BR9714304B1 - codificador btsc. - Google Patents

Description

"CODIFICADOR BTSC"

Campo da Invenção

A presente invenção relaciona-se em geral com co-dificadores de áudio estereofônicos utilizados para a trans-missão de televisão. Mais particularmente, a invenção rela-ciona-se com um codificador digital para gerar os sinais deáudio utilizados na transmissão de sinais de televisão este-reof ônicos nos Estados Unidos e em outros países.

Fundamento da Invenção

No ano de 1980, a Comissão de Comunicações Federaldos Estados Unidos (FCC) adotou novas regulamentações co-brindo a parte de áudio dos sinais de televisão que permiti-am que os programas de televisão de serem transmitidos e re-cebidos com áudio de duplo canal, como por exemplo o som es-tereofônico. Nessas regulamentações, a FCC reconheceu e deuproteção especial a um método de transmissão de canais deáudio adicional endossado pela Associação de Industrias Ele-trônicas e pela Associação Nacional de Transmissoras e pelochamado sistema de Comitê de Sistemas de Televisão (BTSC).

Este padrão bem conhecido é algumas vezes referido como Somde Televisão de Múltiplos Canais (MTS) e é descrito no docu-mento da FCC entitulado MULTICHANEL TELEVISI0N SOUNDTRANSMISSION AND AUDIO PROCESSING REQUERIMENTS FOR THE BTSCSYSTEM (Boletim OET N2 60, Revisão A, Fevereiro de 1986),bem como no documento publicado pela Associação de Industri-as Eletrônicas entitulado MULTICHANNEL TELEVISI0N SOUND BTSCSYSTEM RECOMMENDED PRACTICES (Boletim da Sistemas de Televi-são EIA N2 5, de julho de 1985). Os sinais de televisão ge-rados de acordo com o padrão BTSC são referidos daqui parafrente como "sinais BTSC".

Os sinais de televisão monofônicos originaistransportados em um único canal de áudio. Devido a configu-ração do sinal de televisão monofônico e a necessidade de semanter a compatibilidade com os aparelhos de televisão exis-tente, a informação estereofônica foi necessariamente loca-lizada em uma região de freqüência mais elevada do sinalBTSC fazendo o canal estereofônico muito mais ruidoso do queo canal de áudio monofônico. Isto resultou em um piso deperturbação inerentemente mais elevado para o sinal estéreodo que para o sinal monofônico. 0 padrão BTSC superou esteproblema por definir um sistema de codificação que proporci-onou um processamento adicional do sinal para o sinal de áu-dio estereofônico.

Antes da transmissão de um sinal BTSCpor uma estação de televisão, a parte de áudio de um progra-ma de televisão é codificada da maneira prescrita pelo pa-drão BTSC e durante a recepção de um sinal BTSC um receptor(por exemplo, um aparelho de televisão) então decodifica aparte de áudio de uma maneira complementar. Esta codifica-ção e decodificação complementar assegura que a taxa de si-nal para ruído de todo o sinal de áudio estéreo seja mantidaem níveis aceitáveis.

A Figura 1 é um diagrama de blocos de um sistemade codificação BTSC da técnica anterior, ou mais simplesmen-te, um codificador BTSC 100, como definido pelo padrão BTSC.0 codificador 100 recebe sinais de entrada do canal esquerdoe direito (indicados na Figura 1 como "L" e "R", respectiva-mente) e gera a partir dos mesmos um sinal de soma condicio-nado e um sinal de diferença codificado. Deve ser apreciadoque enquanto o sistema da técnica anterior e este da presen-te invenção são descritos como úteis para a codificação dossinais de áudio esquerdo e direito de um sinal estereofônicoque é de forma subsequente transmitido como um sinal de te-levisão, o sistema BTSC também proporciona um dispositivopara codificar um sinal de áudio separado, como por exemplo,a informação de áudio em uma linguagem diferente, que é se-parado e selecionado pelo receptor final. Adicionalmente,os componentes de redução de ruído do sistema de codificaçãoBTSC podem ser utilizados para outros propósitos além datransmissão de televisão, tal como para aperfeiçoar as gra-vações de áudio.

O sistema 100 inclui uma seção de entrada 110, umaseção de processamento do canal de soma 12 0 e uma seção deprocessamento de canal de diferença 130. A seção de entradaIlOn recebe os sinais de entrada de áudio dos canais esquer-do e direito e gera a partir dos mesmos um sinal de soma(indicado na Figura 1 como "L + R") e um sinal de diferença(indicado na Figura 1 como "L - R"). E bem conhecido quepara os sinais estereof ônicos, o sinal de soma L + R podeser utilizado por ele próprio para proporcionar a reproduçãodo áudio monofônico e é este sinal que é decodificado pelosaparelhos de televisão de áudio monofônico existentes parareproduzir o som. Em aparelhos estereofônicos, os sinais desoma e de diferença podem ser adicionados e subtraídos um dooutro para recuperar os dois sinais estereofônicos originais(L) e (R). A seção de entrada 110 inclui dois adicionadoresde sinal 112, 114. 0 adicionador 112 soma os sinais de en-trada de áudio do canal esquerdo e direito para gerar o si-nal de soma e o adicionador 114 subtrai o sinal de entradade áudio do canal direito do sinal de entrada de áudio docanal esquerdo para gerar o sinal de diferença. Como des-crito acima, o sinal de soma L + R é transmitido através deum meio de transmissão com o mesmo sinal para a razão de ru-ído como alcançado com os sinais monofônicos anteriores.Entretanto, o sinal de diferença L-R é transmitido atravésde um canal muito ruidoso, particularmente na parte de fre-qüência mais elevada do espectro relevante de modo que o si-nal de diferença decodificado possui uma taxa de sinal pararuído mais pobre por causa do meio ruidoso e da faixa dinâ-mica reduzida do meio. A faixa dinâmica é definida como afaixa de sinais entre o nível do piso de perturbação e o ní-vel máximo onde ocorre a saturação do áudio. No canal desinal de diferença a faixa dinâmica diminui em freqüênciasmais elevadas. Por conseqüência, o sinal de diferença estásujeito a processamento adicional ao do sinal de soma demodo que a faixa dinâmica pode ser substancialmente preservada .

Mais particularmente, a seção de processamento docanal de soma 120 recebe o sinal de soma e gera a partir domesmo o sinal de soma condicionado. A seção 12 0 inclui umfiltro de pré-ênfase 122 e um limitador de banda 124. 0 si-nal de soma é aplicado para a entrada do filtro 122 que geraa partir do mesmo um sinal de saída que é aplicado para aentrada do limitador de banda 124. 0 sinal de saída geradopelo último é então o sinal de soma condicionado.

A seção de processamento de canal de diferença 130recebe o sinal de diferença e gera a partir do mesmo o sinalde diferença codificado. A seção 130 inclui um filtro depré-ênfase fixo 132 (apresentado implementado como uma cas-cata de dois filtros 132a e 132b), um amplificador de ganhovariável 134, de preferência na forma de um amplificadorcontrolado por voltagem, um filtro de pré-ênfase/de-ênfasevariável (referido daqui para frente como um "filtro de ên-fase variável") 136, um protetor de sobre-modulação e limi-tador de banda 138, um amplificador de ganho fixo 140, umfiltro de banda baixa 142, um detector de nível RMS 144, umamplificador de ganho fixo 146, um filtro de banda de passa-gem 148, um detector de nível RMS 150 e um gerador recíproco 152.

0 sinal de diferença é aplicado a entrada do fil-tro de pré-ênfase fixo 132 que gera a partir do mesmo um si-nal de saída que é aplicado via a linha 132d a um terminalde entrada do amplificador 134. Um sinal de saída geradopelo gerador recíproco 152 é aplicado via a linha 152 a umterminal de controle de ganho do amplificador 134. 0 ampli-ficador 134 gera um sinal de saída por amplificar o sinal nalinha 132d utilizando um ganho que é proporcional ao valordo sinal na linha 152a. O sinal de saída gerado pelo ampli-ficador 134 é aplicado, via a linha 134a, para um terminalde entrada do filtro de ênfase variável 136 e um sinal desaída gerado pelo detector RMS 144 é aplicado via a linha144a a um terminal de controle do filtro 136. 0 filtro deênfase variável 136 gera um sinal de saída por pré-ênfatizarou de-ênfatizar as parte de freqüência elevada do sinal nalinha 134a sob o controle do sinal na linha 144a. O sinalde saída gerado pelo filtro 136 é aplicado a entrada do pro-tetor de sobre-modulação e do limitador de banda 138 quegera a partir do mesmo o sinal de diferença codificado.

O sinal de diferença codificado é aplicado via ocaminho de realimentação 138a para as entradas dos amplifi-cadores de ganho fixo 140, 146, que amplificam o sinal dediferença codificado por Ganho A e Ganho B, respectivamente.O sinal amplificado gerado pelo amplificador 140 é aplicadoa uma entrada do filtro de banda baixa 142 que gera a partirdo mesmo um sinal de saída que é aplicado a entra do detec-tor de nível RMS 144. O último gera um sinal de saída comouma função do valor RMS do nível do sinal de entrada recebi-do a partir do filtro 142. O sinal amplificado gerado peloamplificador 146 é aplicado a entrada do filtro de banda depassagem 148 que gera a partir do mesmo um sinal de saídaque é aplicado a entrada do detector de nível RMS 150. 0último gera um sinal de saída como uma função do valor RMSdo nível do sinal de entrada recebido a partir do filtro148. O sinal de saída do detector 150 é aplicado via a li-nha 150a para o gerador recíproco 152 que gera um sinal nalinha 152 que é representativo do recíproco do valor do si-nal na linha 150a. Como afirmado acima, os sinais de saídagerados pelo detector de nível RMS 144 e pelo gerador recí-proco 152 são aplicados ao filtro 136 e ao arr.plificadcr 134,respectivamente.

Como apresentado na Figura 1, a seção de processa-mento do canal de diferença 13 0 é consideravelmente maiscomplexa do que a seção de processamento do canal de soma120.

0 processamento adicional proporcionado pela seção deprocessamento do canal de diferença 13 0, em combinação com oprocessamento complementar proporcionado por um decodifica-dor (não apresentado) recebendo um sinal BTSC, mantém a taxade sinal para ruído do canal de diferença em níveis aceitá-veis mesmo na presença do piso de ruído mais elevado associ-ado com a transmissão e a recepção do canal de diferença. Aseção de processamento do canal de diferença 130 essencial-mente gera o sinal de diferença codificado por dinamicamentecomprimir, ou reduzir a faixa dinâmica do sinal de diferen-ça, de modo que o sinal codificado pode ser transmitidoatravés do caminho de transmissão de faixa dinâmica limitadoassociado com um sinal BTSC e de modo que um decodificadorrecebendo o sinal codificado possa recuperar toda a faixadinâmica no sinal de diferença original por expandir o sinalde diferença comprimido de um modo complementar. A seção deprocessamento do canal de diferença 130 é uma forma particu-lar do sistema de peso de sinal adaptativo descrito na Pa-tente dos Estados Unidos N2 4.539.526, que é conhecido comosendo vantajoso para transmitir um sinal possuindo uma faixadinâmica relativamente grande através de um caminho detransmissão possuindo uma faixa dinâmica relativamente es-treita dependente da freqüência.Resumidamente, a seção de processamento do canalde diferença pode ser pensada como incluindo uma unidade decompressão de banda larga 18 0 e uma unidade de compressão deespectro 190. A unidade de compressão de banda larga 180inclui o amplificador de ganho variável 134 de preferênciana forma de um amplificador controlado por voltagem e oscomponentes do caminho de realimentação para gerar o sinalde controle para o amplificador 134 e compreendendo o ampli-ficador 146, o filtro de banda de passagem 148, o detectorde nível RMS 150 e o gerador recíproco 152. O filtro debanda de passagem 148 possui uma banda de passagem relativa-mente larga, ponderada em direção a freqüências de áudio in-feriores, de modo que durante a operação, o sinal de saídagerado pelo filtro 148 e aplicado ao detector de nível RMS150 é substancialmente representativo do sinal de diferençacodificado. Portanto, o detector de nível RMS 150 gera umsinal de saída na linha 15a representativo de uma média pon-derada do nível de energia do sinal de diferença codificadoe o gerador recíproco 152 gera um sinal na linha 152a repre-sentativo do recíproco desta média ponderada. 0 sinal nalinha 152a controla o ganho do amplificador 134 e desde queeste ganho é inversamente proporcional a média ponderada(isto é, ponderada com respeito as freqüência de áudio infe-riores) do nível de energia do sinal de diferença codifica-do, a unidade de compressão de banda larga 180 "comprime",ou reduz a faixa dinâmica do sinal na linha 132a por ampli-ficar os sinais possuindo amplitudes relativamente baixas esinais de atenuação possuindo amplitudes relativamente gran-des .

A unidade de compressão de espectro 190 inclui ofiltro de ênfase variável 136 e os componentes do caminho derealimentação gerando um sinal de controle para o filtro 136e ,compreendendo o amplificador 140, o filtro de banda baixa142 e o detector de nível RMS 144. Ao contrário do filtro148, o filtro de banda baixa 142 possui uma banda de passa-gem relativamente estreita que é ponderada com respeito asfreqüências de áudio mais elevadas. Como é bem conhecido, omeio de transmissão associado com a parte de diferença dosistema de transmissão BTSC possui uma faixa dinâmica depen-dente da freqüência e a banda de passagem do filtro 142 éescolhida para corresponder a parte do espectro deste cami-nho de transmissão possuindo a faixa dinâmica mais estreita(isto é, a parte de freqüência mais elevada). Durante aoperação, o sinal de saída gerado pelo filtro 142 e aplicadoao detector de nível RMS 144 contém primariamente as partesde alta freqüência do sinal de diferença codificado. Por-tanto, o detector de nível RMS 144 gera um sinal de saída nalinha 144a representativo do nível de energia nas partes dealta freqüência do sinal de diferença codificado. Então,este sinal controla a pré-ênfase/de-ênfase aplicada pelofiltro de ênfase variável 1136 de modo que no efeito, a uni-dade de compressão de espectro 190 dinamicamente comprime asparte de alta freqüência do sinal na linha 134a por umaquantidade determinada pelo nível de energia nas partes dealta freqüência do sinal de diferença codificado como deter-minado pelo filtro 142. Então, o uso da unidade de compres-são de espectro 190 proporciona uma compressão de sinal adi-cional com respeito as partes de alta freqüência do sinal dediferença, o que combina com a compressão de banda largaproporcionada pelo amplificador de ganho variável 134 paraefetivamente causar que uma compressão total aconteça em al-tas freqüências em relação a compressão das freqüências in-feriores. Isto é feito porque o sinal de diferença tende aser mais ruidoso na parte de freqüência mais elevada do es-pectro. Quando o sinal de diferença codificado é decodifi-cado com um expansor de banda larga e um expansor de espec-tro em um decodificador (não apresentado), respectivamentede uma maneira complementar para a unidade de compressão debanda larga 180 e para a unidade de compressão de espectro190 do codificador, a taxa de sinal para ruído do sinal L-Raplicado a seção de processamento de canal de diferença 130será substancialmente preservada.

O padrão BTSC rigorosamente define a operação de-sejada do filtro de pré-ênfase de 75 μΞ 122, do filtro depré-ênfase fixo 132, do filtro de ênfase variável 136 e dosfiltros de banda de passagem 142, 148, em termos de filtrosanalógicos idealizados. Especificamente, o padrão BTSC pro-porciona uma função de transferência para cada um destescomponentes e as funções de transferência são descritas emtermos de representações matemáticas dos filtros analógicosidealizados. O padrão BTSC também define os parâmetros deganho, Ganho A e Ganho B, dos amplificadores 140 e 146, res-pectivamente e também define a operação do amplificador 134,dos detectores de nível RMS 144, 150 e do gerador reciproco152. O padrão BTSC também proporciona normas sugeridas paraa operação do protetor de sobre-modulação e do limitador debanda 138 e do limitador de banda 124. Especificamente, olimitador de banda 1324 e a parte do limitador de banda doprotetor de sobre-modulação e do limitador de banda 138 sãodescritas como filtros de baixa passagem com freqüências deinterrupção de 15 kHz e a parte de proteção de sobre-modulação do protetor de sobre-modulação e limitador de ban-da 138 é descrita como um dispositivo de limite que limita aamplitude do sinal de diferença codificado para 100% da mo-dulação completa onde a modulação completa é o nível de des-vio permissível máximo para modular o subportador de áudioem um sinal de televisão.

Desde que o codificador 100 é definido em termosde descrições matemáticas dos filtros idealizados, ele podeser pensado como um codificador idealizado ou teórico eaqueles com conhecimento na técnica irão apreciar que é vir-tualmente impossível construir uma realização física de umcodificador BTSC que combine exatamente a performance do co-dificador teórico 100. Portanto, é esperado que a perfor-mance de todos os codificadores BTSC se desvie alguma coisado ideal teórico e o padrão BTSC define os limites máximosnas quantidades aceitáveis de desvio. Por exemplo, o padrãoBTSC afirma que um codificador BTSC deve proporcionar pelomenos 30 dB de separação de 100 Hz até 8.000 Hz onde a sepa-ração é uma medida de quanto um sinal aplicado para somenteuma das entradas dos canais esquerdo e direito aparece erro-neamente nas outras saídas dos canais esquerdo e direito.

O padrão BTSC também define um sinal de banda baseestereofônico composto (referido daqui para frente como o"sinal composto") que é utilizado para gerar a parte de áu-dio de um sinal BTSC. O sinal composto é gerado utilizando-se o sinal de soma condicionado, o sinal de diferença codi-ficado e um sinal de tom, normalmente referido como o "tompiloto" ou simplesmente como "piloto" , que é uma onda senoem uma freqüência fH onde fH é igual a 15.734 Hz. A presençado piloto em um sinal de televisão recebido indica para oreceptor que o sinal de televisão é um sinal BTSC ao invésde um sinal monofônico ou não BTSC. O sinal composto é ge-rado por se multiplicar o sinal de diferença codificado poruma forma de onda que oscila em duas vezes a freqüência dopiloto de acordo com uma função coseno cos(4nfHt) , onde t éo tempo, para gerar um sinal portador suprimido de banda la-teral dupla de amplitude modulada e por então adicionar paraeste sinal o sinal de soma condicionado e o tom piloto.

A Figura 2 é um gráfico do espectro do sinal com-posto. Na Figura 2 a banda de espectro de interesse conten-do o conteúdo do sinal de soma condicionado (ou o "sinal decanal de soma") é indicada como "L + R" , as duas bandas la-terais do espectro contendo o conteúdo do sinal de diferençacodificado de freqüência deslocada (ou o "sinal de canal dediferença") estão cada uma indicadas como "L-R", e o tom pi-loto é indicado pela seta na freqüência fH Como apresentadona Figura 2, no sinal composto, o sinal de diferença codifi-cado é utilizado em 100% da modulação completa, o sinal dasoma condicionado é utilizado em 50% da modulação completa eo tom piloto é utilizado em 10% da modulação completa.

A televisão estereofônica tem sido amplamente bemsucedida e os codificadores existente têm executado de formaadmirável, entretanto, virtualmente cada codificador BTSCatualmente em uso foi construído utilizando a tecnologia decircuitamento analógico. Estes codificadores BTSC analógi-cos e particularmente as seções de processamento de canal dediferença analógicas, devido a sua aumentada complexidadetêm sido relativamente difíceis e dispendiosas para constru-ir. Devido a variabilidade dos componentes analógicos, umaseleção de componente complexa e uma calibragem extensivatem sido requerido para produzir seções de processamento decanal de diferença analógicas aceitáveis. Adicionalmente, atendência dos componentes analógicos de derivarem, durante otempo para longe dos seus pontos de operação calibrados temtambém tornado difícil produzir uma seção de processamentode canal de diferença que de forma consistente e repetidaexecute dentro de uma dada tolerância. Uma seção de proces-samento de canal de diferença digital, se puder ser constru-ída, não iria sofrer destes problemas de seleção de compo-nente, de calibragem e de derivação de performance e poderiapotencialmente proporcionar uma performance aumentada.

Adicionalmente, a natureza analógica dos codifica-dores BTSC existentes os têm feito inconvenientes para usocom o equipamento digital recentemente desenvolvido ficandocada vez mais popular. Por exemplo, os programas de televi-são agora podem ser armazenados utilizando "um meio de arma-zenamento digital tal como um disco rígido ou uma fita digi-tal, ao invés do que o meio de armazenamento analógico tra-dicional e no futuro um uso crescente será feito do meio dearmazenamento digital. A geração de um sinal BTSC a partirde um programa armazenamento de forma digital atualmente re-quer que se converta os sinais de áudio digitais para sinaisanalógicos e então aplicar os sinais analógicos para o codi-ficador BTSC analógico. Um codificador BTSC digital, se pu-der ser construído, poderia aceitar os sinais de áudio digi-tais diretamente e poderia portanto ser mais facilmente in-tegrado com outro equipamento digital.

Ao mesmo tempo que um codificador BTSC digital po-deria potencialmente oferecer várias vantagens, não existeum modo simples de construir um codificador utilizando atecnologia digital que seja funcionalmente equivalente aocodificador 100 idealizado definido pelo padrão BTSC. Umproblema é que o padrão BTSC define todos os componentescríticos do codificador 100 idealizado em termos de funçõesde transferência de filtro analógico. Como é bem conhecido,ao mesmo tempo que é em geral possível projetar um filtrodigital de modo que a resposta de magnitude ou de fase dofiltro digital combine com a de um filtro analógico, é ex-tremamente difícil combinar ambas as respostas de amplitudee de fase sem requer grandes quantidades de capacidade deprocessamento para dados de processamento de taxas de amos-tras muito altas ou sem aumentar de forma significante acomplexidade do filtro digital. Sem aumentar ou a freqüên-cia da amostra ou a ordem do filtro, a resposta de amplitudede um filtro digital pode normalmente feita para combinar deforma mais próxima do que um filtro analógico com o custo deaumentar a disparidade entre as respostas de fase dos doisfiltros e vice e versa. Entretanto, desde que pequenos er-ros ou na amplitude ou na fase diminuem a quantidade de se-paração proporcionada pelos codificadores BTSC, seria essen-cial para um codificador BTSC digital combinar de forma pró-xima ambas as respostas de amplitude e de fase de um codifi-cador idealizado do tipo apresentado como 100 na Figura 1.

Para um codificador BTSC digital proporcionar umaperformance aceitável, é crítico preservar as característi-cas dos filtros analógicos de um codificador 100 idealizado.

Várias técnicas existem para projetar um filtro digital paracombinar a performance de um filtro analógico; entretanto,em geral, nenhuma destas técnicas produz um filtro digital(da mesma natureza do filtro analógico) possuindo respostasde amplitude e de fase que combinem de forma exata com asresposta correspondentes do filtro analógico. 0 codificadorideal 100 é definido em termos de funções de transferênciaanalógicas especificadas no campo de freqüência, ou no planos e para projetar um codificador BTSC digital, estas funçõesde transferência devem ser transformadas para o plano z.

Tal transformação deve ser executada como um mapeamento devários para um a partir do plano s para o plano z, que tentapreservar as características do campo de tempo. Entretanto,em tal transformação, as respostas do campo de freqüênciaestão sujeitas a um sinal falso resultante da digitalizaçãode uma amostra de áudio analógica e podem ser alteradas deforma significante. Alternativamente, a transformação podeser executada como um mapeamento de "um para um" a partir doplano s para o plano ζ, o que comprime todo o plano s nocirculo unitário do plano z. Entretanto, tal compressão so-fre da "deformação de freqüência" familiar entre as freqüên-cias analógicas e digitais. A pré-deformação pode ser em-pregada para compensar este efeito de deformação de freqüên-cia, entretanto, a pré-deformação não elimina completamenteos desvios da resposta de freqüência desejada. Estes pro-blemas teriam que ser superados para produzir um codificadorBTSC digital que execute corretamente e que não seja indevi-damente complexo ou dispendioso.

Portanto, existe uma necessidade de superar estasdificuldades e desenvolver um codificador BTSC digital.

Objetivos da Invenção

É um objetivo da presente invenção substancialmen-te reduzir ou superar os problemas da técnica anterior iden-tificados acima.

Ouro objetivo da presente invenção é proporcionarum sistema de ponderação digital adaptativo.

Ainda outro objetivo da presente invenção é pro-porcionar um sistema de ponderação digital adaptativo paracodificar um sinal de informação elétrico de uma largura debanda predeterminada de modo que o sinal de informação possaser gravado ou transmitido através de um canal dependente dafreqüência dinamicamente limitado possuindo uma parte dina-micamente limitada mais estreita em uma primeira região deespectro do que em pelo menos uma outra região de espectroda largura de banda predeterminada.

E outro objetivo da presente invenção é proporcio-nar um codificador BTSC digital.

Ainda outro objetivo da presente invenção ê pro-porcionar um codificador BTSC digital que impeça a pulsação,um problema que pode surgir com níveis de sinal de entradasubstancialmente zero.

E ainda outro objetivo da presente invenção é pro-porcionar um codificador BTSC digital que utilize uma fre-qüência de amostra que seja um múltiplo de uma freqüência desinal de tom piloto de 15.734 Hz de modo a impedir a inter-ferência entre a informação de sinal do sinal codificado como sinal de tom piloto.

Ainda outro objetivo da invenção é proporcionar umcodificador BTSC digital para gerar um sinal de soma condi-cionado e um sinal de diferença codificado que incluam subs-tancialmente nenhuma energia de sinal na freqüência do tompiloto de 15.734 Hz.

Ainda outro objetivo da presente invenção é pro-porcionar um codificador BTSC digital incluindo uma seção deprocessamento de canal de soma para gerar o sinal de somacondicionado e uma seção de processamento de diferença paragerar o sinal de diferença codificado, a seção de processa-mento do canal de soma incluindo dispositivos para introdu-zir erros de fase compensatórios no sinal de soma condicio-nado para compensar quaisquer erros de fase introduzidos nosinal de diferença codificado pela seção de processamento decanal de diferença.

E outro objetivo da presente invenção é proporcio-nar um codificador BTSC digital incluindo uma unidade de ên-fase variável digital, a unidade incluindo um filtro de ên-fase variável digital caracterizado por uma função de trans-ferência de coeficiente variável e a unidade adicionalmenteincluindo um dispositivo para selecionar os coeficientes dafunção de transferência de coeficiente variável como umafunção da energia do sinal do sinal de diferença codificado.

Ainda outro objetivo da presente invenção é pro-porcionar um codificador BTSC digital incluindo um moduladorcomposto para gerar um sinal modulado composto a partir dosinal de soma condicionado e do sinal de diferença codificado.

Ainda outro objetivo da presente invenção é pro-porcionar um codificador BTSC digital que possa ser imple-mentado em um único circuito integrado.

Sumário da Invenção

Estes e outros objetivos são proporcionados por umcodificador BTSC aperfeiçoado que inclui uma seção de entra-da, uma seção de processamento de canal de soma e uma seçãode processamento de canal de diferença, todas as quais sãoimplementadas utilizando-se a tecnologia digital. Em um as-pecto, a seção de entrada inclui os filtros de banda altapara impedir o codificador BTSC de exibir "pulsação". Emoutro aspecto, o codificador BTSC utiliza uma freqüência deamostra que é igual a um múltiplo inteiro da freqüência piloto.

Em ainda outro aspecto, a seção de processamentode canal de soma gera um sinal de soma condicionado e a se-ção de processamento de canal de diferença gera um sinal dediferença codificado e a seção de processamento de canal desoma inclui componentes para introduzir um erro de fase nosinal de soma condicionado para compensar por quaisquer er-ros de fase introduzidos no sinal de diferença codificadopela seção de processamento de canal de diferença.

De acordo com ainda outro aspecto, a invenção pro-porciona um sistema de ponderação digital adaptativo paracodificar um sinal de informação elétrico de uma largura debanda predeterminada de modo que o sinal de informação podeser gravado ou transmitido através de um canal dependente defreqüência dinamicamente limitado possuindo uma parte dina-micamente limitada mais estreita em uma primeira região deespectro em pelo menos uma outra região de espectro da lar-gura de banda predeterminada.

Ainda outros objetivos e vantagens da presente in-venção se tornarão prontamente aparentes para aqueles comconhecimento na técnica a partir da seguinte descrição deta-lhada onde várias modalidades são apresentadas e descritas,simplesmente a título de ilustração do melhor modo da inven-ção. Como será percebido, a invenção é capaz de outras mo-dalidades diferentes e seus vários detalhes são capazes demodificação em vários aspectos, todos sem sair da invenção.

Por conseqüência, os desenhos e descrições são para seremconsiderados como ilustrativos por natureza e não em um sen-so restritivo ou de limite, com o escopo do pedido sendo in-dicado nas reivindicações.

Breve Descrição dos Desenhos

Para um entendimento mais completo da natureza edos objetivos da presente invenção, deve ser feita referên-cia a seguinte descrição detalhada feita em conexão com osdesenhos acompanhantes nos quais os mesmos números de refe-rência são utilizados para indicar as mesmas partes ou simi-lares onde:

A Figura 1 apresenta um diagrama de blocos de umcodificador BTSC idealizado da técnica anterior;

A Figura 2 apresenta um gráfico do espectro do si-nal composto gerado de acordo com os padrões BTSC;

A Figura 3 apresenta um diagrama de blocos de umamodalidade de um codificador BTSC digital construído deacordo com a invenção;

As Figuras 4A até 4C apresentam diagramas de blo-cos de filtros de banda baixa utilizados no codificador BTSCdigital apresentado na Figura 3;

A Figura 5 apresenta um diagrama de blocos deta-lhado da unidade de compressão de banda larga utilizado nocodificador BTSC digital apresentado na Figura 3;

A Figura 6 apresenta um diagrama de blocos da uni-dade de compressão de espectro utilizada no codificador BTSCdigital apresentado na Figura 3;

A Figura 7 apresenta um fluxograma utilizado naunidade de compressão de espectro apresentada na Figura 6;As Figuras 8A até 8D apresentam diagramas de blo-cos que ilustram o escalonamento do sinal que pode ser uti-lizado para preservar a resolução e diminuir a chance de sa-turação nas implementações de ponto fixo dos codificadoresBTSC digitais construídos de acordo com a invenção;

A Figura 9 apresenta um diagrama de blocos deta-lhado do modulador composto apresentado nas Figuras 8B e 8C;e

A Figura 10 apresenta um diagrama de blocos de umamodalidade preferida das seções de processamento de canal desoma e de diferença que podem ser utilizada nos codificado-res BTSC digitais construídos de acordo com a invenção.Descrição Detalhada dos Desenhos

A Figura 3 é um diagrama de blocos de uma modali-dade de um codificador BTSC digital 200 construído de acordocom a invenção. O codificador digital 200 é construído paraproporcionar uma performance que é funcionalmente equivalen-te a performance do codificador idealizado 100 (apresentadona Figura 1). Como com o codificador idealizado 100, o co-dificador digital 200 recebe os sinais de entrada de áudiodos canais esquerdo e direito e gera a partir dos mesmos osinal de soma condicionado e o sinal de diferença codifica-do, entretanto, no codificador digital 200, estes sinais deentrada e de saída são sinais mostrados de forma digital aoinvés de sinais analógicos contínuos.

A escolha da freqüência de amostragem fs para ossinais de entrada de áudio do canal esquerdo e direito afetade forma significante o projeto do codificador digital 200.Na modalidades preferidas, a freqüência de amostragem fs éescolhida para ser um múltiplo inteiro da freqüência pilotofH de modo que f3=NfH onde N é um inteiro e nas modalidadesmais preferidas, N é selecionado para ser maior ou igual atrês. É importante para o codificador 200 assegurar que ossinais de soma condicionado e de diferença codificado nãocontenham energia suficiente na freqüência piloto fH parainterferir com o tom piloto que está incluído no sinal com-posto. Como será discutido em maiores detalhes abaixo, éportanto desejável para pelo menos alguns dos filtros no co-dificador digital 200 proporcionar um grau excepcionalmentegrande de atenuação na freqüência piloto fH e esta escolhada freqüência de amostragem fs simplifica o projeto de taisfiltros.

O codificador digital 200 inclui uma seção de en-trada 210, uma seção de processamento de canal de soma 220 euma seção de processamento de canal de diferença 230. Aoinvés de simplesmente implementar a seção de processamentode canal de diferença 230 utilizando a tecnologia digital,todas as três seções 210, 220 e 230 são implementadas utili-zando-se totalmente a tecnologia digital. Vários dos compo-nentes individuais no codificador digital 200 respectivamen-te correspondem aos componentes individuais no codificadoridealizado 100. Em geral, os componentes do codificador di-gital 200 foram selecionados de modo que suas respostas deamplitude combinam de forma próxima com as resposta de am-plitude respectivas dos seus componentes correspondentes nocodificador 100. Isto freqüentemente resulta em existir umadiferença relativamente grande entre as respostas de fasedos componentes correspondentes. De acordo com um aspectoda presente invenção, são providos no codificador digital200 dispositivos para compensar ou nulificar estas diferen-ças de fase ou erros de fase. Como os com conhecimento natécnica irão apreciar, relativamente pequenos erros de fasena seção de processamento de canal de diferença 230 podemser compensados por se introduzir erros de fase similares naseção de processamento de canal de soma 220 e a implementa-ção da seção de processamento de canal de soma utilizando atecnologia digital simplifica a introdução de tais erros defase de compensação desejados.

A seção de entrada 210 do codificador 200 incluidois filtros de banda alta 212, 214 e dois adicionadores desinal 216, 218. O sinal de entrada de áudio digital do ca-nal esquerdo L é aplicado para a entrada do filtro de bandaalta 212, o último gerando a partir do mesmo um sinal de sa-ída que é aplicado para os terminais de entrada positivosdos adicionadores 216 ,218. O sinal de entrada de áudio docanal direito R é aplicado para a entrada do filtro de bandaalta 214 que gera a partir do mesmo um sinal de saída que éaplicado a um terminal de entrada positivo do adicionador216 e para um terminal de entrada negativo do adicionador218. O adicionador 216 gera um sinal de soma (indicado naFigura 3 como "L + R") por somar os sinais de saída geradospelos filtros 212 e 214. 0 adicionador 218 gera um sinal dediferença (indicado na Figura 3 como "L-R") por subtrair osinal de saída gerado pelo filtro 214 do sinal de saída ge-rado pelo filtro 212. A seção de entrada 210 é portanto si-milar a seção de entrada 110 (apresentada na Figura 1), en-tretanto, a seção 210 adicionalmente inclui os dois filtrosde banda alta 212, 214 e gera os sinais de soma e de dife-rença digitais.

Os filtros de banda alta 212, 214 de preferênciapossuem substancialmente respostas idênticas e de preferên-cia removem os componentes D.C. dos sinais de entrada de áu-dio do canal esquerdo e direito. Como ser discutido em mai-ores detalhes abaixo, esta remoção D.C. impede o codificador200 de exibir um comportamento referido como "Pulsação".

Desde que o conteúdo da informação de áudio dos sinais deentrada de áudio do canal esquerdo e direito de interesse éconsiderado para estar dentro de uma banda de freqüência en-tre 50 Hz e 15.000 Hz, a remoção dos componentes D.C. nãointerfere com a transmissão do conteúdo da informação dossinais de áudio. Os filtros 212, 214, portanto, de prefe-rência possuem uma freqüência de interrupção abaixo de 50 Hze mais de preferência possuem uma freqüência de interrupçãoabaixo de 10 Hz de modo que eles não irão remover qualquerinformação de áudio contida nos sinais de entrada de áudio.

Os filtros 212, 214 também de preferência possuem uma res-posta de magnitude plana em sua banda de passagem. Em umamodalidade preferida, os filtros 212, 214 são implementadoscomo filtros de resposta de impulso infinito de primeira or-dem (IIR), cada um possuindo uma função de transferênciaH(z) dada pela fórmula apresentada na seguinte equação (1).<formula>formula see original document page 26</formula>

Referindo-se novamente a Figura 3, a seção de pro-cessamento de canal de soma 220 recebe o sinal de soma egera a partir do mesmo o sinal de soma condicionado. Emparticular, o sinal de soma é aplicado a um filtro de pré-ênfase de 75 μβ 222. O filtro 222 por sua vez gera um sinalde saída que é aplicado a um filtro de equalização de faseestático 228. O filtro 228 gera um sinal de saída que éaplicado a um filtro de banda baixa 224 da seção 220 que porsua vez gera o sinal de soma condicionado.

O filtro de pré-ênfase de 75 μ3 222 proporciona oprocessamento de sinal que é parcialmente análogo ao do fil-tro 122 (apresentado na Figura 1) do codificador idealizado100. A resposta de amplitude do filtro 222 é de preferênciaselecionada para combinar de forma próxima com a do filtro122. Como será discutido adicionalmente abaixo, de prefe-rência são proporcionados dispositivos na seção de processa-mento de canal de diferença 230 para compensação de quais-quer diferenças nas respostas de fase dos filtros 222 e 122.Em uma modalidade preferida, o filtro 222 é implementadocomo um filtro IIR de primeira ordem possuindo uma função detransferência H(z) que é descrita pela fórmula apresentadana seguinte Equação (2).<formula>formula see original document page 27</formula>

O filtro de equalização de fase estático 228 exe-cuta o processamento que não é diretamente análogo a qual-quer dos componentes no codificador idealizado 100 (apresen-tado na Figura 1). Como será discutido em maiores detalhesabaixo, o filtro de equalização de fase estático 228 é uti-lizado para introduzir erros de fase que compensam os errosde fase introduzidos pela seção de processamento de diferen-ça 230. Resumidamente, o filtro de equalização de fase es-tático 228 é de preferência um filtro de "passa tudo" possu-indo uma resposta de amplitude relativamente plana e umaresposta de fase selecionada. Em uma modalidade preferida,o filtro 228 é implementado como um filtro IIR de primeiraordem possuindo uma função de transferência H(z) que é des-crita pela fórmula apresentada na seguinte Equação (3).

<formula>formula see original document page 27</formula>

O filtro de banda baixa 224 proporciona um proces-samento que é análogo ao limitador de banda 124 (apresentadona Figura 1) do codificador 100. O filtro de banda baixa224 de preferencia proporciona uma resposta de amplitudeplana em uma banda de passagem de zero até 15 kHz e uma in-terrupção relativamente abrupta acima de 15 kHz. O filtro224 também de preferencia proporciona um grau excepcional-mente grande de atenuação na freqüência fH do tom piloto(isto é, 15.734 Hz). Por proporcionar este grau excepcio-nalmente grande de atenuação, o filtro 224 assegura que osinal de soma condicionado não inclui energia suficiente nafreqüência piloto fH para interferir com o tom piloto utili-zado no sinal composto. Como discutido acima, a seleção dafreqüência de amostra fs para ser igual a um múltiplo intei-ro da freqüência piloto fH simplifica o projeto de um filtroque proporciona um grau excepcionalmente grande de atenuaçãoda freqüência piloto e portanto simplifica o projeto do fil-tro 224. O filtro 224 de preferência possui um nulo na fre-qüência piloto fH e de preferência proporciona pelo menos 70dB de atenuação para todas as freqüências a partir da fre-qüência piloto fH até a metade da taxa de amostra.

A Figura 4a é um diagrama de blocos ilustrando umamodalidade preferida do filtro de banda baixa 224. Comoapresentado na Figura 4A, o filtro 224 pode ser implementadopor se fazer cascata de cinco seções de filtro 310, 312,314, 316 e 318. Em uma modalidade preferida, todas as cincoseções de filtro 310, 312, 314, 316 e 318 são cada uma im-plementadas como um filtro IIR de segunda ordem possuindo asfunções de transferência H(z) que são descritas pela fórmulaapresentada na seguinte Equação (4).

<formula>formula see original document page 28</formula>

De modo que na modalidade apresentada na Fig. 4A, o filtro224 é um filtro IIR de décima ordem.Referindo-se novamente a Figura 3, a seção de pro-cessamento de canal de diferença 230 recebe o sinal de dife-rença e gera a partir do mesmo o sinal de diferença codifi-cado. O sinal de diferença é aplicado a um filtro de bandabaixa 23 8a que gera a partir do mesmo um sinal de saída queé aplicado a um filtro de pré-ênfase fixo 232a. O últimogera um sinal de saída que é aplicado via a linha 239 a umterminal de entrada da unidade de compressão de banda larga280 e o sinal de diferença codificado é aplicado via a linhade realimentação 240 a um terminal detector da unidade decompressão de banda larga 280. 0 último gera um sinal desaída que é aplicado via a linha 281 a um terminal de entra-da de uma unidade de compressão de espectro 2 90 e o sinal dediferença codificado é também aplicado via a linha de reali-mentação 240 a um terminal detector da unidade 290. A últi-ma gera um sinal de saída que é aplicado a um filtro de pré-ênfase fixo 232b que por sua vez gera um sinal de saída queé aplicado a um cortador 254. 0 cortador 254 gera um sinalde saída que é aplicado a um filtro de banda baixa 238b quepor sua vez gera o sinal de diferença codificado.

Os filtros de banda baixa 238a, 238b, juntos for-mam um filtro de banda baixa 238 que executa o processamentoque é parcialmente análogo a parte do limitador de banda doprotetor de sobre-modulação e limitador de banda 138 (apre-sentado na Figura 1) do codificador idealizado 100. De pre-ferência, o filtro 238 é implementado de modo que ele sejasubstancialmente idêntico ao filtro de banda baixa 224, queé utilizado na seção de processamento de canal de soma 220.Quaisquer erros de fase introduzidos no sinal de diferençacodificado pelo filtro 238 são compensados pelos erros defase de balanceamento que são introduzidos no sinal de somacondicionado pelo filtro 224. 0 filtro 238 é de preferênciadividido em duas seções 238a, 238b como apresentado por ra-zões que serão discutidas em maiores detalhes abaixo e ofiltro 238a de preferência possui um nulo na freqüência pi-loto f H.

As Figuras 4B e 4C são diagramas de blocos ilus-trando uma modalidade preferida dos respectivos filtros 238ae 238b. Como apresentado na Figura 4B, o filtro 238a podeser implementado por se fazer cascata de três seções de fil-tro 310, 314 e 318 que são idênticas as três seções de fil-tro utilizadas no filtro 224 (apresentado na Figura 4A) ecomo apresentado na Figura 4C, o filtro 238b pode ser imple-mentado por se fazer cascata de duas seções de filtro 312 e314 que são idênticas as duas seções restantes utilizadas nofiltro 224.

Os filtros de pré-ênfase fixos 232a e 232b (apre-sentados na Figura 3) juntos formam um filtro de pré-ênfasefixo 232 que executa o processamento que é parcialmente aná-logo ao do filtro 132 (apresentado na Figura 1) do codifica-dor idealizado 100. A resposta de amplitude do filtro 232 éde preferência selecionada para combina de forma próxima coma resposta de amplitude do filtro 132. Em uma modalidade,as respostas de fase dos filtros 232 e 132 são de forma si-gnificante diferentes e como será discutido em maiores deta-lhes abaixo, os erros de fase resultantes são compensadospelos filtros 222 e 228 na seção de processamento cie canalde soma 220. O filtro 232 é de preferência dividido em duasseções 232a e 232b, como apresentado, por razões que serãodiscutidas abaixo. Em uma modalidade preferida, cada um dosfiltros 232a e 232b são implementados como filtros IIR deprimeira ordem possuindo as funções de transferência H(z)que são descritas pela fórmula apresentada na Equação (2) .De modo que nesta modalidade, o filtro 232 é um filtro IIRde segunda ordem.

Em uma modalidade preferida, a diferença entre asrespostas de fase dos filtros 232b e 132a combinam de formapróxima com a diferença entre as respostas de fase dos fil-tros 222 e 122. Portanto, o erro de fase introduzido no si-nal de diferença codificado pelo filtro de pré-ênfase fixo232b é balanceado pelo erro de fase introduzido no sinal desoma condicionado pelo filtro de pré-ênfase de 75 us 222.Adicionalmente, nesta modalidade, a resposta de fase do fil-tro de equalização de fase estático 228 é selecionada paracombinar de forma próxima com a diferença entre as respostasde fase do filtro de pré-ênfase fixo 232a e do filtro 132b,de modo que qualquer erro de fase introduzido no sinal dediferença codificado pelo filtro 232a é balanceado por umerro de fase compensatório no sinal de soma condicionado queé introduzido pelo filtro de equalização de fase estático 228.

O cortador 254 executa o processamento que é par-cialmente análogo ao da parte de proteção de sobre-modulaçãodo protetor de sobre-modulação e limitador de banda 138(apresentado na Figura 1) utilizado no codificador idealiza-do 100. Resumidamente, o cortador 254 é implementado comoum dispositivo de limite, entretanto, a operação do cortador254 será discutida em maiores detalhes abaixo.

A unidade de compressão de banda larga 280 e aunidade de compressão de espectro 290 executam as funções deprocessamento que são parcialmente análogas a estas das uni-dades 180 e 190, respectivamente, do codificador idealizado100 (apresentado na Figura 1) Resumidamente, a unidade decompressão de banda larga 280 dinamicamente comprime o sinalna linha 239 em função do nível de energia total no sinal dediferença codificado e a unidade de compressão de espectro290 adicionalmente comprime as parte de alta freqüência dossinais na linha 281 em função da energia de alta freqüênciano sinal de diferença codificado.

A Figura 5 apresenta um diagrama de blocos de umamodalidade preferida de uma unidade de compressão de bandalarga digital 280. A unidade 280 inclui um multiplicador desinal digital 434, um multiplicador de sinal digital 446, umfiltro de banda de passagem digital de banda larga 448, umdetector de nível RMS digital 450 e um gerador recíproco di-gital 458. Estes componentes executam funções de processa-mento parcialmente análogas a aquelas executadas pelo ampli-ficador 134, pelo amplificador 146, pelo filtro de bandabaixa 148, pelo detector de nível RMS 150 e pelo gerador re-cíproco 152, respectivamente, do codificador idealizado 100(apresentado na Figura 1) . O sinal de diferença codificadoé aplicado via o caminho de realimentação 240 a uma entradado filtro de banda de passagem digital de banda larga 448que gera a partir do mesmo um sinal de saída que aplicado aodetector de nível RMS 450. 0 último gera um sinal de saídaque é representativo do valor RMS do sinal de saída geradopelo filtro 448 e aplica este sinal de saída, via alinha450a, ao gerador recíproco 458. 0 gerador recíproco 458 en-tão gera um sinal de saída representativo do recíproco dosinal na linha 450a e aplica este sinal de saída, via a li-nha 458, ao multiplicador 446. 0 multiplicador de sinal di-gital 446 multiplica o sinal na linha 458a pelo valor do pa-râmetro de ganho, Ganho D, e por meio disso gera um sinal desaída que é representativo de D vezes o recíproco do valorRMS e que é aplicado via a linha 446a a um terminal de en-trada do multiplicador 434. O sinal de saída gerado pelofiltro de pré-ênfase fixo 232a é aplicado via a linha 239 aoutro terminal de entrada do multiplicador 434. O multipli-cador 434 multiplica o sinal na linha 239 pelo sinal na li-nha 446a e por meio disso gera a saída da unidade de com-pressão de banda larga 280 que é aplicada via a linha 281 aentrada da unidade de compressão de espectro 290.

O filtro de banda de passagem digital de bandalarga 448 é projetado para possuir uma resposta de amplitudeque é de forma próxima combina com a resposta de amplitudedo filtro de banda de passagem 148 (apresentado na Figura1). Uma escolha preferida é selecionar o filtro 448 de modoque a diferença quadrada media entre a resposta de amplitudee esta do filtro 148 seja minimizada. Em uma modalidade, aresposta de fase dos filtros 448 e 148 são substancialmentediferentes, mas desde que o sinal de saída do decector denível RMS 450 é substancialmente insencitivo a fase se seusinal de entrada, estas diferenças de fase podem ser ignora-das. Em uma modalidade preferida, o filtro de banda de pas-sagera de banda larga 448 é implementado como um filtro IIRde segunda ordem possuindo uma função de transferência H(z)que é descrita pela fórmula apresentada na Equação 4.

O detector de nível RMS 450 é projetado para apro-ximar a performance do detector 150 que é utilizado no codi-ficador idealizado 100 (apresentado na Figura 1) . O detec-tor 450 inclui um dispositivo de enquadramento de sinal 452,um dispositivo de determinação de média do sinal 454 e umdispositivo de raiz quadrada 456. O dispositivo de enqua-dramento 452 enquadra o sinal gerado pelo filtro de banda depassagem 448 e aplica este sinal enquadrado via a linha 452aa um dispositivo de determinação de média 454 . O últimocalcula uma média ponderada de tempo do sinal na linha 452ae aplica a média via a linha 454a um dispositivo de raizquadrada 456. 0 dispositivo de raiz quadrada 456 calcula araiz quadrada do sinal na linha 454a e por meio disso geraum sinal na linha 450a representativo do valor RMS do sinalde saída gerado pelo filtro de banda de passagem digital debanda larga 448.

0 dispositivo de determinação de média 454 incluium multiplicador de sinal digital 460, um adicionador de si-nal digital 462, um multiplicador de sinal digital 464 e umregistro de atraso 465. 0 sinal de saída gerado pelo dispo-sitivo de enquadramento 452 é aplicado via a linha 452a auma entrada do multiplicador 460 que gera um sinal de saídapor escalonar o sinal na linha 452a por uma constante α, Osinal de saída escalonado gerado pelo multiplicador 460 éaplicado a uma entrada do adicionador 462 e um sinal de saí-da gerado pelo registro de atraso 465 é aplicado a outra en-trada do adicionador 462. O adicionador 462 gera um sinalde saída por somar os sinais presentes nas suas duas entradae este sinal somado é o sinal de saída do dispositivo de de-terminação de média 454 e é aplicado ao dispositivo de raizquadrada 456 via a linha 454a. O sinal somado é tambémaplicado a uma entrada do multiplicador 464 que gera um si-nal de saída por escalonar o sinal somado pela constante (Ι-α). O sinal de saída gerado pelo multiplicador 464 é apli-cado a entrada do registro de atraso 465. Aqueles com co-nhecimento na técnica irão apreciar que o determinador demédia 454 é um filtro recursivo e que implementa uma funçãode determinação de média digital que é descrita pela fórmularecursiva apresentada na seguinte Equação (5).

y (n) =CCx (n) + (l-a)y(n-l) (5)

na qual y(n) representa a amostra digital corrente da saídade sinal do determinador de média 454 na linha 454a, y(n-l)representa a amostra digital anterior da saída de sinal dodeterminador de média 454 na linha 454a, e x(n) representa aamostra digital corrente da saída de sinal do dispositivo deenquadramento 452 na linha 452a. Aqueles com conhecimentona técnica irão apreciar que o determinador de média 454proporciona uma aproximação digital da função de determina-ção de média analógica definida no padrão BTSC e implementa-da pelo detector de nível RMS 150 (apresentado na Figura 1)do codificador idealizado 100. A constante α é de preferên-cia escolhida de modo que a constante de tempo do detectorde nível RMS 450 de aproxime de forma próxima da constantede tempo correspondente especificada no padrão BTSC para odetector de nível RMS 150.

0 dispositivo de raiz quadrada digital 456 e o ge-rador recíproco digital 458 são apresentados na Figura 5como dois componentes separados, entretanto, aqueles com co-nhecimento na técnica irão apreciar que estes dois componen-tes podem ser implementados utilizando-se um único disposi-tivo que gera um sinal de saída representativo do recíprocoda raiz quadrada do seu sinal de entrada. Tal dispositivopode ser implementado, por exemplo, como uma tabela de con-sulta em memória (LUT), ou alternativamente pode ser imple-mentado utilizando-se componentes de processamento que cal-culam uma aproximação de polinômio da série Taylor da fun-ção de raiz quadrada inversa.

A Figura 6 apresenta um diagrama de blocos de umamodalidade preferida da unidade de compressão de espectro290. A unidade 290 inclui uma unidade de pré-ênfase/de-ênfase variável (daqui para frente referida como a "unidadede ênfase variável") 536, um multiplicador de sinal 540, umfiltro de banda de passagem de espectro 542 e um detector denível RMS 544 e estes componentes proporcionam um processa-mento que é parcialmente análogo a este do filtro de ênfasevariável 136, do amplificador 140, do filtro de banda depassagem 142 e do detector de nível RMS 144, respectivamen-te, do codificador idealizado 100 (apresentado na Figura 1).O sinal de diferença codificado é aplicado via a linha derealimentação 240 a uma entrada do multiplicador de sinal540 que gera um sinal de saída por multiplicar o sinal dediferença codificado pelo valor do parâmetro de ganho fixodo Ganho C. O sinal de saída amplificado gerado pelo multi-plicador de sinal 540 é aplicado ao filtro de banda de pas-sagem de espectro 542 que gera um sinal de saída que é apli-cado ao detector de nível RMS 544, O último gera um sinalde saída que é aplicado via a linha 544a a um terminal decontrole da unidade de ênfase variável 536 e o sinal de saí-da gerado pela unidade compressora de banda larga 280 éaplicado via a linha 281 a um terminal de entrada da unidade536. A última dinamicamente varia a resposta de freqüênciaaplicada ao sinal na linha 281 de acordo com uma função dosinal na linha 544a, o último sinal sendo uma função daenergia do sinal do sinal de diferença codificado dentro dabanda de freqüência passada pelo filtro de banda de passagemde espectro 542. O sinal de saída da unidade 290, que é ge-rado pela unidade 536 e é aplicado a entrada do filtro depré-ênfase fixo 232b, é portanto dinamicamente comprimido emuma grande quantidade nas partes de alta freqüência do sinaldo que no restante do espectro de interesse.

O filtro de banda de passagem 542 é projetado parapossuir uma resposta de amplitude que combina de forma pró-xima com a resposta de amplitude do filtro de banda de pas-sagem 142 (apresentando na Figura 1) do codificador ideali-zado 100. Como com o filtro 448 (apresentado na Figura 5),uma escolha preferida é selecionar o filtro 542 de modo quea diferença entre sua resposta de amplitude RMS e a do fil-tro 142 seja minimizada. Em uma modalidade, a resposta defase dos filtros 542 e 142 são substancialmente diferentes,mas desde que a saída RMS do detector de nível RMS 544 ésubstancialmente insencitivo a fase da entrada para o detec-tor, estas diferenças de fase podem ser ignoradas. Em umamodalidade preferida, o filtro de banda de passagem de es-pectro 542 é implementado como uma cascata de três seções defiltro IIR de segunda ordem 542a, 542b, 542c (como apresen-tado na Figura 6) cada um possuindo uma função de transfe-rência H(z) que é descrita pela fórmula apresentada na Equa-ção (4). O detector de nível RMS 544 é projetado para apro-ximar a performance do detector 144 que é utilizado no codi-ficador idealizado 100 (apresentado na Figura 1) . O detec-tor 544 inclui um dispositivo de enquadramento de sinal 552,um dispositivo de determinação de média do sinal 544 e umdispositivo de raiz quadrada 556. O dispositivo de enqua-dramento 552 enquadra o sinal gerado pelo filtro de banda depassagem de espectro 542 e aplica este sinal enquadrado viaa linha 552a para o dispositivo de determinação de média554. 0 último funciona de forma similar ao dispositivo dedeterminação de média 454 (apresentado na Figura 5) que éutilizado na unidade de compressão de banda larga 280. ape-sar de o dispositivo 554 de preferência utilizar uma cons-tante β diferente da constante α. 0 comportamento do dispo-sitivo de determinação de média 554 é obviamente também des-crito pela Equação (5) quando β é substituído por α. Aconstante β é de preferência selecionada para o dispositivo554 de modo que a constante de tempo do detector de nívelRMS 544 se aproxima de forma próxima da constante de tempocorrespondente especificada pelo padrão BTSC para o detectorde nível RMS 144 (apresentado na Figura 1) . 0 dispositivode determinação de média 554 calcula uma média ponderada detempo do sinal na linha 552a e aplica a média ao dispositivode raiz quadrada 556 via a linha 554a. 0 dispositivo deraiz quadrada 556 calcula a raiz quadrada do sinal na linha554a e por meio disso gera um sinal na linha 544a em funçãodo valor RMS do sinal de saída gerado pelo filtro de bandade passagem de espectro 542.

0 sinal na linha 544 é aplicado ao terminal decontrole da unidade de ênfase variável 536. A unidade deênfase variável 53 6 executa um processamento que é parcial-mente análogo ao do filtro 136 (apresentado na Figura 1) docodificador idealizado 100. Como definido pelo padrão BTSC,o filtro 136 possui respostas de amplitude e de fase que va-riam em função do sinal de saída gerado pelo detector de ní-vel RMS 144. Um modo preferido de implementar a unidade 536de modo que ela tenha respostas variáveis similares é utili-zar um filtro digital possuindo coeficientes variáveis quedeterminam sua função de transferência e selecionar o valordos coeficientes durante qualquer período de amostra dado,ou grupo de períodos de amostra, baseado no valor do sinalna linha 544a.

A Figura 6 apresenta uma modalidade da unidade deênfase variável 536 que inclui um gerador de logaritmo 558,um filtro de ênfase variável 560 e uma tabela de consultaLUT 562. O sinal de saída gerado pelo detector de nível RMS544 é aplicado via alinha 544a ao gerador de logaritmo 558.O último gera um sinal na linha 558a que é representativo dologaritmo do sinal na linha 544a e aplica este sinal a LUT562. A LUT 562 gera um sinal de saída selecionado a partirda LUT e representativo dos coeficientes do filtro para se-rem utilizados pelo filtro de ênfase variável 560. Portan-to, os coeficiente gerados pela LUT 562 são aplicados viaalinha 562a a um terminal de seleção de coeficiente do fil-tro de ênfase variável 560. O sinal de saída gerado pelaunidade de compressão de banda larga 280 é aplicado a umterminal de entrada do filtro de ênfase variável 560 via alinha 281. O filtro de ênfase variável 560 gera o sinal desaída da unidade de compressão de espectro 290 que é aplica-do a entrada do filtro de pré-ênfase fixo 232b.

O filtro de ênfase variável 560 é projetado parapossuir uma resposta de amplitude variável que combina deforma próxima com a resposta de amplitude variável do filtro136 (apresentado na Figura 1) do codificador idealizado 100.O filtro de ênfase variável 560 proporciona uma resposta va-riável similar por utilizar uma função de transferência decoeficiente variável (isto é, os coeficientes da função detransferência H(z) do filtro 560 são variáveis) e por permi-tir a LUT 562 selecionar o valor dos coeficientes duranteintervalos baseado no período de amostra. Como será descri-to em maiores detalhes abaixo, a LUT 562 armazena os valoresdos coeficientes do filtro utilizados pelo filtro 560 e du-rante cada período de amostra, ou durante qualquer grupo se-lecionado de períodos de amostra, a LUT 562 seleciona umgrupo de coeficientes do filtro em função do sinal de saídagerado pelo gerador logaritmo 558 na linha 558a. Em uma mo-dalidade preferida, o filtro de ênfase variável 560 é imple-mentado como um filtro IIR de primeira ordem possuindo umafunção de transferência H(z) que é descrita pela fórmulaapresentada na seguinte Equação (6).

<formula>formula see original document page 41</formula>

na qual os coeficiente do filtro b0, bx e S1 são variáveisque são selecionadas pela LUT 562. Os métodos para selecio-nar os valores para os coeficientes do filtro utilizadospelo filtro 560 bem como por outros filtros do codificador200 serão discutidos abaixo.

Na Figura 6, são apresentados o gerador de Ioga-ritmo 558 e o dispositivo de raiz quadrada 556, por conveni-ência, como dois componentes separados. Entretanto, aquelescom conhecimento na técnica irão apreciar que estes doiscomponentes podem ser implementados utilizando-se um únicodispositivo, tal como uma LUT, ou alternativamente utilizan-do componentes de processamento que calculam uma aproximaçãode polinômio de série Taylor do logaritmo do sinal na linha554a e por então dividir este valor por dois. De forma si-milar, em implementações alternativas, as funções executadaspelo gerador de logaritmo 558, pelo dispositivo de raiz qua-drada 556 e pela LUT podem ser incorporadas em um único dis-positivo.

Como declarado acima, os filtros de banda alta212, 214 (apresentados na Figura 3) são úteis em bloquear oscomponentes DC de modo a impedir o codificador 200 de exibirum comportamento conhecido como "pulsação". No contexto deum codificador estereofônico, a pulsação se refere ao com-portamento de oscilatório de baixa freqüência do codificadorcausado quando não existe sinal presente nas entradas de áu-dio de canal esquerdo e direito. 0 comportamento desejadode um sistema estereofônico quando não existe sinal presentenas entradas de áudio é permanecer silencioso; entretanto,um codificador conectado através de um decodificador com osalto-falantes e exibindo pulsação causa que os alto-falantesemitam um som audível, referido como um "pulso", com um pe-ríodo um tanto regular que é parcialmente dependente daconstante de tempo do detector de nível RMS no compressor debanda larga. Mais particularmente, no codificador 200,quando somente sinais de nível muito baixo estão presentesnas entradas de áudio e quando existe um componente D.C., ouum ramal, presente no sinal na linha 239, a unidade de com-pressão de banda larga 280 tende a comportar-se de um modoinstável que causa a pulsação.

Considere o caso onde somente um sinal de áudio debaixo nível está presente na linha 239. Em tal caso, a saí-da do detector de nível RMS 450 na linha 450a torna-se muitopequena, o que por sua vez causa que o ganho do multiplica-dor 434 torne-se muito grande. Se tal sinal de áudio debaixo nível na linha 239 for constante em sua amplitude, aunidade de compressão de banda larga 2 80 alcança uma condi-ção de estado estável após algum tempo (determinado pelaconstante de tempo α aplicada ao multiplicador 460) , porqueo sinal de diferença codificado é realimentado na linha 240para a unidade de compressão de banda larga 280. Pelo moti-vo da realimentação ser disposta para ser negativa, quando osinal de áudio na linha 239 aumenta na sua amplitude, o si-nal na linha 450a aumenta, o que por sua vez faz com que oganho do multiplicador 434 diminuir. Quando o sinal de áu-dio na linha 239 diminui na sua amplitude, o sinal na linha450a diminui, o que por sua vez faz com que o ganho do mul-tiplicador 434 aumentar.

Entretanto, deve existir um sinal dc significantepresente na linha 239 em adição ao sinal de áudio de baixonível, o sinal é bloqueado a partir do processo de realimen-tação pela ação do filtro de banda de passagem de banda lar-ga 448, que possui resposta zero para os sinais dc. Em par-ticular, qualquer dc presente no sinal de diferença codifi-cado na linha 240 é bloqueado pelo filtro 448 e não é perce-bido pelo detector de nível RMS 450. Qualquer sinal dc pre-sente na linha 239 será amplificado pelo multiplicador 434com qualquer sinal de áudio presente na linha 239, mas o fa-tor de amplificação ou ganho será determinado somente pelaamplitude do sinal de áudio percebida pelo detector de nívelRMS 450 após a filtragem pelo filtro 448.

Como declarado acima, toda vez que a amplitude dosinal de áudio na linha 239 varia, o ganho do multiplicador434 varia de forma inversa. Durante tais variações no ga-nho, qualquer dc presente na linha 239 irá também estar su-jeito a amplificação variável, em verdade modulando o sinaldc, para por meio disso produzir um sinal ac. Deste modo,tais sinais dc podem ser modulados de modo a se criar sinaisde banda de áudio significantes que não estarão sujeitos aserem rejeitados pelo filtro 448 e são portanto percebidospelo detector 450. Quando o sinal de áudio na linha 239 épequeno se comparado com o dc na linha 239, pequenas varia-ções no nível do sinal de áudio, que causam alterações noganho do amplificador 434, podem causar uma grande alteraçãono nível (que eleva-se a um sinal ac) na linha 281 atravésdeste processo de modulação. 0 sinal ac produzido tende aaumentar o sinal total que passa através do filtro 448, in-dependente de se a variação do sinal de áudio que deu origemao sinal ac foi um aumento ou uma diminuição no nível do si-nal. Em particular, caso o nível do sinal de áudio na linha239 diminua, o processo de realimentação negativa normalmen-te aumenta o ganho do multiplicador 434, Entretanto, se umsinal dc suficiente estiver presente na linha 239, uma dimi-nuição no sinal de áudio na linha 23 9 pode causar um aumentono sinal percebido pelo detector 450, forçando ao ganho domultiplicador 434 diminuir. Deste modo, o processo de rea-limentação negativa é revertido e a realimentação se tornapositiva.

Tal realimentação positiva irá somente persistirdurante o tempo em que o sinal dc modulado na linha 2 81 égrande o suficiente se comparado com qualquer sinal de áudiopresente na linha 281, quando ponderado pela resposta de to-dos os filtros e o sinal se modifica entre a linha 281 e asaída do filtro 448. Uma vez que o ganho do multiplicador434 diminui suficientemente de modo que o sinal dc moduladona linha 281 não proporcione por mais tempo uma entrada si-gnificante para o detector 450, a realimentação reverte-separa seu sentido negativo normal. De acordo com a constantede tempo do detector 450, o sistema irá readquirir um nívelde ganho apropriado baseado no nível do sinal de áudio nalinha 239. Mas, se um dc suficiente permanecer no sinal nalinha 239, o ciclo irá repetir por si próprio uma vez que oganho do multiplicador 434 aumente de forma suficiente. Du-rante cada período de realimentação positiva, é produzidauma alteração abrupta no nível dc da linha 281. Esta alte-ração é audível e soa alguma coisa similar ao "pulso" de umrelógio. Desde que as alterações dc irão ocorrer com algumaregularidade, baseado na constante de tempo do detector 450,o fenômeno é freqüentemente referido como "pulsação".

Um método para impedir a pulsação é remover qual-quer componente dc presente no sinal de entrada para o codi-ficador 200. Isto é realizado pelos filtros de banda alta212 e 214. Adicionalmente, os filtros de banda alta 212 e214 ajudam a maximizar a faixa dinâmica do codificador 200por remover os componentes dc que de outro modo pode utili-zar a faixa dinâmica acima do valor. Como declarado acima ecomo apresentado na Figura 3, o filtro de banda baixa 238 éde preferência implementado como dois filtros 238a e 238b.O filtro de divisão 238 deste modo proporciona várias vanta-gens. Se o filtro 238a fosse eliminado, e todo o filtro 238fosse localizado após o cortador 254 (isto é, na localizaçãodo filtro 238b), então, quaisquer componentes acima de 15kHz nos sinais de entrada de áudio podem causar instabilida-de na unidade de compressão de banda larga 280 similar aocomportamento de pulsação descrito acima. Isto ocorre por-que quaisquer componentes do sinal acima de 15 kHz na linha239 serão amplificados pelo multiplicador 434 (apresentadona Figura 5) e porque tais componentes não irão ser percebi-dos pelo detector de nível RMS desde que tais componentessão filtrados pelo filtro de banda baixa seguindo ao corta-dor 254 (apresentado na Figura 3). Desde que o detector 450aumenta o ganho do multiplicador 434 quando ele percebe aausência de um sinal, o ganho do multiplicador 434 pode tor-nar-se relativamente grande quando o sinal na linha 239 con-sistir de uma informação de sinal de áudio pequena (abaixode 15 kHz), mas para informação de alta freqüência signifi-cante (acima de 15 kHz), o multiplicador 434 então amplificaa informação de alta freqüência, que pode gerar sinais gran-des que são prováveis de serem cortadas pelos componentes naseção de processamento 230. Este corte pode produzir har-mônicos que podem ser conhecidos como freqüências baixas queserão percebidas pelo detector de nível RMS 450 causando queo sistema pulse como descrito anteriormente. Alternativa-mente, se o filtro 238b fosse eliminado e todo o filtro 238fosse localizado antes do filtro de pré-ênfase fixo 232a(isto é, na localização do filtro 238a), então, os artefatosde alta freqüência gerados pelo cortador 254 poderiam serincluídos no sinal de diferença codificado e poderia inter-ferir com o tom piloto no sinal composto. Portanto, o fil-tro dividido 238 como apresentado proporciona uma disposiçãoótima por meio da qual o filtro 238 impede a pulsação naunidade de compressão 280 e o filtro 238b filtras os artefa-tos de alta freqüência que podem ser gerados pelo cortador 254.

0 filtro de pré-ênfase fixo 232 é também, de pre-ferência divido em dois filtros 232a, 232b como apresentadona Figura 3. O filtro 232 tipicamente requer um ganho rela-tivamente grande nas freqüências altas, como é especificadono padrão BTSC e utilizando somente uma única seção para im-plementar o filtro 232 se aumenta a probabilidade do filtro232 causar o corte. É vantajoso aplicar algum do ganho dofiltro 232 no lado de entrada da unidade de compressão debanda larga 280 (com o filtro 232a) e aplicar algum ganho dofiltro 232 no lado de saída da unidade de compressão de ban-da larga 280 (com o filtro 232b) . Desde que a unidade 280normalmente comprime seu sinal de entrada, a distribuição doganho do filtro 232 ao redor da compressão proporcionadapela unidade 280 diminui a probabilidade de que o ganho dofiltro 232 cause uma condição de transbordo.

Para minimizar o tamanho, consumo de força e cus-to, o codificador 200 é de preferência implementado utili-zando-se um único chip de processamento de sinal digital. 0codificador 200 foi implementado com sucesso utilizando umdos chips de processamento de sinal digital Motorola DSP56002 (esta implementação deve ser referida daqui para fren-te como a "Modalidade DSP"). O Motorola DSP 56002 é um chipde vinte e quatro bits de ponto fixo, entretanto, outros ti-pos de chips de processamento, tal como chips de ponto flu-tuante, ou chips de ponto fixo possuindo outros comprimentosde palavra, poderiam obviamente ser utilizados. A Modalida-de DSP do codificador 200 utiliza uma freqüência de amostra-gem fs que é igual a três vezes a freqüência piloto fH (istoé, fs = 47202 Hz) . A Tabela 1 seguinte lista todos os coe-ficientes do filtro utilizados na Modalidade DSP do codifi-cador 200 exceto aqueles utilizados no filtro de ênfase va-riável 560 .

TABELA 1

<table>table see original document page 48</column></row><table><table>table see original document page 49</column></row><table><table>table see original document page 50</column></row><table>

Na Modalidade DSP do codificador 200, o valor daconstante α que é utilizado pelo determinador de média 454(apresentado na Figura 5) na unidade de compressão de bandalarga 280 é estabelecido para igual a 0,0006093 973517 e ovalor da constante β que é utilizada pelo determinador demédia 554 (apresentado na Figura 6) na unidade de compressãode espectro 290 é estabelecido para igual a 0.001825967.Adicionalmente, os valores de Ganho C e de Ganho D utiliza-dos pelos amplificadores 540 e 446, respectivamente, nasunidades de compressão de espectro e de banda larga são es-tabelecidos igual a 0,5011872 e 0,08984625, respectivamente,para assegurar que a Modalidade DSP do codificador 200 exe-cute de forma similar a do codificador 100.

A Figura 7 apresenta um fluxograma 700 que descre-ve um método preferido para pré-calcular todos os parâmetrosdos coeficientes de filtro utilizados pelo filtro de ênfasevariável 560 (apresentado na Figura 6) na Modalidade DSP docodificador 200. Antes da operação do codificador 200, to-dos os parâmetros dos coeficientes do filtro utilizados pelofiltro 560 são pré - calculados (por exemplo, por um computa-dor digital de propósitos geral) e são carregados na LUT562. Na Modalidade DSP do codificador 200, o filtro 560possui uma função de transferência H(z) que é descrita pelaEquação (6) de modo que o fluxograma 700 descreve o cálculodos coeficientes b0, Io1 e ax. Como especificado no padrãoBTSC, a função de transferência de S(f,b) do filtro analógi-co 136 (apresentado na Figura 1) com o qual o filtro 560corresponde parcialmente, é descrita pela fórmula apresenta-da na seguinte Equação (7).

<formula>formula see original document page 51</formula>

na qual F é igual a 20,1 kHz.

A primeira etapa no fluxograma 700 é uma etapa deinicialização 710 durante a qual várias variáveis são inici-estabelecida igual a 47202 Hz e o período T é estabelecidoigual a l/fs. A variável W é uma versão digital da variávelF utilizada na Equação (7) e é estabelecida igual a π(20,1kHz)/fs. A variável dBRANGE representa a faixa de sinal de-sejada dos detectores RMS na unidade de compressão de espec-tro e para a Modalidade DSP dBRANGE é estabelecida igual a72,25 dB. A variável dBRES relaciona-se com a sensibilidadedo filtro 560 para mudar no nível de energia do sinal de di-ferença codificado. Na Modalidade DSP do codificador 200,dBRES é estabelecida igual a 0,094 dB de modo que o filtro560 irá utilizar os coeficientes baseado no valor do sinalna linha 558a quantizado para o mais próximo de 0,094 dB. Avariável N iguala o número total de parâmetros dos coefici-entes do filtro utilizados no filtro 560 e N é calculada porse dividir a sensibilidade (dBRES) na faixa (dBRANGE) e ar-redondar para o inteiro mais próximo. Na Modalidade DSP, Né igual a 768 apesar de os com conhecimento na técnica irãoapreciar que este número pode ser alterado, o qual irá vari-ar a sensibilidade ou a faixa. Na Modalidade DSP, a LUT 562armazena 769 parâmetros de coeficientes para o filtro 560 eobviamente se N for aumentado, uma LUT maior será utilizadapara armazenar os parâmetros extras dos coeficientes do fil-tro.

Adicionalmente, aqueles com conhecimento na técnicairão apreciar que o gerador logaritmo 558 escala o sinal nalinha 558a e por meio disso reduz o número de parâmetros decoeficientes de filtro armazenados pela LUT 562, para umaquantização mínima dada do valor do sinal na linha 558a.Entretanto, em outras modalidades, o gerador logaritmo 558pode ser eliminado e a LUT 562 pode armazenar um númerogrande de forma correspondente de parâmetros de coeficientesde filtro. Finalmente, as variáveis Scale e Address são es-tabelecidas igual a 32 e zero, respectivamente. A variávelScale, que é somente utilizada nas implementações de pontofixo, é selecionada de modo que todos os coeficientes defiltro possuam um valor maior ou igual a um negativo e menordo que um ((onde os coeficientes de filtro são representadosem dois complementos).

Seguindo-se a inicialização 710, uma etapa de ge-ração de coeficiente 720 é executada. Durante a primeiraexecução da etapa 720, as variáveis b0 (0) , Id1(I) e a^O) sãocalculadas, o que corresponde aos valores dos coeficientesb0, b1 e que são para serem armazenados no local de ende-reço zero da LUT 562. Seguindo-se a esta execução da etapa72 0, uma etapa de incremento 73 0 é executada durante a qualo valor da variável Address é incrementado. Seguindo-se aetapa 730, é executada uma etapa de comparação, durante aqual os valores das variáveis Address e N são comparados.Se Address for menor ou igual a N, então as etapas 720, 730e 740 são reexecutadas repetidamente de modo que os valoresdos coeficientes b0, h1 e a1 sejam calculados para cada umdos 769 endereços da LUT 562. Quando a etapa 740 detectaque o valor de Address é maior do que o de N, então todos os769 parâmetros de coeficientes foram calculados e a execuçãodo fluxograma 700 continua para uma etapa de conclusão 750.

Na etapa de geração de coeficiente 720, a variáveldBFS corresponde a saída do gerador logaritmo 558. A mediaque o valor da variável Address fica na faixa de zero até769, o valor de dBFS fica na faixa de cerca de -72,25 atézero dB correspondendo a faixa do sinal de cerca de 72,25 dBproporcionada pela Modalidade DSP do codificador 200 (ondezero dB corresponde a modulação total) . A variável RMSdcorresponde a saída do detector de nível RMS analógico 144(apresentado na Figura 1) e a media que a variável Addressfica na faixa de zero até 769, o valor de RMSd fica na faixade cerca de -36 até 3 6 dB correspondendo a faixa do sinal de72 dB proporcionado pelos codificadores BTSC analógicos datécnica anterior típicos. A variável RMSb é uma versão li-near da variável RMSd e RMSb corresponde a variável b nafunção de transferência S(f,b) descrita na Equação (7) . Asvariáveis Kl e K2 correspondem respectivamente aos termos(b+51)/(b+1) e (51b+l)/(b+1), na Equação (7). Os coeficien-tes b0, bx e a-L são calculados como apresentado na etapa 720utilizando as variáveis Kl, K2, W e Scale.

A Figura 8A apresenta um diagrama de blocos queilustra um método para utilizar a Modalidade DSP em um sis-tema analógico e na Figura 8A, todos os componentes que es-tão implementados no circuito integrado 56002 estão indica-dos em 200a. 0 sistema analógico fornece sinais de entradade áudio do canal esquerdo e direito analógicos (apresenta-dos na Figura 8A como "L" e "R" , respectivamente) e estessinais são aplicados para as entradas dos conversores analó-gico para digital de dezesseis bits 810 e 812, respectiva-mente. Os conversores 810, 812 amostram seus sinais de en-trada analógicos utilizando uma freqüência de amostragem fsque é igual a 47,202 Hz (isto é, 3fH) e os conversores 810 e812 por meio disso geram seqüências de amostras digitais dedezesseis bits que são representativas, respectivamente, dossinais de entrada de áudio do canal esquerdo e do direito.Os sinais gerados pelos conversores 810 e 812 são aplicadospara o codificador 200a onde eles são recebidos pelos módu-los 292 e 294, respectivamente. Os módulos 292 e 294 sãomódulos "divide por dezesseis" (que dividem a amplitude desuas entradas por um fator de 16) e portanto geram sinais desaída que são iguais a seus sinais de entrada divididos pordezesseis. Desde que a divisão por qualquer potência dedois é facilmente realizável em um sistema digital por uti-lizar um registro de deslocamento, os módulos 292 e 294 sãoimplementados como registros de deslocamento que deslocamsuas entradas por quatro locais binários.

Como declarado acima, o chip 56002 é um processa-dor de vinte e quatro bits de ponto fixo e as amostras apli-cadas ao chip pelos conversores 810 e 812 são em representa-ções de complemento dois. Os módulos 292 e 294 dividem asamostras geradas pelos conversores 810 e 812 por dezesseis epor meio disso colocam cada uma das amostras no meio de umapalavra de vinte e quatro bits. De modo que em cada amostragerada pelos módulos 292 e 294, os quatro bits mais signifi-cantes são bits de sinal e os quatro bits menos significan-tes são zeros e os dezesseis bits no meio da palavra corres-ponde a uma amostra gerada por um dos conversores 810 ou812.

0 preenchimento de cada palavra de vinte e quatro bitscom bits de sinal na extremidade maior e com zeros na extre-midade menor deste modo, preserva a precisão e permite quesinais intermediários gerados pelo codificador 200a excede-rem dezesseis bits sem causar uma condição de erro tal comoum transbordo.No codificador 200a, cada bit da palavra de vintee quatro bits corresponde aproximadamente a 6 dB de faixa desinal e portanto os módulos 292 e 294 correspondem a atenua-dores de -24 dB (isto é, negativo 6 vezes 4) . Se os sinaisde entrada analógicos aplicados para os conversores 810 e812 forem considerados para propósitos de referencia comosinais de zero dB, então os sinais gerados pelos módulos 292e 2 94 são atenuados por 24 dB.

A seção de entrada 210 recebe as palavras de vintee quatro bits gerada pelos módulos 292 e 294 e gera a partirdas mesmas o sinal de soma que é aplicado a seção de proces-samento do canal de soma 220. 0 sinal de saída gerado pelaseção de processamento do canal de soma 220 é aplicado a um"módulo de 16 vezes" (que pode ser considerado como um ara-plificador de 24 dB) 296. O módulo 296 por meio disso com-pensa os atenuadores de 24 dB 292 e 294 e leva a saída daseção de processamento do canal de soma 22 0 de volta para100% de modulação (isto é, de volta para a "escala total").0 sinal de saída gerado pelo módulo 2 96 é aplicado a um con-versor digital para analógico de dezesseis bits 814 que porsua vez gera um sinal de soma condicionado analógico.

A seção de entrada 210 também gera o sinal de di-ferença que é aplicado a seção de processamento do canal dediferença 230. Como declarado acima, como resultado dos mó-dulos 292 e 294, o sinal de diferença pode ser consideradocomo estando atenuado por 24 dB. Na Modalidade DSP do codi-ficador 200a, o cortador 254 (apresentado na Figura 3) daseção de processamento de diferença 230 inclui um amplifica-dor de 18 dB (que é implementado como um multiplicador poroito). Ou seja, o cortador 254 amplifica o sinal geradopelo filtro de pré-ênfase fixo 232b por 18 dB e então cortaeste sinal amplificado de modo que o sinal de saída geradopelo cortador 254 não irá exceder um número que é 6 dB abai-xo da modulação total. 0 sinal aplicado a partir do corta-dor 254 para o filtro de banda baixa 238b portanto possui umbit (ou 6 dB) de "área de cabeçalho" , de modo que o filtro238b pode gerar um sinal de saída que é 6 dB maior do queseu sinal de entrada sem causar saturação. É desejável dei-xar este um bit de espaço de cabeçalho porque a respostatransitória do filtro 238b inclui algum som que pode causarque ele temporariamente gere um sinal de saída instantâneoque seja maior do que seu sinal de entrada instantâneo e aárea de cabeçalho por meio disso impede qualquer som no fil-tro 238b de causar uma condição de saturação. Referindo-senovamente a Figura 8A, o sinal de saída gerado pelo filtro238b é aplicado a um conversor digital para analógico de de-zesseis bits 816 que por sua vez gera um sinal de saída queé aplicado a um amplificador analógico de 6 dB 820. Tantoos conversores D/A 814 como o 816 têm a intenção de seremconversores completos, os quais incluem os filtros de anti-imagem analógicos bem conhecidos como parte de sua funciona-lidade. Os filtros de anti-imagem são filtros analógicosaplicados ao sinal analógico seguindo a conversão de digitalpara analógico que serve para atenuar quaisquer imagens dosinal desejado que sejam refletidas ao redor da freqüênciade amostra e múltiplos da mesma. Os conversores 814 e 816são assumidos como sendo substancialmente idênticos urr· aooutro, rodando na mesma taxa de amostra e contendo substan-cialmente a mesma filtragem de anti-imagem. Tais converso-res são normalmente disponíveis em modalidades comerciaistais como o Semicondutor de Cristal CS4328. O amplificador820 amplifica seu sinal de entrada por 6 dB e por meio dissoleva o sinal de diferença codificado de volta para a escalatotal. Enquanto a Figura 8A apresenta o codificador 200aligado aos conversores analógico para digital 810 e 812 parareceber os sinais de áudio analógicos, nos sistemas digi-tais, os conversores 810 e 812 podem ser obviamente elimina-dos de modo que o codificador 200a receba os sinais de áudiodigitais diretamente.

A Figura 8B apresenta um diagrama de blocos de umamodalidade preferida de um codificador BTSC padrão 200bconstruído de acordo com a invenção e configurado como partede um sistema analógico. O codificador 200b é similar aocodificador 200a, entretanto, no codificador 200b o módulo296 amplifica seu sinal de entrada por 18 dB (por multipli-car por 8) ao invés do que por 24 dB como no codificador200a. O sinal de saída gerado pelo módulo 296 é uma versãoescalonada do sinal de soma condicionado e é apresentado naFigura 8B como S. Além disso, o codificador 200b inclui ummódulo 298 para amplificar o sinal de saída gerado pela se-ção de processamento de canal de diferença 230 por 6 (pormultiplicar por dois). O sinal de saída gerado pelo módulo298 é uma versão escalonada do sinal de diferença codificadoe é apresentado na Figura 8B como D. Adicionalmente, o co-dificador 200b inclui um modulador composto 322 para recebeios sinais SeDe para gerar a partir dos mesmos uma versãodigital do sinal composto. 0 sinal composto digital geradopelo modulador 822 é aplicado a um conversor digital paraanalógico 818, cuja a saída é uma versão analógica do sinalcomposto. 0 conversor D/A 818 têm a intenção de ser um con-versor completo que inclui o filtro de anti-imagem analógicosupramencionado como parte de sua funcionalidade. Tais con-versores são normalmente disponíveis em modalidades comerci-ais, tais como Burr-Brown PCM1710. Na modalidades preferi-das, os módulos 292 e 294, a seção de entrada 210, a seçãode processamento de canal de soma 220, a seção de processa-mento de canal de diferença 230, os módulos 296 e 298 e omodulador composto 822 são todos implementados como um únicochip de processamento de sinal digital.

Desde que o sinal composto é gerado como um sinaldigital no codificador 200b, o módulo 298 está incluído paralevar o sinal de saída gerado pela seção de processamento decanal de diferença 230 até a escala total ao invés do queaguardar até após a conversão de digital para analógico eutilizar um amplificador analógico, tal como o amplificador820 como é apresentado na Figura 8A. Além disso, desde queno sinal composto, o sinal de soma condicionado é utilizadoem modulação de 50%, o módulo 296 somente amplifica seu si-nal de entrada por 18 dB de modo que o sinal de saída geradopelo módulo 296 é na metade da amplitude do sinal de saídagerado pelo módulo 298.A Figura 9 apresenta um diagrama de blocos de umamodalidade do modulador composto 822. O último recebe ossinais SeDe gera a partir dos mesmos uma versão digitaldo sinal composto. O modulador 822 inclui dois interpolado-res 910 e 912, dois filtros de banda baixa digitais 914 e916, um multiplicador de sinal digital 918 e dois adiciona-dores de sinal digital 920 e 922. Os sinais SeD são apli-cados as respectivas entradas dos interpoladores 910 e 912 .Os interpoladores 910 e 912, que são alternativamente refe-ridos como "amostradores ascendentes", interpolam uma novaamostra entre cada duas amostras consecutivas aplicadas asuas entradas e por meio disso geram sinais de saída possu-indo duas vezes a freqüência de amostragem dos sinais de en-trada SeD. Os sinais de saída gerados pelos interpolado-res 910 e 912 são aplicados as respectivas entradas dos fil-tros de banda baixa 914 e 916. Os últimos removem as ima-gens introduzidas nos sinais SeD pelos interpoladores 910e 912 . O sinal de saída filtrado gerado pelo filtro 916 éaplicado a uma entrada do multiplicador de sinal 918 e umsinal oscilante digital como uma função de cos [4π (fH/f s) n] éaplicado a outra entrada do multiplicador 918. O multipli-cador 918 por meio disso gera a versão portadora, suprimidade banda lateral dupla de amplitude modulada do sinal de di-ferença que é utilizada no sinal composto. O sinal de saídagerado pelo multiplicador 918 é aplicado a uma entrada doadicionador de sinal 920 e o sinal de saída filtrado geradopelo filtro 914 é aplicado a outra entrada do adicionador desinal 920. O último gera um sinal de saída por somar osdois sinais presentes nas suas entrada e aplica e-ste sinalao adicionador de sinal 922. Um sinal de tom piloto que os-cila como uma função de Acos [2π (f J f s) n] (onde "A" é umaconstante representativa de 10% da modulação de escala com-pleta) é aplicado a outra entrada do adicionador de sinal922 que gera o sinal composto digital por somar os dois si-nais presentes nas suas entradas. 0 modulador composto 822inclui os interpoladores 910 e 912 porque o componente defreqüência mais elevada no sinal composto é ligeiramente me-nor do que 3fK (como é apresentado na Figura 2) e portanto,os sinais aplicados as entradas do multiplicador de sinal918 e do adicionador de sinal 920 deve possuir taxas deamostra pelo menos tão grande quanto 6fH para satisfazer ocritério de Nyquist. Pelo motivo da taxa de amostra na saí-15 da do modulador composto 822 ser tipicamente maior do que ataxa de amostra de ambos os sinais S ou D, o conversor D/A818 deve ser capaz de operar em tais taxas de amostra maiselevadas. Se os sinais de entrada SeD aplicados ao modu-lador composto 822 possuírem taxas de amostra de 3fH, algumaforma de interpolação (tal como esta proporcionada pelos in-terpoladores 910 e 912) deve ser proporcionada para dobrar ataxa de amostra. Obviamente, se taxas de amostra suficien-temente altas forem utilizadas do início ao fim do codifica-dor 200b, então, os interpoladores 910 e 912 e os filtros debanda baixa 914 e 916 podem ser eliminados do modulador 822.

A Figura 8C apresenta um diagrama de blocos deainda outra modalidade de um codificador BTSC 200c construí-do de acordo com a invenção. 0 codificador 200c é similarao codificador 200b (apresentado na Figura 3B) , entretanto,no codificador 200c o módulo 298 é eliminado de modo que osinal gerado pela seção de processamento de canal de dife-rença 230 é o sinal D e é aplicado diretamente ao moduladorcomposto 822. Adicionalmente, no codificador 200c, o módulo296 amplifica seu sinal de entra por 12 dB (por multiplicarpor 4) ao invés do que por 18 dB como é feito no codificador200b. Então, no codificador 200c, os sinais SeD são 6 dBabaixo dos níveis daqueles sinais no codificador 200b. Por-tanto, o modulador composto 822 gera a partir destes sinaisuma versão do sinal composto que é atenuada por 6 dB. Estaversão atenuada do sinal composto é convertida para um si-nal analógico pelo conversor digital para analógico 818 e éentão levada para a escala completa pelo amplificador de 6dB analógico 820. Como com o codificador 200b, o codifica-dor 200c é de preferência implementado utilizando um únicochip de processamento de sinal digital .

A diferença entre os codificadores 200b e 200c re-presenta um compromisso de projeto. Como os com conhecimen-to na técnica irão apreciar, quando convertendo um sinal di-gital para um sinal analógico com o conversor digital paraanalógico, assegurando-se que o sinal digital está em escalacompleta, tende-se a minimizar qualquer perda de proporçãode sinal para ruído que possa ocorrer como resultado da con-versão. O codificador 200b minimiza a perda de taxa de si-nal para ruído como resultado da operação do conversor 818por utilizar os módulos 296 e 298 par assegurar que a versãodigital do sinal composto (gerado pelo modulador 822) que éaplicada ao conversor 818 está em escala completa. Entre-tanto, apesar do conversor 200b minimizar qualquer perda deproporção de sinal para ruído que possa ocorrer como resul-tado do conversor 818, o codificador 200b também aumenta aprobabilidade de que o corte possa ocorrer no sinal compos-to. Desde que a seção de processamento de canal de diferen-ça 230 utiliza o ganho relativamente grande proporcionadopelo filtro de pré-ênfase fixo 232 (apresentado na Figura3), é possível ocorra algum corte no caminho do sinal de di-ferença codificado. O codificador 200b utiliza o módulo 298para levar o sinal D até a escala completa e isto essencial-mente elimina qualquer área de cabeçalho do caminho do sinaldo sinal D e por meio disso aumenta a chance de que algumcorte venha a ocorrer. Então, o codificador 200b minimiza aperda de qualquer razão de sinal para ruído que ocorra comoresultado do conversor 818 no custo de aumentar a probabili-dade de corte no caminho do sinal de diferença codificado.Em contraste, o codificador 200c preserva a área de cabeça-lho no caminho do sinal de diferença codificado e por meiodisso reduz a probabilidade de corte ao custo de aumentar aperda da proporção de sinal para ruído como resultado daoperação do conversor 818.

A Figura 8D apresenta um diagrama de blocos deainda outra modalidade de um codificador BTSC 200d construí-do de acordo com a invenção. O codificador 200d é similarao codificador 200a (apresentado na Figura 8A) , entretanto,o codificador 200d adicionalmente inclui uma parte 822a deum modulador composto. A parte 822a inclui dois interpola-dores 910 e 912, dois filtros de banda baixa 914 e 916, omultiplicador de sinal digital 918 e um adicionador de sinaldigital 930. O sinal S gerado pelo módulo 296 é aplicado aointerpolador 910, que "amostra para cima" o sinal S e aplicao sinal amostrado para cima ao filtro de banda baixa 914. Oúltimo filtra este sinal e aplica o sinal filtrado a um ter-minal de entrada do adicionador 930. Um tom piloto digitalpossuindo duas vezes a amplitude normal (isto é,2Acos2tt (fH/f c) é aplicado ao outro terminal de entrada doadicionador 930 que gera um sinal de saída por somar os doissinais presentes nos seus terminais de entrada. O sinal Dgerado pela seção de processamento de canal de diferença 230é aplicado ao interpolador 912 que gera um sinal amostradopara cima que é aplicado ao filtro de banda baixa 916. Oúltimo filtra este sinal e aplica o sinal filtrado a um ter-minal do multiplicador 918. Um sinal oscilando de acordocom cos4k(fH/fc) é aplicado ao outro terminal do multiplica-dor 918, o qual gera um sinal de saída por multiplicar osdois sinais presentes nos seus terminais de entrada. Comocom os codificadores 200a até 200c, o codificador 200d é depreferência implementado utilizando-se um único chip de pro-cessamento de sinal digital.

O codificador 200d é de preferência utilizado emconjunto com dois conversores digital para analógico 932 e934, um atenuador de -6 dB analógico 936, um amplificador de6 dB analógico 938 e com um adicionador analógico 940. Osinal de saída gerado pelo adicionador 930 é aplicado aoconversor 932 que gera um sinal analógico que é aplicado aoatenuador 936. 0 sinal de saída gerado pexo multiplicador918 é aplicado ao conversor 934 que gera um sinal analógicoque é aplicado ao amplificador 938. Os sinais gerados peloatenuador 936 e pelo amplificador 938 são aplicados para osterminais de entrada do adicionador de sinal 940 que somaestes sinais para gerar o sinal composto analógico. Os con-versores D/a 932 e 934 têm a intenção de serem conversorescompletos, os quais incluem os filtros de anti-imagem analó-gicos supramencionados como parte de sua funcionalidade. Osconversores 932 e 934 são assumidos como sendo substancial-mente idênticos um ao outro, rodando na mesma taxa de amos-tra e contendo substancialmente a mesma filtragem anti-imagem. Tais conversores são normalmente disponíveis em mo-dalidades comerciais, tal como o Burr Brown PCM1710.

É também possível eliminar o interpolador 910 e ofiltro de banda baixa 914 da Figura 8D e rodar o conversorD/A 932 em uma taxa de amostra igual a da seção de processa-mento de canal de soma 220. Entretanto, fazer isto em geralnão é prático porque conversores D/A disponíveis normalmentee econômicos estão usualmente disponíveis em pares alojadosdentro de um único circuito integrado. Tais conversores D/Aemparelhados naturalmente operam na mesma taxa de amostra.Embora seja possível reduzir a complexidade DSP por eliminaro interpolador 910 e o filtro de banda baixa 914 da Figura8D, ao se fazer isto poderia provavelmente aumentar o custoe a complexidade do projeto total porque um conversor D/Aestéreo simples não mais poderia ser utilizado para ambos osconversores D/A 932 e 934.O codificador 200d representa uma combinação dosaspectos dos codificadores 200b e 200c. O codificador 200dutiliza o módulo 296 para levar o sinal S até a escala com-pleta de modo a minimizar qualquer perda da razão de sinalpara ruído que possa ocorrer como resultado da operação doconversor 932. O codificador 200d também preserva 6 dB deárea de cabeçalho no caminho do sinal do sinal D e portantoreduz a probabilidade de qualquer perda de precisão devido acorte. Apesar do codificador 200d incluir mais componentesdo que ambos os codificadores 200b e 200c, o codificador200d tanto minimiza a perda de razão de sinal para ruídocomo a probabilidade de corte.

A Figura 10 apresenta um diagrama de blocos de umamodalidade preferida da seção de processamento de canal desoma 220a e da seção de processamento de canal de diferença230a para uso no codificador 200 (e estas seções 220a, 230apodem obviamente serem utilizadas nos codificadores 200a até200d) . As seções de processamento 220a e 230a são similaresas seções 220 e 230 descritas acima, entretanto, a seção220a adicionalmente inclui o filtro de equalização de fasedinâmico 1010 e a seção 230a adicionalmente inclui um filtrode equalização de fase dinâmico 1012. Na modalidade ilus-trada, os sinais de saída gerados pelo filtro de equalizaçãode fase estático 228 e pelo filtro de pré-ênfase fixo 232asão aplicados aos terminais de entrada dos filtros de equa-lização de fase dinâmicos 1010 e 1012, respectivamente e osinal de saída gerado pelo gerador logaritmo 558 na linha558a é aplicado aos terminais de controle dos filtros 1010 e1012. Os sinais de saída gerados pelos filtros 1010 a 1012são aplicados ao filtro de banda baixa 224 e para a unidadede compressão de banda larga 280, respectivamente.

Os filtros de equalização de fase dinâmicos 1010 e1012 são utilizados para compensar os erros de fase introdu-zidos pelo filtro de ênfase variável 560 que é utilizado naunidade de compressão de espectro 290. A resposta de fasedo filtro de ênfase variável 560 é de preferência combinadao mais próximo possível a do filtro de ênfase variável 136 (apresentado na Figura 1) . Entretanto, devido a naturezadependente do sinal variável do filtro de ênfase variável136,, é extremamente difícil projetar o filtro de ênfase va-riável 560 de modo que sua resposta de fase combine com estado filtro de ênfase variável 136 para todas as característi-cas de pré-ênf ase/de-ênf ase, que por sua vez variam com onível do sinal. Portanto, em modalidades típicas do codifi-cador 200, as resposta de fase do filtro de ênfase variável560 e do filtro de ênfase variável 136 divergem em função donível do sinal. Os filtros de equalização de fase dinâmicos1010 e 1012 de preferência introduzem erros de fase compen-satórios nas seções de processamento de canal de soma e dediferença para compensar as divergências entre o filtro deênfase variável 560 e o filtro de ênfase variável 136.

Portanto, os filtros de equalização de fase dinâ-micos 1010 e 1012 executam uma função que é similar a execu-tada pelo filtro de equalização de fase estático 228.

Entretanto, enquanto o filtro 228 compensa os er-ros de fase que são independentes do nível do sinal de dife-rença codificado, os filtros 1010 e 1012 compensam os errosde fase que são dependentes do nível do sinal . Os filtros1010 e 1012 são de preferencia implementados como filtros de"piassa tudo" possuindo respostas de magnitude relativamenteplanas e respostas de fase selecionadas. Os filtros deequalização de fase dinâmicos estão incluídos em ambas asseções de processamento de soma e de diferença porque umatraso de fase pode ser requerido em ambos os canais de somae de diferença para compensar o erro de fase introduzidopelo filtro de ênfase variável 560. Em modalidades preferi-das, os filtros 1010 e 1012 são implementados de um modo si-milar a unidade de ênfase variável 536 e incluem um filtropossuindo uma função de transferência de coeficiente variá-vel e uma LUT para selecionar os valores dos coeficientes dofiltro durante qualquer intervalo em particular. O sinalgerado pelo gerador logaritmo 558 na linha 558a é de prefe-rência aplicado aos terminais de controle dos filtros 1010 e1C12 e seleciona os coeficientes do filtro utilizados poresses filtros.

O codificador digital 200 foi discutido em conexãocom certas modalidades particulares, entretanto, aqueles comconhecimento na técnica irão apreciar que variações dessasmodalidade também são abrangidas dentro da invenção. Porexemplo, a unidade de ênfase variável 536 (apresentada naFigura 6) foi discutida em termos de ser implementada utili-zando-se um filtro de ênfase variável 560 e uma LUT 562.Entretanto, ao invés de pré-calcular todos os coeficientespossíveis para o filtro 560 e armazena-los na LUT 562, podeser preferível para outras implementações da unidade de ên-fase variável 536 eliminar a LUT 562 e ao invés disso inclu-ir componentes para calcular os coeficientes do filtro emtempo real. Aqueles com conhecimento na técnica irão apre-ciar que tais considerações representam uma solução transa-cional entre os recursos de memória (tal como os utilizadospor uma LUT para armazenar os coeficientes do filtro) e osrecursos de cálculo (tal como os utilizados pelos componen-tes para calcular os coeficientes do filtro em tempo real) epodem ser resolvidos de forma diferente em qualquer imple-mentação particular do codificador 200. Considerações simi-lares se aplicam aos dispositivos de raiz quadrada 456 e556, ao gerador recíproco 458 e ao gerador logaritmo 558(apresentados nas Figuras 5 e 6) que podem alternativamenteutilizar recursos de memória (por exemplo, uma LUT para ar-mazenar todos os valores) ou recursos de processamento (porexemplo, para calcular uma aproximação de polinômio de sé-rie Taylor). Em ainda outras modalidades, qualquer um outodos os componentes no codificador 2 00 podem ser implemen-tados utilizando-se componentes de hardware individuais oualternativamente como módulos de software rodando em um com-putador de propósito geral ou específico.

Outro exemplo de variações do codificador 200 quesão abrangidas dentro da invenção se relacionam com os módu-los de escalonamento 292 e 294 (apresentados na Figura 8B) .Estes módulos são particularmente relevantes para as imple-mentações de ponto fixo do codificador 200. Em implementa-ções de ponto flutuante, não existe a necessidade de preen-cher cada amostra com zeros e os bits de sinais para impediro transbordo e estes módulos podem portanto serem eliminadosdas implementações de ponto flutuante. Como um exemplo adi-cional, o filtro de equalização de fase estático 228 (apre-sentado na Figura 10) foi discutido em termos de compensaçãopara os erros de fase introduzidos pelo filtro 232a, entre-tanto, o filtro 228 pode ser alternativamente utilizado paracompensar outros erros de fase introduzidos por outros com-ponentes na seção de processamento de canal de diferença230a. Ainda adicionalmente, os filtros 228 e 1010 podem serimplementados como um filtro único.

Portanto, desde que certas alterações podem serfeitas no aparelho acima sem sair do escopo da invenção en-volvida aqui dentro, é pretendido que todo o assunto contidona descrição acima ou apresentado nos desenhos acompanhantessejam interpretados em um senso ilustrativo e não limitante.

Claims (43)

1. Codificador BTSC digital (200), CARACTERIZADO porcompreender:(A) dispositivo de filtro de banda alta esquerdo(212) para receber um sinal de áudio digital do canal esquerdopara filtrar de forma digital a banda alta do dito sinal deáudio digital do canal esquerdo e por meio disso gerar umsinal digital esquerdo filtrado;(B) dispositivo de filtro de banda alta direito(214) para receber um sinal de áudio digital do canal direitopara filtrar de forma digital a banda alta do dito sinal deáudio digital do canal direito e por meio disso gerar um sinaldigital direito filtrado;(C) dispositivo de matriz (216, 218) para receber osditos sinais filtrados digital esquerdo e digital direito eincluindo um dispositivo para somar os ditos sinais filtradosdigital esquerdo e digital direito e por meio disso gerar umsinal de soma digital e incluindo um dispositivo para subtrairum dos ditos sinais filtrados digital esquerdo e digitaldireito do outro dos ditos sinais filtrados digital esquerdo edigital direito e por meio disso gerar um sinal de diferençadigital;(D) dispositivo de processamento de canal dediferença (230) para processar de forma digital o dito sinalde diferença digital; e(E) dispositivo de processamento de canal de soma(220) para processar de forma digital o dito sinal de somadigital.

2. Codificador, de acordo com a reivindicação 1,CARACTERIZADO pelo fato de que os ditos dispositivos de filtrode banda alta esquerdo e direito (212, 214) compreendem umafreqüência de interrupção que é menor ou igual a 50 Hz.

3. Codificador, de acordo com a reivindicação 2,CARACTERIZADO pelo fato de que os ditos filtros de banda altaesquerdo e direito (212, 214) compreendem uma banda depassagem e uma resposta substancialmente plana na dita bandade passagem.

4. Codificador, de acordo com a reivindicação 3,CARACTERIZADO por adicionalmente incluir um dispositivo defiltro de banda alta digital (222) para a filtragem de bandaalta dos ditos sinais digitais esquerdo e direito.

5. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de soma (220) e o ditodispositivo de processamento de canal de diferença (230) sãoambos implementados em um único circuito integrado.

6. Codificador BTSC digital (200),. de acordo com a.reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que os ditossinais de áudio digitais do canal esquerdo e direito sãosinais mostrados de forma digital mostrados com uma freqüênciade amostragem substancialmente igual a N vezes 15.734 Hz, Nsendo um inteiro maior ou igual a três.

7. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento de canal de diferença (230)inclui:(A) dispositivo de entrada da diferença para recebero dito sinal de diferença digital;(B) dispositivo de saida da diferença paraproporcionar um sinal de diferença codificado;(C) um caminho de transmissão do sinal de diferençaligado ao dito dispositivo de entrada da diferença e ao ditodispositivo de saida da diferença e incluindo um dispositivopara gerar o dito sinal de diferença codificado a partir dodito sinal de diferença digital.

8. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 7, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento de canal de diferença (230)inclui um dispositivo de compressão de espectro (290) parareceber um sinal de entrada de compressão de espectro a partirdo dito caminho de transmissão do sinal de diferença e paracomprimir o dito sinal de entrada de compressão do espectro deacordo com uma função de um nivel de energia do dito sinal dediferença codificado e por meio disso gerar um sinal de saidade compressão de espectro e incluindo um dispositivo paraaplicar o dito sinal de saida de compressão de espectro aodito caminho de transmissão do sinal de diferença.

9. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 8, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de espectro (290) inclui umdispositivo para medir um primeiro nível de energia do ditosinal de diferença codificado em uma primeira parte doespectro selecionada e para gerar um primeiro sinal decontrole representativo do dito primeiro nível de energia.

10. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 9, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de espectro (290) inclui um filtrode ênfase variável (560) para receber e filtrar de formadigital o dito sinal de entrada de compressão do espectro epor meio disso gerar o dito sinal de saída de compressão doespectro, a filtragem proporcionada pelo dito filtro de ênfasevariável (560) compreendendo uma função de transferênciaincluindo uma pluralidade de coeficientes, o dito dispositivode compressão do espectro (290) adicionalmente incluindo umdispositivo para selecionar a dita pluralidade de coeficientesde acordo com uma função do dito primeiro sinal de controle.

11. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 10, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo para selecionar a dita pluralidade de coeficientesinclui uma tabela de consulta na memória (562).

12. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 11, CARACTERIZADO pelo ato de que o ditodispositivo para selecionar a dita pluralidade de coeficientesinclui um dispositivo gerador de logaritmo para receber ecomprimir por logaritmo o dito primeiro sinal de controle epor meio disso gerar um sinal comprimido por logaritmo eadicionalmente inclui um dispositivo para aplicar o dito sinalcomprimido por logaritmo a dita tabela de consulta na memória(562).

13. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 10, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo para selecionar a dita pluralidade de coeficientesinclui um dispositivo para calcular a dita pluralidade decoeficientes em função do dito primeiro sinal de controle.

14. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 10, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de espectro (290) inclui umdispositivo de filtro de banda de passagem do espectro parareceber e filtrar um sinal representativo do dito sinal dediferença codificado e por meio disso gerar um sinal doespectro, a dita filtragem proporcionada pelo dito dispositivode filtro de banda de passagem de espectro sendo constituídopor uma banda de passagem na dita primeira parte do espectroselecionada.

15. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 14, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de espectro (290) inclui um primeirodispositivo detector de nivel RMS (450) para receber o ditosinal de espectro e para gerar a partir do mesmo o ditoprimeiro sinal de controle, o dito primeiro sinal de controlesendo representativo de um valor RMS do dito sinal deespectro.

16. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 14, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de espectro (290) inclui umdispositivo de amplificação para receber e amplificar o ditosinal de diferença codificado e por meio disso gerar o ditosinal representativo do dito sinal de diferença codificado.

17. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 10, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento de canal de diferença (230)inclui um dispositivo de compressão de banda larga (280) parareceber um sinal de entrada de compressão de banda larga apartir do dito caminho de transmissão do sinal de diferença epara comprimir o dito sinal de entrada de compressão de bandalarga de acordo com uma função do nivel de energia do ditosinal de diferença codificado e por meio disso gerar um sinalde saida de compressão de banda larga e incluindo umdispositivo para aplicar o dito sinal de saida de compressãode banda larga ao dito caminho de transmissão do sinal dediferença.

18. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 17, CARACTERIZADO pelo fato de que o dito sinalde entrada de compressão de espectro compreende o dito sinalde saida de compressão de banda larga.

19. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 17, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de banda larga (280) inclui umdispositivo para medir um segundo nivel de energia do ditosinal de diferença codificado em uma segunda parte do espectroselecionada e para gerar um segundo sinal de controlerepresentativo do dito segundo nivel de energia.

20. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 19, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de banda larga (280) inclui umdispositivo amplificador para receber e amplificar o ditosinal de entrada de compressão de banda larga utilizando umganho controlado pelo dito segundo sinal de controle e pormeio disso gerar o dito sinal de saida de compressão de bandalarga.

21. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 20, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de banda larga (280) inclui umdispositivo de filtro de banda de passagem de banda larga parareceber e filtrar um sinal representativo do dito sinal dediferença codificado e por meio disso gerar um sinal de bandalarga, a dita filtragem proporcionada pelo dito dispositivo defiltro de banda de passagem de banda larga sendo constituídopor uma banda de passagem na dita segunda parte do espectroselecionada.

22. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 21, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de compressão de banda larga (280) inclui umsegundo dispositivo detector de nível RMS (450) para receber odito sinal de banda larga e para gerar a partir do mesmo odito segundo sinal de controle, o dito segundo sinal decontrole sendo representativo de um valor RMS do dito sinal debanda larga.

23. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 17, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de diferença (230)inclui um primeiro dispositivo de filtro de banda baixa parareceber um primeiro sinal de entrada do filtro de banda baixaa partir do dito caminho de transmissão do sinal de diferençae incluindo um dispositivo para filtrar a banda baixa do ditoprimeiro sinal de entrada do filtro de banda baixa e por meiodisso gerar um primeiro sinal de saída do filtro de bandabaixa e incluindo um dispositivo para aplicar o dito primeirosinal de saída do filtro de banda baixa para o dito caminho detransmissão do sinal de diferença.

24. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 23, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de diferença (230)inclui um segundo dispositivo de filtro de banda baixa parareceber um segundo sinal de entrada do filtro de banda baixa apartir do dito caminho de transmissão do sinal de diferença eincluindo um dispositivo para filtrar a banda baixa do ditosegundo sinal de entrada de banda baixa e por meio disso gerarum segundo sinal de saída do filtro de banda baixa e incluindoum dispositivo par aplicar o dito segundo sinal de saída dofiltro de banda baixa para o dito caminho de transmissão dosinal de diferença.

25. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 24, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de soma (220) inclui:(A) dispositivo de entrada de soma para receber odito sinal de soma digital;(B) dispositivo de saída de soma para proporcionarum sinal de soma condicionado;(C) um caminho de transmissão do sinal de somaligado ao dito dispositivo de entrada de soma e ao ditodispositivo de saída da soma e incluindo um dispositivo paragerar o dito sinal de soma condicionado a partir do dito sinalde soma digital.

26. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 25, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de soma (220) inclui umdispositivo de filtro de banda baixa do canal de soma parareceber um sinal de entrada do filtro de banda baixa do canalde soma a partir do dito caminho de transmissão do sinal desoma é incluindo um dispositivo para filtrar a banda baixa dodito sinal de entrada do filtro de banda baixa do canal desoma e por meio disso gerar um sinal de saida do filtro debanda baixa do canal de soma e incluindo um dispositivo paraaplicar o dito sinal de saida do filtro de banda baixa docanal de soma para o dito caminho de transmissão do sinal desoma.

27. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 26, CARACTERIZADO pelo fato de que a filtragemproporcionada por uma cascata dos ditos primeiro e segundodispositivos de filtro de banda baixa é substancialmentesimilar à filtragem proporcionada pelo dito dispositivo defiltragem de banda baixa do canal de soma.

28. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 27, CARACTERIZADO pelo fato de que a filtragemproporcionada pelo dito dispositivo de filtragem de bandabaixa do canal de soma é constituído por um nulo em 15.734 Hz.

29. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 28, CARACTERIZADO pelo fato de que a filtragemproporcionada pelo dito dispositivo de filtragem de bandabaixa do canal de soma é constituída por uma banda de passagementre zero e 15 kHz.

30. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 29, CARACTERIZADO pelo fato de que a filtragemproporcionada pelo dito dispositivo de filtragem de bandabaixa do canal de soma é constituída por uma interrupção acimade 15 kHz.

31. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 26, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de diferença (230)inclui um primeiro dispositivo de filtro de pré-ênfase fixopara receber um primeiro sinal de entra de pré-ênfase a partirdo dito caminho de transmissão do sinal de diferença eincluindo um dispositivo para filtrar o dito primeiro sinal dentrada de pré-ênfase e por meio disso gerar um primeiro sinalde saída de pré-ênfase e incluindo um dispositivo para aplicaro dito primeiro sinal de saída de pré-ênfase para o ditocaminho de transmissão do sinal de diferença.

32. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 31, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de diferença (230)inclui um segundo dispositivo de filtro de pré-ênfase parareceber um segundo sinal de entrada de pré-ênfase a partir dodito caminho de transmissão do sinal de diferença e incluindoum dispositivo para filtrar o dito segundo sinal de entrada depré-ênfase e por meio disso gerar o segundo sinal de saida depré-ênfase e incluindo um dispositivo para aplicar o ditosegundo sinal de saida de pré-ênfase para o dito caminho detransmissão do sinal de diferença.

33. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 32, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de soma (220) inclui umdispositivo de filtro de pré-ênfase de 75μ3 para receber umsinal de entrada de pré-ênfase de 75μ3 a partir do ditocaminho de transmissão do sinal de soma e incluindo umdispositivo para filtrar o dito sinal de entrada de pré-ênfasede 75 μΞ e por meio disso gerar um sinal de saida de pré-ênfase de 75 μΞ e incluindo um dispositivo para aplicar o ditosinal de saida de pré-ênfase de 75 με para o dito caminho detransmissão do sinal de soma.

34. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 33, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de soma (220) inclui umdispositivo de filtro de equalização estático para receber umsinal de entrada de equalização estático a partir do ditocaminho de transmissão do sinal de soma e incluindo umdispositivo para filtrar o dito sinal de entrada deequalização estático e por meio disso gerar um sinal de saídade equalização estático e incluindo um dispositivo paraaplicar o dito sinal de saída de equalização estático para odito caminho de transmissão do sinal de soma.

35. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 34, CARACTERIZADO pelo fato de que a filtragemproporcionada pelo dito segundo dispositivo de filtro de pré-ênfase compreende uma segunda resposta de fase de pré-ênfase,a filtragem proporcionada pelo dito dispositivo de filtro depré-ênfase de 75 με sendo constituída por uma resposta de fasede pré-ênfase de 75 μΞ, uma diferença entre as ditas segundaresposta de fase de pré-ênfase e primeira resposta de fase dereferência sendo substancialmente similar a uma diferençaentre a dita resposta de fase de pré-ênfase de 75μ3 e umasegunda resposta de fase de referência.

36. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 35, CARACTERIZADO pelo fato de que a filtragemproporcionada pelo dito primeiro dispositivo de filtro de pré-ênfase compreende uma primeira resposta de fase de pré-ênfase,a filtragem proporcionada pelo dito dispositivo de filtro deequalização estático sendo constituída por uma resposta defase de equalização estática, a dita primeira resposta de fasede pré-ênfase sendo substancialmente similar à dita respostade fase de equalização estática.

37. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 36, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditoprimeiro sinal de entrada de pré-ênfase compreende o ditoprimeiro sinal de saida do filtro de banda baixa.

38. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 37, CARACTERIZADO pelo fato de que o dito sinalde entrada de compressão de banda larga compreende o ditoprimeiro sinal de saida de pré-ênfase.

39. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 38, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditosegundo sinal de entrada de pré-ênfase compreende o dito sinalde saida de compressão de espectro.

40. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 36, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de diferença (230)inclui um dispositivo de filtro de diferença de equalizaçãodinâmica para receber um sinal de entrada de diferença deequalização dinâmica a partir do dito caminho de transmissãodo sinal de diferença e incluindo um dispositivo para filtraro dito sinal de entrada de diferença de equalização dinâmica epor meio disso gerar um sinal de saida de diferença deequalização dinâmica e incluindo um dispositivo para aplicar odito sinal de saida de diferença de equalização dinâmica parao dito caminho de transmissão do sinal de diferença.

41. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 40, CARACTERIZADO pelo fato de que o ditodispositivo de processamento do canal de soma (220) inclui umdispositivo de filtro de equalização dinâmica para receber umsinal de entrada de soma de equalização dinâmica a partir dodito caminho de transmissão do sinal de soma e incluindo umdispositivo para filtrar o dito sinal de entrada de soma deequalização dinâmica e por meio disso gerar um sinal de saidade soma de equalização dinâmica e incluindo um dispositivopara aplicar o dito sinal de saida de soma de equalizaçãodinâmica para o dito caminho de transmissão do sinal de soma.

42. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 41, CARACTERIZADO pelo fato de que a filtragemproporcionada pelo dito dispositivo de filtro de diferença deequalização dinâmica compreende uma resposta de fase dediferença de equalização dinâmica, a filtragem proporcionadapelo dito filtro de ênfase variável (560) sendo constituídapor uma resposta de fase de ênfase variável, a filtragemproporcionada pelo dito dispositivo de filtro de soma deequalização dinâmica sendo constituída por uma resposta defase de soma de equalização dinâmica, as ditas resposta defase de soma de equalização dinâmica de ênfase variável e dediferença de equalização dinâmica variando de acordo com umafunção do dito segundo sinal de controle.

43. Codificador BTSC digital (200), de acordo com areivindicação 25, CARACTERIZADO por adicionalmente incluir umdispositivo modulador composto (822) para receber o dito sinalde diferença codificado e o dito sinal de soma condicionado epara gerar a partir dos mesmos um sinal modulado composto.