado são aplicadas com polaridades opostas a um combinador linear 184 cuja saída, constituindo uma subtracção das suas entradas, é aplicada a um amplificador não invertido 186 (os dispositivos 184 e 186 correspondem ao comparador de magnitude 30 da figura 3). O sistema de controlo derivado de feedback 146 funciona da mesma forma que o sistema de controlo 140. A saída do 45 amplificador 186 constituir um sinal de controlo para o VCA 158 e 162.

Os sinais de controlo adicionais são derivados a partir dos sinais de controlo dos sistemas de controlo derivados de feedback 140 e 146. O sinal de controlo do sistema de controlo 140 é aplicado às primeira e segunda funções 138 e 190 de colocação à escala, compensação, inversão, etc. O sinal de controlo do sistema de controlo 146 é aplicado às primeira e segunda funções 192 e 194 de colocação à escala, compensação, inversão, etc. As funções 188, 190, 192 e 194 podem incluir um ou mais das inversão de pluralidade, compensação de amplitude, colocação à escala de amplitude e/ou processamento não linear descrito acima. Também de acordo com as descrições acima, o menor ou maior das saídas das funções 188 e 192 e das funções 190 e 194 são incluídas pelas funções menor ou maior 196 e 198, respectivamente, para produzir sinais de controlo adicionais que são aplicados a um VCA 200 traseiro esquerdo e a um VCA 202 traseiro direito, respectivamente. Neste caso, os sinais de controlo adicionais são derivados da forma descrita acima para proporcionar sinais de controlo adequados para gerar um sinal de anulação traseiro esquerdo e um sinal de anulação traseiro direito. A entrada para o VCA 200 traseiro esquerdo é obtido combinando aditivamente os sinais de anulação esquerdo e ambiente num combinador linear 204. A entrada para o VCA 202 traseiro direito é obtida combinando de forma subtractiva os sinais de anulação direito e ambiente num combinador linear 204. Em alternativa, e menos preferencialmente, as entradas para os VCA 200 e 202 podem ser derivados a partir das saídas esquerda e direita da matriz passiva e das saídas direita e ambiente da matriz passiva, respectivamente. A saída do VCA 200 traseiro esquerdo é o sinal de anulação traseira esquerdo 46 gib*l/2* ( (gi*Lt+gs (Lt-Rt) ) · A saída do VCA 202 traseiro direito é o sinal de anulação traseiro direito grb* 1 /2* ( (gr*Rt+gs (Lt-Rt) ) · A figura 15 é um diagrama de circuito esquemático mostrando um circuito prático materializando aspectos do presente invento. Os valores de resistência estão ilustrados em ohm. Quando não estão indicados, os valores do condensador estão em mF.

Na figura 15, "TL074" é um amplificador operacional quádruplo de uso geral de baixo ruído JFET (elevada impedância de entrada) da Texas Instruments destinado a aplicações de alta fidelidade e pré-amplificador áudio. Os detalhes do dispositivo estão disponíveis amplamente na literatura publicada. Uma ficha de dados pode ser encontrada na internet em: <http://www.ti♦com/sc/docs/products/analog/tl074.html> O "SSM-2120" na figura 5 é um circuito integrado monolítico destinado a aplicações áudio. Inclui dois VCA e dois detectores de nível, permitindo o controlo logaritmo do ganho ou atenuações de sinais apresentados aos detectores de nível, dependendo das suas magnitudes. Os detalhes do dispositivo estão amplamente disponíveis na literatura publicada. Pode ser encontrada uma ficha de dados na internet em: <http://www.analog.com/pdf/17 8 8 c.pdf A tabela seguinte relaciona termos usados neste documentos com as etiquetas nas saídas VCA e com as etiquetas no bus vertical da figura 15.

Termos usados na descrição acima Etiqueta à saída da VCA da Figura 15 Etiqueta no bus vertical da figura 15 gi*Lt VCA esquerdo LVCA gr*Rt VCA direito RVCA h>*gc* (Lt+Rt) VCA dianteiro FVCA 47

P>*gs* (Lt-Rt) VCA traseiro BVCA Gib ( (gi*Lt+gs*P>* (Lt-Rt) VCA traseiro esquerdo LBVCA Grb* ((gr*Rt-gs*^* (Lt-Rt) VCA traseiro direito RBVCA

Na figura 15 as etiquetas nos fios que saem das resistências da matriz de saida destinam-se a transmitir as funções dos sinais, não as suas fontes. Assim, por exemplo, os poucos fios que conduzem à saida esquerda dianteira são como seguem:

Etiqueta na figura 15 Significado LT 0 contributo da entrada Lt CF Cancel 0 sinal para cancelar a saida indesejada para uma fonte frente central LB Cancel 0 sinal para cancelar a saida indesejada para uma fonte traseira esquerda BK Cancel 0 sinal para cancelar a saida indesejada para uma traseira RB Cancel 0 sinal para cancelar a saida indesejada para uma fonte traseira direita LF GR Subida de ganho frente esquerda efectuar um pan através da frente gera um som mais constante

De notar que na figura 15, qualquer que seja a polaridade dos termos do VCA, a própria matriz pode fazer a inversão de quaisquer termos (U2C), etc. Para além disso, o "servo" na figura 1 refere-se ao sistema de controlo derivado do feedback tal como está aqui descrito. 48 A inspecção das equações 9 a 12 e equações 21 a 25 sugere uma outra aproximação equivalente à geração de sinais de saida, nomeadamente a segunda forma do invento, discutida brevemente acima. De acordo com a segunda forma, embora os sinais intermédios sejam gerados e induzidos para a igualdade por um servo, os sinais intermédios não contribuem directamente para os sinais de saida; em vez disso, os sinais presentes no servo são utilizados na geração de coeficientes usados para controlar uma matriz variável. Considere-se, por exemplo, a equação 9. A equação pode ser reescrita recolhendo todos os termos Lt e todos os termos Rt:

Lout=[l/2*(l-gc)+l/2(l-gs)]Lt + [l/2*(l-gc)-l/2*(l-gs)]Rt (Eqn. 26) 0 coeficiente dos termos LT pode ser escrito como "AI" e o coeficiente dos termos Rt pode ser escrito como "Ar", tal como a equação 26 pode ser expressa simplesmente como: (Eqn. 27)

Lout=Al*Lt+Ar*Rt

De forma semelhante, Cout (equação 10), Rout (equação 10), e Sout (equação 12) podem ser escritas como:

Cout=Bl*Lt+Br*Rt (Eqn. 28)

Rout=Cl*Lt+Cr*Rt (Eqn. 29)

Sout=Dl*Lt+Dr*Rt (Eqn. 30) 49

Da mesma forma, as equações 21 - 25 podem ser reescritas para recolher em conjunto todos os termos Lt e todos os termos Rt para que as equações 21 - 25 possam ser expressas na forma das equações 27 - 30. Em cada caso, o sinal de saida é a soma do coeficiente variável vezes um dos sinais de entrada Lt mais outro coeficiente variável vezes o outro dos sinais de entrada Rt. Assim, uma outra forma equivalente de implementar o invento consiste em gerar sinais de onde as variáveis Al, Ar, etc. são derivadas, na qual alguns ou todos os sinais são gerados utilizando arranjos servo com magnitude igual induzidos para zero. Embora esta aproximação adicional seja aplicável a ambas as implementações analógica e digital, é particularmente útil para implementações digitais porque, por exemplo, no dominio digital, algum do processamento pode ser executado a uma velocidade de amostragem inferior, tal como está explicado abaixo.

As figuras 16 - 19 descrevem funcionalmente uma implementação digital de software da outra forma equivalente, agora mesmo referida, de implementação do invento, a segunda forma de execução do invento. Na prática, o software pode ser escrito numa linguagem de código ANSI C e implementado em chips de circuitos integrado de processamento digital de utilização geral. Podem ser utilizadas as velocidades de amostragem até 32 kHz, 44,1 kHz ou 48 kHz, ou outras velocidades de amostragem adequadas para processamento áudio. As figuras 16 a 19 são, essencialmente, uma versão digital de software da forma de realização da figura 14, previamente descrita.

Com referência à figura 16A, esta ilustra um diagrama de blocos funcional no qual existe um percurso de sinal áudio (por cima da linha horizontal a tracejado) e um percurso de sinal de controlo (abaixo da linha horizontal a tracejado). Um sinal de 50 entrada Lt é aplicado através de uma função de ganho 210 (tornando-se assim Lt' ) e uma função opcional de atraso 212 para uma função de matriz adaptativa 214. De forma semelhante, um sinal áudio de entrada Rt é aplicado através de uma função de ganho 216 (tornando-se, assim, Rt') e uma função de atraso opcional 218 para a função matriz adaptativa 214. As funções de ganho 210 e 216 destinam-se principalmente a equilibrar os niveis de sinal de entrada e para colocar à escala a entrada em -3 dB para minimizar a limitação de sarda. Não formam uma parte essencial do invento. Os sinais Lt e Rt são amostras retiradas, por exemplo, a 32 kHz, 44,1 kHz, ou 48 kHz de sinais áudio analógicos.

Os sinais Lt' e Rt' são também aplicados a uma função de matriz passiva 220 que proporciona quatro sardas: Lt', Rt', Ft e Bt. As sardas Lt' e Rt' são retiradas directamente das entradas Lt' e Rt'. Para gerar Ft e Bt, Rt' e Lt' são, cada um, colocados à escala em 0,5 em funções de colocação à escala 222 e 224. As versões colocadas à escala em 0,5 de Lt' e Rt' são somadas na função de combinação 226 para produzir FT e a versão colocada à escala de Lt' é subtraída de Rt' na função combinação 228 para produzir Bt (assim, Ft=(Lt'+Rt')/2 e BT=(-Lt'+Rt')/2). As colocações à escala que não 0,5 são utilizáveis. Lt', Rt', Ft e Bt são aplicadas a uma função geradora de sinais de ganho variável 230 (a função 230 contém servos, tal como está explicado abaixo).

Em resposta aos sinais da matriz passiva, a função geradora 230 gera seis sinais de controlo gL, gR, gF, gB, gLB e gRB que são, por seu lado, aplicados a uma função geradora de coeficiente de matriz 232. Os seis sinais de controlo correspondem aos ganhos dos VCA 136, 138, 156, 160, 200 e 202 da figura 14. Em principio, podem ser os mesmos que os sinais 51 de controlo de ganho do arranjo de circuito da figura 14. Na prática, podem ser feitos arbitrariamente próximos desses sinais, dependendo dos detalhes de implementação. Como será explicado mais abaixo, a função geradora de sinais de ganho variável 230 inclui aquilo que é aqui referido como "servos".

Em resposta aos seis sinais de controlo, a função geradora 232 deriva doze coeficientes de matriz, identificados mat.a, mat.b, mat.c, mat.d, mat.e, mat.f, mat.g, mat.h, mat.i, e mat.l, tal como será explicado mais abaixo. Em principio, a divisão de funções entre funções 230 e 232 pode ser tal como foi descrito ou, em alternativa, a função 230 contendo servos pode gerar e aplicar à função 232 apenas dois sinais gerados no interior dos servos (nomeadamente os sinais de erro "LR" e "FB", descritos abaixo) e a função 2323 pode então derivar os seis sinais de controlo gL, gR, gF, gB, gLB e gRB de LR e FB e, dos seis sinais de controlo, para gerar os doze sinais de coeficiente de matriz (mat.a, etc.). Em alternativa, e de forma equivalente, os doze coeficientes de matriz podem ser derivados directamente dos sinais de erro LR e FB. A figura 16B mostra uma função geradora de sinais de ganho variável alternativa 230 que aplica apenas dois sinais, os sinais de erro LR e FB, à função geradora do coeficiente de matriz.

Tal como descrito mais abaixo, os sinais de controlo gL e gR podem ser derivados do sinal de erro LR, os sinais de controlo gF e gB podem ser derivados do sinal de erro FB, e os sinais de controlo gLB e gRB podem ser derivados do erro LR e FB. Assim, os coeficientes de matriz adaptativa para as saídas podem ser derivadas directamente, alternativamente, dos sinais de erro LR e FB sem usar os seis sinais de controlo gL, gR, etc. como intermediários. 52 A função de matriz adaptativa 214, uma matriz de seis por dois descrita mais abaixo, gera os sinais de saida L (esquerda), C (centro), R (direita), LS (ambiente esquerdo), Bs (ambiente traseiro) , e RS (ambiente direito) em resposta aos sinais de entrada Lt' e Rt' e aos coeficientes de matriz da função geradora 232. Várias das seis saídas podem ser omitidas, se desejado. Por exemplo, tal como explicado mais abaixo, a saída Bs pode ser omitida ou, em alternativa, as saídas Ls, Bs e Rs podem ser omitidas. São preferíveis atrasos de cerca de 5 ms nos atrasos de entrada opcionais 212 e 218 para dar tempo para a geração de sinais de controlo de ganho (isto é referido, muitas vezes, como "transporte antecipado" - look ahead) . 0 tempo de atraso de 5 ms foi determinado empiricamente, e não é crítico.

As figuras 17, 18 e 19 mostram como os sinais de controlo de ganho são gerados, de preferência, pela função geradora de sinais de ganho variável 232. A figura 17 mostra uma função servo esquerda/direita que gera os sinais de controlo gL e gR em resposta a Lt' e Rt' . A figura 18 mostra uma função servo frente/trás que gera os sinais de controlo gF e gB em resposta a Ft e Bt. A figura 19 mostra uma função que gera os sinais de controlo gLB e gRB em resposta a um sinal de erro FB presente na função servo frente/trás (figura 17) e a um sinal de erro LR presente na função de erro esquerda/direita (figura 18). Se só se pretenderem quatro canais de saída, as funções da figura 19 podem ser omitidas e podem ser feitas as mudanças adequadas na função geradora 232 e na função da matriz adaptativa 214.

Com referência à figura 17, o sinal LT' é aplicado a uma função combinação 240 e a uma função multiplicação 242 que multiplica Lt' por um factor de controlo de ganho gL. A saída da função multiplicação 240 é subtraída de Lt' na função 53 combinação 240. Assim, a saida da função 240 pode ser expressa como (l-gL)*(Lt') e constitui um sinal intermédio. O arranjo de servo da figura 17 funciona para induzir o sinal intermédio à saida da função combinação 240 para ser igual ao sinal intermédio à saida da função combinação 250, tal como descrito abaixo. Para limitar as frequências às quais o percurso de controlo (e, assim, o descodificador global) responde, a saida da função combinação 240 é filtrada por uma função de filtro passa-banda 244, de preferência um tendo uma caracteristica de quarta ordem com uma banda passante entre cerca de 200 Hz a cerca de 13.5 kHz. Outras caracteristicas de banda passante podem ser adequadas, dependendo dos critérios de que concebe.

Numa forma de realização prática, o filtro de passa-banda tem uma resposta baseada num filtro analógico modelado como duas secções independentes - um filtro passa-baixo de dois polos e um filtro passa-alto de 2 polos/2 zeros. As caracteristicas de filtro analógicos são as seguintes:

Secção passa-alto:

Zero #1 = 0Hz Zero #2 = 641 Hz Polo #1 = 788 Hz Polo #2 = 1878 Hz

Secção passa baixo

Dois polos a 13,466 Hz

Para transformar as caracteristicas de filtro para o dominio digital, o filtro passa-alto pode ser discretizado 54 usando uma transformação bilinear e o filtro passa-baixo pode ser discretizado usando uma transformação bilinear com pré-deformação na frequência de corte -3 dB do filtro analógico (13,466 Hz) . A discretização foi executada com frequências de amostragem a 32 kHz, 44,1 kHz e 48 kHz. 0 sinal filtrado da passa-banda é rectificado por uma função de valor absoluto 246. 0 sinal rectificado e filtrado é então nivelado, de preferência através de uma função de nivelamento de primeira ordem 248 tendo uma constante de tempo de cerca de 800 ms. Podem ser adequadas outras constantes de tempo, dependendo dos critérios de quem concebe. O sinal Rt' é processado da mesma forma por meio de uma função 250, uma função multiplicação 252, uma função de filtro de passa-banda 254, uma função de valor absoluto 256 e uma função de nivelamento 258. A saida da função combinação 250 é um sinal intermédio da forma (l-gR)*Rt'. O arranjo de servo da figura 17 funciona para induzir o sinal intermédio à saida da função combinação 250 para ser igual ao sinal intermédio à saida da função combinação 240, descrito acima. 0 sinal processado Lt' da função nivelamento 248 e o sinal Rt' processado da função nivelamento 258 são aplicados a funções respectivas de colocação à escala 260 e 262 que aplica um factor de escala A0 (A0 é escolhido para minimizar a possibilidade da entrada para a função logarítmica seguinte ser zero). Os sinais resultantes são então aplicados a funções logarítmicas respectivas 264 e 266 que proporcionam o logaritmo para a base dois das suas entradas. Os sinais com logaritmo gerado resultantes são aplicados respectivamente a outras funções de colocação à escala 268 e 270 que aplicam um factor de colocação à escala AI (escolhido para que a saida do combinador subsequente 242 seja inferior, pelo menos para condições de sinal estável). O sinal 55

Rt' processado resultante é então subtraído do Lt' processado resultante numa função combinação 272, cuja saída é aplicada ainda a uma outra função de colocação à escala 274 que aplica um factor de colocação à escala A2 (o valor de A2 afecta a velocidade do servo em conjunto com a função de ganho variável na qual o ganho desce à medida que o sinal aumenta em amplitude). A saída da função de colocação à escala 274 é aplicada a uma função de ganho variável 276. De preferência, tal como está ilustrado pela forma da função transferência na figura, a função de ganho variável é linear por troços em três partes, tendo um primeiro ganho linear para sinais tendo uma amplitude dentro de um intervalo entre um primeiro valor negativo a um primeiro valor positivo, e um segundo ganho linear, inferior, para sinais mais negativos ou mais positivos. Numa implementação prática, a função transferência é definida pelas definições de pseudocódigo seguintes: se entrada = (-0,240714, 0,240714) saída = (entrada * 2,8171432) se entrada = (0,240714, 1,0) saída = ((entrada * 0,406707) + 0,593293) se entrada = (-1,0, -0,240714) saída = ((entrada * 0,406707)-0,593293)

Em alternativa, a utilização de mais do que dois segmentos lineares por troços para proporcionar uma função de transferência não linear mais nivelada melhora o desempenho, mas a custa de maiores exigências de potência de processamento. A saída da função de ganho variável é aplicada a uma outra 56 função nivelamento de primeiro ordem 278. De preferência, a função nivelamento tem uma constante de tempo de cerca de 2,5 ms. Esse sinal, que pode ser identificado como o sinal "Lr", é então colocado à escala por meio de um factor A3 por uma função factor de colocação à escala 280 e aplicada aos dois percursos. Num percurso, aquele que desenvolve o sinal gL, o sinal LR colocado à escala A3 é somado com um factor de escala A4 numa função combinação 282. O sinal combinado é então elevado a uma potência num exponenciador de base 2 ou numa função antilogaritmica 284 (desfazendo, assim, a operação logarítmica anterior) para produzir o sinal gL usado para multiplicar vezes Lt' numa função multiplicadora 242. No outro percurso, aquele que desenvolve o sinal gR, o sinal Lr colocado à escala A3 é subtraído do factor de escala A4 numa função combinação 286. O sinal combinado é então elevado a uma potência numa função exponenciadora de base dois 288 para produzir o sinal gR usado para multiplicar vezes Rt' numa função multiplicadora 252. A operação do servo esquerda/direita da figura 17 pode ser comparada com a operação do servo esquerda/direita 140 da figura 14. A função transferência da saída da função nivelamento 278 através da saída da função antilogaritmica respectiva modela o ganho de um VCA, tal como os VCA 148, 152, 156, etc. na figura 14. Os sinais gL e gR são os equivalentes dos ganhos do VCA. Quando gL aumenta, gR diminui e vice-versa, tal como nos arranjos de servo descritos anteriormente. Assim, gL e gR são derivados directamente do sinal de erro LR. As únicas saídas do servo esquerda/direita são os sinais gL e gR. As funções com a linha a tracejado 289 têm uma menor frequência de amostragem - o cálculo é exigido apenas uma vez para um número baixo de amostras, oito amostras, por exemplo, porque os sinais mudam de forma suficientemente lenta para que o 57 processamento possa ocorrer a uma velocidade mais baixa. Numa forma de realização prática do invento e nos exemplos aqui descritos, a diminuição da frequência de amostragem em oito é discutida, no entanto, será tomado em consideração que a diminuição da frequência de amostragem noutros factores também pode ser utilizada. Diminuindo a frequência de amostragem, a complexidade de cálculo diminui sem qualquer degradação significativa da saida áudio resultante. Esta degradação pode ser diminuída através de amostragem adequada, tal como está ilustrado abaixo. 0 servo frente/trás da figura 18 é essencialmente o mesmo que o servo esquerda/direita da figura 17. As funções correspondentes às da figura 17 são identificadas com os mesmos números de referência mas com a marca linha (') . Para além disso, Ft substitui Lt' , Bt substitui Rt' , gF substitui gL, gB substitui gR e FB substitui LR. Tal como no caso do servo esquerda/direita da figura 17, gF e gL são derivados directamente do sinal de erro FB.

Numa forma de realização prática, as constantes AO a A4 utilizadas nos servos esquerda/direita e frente/trás das figuras 17 e 8 são como segue: AO = (0.707106781 * 0.000022) AI =(3.182732/4.0) A2 = (32 * 4) A3 = -0.2375 A4 = -0.2400 58 A figura 19 é um diagrama de blocos funcional mostrando a derivação no dominio digital dos sinais de controlo esquerda traseira e direita traseira, adequados para utilização nas formas de realização das figuras 16A-D e noutras formas de realização do invento. Com referência agora à figura 19, o sinal LR do servo esquerda/direita da figura 17 é aplicado aos dois percursos. Num percurso, é invertido multiplicando-o por -1 numa função multiplicação 290. O sinal invertido é então aplicado para maximizar a função 292 que assume o maior do sinal LR invertido ou de outro sinal, uma versão à escala do sinal LB. Noutro percurso, o sinal LR é aplicado directamente a outra função de maximização 294 que assume o maior do sinal LR ou de outro sinal, uma versão à escala do sinal FP. O sinal FB do servo frente/traseira da figura 18 é multiplicado por um factor de escala B0 numa função multiplicação 296. O valor de B0 define o ângulo ao qual ocorre o ganho máximo no semicírculo traseiro (definindo, assim, as posições de Ls (ambiente esquerda) e RS (ambiente direita) da matriz adaptativa 214 das figuras 16A-D). Esse ângulo pode ser escolhido (mas não precisa de ser) para ser substancialmente igual ao de forma de realização analógica da figura 14. O sinal FB colocado à escala BO é então aplicado como uma das entradas para as funções maximização 292 e 294, tal como está mencionado acima. O "maior" dos sinais da função 292 e 294 são multiplicados, cada um, por um factor BI em funções multiplicação 296 e 298, respectivamente. O valor do factor de ganho BI é escolhido para minimizar a possibilidade das saídas gLB e gRB excederem 1. Cada um dos sinais colocados à escala BI é limitado por uma função minimização 300 e 302, respectivamente. Ambas as funções minimização deveriam ter a mesma característica limitadora, de 59 preferência para que as entradas positivas para a função limitadora estejam fixas em zero. Cada sinal limitado é então multiplicado por um factor B2 nas funções multiplicação 304 e 306, respectivamente, e então compensadas por um valor B3 nas funções combinação aditivas 308 e 310, respectivamente. Os sinais colocados à escala B2/B3 são então elevados a uma potência em funções exponenciadoras de base dois respectivas 312 e 314 (desfazendo, assim, a operação logaritmica anterior). Os sinais resultantes são compensados por um valor B4 em funções combinação aditivas 316 e 318, respectivamente, e então multiplicados por um factor B5 em funções multiplicação 320 e 322, respectivamente. A saida da função multiplicação 320 proporciona a função ganho gLB e a saida da função multiplicação 322 proporciona a função ganho gRB. Os vários factores de escala e compensações são escolhidos para minimizar a possibilidade de gLB e gRB excederem 1. Todas as funções da figura 19 podem ter uma frequência de amostragem inferior para que o cálculo só seja exigido uma vez a cada oito amostras, tal como numa parte das funções das figuras 17 e 18.

Numa forma de realização prática, as constantes B0 a B5 são: 60 ΒΟ = 0.79 BI = 1.451 Β2 = -0.15415 Β3 = -0.15415. Β4 = (-0.21927/ 1.21927) Β5 = 1.21927

Na forma da figura 19, podem ser gerados dois ou mais sinais adicionais para facilitar a derivação de direcções de saida adicionais. Fazê-lo exige, para cada par de sinais de controlo, duas matrizes de coeficiente adicionais, dois outros cálculos de canal de saida e a re-optimização dos coeficientes de matriz.

Com referência de novo à figura 16A, a função 214 da matriz adaptativa de seis por dois calcula as suas seis sardas (L, C, R, Ls, Bs e Rs) usando as seguintes equações (cada amostra): 61 L = Lt*mat.a + Rt*mat.b C = Lt*mat.c + Rt*mat.d R = Lt*mat.e + Rt*mat.f Ls = Lt*mat.g + Rt*mat.h Bs = Lt*mat.i + Rt*mat.j Rs - Lt*mat.k + Rt*mat.l

As notações mat.a, mat.b, etc., identificam elementos de matriz variável. Numa versão prática da forma de realização, Bs é definido para 0 para todas as condições, para proporcionar cinco saidas. Em alternativa, se se pretenderem apenas as quatro saidas básicas, Ls e Rs podem ser ajustadas para 0 (e as funções da figura 19 omitidas do arranjo global). Os elementos de matriz variável (mat.x) são calculados ou obtidos utilizando uma tabela de verificação da função geradora do coeficiente de matriz 232 usando as seguintes equações (de preferência a cada oito amostras) (mat.k e mat.l não são necessárias quando a saidas Bs é omitida): 62

mat.a aO + al*gL + a2*gR + a3*gF + a4*gB + a5*gLB + a6*gRB mat.b = bO + bl*gL + b2*gR + b3*gF + b4*gB + b5*gLB + b6*gRB mat.c = cO + cl*gL + c2*gR + c3*gF + c4*gB + c5*gLB + c6*gRB mat.d = dO + dl*gL + d2*gR + d3*gF + d4*gB + d5*gLB + d6*gRB mat.e = eO + el*gL + e2*gR + e3*gF + e4*gB + e5*gLB + e6*gRB mat.f = fO + fl*gL + f2*gR + f3*gF + f4*gB + f5*gLB + f6*gRB matg = gO + gl*gL + g2*gR + g3*gF + g4*gB + g5*gLB + g6*gRB mat.h = hO + hl*gL + h2*gR + h3*gF + h4*gB + h5*gLB + h6*gRB mat-i = iO + il*gL + i2*gR + Í3*gF + i4*gB + i5*gLB + i6*gRB mat.j = jO + jl*gL 4-j2*gR+j3*gF +j4*gB +j5*gLB + j6*gRB

mat.k = kO + kl*gL + k2*gR + k3*gF + k4*gB + k5*gLB + k6*gRB mat.l = 10 + ll*gL + 12*gR + 13*gF + 14*gB + 15*gLB + 16*gRB

Todos os coeficientes são fixos uma vez determinados, enquanto os componentes do sinal de controlo de ganho permanecem variáveis. Os coeficientes xO (aO, bO etc.) representam coeficientes de matriz passiva. Os outros coeficientes fixos são colocados à escala pelos sinais de ganho variável obtido a partir da função de percurso de controlo.

De preferência, os coeficientes de matriz variável (mat.x) têm uma frequência de amostragem maior para se conseguir uma transição mais suave (uma pequena mudança a cada amostra, em 63 vez de uma mudança maior a cada nove amostras) de um estado da matriz variável para o seguinte, sem a complexidade substancial que resultaria de recalcular a matriz variável a cada amostra. A figura 16C mostra uma forma de realização alternativa na qual uma função nivelamento/amostragem 233 opera nas doze saldas do coeficiente de matriz da função 232. Em alternativa, e com resultados semelhantes, os sinais de ganho de percurso de controlo podem uma frequência de amostragem maior. A figura 16D mostra outra forma de realização alternativa na qual a função nivelamento/maior frequência de amostragem 231 funciona em qualquer uma das seis ou duas saidas da função geradora de sinais de ganho variável 230. Em qualquer caso, pode ser utilizada a interpolação linear.

Se os sinais de ganho de percurso de controlo (gL, gR, etc.) forem gerados a cada oito amostras, é introduzida uma ligeira diferença de tempo entre a amostra áudio no percurso de sinal principal e as saidas de percurso de controlo. Um aumento da frequência de amostragem introduz ainda uma diferença de tempo pelo facto da interpolação linear, por exemplo, ter um atraso inerente de oito amostras. Os 5 ms opcionais mais do que compensam esta e outras diferenças de tempo menores introduzidas pelo percurso de controlo (filtros de passa-banda, filtros de nivelamento), e resulta num sistema que responde bastante bem às condições de sinal que mudam rapidamente.

Os coeficientes fixos podem ser determinados e optimizados de várias formas. Uma forma, por exemplo, consiste em aplicar sinais de entrada tendo uma direcção codificada correspondendo a cada uma das saidas da matriz adaptativa (ou pontos cardeais) e para ajustar os coeficientes para que as saídas em todas, excepto na saida correspondente em termos de direcção à da entrada de sinal, sejam minimizadas. No entanto, esta 64 aproximação pode resultar em lobos secundários indesejados provocarem maior diafonia nas, e entre saidas, quando a direcção codificada do sinal de entrada é outro que não os pontos cardeais do descodificador. De preferência, os coeficientes são escolhidos, em vez disso, para minimizar a diafonia nas, e entre saidas, para todas as direcções de entrada codificadas. Isto pode ser conseguido, por exemplo, simulando os arranjos das figuras 16A-D num programa de computador já pronto, tal como o MATLAB ("MATLAB" é marca registada de, e é vendido por Math Works, Inc.) e variando recursivamente os coeficientes até se obter um resultado considerado optimizado ou aceitável por quem concebe.

Opcionalmente, os coeficientes de matriz variável podem ter uma frequência de amostragem maior num factor de 8 usando interpolação linear para reduzir a ligeira redução na qualidade áudio percebida resultante da geração dos sinais de controlo de ganho através da amostragem de apenas uma vez a cada 8 amostras. Os coeficientes são definidos em termos de matrizes de 6x2 (se Bs for omisso, resultando em matrizes de 5x2, a última linha de todas as matrizes de coeficientes, kx e lx é omissa). mat fix= mat gl= mat gr= mat _gf= aO, bO, al, bl, a2, b2, a 3, b3, cO, dO, cl, dl, c2, d2, c3, d3, eO, fo, el, fi, e2, f 2, e3, f 3, gO, hO, gi, hl, g2, h2, g3, h3, iO jo, il, jl# i2, j 2, i3, j 3, kO, 10, kl, 11, k2, 12, k3, 13, 65 mat grb= mat_gb= mat_glb= a4, b4, a5, b5, a6, b6, c4, d4, c5, d5, c6, d6, e4, f 4, e5, f 5, e6, f6, g4, h4, g5, h5, g6, h6, i4, j 4, 15, j 5, i6, j 6, k4, 14, k5, 15, k6, 16, Podem ser definidos um ou mais conjuntos de coeficientes, dependendo dos resultados desejados. Por exemplo, poderia definir- -se um conjunto Standard e um conjunto que < emule um sistema analógico de descodificação de matriz variável conhecida como Pro Logic, que é fabricado e : licenciado pela Dolby Laboratories, de São Francisco, Califórnia. Os coeficientes nesta forma de realização prática são como segue: Coeficientes Standard mat fix { mat gl= { mat gr = { mat gf= { 0.7400, 0.0, 0.3200, 0.0, 0.0, 0.0, - - 0.3813, 0.3813, 0.5240, 0.5240, 0.0, 0.0, - 0.2240 0.2240 0.5400, 0.5400, 0.0 0.7400, 0.0, 0.0, 0.0, 0.3200, - - 0.3813, 0.3813, 0.7600, - 0.0, 0.0, 0.1920, -0.2930 -0.2930 0.1700, 0.7720, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.1700, 0.7600 0.1920, 0.0, 0.0, -0.7720 -0.2930 -0.2930 } } } } 66 mat gb ={ mat glb ={ mat grb = { -0.3849, 0.3849, -0.2850 0.2850 O O O O O O O O O O O O O o O o 0.3849, -0.3849, o o o o 0.2850 -0.2850 0.0697, -0.0697, 0.3510, -0.3510, -0.3700, 0.3700, O O O O O o O o O o O o -0.0697, 0.0697 } 0.3700, -0.3700 } -0.3510, 0.3510 } Nota: quando Bs é omitido, a quinta linha das matrizes de coeficientes acima é omitida.

Coeficientes de emulação Pro Logic nat fix = { mat gl= { mat gr= { mat gf= { 0.7400, O O 0.3200, O o O O o o - - 0.3813, 0.3813 0.5240, 0.5240, - o o o o - 0.2250 - 0.5400, 0 .5400, 0.2250 O O 0.7400, O o o o o o o .3200, - - 0.3811, 0.3811 0.5370, - - o o o o o .5460, O o O o 0.5370, 0.5460, O O O O O O o o o o O o o o o o 0.5370, 0.5370 0.5460, o o 1 o o 0.5460 o o o o } } } 67 mat gb 0= { mat glb ={ mat grb = { -0.3811, 0.3811, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.3811, -0.3811, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0, 0.0 } 0.0, 0.0 } 0.0, 0.0 }

Nota: quando Bs é omitido, a quinta linha das matrizes de coeficientes acima é omitida.

Conclusão

Deve entender-se que a implementação de outras alterações e modificações do invento e dos seus vários aspectos será evidente para quem tem competência na técnica, e que o invento não está limitado por estas formas de realização especificas descritas.

Os que têm competência vulgar na técnica reconhecerão a equivalência geral de implementações de hardware e software e de implementações analógicas e digitais. Assim, o presente invento pode ser implementado usando hardware analógico, hardware digital, hardware hibrido analógico/digital e/ou processamento de sinal digital. Os elementos de hardware podem ser executados como funções em software e/ou microprograma. Assim, todos os vários elementos e funções (por exemplo matrizes, rectificadores, comparadores, combinadores, amplificadores ou atenuadores variáveis, etc.) das formas de realização reveladas podem ser implementados em hardware ou software nos domínios analógico ou digital.

Lisboa, 10 de Abril de 2012. 68

Claims (14)

1. REIVINDICAÇÕES 1. Processo de derivação de pelo menos três sinais áudio, cada um estando associado a uma direcção, a partir de dois sinais áudio de entrada, compreendendo: a geração, com o auxilio de uma matriz passiva, em resposta aos ditos dois sinais áudio de entrada, de uma pluralidade de sinais áudio de matriz passiva incluindo dois pares de sinais áudio de matriz passiva, um primeiro par de sinais áudio de matriz passiva representando direcções que se encontram num primeiro eixo e um segundo par de sinais áudio de matriz passiva representando direcções que se encontram num segundo eixo, os ditos primeiro e segundo eixos encontrando-se substancialmente a 90° um do outro, caracterizado por o processamento de cada um dos ditos pares de sinais áudio de matriz passiva para derivar uma pluralidade de coeficientes matriciais variáveis desta, o dito processamento incluindo a derivação de um par de sinais intermédios ((l-gL)*Lt' e (l-gT)*Rt', (l-gF)*Ft e (l-gB)*Bt) de cada par de sinais áudio de matriz passiva, respectivamente, e a redução da desigualdade de cada par de sinais intermédios em resposta a um sinal de erro respectivo, e a produção de pelo menos três sinais de saida pela multiplicação matricial dos ditos dois sinais de entrada pelos ditos coeficientes matriciais variáveis.
2. 2. Processo de acordo com a reivindicação 1, no qual cada sinal de erro é gerado em resposta às magnitudes relativas do par de sinais intermédios com os quais está associado. 1
3. 3. Processo de acordo com a reivindicação 1 ou reivindicação 2, no qual a dita pluralidade de coeficientes matriciais são derivados dos ditos sinais de erro.
4. 4. Processo de acordo com a reivindicação 1 ou reivindicação 2, no qual a dita pluralidade de coeficientes matriciais são derivados dos sinais de comando gerados pelo dito processamento em resposta aos ditos sinais de erro.
5. 5. Processo de acordo com a reivindicação 1, no qual o processo deriva quatro sinais de saida áudio associados às direcções esquerda, centro, direita, e ambiente.
6. 6. Processo de acordo com a reivindicação 1, no qual o processo deriva seis sinais de saida áudio associados com as direcções esquerda, centro, direita, ambiente esquerda, ambiente traseira, e ambiente direita.
7. 7. Processo de acordo com a reivindicação 1, no qual o processo deriva cinco sinais de saida áudio associados às direcções esquerda, centro, direita, ambiente esquerda e ambiente direita.
8. 8. Processo de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 7, no qual o processo é implementado no domínio digital.
9. 9. Processo de acordo com a reivindicação 8, no qual pelo menos uma porção do dito processamento tem uma menor frequência de amostragem. 2
10. 10. Processo de acordo com a reivindicação 9, na qual os ditos coeficientes matriciais têm uma maior frequência de amostragem.
11. 11. Processo de acordo com a reivindicação 9, no que está dependente da reivindicação 3, no qual os ditos sinais de erro têm uma maior frequência de amostragem.
12. 12. Processo de acordo com a reivindicação 9, no que está dependente da reivindicação 4, no qual os ditos sinais de comando têm uma maior frequência de amostragem.
13. 13. Processo de acordo com a reivindicação 8, compreendendo ainda o atraso dos ditos sinais de entrada para produzir sinais de entrada atrasados e no qual a dita produção produz pelo menos três sinais de sarda por multiplicação matricial dos ditos sinais de entrada atrasados pelos ditos coeficientes matriciais.
14. 14. Processo de acordo com a reivindicação 13, no qual o dito atraso atrasa os ditos sinais de entrada em cerca de 5 ms. Lisboa, 10 de Abril de 2012. 3