CN1541501A - 音频矩阵解码设备的方法 - Google Patents

Abstract

一个从两路输入音频信号得到至少三路音频信号的方法，三路信号中的每一路都与一个方向相关。一个被动矩阵响应两路输入音频信号，生成多个被动矩阵音频信号，其中包括两对被动矩阵音频信号，第一对被动矩阵音频信号代表位于一个第一轴的方向，而第二对被动矩阵信号代表位于一个第二轴的方向，第一和第二轴彼此充分成九十度。处理被动矩阵音频信号对以从中得到多个矩阵系数。处理包括得到一对中间信号，并响应各自的错误信号促使各对中间信号趋近相等。通过使两路输入信号与矩阵系数矩阵相乘以产生至少三路输出信号。

Description

音频矩阵解码设备的方法

本发明涉及音频信号处理。本发明尤其涉及使用一种“适应性”(或“主动”)音频矩阵方法的“多方向”(或“多通道”)音频解码，它从一对音频输入信号流(或“信号”或“信道”)中导出三路或多路音频信号流(或“信号”或“信道”)。本发明对于恢复音频信号是有用的，其中音频信号的每个信号与一个方向相关并被一个编码矩阵合成为数量较少的信号。虽然本发明是根据这样一种故意准备的矩阵编码来说明的，但应理解本发明不需要就任何特别的矩阵编码使用，而且还可用于为原本为两路信道再现录制的材料生成令人满意的方向效果。

技术领域

音频矩阵编码和解码在现有技术中是很著名的。例如，在所谓的“4-2-4”音频矩阵编码和解码中，通常与四个基本方向(例如，左，中央，右和周围或左前，右前，左后和右后)相关的四路源信号，被幅度-相位矩阵编码为两路信号。这两路信号被发送或存储，然后被一个幅度-相位矩阵解码器所解码，以恢复出初始的四路源信号的近似。解码后的信号是近似的，因为矩阵解码器具有著名的解码后音频信号之间的串音的缺陷。理想地，解码后信号应与源信号相同，信号之间无限间隔。但是，矩阵解码器中固有的串音会导致与相邻方向相关的信号间仅有3dB间隔。一个矩阵特征不变的音频矩阵在现有技术中被称为“被动”矩阵。

为克服矩阵解码器中的串音问题，在现有技术中已知道适应性地改变解码矩阵的特征，以便提高解码后信号间的间隔以及更接近地近似源信号。这种主动矩阵解码器的一个著名的例子是Dolby Pro Logic解码器，在U.S.专利4799260中对其进行了说明，此处该专利被整体包括进来以作为参考。“Dolby”和“Pro Logic”是Dolby LaboratoriesLicensing公司的商标。所述’260专利引用了为其现有技术的许多专利，其中许多是说明多种其他类型的适应性矩阵解码器的。其他现有技术专利包括本发明的一个发明人James W.Fosgate的专利，包括U.S.专利5625696；5644640；5504819；5428687和5172415。此处这些专利也全部被整体包括进来以作为参考。

尽管现有技术的适应性矩阵解码器旨在减少再现后信号中的串音以及更接近地复制源信号，但现有技术实现这一点的方法多为复杂并麻烦的，而且不能够识别解码器中的中间信号之间的所需要的关系，这些关系可用于简化解码器以及提高解码器的精确度。

因此，本发明致力于识别和利用适应性矩阵解码器中的中间信号间的迄今为止还未被欣赏到的关系的方法和设备。利用这些关系可容易地消除不想要的串音成分，尤其是通过使用利用负反馈的自动自消除装置。

发明内容

根据本发明的一个方面，本发明构成一个从两路输入音频信号中得到至少三路音频输出信号的方法，其中通过使用一个被动矩阵从两路输入音频信号中得到四路音频信号，该矩阵响应两路音频信号产生两对音频信号：所得到的音频信号的第一对代表位于第一轴的方向(例如“左”和“右”信号)，而所得到的音频信号的第二对代表位于第二轴的方向(例如“中央”和“周围”信号)，第一和第二轴之间充分地成九十度。所得到的音频信号的每一对在一个“伺服”电路中被处理以分别产生第一和第二对(分别为左/右和中央/周围对)中间音频信号，以便每对中间音频信号中的音频信号的相对幅度大小被伺服电路促使为趋近相等。

本发明可通过几种等效方法的任何一种实现。一种方法是将中间信号本身(或中间信号的一个成分)用作输出信号的一个成分。另一种方法是使用控制伺服中的可变增益元素的增益的信号来生成作用在两个输入音频信号上的一个可变矩阵的系数。在两种方法的每种实施方式中，中间信号都是从作用在一对输入信号的一个被动矩阵得到的，并且这些中间信号被促使为趋近相等。第一种方法可通过几种等效的拓扑实现。在实施第一种方法的第一拓扑的实施方式中，中间信号的成分与被动矩阵信号(来自作用在输入信号上的被动矩阵或其他)组合以产生输出信号。在实施第一种方法的第二拓扑的实施方式中，中间信号对被组合以产生输出信号。根据第二种方法，尽管中间信号由一个伺服生成并促使为趋近相等，但中间信号并不直接贡献给输出信号；而是伺服电路中出现的信号被利用来生成一个可变矩阵的系数。

解码后的信号间迄今为止未被欣赏的关系是，通过使每对中间音频信号中的中间音频信号的大小趋近相等，解码后的输出信号中的不需要的串音成分可以被充分地抑制。此结果根据第一种方法和第二种方法都能得到。该原理不要求完全相等以实现充分的串音消除。这种处理通过使用负反馈装置可以容易并更优越地实现，其中负反馈装置的作用为自动消除不需要的串音成分。

本发明的其他方面包括得到附加控制信号以产生附加输出信号。

本发明的一个主要目的是在多种输入信号情况下实现可测量且可察觉的高度串音消除，且使用不要求特别精确的电路，没有控制路径的不寻常的复杂度，这两点在现有技术中都能发现。

本发明的另一个目的是用比现有技术电路简单或成本低的电路实现这种高性能。

附图说明

图1是对理解本发明有用的一个现有技术被动解码矩阵的功能示意图。

图2是对理解本发明的各方面有用的一个现有技术主动矩阵解码器的功能示意图。

图3是根据本发明的各方面的一个反馈导出控制系统(或“伺服”)的功能示意图，该系统用于图2的左和右VCA以及和与差VCA以及本发明的其他实施方式中的VCA。

图4是显示根据本发明的一个方面的一个装置的功能示意图，该装置等效于图2和3的结合，其中输出组合器响应L_t和R_t输入信号生成被动矩阵输出信号成分，而不是从产生消除成分的被动矩阵接收它们。

图5是根据本发明的一个方面的功能示意图，它显示了等效于图2和3以及图4的结合的一个装置。在图5的配置中，要保持相等的信号是施加于得到输出的组合器以及控制VCA的反馈电路的信号；反馈电路的输出包括被动矩阵成分。

图6是根据本发明的一个方面的功能示意图，它显示了等效于图2和3、图4和图5的结合的一个装置，其中由VCA和减法器提供的可变增益电路的增益(1-g)被一个VCA所取代，此VCA的增益与所述VCA和减法器配置中的VCA按相反的方向改变。在此实施方式中，被动矩阵成分是隐式的。在某些其他实施方式中，被动矩阵成分是显式的。

图7是一个理想化的图，它绘出了旋转角度α(水平轴)的L_t/R_t反馈导出控制系统的左和右VCA增益g_l和g_r(垂直轴)。

图8是一个理想化的图，它绘出了旋转角度α(水平轴)的和/差反馈导出控制系统的和与差VCA增益g_c和g(垂直轴)。

图9是一个理想化的图，它绘出了旋转角度α(水平轴)的左/右和反相的和/差控制电压，其比例为控制信号的最大和最小值为+/-15伏特(垂直轴)。

图10是一个理想化的图，它绘出了旋转角度α(水平轴)的图9中的曲线的较小的部分(垂直轴)。

图11是一个理想化的图，它绘出了旋转角度α(水平轴)的图9中的曲线的较小的部分(垂直轴)，但在取曲线的较小的部分前，已将和/差电压加上比例0.8。

图12是一个理想化的图，它绘出了旋转角度α(水平轴)的左后/右后反馈导出控制系统的左后和右后VCA增益g_lb和g_rb(垂直轴)。

图13是根据本发明的一个方面的一个得到六路输出的主动矩阵解码器的一部分的功能示意图。

图14显示得到用于如图13中的六路输出主动矩阵解码器的六路消除信号的功能示意图。

图15是显示实现本发明的各方面的一个实际模拟电路的示意性电路图。

图16A是显示本发明的一个替换实施方式的功能框图。

图16B是显示图16A的一个替换实施方式的功能框图。

图16C是显示图16A的一个替换实施方式的功能框图。

图16D是显示图16A的一个替换实施方式的功能框图。

图17是显示在数字域实现的一个左/右伺服的功能框图，它适用于图16A、B、C或D的实施方式或本发明的其他被公开的实施方式。

图18是显示在数字域实现的一个前/后伺服的功能框图，它适用于图16A、B、C或D的实施方式或本发明的其他被公开实施方式。

图19是显示在数字域得到左后和右后控制信号的功能框图，它适用于图16A、B、C或D的实施方式或本发明的其他被公开的实施方式。

具体实施方式

在图1中从功能上示意性地显示了一个被动解码矩阵。下列等式使输出联系到输入，L_t和R_t(“左全”和“右全”)：

L_out＝L_t                        (等式1)

R_out＝R_t                        (等式2)

C_out＝1/2*(L_t+R_t)              (等式3)

S_out＝1/2*(L_t-R_t)              (等式4)

(在本文档的这些和其他等式中“*”符号表示相乘。)

中央输出(center output)是输入的和，周围输出(surroundoutput)是输入的差。另外，它们都有一个比例，此比例是任意的，为方便说明选择为1/2。也可能为其他比例值。C_out输出通过将L_t和R_t加上比例因子+1/2并加到线性组合器2得到。S_out输出通过分别将L_t和R_t加上比例因子+1/2和-1/2，并加到线性组合器4得到。

这样图1的被动矩阵产生两对音频信号；第一对是L_out和R_out；第二对是C_out和S_out。在此例中，被动矩阵的基方向指定为“左”、“中央”、“右”和“周围”。相邻的基方向位于彼此成九十度的轴上，以使得对于这些方向标识，左与中央和周围相邻；周围与左和右相邻，等等。应理解本发明对于任何具有成九十度角的轴的2∶4解码矩阵都是适用的。

一个被动矩阵解码器根据一个恒定关系(例如，在图1中，C_out总是1/2*(R_out+L_out))从m路音频信号中得到n路音频信号，其中n大于m。与之相反，一个主动矩阵解码器根据一个可变的关系得到n路音频信号。配置一个主动矩阵解码器的一种方法是将由信号决定的信号成分与被动矩阵的输出信号组合。例如，如图2从功能上示意性地显示的，四个传递可变比例的被动矩阵输出的VCA(电压控制放大器)6、8、10和12，在线性组合器14、16、18和20中与不变的被动矩阵输出(即，两路输入本身以及组合器2和4的两路输出)相加。因为VCA的输入分别来自被动矩阵的左、右、中央和周围输出，所以他们的增益可指定为g_l、g_r、g_c和g_s(均为正)。VCA输出信号组成消除信号，并与具有方向间串音的被动得到的输出组合，其中消除信号是从所述方向得到，以便通过抑制串音增强矩阵解码器的方向性能。

注意，在图2的装置中，出现了被动矩阵的路径。每路输出都是各自的被动矩阵输出加上两个VCA的输出的组合。考虑到输出中出现的串音成分代表相邻基方向，VCA输出被选择并加上比例以提供各自的被动矩阵输出所需的串音消除。例如，一路中央信号在被动解码后的左和右信号中有串音，并且一路周围信号在被动解码后的左和右信号中有串音。因此，左信号输出应该与从被动解码后的中央和周围信号得到的消除信号成分组合，对于其他四个输出也是一样的。图2中的信号被加上比例、极化和组合的方式提供了所需的串音抑制。通过在零至一的范围中改变各自的VCA增益(对于图2的加上比例的例子)，被动解码输出中的不需要的串音成分可被抑制。

图2的装置具有下列等式：

L_out＝L_t-g_c*1/2*(L_t+R_t)-g_s*1/2*(L_t-R_t)        (等式5)

R_out＝R_t-g_c*1/2*(L_t+R_t)+g_s*1/2*(L_t-R_t)        (等式6)

C_out＝1/2*(L_t+R_t)-g_l*1/2*L_t-g_r*1/2*R_t          (等式7)

S_out＝1/2*(L_t-R_t)-g_l*1/2*L_t+g_r*1/2*R_t          (等式8)

如果所有VCA的增益均为零，该装置将与被动矩阵相同。对于所有VCA增益具有相等值的任何情况，图2的装置除恒定比例不同外，与被动矩阵相同。例如，如果所有VCA的增益为0.1：

L_out＝L_t-0.05*(L_t+R_t)-0.05*(L_t-R_t)＝0.9*L_t

R_out＝R_t-0.05*(L_t+R_t)+0.05*(L_t-R_t)＝0.9*L_t

C_out＝1/2*(L_t+R_t)-0.05*L_t-0.05*R_t＝0.9*1/2*(L_t+R_t)

S_out＝1/2*(L_t-R_t)-0.05*L_t+0.05*R_t＝0.9*1/2*(L_t-R_t)

其结果是被动矩阵被加上比例因子0.9。这样，显然下列说明的静态VCA增益的精确值不是至关重要的。

考虑一个例子。仅对于基方向(左、右、中央和周围)，输入分别为仅L_t、仅R_t、L_t＝R_t(相同极性)以及L_t＝-R_t(相反极性)，而相应的希望的输出是仅L_out、仅R_out、仅C_out和仅S_out。在每种情况下，理想地，一个输出应仅给出一个信号，而其他的应什么也不给出。

通过观察，显然如果VCA能够被控制使得对应于需要的基方向的增益为1，而其余的远小于1，则在除所需输出外的所有输出上，VCA信号将消除不希望的输出。如上所说明，在图2的配置中，VCA输出的作用为消除相邻基方向中(在这些方向中被动矩阵有串音)的串音成分。

这样，例如，如果两路输入均为相等的同相信号，那么R_t＝L_t＝(假定为)1，并且如果结果g_c＝1而g_l、g_r和g_s均为零或趋近于零，则有：

L_out＝1-1*1/2*(1+1)-0*1/2*(1-1)＝0

R_out＝1-1*1/2*(1+1)+0*1/2*(1-1)＝0

C_out＝1/2*(1+1)-0*1/2*1-0*1/2*1＝1

S_out＝1/2*(1-1)-0*1/2*1+0*1/2*1＝0

输出仅来自所希望的C_out。同样的计算可显示信号仅来自其他三个基方向之一的其他情况同样适用。

等式5、6、7和8可写作如下等效形式：

L_out＝1/2*(L_t+R_t)*(1-g_c)+1/2*(L_t-R_t)*(1-g_s)        (等式9)

C_out＝1/2*L_t(1-g_l)+1/2*R_t*(1-g_r)                     (等式10)

R_out＝1/2*(L_t+R_t)*(1-g_c)-1/2*(L_t-R_t)*(1-g_s)        (等式11)

S_out＝1/2*L_t(1-g_l)-1/2*R_t*(1-g_r)                     (等式12)

在此装置中，每路输出是两个信号的组合。L_out和R_out均涉及输入信号的和与差以及和与差VCA(此VCA的输入来自中央和周围方向，这两个方向与左和右方向成九十度)的增益。C_out和S_out均涉及实际输入信号以及左和右VCA(此VCA的输入分别来自左和右方向，这两个方向与中央和周围方向成九十度)的增益。

考虑非基方向，其中R_t的信号与L_t的相同，极性相同但被减弱了。这种情况代表信号位于左和中央基方向之间的某个位置，因此应给出来自L_out和C_out的输出，没有来自R_out和S_out的输出或只有很少部分。

对于R_out和S_out，如果两项的大小相等而极性相反，则可得到此零输出。

对于R_out，此消除的关系为：

[1/2*(L_t+R_t)*(1-g_c)]的大小＝[1/2*(L_t-R_t)*(1-g_s)]的大小

                                                   (等式13)

对于S_out，相应的关系为：

[1/2*L_t*(1-g_l)]的大小＝[1/2*R_t*(1-g_r)]的大小

                                                   (等式14)

考虑信号旋转于(或简单地说成位于)任何两个相邻基方向间的情况，将显示相同的两个关系。换句话说，当输入信号代表一个位于任何两个相邻输出间的声响时，此幅度关系将确保该声响从对应于那两个相邻基方向的输出出现，而其他两个输出什么也不给出。为充分实现此结果，等式9-12中的每一个的两项的幅度应趋近相等。这可通过试图保持主动矩阵中的两对信号的相对大小相等来实现：

[(L_t+R_t)*(1-g_c)]的大小＝[(L_t-R_t)*(1-g_s)]的大小，

                                               (等式15)

以及

[L_t*(1-g_l)]的大小＝[R_t*(1-g_r)]的大小。     (等式16)

等式15和16中显示的所需要的关系与等式13和14中的相同，但省略了比例。信号组合的极性及其比例可在用图2的组合器14、16、18和20得到各自的输出时留意。

本发明是基于这些迄今为止未被欣赏的相等幅度大小关系的发现，并且如下所说明，宜基于对于保持这些关系的自动反馈控制的使用。

从上述关于消除不需要的串音信号成分的讨论以及从基方向的要求，可推论出对于此说明中使用的比例，VCA的最大增益应为1。在静态的未定义或“未操纵”的情况下，VCA应采用小增益，有效地提供被动矩阵。当一对VCA中的一个的增益需要从其静态值上升到1时，该对中的另一个VCA应保持静态增益或向相反方向移动。一个方便且实用的关系是保持该对的增益之积恒定。当使用其dB增益是其控制电压的线性函数的模拟VCA时，如果控制电压相等地(但具有有效的相反极性)加到一对中的两个上，这种关系将自动发生。另一替换方法是保持该对的增益之和恒定。例如，正如联系图16-19所说明，本发明可数字地或用软件实现，而不使用模拟成分。

这样，例如，如果静态增益为1/a，一对的两个增益间的一种实用关系可以是其积为：

g_l*g_r＝1/a²，以及

g_c*g_s＝1/a²。

“a”的典型值在10至20范围内。

图3从功能上示意性地显示了图2的左和右VCA(分别为6和12)的一个反馈导出控制系统(或“伺服”)。它接收L_t和R_t输入信号，处理它们以得到中间的L_t*(1-g_l)和R_t*(1-g_r)信号，比较中间信号的大小，并响应任意大小之差生成一个错误信号，错误信号使得VCA减小大小的差。实现这种结果的一个方法是整流中间信号以得到其大小，将两个大小信号加到一个比较器，该比较器的输出控制VCA的增益，控制的极性可为当L_t信号的增加时g_l增加而g_r减少。电路值(或其在数字或软件实现中的等效值)选择为使得当比较器输出为零时，静态放大器增益充分小于1(如，1/a)。首选数字实现在下面联系图17和18显示和说明。

在模拟域，尤其地，实现比较功能的一个实用方法是将两个大小转换到对数域，以便比较器将它们相减而不是确定它们的比率。许多模拟VCA的增益与控制信号的指数成比例，以便他们固有并方便地取基于对数的比较器的控制输出的反对数。

更具体地，如图3所示，L_t输入加到“左”VCA 6以及线性组合器22的一个输入，在这里它被加上比例+1。左VCA 6的输出加上比例-1后被加到组合器22(这样形成一个减法器)，并且组合器22的输出加到一个全波整流器24。R_t输入加到右VCA 12以及线性组合器26的一个输入，在这里它被加上比例+1。右VCA 12的输出加上比例-1后被加到组合器26(这样形成一个减法器)，并且组合器26的输出加到一个全波整流器28。整流器24和28的输出分别加到运算放大器30的非反相和反相输入，使运算放大器作为一个差分放大器工作。放大器30的输出提供一个错误信号性质的控制信号，它在不反相的情况下加到VCA 6的增益控制输入，在极性取反的情况下加到VCA 12的增益控制输入。错误信号表示两路幅度应相等的信号的幅度不同。此控制信号被用于在正确方向上“操纵”VCA，以减小中间信号的幅度差。到组合器16和18的输出来自VCA 6和VCA 12的输出。这样，每个中间信号只有一部分加到输出组合器，即-L_tg_r和R_tg_l。

对于稳态信号的情况，幅度的差可通过提供足够的环路增益而减小到可忽略的量。但是，要实现充分的串音消除，并不必要将幅度的差减小到零或一个可忽略的值。例如，能够以因子10减小dB差的环路增益理论上将比低30dB的情况更好地产生最坏情况串音。对于动态情况，反馈控制装置中的时间常数应选择为使幅度趋近于相等，选择的方式至少对于大多数信号条件是本质上听不见。在所说明的不同配置中选择时间常数的细节超出了本发明的范围。

电路参数宜选择为提供约20dB的负反馈，以使VCA增益不能上升到超过1。对于这里联系图2、4和5的装置说明的比例例子，VCA增益可从一些小值(例如，1/a²，远小于1)变化到1，但不超过1。由于负反馈，图3的装置将使进入整流器的信号保持大致相等。

由于当增益较小时确切的增益值并不重要，任何其他能在一对中一个上升到1时强迫一对中的另一个的增益到一个小值的方法都将引起相同的可接受的结果。

图2的中央和周围VCA(分别为8和10)的反馈导出控制系统本质上与所说明的图3的装置相同，但不是接收L_t和R_t而是接收它们的和与差，并将其来自VCA 6和VCA 12(组成各自的中间信号的一个成分)的输出加到组合器14和20。

这样，在多种输入信号情况下使用不特别要求精确的电路，可实现高度的串音消除。反馈导出控制系统起作用以处理来自被动矩阵的音频信号对，以便每对中间音频信号中的中间音频信号的相对幅度大小被促使为趋近相等。

图3所示的反馈导出控制系统相反地控制两个VCA 6和12的增益，以使整流器24和28的输入趋近相等。这两项趋近相等的程度取决于整流器、其后的比较器30的特征以及VCA的增益/控制关系。环路增益越大，越接近相等，但促使趋近相等会不考虑这些元素的特征(当然只要信号的极性为减小电平差)。实际上比较器可以不具有无限增益，但可实现为一个具有有限增益的减法器。

如果整流器是线性的，即，如果它们的输出与输入大小成正比，则比较器或减法器的输出是信号电压或电流差的函数。而如果整流器响应其输入大小的对数，即表达为dB的电平，则在比较器的输入上作减法等效于取输入电平之比。这是有益的，因为这样结果则独立于绝对信号电平而仅取决于表达为dB的信号差。考虑到表示为dB的源信号电平要更接近地反映人的感觉，这意味着其他条件相等时环路增益是独立于响度的，因此趋近于相等的程度也是独立于绝对响度的。当然，在某些非常低电平的情况下，对数整流器会停止精确运作，因此将有一个输入阈值，在该阈值下将停止趋进于相等。但是，结果是可在70或高于70dB的范围保持控制，而不需要在高输入信号电平时有非常高的环路增益，它将对环路的稳定性产生潜在问题。

同样的，VCA6和12可具有与其控制电压成正比或反比的增益(即乘法器或除法器)。其效果是当增益较小时，控制电压的较小的绝对变化将引起表达为dB的增益的大变化。例如，考虑一个此反馈导出控制系统配置要求的最大增益为1的VCA，以及一个在比方说0至10伏变化的控制电压V_c，以便增益可表示为A＝0.1*V_c。当V_c接近其最大值时，比方说9900至10000mV的100mV(毫伏)的变化将给出20*log(10000/9900)或约0.09dB的增益变化。当V_c小得多时，比方说100至200mV的100mV的变化将给出20*log(200/100)或6dB的增益变化。结果，有效环路增益从而响应率将根据控制信号是大还是小而有巨大改变。这里也将出现环路稳定性问题。

此问题可通过使用这样的VCA来消除，其dB增益与控制电压成比例，或用另一种方法表示，即其电压或电流增益取决于控制电压的指数或反对数。只要控制电压在其范围内，控制电压的一个小变化，如100mV，将带给增益同样的dB变化。这种设备作为模拟IC是很容易得到的，并且其特征或其近似在数字工具中很容易实现。

因此首选模拟实施方式采用对数整流器和指数控制的可变增益放大，在大范围的输入电平和两个输入信号的比率下，给出更接近的统一的趋近于相等(以dB考虑)。

由于在人类听觉中对方向的感觉会随频率改变，因此需要对进入整流器的信号加上一定的频率加权，以便强调那些对人类对方向感觉贡献最多的频率，而不强调那些可能导致不适当操纵的频率。因此，在实际实施方式中，图3中的整流24和28前有由经验得到的滤波器，提供削弱低频和非常高的频率的响应，在中间的可听范围内提供一个平缓上升响应。注意这些滤波器不改变输出信号的频率响应，它们仅改变反馈导出控制系统的控制信号和VCA增益。

图4从功能上示意性地显示了一个等效于图2和图3的组合的装置。它与图2和图3的组合不同的是，输出组合器响应L_t和R_t输入信号生成被动矩阵输出信号成分，而不是从得到消除成分的被动矩阵接收它们。只要被动矩阵中的求和系数本质上相同，则该装置与图2和3的组合提供的结果相同。图4包括了联系图3说明的反馈装置。

具体地，在图4中，L_t和R_t输入首先加到一个被动矩阵，它包括图1的被动矩阵配置那样的组合器2和4。L_t输入，也即被动矩阵的“左”输出，以比例+1加到“左”VCA 32以及线性组合器34的一个输入。左VCA 32的输出以比例-1加到组合器34(这样形成了一个减法器)。R_t输入，也即被动矩阵的“右”输出，以比例+1加到“右”VCA 44以及线性组合器46的一个输入。右VCA 44的输出以比例-1加到组合器46(这样形成了一个减法器)。组合器34和46的输出分别为信号L_t*(1-g_l)和R_t*(1-g_r)，并希望保持这些信号的大小相等或促使它们趋近于相等。为实现此结果，这些信号宜加到图3所示和联系图3说明的一个反馈电路。然后反馈电路控制VCA 32和44的增益。

另外，仍参见图4，来自组合器2的被动矩阵的“中央”输出以比例+1加到“中央”VCA 36以及线性组合器38的一个输入。中央VCA 36的输出以比例-1加到组合器38(这样形成了一个减法器)。来自组合器4的被动矩阵的“周围”输出以比例+1加到“周围”VCA 40以及线性组合器42的一个输入。周围VCA 40的输出以比例-1加到组合器42(这样形成了一个减法器)。组合器38和42的输出分别为信号1/2*(L_t+R_t)*(1-g_c)和1/2*(L_t-R_t)*(1-g_s)，并希望保持这些信号的大小相等或促使它们趋近于相等。为实现此结果，这些信号宜加到图3所示和联系图3说明的一个反馈电路或伺服。然后反馈电路控制VCA 38和42的增益。虚线内的43和47部分组成伺服的一部分(伺服进一步包括图3的相关部分)。

输出信号L_out、C_out、S_out和R_out由组合器48、50、52和54产生。每个组合器接收两个VCA的输出(VCA的输出组成中间信号的一个成分，这些中间信号的大小试图保持相等)以提供消除信号成分以及输出信号的一个或两个，以便提供被动矩阵信号成分。具体地，输入信号L_t以比例+1加到L_out组合器48，以比例1/2加到C_out组合器50，以比例1/2加到S_out组合器52。输入信号R_t以比例+1加到R_out组合器54，以比例1/2加到C_out组合器50，以比例1/2加到S_out组合器52。左VCA 32输出以比例-1/2加到C_out组合器50，并以比例-1/2加到S_out组合器52。右VCA 44输出以比例-1/2加到C_out组合器50，并以比例+1/2加到S_out组合器52。中央VCA 36输出以比例-1加到L_out组合器48，并以比例-1加到R_out组合器54。周围VCA 40输出以比例-1加到L_outVCA 48，并以比例+1加到R_outVCA 54。

要注意在多幅图中，例如在图2和4中，可能最初消除信号并不与被动矩阵信号对立(例如，某些消除信号加到组合器时的极性与被动矩阵信号是相同)。但是，在操作中，当消除信号变得有效时，它将具有确实与被动矩阵信号对立的极性。

图5从功能上示意性地显示了另一个等效于图2和3的组合以及等效于图4的装置。在图5的配置中，要保持相等的信号是加到得到输出的组合器以及加到控制VCA的反馈电路的信号。这些信号包括被动矩阵输出信号成分。相反的，在图4的装置，从反馈电路加到输出组合器的信号是VCA输出信号，不包括被动矩阵成分。这样，在图4中(以及在图2和3的组合中)，被动矩阵成分必须明确地与反馈电路的输出组合，而在图5中，反馈电路的输出包括被动矩阵成分，其本身就足够了。还将注意到在图5的装置中，是中间信号输出而不是VCA输出(每个VCA输出仅组成中间信号的一个成分)被加到输出组合器。然而，图4和图5(以及图2和3的组合)的配置是等效的(作为下面说明的图16A-D配置)，并且，如果求和系数为精确的，图5的输出与图4(以及图2和3的组合)的是相同的。

在图5中，等式9、10、11和12中的四个中间信号，[1/2*(L_t+R_t)*(1-g_c)]、[1/2*(L_t-R_t)*(1-g)]、[1/2*L_t*(1-g_l)]  和[1/2*R_t*(1-g_r)]，是通过处理被动矩阵输出得到的，然后它们被相加或相减以得到所需的输出。如上文联系图3所说明，这些信号还被加到整流器以及两个反馈电路的比较器，反馈电路希望起保持一对信号的大小相等的作用。就像加到图5的配置一样，图3的反馈电路的到输出组合器的输出来自组合器22和26的输出而不是来自VCA 6和12.

仍参见图5，组合器2和4，VCA 32、36、40和44，以及组合器34、38、42和46之间的连接与图4的装置中的是相同的。同样，图4和图5的装置中，组合器34、38、42和46的输出均宜加到两个反馈控制电路(组合器34和46的输出加到第一个这样的电路以生成VCA32和44的控制信号，而组合器38和42的输出加到第二个这样的电路以生成VCA 36和40的控制信号)。在图5中组合器34的输出，L_t*(1-g_l)信号，以比例+1加到C_out组合器58并以比例+1加到S_out组合器60。组合器46的输出，R_t*(1-g_r)信号，以比例+1加到C_out组合器58并以比例-1加到S_out组合器60。组合器38的输出，1/2*(L_t+R_t)*(1-g_c)信号，以比例+1加到L_out组合器56并以比例+1加到R_out组合器62。组合器42的输出，1/2*(L_t-R_t)*(1-g_s)信号，以比例+1加到L_out组合器56并以比例-1加到_Rout组合器62。虚线中的45和49部分组成伺服的一部分(伺服进一步包括图3的相关部分)。

不像现有技术的适应性矩阵解码器那样控制信号从输入生成，本发明的各方面宜采用个闭环控制，其中提供输出的信号的大小被测量并被反馈以提供适应。尤其地，不像现有技术的开环系统，在本发明的某些方面中，所需的对非基方向的不想要的信号的消除并不依赖于信号和控制路径之间的精确匹配，闭环配置大大降低了对电路精确的需要。

理想地，除实际电路的缺陷外，本发明的“保持大小相等”配置从下列意义上来说是“完美”的，即任何加到L_t和R_t输入的具有已知的相对幅度和极性的源将产生来自所需输出的信号和来自其他输出的可忽略的信号。“已知的相对幅度和极性”表示L_t和R_t输入代表一个基方向或相邻基方向间的一个位置。

再次考虑等式9、10、11和12，将发现每个包括一个VCA的可变增益电路的总增益是(1-g)形式的一个减法装置。每个VCA增益可从一个小值变化到但不超过1。相应地，可变增益电路的增益(1-g)可从非常接近1变化到零。这样，图5可重画为图6，其中每个VCA和相关的减法器已被一个VCA独自取代，其增益变化的方向与图5中的VCA相反。这样每个可变增益电路的增益(1-g)(可如图2/3、4和5那样，通过从一个被动矩阵的输出中减去其增益“g”的一个VCA来实现)被相应的可变增益电路的增益“h”(可通过一个具有作用在一个被动矩阵输出上的增益“h”的单个VCA实现)取代。如果增益“(1-g)”的特征与增益“h”的相同，并且如果反馈电路起保持必需的信号对的大小相等的作用，则图6的配置等效于图5的配置，并且会给出相同的输出。确实，所有揭示出的配置，即图2/3、4、5和6的配置，彼此是等效的。

尽管图6的配置与之前的配置是等效的并且功能是相同，但注意被动矩阵不是显式出现而是隐式出现。在之前的配置的静态或未被操纵的情况下，VCA增益降到小值。在图6的配置，当所有VCA的增益h升到其最大值，1或接近1时，发生相应的未被操纵的状态。

更具体地参见图6，被动矩阵的“左”输出，同样与输入信号L_t一样，被加到增益为h_l的“左”VCA 64，产生中间信号L_t*h_l。被动矩阵的“右”输出，同样与输入信号R_t一样，被加到增益为h_r的“右”VCA 70，产生中间信号R_t*h_r。来自组合器2的被动矩阵的“中央”输出被加到增益为h_c的“中央”VCA 66，产生中间信号1/2*(L_t+R_t)*h_c。来自组合器4的被动矩阵的“周围”输出被加到增益为hs的“周围”VCA 68，产生中间信号1/2*(L_t-R_t)*h_s。如上文所说明，VCA增益h与VCA增益g起的作用相反，以使得h增益的特征与(1-g)增益的特征相同。虚线中的69和71部分组成伺服的一个成分。

控制电压的生成

联系迄今说明的实施方式对控制信号进行的分析对于更好地理解本发明以及说明本发明的教导如何用于从一对音频输入信号流得到五路或更多的各与一个方向相关的音频信号流是有用的。

在下面的分析中，将通过考虑一个在一个圆圈内围绕听者顺时针旋转的音频源说明结果，该音频源从后方开始，经过左方、中央前方、右方，并回到后方。变量α是相对于听者的视角的度量(以度表示)，0度表示在后方，而180度表示在中央前方。输入大小L_t和R_t通过下列表达式与α相关：

$\mathrm{Lt}=\cos \left[\mathrm{\π}\frac{(\mathrm{\α}-90)}{360}\right]$ (等式17A)

$\mathrm{Rt}=\sin \left[\mathrm{\π}\frac{(\mathrm{\α}-90)}{360}\right]$ (等式17B)

在参数α与输入信号的大小之比以及极性间有一对一的映射；使用α使分析更方便。当α为90度时，L_t为有限的而R_t为零，即，仅在左方。当α为180度时，L_t和R_t相等并且极性相同(中央前方)。当α为0时，L_t和R_t相等但极性相反(中央后方)。如下文进一步所说明的，感兴趣的特殊值产生在L_t和R_t相差5dB并具有相反极性时，这产生零的两边的31度的α值。在实际中，左和右前方的扬声器一般放置得更前，相对中央的角度大于+/-90度(例如，+/-30至45度)，这样α实际并不代表相对听者的角度而是一个描述旋转的任意参数。要说明的图被安排为使得水平轴(α＝180度)的中央代表中央前方而左右极限(α＝0和360)代表后方。

如上文联系图3的说明所讨论的，反馈导出控制系统中的一对VCA的增益之间的一个方便而实用的关系使它们的积保持恒定。对于指数控制的一个增益上升时另一个的增益下降的VCA，当相同的控制信号馈送给一对中的两个时，这将自动发生，就像在图3中的实施方式一样。

将输入信号表示为L_t和R_t，将VCA增益g_l和g_r的积设为等于1/a²，并假定足够大的产生完全趋于相等的环路增益，图3的反馈导出控制系统调整VCA增益，以满足下列等式：

|Lt|·(1-gl)＝|Rt|·(1-gr)         (等式18)

另外：

$\mathrm{gl}\·\mathrm{gr}=\frac{1}{a^2}$ (等式19)

明显地，在这些等式的第一个中，L_t和R_t的绝对大小是无关的。结果仅取决于它们的比率L_t/R_t；将其称为X。将g_r从第二等式代入到第一等式，则可得到一个g_l的二次方程，其解为(二次议程的另一个根不代表实系统)：

$\mathrm{gl}=\frac{1}{2}\frac{[X\·a^2-a^2+\sqrt{a^2\·(X^2\·a^2-2\·X\·a^2+a^2+4\·X}]}{X\·a^2}$ (等式20)

相对旋转角度α绘出g_l和g_r，则得到图7。正如预期的那样，当输入代表只有左方时(α＝90)，g_l从后方的一个非常低的值上升到最大值1，而在中央前方(α＝180)降回非常低的值。在右半部分，g_l保持非常小。同样地并且对称地，除在圆盘的中央和右半外，g_r是小的，当α＝270度(仅右边)时升至1。

上述结果是对于L_t/R_t反馈导出控制系统。和/差反馈导出控制系统以相同方式起作用，产生如图8所示的和增益g_c和差增益g_s的图。同样，正如所预期的，在中央前方和增益升至1，在其他地方降至低值，而差增益在后方升至1。

如果反馈导出控制系统VCA的增益取决于控制电压的指数，如首选实施方式中那样，则控制电压取决于增益的对数。这样，从上述等式中，可得到L_t/R_t以及和/差控制电压的表达式，即反馈导出控制系统的比较器，也即图3的比较器30的输出。图9显示了一个控制信号的最大和最小值为+/-15伏特的实施方式中的左/右以及和/差控制电压，后者被颠倒(即，有效地为差/和)。明显地，其他比例也是可能的。

图9的曲线在两点相交，在一点处信号代表听者的左后方某处的图像而另一点为前半部分。由于曲线固有的对称性，这些交点恰在相对于相邻基方向的α值的中点。在图9中，它们出现在45和225度。

现有技术(即本发明的发明人James W.Fosgate的U.S.专利5644640)显示可能从两个主控制信号中得到一个额外的控制信号，它比两个主控制信号大(正得更多)或小(正得较少)，虽然该现有技术以不同的方式得到主控制信号，并且对产生的控制信号的使用不同。图10说明了一个等效于图9的曲线的较小的部分的信号。当α为45度即原来的两条曲线相交点处的值时，这个得到的控制升至最大值。

可能不希望得到的控制信号精确地在α＝45时升至其最大值。在实际的实施方式中，得到的基方向宜代表靠近后方的左后方，即，其值比45度小。最大值的精确位置可这样移动：在取更正或更负函数前，使左/右以及和/差控制信号中的一个或两个被偏置(加上或减去一个常数)或加上比例以使其曲线在所需要的α值处相交。例如，图11显示了与图10相同的运算，只不过和/差电压已加上比例0.8，其结果是最大值出现在α＝31度处。

以相同的方式，比较颠倒后的左/右控制和颠倒后的和/差，并采用相同的偏置或加上相同的比例，可得到第二个新的控制信号，其最大值产生在位于所希望的预定的α(例如，360-31或329度，即零的另一边的31度，与左后方对称)。的相应于听者的右后方的预定的位置。这是图11的左/右反转。

图12显示了将这些得到的控制信号以最正的值给出的增益为1的方式加到VCA上。正如左和右VCA给出在左和右基方向升至1的增益那样，这些得到左后和右后VCA增益当信号位于预定位置(在此例中，为零两侧的α＝31度)时升至1，但在其他位置保持很小。

对于线性控制的VCA可得到相同的结果。主控制电压相对于旋转参数α的曲线将会不同，但可在能够通过加上适当比例或适当偏置而选择的点相交，以便特定图像位置而不是最初的四个基方向的额外的控制电压可通过较少的运算得到。明显地，也可颠倒控制信号，并通过取较大的(更正)而不是较小的(更负)部分来得到新的控制信号。

在取较大或较小部分之前移动主控制信号的交点的修改也可包括非线性运算而不是偏置或加上比例，或除偏置或加上比例之外。明显地，修改允许生成额外的控制电压，其最大值位于任何所需要的L_t/R_t(输入信号)的大小之比以及相对极性。

具有多于四个输出的适应性矩阵

图2和4显示了一个具有适应性的消除项用于消除不想要的串音的被动矩阵。在这些情况中，可通过四个VCA得到四个消除项，并且对于四个基方向之一的源以及对应于来自四个输出(左、中央、右和后)之一的一个主要输出，每个VCA达到一个最大增益，一般为1。位于两个相邻基方向之间的信号对于除相应于两个相邻基输出以外的输出产生很少或不产生，系统从这个意义上来说是完美的。

此原理可扩展到具有多于四个输出的主动系统。这种情况下，系统不是“完美”的，但不想要的信号仍能被充分消除，使得结果可被听见，未被串音所损坏。例如，参见图13的六输出矩阵。图13为根据本发明的一个主动矩阵的一部分的功能性示意图，它对于帮助说明得到多于四个输出的方式是有用的。图14显示了得到图13中所用的六个消除信号。图13和14涉及根据本发明的第一方法提供多于四个输出。根据本发明的第二方法的提供多于四个输出的方法在下面联系图16-19说明。

首先参见图13，有六个输出：左前(L_out)，中前(C_out)，右前(R_out)，中后(或周围)(S_out)，右后(RB_out)以及左后(LB_out)。对于三个前方和周围输出，最初的被动矩阵与上文说明的四输出系统相同(一个直接的L_t输入，以一半比例加到线性组合器80以产生中央前方的L_t加上R_t的组合，以一半比例加到线性组合器82以产生中央后方的L_t减去R_t的组合，以及一个直接的R_t输入)。还有两个附加的后方输出，左后和右后，产生方法是将L_t以比例1和R_t以比例-b加到线性组合器84以及将L_t以比例-b和R_t以比例1加到线性组合器86，对应于按照等式LB_out＝L_t-b*R_t和RB_out＝R_t-b*L_t的输入的不同组合。这里，b是一个正系数，通常小于1，例如为0.25。注意对称不是本发明的实质，但将出现在任何实际系统中。

在图13中，除被动矩阵项外，输出线性混器(88、90、92、94、96和98)接收消除被动矩阵输出所需的多个主动消除项(在线100、102、104、106、108、110、112、114、116、118、120和120上)。这些项包括与VCA(未显示)的增益相乘的输入和/或输入的组合或与VCA的增益相乘的输入组合以及输入。如上文所说明的，VCA被控制得使其增益在基输入情况升至1，而在其他情况足够小。

图13的配置具有六个基方向，若输入L_t和R_t为确定的相对大小和极性，则每个方向都应仅产生来自适当输出的信号，在其他五个输出信号有足够消除。对于代表信号位于两个相邻基方向之间的输入情况，对应这两个方向的输出应给出信号但其他输出应只给出一点或不给出信号。这样，可预期对于每个输出，除被动矩阵外将有几个消除项(在实际中，多于图13显示的两个)，对于每个相应于每个其他基方向的输入，每个项对应于不想要的输出。在实际中，图13的装置可修改为去掉中后S_out输出(这样去掉了组合器82和94)，以便中后仅为左后和右后中间的一个旋转角，而不是第六基方向。

对于图13的六输出系统或其五输出替换形式，可能有六个消除信号：四个来自于作为左/右以及和/差反馈导出控制系统一部分的两对VCA，更多的两个来自于以上文说明的方式被控制的左后和右后VCA(还可参见下文说明的图14的实施方式)。六个VCA的增益是依照图7(g_l左和g_r右)，图8(g_c和及g_s差)和图12(g_lb左后和g_rb右后)。如下文所说明的，消除信号使用计算的或选择为最小化不想要的串音的系数与被动矩阵项相加。

要得到所需的每个基输出的消除组合系数，可考虑每个其他基方向的输入信号和VCA增益，记住这些VCA增益仅对于相应于基方向的信号才升到1，而随着图像移开，从1相当快地下降。

这样，例如，在左输出的情况下，需要考虑中前、右、右后、中后(在五输出的情况中它不是一个真正的基方向)以及左后情况的信号。

详细考虑图13的五输出修改形式的左输出L_out。它包含来自被动矩阵的项L_t。要在输入在中央，L_t＝R_t以及g_c＝1时消除该输出，需要恰与图2或4的四输出系统相同的项-1/2*g_c*(L_t+R_t)。要在输入在中后或中后和右前之间的任何位置(因此包括右后)时消除，同样需要恰与图2或4的四输出系统相同的-1/2*g_s*(L_t-R_t)。要在输入代表左后时消除，需要来自左后VCA的信号，其增益g_lb与图12中的不同。这仅可在输入位于左后区域时清楚地给出一个有效的消除信号。由于左后可被看作表示为仅L_t的左前和表示为1/2*(L_t-R_t)的中后之间的某位置，可预期到左后VCA应在这些信号的组合上运算。

可使用不同的固定组合，但通过使用已经通过左和差VCA的信号即g_l*L_t和1/2*g_s*(L_t-R_t)的和，组合根据在左后区域中旋转但不恰位于左后的信号位置而改变，提供了这些旋转角度和基左后本身的更好的消除。注意在此可被看作左和后的中间的左后位置，g_l和g_s均具有小于1的有限值。因此预期的L_out的等式将为：

L_out＝[L_t]-1/2*g_c*(L_t+R_t)-1/2*g_s*(L_t-R_t)-x*g_lb*((g_l*L_t+g_s*1/2*(L_t-R_t))

                                                      (等式21)

系数x可由经验得到或通过考虑源位于左后基方向区域时的精确VCA增益得到。[L_t]项是被动矩阵项。1/2*g_c*(L_t+R_t)、-1/2*g_s*(L_t-R_t)和1/2*x*g_lb*((g_l*L_t+g_s*1/2*(L_t-R_t))项代表将在线性组合器88(图13)中与L_t组合以得到输出音频信号L_out的消除项(见图14)。如上文所说明，可能有多于图13所显示的两个(100和102)的串音消除项输入。

R_out的等式可同样或根据对称得到：

R_out＝[R_t]-1/2*g_c*(L_t+R_t)+1/2*g_s*(L_t-R_t)-1/2*x*g_rb*((g_r*R_t-g_s*(L_t-R_t))

                                                     (等式22)

[R_t]项是被动矩阵项。-1/2*g_c*(L_t+R_t)、1/2*g_s*(L_t-R_t)和-1/2*x*g_lb*((g_r*R_t-g_s*(L_t-R_t))项代表将在线性组合器98(图13)中与R_t组合以得到输出音频信号R_out的消除项(见图14)。如上文所说明，可能有多于图13所显示的两个(120和122)的串音消除项输入。

中央前方输出，C_out，包括被动矩阵项1/2*(L_t+R_t)，加上四输出系统的左和右消除项，-1/2*g_l*L_t和-1/2*g_r*R_t：

C_out＝[1/2*(L_t+R_t)]-1/2*g_l*L_t-1/2*g_r*R_t              (等式23)

不需要左后、中后或右后的显式消除项，因为它们有效地位于通过后方(即四输出中的周围)的左和右前之间，并已被消除。[1/2*(L_t+R_t)]项是被动矩阵项。-1/2*g_l*L_t和-1/2*g_r*R_t项代表将加到输入100和102，并在线性组合器90(图13)中以Lt和Rt的比例版本组合以得到输出音频信号C_out的消除项(见图14)。

对于左后输出，开始的被动矩阵，如上文所描述，为L_t-b*R_t。对于仅左输入，当g_l＝1时，明显地所需的消除项因此为-g_l*L_t。对于仅右输入，当g_r＝1时，消除项为b*g_r*R_t。对于中前输入，当L_t＝R_t且g_c＝1时，来自被动项的不想要输出，L_t-b*R_t，可被(1-b)*g_c*1/2*(L_t+R_t)消除。右后消除项为-g_rb*(g_r*R_t-1/2*g_s*(L_t-R_t))，与R_out所用的项相同，并带有一个最优化系数y，它同样可由经验得到或从左右后情况的VCA增益计算得到。从而，

LB_out＝[L_t-b*R_t]-g_l*L_t+b*g_r*R_t-(1-b)*g_c*1/2*(L_t+R_t)-y*g_rb*(g_r*R_t-g_s*1/2*(L_t-R_t))                                     (等式24)

同样地，

RB_out＝[R_t-b*L_t]-g_r*R_t+b*g_l*L_t-(1-b)*g_c*1/2*(L_t+R_t)-y*g_rb*(g_l*L_t+g_s*1/2*(L_t-R_t))                                     (等式25)

关于等式24，[L_t-b*R_t]项为被动矩阵项，而-g_l*L_t、+b*g_r*R_t、-1/2*(1-b)*g_c*(L_t+R_t)和-y*g_rb*(g_r*R_t-g_s*1/2*(L_t-R_t))项代表将在线性组合器92(图13)中与L_t-b*R_t组合以得到输出音频信号LB_out的消除项(参见图14)。如上文所说明，可能有多于图13所显示的两个(108和110)的串音消除项输入。

关于等式25，[R_t-b*L_t]项为被动矩阵项，而-g_r*R_t、b*L_t*g_l、-1/2*(1-b)*g_c*(L_t+R_t)和-y*g_lb*(g_l*L_t+g_s*1/2*(L_t-R_t))成分代表将在线性组合器96(图13)中与R_t-b*L_t组合以得到输出音频信号RB_out的消除项(参见图14)。如上文所说明，可能有多于图13所显示的两个(116和118)的串音消除项输入。

在实际中，所有的系数均需要调整以补偿有限环路增益以及反馈导出控制电路的其他不能给出精确相等的信号电平的缺点，并且可采用六个消除信号的其他组合。

当然，这些原理可扩展到具有多于五或六个输出的实施方式。但附加控制信号可通过对来自反馈导出控制系统的左/右以及和/差反馈部分的两个主控制信号进一步应用比例、进行偏置或非线性处理得到，允许通过增益在其他需要的预定值α上升到最大值的VCA生成附加消除信号。考虑出现在每个其他基方向处的信号中的每个输出的综合过程反过来将为生成附加输出产生适当的项和系数。

现参见图14，输入信号L_t和R_t加到一个被动矩阵130，它从L_t输入产生一个左矩阵信号输出，从R_t输入产生一个右矩阵信号输出，从输入为L_t和R_t，且均具有比例因子+1/2的线性中央组合器132产生一个中央输出，并从输入为L_t和R_t，且分别具有比例因子+1/2和-1/2的线性中央组合器134产生一个周围输出。被动矩阵的基方向指定为“左”、“中央”、“右”和“周围”。相邻的基方向位于彼此成九十度的轴上，以使得对于这些方向标志，左与中央和周围相邻；周围与左和右相邻，等等。

左和右被动矩阵信号加到第一对可变增益电路136和138以及相关的反馈导出控制系统140。中央和周围被动矩阵信号加到第二对可变增益电路142和144以及相关的反馈导出控制系统146。

“左”可变增益电路136包括一个具有增益g_l的电压控制放大器(VCA)148和一个线性组合器150。在组合器150中从左被动矩阵信号中减去VCA输出以使可变增益电路的总增益为(1-g_l)，并且组合器输出处的可变增益电路的输出为(1-g_l)*L_t，该输出组成一个中间信号。VCA 148的组成一个消除信号的输出信号，为g_l*L_t。

“右”可变增益电路138包括一个具有增益g_r的电压控制放大器(VCA)152和一个线性组合器154。在组合器154中从右被动矩阵信号中减去VCA输出以使可变增益电路的总增益为(1-g_r)，并且组合器输出处的可变增益电路的输出为(1-g_r)*R_t，该输出组成一个中间信号。VCA152的输出信号g_r*R_t组成一个消除信号。中间信号(1-g_l)*L_t和(1-g_r)*R_t组成第一对中间信号。希望此第一对中间信号的相对大小趋近于相等。如下文所说明的，这由相关的反馈导出控制系统140实现。

“中央”可变增益电路142包括一个具有增益g_c的电压控制放大器(VCA)156和一个线性组合器158。在组合器158中从中央被动矩阵信号中减去VCA输出以使可变增益电路的总增益为(1-g_c)，并且组合器输出处的可变增益电路的输出为1/2*(1-g_c)*(L_t+R_t)，该输出组成一个中间信号。VCA 156的输出信号1/2*g_c*(L_t+R_t)组成一个消除信号。

“周围”可变增益电路144包括一个具有增益g_r的电压控制放大器(VCA)160和一个线性组合器162。在组合器162中从周围被动矩阵信号中减去VCA输出以使可变增益电路的总增益为(1-g_s)，并且组合器输出处的可变增益电路的输出为1/2*(1-g_s)*(L_t-R_t)，该输出组成一个中间信号。VCA 160的输出信号1/2*g_s*(L_t-R_t)组成一个消除信号。中间信号1/2*(1-g_c)*(Lt+R_t)和1/2*(1-g_s)*(L_t-R_t)组成第二对中间信号。同样希望此第二对中间信号的相对大小趋近于相等。如下文所说明的，这由相关的反馈导出控制系统146实现。

与第一对中间信号相关的反馈导出控制系统140包括滤波器164和166，它们分别接收组合器150和154的输出。滤波器各自的输出加到对数整流器168和170，它们对输入进行整流并产生其输入的对数。被整流并取对数后的输出以相反的极性加到线性组合器172，其输出组成其输入的相减，并被加到一个不反相放大器174(设备172和174对应于图3的大小比较器30)。对被取了对数的信号做减法提供比较功能。如上文所提到的，这是在模拟域实现比较功能的一个实用方法。在这种情况下，VCA 148和152的类型为固有地取其控制输入的反对数，这样则取了基于对数的比较器的控制输出的反对数。放大器174的输出组成VCA 148和152的控制信号。如上文所提到的，如果用数字实现，将更方便对两个大小做除法并将结果用作VCA函数的直接因子。如上文所注意到的，滤波器164和166可根据经验得到，提供一个削弱低频和很高频的响应并提供在中间的可听范围内平缓上升的响应。这些滤波器不改变输出信号的频率响应，它们仅改变反馈导出控制系统中的控制信号和VCA增益。

与第二对中间信号相关的反馈导出控制系统146包括滤波器176和178，它们分别接收VCA 158和162的输出。滤波器各自的输出加到对数整流器180和182，它们对输入进行整流并产生其输入的对数。被整流并取对数后的输出以相反的极性加到线性组合器184，其输出组成其输入的相减，并被加到一个不反相放大器186(设备184和186对应于图3的大小比较器30)。反馈导出控制系统146运作的方式与控制系统140相同。放大器186的输出组成VCA 158和162的控制信号。

附加控制信号得自反馈导出控制系统140和146的控制信号。控制系统140的控制信号被加到第一和第二定比例、偏置、反相等函数188和190。控制系统146的控制信号被加到第一和第二定比例、偏置、反相等函数192和194。函数188、190、192和194可能包括上文所说明的一个或多个极性倒转、幅度偏置、幅度定比例和/或非线性处理。同样根据上文的说明，函数188和192以及函数190和194的输出的较小的部分或较大的部分分别由更小或更大函数196和198取得，以分别产生加到左后VCA 200和右后VCA 202的附加控制信号。在这种情况下，附加控制信号以上文说明的方式得到，以提供适于生成左后消除信号和右后消除信号的信号。到左后VCA 200的输入是通过在线性组合器204中加性组合左和周围消除信号得到的。到右后VCA202的输入是通过在线性组合器204中减性组合右和周围消除信号得到的。作为替换但不那么可取地，到VCA 200和202的输入可分别从左和周围被动矩阵输出以及右和周围被动矩阵输出得到。左后VCA200的输出为左后消除信号g_lb*1/2*(g_l*L_t+g_s*(L_t-R_t))。右后VCA 202的输出是右后消除信号g_rb*1/2*(g_r*R_t+g_s*(L_t-R_t))。

图15是显示实现本发明的各方面的一个实用电路的示意电路图。所显示的电阻值单位为欧姆。在未指出处，电容值的单位为毫法。

在图15中，“TL074”是Texas Instrument的四路低噪声JFET输入(高输入阻抗)通用运算放大器，它用于高保真度音频预放大应用。该器件的详细情况在可广泛地在已出版的文献中得到。一份数据单可在Internet的《 http：//www.ti.com/sc/docs/products/ analog/tl074.html》上找到。

图15中的“SSM-2120”是一个用于音频应用的单片集成电路。它包括两个VCA和两个电平检测器，允许对增益的控制以及根据其大小对加到电平检测器的信号进行削弱。该器件的详细情况可广泛地在已出版的文献中得到。一份数据单可在Internet的《 http：//www.analog.com/pdf/1788 c.pdf》上找到。

下表将用在此文档中的项关联到VCA输出处的标记和图15的垂直总线上的标记。

上述说明中使用的项	图15的VGA的输出处的标记	图15的垂直总线上的标记
			gl*Lt	左VCA	LVCA
gr*Rt	右VCA	RVCA
			1/2*gc*(Lt+Rt)	前VCA	FVCA
1/2*gs*(Lt-Rt)	后VCA	BVCA
			glb*((gl*Lt+gs*1/2*(Lt-Rt))	左后VCA	LBVCA
grb*((gr*Rt+gs*1/2*(Lt-Rt))	右后VCA	RBVCA

在图15中，去到输出矩阵电阻的导线的标记旨在表达信号的函数，而不是其源。这样，例如，顶部的通向左前输出的几根导线如下：

图15中的标记	含义
		LT	来自Lt输入的贡献
CF消除	消除中央前方源的不希望的输出的信号
		LB消除	消除左后方源的不希望的输出的信号
BK消除	消除后方源的不希望的输出的信号
		RB消除	消除右后方源的不希望的输出的信号
LR GR	左前增益按曲线运行-使穿过前方的旋转角度给出

更恒定的响度

注意在图15中，不论VCA项的极性如何，矩阵本身将对任何项(U2C等)进行反相。另外，图15中的“伺服”指这里说明的反馈导出控制系统。

查看等式9-12和等式21-25提出一个生成输出信号的额外的等效方法，即已在上文简要讨论的本发明的第二方法。根据第二方法，虽然中间信号被一个伺服生成并促使趋近相等，但中间信号并不直接贡献于输出信号；而是采用伺服中出现的信号来生成用于控制一个可变矩阵的系数。例如，考虑等式9。该等式可通过集中所有Lt项和所有Rt项重写为：

Lout＝[1/2*(1-gc)+1/2(1-gs)]Lt+[1/2*(1-gc)-1/2*(1-gs)]Rt

                                               (等式26)

Lt项的系数可写作“Al”，Rt项的系数可写作“Ar”，这样等式26可简单表示为：

Lout＝Al*Lt+Ar*Rt                              (等式27)

同样的，Cout(等式10)、Rout(等式11)和Sout(等式12)可写作：

Cout＝Bl*Lt+Br*Rt                              (等式28)

Rout＝Cl*Lt+Cr*Rt                              (等式29)

Sout＝Dl*Lt+Dr*Rt                              (等式30)

以同样的方式，等式21-25可被重写，以将所有的Lt项以及所有的Rt项集中起来，使等式21-25可以以等式27-30的方式表示。在每种情况中，输出信号是一个可变系数乘上输出信号之一Lt加上另一可变系数乘上另一输出信号Rt的和。这样，实现本发明的一个额外的等效的方法为生成得到变量Al，Ar等的信号，其中某些或所有信号通过采用促使幅度趋于相等的伺服装置生成。虽然此附加方法对于模拟和数字实现均有用，但它对于数字实现尤其有用，因为在数字域某些处理可能以低抽样率实现，如下文所说明。

图16-19功能性地说明了刚才提到的实现本发明的额外的等效方法，即实现本发明的第二方法的一个软件数字实现。在实际中，软件可由ANSIC代码语言写成，并在通用数字处理集成电路芯片上实现。可采用适于音频处理的32kHz、44.1kHz或48kHz的抽样率或其他抽样率。图16-19实质上是先前说明的图14的实施方式的数字软件版本。

参见图16A，显示了一个功能框图，其中有一条音频信号路径(在水平虚线上方)和一条控制信号路径(在水平虚线下方)。一个Lt输入通过一个增益函数210(这样变成了Lt’)和一个可选的延迟函数212加到一个适应性矩阵函数214。同样地，一个Rt音频输入信号通过一个增益函数216(这样变成了Rt’)和一个可选的延迟函数218加到一个适应性矩阵函数214。增益函数210和216主要用于平衡输入信号电平，并对输入加上-3dB的比例以最小化输出限幅。它们不组成本发明的实质部分。Lt和Rt信号是以32kHz、44.1kHz或48kHz提取的模拟音频信号的抽样。

Lt’和Rt信号同样加到一个被动矩阵函数220，它提供四路输出：Lt’、Rt’、Ft和Bt。Lt’和Rt’输出直接取自Lt’和Rt’输入。为生成Ft和Bt，Rt’和Lt’均在比例函数222和224中被加上比例0.5。加上比例0.5后的Lt’和Rt’在组合函数226中相加产生Ft，而加上比例0.5后Lt’和Rt’在组合函数228中相减产生Bt(这样，Ft＝(Lt’+Rt’)/2而Bt＝(-Lt’+Rt’)/2)。也可采用不同于0.5的其他比例。Lt’、Rt’、Ft和Bt被加到一个可变增益信号生成器函数230(函数230包括伺服，如下文所说明)。

生成器函数230响应被动矩阵信号生成六个控制信号gL、gR、gF、gB、gLB和gRB，它们依次加到一个矩阵系数生成器函数232。六个控制信号对应于图14的VCA 136、138、156、160、200和202的增益。原则上，它们可与图14电路装置的增益控制信号相同。在实际中，可根据实现细节将它们取为任意接近那些信号。如下文进一步说明的，可变增益信号生成器函数230包括这里提到的“伺服”。

生成器功能块232响应六路控制信号，生成十二个矩阵系数，如下文进一步所说明，它们被指定为mat.a、mat.b、mat.c、mat.d、mat.e、mat.f、mat.g、mat.h、mat.i以及mat.l。原则上，函数230和232的功能的划分可以如刚才所说明地，或者，作为替换，包含伺服的函数230可仅生成两个信号(即，下文说明的“LR”和“FB”错误信号)并加到函数232，然后函数232可从LR和FB得到六个控制信号gL、gR、gF、gB、gLB和gRB，并从六个控制信号生成十二个矩阵系数(mat.a等)。作为替换，等效地，十二个矩阵系数可直接从LR和FB错误信号得到。图16B显示了一个替换的可变增益信号生成器函数230，它仅将两个信号，LR和FB错误信号，加到矩阵系数生成器函数。

如下文进一步说明的，gL和gR控制信号可从LR错误信号得到，gF和gB控制信号可从FB错误信号得到，而gLB和gRB控制信号可从LR和FB错误得到。这样，输出的适应性矩阵系数也可直接从LR和FB错误信号得到，而不使用六个控制信号gL、gR等作为中间信号。

适应性矩阵函数214，即下文进一步说明的一个六乘二矩阵，响应输入信号Lt’和Rt’以及来自生成器函数232的矩阵系数，生成输出信号L(左)、C(中央)、R(右)、Ls(左周围)、Bs(后周围)以及Rs(右周围)。如果需要，可省略六个输出中的不同输出。例如，如下文进一步说明，Bs输出可被省略，或者，也可省略Ls、Bs和Rs输出。宜在可选输入延时212和218中进行约5毫秒的延时，以允许生成增益控制信号的时间(这通常称为“超前”)。5ms的延时是根据经验确定的，并不严格。

图17、18和19显示了增益控制信号宜如何由可变增益信号生成器函数232生成。图17显示了一个左/右伺服函数，它响应Lt’和Rt’生成gL和gR控制信号。图18显示了一个前/后伺服函数，它响应Ft和Bt生成gF和gB控制信号。图19显示了一个响应出现在前/后伺服函数(图17)中的FB错误信号和出现在左/右伺服函数(图18)中的LR错误信号生成gLB和gRB控制信号的函数。如果只需要四路输出信道，可省略图19的函数，并对生成器函数232和适应性矩阵函数214作适当修改。

参见图17，Lt’信号被加到组合函数240，以及乘法函数242，在这里Lt’与一个增益控制因子gL相乘。在组合函数240中从Lt’中减去乘法函数240的输出。这样，函数240的输出可表示为(1-gL)*Lt’，并组成一个中间信号。图17的伺服装置运作，促使组合函数240的输出处的中间信号与组合函数250的输出处的中间信号趋于相等，如下文所说明。为限制控制路径(以及从而整个解码器)响应的频率，组合函数240的输出被带通滤波器函数244滤波，该带通滤波器宜具有四阶特征，其通带为约200Hz至约13.5kHz。根据设计者的标准其他带通特征也可能适合。

在实际实施方式中，带通滤波器具有基于一个模拟滤波器的响应，该模拟滤波器的模型可看作两个独立的部分—一个2极点低通滤波器以及一个2极点/2零点高通滤波器。模拟滤波器的特征如下：

高通部分：

零点#1＝0Hz

零点#2＝641Hz

极点#1＝788Hz

极点#2＝1878Hz

低通部分：

两个极点在13466Hz处

要将滤波器特征转化到数字域，高通滤波器可用双线性变换离散化，而低通滤波器可在模拟滤波器的-3dB截频(13466Hz)处预扭曲后用双线性变化离散化。离散化以32kHz、44.1kHz和48kHz的抽样频率执行。

带通滤波器信号被一个绝对值函数246整流。然后整流和滤波后的信号宜被一个具有约800ms时间常数的一阶平滑函数248平滑。根据设计者的标准其他时间常数也可能适合。Rt’信号以相同的方式被一个组合函数250、一个乘法函数252、一个带通滤波器函数254、一个绝对值函数256以及一个平滑函数258处理。组合函数250的输出为一个(1-gR)*Rt’形式的中间信号。图17的伺服装置运作，促使组合函数250的输出处的中间信号与组合函数240的输出处的中间信号趋于相等，如上文所说明。来自平滑函数248的处理后的Lt’信号和来自平滑函数258的处理后的Rt’信号分别加到比例函数260和262，加一个比例因子A0(A0选择为使到下文的对数函数的输入为零的可能性最小)。然后生成的信号分别加到对数函数264和262，提供其输入的底为2的对数。生成的取过对数的信号分别加到又一个比例函数268和270，加上一个比例因子A1(选择为使随后的组合器272的输出至少在稳态信号情况时为小的)。然后在混和函数272中从生成的处理后的Lt’信号中减去生成的处理后的Rt’信号，该组合函数的输出仍加到又一个比例函数274，加上一个比例因子A2(A2的值影响伺服的速度以及随后的可变增益函数，在可变增益函数中，当加上的信号幅度增加时，增益下降)。比例函数274的输出加到一个可变增益函数276。如图中的转化函数形状所示，可变增益函数宜为三部分的分段线性，对于具有在从一个第一负值到一个第一正值范围内的幅度的信号具有一个第一线性增益，而对于更负或更正的信号具有一个第二，更低的，线性增益。在实际实现中，转化函数由下列伪代码陈述定义：

If input＝(-0.240714，0.240714)

output＝(input*2.871432)

If input＝[0.240714，1.0]

output＝((input*0.406707)+0.593293)

If input＝[-1.0，-0.240714]

output＝((input*0.406707)-0.593293)

作为替换，使用多于三个的分段线性的片段以提供更平滑的非线性转换函数提高了性能但其代价是更高的处理功率要求。可变增益函数的输出加到又一个一阶平滑函数278。平滑函数宜具有约2.5ms的时间常数。可被指定为“LR”信号的该信号然后被一个比例因子函数280加上比例因子A3，并加到两条路径。在一条路径中，产生gL信号的加上比例A3的LR信号在组合函数282中与比例因子A4相加。然后组合后的信号在一个底为2的取指器或反对数函数284中被取指数(从而取消了先前的对数运算)以产生gL信号，该信号被用于在乘法器函数242中与Lt’相乘。在另一条路径中，在组合函数286中从比例因子A4中减去产生gR信号的加上比例A3的LR信号。然后组合后的信号在一个底为2的取指器函数288中被取指数以产生gR信号，该信号被用于在乘法器函数252中与Rt’相乘。

图17的左/右伺服的运算可与图14的左/右伺服140的运算相比较。从平滑函数278的输出至各自的反对数函数的输出的转换函数模拟了如图14的VCA 148、152、156等VCA的增益。信号gL和gR等效于VCA增益。如先前所说明的伺服装置中那样，当gL增加时，gR减少，反之亦然。这样，gL和gR直接从错误信号LR得到。左/右伺服的输出仅为gL和gR信号。虚线289中的函数被缩减抽样-每几个抽样，例如八个抽样，只需要一次计算，因为信号改变得足够慢，使处理能以低速率发生。在本发明的实际实施方式以及这里阐述的例子中，讨论了以八的缩减抽样，但要欣赏的是，可采用其他因子的缩减抽样。通过缩减抽样，计算复杂度降低，产生的音频输出也无大的退化。这种退化可通过下文说明的适当的增加抽样减轻。

图18的前/后伺服实质上与图17的左/右伺服相同。与图17中相对应的函数被指定为相同的参考数字，但带上了撇(‘)号。另外，Ft取代了Lt’，Bt取代了Rt’，gF取代了gL，gB取代了gR，FB取代了LR。正如图17的左/右伺服的情况一样，gF和gL直接得到自错误信号FB。

在实际实施方式中，图17和18的左/右和前/后伺服中采用的A0至A4常数如下：

A0＝(0.707106781*0.000022)

A1＝(3.182732/4.0)

A2＝(32*4)

A3＝(-0.2375)

A4＝-0.2400

图19是显示在数字域得到适用于图16A-D的实施方式和本发明的其他实施方式中的左后和右后控制信号的功能框图。现参见图19，来自图17的左/右伺服的LR信号被加到两条路径。在一条路径中，它通过在乘法函数290中被乘以-1而反相。然后被反相的信号被加到最大化函数292，它取反相后的LR信号或另一信号即FB信号的取比例版本中较大的部分。在另一路径中，LR信号直接加到另一个最大化函数294，它取LR信号或另一信号即FB信号的取比例版本中的较大的部分，。

来自图18的前/后伺服的FB信号在乘法函数296中被比例因子B0所乘。B0的值决定最大增益发生在后半圆中的哪个角度(从而决定了图16A-D的适应性矩阵214的Ls(左周围)和Rs(右周围)的位置)。该角度可(但不一定)选择为与图14的模拟实施方式充分相同。然后加上比例B0的FB信号作为输入之一加到上文提到的最大化函数292和294。来自函数292和294的“较大”的信号分别在函数296和298中被因子B1所乘。增益因子B1的值选择为使输出gLB和gRB超过1的可能性最小。每个加上比例B1的信号分别被一个最小化函数300和302所限制。两个最小化函数均应具有相同的限制特征，最好为进入限制函数的正输入被限幅至零。然后每个被限制的信号分别在乘法函数304和306中被一个因子B2所乘，然后分别在加性组合函数308和310中被一个值B3所偏置。然后加上比例B2/B3的信号分别在底2指数器函数312和314中被取指数(从而取消了先前的对数操作)。产生的信号分别在加性组合函数316和318中被值B4所偏置，然后分别在乘法函数320和322中被因子B5所乘。乘法函数320的输出提供增益函数gLB，而乘法函数322的输出提供增益函数gRB。选择不同的比例因子和偏置使gLB和gRB超过1的可能性最小。所有图19的函数均可被缩减抽样，以便如图17和18函数的一部分那样，只需每八个抽样计算一次。

在实际实施方式中，B0至B5常数为：

B0＝0.79

B1＝1.451

B2＝-0.15415

B3＝-0.15415

B4＝(-0.21927/1.21927)

B5＝1.21927

在图19的方式中，可生成两个或多个附加控制信号，以帮助得到附加输出方向。对于每对控制信号要实现此结果要求两个附加系数矩阵、两个额外的输出信道计算和矩阵系数的再次最优化。

再参见图16A，六乘二适应性矩阵函数214使用下列等式计算其六个输出(L、C、R、Ls、Bs和Rs)(每个抽样)：

L＝Lt*mat.a+Rt*mat.b

C＝Lt*mat.c+Rt*mat.d

R＝Lt*mat.e+Rt*mat.f

Ls＝Lt*mat.g+Rt*mat.h

Bs＝Lt*mat.i+Rt*mat.j

Rs＝Lt*mat.k+Rt*mat.l

符号“mat.a”、“mat.b”等表示可变矩阵元素。在实施方式的一个实际版本中，所有情况下Bs均设为零以提供五个输出。作为替换，如果只需要基本的四个输出，Ls和Rs可设为零(且图19的函数从整个装置中省略)。使用矩阵系数生成器函数232中的一个查找表利用下列等式计算或得到可变矩阵元素(mat.x)(宜每8个抽样一次)(当Bs输出被省略时不需要mat.k和mat.l)：

mat.a＝a0+a1*gL+a2*gR+a3*gF+a4*gB+a5*gLB+a6*gRB

mat.b＝b0+b1*gL+b2*gR+b3*gF+b4*gB+b5*gLB+b6*gRB

mat.c＝c0+c1*gL+c2*gR+c3*gF+c4*gB+c5*gLB+c6*gRB

mat.d＝d0+d1*gL+d2*gR+d3*gF+d4*gB+d5*gLB+d6*gRB

mat.e＝e0+e1*gL+e2*gR+e3*gF+e4*gB+e5*gLB+e6*gRB

mat.f＝f0+f1*gL+f2*gR+f3*gF+f4*gB+f5*gLB+f6*gRB

mat.g＝g0+g1*gL+g2*gR+g3*gF+g4*gB+g5*gLB+g6*gRB

mat.h＝h0+h1*gL+h2*gR+h3*gF+h4*gB+h5*gLB+h6*gRB

mat.i＝i0+i1*gL+i2*gR+i3*gF+i4*gB+i5*gLB+i6*gRB

mat.j＝j0+j1*gL+j2*gR+j3*gF+j4*gB+j5*gLB+j6*gRB

mat.k＝k0+k1*gL+k2*gR+k3*gF+k4*gB+k5*gLB+k6*gRB

mat.l＝l0+l1*gL+l2*gR+l3*gF+l4*gB+l5*gLB+l6*gRB

一旦确定则所有的系数为固定的，但增益控制信号成分保持可变。x0系数(a0、b0等)代表被动矩阵系数。其他固定系数被来自控制路径函数的可变增益信号定比例。

可变矩阵系数(mat.x)宜增加抽样率以实现从可变矩阵一个状态到另一状态的更平滑的过渡(每个抽样一个小变化而不是每八个抽样一个大变化)，而不会有由于每个抽样重新计算可变矩阵而产生的巨大复杂度。图16C显示了一个替换实施方式，其中平滑/增加抽样率函数233在来自函数232的十二个矩阵系数输出上运算。作为替换且结果相同地，控制路径增益信号可被增加抽样率。图16D显示了另一个替换实施方式，其中平滑/增加抽样率函数231在可变增益信号生成器函数230的六个或两个输出上运算。在两种情况下都可采用线性插值。

如果每八个抽样生成控制路径增益信号(gL、gR等)，则在主信号路径和控制路径输出的音频抽样间有一个微小的时间差。增加抽样率引起了额外的时间差，因为线性插值固有地具有八抽样延时。可选的5ms超前除补偿控制路径(带通滤波器、平滑滤波器)引起的此时间差和其他次要的时间差外，还产生了一个相当能够响应快速变化信号情况的系统。

固定系数可以以不同方法确定并最优化。一个方法是采用具有相应于适应性矩阵的每个输出的编码后的方向(或基方向)的输入信号，并调整系数，使得除对应于输入信号的方向的输出外，其他输出被最小化。但是，此方向可能导致不希望的旁瓣，它会在输入信号的编码后方向不是解码器的基方向时产生输出间的更大的串音。系数宜选择为对于所有编码后的输入方向都最小化输出之间的串音。这可通过在一个现用计算机程序例如MATLAB(”MATLAB是一个商标，由TheMath Works，Inc销售)中模拟图16A-D的装置并递归地改变系数直到得到被设计者认为是最优或可接收的结果来实现。

可选地，可变矩阵系数可使用线性插值以因子8增加抽样率，以减少由于通过每八个抽样仅抽样一次来生成增益控制信号而产生的感觉到的音频质量的轻微降低。

系数根据6×2矩阵如下定义(如果省略Bs，产生5×2矩阵，则省略所有系数矩阵的最后一行kx和lx)。

mat_fix＝     mat_gl＝      mat_gr＝      mat_gf＝

a0，  b0，    a1，  b1，    a2，  b2，    a3，  b3，

c0，  d0，    c1，  d1，    c2，  d2，    c3，  d3，

e0，  f0，    e1，  f1，    e2，  f2，    e3，  f3，

g0，  h0，    g1，  h1，    g2，  h2，    g3，  h3，

i0，  j0，    i1，  j1，    i2，  j2，    i3，  j3，

k0，  l0，    k1，  l1，    k2，  l2，    k3，  l3，

mat_gb＝      mat_glb＝     mat_grb＝

a4，  b4，    a5，  b5，    a6，  b6，

c4，  d4，    c5，  d5，    c6，  d6，

e4，  f4，    e5，  f5，    e6，  f6，

g4，  h4，    g5，  h5，    g6，  h6，

i4，  j4，    i5，  j5，    i6，  j6，

k4，  l4，    k5，  l5，    k6，  l6，

可根据所需结果确定一个或多个系数集合。例如，可定义一个标准集合，以及一个仿效一个模拟可变矩阵解码系统的集合，该系统被称为Pro Logic，它由California的San Francisco的Dolby实验室制造并许可。在这样的实际实施方式中的系数如下。

标准系数：

mat_fix＝{              mat_gl＝{             mat_gr＝{               mat_gf＝{

0.7400， 0.0，          0.3200， 0.0，        0.0，    0.0，          -0.3813， -0.3813，

0.5240， 0.5240，       -0.5400，0.0，        0.0，    -0.5400，      0.2240，  0.2240，

0.0，    0.7400，       0.0，    0.0，        0.0，    0.3200，       -0.3813， -0.3813，

0.7600， -0.1700，      -0.7720，0.0，        0.0，    0.1920，       -0.2930， -0.2930，

0.0，    0.0，          0.0，    0.0，        0.0，    0.0，          0.0，     0.0，

-0.1700，0.7600}        0.1920， 0.0}         0.0，   -0.7720}        -0.2930， -0.2930}

mat_gb＝{               mat_glb＝{            mat_grb＝{

-0.3849， 0.3849，      -0.2850， 0.2850，    0.0，     0.0，

0.0，     0.0，         0.0，     0.0，       0.0，     0.0，

0.3849    -0.3849，     0.0，     0.0，       0.2850，  -0.2850，

0.0697，  -0.0697，     0.3510，  -0.3510，   -0.3700， 0.3700

0.0，     0.0，         0.0，     0.0，       0.0，     0.0，

-0.0697， 0.0697}       0.3700，  -0.3700}    -0.3510， 0.3510}

注意：当省略Bs时，则省略上述系数矩阵的第五行。

Pro Logic仿真系数

mat_fix＝{              mat_gl＝{             mat_gr＝{              mat_gf＝{

0.7400， 0.0，          0.3200，  0.0，       0.0，  0.0，           -0.3811，-0.3811，

0.5240， 0.5240，       -0.5400， 0.0，       0.0，  -0.5400，       0.2250， 0.2250，

0.0，    0.7400，       0.0，     0.0，       0.0，  0.3200，        -0.3811，-0.3811，

0.5370， -0.5370，      -0.5460， 0.0，       0.0，  0.5460，        0.0，    0.0，

0，0，   0.0，          0.0，     0.0，       0.0，  0.0，           0.0，    0.0，

0.5370， -0.5370}       -0.5460， 0.0}        0.0，  0.5460}         0.0，    0.0}

mat_gb_0＝{             mat_glb＝{            mat_grb＝{

-0.3811，0.3811，       0.0，     0.0，       0.0，  0.0，

0.0，    0.0，          0.0，     0.0，       0.0，  0.0，

0.3811， -0.3811，      0.0，     0.0，       0.0，  0.0，

0.0，    0.0，          0.0，     0.0，       0.0，  0.0，

0.0，    0.0，          0.0，     0.0，       0.0，  0.0，

0.0，    0.0}           0.0，     0.0}        0.0，  0.0}

注意：当省略Bs时，则省略上述系数矩阵的第五行。

结论

应理解，对于本领域技术熟练者，实现本发明及其多方面的其他改变和修改是显然的，并且本发明不限于所说明这些具体实施方式。因此，任何及所有进入这里提示和权利要求的基本潜在原理的真正精神和范围的修改、改变或等效被认为被本发明所覆盖。

普通的本领域技术熟练者将认识到硬件与软件实现以及模拟与数字实现的一般等效性。这样，本发明可使用模拟硬件、数字硬件、混合模拟/数字硬件和/或数字信号处理实现。硬件元素可以以软件和/或固件中的函数执行。这样，所揭示的实施方式的所有不同的元素和函数(如矩阵、整流器、比较器、组合器、可变放大器或削弱器等)可在模拟或数字域在硬件或软件中实现。

Claims (14)

1.一个从两路输入音频信号得到至少三路音频信号的方法，三路中的每路信号与一个方向相关，该方法包括

响应所述两个输入音频信号用一个被动矩阵生成多个被动矩阵音频信号，其中包括两对被动矩阵音频信号，第一对被动矩阵音频信号代表位于一个第一轴的方向，而第二对被动矩阵信号代表位于一个第二轴的方向，所述第一和第二轴彼此实质上成九十度，

处理所述被动矩阵音频信号对的每一对以从中得到多个矩阵系数，所述处理包括分别从每对被动矩阵音频信号中得到一对中间信号[(1-gL)*Lt’和(1-gR)*Rt’，(1-gF)*Ft和(1-gB)*Bt]，并响应各自的错误信号促使各对中间信号趋近相等，并且

通过使所述两路输入信号与所述矩阵系数矩阵相乘以产生至少三路输出信号。

2.权利要求1的方法，其中每个错误信号是响应与其相关的中间信号对的相对大小生成的。

3.权利要求1或权利要求2的方法，其中所述多个矩阵系数从所述错误信号得到。

4.权利要求1或权利要求2的方法，其中所述多个矩阵系数从控制信号得到，控制信号是由响应所述错误信号的处理而产生的。

5.权利要求1的方法，其中该方法得到四路音频输出，与方向左、中央、右和周围相关。

6.权利要求1的方法，其中该方法得到六路音频输出，与方向左、中央、右、左周围、后周围和右周围相关。

7.权利要求1的方法，其中该方法得到五路音频输出，与方向左、中央、右、左周围和右周围相关。

8.权利要求1-7的方法，其中该方法在数字域实现。

9.权利要求8的方法，其中所述处理至少有一部分被缩减抽样。

10.权利要求9的方法，其中所述矩阵系数被增加抽样。

11.根据权利要求9的方法，其中权利要求9引用权利要求3，其中所述错误信号被增加抽样。

12.根据权利要求9的方法，其中权利要求9引用权利要求4，其中所述控制信号被增加抽样。

13.权利要求8的方法进一步包括延迟所述输入信号以产生延迟后的输入信号，其中通过使所述延迟后的输入信号与所述矩阵系数矩阵相乘以产生至少三路输出信号。

14.权利要求13的方法，其中所述延迟延迟所述输入信号约5ms。

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