BR9715315B1

BR9715315B1 - sistema de ponderação de sinal digital adaptativo.

Info

Publication number: BR9715315B1
Application number: BRPI9715315-0A
Authority: BR
Inventors: Christopher M Hanna
Priority date: 1996-06-07
Filing date: 1997-06-02
Publication date: 2011-08-23
Also published as: US20080095376A1; JP2008242477A; US20080095379A1; HK1122660A1; US20120087502A1; CN102890932B; AU3226297A; HK1020240A1; CA2255925A1; US6118879A; HK1178666A1; WO1997047102A1; US20110103466A1; US20080095381A1; CN101232334A; US8284954B2; JP2000513888A; US20110205429A1; EP2339766A2; CA2255925C

Description

"CODIFICADOR BTSC"

"Dividido do Pl 9714304-9 depositado em 02/06/1997"

Campo da Invenção

A presente invenção relaciona-se em geral com codificadores de áudioestereofônicos utilizados para a transmissão de televisão. Mais particularmente, a invençãorelaciona-se com um codificador digital para gerar os sinais de áudio utilizados natransmissão de sinais de televisão estereofônicos nos Estados Unidos e em outros países.

Fundamento da Invenção

No ano de 1980, a Comissão de Comunicações Federal dos Estados Unidos (FCC)adotou novas regulamentações cobrindo a parte de áudio dos sinais de televisão quepermitiam que os programas de televisão de serem transmitidos e recebidos com áudio deduplo canal, como por exemplo o som estereofônico. Nessas regulamentações, a FCCreconheceu e deu proteção especial a um método de transmissão de canais de áudioadicional endossado pela Associação de Industrias Eletrônicas e pela Associação Nacionalde Transmissoras e pelo chamado sistema de Comitê de Sistemas de Televisão (BTSC).Este padrão bem conhecido é algumas vezes referido como Som de Televisão de MúltiplosCanais (MTS) e é descrito no documento da FCC entitulado MULTICHANEL TELEVISIONSOUND TRANSMISSION AND AUDIO PROCESSING REQUERIMENTS FOR THE BTSCSYSTEM (Boletim OET N- 60, Revisão A, Fevereiro de 1986), bem como no documentopublicado pela Associação de Industrias Eletrônicas entitulado MULTICHANNEL·TELEVISION SOUND BTSC SYSTEM RECOMMENDED PRACTICES (Boletim da Sistemasde Televisão EIA N2 5, de julho de 1985). Os sinais de televisão gerados de acordo com opadrão BTSC são referidos daqui para frente como "sinais BTSC".

Os sinais de televisão monofônicos originais transportados em um único canal deáudio. Devido a configuração do sinal de televisão monófônico e a necessidade de semanter a compatibilidade com os aparelhos de televisão existente, a informaçãoestereofônica foi necessariamente localizada em uma região de freqüência mais elevada dosinal BTSC fazendo o canal estereofônico muito mais ruidoso do que o canal de áudiomonofônico. Isto resultou em um piso de perturbação inerentemente mais elevado para osinal estéreo do que para o sinal monofônico. O padrão BTSC superou este problema pordefinir um sistema de codificação que proporcionou um processamento adicional do sinalpara o sinal de áudio estereofônico. Antes da transmissão de um sinal BTSC por umaestação de televisão, a parte de áudio de um programa de televisão é codificada da maneiraprescrita pelo padrão BTSC e durante a recepção de um sinal BTSC um receptor (porexemplo, urti aparelho de televisão) então decodifica a parte de áudio de uma maneiracomplementar. Esta codificação e decodificação complementar assegura que a taxa desinal para ruído de todo o sinal de áudio estéreo seja mantida em níveis aceitáveis.A Figura 1 é um diagrama de blocos de um sistema de codificação BTSC da técnicaanterior, ou mais simplesmente, um codificador BTSC 100, como definido pelo padrãoBTSC. O codificador 100 recebe sinais de entrada do canal esquerdo e direito (indicados naFigura 1 como "L" e "R", respectivamente) e gera a partir dos mesmos um sinal de somacondicionado e um sinal de diferença codificado. Deve ser apreciado que enquanto osistema da técnica anterior e este da presente invenção são descritos como úteis para acodificação dos sinais de áudio esquerdo e direito de um sinal estereofônico que é de formasubsequente transmitido como um sinal de televisão, o sistema BTSC também proporcionaum dispositivo para codificar um sinal de áudio separado, como por exemplo, a informaçãode áudio em uma linguagem diferente, que é separado e selecionado pelo receptor final.Adicionalmente, os componentes de redução de ruído do sistema de codificação BTSCpodem ser utilizados para outros propósitos além da transmissão de televisão, tal como paraaperfeiçoar as gravações de áudio.

O sistema 100 inclui uma seção de entrada 110, uma seção de processamento docanal de soma 120 e uma seção de processamento de canal de diferença 130. A seção deentrada 11 On recebe os sinais de entrada de áudio dos canais esquerdo e direito e gera apartir dos mesmos um sinal de soma (indicado na Figura 1 como "L + R") e um sinal dediferença (indicado na Figura 1 como "L - R"). E bem conhecido que para os sinaisestereofônicos, o sinal de soma L + R pode ser utilizado por ele próprio para proporcionar areprodução do áudio monofônico e é este sinal que é decodificado pelos aparelhos detelevisão de áudio monofônico existentes para reproduzir o som. Em aparelhosestereofônicos, os sinais de soma e de diferença podem ser adicionados e subtraídos um dooutro para recuperar os dois sinais estereofônicos originais (L) e (R). A seção de entrada110 inclui dois adicionadores de sinal 112, 114. O adicionador 112 soma os sinais deentrada de áudio do canal esquerdo e direito para gerar o sinal de soma e o adicionador 114subtrai o sinal de entrada de áudio do canal direito do sinal de entrada de áudio do canalesquerdo para gerar o sinal de diferença. Como descrito acima, o sinal de soma L + R étransmitido através de um meio de transmissão com o mesmo sinal para a razão de ruídocomo alcançado com os sinais monofônicos anteriores. Entretanto, o sinal de diferença L-Ré transmitido através de um canal muito ruidoso, particularmente na parte de freqüênciamais elevada do espectro relevante de modo que o sinal de diferença decodificado possuiuma taxa de sinal para ruído mais pobre por causa do meio ruidoso e da faixa dinâmicareduzida do meio. A faixa dinâmica é definida como a faixa de sinais entre o nível do pisode perturbação e o nível máximo onde ocorre a saturação do áudio. No canal de sinal dediferença a faixa dinâmica diminui em freqüências mais elevadas. Por conseqüência, o sinalde diferença está sujeito a processamento adicional ao do sinal de soma de modo que afaixa dinâmica pode ser substancialmente preservada .Mais particularmente, a seção de processamento do canal de soma 120 recebe osinal de soma e gera a partir do mesmo o sinal de soma condicionado. A seção 120 incluium filtro de pré-ênfase 122 e um limitador de banda 124. O sinal de soma é aplicado para aentrada do filtro 122 que gera a partir do mesmo um sinal de saída que é aplicado para aentrada do limitador de banda 124. O sinal de saída gerado pelo último é então o sinal desoma condicionado.

A seção de processamento de canal de diferença 130 recebe o sinal de diferença egera a partir do mesmo o sinal de diferença codificado. A seção 130 inclui um filtro de pré-ênfase fixo 132 (apresentado implementado como uma cascata de dois filtros 132a e 132b),um amplificador de ganho variável 134, de preferência na forma de um amplificadorcontrolado por voltagem, um filtro de pré-ênfase/de-ênfase variável (referido daqui parafrente como um "filtro de ênfase variável") 136, um protetor de sobre-modulação e limitadorde banda 138, um amplificador de ganho fixo 140, um filtro de banda baixa 142, um detectorde nível RMS 144, um amplificador de ganho fixo 146, um filtro de banda de passagem 148,um detector de nível RMS 150 e um gerador recíproco 152.

O sinal de diferença é aplicado a entrada do filtro de pré-ênfase fixo 132 que gera apartir do mesmo um sinal de saída que é aplicado via a linha 132d a um terminal de entradado amplificador 134. Um sinal de saída gerado pelo gerador recíproco 152 é aplicado via alinha 152 a um terminal de controle de ganho do amplificador 134. O amplificador 134 geraum sinal de saída por amplificar o sinal na linha 132d utilizando um ganho que éproporcional ao valor do sinal na linha 152a. O sinal de saída gerado pelo amplificador 134é aplicado, via a linha 134a, para um terminal de entrada do filtro de ênfase variável 136 eum sinal de saída gerado pelo detector RMS 144 é aplicado via a linha 144a a um terminalde controle do filtro 136. O filtro de ênfase variável 136 gera um sinal de saída por pré-ênfatizar ou de-ênfatizar as parte de freqüência elevada do sinal na linha 134a sob ocontrole do sinal na linha 144a. O sinal de saída gerado pelo filtro 136 é aplicado a entradado protetor de sobre-modulação e do limitador de banda 138 que gera a partir do mesmo osinal de diferença codificado.

O sinal de diferença codificado é aplicado via o caminho de realimentação 138apara as entradas dos amplificadores de ganho fixo 140, 146, que amplificam o sinal dediferença codificado por Ganho A e Ganho B, respectivamente. O sinal amplificado geradopelo amplificador 140 é aplicado a uma entrada do filtro de banda baixa 142 que gera apartir do mesmo um sinal de saída que é aplicado a entra do detector de nível RMS 144. Oúltimo gera um sinal de saída como uma função do valor RMS do nível do sinal de entradarecebido a partir do filtro 142. O sinal amplificado gerado pelo amplificador 146 é aplicado aentrada do filtro de banda de passagem 148 que gera a partir do mesmo um sinal de saídaque é aplicado a entrada do detector de nível RMS 150. O último gera um sinal de saídacomo uma função do valor RMS do nível do sinal de entrada recebido a partir do filtro 148.O sinal de saída do detector 150 é aplicado via a linha 150a para o gerador recíproco 152que gera um sinal na linha 152 que é representativo do recíproco do valor do sinal na linha150a. Como afirmado acima, os sinais de saída gerados pelo detector de nível RMS 144 epelo gerador recíproco 152 são aplicados ao filtro 136 e ao amplificador 134,respectivamente.

Como apresentado na Figura 1, a seção de processamento do canal de diferença130 é consideravelmente mais complexa do que a seção de processamento do canal desoma 120. O processamento adicional proporcionado pela seção de processamento docanal de diferença 130, em combinação com o processamento complementar proporcionadopor um decodificador (não apresentado) recebendo um sinal BTSC1 mantém a taxa de sinalpara ruído do canal de diferença em níveis aceitáveis mesmo na presença do piso de ruídomais elevado associado com a transmissão e a recepção do canal de diferença. A seção deprocessamento do canal de diferença 130 essencialmente gera o sinal de diferençacodificado pòr dinamicamente comprimir, ou reduzir a faixa dinâmica do sinal de diferença,de modo que o sinal codificado pode ser transmitido através do caminho de transmissão defaixa dinâmica limitado associado com um sinal BTSC e de modo que um decodificadorrecebendo o sinal codificado possa recuperar toda a faixa dinâmica no sinal de diferençaoriginal por expandir o sinal de diferença comprimido de um modo complementar. A seçãode processamento do canal de diferença 130 é uma forma particular do sistema de peso desinal adaptativo descrito na Patente dos Estados Unidos N- 4.539.526, que é conhecidocomo sendo vantajoso para transmitir um sinal possuindo uma faixa dinâmica relativamentegrande através de um caminho de transmissão possuindo uma faixa dinâmica relativamenteestreita dependente da freqüência.

Resumidamente, a seção de processamento do canal de diferença pode serpensada como incluindo uma unidade de compressão de banda larga 180 e uma unidade decompressão de espectro 190. A unidade de compressão de banda larga 180 inclui oamplificador de ganho variável 134 de preferência na forma de um amplificador controladopor voltagem e os componentes do caminho de realimentação para gerar o sinal de controlepara o amplificador 134 e compreendendo o amplificador 146, o filtro de banda depassagem 148, o detector de nível RMS 150 e o gerador recíproco 152. O filtro de banda depassagem 148 possui uma banda de passagem relativamente larga, ponderada em direçãoa freqüências de áudio inferiores, de modo que durante a operação, o sinal de saída geradopelo filtro 148 e aplicado ao detector de nível RMS 150 é substancialmente representativodo sinal de diferença codificado. Portanto, o detector de nível RMS 150 gera um sinal desaída na linha 15a representativo de uma média ponderada do nível de energia do sinal dediferença codificado e o gerador recíproco 152 gera um sinal na linha 152a representativodo recíproco desta média ponderada. O sinal na linha 152a controla o ganho doamplificador 134 e desde que este ganho é inversamente proporcional a média ponderada(isto é, ponderada com respeito as freqüência de áudio inferiores) do nível de energia dosinal de diferença codificado, a unidade de compressão de banda larga 180 "comprime", oureduz a faixa dinâmica do sinal na linha 132a por amplificar os sinais possuindo amplitudesrelativamente baixas e sinais de atenuação possuindo amplitudes relativamente grandes.

A unidade de compressão de espectro 190 inclui o filtro de ênfase variável 136 e oscomponentes do caminho de realimentação gerando um sinal de controle para o filtro 136 ecompreendendo o amplificador 140, o filtro de banda baixa 142 e o detector de nível RMS144. Ao contrário do filtro 148, o filtro de banda baixa 142 possui uma banda de passagemrelativamente estreita que é ponderada com respeito as freqüências de áudio maiselevadas. Como é bem conhecido, o meio de transmissão associado com a parte dediferença do sistema de transmissão BTSC possui uma faixa dinâmica dependente dafreqüência e a banda de passagem do filtro 142 é escolhida para corresponder a parte doespectro deste caminho de transmissão possuindo a faixa dinâmica mais estreita (isto é, aparte de freqüência mais elevada). Durante a operação, o sinal de saída gerado pelo filtro142 e aplicado ao detector de nível RMS 144 contém primariamente as partes de altafreqüência do sinal de diferença codificado. Portanto, o detector de nível RMS 144 gera umsinal de saída na linha 144a representativo do nível de energia nas partes de alta freqüênciado sinal de diferença codificado. Então, este sinal controla a pré-ênfase/de-ênfase aplicadapelo filtro de ênfase variável 1136 de modo que no efeito, a unidade de compressão deespectro 190 dinamicamente comprime as parte de alta freqüência do sinal na linha 134apor uma quantidade determinada pelo nível de energia nas partes de alta freqüência do sinalde diferença codificado como determinado pelo filtro 142. Então, o uso da unidade decompressão de espectro 190 proporciona uma compressão de sinal adicional com respeitoas partes de alta freqüência do sinal de diferença, o que combina com a compressão debanda larga proporcionada pelo amplificador de ganho variável 134 para efetivamentecausar que uma compressão total aconteça em altas freqüências em relação a compressãodas freqüências inferiores. Isto é feito porque o sinal de diferença tende a ser mais ruidosona parte de freqüência mais elevada do espectro. Quando o sinal de diferença codificado édecodificado com um expansor de banda larga e um expansor de espectro em umdecodificador (não apresentado), respectivamente de uma maneira complementar para aunidade de compressão de banda larga 180 e para a unidade de compressão de espectro190 do codificador, a taxa de sinal para ruído do sinal L-R aplicado a seção deprocessamento de canal de diferença 130 será substancialmente preservada.

O padrão BTSC rigorosamente define a operação desejada do filtro de pré-ênfasede 75 με 122, do filtro de pré-ênfase fixo 132, do filtro de ênfase variável 136 e dos filtros debanda de passagem 142, 148, em termos de filtros analógicos idealizados.Especificamente, o padrão BTSC proporciona uma função de transferência para cada umdestes componentes e as funções de transferência são descritas em termos derepresentações matemáticas dos filtros analógicos idealizados. O padrão BTSC tambémdefine os parâmetros de ganho, Ganho A e Ganho B, dos amplificadores 140 e 146,respectivamente e também define a operação do amplificador 134, dos detectores de nívelRMS 144, 150 e do gerador recíproco 152. O padrão BTSC também proporciona normassugeridas para a operação do protetor de sobre-modulação e do limitador de banda 138 edo limitador de banda 124. Especificamente, o limitador de banda 1324 e a parte dolimitador de banda do protetor de sobre-modulação e do limitador de banda 138 sãodescritas como filtros de baixa passagem com freqüências de interrupção de 15 kHz e aparte de proteção de sobre-modulação do protetor de sobre-modulação e limitador de banda138 é descrita como um dispositivo de limite que limita a amplitude do sinal de diferençacodificado para 100% da modulação completa onde a modulação completa é o nível dedesvio permissível máximo para modular o subportador de áudio em um sinal de televisão.

Desde que o codificador 100 é definido em termos de descrições matemáticas dosfiltros idealizados, ele pode ser pensado como um codificador idealizado ou teórico eaqueles com conhecimento na técnica irão apreciar que é virtualmente impossível construiruma realização física de um codificador BTSC que combine exatamente a performance docodificador teórico 100. Portanto, é esperado que a performance de todos os codificadoresBTSC se desvie alguma coisa do ideal teórico e o padrão BTSC define os limites máximosnas quantidades aceitáveis de desvio. Por exemplo, o padrão BTSC afirma que umcodificador BTSC deve proporcionar pelo menos 30 dB de separação de 100 Hz até 8.000Hz onde a separação é uma medida de quanto um sinal aplicado para somente uma dasentradas dos canais esquerdo e direito aparece erroneamente nas outras saídas dos canaisesquerdo e direito.

O padrão BTSC também define um sinal de banda base estereofônico composto(referido daqui para frente como o "sinal composto") que é utilizado para gerar a parte deáudio de um sinal BTSC. O sinal composto é gerado utilizando-se o sinal de somacondicionado, o sinal de diferença codificado e um sinal de tom, normalmente referido comoo "tom piloto" ou simplesmente como "piloto", que é uma onda seno em uma freqüência fHonde fH é igual a 15.734 Hz. A presença do piloto em um sinal de televisão recebido indicapara o receptor que o sinal de televisão é um sinal BTSC ao invés de um sinal monofônicoou não BTSC. O sinal composto é gerado por se multiplicar o sinal de diferença codificadopor uma forma de onda que oscila em duas vezes a freqüência do piloto de acordo com umafunção coseno cos(4πfHt), onde t é o tempo, para gerar um sinal portador suprimido debanda lateral dupla de amplitude modulada e por então adicionar para este sinal o sinal desoma condicionado e o tom piloto.

A Figura 2 é um gráfico do espectro do sinal composto. Na Figura 2 a banda deespectro de interesse contendo o conteúdo do sinal de soma condicionado (ou o "sinal decanal de soma") é indicada como "L + R", as duas bandas laterais do espectro contendo oconteúdo do sinal de diferença codificado de freqüência deslocada (ou o "sinal de canal dediferença") estão cada uma indicadas como "L-R", e o tom piloto é indicado pela seta nafreqüência fH . Como apresentado na Figura 2, no sinal composto, o sinal de diferençacodificado é utilizado em 100% da modulação completa, o sinal de soma condicionado éutilizado em 50% da modulação completa e o tom piloto é utilizado em 10% da modulaçãocompleta.

A televisão estereofônica tem sido amplamente bem sucedida e os codificadoresexistente têm executado de forma admirável, entretanto, virtualmente cada codificadorBTSC atualmente em uso foi construído utilizando a tecnologia de circuitamento analógico.Estes codificadores BTSC analógicos e particularmente as seções de processamento decanal de diferença analógicas, devido a sua aumentada complexidade têm sidorelativamente difíceis e dispendiosas para construir. Devido a variabilidade doscomponentes analógicos, uma seleção de componente complexa e uma calibragemextensiva tem sido requerido para produzir seções de processamento de canal de diferençaanalógicas aceitáveis. Adicionalmente, a tendência dos componentes analógicos dederivarem, durante o tempo para longe dos seus pontos de operação calibrados temtambém tornado difícil produzir uma seção de processamento de canal de diferença que deforma consistente e repetida execute dentro de uma dada tolerância. Uma seção deprocessamento de canal de diferença digital, se puder ser construída, não iria sofrer destesproblemas de seleção de componente, de calibragem e de derivação de performance epoderia potencialmente proporcionar uma performance aumentada.

Adicionalmente, a natureza analógica dos codificadores BTSC existentes os têmfeito inconvenientes para uso com o equipamento digital recentemente desenvolvido ficandocada vez mais popular. Por exemplo, os programas de televisão agora podem serarmazenados utilizando um meio de armazenamento digital tal como um disco rígido ou umafita digital, ao invés do que o meio de armazenamento analógico tradicional e no futuro umuso crescente será feito do meio de armazenamento digital. A geração de um sinal BTSC apartir de um programa armazenamento de forma digital atualmente requer que se convertaos sinais de áudio digitais para sinais analógicos e então aplicar os sinais analógicos para ocodificador BTSC analógico. Um codificador BTSC digital, se puder ser construído, poderiaaceitar os sinais de áudio digitais diretamente e poderia portanto ser mais facilmenteintegrado com outro equipamento digital.

Ao mesmo tempo que um codificador BTSC digital poderia potencialmente oferecervárias vantagens, não existe um modo simples de construir um codificador utilizando atecnologia digital que seja funcionalmente equivalente ao codificador 100 idealizado definidopelo padrão BTSC. Um problema é que o padrão BTSC define todos os componentescríticos do codificador 100 idealizado em termos de funções de transferência de filtroanalógico. Como é bem conhecido, ao mesmo tempo que é em geral possível projetar umfiltro digital de modo que a resposta de magnitude ou de fase do filtro digital combine com ade um filtro analógico, é extremamente difícil combinar ambas as respostas de amplitude ede fase sem requer grandes quantidades de capacidade de processamento para dados deprocessamento de taxas de amostras muito altas ou sem aumentar de forma significante acomplexidade do filtro digital. Sem aumentar ou a freqüência da amostra ou a ordem dofiltro, a resposta de amplitude de um filtro digital pode normalmente feita para combinar deforma mais próxima do que um filtro analógico com o custo de aumentar a disparidade entreas respostas de fase dos dois filtros e vice e versa. Entretanto, desde que pequenos errosou na amplitude ou na fase diminuem a quantidade de separação proporcionada peloscodificadores BTSC, seria essencial para um codificador BTSC digital combinar de formapróxima ambas as respostas de amplitude e de fase de um codificador idealizado do tipoapresentado como 100 na Figura 1.

Para um codificador BTSC digital proporcionar uma performance aceitável, é críticopreservar as características dos filtros analógicos de um codificador 100 idealizado. Váriastécnicas existem para projetar um filtro digital para combinar a performance de um filtroanalógico; entretanto, em geral, nenhuma destas técnicas produz um filtro digital (da mesmanatureza do filtro analógico) possuindo respostas de amplitude e de fase que combinem deforma exata com as resposta correspondentes do filtro analógico. O codificador ideal 100 édefinido em termos de funções de transferência analógicas especificadas no campo defreqüência, ou no plano s e para projetar um codificador BTSC digital, estas funções detransferência devem ser transformadas para o plano z. Tal transformação deve serexecutada como um mapeamento de vários para um a partir do plano s para o plano z, quetenta preservar as características do campo de tempo. Entretanto, em tal transformação, asrespostas do campo de freqüência estão sujeitas a um sinal falso resultante da digitalizaçãode uma amostra de áudio analógica e podem ser alteradas de forma significante.Alternativamente, a transformação pode ser executada como um mapeamento de "um paraum" a partir do plano s para o plano ζ, o que comprime todo o plano s no circulo unitário doplano z. Entretanto, tal compressão sofre da "deformação de freqüência" familiar entre asfreqüências analógicas e digitais. A pré-deformação pode ser empregada para compensareste efeito de deformação de freqüência, entretanto, a pré-deformação não eliminacompletamente os desvios da resposta de freqüência desejada. Estes problemas teriamque ser superados para produzir um codificador BTSC digital que execute corretamente eque não seja indevidamente complexo ou dispendioso.

Portanto, existe uma necessidade de superar estas dificuldades e desenvolver umcodificador BTSC digital.

Objetivos da Invenção

É um objetivo da presente invenção substancialmente reduzir ou superar osproblemas da técnica anterior identificados acima.

Ouro objetivo da presente invenção é proporcionar um sistema de ponderaçãodigital adaptativo.

Ainda outro objetivo da presente invenção é proporcionar um sistema deponderação digital adaptativo para codificar um sinal de informação elétrico de uma largurade banda predeterminada de modo que o sinal de informação possa ser gravado outransmitido através de um canal dependente da freqüência dinamicamente limitadopossuindo uma parte dinamicamente limitada mais estreita em uma primeira região deespectro do que em pelo menos uma outra região de espectro da largura de bandapredeterminada.

E outro objetivo da presente invenção é proporcionar um codificador BTSC digital.

Ainda outro objetivo da presente invenção é proporcionar um codificador BTSCdigital que impeça a pulsação, um problema que pode surgir com níveis de sinal de entradasubstancialmente zero.

E ainda outro objetivo da presente invenção é proporcionar um codificador BTSCdigital que utilize uma freqüência de amostra que seja um múltiplo de uma freqüência desinal de tom piloto de 15.734 Hz de modo a impedir a interferência entre a informação desinal do sinal codificado com o sinal de tom piloto.

Ainda outro objetivo da invenção é proporcionar um codificador BTSC digital paragerar um sinal de soma condicionado e um sinal de diferença codificado que incluamsubstancialmente nenhuma energia de sinal na freqüência do tom piloto de 15.734 Hz.

Ainda outro objetivo da presente invenção é proporcionar um codificador BTSCdigital incluindo uma seção de processamento de canal de soma para gerar o sinal de somacondicionado e uma seção de processamento de diferença para gerar o sinal de diferençacodificado, a seção de processamento do canal de soma incluindo dispositivos paraintroduzir erros de fase compensatórios no sinal de soma condicionado para compensarquaisquer erros de fase introduzidos no sinal de diferença codificado pela seção deprocessamento de canal de diferença.

E outro objetivo da presente invenção é proporcionar um codificador BTSC digitalincluindo uma unidade de ênfase variável digital, a unidade incluindo um filtro de ênfasevariável digital caracterizado por uma função de transferência de coeficiente variável e aunidade adicionalmente incluindo um dispositivo para selecionar os coeficientes da funçãode transferência de coeficiente variável como uma função da energia do sinal do sinal dediferença codificado.

Ainda outro objetivo da presente invenção é proporcionar um codificador BTSCdigital incluindo um modulador composto para gerar um sinal modulado composto a partir dosinal de soma condicionado e do sinal de diferença codificado.

Ainda outro objetivo da presente invenção é proporcionar um codificador BTSCdigital que possa ser implementado em um único circuito integrado.

Sumário da Invenção

Estes e outros objetivos são proporcionados por um codificador BTSC aperfeiçoadoque inclui uma seção de entrada, uma seção de processamento de canal de soma e umaseção de processamento de canal de diferença, todas as quais são implementadasutilizando-se a tecnologia digital. Em um aspecto, a seção de entrada inclui os filtros debanda alta para impedir o codificador BTSC de exibir "pulsação". Em outro aspecto, ocodificador BTSC utiliza uma freqüência de amostra que é igual a um múltiplo inteiro dafreqüência piloto.

Em ainda outro aspecto, a seção de processamento de canal de soma gera umsinal de soma condicionado e a seção de processamento de canal de diferença gera umsinal de diferença codificado e a seção de processamento de canal de soma incluicomponentes para introduzir um erro de fase no sinal de soma condicionado paracompensar por quaisquer erros de fase introduzidos no sinal de diferença codificado pelaseção de processamento de canal de diferença.

De acordo com ainda outro aspecto, a invenção proporciona um sistema deponderação digital adaptativo para codificar um sinal de informação elétrico de uma largurade banda predeterminada de modo que o sinal de informação pode ser gravado outransmitido através de um canal dependente de freqüência dinamicamente limitadopossuindo uma parte dinamicamente limitada mais estreita em uma primeira região deespectro em pelo menos uma outra região de espectro da largura de banda predeterminada.

Ainda outros objetivos e vantagens da presente invenção se tornarão prontamenteaparentes para aqueles com conhecimento na técnica a partir da seguinte descriçãodetalhada onde várias modalidades são apresentadas e descritas, simplesmente a título deilustração do melhor modo da invenção. Como será percebido, a invenção é capaz deoutras modalidades diferentes e seus vários detalhes são capazes de modificação em váriosaspectos, todos sem sair da invenção. Por conseqüência, os desenhos e descrições sãopara serem considerados como ilustrativos por natureza e não em um senso restritivo ou delimite, com o escopo do pedido sendo indicado nas reivindicações.

Breve Descrição dos DesenhosPara um entendimento mais completo da natureza e dos objetivos da presenteinvenção, deve ser feita referência a seguinte descrição detalhada feita em conexão com osdesenhos acompanhantes nos quais os mesmos números de referência são utilizados paraindicar as mesmas partes ou similares onde:

A Figura 1 apresenta um diagrama de blocos de um codificador BTSC idealizado datécnica anterior;

A Figura 2 apresenta um gráfico do espectro do sinal composto gerado de acordocom os padrões BTSC;

A Figura 3 apresenta um diagrama de blocos de uma modalidade de um codificadorBTSC digital construído de acordo com a invenção;

As Figuras 4A até 4C apresentam diagramas de blocos de filtros de banda baixautilizados no codificador BTSC digital apresentado na Figura 3;

A Figura 5 apresenta um diagrama de blocos detalhado da unidade de compressãode banda larga utilizado no codificador BTSC digital apresentado na Figura 3;

A Figura 6 apresenta um diagrama de blocos da unidade de compressão deespectro utilizada no codificador BTSC digital apresentado na Figura 3;

A Figura 7 apresenta um fluxograma utilizado na unidade de compressão deespectro apresentada na Figura 6;

As Figuras 8A até 8D apresentam diagramas de blocos que ilustram oescalonamento do sinal que pode ser utilizado para preservar a resolução e diminuir achance de saturação nas implementações de ponto fixo dos codificadores BTSC digitaisconstruídos de acordo com a invenção;

A Figura 9 apresenta um diagrama de blocos detalhado do modulador compostoapresentado nas Figuras 8B e 8C; e

A Figura 10 apresenta um diagrama de blocos de uma modalidade preferida dasseções de processamento de canal de soma e de diferença que podem ser utilizada noscodificadores BTSC digitais construídos de acordo com a invenção.

Descrição Detalhada dos Desenhos

A Figura 3 é um diagrama de blocos de uma modalidade de um codificador BTSCdigital 200 construído de acordo com a invenção. O codificador digital 200 é construído paraproporcionar uma performance que é funcionalmente equivalente a performance docodificador idealizado 100 (apresentado na Figura 1). Como com o codificador idealizado100, o codificador digital 200 recebe os sinais de entrada de áudio dos canais esquerdo edireito e gera a partir dos mesmos o sinal de soma condicionado e o sinal de diferençacodificado, entretanto, no codificador digital 200, estes sinais de entrada e de saída sãosinais mostrados de forma digital ao invés de sinais analógicos contínuos.

A escolha da freqüência de amostragem fs para os sinais de entrada de áudio docanal esquerdo e direito afeta de forma significante o projeto do codificador digital 200. Namodalidades preferidas, a freqüência de amostragem fs é escolhida para ser um múltiplointeiro da freqüência piloto fH de modo que fs=NfH onde N é um inteiro e nas modalidadesmais preferidas, N é selecionado para ser maior ou igual a três. É importante para ocodificador 200 assegurar que os sinais de soma condicionado e de diferença codificado5 não contenham energia suficiente na freqüência piloto fH para interferir com o tom piloto queestá incluído no sinal composto. Como será discutido em maiores detalhes abaixo, éportanto desejável para pelo menos alguns dos filtros no codificador digital 200 proporcionarum grau excepcionalmente grande de atenuação na freqüência piloto fH e esta escolha dafreqüência de amostragem fs simplifica o projeto de tais filtros.

O codificador digital 200 inclui uma seção de entrada 210, uma seção deprocessamento de canal de soma 220 e uma seção de processamento de canal dediferença 230. Ao invés de simplesmente implementar a seção de processamento de canalde diferença 230 utilizando a tecnologia digital, todas as três seções 210, 220 e 230 sãoimplementadas utilizando-se totalmente a tecnologia digital. Vários dos componentes individuais no codificador digital 200 respectivamente correspondem aos componentesindividuais no codificador idealizado 100. Em geral, os componentes do codificador digital200 foram selecionados de modo que suas respostas de amplitude combinam de formapróxima com as resposta de amplitude respectivas dos seus componentes correspondentesno codificador 100. Isto freqüentemente resulta em existir uma diferença relativamente grande entre as respostas de fase dos componentes correspondentes. De acordo com umaspecto da presente invenção, são providos no codificador digital 200 dispositivos paracompensar ou nulificar estas diferenças de fase ou erros de fase. Como os comconhecimento na técnica irão apreciar, relativamente pequenos erros de fase na seção deprocessamento de canal de diferença 230 podem ser compensados por se introduzir erros de fase similares na seção de processamento de canal de soma 220 e a implementação daseção de processamento de canal de soma utilizando a tecnologia digital simplifica aintrodução de tais erros de fase de compensação desejados.

A seção de entrada 210 do codificador 200 inclui dois filtros de banda alta 212, 214e dois adicionadores de sinal 216, 218. O sinal de entrada de áudio digital do canal esquerdo L é aplicado para a entrada do filtro de banda alta 212, o último gerando a partirdo mesmo um sinal de saída que é aplicado para os terminais de entrada positivos dosadicionadores 216 ,218. O sinal de entrada de áudio do canal direito R é aplicado para aentrada do filtro de banda alta 214 que gera a partir do mesmo um sinal de saída que éaplicado a um terminal de entrada positivo do adicionador 216 e para um terminal de entrada negativo do adicionador 218. O adicionador 216 gera um sinal de soma (indicadona Figura 3 como "L + R") por somar os sinais de saída gerados pelos filtros 212 e 214. Oadicionador 218 gera um sinal de diferença (indicado na Figura 3 como "L-R") por subtrair osinal de saída gerado pelo filtro 214 do sinal de saída gerado pelo filtro 212. A seção deentrada 210 é portanto similar a seção de entrada 110 (apresentada na Figura 1),entretanto, a seção 210 adicionalmente inclui os dois filtros de banda alta 212, 214 e gera ossinais de soma e de diferença digitais.

Os filtros de banda alta 212, 214 de preferência possuem substancialmenterespostas idênticas e de preferência removem os componentes D.C. dos sinais de entradade áudio do canal esquerdo e direito. Como ser discutido em maiores detalhes abaixo, estaremoção D.C. impede o codificador 200 de exibir um comportamento referido como"Pulsação". Desde que o conteúdo da informação de áudio dos sinais de entrada de áudiodo canal esquerdo e direito de interesse é considerado para estar dentro de uma banda defreqüência entre 50 Hz e 15.000 Hz, a remoção dos componentes D.C. não interfere com atransmissão do conteúdo da informação dos sinais de áudio. Os filtros 212, 214, portanto,de preferência possuem uma freqüência de interrupção abaixo de 50 Hz e mais depreferência possuem uma freqüência de interrupção abaixo de 10 Hz de modo que eles nãoirão remover qualquer informação de áudio contida nos sinais de entrada de áudio. Osfiltros 212, 214 também de preferência possuem uma resposta de magnitude plana em suabanda de passagem. Em uma modalidade preferida, os filtros 212, 214 são implementadoscomo filtros de resposta de impulso infinito de primeira ordem (IIR)1 cada um possuindo umafunção de transferência H(z) dada pela fórmula apresentada na seguinte equação (1).

<formula>formula see original document page 14</formula>

Referindo-se novamente a Figura 3, a seção de processamento de canal de soma220 recebe o sinal de soma e gera a partir do mesmo o sinal de soma condicionado. Emparticular, o sinal de soma é aplicado a um filtro de pré-ênfase de 75 με 222. O filtro 222 porsua vez gera um sinal de saída que é aplicado a um filtro de equalização de fase estático228. O filtro 228 gera um sinal de saída que é aplicado a um filtro de banda baixa 224 daseção 220 que por sua vez gera o sinal de soma condicionado.

O filtro de pré-ênfase de 75 με 222 proporciona o processamento de sinal que éparcialmente análogo ao do filtro 122 (apresentado na Figura 1) do codificador idealizado100. A resposta de amplitude do filtro 222 é de preferência selecionada para combinar deforma próxima com a do filtro 122. Como será discutido adicionalmente abaixo, depreferência são proporcionados dispositivos na seção de processamento de canal dediferença 230 para compensação de quaisquer diferenças nas respostas de fase dos filtros222 e 122. Em uma modalidade preferida, o filtro 222 é implementado como um filtro IIR deprimeira ordem possuindo uma função de transferência H(z) que é descrita pela fórmulaapresentada na seguinte Equação (2).

<formula>formula see original document page 15</formula>

O filtro de equalização de fase estático 228 executa o processamento que não édiretamente análogo a qualquer dos componentes no codificador idealizado 100(apresentado na Figura 1). Como será discutido em maiores detalhes abaixo, o filtro deequalização de fase estático 228 é utilizado para introduzir erros de fase que compensam oserros de fase introduzidos pela seção de processamento de diferença 230.Resumidamente, o filtro de equalização de fase estático 228 é de preferência um filtro de"passa tudo" possuindo uma resposta de amplitude relativamente plana e uma resposta defase selecionada. Em uma modalidade preferida, o filtro 228 é implementado como um filtroIIR de primeira ordem possuindo uma função de transferência H(z) que é descrita pelafórmula apresentada na seguinte Equação (3).

<formula>formula see original document page 15</formula>

O filtro de banda baixa 224 proporciona um processamento que é análogo aolimitador de banda 124 (apresentado na Figura 1) do codificador 100. O filtro de bandabaixa 224 de preferencia proporciona uma resposta de amplitude plana em uma banda depassagem de zero até 15 kHz e uma interrupção relativamente abrupta acima de 15 kHz. Ofiltro 224 também de preferencia proporciona um grau excepcionalmente grande deatenuação na freqüência fH do tom piloto (isto é, 15.734 Hz). Por proporcionar este grauexcepcionalmente grande de atenuação, o filtro 224 assegura que o sinal de somacondicionado não inclui energia suficiente na freqüência piloto fH para interferir com o tompiloto utilizado no sinal composto. Como discutido acima, a seleção da freqüência deamostra fs para ser igual a um múltiplo inteiro da freqüência piloto fH simplifica o projeto deum filtro que proporciona um grau excepcionalmente grande de atenuação da freqüênciapiloto e portanto simplifica o projeto do filtro 224. O filtro 224 de preferência possui um nulona freqüência piloto fH e de preferência proporciona pelo menos 70 dB de atenuação paratodas as freqüências a partir da freqüência piloto fH até a metade da taxa de amostra.

A Figura 4a é um diagrama de blocos ilustrando uma modalidade preferida do filtrode banda baixa 224. Como apresentado na Figura 4A, o filtro 224 pode ser implementadopor se fazer cascata de cinco seções de filtro 310, 312, 314, 316 e 318. Em umamodalidade preferida, todas as cinco seções de filtro 310, 312, 314, 316 e 318 são cadauma implementadas como um filtro IIR de segunda ordem possuindo as funções detransferência H(z) que são descritas pela fórmula apresentada na seguinte Equação (4).

<formula>formula see original document page 16</formula>

De modo que na modalidade apresentada na Fig. 4A, o filtro 224 é um filtro IIR dedécima ordem.

Referindo-se novamente a Figura 3, a seção de processamento de canal dediferença 230 recebe o sinal de diferença e gera a partir do mesmo o sinal de diferençacodificado. O sinal de diferença é aplicado a um filtro de banda baixa 238a que gera a partirdo mesmo um sinal de saída que é aplicado a um filtro de pré-ênfase fixo 232a. O últimogera um sinal de saída que é aplicado via a linha 239 a um terminal de entrada da unidadede compressão de banda larga 280 e o sinal de diferença codificado é aplicado via a linhade realimentação 240 a um terminal detector da unidade de compressão de banda larga280. O último gera um sinal de saída que é aplicado via a linha 281 a um terminal deentrada de uma unidade de compressão de espectro 290 e o sinal de diferença codificado étambém aplicado via a linha de realimentação 240 a um terminal detector da unidade 290. Aúltima gera um sinal de saída que é aplicado a um filtro de pré-ênfase fixo 232b que por suavez gera um sinal de saída que é aplicado a um cortador 254. O cortador 254 gera um sinalde saída que é aplicado a um filtro de banda baixa 238b que por sua vez gera o sinal dediferença codificado.

Os filtros de banda baixa 238a, 238b, juntos formam um filtro de banda baixa 238que executa o processamento que é parcialmente análogo a parte do limitador de banda doprotetor de sobre-modulação e limitador de banda 138 (apresentado na Figura 1) docodificador idealizado 100. De preferência, o filtro 238 é implementado de modo que eleseja substancialmente idêntico ao filtro de banda baixa 224, que é utilizado na seção deprocessamento de canal de soma 220. Quaisquer erros de fase introduzidos no sinal dediferença codificado pelo filtro 238 são compensados pelos erros de fase de balanceamentoque são introduzidos no sinal de soma condicionado pelo filtro 224. O filtro 238 é depreferência dividido em duas seções 238a, 238b como apresentado por razões que serãodiscutidas em maiores detalhes abaixo e o filtro 238a de preferência possui um nulo nafreqüência piloto fH.As Figuras 4B e 4C são diagramas de blocos ilustrando uma modalidade preferidados respectivos filtros 238a e 238b. Como apresentado na Figura 4B, o filtro 238a pode serimplementado por se fazer cascata de três seções de filtro 310, 314 e 318 que são idênticasas três seções de filtro utilizadas no filtro 224 (apresentado na Figura 4A) e comoapresentado na Figura 4C, o filtro 238b pode ser implementado por se fazer cascata deduas seções de filtro 312 e 314 que são idênticas as duas seções restantes utilizadas nofiltro 224.

Os filtros de pré-ênfase fixos 232a e 232b (apresentados na Figura 3) juntosformam um filtro de pré-ênfase fixo 232 que executa o processamento que é parcialmenteanálogo ao do filtro 132 (apresentado na Figura 1) do codificador idealizado 100. A respostade amplitude do filtro 232 é de preferência selecionada para combina de forma próxima coma resposta de amplitude do filtro 132. Em uma modalidade, as respostas de fase dos filtros232 e 132 são de forma significante diferentes e como será discutido em maiores detalhesabaixo, os erros de fase resultantes são compensados pelos filtros 222 e 228 na seção deprocessamento de canal de soma 220. O filtro 232 é de preferência dividido em duasseções 232a e 232b, como apresentado, por razões que serão discutidas abaixo. Em umamodalidade preferida, cada um dos filtros 232a e 232b são implementados como filtros IIRde primeira ordem possuindo as funções de transferência H(z) que são descritas pelafórmula apresentada na Equação (2). De modo que nesta modalidade, o filtro 232 é um filtroIIR de segunda ordem.

Em uma modalidade preferida, a diferença entre as respostas de fase dos filtros232b e 132a combinam de forma próxima com a diferença entre as respostas de fase dosfiltros 222 e 122. Portanto, o erro de fase introduzido no sinal de diferença codificado pelofiltro de pré-ênfase fixo 232b é balanceado pelo erro de fase introduzido no sinal de somacondicionado pelo filtro de pré-ênfase de 75με 222. Adicionalmente, nesta modalidade, aresposta de fase do filtro de equalização de fase estático 228 é selecionada para combinarde forma próxima com a diferença entre as respostas de fase do filtro de pré-ênfase fixo232a e do filtro 132b, de modo que qualquer erro de fase introduzido no sinal de diferençacodificado pelo filtro 232a é balanceado por um erro de fase compensatório no sinal desoma condicionado que é introduzido pelo filtro de equalização de fase estático 228.

O cortador 254 executa o processamento que é parcialmente análogo ao da partede proteção de sobre-modulação do protetor de sobre-modulação e limitador de banda 138(apresentado na Figura 1) utilizado no codificador idealizado 100. Resumidamente, ocortador 254 é implementado como um dispositivo de limite, entretanto, a operação docortador 254 será discutida em maiores detalhes abaixo.

A unidade de compressão de banda larga 280 e a unidade de compressão deespectro 290 executam as funções de processamento que são parcialmente análogas aestas das unidades 180 e 190, respectivamente, do codificador idealizado 100 (apresentadona Figura 1). Resumidamente, a unidade de compressão de banda larga 280dinamicamente comprime o sinal na linha 239 em função do nível de energia total no sinalde diferença codificado e a unidade de compressão de espectro 290 adicionalmentecomprime as parte de alta freqüência dos sinais na linha 281 em função da energia de altafreqüência no sinal de diferença codificado.

A Figura 5 apresenta um diagrama de blocos de uma modalidade preferida de umaunidade de compressão de banda larga digital 280. A unidade 280 inclui um multiplicadorde sinal digital 434, um multiplicador de sinal digital 446, um filtro de banda de passagemdigital de banda larga 448, um detector de nível RMS digital 450 e um gerador recíprocodigital 458. Estes componentes executam funções de processamento parcialmenteanálogas a aquelas executadas pelo amplificador 134, pelo amplificador 146, pelo filtro debanda baixa 148, pelo detector de nível RMS 150 e pelo gerador recíproco 152,respectivamente, do codificador idealizado 100 (apresentado na Figura 1). O sinal dediferença codificado é aplicado via o caminho de realimentação 240 a uma entrada do filtrode banda de passagem digital de banda larga 448 que gera a partir do mesmo um sinal desaída que aplicado ao detector de nível RMS 450. O último gera um sinal de saída que érepresentativo do valor RMS do sinal de saída gerado pelo filtro 448 e aplica este sinal desaída, via alinha 450a, ao gerador recíproco 458. O gerador recíproco 458 então gera umsinal de saída representativo do recíproco do sinal na linha 450a e aplica este sinal desaída, via a linha 458, ao multiplicador 446. O multiplicador de sinal digital 446 multiplica osinal na linha 458a pelo valor do parâmetro de ganho, Ganho D, e por meio disso gera umsinal de saída que é representativo de D vezes o recíproco do valor RMS e que é aplicadovia a linha 446a a um terminal de entrada do multiplicador 434. O sinal de saída geradopelo filtro de pré-ênfase fixo 232a é aplicado via a linha 239 a outro terminal de entrada domultiplicador 434. O multiplicador 434 multiplica o sinal na linha 239 pelo sinal na linha 446ae por meio disso gera a saída da unidade de compressão de banda larga 280 que é aplicadavia a linha 281 a entrada da unidade de compressão de espectro 290.

O filtro de banda de passagem digital de banda larga 448 é projetado para possuiruma resposta de amplitude que é de forma próxima combina com a resposta de amplitudedo filtro de banda de passagem 148 (apresentado na Figura 1). Uma escolha preferida éselecionar o filtro 448 de modo que a diferença quadrada media entre a resposta deamplitude e esta do filtro 148 seja minimizada. Em uma modalidade, a resposta de fase dosfiltros 448 e 148 são substancialmente diferentes, mas desde que o sinal de saída dodetector de nível RMS 450 é substancialmente insencitivo a fase se seu sinal de entrada,estas diferenças de fase podem ser ignoradas. Em uma modalidade preferida, o filtro debanda de passagem de banda larga 448 é implementado como um filtro IIR de segundaordem possuindo uma função de transferência H(z) que é descrita pela fórmula apresentadana Equação 4.

O detector de nível RMS 450 é projetado para aproximar a performance do detector150 que é utilizado no codificador idealizado 100 (apresentado na Figura 1). O detector 450inclui um dispositivo de enquadramento de sinal 452, um dispositivo de determinação demédia do sinal 454 e um dispositivo de raiz quadrada 456. O dispositivo de enquadramento452 enquadra o sinal gerado pelo filtro de banda de passagem 448 e aplica este sinalenquadrado via a linha 452a a um dispositivo de determinação de média 454. O últimocalcula uma média ponderada de tempo do sinal na linha 452a e aplica a média via a linha454a um dispositivo de raiz quadrada 456. O dispositivo de raiz quadrada 456 calcula a raizquadrada do sinal na linha 454a e por meio disso gera um sinal na linha 450a representativodo valor RMS do sinal de saída gerado pelo filtro de banda de passagem digital de bandalarga 448.

O dispositivo de determinação de média 454 inclui um multiplicador de sinal digital460, um adicionador de sinal digital 462, um multiplicador de sinal digital 464 e um registrode atraso 465. O sinal de saída gerado pelo dispositivo de enquadramento 452 é aplicadovia a linha 452a a uma entrada do multiplicador 460 que gera um sinal de saída porescalonar o sinal na linha 452a por uma constante α, O sinal de saída escalonado geradopelo multiplicador 460 é aplicado a uma entrada do adicionador 462 e um sinal de saídagerado pelo registro de atraso 465 é aplicado a outra entrada do adicionador 462. Oadicionador 462 gera um sinal de saída por somar os sinais presentes nas suas duasentrada e este sinal somado é o sinal de saída do dispositivo de determinação de média 454e é aplicado ao dispositivo de raiz quadrada 456 via a linha 454a. O sinal somado étambém aplicado a uma entrada do multiplicador 464 que gera um sinal de saída porescalonar o sinal somado pela constante (1-α). O sinal de saída gerado pelo multiplicador464 é aplicado a entrada do registro de atraso 465. Aqueles com conhecimento na técnicairão apreciar que o determinador de média 454 é um filtro recursivo e que implementa umafunção de determinação de média digital que é descrita pela fórmula recursiva apresentadana seguinte Equação (5).

<formula>formula see original document page 19</formula>

na qual y(n) representa a amostra digital corrente da saída de sinal do determinadorde média 454 na linha 454a, y(n-1) representa a amostra digital anterior da saída de sinal dodeterminador de média 454 na linha 454a, e x(n) representa a amostra digital corrente dasaída de sinal do dispositivo de enquadramento 452 na linha 452a. Aqueles comconhecimento na técnica irão apreciar que o determinador de média 454 proporciona umaaproximação digital da função de determinação de média analógica definida no padrãoBTSC e implementada pelo detector de nível RMS 150 (apresentado na Figura 1) docodificador idealizado 100. A constante α é de preferência escolhida de modo que aconstante de tempo do detector de nível RMS 450 de aproxime de forma próxima daconstante de tempo correspondente especificada no padrão BTSC para o detector de nívelRMS 150.

O dispositivo de raiz quadrada digital 456 e o gerador recíproco digital 458 sãoapresentados na Figura 5 como dois componentes separados, entretanto, aqueles comconhecimento na técnica irão apreciar que estes dois componentes podem serimplementados utilizando-se um único dispositivo que gera um sinal de saída representativodo recíproco da raiz quadrada do seu sinal de entrada. Tal dispositivo pode serimplementado, por exemplo, como uma tabela de consulta em memória (LUT), oualternativamente pode ser implementado utilizando-se componentes de processamento quecalculam uma aproximação de polinômio da série Taylor da função de raiz quadradainversa.

A Figura 6 apresenta um diagrama de blocos de uma modalidade preferida daunidade de compressão de espectro 290. A unidade 290 inclui uma unidade de pré-ênfase/de-ênfase variável (daqui para frente referida como a "unidade de ênfase variável")536, um multiplicador de sinal 540, um filtro de banda de passagem de espectro 542 e umdetector de nível RMS 544 e estes componentes proporcionam um processamento que éparcialmente análogo a este do filtro de ênfase variável 136, do amplificador 140, do filtro debanda de passagem 142 e do detector de nível RMS 144, respectivamente, do codificadoridealizado 100 (apresentado na Figura 1). O sinal de diferença codificado é aplicado via alinha de realimentação 240 a uma entrada do multiplicador de sinal 540 que gera um sinalde saída por multiplicar o sinal de diferença codificado pelo valor do parâmetro de ganho fixodo Ganho C. O sinal de saída amplificado gerado pelo multiplicador de sinal 540 é aplicadoao filtro de banda de passagem de espectro 542 que gera um sinal de saída que é aplicadoao detector de nível RMS 544, O último gera um sinal de saída que é aplicado via a linha544a a um terminal de controle da unidade de ênfase variável 536 e o sinal de saída geradopela unidade compressora de banda larga 280 é aplicado via a linha 281 a um terminal deentrada da unidade 536. A última dinamicamente varia a resposta de freqüência aplicada aosinal na linha 281 de acordo com uma função do sinal na linha 544a, o último sinal sendouma função da energia do sinal do sinal de diferença codificado dentro da banda defreqüência passada pelo filtro de banda de passagem de espectro 542. O sinal de saída daunidade 290, que é gerado pela unidade 536 e é aplicado a entrada do filtro de pré-ênfasefixo 232b, é portanto dinamicamente comprimido em uma grande quantidade nas partes dealta freqüência do sinal do que no restante do espectro de interesse.

O filtro de banda de passagem 542 é projetado para possuir uma resposta deamplitude que combina de forma próxima com a resposta de amplitude do filtro de banda depassagem 142 (apresentando na Figura 1) do codificador idealizado 100. Como com o filtro448 (apresentado na Figura 5), uma escolha preferida é selecionar o filtro 542 de modo quea diferença entre sua resposta de amplitude RMS e a do filtro 142 seja minimizada. Em umamodalidade, a resposta de fase dos filtros 542 e 142 são substancialmente diferentes, masdesde que a saída RMS do detector de nível RMS 544 é substancialmente insencitivo a faseda entrada para o detector, estas diferenças de fase podem ser ignoradas. Em umamodalidade preferida, o filtro de banda de passagem de espectro 542 é implementado comouma cascata de três seções de filtro IIR de segunda ordem 542a, 542b, 542c (comoapresentado na Figura 6) cada um possuindo uma função de transferência H(z) que édescrita pela fórmula apresentada na Equação (4). O detector de nível RMS 544 éprojetado para aproximar a performance do detector 144 que é utilizado no codificadoridealizado 100 (apresentado na Figura 1). O detector 544 inclui um dispositivo deenquadramento de sinal 552, um dispositivo de determinação de média do sinal 544 e umdispositivo de raiz quadrada 556. O dispositivo de enquadramento 552 enquadra o sinalgerado pelo filtro de banda de passagem de espectro 542 e aplica este sinal enquadrado viaa linha 552a para o dispositivo de determinação de média 554. O último funciona de formasimilar ao dispositivo de determinação de média 454 (apresentado na Figura 5) que éutilizado na unidade de compressão de banda larga 280. apesar de o dispositivo 554 depreferência utilizar uma constante β diferente da constante α. O comportamento dodispositivo de determinação de média 554 é obviamente também descrito pela Equação (5)quando β é substituído por a. A constante β é de preferência selecionada para o dispositivo554 de modo que a constante de tempo do detector de nível RMS 544 se aproxima de formapróxima da constante de tempo correspondente especificada pelo padrão BTSC para odetector de nível RMS 144 (apresentado na Figura 1). O dispositivo de determinação demédia 554 calcula uma média ponderada de tempo do sinal na linha 552a e aplica a médiaào dispositivo de raiz quadrada 556 via a linha 554a. O dispositivo de raiz quadrada 556calcula a raiz quadrada do sinal na linha 554a e por meio disso gera um sinal na linha 544aem função do valor RMS do sinal de saída gerado pelo filtro de banda de passagem deespectro 542.

O sinal na linha 544 é aplicado ao terminal de controle da unidade de ênfasevariável 536. A unidade de ênfase variável 536 executa um processamento que éparcialmente análogo ao do filtro 136 (apresentado na Figura 1) do codificador idealizado100. Como definido pelo padrão BTSC, o filtro 136 possui respostas de amplitude e de faseque variam em função do sinal de saída gerado pelo detector de nível RMS 144. Um modopreferido de implementar a unidade 536 de modo que ela tenha respostas variáveissimilares é utilizar um filtro digital possuindo coeficientes variáveis que determinam suafunção de transferência e selecionar o valor dos coeficientes durante qualquer período deamostra dado, ou grupo de períodos de amostra, baseado no valor do sinal na linha 544a.

A Figura 6 apresenta uma modalidade da unidade de ênfase variável 536 que incluium gerador de logaritmo 558, um filtro de ênfase variável 560 e uma tabela de consulta LUT562. O sinal de saída gerado pelo detector de nível RMS 544 é aplicado via alinha 544a aogerador de logaritmo 558. O último gera um sinal na linha 558a que é representativo dologaritmo do sinal na linha 544a e aplica este sinal a LUT 562. A LUT 562 gera um sinal desaída selecionado a partir da LUT e representativo dos coeficientes do filtro para seremutilizados pelo filtro de ênfase variável 560. Portanto, os coeficiente gerados pela LUT 562são aplicados via alinha 562a a um terminal de seleção de coeficiente do filtro de ênfasevariável 560. O sinal de saída gerado pela unidade de compressão de banda larga 280 éaplicado a um terminal de entrada do filtro de ênfase variável 560 via a linha 281. O filtro deênfase variável 560 gera o sinal de saída da unidade de compressão de espectro 290 que éaplicado a entrada do filtro de pré-ênfase fixo 232b.

O filtro de ênfase variável 560 é projetado para possuir uma resposta de amplitudevariável que combina de forma próxima com a resposta de amplitude variável do filtro 136(apresentado na Figura 1) do codificador idealizado 100. O filtro de ênfase variável 560proporciona uma resposta variável similar por utilizar uma função de transferência decoeficiente variável (isto é, os coeficientes da função de transferência H(z) do filtro 560 sãovariáveis) e por permitir a LUT 562 selecionar o valor dos coeficientes durante intervalosbaseado no período de amostra. Como será descrito em maiores detalhes abaixo, a LUT562 armazena os valores dos coeficientes do filtro utilizados pelo filtro 560 e durante cadaperíodo de amostra, ou durante qualquer grupo selecionado de períodos de amostra, a LUT562 seleciona um grupo de coeficientes do filtro em função do sinal de saída gerado pelogerador Iogaritmo 558 na linha 558a. Em uma modalidade preferida, o filtro de ênfasevariável 560 é implementado como um filtro IIR de primeira ordem possuindo uma função detransferência H(z) que é descrita pela fórmula apresentada na seguinte Equação (6).

bo+b^"1

H(z) =mHa1Z1

na qual os coeficiente do filtro b0, bi e ai são variáveis que são selecionadas pelaLUT 562. Os métodos para selecionar os valores para os coeficientes do filtro utilizadospelo filtro 560 bem como por outros filtros do codificador 200 serão discutidos abaixo.

30 Na Figura 6, são apresentados o gerador de Iogaritmo 558 e o dispositivo de raiz

quadrada 556, por conveniência, como dois componentes separados. Entretanto, aquelescom conhecimento na técnica irão apreciar que estes dois componentes podem serimplementados utilizando-se um único dispositivo, tal como uma LUT, ou alternativamenteutilizando componentes de processamento que calculam uma aproximação de polinômio desérie Taylor do Iogaritmo do sinal na linha 554a e por então dividir este valor por dois. Deforma similar, em implementações alternativas, as funções executadas pelo gerador delogaritmo 558, pelo dispositivo de raiz quadrada 556 e pela LUT podem ser incorporadas emum único dispositivo.

Como declarado acima, os filtros de banda alta 212, 214 (apresentados na Figura3) são úteis em bloquear os componentes DC de modo a impedir o codificador 200 de exibirum comportamento conhecido como "pulsação". No contexto de um codificadorestereofônico, a pulsação se refere ao comportamento de oscilatório de baixa freqüência docodificador causado quando não existe sinal presente nas entradas de áudio de canalesquerdo e direito. O comportamento desejado de um sistema estereofônico quando nãoexiste sinal presente nas entradas de áudio é permanecer silencioso; entretanto, umcodificador conectado através de um decodificador com os alto-falantes e exibindo pulsaçãocausa que os alto-falantes emitam um som audível, referido como um "pulso", com umperíodo um tanto regular que é parcialmente dependente da constante de tempo do detectorde nível RMS no compressor de banda larga. Mais particularmente, no codificador 200,quando somente sinais de nível muito baixo estão presentes nas entradas de áudio equando existe um componente D.C., ou um ramal, presente no sinal na linha 239, a unidadede compressão de banda larga 280 tende a comportar-se de um modo instável que causa apulsação.

Considere o caso onde somente um sinal de áudio de baixo nível está presente nalinha 239. Em tal caso, a saída do detector de nível RMS 450 na linha 450a torna-se muitopequena, o que por sua vez causa que o ganho do multiplicador 434 torne-se muito grande.Se tal sinal de áudio de baixo nível na linha 239 for constante em sua amplitude, a unidadede compressão de banda larga 280 alcança uma condição de estado estável após algumtempo (determinado pela constante de tempo a aplicada ao multiplicador 460), porque osinal de diferença codificado é realimentado na linha 240 para a unidade de compressão debanda larga 280. Pelo motivo da realimentação ser disposta para ser negativa, quando osinal de áudio na linha 239 aumenta na sua amplitude, o sinal na linha 450a aumenta, o quepor sua vez faz com que o ganho do multiplicador 434 diminuir. Quando o sinal de áudio nalinha 239 diminui na sua amplitude, o sinal na linha 450a diminui, o que por sua vez faz comque o ganho do multiplicador 434 aumentar.

Entretanto, deve existir um sinal dc significante presente na linha 239 em adição aosinal de áudio de baixo nível, o sinal é bloqueado a partir do processo de realimentação pelaação do filtro de banda de passagem de banda larga 448, que possui resposta zero para ossinais dc. Em particular, qualquer dc presente no sinal de diferença codificado na linha 240é bloqueado pelo filtro 448 e não é percebido pelo detector de nível RMS 450. Qualquersinal dc presente na linha 239 será amplificado pelo multiplicador 434 com qualquer sinal deáudio presente na linha 239, mas o fator de amplificação ou ganho será determinadosomente pela amplitude do sinal de áudio percebida pelo detector de nível RMS 450 após afiltragem pelo filtro 448.

Como declarado acima, toda vez que a amplitude do sinal de áudio na linha 239varia, o ganho do multiplicador 434 varia de forma inversa. Durante tais variações noganho, qualquer dc presente na linha 239 irá também estar sujeito a amplificação variável,em verdade modulando o sinal dc, para por meio disso produzir um sinal ac. Deste modo,tais sinais dc podem ser modulados de modo a se criar sinais de banda de áudiosignificantes que não estarão sujeitos a serem rejeitados pelo filtro 448 e são portantopercebidos pelo detector 450. Quando o sinal de áudio na linha 239 é pequeno secomparado com o dc na linha 239, pequenas variações no nível do sinal de áudio, quecausam alterações no ganho do amplificador 434, podem causar uma grande alteração nonível (que eleva-se a um sinal ac) na linha 281 através deste processo de modulação. Osinal ac produzido tende a aumentar o sinal total que passa através do filtro 448,independente de se a variação do sinal de áudio que deu origem ao sinal ac foi um aumentoou uma diminuição no nível do sinal. Em particular, caso o nível do sinal de áudio na linha239 diminua, o processo de realimentação negativa normalmente aumenta o ganho domultiplicador 434, Entretanto, se um sinal dc suficiente estiver presente na linha 239, umadiminuição no sinal de áudio na linha 239 pode causar um aumento no sinal percebido pelodetector 450, forçando ao ganho do multiplicador 434 diminuir. Deste modo, o processo derealimentação negativa é revertido e a realimentação se torna positiva.

Tal realimentação positiva irá somente persistir durante o tempo em que o sinal dcmodulado na linha 281 é grande o suficiente se comparado com qualquer sinal de áudiopresente na linha 281, quando ponderado pela resposta de todos os filtros e o sinal semodifica entre a linha 281 e a saída do filtro 448. Uma vez que o ganho do multiplicador 434diminui suficientemente de modo que o sinal dc modulado na linha 281 não proporcione pormais tempo uma entrada significante para o detector 450, a realimentação reverte-se paraseu sentido negativo normal. De acordo com a constante de tempo do detector 450, osistema irá readquirir um nível de ganho apropriado baseado no nível do sinal de áudio nalinha 239. Mas, se um dc suficiente permanecer no sinal na linha 239, o ciclo irá repetir porsi próprio uma vez que o ganho do multiplicador 434 aumente de forma suficiente. Durantecada período de realimentação positiva, é produzida uma alteração abrupta no nível dc dalinha 281. Esta alteração é audível e soa alguma coisa similar ao "pulso" de um relógio.Desde que as alterações dc irão ocorrer com alguma regularidade, baseado na constante detempo do detector 450, o fenômeno é freqüentemente referido como "pulsação".Um método para impedir a pulsação é remover qualquer componente dc presenteno sinal de entrada para o codificador 200. Isto é realizado pelos filtros de banda alta 212 e214. Adicionalmente, os filtros de banda alta 212 e 214 ajudam a maximizar a faixadinâmica do codificador 200 por remover os componentes dc que de outro modo podeutilizar a faixa dinâmica acima do valor. Como declarado acima e como apresentado naFigura 3, o filtro de banda baixa 238 é de preferência implementado como dois filtros 238a e238b. O filtro de divisão 238 deste modo proporciona várias vantagens. Se o filtro 238afosse eliminado, e todo o filtro 238 fosse localizado após o cortador 254 (isto é, nalocalização do filtro 238b), então, quaisquer componentes acima de 15 kHz nos sinais deentrada de áudio podem causar instabilidade na unidade de compressão de banda larga 280similar ao comportamento de pulsação descrito acima. Isto ocorre porque quaisquercomponentes do sinal acima de 15 kHz na linha 239 serão amplificados pelo multiplicador434 (apresentado na Figura 5) e porque tais componentes não irão ser percebidos pelodetector de nível RMS desde que tais componentes são filtrados pelo filtro de banda baixaseguindo ao cortador 254 (apresentado na Figura 3). Desde que o detector 450 aumenta oganho do multiplicador 434 quando ele percebe a ausência de um sinal, o ganho domultiplicador 434 pode tornar-se relativamente grande quando o sinal na linha 239 consistirde uma informação de sinal de áudio pequena (abaixo de 15 kHz), mas para informação dealta freqüência significante (acima de 15 kHz), o multiplicador 434 então amplifica ainformação de alta freqüência, que pode gerar sinais grandes que são prováveis de seremcortadas pelos componentes na seção de processamento 230. Este corte pode produzirharmônicos que podem ser conhecidos como freqüências baixas que serão percebidas pelodetector de nível RMS 450 causando que o sistema pulse como descrito anteriormente.Alternativamente, se o filtro 238b fosse eliminado e todo o filtro 238 fosse localizado antesdo filtro de pré-ênfase fixo 232a (isto é, na localização do filtro 238a), então, os artefatos dealta freqüência gerados pelo cortador 254 poderiam ser incluídos no sinal de diferençacodificado -e poderia interferir com o tom piloto no sinal composto. Portanto, o filtro dividido238 como apresentado proporciona uma disposição ótima por meio da qual o filtro 238impede a pulsação na unidade de compressão 280 e o filtro 238b filtras os artefatos de altafreqüência que podem ser gerados pelo cortador 254.

O filtro de pré-ênfase fixo 232 é também, de preferência divido em dois filtros 232a,232b como apresentado na Figura 3. O filtro 232 tipicamente requer um ganhorelativamente grande nas freqüências altas, como é especificado no padrão BTSC eutilizando somente uma única seção para implementar o filtro 232 se aumenta aprobabilidade do filtro 232 causar o corte. É vantajoso aplicar algum do ganho do filtro 232no lado de entrada da unidade de compressão de banda larga 280 (com o filtro 232a) eaplicar algum ganho do filtro 232 no lado de saída da unidade de compressão de bandalarga 280 (com o filtro 232b). Desde que a unidade 280 normalmente comprime seu sinal deentrada, a distribuição do ganho do filtro 232 ao redor da compressão proporcionada pelaunidade 280 diminui a probabilidade de que o ganho do filtro 232 cause uma condição detransbordo.

Para minimizar o tamanho, consumo de força e custo, o codificador 200 é depreferência implementado utilizando-se um único chip de processamento de sinal digital. Ocodificador 200 foi implementado com sucesso utilizando um dos chips de processamentode sinal digital Motorola DSP 56002 (esta implementação deve ser referida daqui para frentecomo a "Modalidade DSP"). O Motorola DSP 56002 é um chip de vinte e quatro bits de ponto fixo, entretanto, outros tipos de chips de processamento, tal como chips de pontoflutuante, ou chips de ponto fixo possuindo outros comprimentos de palavra, poderiamobviamente ser utilizados. A Modalidade DSP do codificador 200 utiliza uma freqüência deamostragem fs que é igual a três vezes a freqüência piloto fH (isto é, fs = 47202 Hz). ATabela 1 seguinte lista todos os coeficientes do filtro utilizados na Modalidade DSP do codificador 200 exceto aqueles utilizados no filtro de ênfase variável 560.

TABELA 1

<table>table see original document page 26</column></row><table><table>table see original document page 27</column></row><table>

Na Modalidade DSP do codificador 200, o valor da constante α que é utilizado pelodeterminador de média 454 (apresentado na Figura 5) na unidade de compressão de bandalarga 280 é estabelecido para igual a 0,0006093973517 e o valor da constante β que éutilizada pelo determinador de média 554 (apresentado na Figura 6) na unidade decompressão de espectro 290 é estabelecido para igual a 0.001825967. Adicionalmente, osvalores de Ganho C e de Ganho D utilizados pelos amplificadores 540 e 446,respectivamente, nas unidades de compressão de espectro e de banda larga sãoestabelecidos igual a 0,5011872 e 0,08984625, respectivamente, para assegurar que aModalidade DSP do codificador 200 execute de forma similar a do codificador 100.

A Figura 7 apresenta um fluxograma 700 que descreve um método preferido parapré-calcular todos os parâmetros dos coeficientes de filtro utilizados pelo filtro de ênfasevariável 560 (apresentado na Figura 6) na Modalidade DSP do codificador 200. Antes daoperação do codificador 200, todos os parâmetros dos coeficientes do filtro utilizados pelofiltro 560 são pré-calculados (por exemplo, por um computador digital de propósitos geral) esão carregados na LUT 562. Na Modalidade DSP do codificador 200, o filtro 560 possuiuma função de transferência H(z) que é descrita pela Equação (6) de modo que ofluxograma 700 descreve o cálculo dos coeficientes b0, bi e ai. Como especificado nopadrão BTSC, a função de transferência de S(f,b) do filtro analógico 136 (apresentado naFigura 1) com o qual o filtro 560 corresponde parcialmente, é descrita pela fórmulaapresentada na seguinte Equação (7).

<formula>formula see original document page 28</formula>

na qual F é igual a 20,1 kHz.

A primeira etapa no fluxograma 700 é uma etapa de inicialização 710 durante aqual várias variáveis são inicializadas. Especificamente, a freqüência de amostragem fs éestabelecida igual a 47202 Hz e o período T é estabelecido igual a 1/fs. A variável W é umaversão digital da variável F utilizada na Equação (7) e é estabelecida igual a π(20,1 kHz)/fs.A variável dBRANGE representa a faixa de sinal desejada dos detectores RMS na unidadede compressão de espectro e para a Modalidade DSP dBRANGE é estabelecida igual a72,25 dB. A variável dBRES relaciona-se com a sensibilidade do filtro 560 para mudar nonível de energia do sinal de diferença codificado. Na Modalidade DSP do codificador 200,dBRES é estabelecida igual a 0,094 dB de modo que o filtro 560 irá utilizar os coeficientesbaseado no valor do sinal na linha 558a quantizado para o mais próximo de 0,094 dB. Avariável N iguala o número total de parâmetros dos coeficientes do filtro utilizados no filtro560 e N é calculada por se dividir a sensibilidade (dBRES) na faixa (dBRANGE) earredondar para o inteiro mais próximo. Na Modalidade DSP, N é igual a 768 apesar de oscom conhecimento na técnica irão apreciar que este número pode ser alterado, o qual irávariar a sensibilidade ou a faixa. Na Modalidade DSP, a LUT 562 armazena 769 parâmetrosde coeficientes para o filtro 560 e obviamente se N for aumentado, uma LUT maior seráutilizada para armazenar os parâmetros extras dos coeficientes do filtro. Adicionalmente,aqueles com conhecimento na técnica irão apreciar que o gerador Iogaritmo 558 escala osinal na linha 558a e por meio disso reduz o número de parâmetros de coeficientes de filtroarmazenados pela LUT 562, para uma quantização mínima dada do valor do sinal na linha558a. Entretanto, em outras modalidades, o gerador Iogaritmo 558 pode ser eliminado e aLUT 562 pode armazenar um número grande de forma correspondente de parâmetros decoeficientes de filtro. Finalmente, as variáveis Scale e Address são estabelecidas igual a 32e zero, respectivamente. A variável Scale, que é somente utilizada nas implementações deponto fixo, é selecionada de modo que todos os coeficientes de filtro possuam um valormaior ou igual a um negativo e menor do que um ((onde os coeficientes de filtro sãorepresentados em dois complementos).

Seguindo-se a inicialização 710, uma etapa de geração de coeficiente 720 éexecutada. Durante a primeira execução da etapa 720, as variáveis b0(0), b(l) e a1(0) sãocalculadas, o que corresponde aos valores dos coeficientes b0, b1 e a-1 que são para seremarmazenados no local de endereço zero da LUT 562. Seguindo-se a esta execução da25 etapa 720, uma etapa de incremento 730 é executada durante a qual o valor da variávelAddress é incrementado. Seguindo-se a etapa 730, é executada uma etapa decomparação, durante a qual os valores das variáveis Address e N são comparados. SeAddress for menor ou igual a N, então as etapas 720, 730 e 740 são reexecutadasrepetidamente de modo que os valores dos coeficientes b0, bi e ai sejam calculados para30 cada um dos 769 endereços da LUT 562. Quando a etapa 740 detecta que o valor deAddress é maior do que o de N, então todos os 769 parâmetros de coeficientes foramcalculados e a execução do fluxograma 700 continua para uma etapa de conclusão 750.

Na etapa de geração de coeficiente 720, a variável dBFS corresponde a saída dogerador Iogaritmo 558. A media que o valor da variável Address fica na faixa de zero até35 769, o valor de dBFS fica na faixa de cerca de -72,25 até zero dB correspondendo a faixa dosinal de cerca de 72,25 dB proporcionada pela Modalidade DSP do codificador 200 (ondezero dB corresponde a modulação total). A variável RMSd corresponde a saída do detectorde nível RMS analógico 144 (apresentado na Figura 1) e a media que a variável Addressfica na faixa de zero até 769, o valor de RMSd fica na faixa de cerca de -36 até 36 dBcorrespondendo a faixa do sinal de 72 dB proporcionado pelos codificadores BTSCanalógicos da técnica anterior típicos. A variável RMSb é uma versão linear da variávelRMSd e RMSb corresponde a variável b na função de transferência S(f,b) descrita naEquação (7). As variáveis K1 e K2 correspondem respectivamente aos termos (b+51)/(b+1)e (51b+1)/(b+1), na Equação (7). Os coeficientes b0, bi e ai são calculados comoapresentado na etapa 720 utilizando as variáveis Κ1, K2, W e Scale.

A Figura 8A apresenta um diagrama de blocos que ilustra um método para utilizar aModalidade DSP em um sistema analógico e na Figura 8A, todos os componentes queestão implementados no circuito integrado 56002 estão indicados em 200a. O sistemaanalógico fornece sinais de entrada de áudio do canal esquerdo e direito analógicos(apresentados na Figura 8A como "L" e "R", respectivamente) e estes sinais são aplicadospara as entradas dos conversores analógico para digital de dezesseis bits 810 e 812,respectivamente. Os conversores 810, 812 amostram seus sinais de entrada analógicosutilizando uma freqüência de amostragem fs que é igual a 47,202 Hz (isto é, 3fH) e osconversores 810 e 812 por meio disso geram seqüências de amostras digitais de dezesseisbits que são representativas, respectivamente, dos sinais de entrada de áudio do canalesquerdo e do direito. Os sinais gerados pelos conversores 810 e 812 são aplicados para o codificador 200a onde eles são recebidos pelos módulos 292 e 294, respectivamente. Osmódulos 292 e 294 são módulos "divide por dezesseis" (que dividem a amplitude de suasentradas por um fator de 16) e portanto geram sinais de saída que são iguais a seus sinaisde entrada divididos por dezesseis. Desde que a divisão por qualquer potência de dois éfacilmente realizável em um sistema digital por utilizar um registro de deslocamento, osmódulos 292 e 294 são implementados como registros de deslocamento que deslocam suasentradas por quatro locais binários.

Como declarado acima, o chip 56002 é um processador de vinte e quatro bits deponto fixo e as amostras aplicadas ao chip pelos conversores 810 e 812 são emrepresentações de complemento dois. Os módulos 292 e 294 dividem as amostras geradaspelos conversores 810 e 812 por dezesseis e por meio disso colocam cada uma dasamostras no meio de uma palavra de vinte e quatro bits. De modo que em cada amostragerada pelos módulos 292 e 294, os quatro bits mais significantes são bits de sinal e osquatro bits menos significantes são zeros e os dezesseis bits no meio da palavracorresponde a uma amostra gerada por um dos conversores 810 ou 812. O preenchimento de cada palavra de vinte e quatro bits com bits de sinal na extremidade maior e com zerosna extremidade menor deste modo, preserva a precisão e permite que sinais intermediáriosgerados pelo codificador 200a excederem dezesseis bits sem causar uma condição de errotal como um transbordo.

No codificador 200a, cada bit da palavra de vinte e quatro bits correspondeaproximadamente a 6 dB de faixa de sinal e portanto os módulos 292 e 294 correspondem aatenuadores de -24 dB (isto é, negativo 6 vezes 4). Se os sinais de entrada analógicosaplicados para os conversores 810 e 812 forem considerados para propósitos de referenciacomo sinais de zero dB, então os sinais gerados pelos módulos 292 e 294 são atenuadospor 24 dB.

A seção de entrada 210 recebe as palavras de vinte e quatro bits gerada pelosmódulos 292 e 294 e gera a partir das mesmas o sinal de soma que é aplicado a seção deprocessamento do canal de soma 220. O sinal de saída gerado pela seção deprocessamento do canal de soma 220 é aplicado a um "módulo de 16 vezes" (que pode serconsiderado como um amplificador de 24 dB) 296. O módulo 296 por meio disso compensaos atenuadores de 24 dB 292 e 294 e leva a saída da seção de processamento do canal desoma 220 de volta para 100% de modulação (isto é, de volta para a "escala total"). O sinalde saída gerado pelo módulo 296 é aplicado a um conversor digital para analógico dedezesseis bits 814 que por sua vez gera um sinal de soma condicionado analógico.

A seção de entrada 210 também gera o sinal de diferença que é aplicado a seçãode processamento do canal de diferença 230. Como declarado acima, como resultado dosmódulos 292 e 294, o sinal de diferença pode ser considerado como estando atenuado por24 dB. Na Modalidade DSP do codificador 200a, o cortador 254 (apresentado na Figura 3)da seção de processamento de diferença 230 inclui um amplificador de 18 dB (que éimplementado como um multiplicador por oito). Ou seja, o cortador 254 amplifica o sinalgerado pelo filtro de pré-ênfase fixo 232b por 18 dB e então corta este sinal amplificado demodo que o sinal de saída gerado pelo cortador 254 não irá exceder um número que é 6 dBabaixo da modulação total. O sinal aplicado a partir do cortador 254 para o filtro de bandabaixa 238b portanto possui um bit (ou 6 dB) de "área de cabeçalho", de modo que o filtro238b pode gerar um sinal de saída que é 6 dB maior do que seu sinal de entrada semcausar saturação. É desejável deixar este um bit de espaço de cabeçalho porque aresposta transitória do filtro 238b inclui algum som que pode causar que eletemporariamente gere um sinal de saída instantâneo que seja maior do que seu sinal deentrada instantâneo e a área de cabeçalho por meio disso impede qualquer som no filtro238b de causar uma condição de saturação. Referindo-se novamente a Figura 8A, o sinalde saída gerado pelo filtro 238b é aplicado a um conversor digital para analógico dedezesseis bits 816 que por sua vez gera um sinal de saída que é aplicado a um amplificadoranalógico de 6 dB 820. Tanto os conversores D/A 814 como o 816 têm a intenção de seremconversores completos, os quais incluem os filtros de anti-imagem analógicos bemconhecidos como parte de sua funcionalidade. Os filtros de anti-imagem são filtrosanalógicos aplicados ao sinal analógico seguindo a conversão de digital para analógico queserve para atenuar quaisquer imagens do sinal desejado que sejam refletidas ao redor dafreqüência de amostra e múltiplos da mesma. Os conversores 814 e 816 são assumidoscomo sendo substancialmente idênticos um ao outro, rodando na mesma taxa de amostra econtendo substancialmente a mesma filtragem de anti-imagem. Tais conversores sãonormalmente disponíveis em modalidades comerciais tais como o Semicondutor de CristalCS4328. O amplificador 820 amplifica seu sinal de entrada por 6 dB e por meio disso leva osinal de diferença codificado de volta para a escala total. Enquanto a Figura 8A apresenta ocodificador 200a ligado aos conversores analógico para digital 810 e 812 para receber ossinais de áudio analógicos, nos sistemas digitais, os conversores 810 e 812 podem serobviamente eliminados de modo que o codificador 200a receba os sinais de áudio digitaisdiretamente.

A Figura 8B apresenta um diagrama de blocos de uma modalidade preferida de umcodificador BTSC padrão 200b construído de acordo com a invenção e configurado comoparte de um sistema analógico. O codificador 200b é similar ao codificador 200a, entretanto,no codificador 200b o módulo 296 amplifica seu sinal de entrada por 18 dB (por multiplicarpor 8) ao invés do que por 24 dB como no codificador 200a. O sinal de saída gerado pelomódulo 296 é uma versão escalonada do sinal de soma condicionado e é apresentado naFigura 8B como S. Além disso, o codificador 200b inclui um módulo 298 para amplificar osinal de saída gerado pela seção de processamento de canal de diferença 230 por 6 (pormultiplicar por dois). O sinal de saída gerado pelo módulo 298 é uma versão escalonada dosinal de diferença codificado e é apresentado na Figura 8B como D. Adicionalmente, ocodificador 200b inclui um modulador composto 822 para receber os sinais SeDe paragerar a partir dos mesmos uma versão digital do sinal composto. O sinal composto digitalgerado pelo modulador 822 é aplicado a um conversor digital para analógico 818, cuja asaída é uma versão analógica do sinal composto. O conversor D/A 818 têm a intenção deser um conversor completo que inclui o filtro de anti-imagem analógico supramencionadocomo parte de sua funcionalidade. Tais conversores são normalmente disponíveis emmodalidades comerciais, tais como Burr-Brown PCM1710. Na modalidades preferidas, osmódulos 292 e 294, a seção de entrada 210, a seção de processamento de canal de soma220, a seção de processamento de canal de diferença 230, os módulos 296 e 298 e omodulador composto 822 são todos implementados como um único chip de processamentode sinal digital.

Desde que o sinal composto é gerado como um sinal digital no codificador 200b, omódulo 298 está incluído para levar o sinal de saída gerado pela seção de processamentode canal de diferença 230 até a escala total ao invés do que aguardar até após a conversãode digital para analógico e utilizar um amplificador analógico, tal como o amplificador 820como é apresentado na Figura 8A. Além disso, desde que no sinal composto, o sinal desoma condicionado é utilizado em modulação de 50%, o módulo 296 somente amplifica seusinal de entrada por 18 dB de modo que o sinal de saída gerado pelo módulo 296 é nametade da amplitude do sinal de saída gerado pelo módulo 298.

A Figura 9 apresenta um diagrama de blocos de uma modalidade do modulador

composto 822. O último recebe os sinais SeDe gera a partir dos mesmos uma versãodigital do sinal composto. O modulador 822 inclui dois interpoladores 910 e 912, dois filtrosde banda baixa digitais 914 e 916, um multiplicador de sinal digital 918 e dois adicionadoresde sinal digital 920 e 922. Os sinais SeD são aplicados as respectivas entradas dosinterpoladores 910 e 912. Os interpoladores 910 e 912, que são alternativamente referidoscomo "amostradores ascendentes", interpolam uma nova amostra entre cada duas amostrasconsecutivas aplicadas a suas entradas e por meio disso geram sinais de saída possuindoduas vezes a freqüência de amostragem dos sinais de entrada SeD. Os sinais de saídagerados pelos interpoladores 910 e 912 são aplicados as respectivas entradas dos filtros debanda baixa 914 e 916. Os últimos removem as imagens introduzidas nos sinais SeDpelos interpoladores 910 e 912. O sinal de saída filtrado gerado pelo filtro 916 é aplicado auma entrada do multiplicador de sinal 918 e um sinal oscilante digital como uma função decos[47i(fH/fs)n] é aplicado a outra entrada do multiplicador 918. O multiplicador 918 por meiodisso gera a versão portadora, suprimida de banda lateral dupla de amplitude modulada dosinal de diferença que é utilizada no sinal composto. O sinal de saída gerado pelomultiplicador 918 é aplicado a uma entrada do adicionador de sinal 920 e o sinal de saídafiltrado gerado pelo filtro 914 é aplicado a outra entrada do adicionador de sinal 920. Oúltimo gera um sinal de saída por somar os dois sinais presentes nas suas entrada e aplicaeste sinal ao adicionador de sinal 922. Um sinal de tom piloto que oscila como uma funçãode Acos[27t(fH/fs)n] (onde "A" é uma constante representativa de 10% da modulação deescala completa) é aplicado a outra entrada do adicionador de sinal 922 que gera o sinalcomposto digital por somar os dois sinais presentes nas suas entradas. O moduladorcomposto 822 inclui os interpoladores 910 e 912 porque o componente de freqüência maiselevada no sinal composto é ligeiramente menor do que 3fH (como é apresentado na Figura2) e portanto, os sinais aplicados as entradas do multiplicador de sinal 918 e do adicionadorde sinal 920 deve possuir taxas de amostra pelo menos tão grande quanto 6fH parasatisfazer o critério de Nyquist. Pelo motivo da taxa de amostra na saída do moduladorcomposto 822 ser tipicamente maior do que a taxa de amostra de ambos os sinais S ou D, oconversor D/A 818 deve ser capaz de operar em tais taxas de amostra mais elevadas. Seos sinais de entrada SeD aplicados ao modulador composto 822 possuírem taxas deamostra de 3fH, alguma forma de interpolação (tal como esta proporcionada pelosinterpoladores 910 e 912) deve ser proporcionada para dobrar a taxa de amostra.Obviamente, se taxas de amostra suficientemente altas forem utilizadas do início ao fim docodificador 200b, então, os interpoladores 910 e 912 e os filtros de banda baixa 914 e 916podem ser eliminados do modulador 822.

A Figura 8C apresenta um diagrama de blocos de ainda outra modalidade de um codificador BTSC 200c construído de acordo com a invenção. O codificador 200c é similarao codificador 200b (apresentado na Figura 8B), entretanto, no codificador 200c o módulo298 é eliminado de modo que o sinal gerado pela seção de processamento de canal dediferença 230 é o sinal D e é aplicado diretamente ao modulador composto 822.Adicionalmente, no codificador 200c, o módulo 296 amplifica seu sinal de entra por 12 dB (por multiplicar por 4) ao invés do que por 18 dB como é feito no codificador 200b. Então,no codificador 200c, os sinais SeD são 6 dB abaixo dos níveis daqueles sinais nocodificador 200b. Portanto, o modulador composto 822 gera a partir destes sinais umaversão do sinal composto que é atenuada por 6 dB. Esta versão atenuada do sinalcomposto é convertida para um sinal analógico pelo conversor digital para analógico 818 e é então levada para a escala completa pelo amplificador de 6 dB analógico 820. Como com ocodificador 200b, o codificador 200c é de preferência implementado utilizando um único chipde processamento de sinal digital.

A diferença entre os codificadores 200b e 200c representa um compromisso deprojeto. Como os com conhecimento na técnica irão apreciar, quando convertendo um sinal digital para um sinal analógico com o conversor digital para analógico, assegurando-se queo sinal digital está em escala completa, tende-se a minimizar qualquer perda de proporçãode sinal para ruído que possa ocorrer como resultado da conversão. O codificador 200bminimiza a perda de taxa de sinal para ruído como resultado da operação do conversor 818por utilizar os módulos 296 e 298 par assegurar que a versão digital do sinal composto(gerado pelo modulador 822) que é aplicada ao conversor 818 está em escala completa.Entretanto, apesar do conversor 200b minimizar qualquer perda de proporção de sinal pararuído que possa ocorrer como resultado do conversor 818, o codificador 200b tambémaumenta a probabilidade de que o corte possa ocorrer no sinal composto. Desde que aseção de processamento de canal de diferença 230 utiliza o ganho relativamente grande proporcionado pelo filtro de pré-ênfase fixo 232 (apresentado na Figura 3), é possível ocorraalgum corte no caminho do sinal de diferença codificado. O codificador 200b utiliza omódulo 298 para levar o sinal D até a escala completa e isto essencialmente eliminaqualquer área de cabeçalho do caminho do sinal do sinal D e por meio disso aumenta achance de que algum corte venha a ocorrer. Então, o codificador 200b minimiza a perda dequalquer razão de sinal para ruído que ocorra como resultado do conversor 818 no custo deaumentar a probabilidade de corte no caminho do sinal de diferença codificado. Emcontraste, o codificador 200c preserva a área de cabeçalho no caminho do sinal dediferença codificado e por meio disso reduz a probabilidade de corte ao custo de aumentar aperda da proporção de sinal para ruído como resultado da operação do conversor 818.

A Figura 8D apresenta um diagrama de blocos de ainda outra modalidade de umcodificador BTSC 200d construído de acordo com a invenção. O codificador 200d é similarao codificador 200a (apresentado na Figura 8A), entretanto, o codificador 200dadicionalmente inclui uma parte 822a de um modulador composto. A parte 822a inclui doisinterpoladores 910 e 912, dois filtros de banda baixa 914 e 916, o multiplicador de sinaldigital 918 e um adicionador de sinal digital 930. O sinal S gerado pelo módulo 296 éaplicado ao interpolador 910, que "amostra para cima" o sinal S e aplica o sinal amostradopara cima ao filtro de banda baixa 914. O último filtra este sinal e aplica o sinal filtrado a umterminal de entrada do adicionador 930. Um tom piloto digital possuindo duas vezes aamplitude normal (isto é, 2Acos2Π(fH/fs) é aplicado ao outro terminal de entrada doadicionador 930 que gera um sinal de saída por somar os dois sinais presentes nos seusterminais de entrada. O sinal D gerado pela seção de processamento de canal de diferença230 é aplicado ao interpolador 912 que gera um sinal amostrado para cima que é aplicadoao filtro de banda baixa 916. O último filtra este sinal e aplica o sinal filtrado a um terminaldo multiplicador 918. Um sinal oscilando de acordo com cos47Π(fH/fs) é aplicado ao outroterminal do multiplicador 918, o qual gera um sinal de saída por multiplicar os dois sinaispresentes nos seus terminais de entrada. Como com os codificadores 200a até 200c, ocodificador 200d é de preferência implementado utilizando-se um único chip deprocessamento de sinal digital.

O codificador 200d é de preferência utilizado em conjunto com dois conversoresdigital para analógico 932 e 934, um atenuador de -6 dB analógico 936, um amplificador de6 dB analógico 938 e com um adicionador analógico 940. O sinal de saída gerado peloadicionador 930 é aplicado ao conversor 932 que gera um sinal analógico que é aplicado aoatenuador 936. O sinal de saída gerado pelo multiplicador 918 é aplicado ao conversor 934que gera um sinal analógico que é aplicado ao amplificador 938. Os sinais gerados peloatenuador 936 e pelo amplificador 938 são aplicados para os terminais de entrada doadicionador de sinal 940 que soma estes sinais para gerar o sinal composto analógico. Osconversores D/a 932 e 934 têm a intenção de serem conversores completos, os quaisincluem os filtros de anti-imagem analógicos supramencionados como parte de suafuncionalidade. Os conversores 932 e 934 são assumidos como sendo substancialmenteidênticos um ao outro, rodando na mesma taxa de amostra e contendo substancialmente amesma filtragem anti-imagem. Tais conversores são normalmente disponíveis emmodalidades comerciais, tal como o Burr Brown PCM1710.

É também possível eliminar o interpolador 910 e o filtro de banda baixa 914 daFigura 8D e rodar o conversor D/A 932 em uma taxa de amostra igual a da seção deprocessamento de canal de soma 220. Entretanto, fazer isto em geral não é prático porqueconversores D/A disponíveis normalmente e econômicos estão usualmente disponíveis empares alojados dentro de um único circuito integrado. Tais conversores D/A emparelhadosnaturalmente operam na mesma taxa de amostra. Embora seja possível reduzir acomplexidade DSP por eliminar o interpolador 910 e o filtro de banda baixa 914 da Figura8D, ao se fazer isto poderia provavelmente aumentar o custo e a complexidade do projetototal porque um conversor D/A estéreo simples não mais poderia ser utilizado para ambosos conversores D/A 932 e 934.

O codificador 200d representa uma combinação dos aspectos dos codificadores200b e 200c. O codificador 200d utiliza o módulo 296 para levar o sinal S até a escalacompleta de modo a minimizar qualquer perda da razão de sinal para ruído que possaocorrer como resultado da operação do conversor 932. O codificador 200d tambémpreserva 6 dB de área de cabeçalho no caminho do sinal do sinal D e portanto reduz aprobabilidade de qualquer perda de precisão devido a corte. Apesar do codificador 200dincluir mais componentes do que ambos os codificadores 200b e 200c, o codificador 200dtanto minimiza a perda de razão de sinal para ruído como a probabilidade de corte.

A Figura 10 apresenta um diagrama de blocos de uma modalidade preferida daseção de processamento de canal de soma 220a e da seção de processamento de canal dediferença 230a para uso no codificador 200 (e estas seções 220a, 230a podem obviamenteserem utilizadas nos codificadores 200a até 200d). As seções de processamento 220a e230a são similares as seções 220 e 230 descritas acima, entretanto, a seção 220aadicionalmente inclui o filtro de equalização de fase dinâmico 1010 e a seção 230aadicionalmente inclui um filtro de equalização de fase dinâmico 1012. Na modalidadeilustrada, os sinais de saída gerados pelo filtro de equalização de fase estático 228 e pelofiltro de pré-ênfase fixo 232a são aplicados aos terminais de entrada dos filtros deequalização de fase dinâmicos 1010 e 1012, respectivamente e o sinal de saída gerado pelogerador Iogaritmo 558 na linha 558a é aplicado aos terminais de controle dos filtros 1010 e1012. Os sinais de saída gerados pelos filtros 1010 e 1012 são aplicados ao filtro de bandabaixa 224 e para a unidade de compressão de banda larga 280, respectivamente.

Os filtros de equalização de fase dinâmicos 1010 e 1012 são utilizados paracompensar os erros de fase introduzidos pelo filtro de ênfase variável 560 que é utilizado naunidade de compressão de espectro 290. A resposta de fase do filtro de ênfase variável 560é de preferência combinada o mais próximo possível a do filtro de ênfase variável 136(apresentado na Figura 1). Entretanto, devido a natureza dependente do sinal variável dofiltro de ênfase variável 136,, é extremamente difícil projetar o filtro de ênfase variável 560de modo que sua resposta de fase combine com esta do filtro de ênfase variável 136 paratodas as características de pré-ênfase/de-ênfase, que por sua vez variam com o nível dosinal. Portanto, em modalidades típicas do codificador 200, as resposta de fase do filtro deênfase variável 560 e do filtro de ênfase variável 136 divergem em função do nível do sinal.Os filtros de equalização de fase dinâmicos 1010 e 1012 de preferência introduzem erros defase compensatórios nas seções de processamento de canal de soma e de diferença paracompensar as divergências entre o filtro de ênfase variável 560 e o filtro de ênfase variável136.

Portanto, os filtros de equalização de fase dinâmicos 1010 e 1012 executam umafunção que é similar a executada pelo filtro de equalização de fase estático 228.

Entretanto, enquanto o filtro 228 compensa os erros de fase que são independentesdo nível do sinal de diferença codificado, os filtros 1010 e 1012 compensam os erros de faseque são dependentes do nível do sinal. Os filtros 1010 e 1012 são de preferenciaimplementados como filtros de "passa tudo" possuindo respostas de magnituderelativamente planas e respostas de fase selecionadas. Os filtros de equalização de fasedinâmicos estão incluídos em ambas as seções de processamento de soma e de diferençaporque um atraso de fase pode ser requerido em ambos os canais de soma e de diferençapara compensar o erro de fase introduzido pelo filtro de ênfase variável 560, Emmodalidades preferidas, os filtros 1010 e 1012 são implementados de um modo similar aunidade de ênfase variável 536 e incluem um filtro possuindo uma função de transferênciade coeficiente variável e uma LUT para selecionar os valores dos coeficientes do filtrodurante qualquer intervalo em particular. O sinal gerado pelo gerador Iogaritmo 558 na linha558a é de preferência aplicado aos terminais de controle dos filtros 1010 e 1012 e selecionaos coeficientes do filtro utilizados por esses filtros.

O codificador digital 200 foi discutido em conexão com certas modalidadesparticulares, entretanto, aqueles com conhecimento na técnica irão apreciar que variaçõesdessas modalidade também são abrangidas dentro da invenção. Por exemplo, a unidade deênfase variável 536 (apresentada na Figura 6) foi discutida em termos de ser implementadautilizando-se um filtro de ênfase variável 560 e uma LUT 562. Entretanto, ao invés de pré-calcular todos os coeficientes possíveis para o filtro 560 e armazena-los na LUT 562, podeser preferível para outras implementações da unidade de ênfase variável 536 eliminar a LUT562 e ao invés disso incluir componentes para calcular os coeficientes do filtro em temporeal. Aqueles com conhecimento na técnica irão apreciar que tais consideraçõesrepresentam uma solução transacional entre os recursos de memória (tal como os utilizadospor uma LUT para armazenar os coeficientes do filtro) e os recursos de cálculo (tal como osutilizados pelos componentes para calcular os coeficientes do filtro em tempo real) e podemser resolvidos de forma diferente em qualquer implementação particular do codificador 200.Considerações similares se aplicam aos dispositivos de raiz quadrada 456 e 556, ao geradorrecíproco 458 e ao gerador Iogaritmo 558 (apresentados nas Figuras 5 e 6) que podemalternativamente utilizar recursos de memória (por exemplo, uma LUT para armazenar todosos valores) ou recursos de processamento (por exemplo, para calcular uma aproximação depolinômio de série Taylor). Em ainda outras modalidades, qualquer um ou todos oscomponentes no codificador 200 podem ser implementados utilizando-se componentes dehardware individuais ou alternativamente como módulos de software rodando em umcomputador de propósito geral ou específico.

Outro exemplo de variações do codificador 200 que são abrangidas dentro dainvenção se relacionam com os módulos de escalonamento 292 e 294 (apresentados naFigura 8B). Estes módulos são particularmente relevantes para as implementações deponto fixo do codificador 200. Em implementações de ponto flutuante, não existe anecessidade de preencher cada amostra com zeros e os bits de sinais para impedir otransbordo e estes módulos podem portanto serem eliminados das implementações deponto flutuante. Como um exemplo adicional, o filtro de equalização de fase estático 228(apresentado na Figura 10) foi discutido em termos de compensação para os erros de faseintroduzidos pelo filtro 232a, entretanto, o filtro 228 pode ser alternativamente utilizado paracompensar outros erros de fase introduzidos por outros componentes na seção deprocessamento de canal de diferença 230a. Ainda adicionalmente, os filtros 228 e 1010podem ser implementados como um filtro único.

Portanto, desde que certas alterações podem ser feitas no aparelho acima sem sairdo escopo da invenção envolvida aqui dentro, é pretendido que todo o assunto contido nadescrição acima ou apresentado nos desenhos acompanhantes sejam interpretados em umsenso ilustrativo e não limitante.

Claims

1. Sistema de ponderação de sinal digital adaptativo: incluindo um caminho do sinalpara transmitir um sinal de informação elétrica de uma largura de banda predeterminadaatravés do dito sistema, o dito sistema CARACTERIZADO por adicionalmente compreende:dispositivo de filtro digital no dito caminho do sinal para variar o ganho impresso naparte do dito sinal de informação dentro de uma primeira região de espectro selecionadadentro da dita largura de banda predeterminada por um primeiro fator de ganho variável, odito primeiro fator de ganho variável variando em resposta e em função de um primeiro sinalde controle;dispositivo para gerar de forma digital o dito primeiro sinal de controle somente emresposta e de acordo com a energia do sinal do dito sinal de informação dentro de umasegunda região de espectro selecionada incluindo pelo menos uma parte da dita primeiraregião de espectro selecionada;dispositivo de controle de ganho digital disposto no dito caminho do sinal e ligadoao dito dispositivo de filtro digital para variar o ganho do sinal impresso no dito sinal deinformação substancialmente por toda a dita largura de banda predeterminada por umsegundo fator de ganho variável, o dito segundo fator de ganho variável variando naresposta e em função de um segundo sinal de controle; edispositivo para gerar de forma digital o dito segundo sinal de controle em respostae em função da energia do sinal do dito sinal de informação substancialmente dentro deuma terceira região de espectro selecionada dentro da dita largura de bandapredeterminada.