PL195159B1 - Sposób sterowania obwodem cyfrowej automatycznej regulacji wzmocnienia - Google Patents

Abstract

1. Sposób sterowania obwodem cyfrowej automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW) w odbiorniku, znamienny tym, ze przelacza sie odbiornik z pierwszego trybu pracy na drugi tryb pracy, reguluje sie wzmocnienie zwiazane ze wzmacniaczem w odbiorniku przy uzyciu zbioru wartosci parametrów zwiazanych z dru- gim trybem pracy, aby przetwarzac odbierane sygnaly po przelaczeniu odbiornika na prace w drugim trybie, przy czym zbiór wartosci para- metrów jest inny dla pierwszego trybu i drugiego trybu, oraz przelacza sie odbiornik w trzeci tryb pracy. PL PL PL PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób sterowania obwodem cyfrowej automatycznej regulacji wzmocnienia. Ponadto niniejszy wynalazek dotyczy systemów łączności, a dokładniej obwodów automatycznej regulacji wzmocnienia stosowanych w systemach łączności radiowej.

W wielu odbiornikach radiowych stosuje się obwód automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW) do sterowania zakresem dynamicznym odbieranego sygnału. Typowy obwód ARW może śledzić zmiany w odbieranym sygnale i odpowiednio ustawiać wzmocnienie odbiornika. Taki obwód ARW można wbudować w odbiornik używany na przykład w stacji ruchomej, takiej jak telefon komórkowy albo telefon ruchomy zamontowany w samochodzie, w systemie łączności radiowej takim jak system dostępu wielokrotnego z podziałem kodu (CDMA).

Zakres dynamiczny w różnych częściach odbiornika radiowego w stacji ruchomej takiej jak terminal ręczny („telefon komórkowy”) albo podobny terminal przenośny może być ważny ze względu na wymagania odnoszące się do zużycia energii. Terminale przenośne są zwykle zasilane z baterii, więc ogólnym problemem jest ich energooszczędność. Wiadomo dobrze, że można oszczędzać energię ograniczając zakres dynamiczny sygnału odbieranego przez odbiornik. Na przykład zakres dynamiczny sygnału radiowego na wejściu przetwornika analogowo-cyfrowego powinien być możliwie najbardziej ograniczony, aby w odbiorniku można było stosować przetworniki analogowo-cyfrowe o niskiej selektywności i małej mocy. Ponadto zużycie energii we wzmacniaczach analogowych i sekcjach filtrujących jest wprost proporcjonalne do zakresu dynamicznego sygnału wejściowego. Tak więc występuje ogólne zapotrzebowanie na wydajne obwody ARW, aby ograniczać zakres dynamiczny sygnału wejściowego, zarówno w analogowej, jak i cyfrowej części obwodu.

Cyfrowy obwód ARW zwykle śledzi zmiany w odbieranym sygnale, aby zoptymalizować wykorzystanie dostępnego zakresu dynamicznego. Jako parametr sterujący wybiera się na ogół moc sygnału, ponieważ ma ona najbardziej bezpośredni wpływ na zużycie energii w odbiorniku. W typowym odbiorniku zmiany mocy odbieranego sygnału mogą następować wskutek szybkiego zaniku, zacieniania (na przykład zatrzymywania sygnału przez budynek i podobnych zewnętrznych anomalii interferencyjnych), albo moc odbieranego sygnału może się zmieniać wskutek wewnętrznych zdarzeń w sterowaniu mocą systemu i wskutek wewnętrznych źródeł interferencji. Ponadto zmiany mocy odbieranego sygnału mogą nastąpić wskutek przełączania kanału częstotliwościowego, związanego z różnymi konfiguracjami topologii komórkowej.

Komórkowe systemy łączności radiowej często wykorzystują hierarchiczne konfiguracje komórek, aby odnieść korzyści dzięki przydzielaniu układu komórki i ponownemu wykorzystaniu częstotliwości na podstawie typu użytkownika. Taka hierarchiczna struktura komórkowa jest opisana dokładniej w zgłoszeniu patentowym USA zatytułowanym „Okrojony HCS, numer zgłoszenia 08/872 065, złożonym 10 czerwca 1997 i włączanym tutaj przez powołanie. Ponieważ użytkownicy ruchomi dzielą się na różne kategorie, na poruszających się szybko i powoli (na przykład użytkownicy ruchomi w samochodach i poruszający się pieszo), różne konfiguracje komórek mogą stosować różne parametry robocze, takie jak przydział częstotliwości w różnych kategoriach komórek, które są najlepiej dostosowane do użytkowników poruszających się powoli i szybko.

Na ogół w hierarchicznym systemie komórkowym dla użytkowników poruszających się powoli może istnieć podzbiór większych komórek przeznaczonych dla użytkowników poruszających się szybko, który może być określony na przykład jako „pikokomórka, co opisano dalej w zgłoszeniu patentowym USA zatytułowanym „Próg mocy sygnału o samoczynnym strojeniu, numer zgłoszenia 06/179 956, złożonym 28 października 1998 i włączonym tutaj przez powołanie. Jednak ponieważ może się zdarzyć, że użytkownik poruszający się szybko stanie się użytkownikiem poruszającym się powoli i na odwrót, żeby uprościć przekazywanie pomiędzy komórkami podczas zwykłej pracy, stacje ruchome muszą często monitorować te same i/lub inne kanały częstotliwościowe, uprzedzając zmiany albo przekazywanie komórek.

Ze stanu techniki znane są systemy do regulacji wartości wzmocnienia ARW przy przeprowadzaniu takiego monitorowania poprzedzającego przekazanie. System taki jest ujawniony w opisie patentowym USA nr 5 524 009 Tuutijarvi i innych z 4 czerwca 1996. Tuutijarvi i inni ujawniają szybkie ustawianie ARW przy użyciu procedury pomiaru mocy odbieranego sygnału (RSS). Według Tuutijarvi i innych, gdy stacja bazowa wysyła polecenie przekazania do stacji ruchomej, stosuje się „wolne szczeliny do pomiaru mocy sygnału, aby ustawić ARW przed przełączeniem kanałów w stacji ruchomej.

PL 195 159 B1

Taki system może poprawić czas przekazywania, ale w rzeczywistości nie zmienia stałej czasowej dla obwodu ARW i może zostać przeciążony w odbiorniku, który ciągle monitoruje inne kanały radiowe.

W systemie CDMA odbierany sygnał może się składać z sygnału pożądanego oraz interferencji. Zwykle w odbieranym sygnale przeważa interferencja, szczególnie gdy rozważa się wykorzystanie metod szerokiego rozpraszania. Tak więc obwód ARW będzie śledzić nie tylko moc sygnału, ale również wielkość interferencji. W systemie CDMA można oczekiwać, że stacja ruchoma będzie wykonywała pomiary na wielu kanałach częstotliwościowych, aby przygotować się na przekazanie międzyczęstotliwościowe. Na różnych kanałach częstotliwościowych moc odbieranego sygnału może się znacznie różnić wskutek różnych poziomów interferencji, różnego obciążenia i ewentualnie różnych topologii sieci radiowej.

Ponadto, można oczekiwać, że stacja ruchoma będzie wykonywać pomiary na kanałach częstotliwościowych związanych z innymi systemami łączności radiowej, aby przeprowadzać przekazania międzysystemowe. Bez względu na powód pomiarów, powinny zostać one przeprowadzone możliwie szybko, aby na przykład nie pogarszać jakości głosu związanej z trwającą rozmową, albo aby nie ryzykować całkowitego przerwania połączenia.

Ponadto mogą powstać sytuacje, w których system CDMA celowo zmieni poziom interferencji i/lub poziom sygnału pożądanego. Na przykład w niektórych systemach łączności radiowej stacja ruchoma może się przełączyć na odbiór innych sygnałów dla celów lokalizacyjnych.

Lokalizacja może zostać przeprowadzona w stacji ruchomej poprzez pomiar sygnałów na różnych częstotliwościach z wielu z stacji bazowych w odbiorniku w stacji ruchomej. Zmierzone sygnały wraz ze znanymi położeniami związanymi ze stacjami bazowymi, z których odebrano sygnały, są stosowane do obliczenia położenia odbiornika przy użyciu znanych metod, takich jak triangulacja.

Podczas takich pomiarów korzystne może być zmniejszenie mocy sygnałów interferencyjnych pochodzących z tej samej stacji bazowej co sygnał pożądany albo z sąsiednich stacji bazowych. Pomiary można przeprowadzać wielokrotnie i stacja ruchoma może wymagać kilku pomiarów do obliczenia i/lub aktualizacji swojego położenia, szczególnie jeżeli się porusza, co prowadzi do szybkiego przełączania pomiędzy zwykłym odbiorem i trybami pomiaru ukierunkowanego na położenie, trybami przekazania itp.

Wyznaczanie niesynchronizowanych źródeł może ponadto wymagać przełączania się pomiędzy różnymi odbieranymi sygnałami, co jest opisane dalej w powiązanym zgłoszeniu USA numer zgłoszenia 09/093 315, powyżej, włączanym tutaj przez powołanie.

Jednak w odbiorniku powstają problemy z uruchamianiem obwodu ARW na nowej częstotliwości, szczególnie jeżeli kanały częstotliwościowe są zmieniane nagle. Ponieważ typowy obwód ARW zawiera pętlę sterującą i opiera się na filtrowaniu kolejnych próbek sygnału, ustawienie obwodu ARW może zająć pewien okres czasu. Można to nazwać „czasem ustawiania ARW.

Pożądane jest minimalizowanie czasu ustawiania ARW, aby zminimalizować czas, w którym poziom sygnału sterowany przez ARW nie jest w zakresie docelowym. Jeżeli często albo ciągle występuje wiele przekazań albo przełączeń częstotliwości, czas ustawiania ARW może zajmować duży procent łącznego czasu przełączenia i stać się znacznym utrudnieniem dla utrzymywania jakości sygnału i oszczędzania energii.

Dlatego byłoby pożądane, aby istniał obwód ARW mierzący i regulujący wzmocnienie odbiornika tak szybko jak możliwe, z minimalnym czasem ustawiania. Taki obwód umożliwiłby ograniczenie energii, poprawiając jakość prowadzonej rozmowy.

Sposób sterowania obwodem cyfrowej automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW) w odbiorniku według wynalazku charakteryzuje się tym, że przełącza się odbiornik z pierwszego trybu pracy na drugi tryb pracy, reguluje się wzmocnienie związane ze wzmacniaczem w odbiorniku przy użyciu zbioru wartości parametrów związanych z drugim trybem pracy, aby przetwarzać odbierane sygnały po przełączeniu odbiornika na pracę w drugim trybie, przy czym zbiór wartości parametrów jest inny dla pierwszego trybu i drugiego trybu, oraz przełącza się odbiornik w trzeci tryb pracy.

Ponadto sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że podczas operacji przełączania z pierwszego na drugi tryb pracy steruje się odbiornikiem w pierwszym trybie, aby odbierać sygnały na przypisanym mu kanale ruchu, przełącza się na drugi tryb oraz steruje się odbiornikiem w drugim trybie, aby zmierzyć moc sygnałów związaną z kanałami innymi niż kanał ruchu.

PL 195 159 B1

Sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że w kroku przełączania na trzeci tryb pracy steruje się odbiornikiem w trybie uśpienia, aby okresowo go uruchamiać i odbierać sygnały w przypisanej szczelinie czasowej kanału wywoławczego, przełącza się z trybu uśpienia na tryb aktywny, w którym odbiornik zużywa więcej energii oraz steruje się odbiornikiem w tym trybie aktywnym, aby odbierać sygnały ruchu.

Ponadto sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że przeprowadza się konwersję analogowo-cyfrową na wyjściu wzmacniacza, aby wygenerować sygnał cyfrowy oraz ustala się średni poziom sygnału cyfrowego przy użyciu filtra dolnoprzepustowego.

Sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że filtr dolnoprzepustowy to filtr pierwszego rzędu, zbiór wartości parametrów dla pierwszego trybu zawiera pierwszą wartość stałej czasowej filtra, a zbiór wartości parametrów dla drugiego trybu zawiera drugą wartość stałej czasowej filtra, różną niż pierwsza wartość stałej czasowej filtra.

Ponadto sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że pierwszy tryb to tryb ruchu do odbioru sygnału na kanale ruchu przypisanym do odbiornika, drugi tryb to tryb pomiaru do mierzenia sygnałów na innych kanałach, a trzeci tryb to tryb uśpienia, oraz że pierwsza wartość stałej czasowej filtra zapewnia mniejszą szerokość pasma filtra niż druga wartość stałej czasowej filtra.

Sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że filtr pierwszego rzędu zawiera regulowany akumulator, który może być ustawiany przez procesor przy użyciu wartości wybranej spośród pierwszego i drugiego zbioru wartości parametrów zależnie od tego, czy odbiornik działa w pierwszym, czy w drugim trybie pracy.

Sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że filtr dolnoprzepustowy to filtr drugiego albo wyższego rzędu.

Ponadto sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że porównuje się średni poziom sygnału z docelowym średnim poziomem sygnału oraz reguluje się wzmocnienie na podstawie tego porównania, przy czym pętla sterująca ze sprzężeniem zwrotnym ma przynajmniej jeden zmienny parametr, który ustawia się przy użyciu wartości wybranej spośród pierwszego, drugiego i trzeciego zbioru wartości parametrów zależnie od tego, czy odbiornik działa w pierwszym, w drugim czy w trzecim trybie pracy.

Ponadto sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że wspomniany przynajmniej jeden zmienny parametr to współczynnik skalowania, który określa szybkość, z jaką przeprowadza się automatyczną regulację wzmocnienia.

Sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że przynajmniej jeden zmienny parametr to wartość ustawianego akumulatora.

Ponadto sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że przechowuje się pierwszy, drugi i trzeci zbiór wartości parametrów, związanych odpowiednio z pierwszym, drugim i trzecim trybem.

Sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że każdy spośród pierwszego, drugiego i trzeciego zbioru wartości parametrów zawiera pierwszą wartość związaną ze stałą czasową filtra, drugą wartość związaną z wartością akumulatora filtra, trzecią wartość związaną ze współczynnikiem skalowania i czwartą wartość związaną z wartością akumulatora układu całkującego.

Ponadto sposób według wynalazku charakteryzuje się tym, że ustala się czas upływający od zastosowania pierwszego, drugiego albo trzeciego zbioru wartości parametrów przez procesor, a procesor stosuje domyślny zbiór wartości parametrów jeżeli ten upływający czas jest większy niż próg, oraz że procesor przewiduje zbiór wartości parametrów w oparciu o przechowywany zbiór wartości parametrów i upływający czas, jeżeli upływający czas jest mniejszy niż próg.

Przedmiot wynalazku, w przykładzie wykonania, został bliżej objaśniony na załączonym rysunku, na którym fig. 1 przedstawia terminal ruchomy w układzie hierarchicznym makrokomórka/mikrokomórka, fig. 2 - schemat blokowy terminalu bezprzewodowego, fig. 3 - odbiornik z cyfrową regulacją wzmocnienia, realizujący przykład wykonania niniejszego wynalazku, fig. 4A - przykład wzmacniacza z cyfrową regulacją wzmocnienia realizujący niniejszy wynalazek, fig. 4B - kolejny przykład wzmacniacza z cyfrową regulacją wzmocnienia według niniejszego wynalazku, fig. 5 - zespolony przetwornik analogowo-cyfrowy, który można zastosować w związku z niniejszym wynalazkiem, fig. 6 - detektor średniego poziomu sygnału według przykładu wykonania niniejszego wynalazku, fig. 7 - pętlę sterującą ARW pierwszego rzędu według przykładu wykonania niniejszego wynalazku, a fig. 8 - pokazuje system automatycznej regulacji wzmocnienia z przełączaniem trybu, według niniejszego wynalazku.

PL 195 159 B1

W poniższym opisie, dla celów wyjaśnienia, a nie ograniczenia, przedstawione są określone szczegóły, takie jak określone obwody, elementy obwodów, techniki itd., aby umożliwić pełne zrozumienie niniejszego wynalazku. Jednak znawca zauważy, że wynalazek można zrealizować w innych przykładach wykonania, które wychodzą poza te określone szczegóły. W innych przypadkach szczegółowe opisy dobrze znanych metod, urządzeń i obwodów są pominięte, aby nie utrudniać opisu niniejszego wynalazku.

Figura 1 pokazuje telefon ruchomy 10 w hierarchii sieci ruchomej, obejmującej stację bazową 11 należącą do makrokomórki, albo hierarchii dalekiego zasięgu, oraz stację bazową 12 należącą do mikrokomórki, albo hierarchii krótkiego zasięgu. Makrokomórki zwykle zapewniają usługi komunikacyjne w zakresach 10-30 km, natomiast mikrokomórkę zwykle stosuje się do uzyskania pokrycia wewnątrz budynków, na przykład w centrach handlowych.

Mikrokomórka jest często zawarta w makrokomórce, aby unikać interferencji pomiędzy dwiema hierarchiami stosuje się różne kanały częstotliwościowe, na przykład kanał częstotliwościowy F1 dla makrokomórki i kanał częstotliwościowy F2 dla mikrokomórki. Telefon ruchomy 10 powinien automatycznie wykrywać, czy jest w zasięgu mikrokomórki 12 i przełączać się z usługi odbiorczej poprzez makrokomórkę na usługę odbiorczą poprzez mikrokomórkę. Optymalizuje to łączną wydajność systemu, ponieważ gdyby telefon ruchomy 10 kontynuował odbiór usługowy z makrokomórki, niemożliwe byłoby użycie kanału częstotliwościowego F1 dla drugiego telefonu ruchomego w rozszerzonym obszarze makrokomórki, natomiast przełączenie na usługę odbiorczą z mikrokomórki uniemożliwia korzystanie z częstotliwości F2 przez drugi telefon ruchomy tylko w ograniczonym obszarze pokrycia mikrokomórki.

Zwykła konwencja dla przeniesienia usługi z jednej komórki do drugiej komórki, zwanego „przekazaniem jest taka, że telefon ruchomy powinien zmierzyć moc sygnału różnych transmisji, na przykład moc odbieranego sygnału na częstotliwościach F1 i F2 i zgłosić zmierzoną moc sygnałów do aktualnie obsługującej stacji bazowej albo komórki. Następnie sieć podejmuje decyzję, czy wykonać przekazanie, czy nie, biorąc pod uwagę dostępną przepustowość na każdej częstotliwości i w każdej komórce i przekazuje odpowiednie polecenie do telefonu ruchomego.

Procedury przekazania stosuje się, gdy telefon ruchomy jest już używany do rozmowy. Gdy już przenosi się na przykład głos, pożądane jest unikanie przerw w przenoszeniu głosu, powodowanych koniecznością przeprowadzenia pomiarów na innych kanałach częstotliwościowych. Pożądane jest także, aby uniknąć stosowania złożonego oddzielnego odbiornika ruchu i odbiornika pomiarowego w małym i tanim telefonie ruchomym zasilanym z baterii.

W konsekwencji pomiary przeprowadza się przez tymczasowe przestrojenie odbiornika z F1 na F2 i z powrotem. Może być również kilka kanałów częstotliwościowych, na których należy przeprowadzić pomiary, czyli więcej niż dwa, a listę kanałów częstotliwościowych, na których należy przeprowadzić pomiary wysyła się z obsługującej stacji bazowej do telefonu ruchomego, może ona zawierać częstotliwości związane z sąsiednimi makrokomórkarni, mikrokomórkami, prywatną pikokomórką, systemami domowymi albo biurowymi lub satelitami telekomunikacyjnymi.

Gdy telefon ruchomy jest bezczynny, czyli nie jest używany do rozmowy, sporadycznie monitoruje sygnał nadajnika aktualnie wybranej stacji bazowej z ustalonym czynnikiem roboczym, wybranym tak, aby zaoszczędzić jak najwięcej energii baterii. Stacja bazowa może wywoływać określony telefon ruchomy tylko w okresach, w których wiadomo, że prowadzi on nasłuch, zwanej jego „szczeliną trybu uśpienia.

Różnym telefonom ruchomym przypisuje się różne szczeliny trybu uśpienia, aby wyrównać czasową zmienność obciążenia dla wywołań. Pomiędzy szczelinami trybu uśpienia telefon ruchomy ma dużo czasu zapasowego, w których przeprowadza pomiary sygnału na innych kanałach częstotliwościowych, jednak jest pożądane, aby zostały one przeprowadzone jak najszybciej, aby zminimalizować czas, w którym odbiornik jest zasilany i pobiera prąd z baterii.

Tak więc celem niniejszego wynalazku jest zmniejszenie czasu włączenia odbiornika związanego z przeprowadzaniem pomiarów na częstotliwościach innych stacji bazowych.

Na figurze 1 widać, że stosunek pomiędzy odległościami od telefonu ruchomego do stacji bazowej makrokomórki oraz stacji bazowej mikrokomórki może być bardzo duży, na przykład 10 km: 100 m. Wiadomo, że moc sygnału zmienia się w przybliżeniu z czwartą potęgą odległości. Mikrokomórka może także stosować inne wzmocnienia i wysokości anteny oraz inne poziomy mocy nadawczej w porównaniu z makrokomórką, tak więc połączenie tych różnic z niepewnością położenia telefonu ruchomego może prowadzić do tego, że telefon ruchomy będzie musiał działać przy dużych zmianach

PL 195 159 B1 poziomu sygnału. Wielkość zmian poziomu sygnału, przy których musi działać odbiornik, zwykle jest nazywana jego „zakresem dynamicznym. Zwykle potrzebna jest pewna postać automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW), aby uzyskać duży zakres dynamiczny, wtedy obwód ARW porównuje wzmocniony sygnał wyjściowy odbiornika z pożądaną wartością progową i automatycznie zwiększa albo zmniejsza wzmocnienie, aby utrzymać pożądany zakres sygnału wyjściowego. Alternatywna metoda zatytułowana „Logatymiczno-biegunowe przetwarzanie sygnału jest opisana w opisie patentowym USA 5 048 059 Denta, który włącza się przez powołanie. Technikę logarytmiczno-biegunową stosuje się częściej w odbiornikach wąskopasmowych, jak odbiorniki FDMA albo TDMA i nie nadaje się ona najlepiej dla odbiorników szerokopasmowych, jak odbiorniki CDMA.

Inną ważną cechę odbiorników można nazwać „chwilowym zakresem dynamicznym. Gdy odbiornik odbiera sygnał o modułowanej amplitudzie (AM), albo sygnał o amplitudzie, która nie jest stała, zmiany amplitudy zawierają ważną informację i dlatego nie powinny być zniekształcane. Tak więc system ARW działający na sygnałach AM kontroluje tylko względnie długoterminową średnią wartość wzmocnionego sygnału wyjściowego odbiornika, aby nie zniekształcać szybszych zmian amplitudy przenoszących informacje. Dlatego zwykle system ARW zawiera filtr dolnoprzepustowy, aby oddzielać wolniejsze zmiany amplitudy, na przykład powodowane zanikiem, od szybszych zmian amplitudy, powodowanych modulacją informacji.

W systemie CDMA stosującym liniową modulację sygnału nośnego o częstotliwości radiowej z częstotliwością wycinków w zakresie 4 megaherców, w zasadzie nie ma trudności w oddzielaniu tych wysokich składowych modulacyjnych od składowych zaniku, które leżą poniżej 1 kHz. Gdy średni poziom sygnału jest wyregulowany na pewną wartość, na przykład jeden wolt, albo jedna jednostka, i sygnał jest sygnałem typu szumowego, takim jak suma wielu sygnałów CDMA, chwilowa amplituda może łatwo osiągnąć wartość trzy razy większą od średniej albo wyższą. Maksymalne wartości faktycznego sygnału podobnego do szumu typu Gaussa są rzeczywiście nieograniczone.

Praktyczne wzmacniacze odbiorników ograniczają jednak te sygnały do pewnego poziomu, powodując zniekształcenie i celem ARW jest wtedy regulacja średniego poziomu sygnału albo jego wartości skutecznej (rms), tak aby wartości maksymalne, na przykład trzy razy większe od poziomu rms, nie były obcinane. Stosunek pomiędzy średnim regulowanym poziomem sygnału i poziomem obcinania w odbiorniku to chwilowy zakres dynamiczny.

Nowoczesne komórkowe systemy telefoniczne wykorzystują cyfrowe metody transmisji, takie jak TDMA albo CDMA, aby uzyskać wyższą przepustowość i jakość transmisji. Przetwarzanie tych sygnałów w odbiorniku obejmuje wzmacnianie, filtrowanie i konwersję sygnału w dół do odpowiedniej niskiej częstotliwości pośredniej, nawet do sygnałów pasma podstawowego I oraz Q wypośrodkowanych wokół DC, nazywanych zespolonym pasmem podstawowym, a następnie kwantyzację sygnału przy użyciu przetworników analogowo-cyfrowych, aby zachować zespoloną reprezentację wektorową zmian fazy i amplitudy sygnału radiowego.

Przetworniki analogowo-cyfrowe o dużej szybkości wymagane do kwantyzacji szerokopasmowych sygnałów CDMA zużywają dużo energii i jest pożądane ograniczenie selektywności bitowej takich urządzeń, aby oszczędzać energię. Ponieważ sygnały CDMA można dekodować przy stosunkach sygnału do szumu plus interferencja znacznie mniejszych od jedności, długość słowa przetwornika analogowo-cyfrowego przy uwzględnieniu szumu kwantyzacji nie jest zbyt duża, na przykład dwa bity plus znak, dla każdego ze strumieni bitowych I oraz Q. Jednak jeżeli wartość skuteczna sygnału jest o czynnik trzy niższa niż wartość maksymalna, która powinna być reprezentowana bez zniekształcenia, wymagany jest kolejny dodatkowy czynnik 3 albo 1,5 bita, co daje reprezentację na 3-4 bitach plus znak. Zakłada się tutaj, że system ARW został z powodzeniem użyty do regulacji poziomu wartości skutecznej sygnału dostarczonego do przetwornika analogowo-cyfrowego, tak aby leżał on dokładnie w poprawnym zakresie. Gdyby system ARW mógł tylko regulować poziom sygnału w obrębie +/-3dB, w przetwornikach analogowo-cyfrowych potrzebny byłby kolejny bit selektywności. Bez ARW zmiany poziomu sygnału w sytuacji na fig. 1 byłyby oczywiście znacznie większe niż +/-3dB. Tak więc szerokopasmowy odbiornik CDMA może mieć bardzo ograniczony chwilowy zakres dynamiczny w porównaniu do łącznego zakresu dynamicznego możliwych poziomów sygnału, przy których musi działać.

Schemat blokowy typowego telefonu bezprzewodowego, w którym można zrealizować system ARW i sposób według niniejszego wynalazku, jest pokazany na fig. 2. Sygnały są odbierane na różnych częstotliwościach w komórkowym paśmie częstotliwości anteną 100 telefonu ruchomego i przechodzą przez duplekser 101 do obwodów RF 104 odbiornika, które mogą zawierać wzmacniacze

PL 195 159 B1 o stałym lub zmiennym wzmocnieniu, filtrowanie, heterodynową konwersję w dół i konwersję analogowo-cyfrową, aby uzyskać zespolone próbki numeryczne dla przetwarzania sygnału 106. Syntetyzer częstotliwości 105 jest sterowany przez procesor sterujący 107, aby wygenerować różne częstotliwości oscylatora lokalnego dla heterodynowej konwersji w dół, znanej też jako mieszanie, przez co kontroluje się częstotliwość odbieranego sygnału, którą wybiera się do konwersji w celu przetwarzania sygnału. Procesor sterujący 107 w różnych chwilach może więc sterować odbiornikiem, aby odbierać i przetwarzać sygnały ruchu zawierające zakodowane sygnały głosowe na pierwszym kanale częstotliwościowym i alternatywnie przeprowadzać pomiary mocy sygnału na drugim kanale częstotliwościowym.

Gdy odbiornik z fig. 2 zostanie nagle przestawiony na odbieranie i przetwarzanie sygnałów na drugiej częstotliwości, które są znacznie silniejsze niż sygnały przetwarzane wcześniej na pierwszej częstotliwości, być może zostanie na moment przekroczony chwilowy zakres dynamiczny odbiornika, co powoduje, że przetwornik analogowo-cyfrowy zostanie przestawiony na pełną skalę i obcinanie. Przy przetwarzaniu sygnału nie wiadomo, o ile rzeczywiście silniejszy jest sygnał od poziomu obcinania. Na odwrót, jeżeli odbiornik zostanie nagle przestawiony z pierwszej częstotliwości na drugą częstotliwość, na której sygnał jest znacznie słabszy, zmniejszony poziom sygnału na wejściu przetwornika analogowo-cyfrowego może nie osiągnąć jednego bitu znaczącego pod względem amplitudy, tak że na wyjściu przetwornika analogowo-cyfrowego może powstać łańcuch wartości zerowych. Przy przetwarzaniu sygnału nie wiadomo więc, o ile słabszy jest drugi sygnał od pierwszego sygnału.

Zakładając, że stosuje się ARW, detektor ARW w końcu wykryje jeden z powyższych warunków i odpowiednio zmniejszy lub zwiększy wzmocnienie, aż poziom sygnału na wejściu przetwornika analogowo-cyfrowego znajdzie się znowu na środku optymalnego zakresu. Jednak ponieważ filtr dolnoprzepustowy musi oddzielać pożądane składowe modulacji amplitudowej od wolniejszych składowych zaniku, zwykłe systemy ARW nie mogą dostosować się natychmiast do zmiany w poziomie sygnału.

Sposobem częściowego rozwiązania powyższego problemu jest przyspieszenie systemu ARW podczas pomiaru innych sygnałów, w przeciwieństwie do przetwarzania sygnałów ruchu, przez zmianę szerokości pasma ARW. ARW nie musi unikać zniekształcania wysokoczęstotliwościowych składowych modulacji amplitudowej, przenoszących informację, jeżeli wymaga się tylko, aby mierzył poziom sygnału i nie musi dekodować informacji. Jednak szerokość pasma ARW jest określona przez podzespół z pamięcią, taki jak kondensator. Jeżeli potrzebna jest zmienna ARW, cyfrowe elementy pamięci nadają się lepiej niż podzespoły analogowe, takie jak kondensatory. Ponadto wartości zapamiętane w elementach pamięciowych filtra dolnoprzepustowego stosowane podczas trybu ruchu należy zachować podczas trybu pomiaru i przywołać, aby wznowić tryb ruchu.

Tak więc według niniejszego wynalazku dostarcza się cyfrowy system ARW zawierający elementy pamięciowe do przechowywania zapamiętanych wartości ARW związanych z pierwszym trybem pracy, takim jak dekodowanie sygnałów ruchu odbieranych na pierwszej częstotliwości, oraz elementy pamięciowe do przechowywania zapamiętanych wartości ARW związanych z drugim trybem pracy, takim jak przeprowadzanie pomiarów mocy sygnału na drugiej częstotliwości.

Na ogół istnieje pamięć do przechowywania listy możliwych stanów systemu, przy czym stan systemu może zawierać pewną liczbę wartości wskazujących na tryb pracy (tryb ruchu, tryb pomiaru itd.); kanał częstotliwościowy związany ze stanem; współczynniki filtra ARW związane ze stanem, oraz ostatnie znane wartości elementu pamięciowego filtra ARW, na przykład wartości wzmocnienia, związane ze stanem.

Niniejszy wynalazek obejmuje także przetwarzanie sygnału przez program softwarowy w procesorze sygnału 106 albo procesorze sterującym 107 do pobierania poprzedniego stanu z pamięci i do ładowania pobranych wartości do rejestrów operacyjnych systemu ARW, syntetyzera częstotliwości i stopni wzmacniacza o cyfrowej regulacji wzmocnienia. Przy przetwarzaniu sygnału przetwarza się także próbki odebranego sygnału przy użyciu pobranych współczynników filtra do aktualizowania wartości pobranego stanu, na przykład wartości wzmocnienia albo innej wartości elementu pamięciowego filtra, przed zachowaniem uaktualnionej wartości przy opuszczaniu stanu i pobraniem innego zapamiętanego stanu.

PL 195 159 B1

Opcjonalnie przetwarzanie sygnału może obejmować predykcję liniową, w której przewiduje się wzmocnienie, które będzie optymalne dla odbioru sygnału na danym kanale częstotliwościowym, aktualnie w oparciu o wzmocnienie, które uznano za optymalne w poprzednich przypadkach. W predykcji liniowej można także opcjonalnie zastosować wartość zegarową, wskazującą czas upływający od uznania poprzedniej wartości wzmocnienia za optymalną. Bieżąca wartość zegarowa może być również przechowywana w pamięci stanu wraz z uaktualnioną wartością wzmocnienia do zastosowania w przyszłej predykcji liniowej.

Według wynalazku można także nie stosować przewidywanej albo pobranej wartości wzmocnienia, gdy odnośna wartość zegarowa wskazuje, że upływający czas jest większy niż wartość progowa i w takich sytuacjach stosuje się domyślną wartość wzmocnienia albo przeprowadza się domyślne obliczenie wartości wzmocnienia, która ma zostać zastosowana.

Figura 3 pokazuje schemat blokowy odbiornika z cyfrową regulacją wzmocnienia do realizacji przykładu wykonania niniejszego wynalazku. Odbierane sygnały z anteny przechodzą przez duplekser nadawczo-odbiorczy do wzmacniacza niskoszumnego (LNA 50). Po dalszym filtrowaniu w filtrze RF 51, odbierane sygnały są przekształcane na częstotliwość pośrednią poprzez mieszanie heterodynowe w mieszaczu 52 z sygnałem lokalnego oscylatora z programowanego syntetyzera częstotliwości. Sygnał o częstotliwości pośredniej (IF) jest następnie filtrowany pasmowo w filtrze IF 53, aby ograniczyć szerokość pasma sygnału w zasadzie do jednego kanału radiowego.

Sygnał IF jest następnie wzmacniany o zmienną wartość przy użyciu wzmacniacza IF 60 o cyfrowej regulacji wzmocnienia. Sygnał IF może zostać następnie przetworzony przez przetwornik analogowo-cyfrowy w bloku 70, przez co uzyskuje się strumień liczb zespolonych oznaczony zgodnie z konwencją przez (I, Q) w reprezentacji kartezjańskiej.

Alternatywnie można zastosować reprezentację biegunową albo logarytmiczno-biegunową. Procesor sygnału 106/107 przetwarza strumień liczb zespolonych, aby odkodować odbierane informacje i generuje bity sterowania cyfrowego dla wzmacniacza 60 o cyfrowej regulacji wzmocnienia, aby utrzymać poziom sygnału dostarczanego do przetwornika analogowo-cyfrowego w optymalnym zakresie.

Figury 4a i 4b pokazują dwa możliwe układy dla wzmacniacza 60 o cyfrowej regulacji wzmocnienia według przykładów wykonania niniejszego wynalazku. Na fig. 4a łańcuch wzmacniający IF ARW sterowany napięciem albo prądem, 61a, 61b, 61c wzmacnia sygnał wejściowy, aby wygenerować sygnał wyjściowy, wzmocniony o wartość zależną od analogowego sygnału sterującego (napięcie albo prąd) dostarczanego przez przetwornik cyfrowo-analogowy 62 do stopni wzmacniających.

W wielostopniowych wzmacniaczach ARW, można dostarczać rosnący sygnał sterujący ARW, który coraz bardziej ogranicza łączne wzmocnienie, na początku zmniejszając wzmocnienie ostatniego stopnia, następnie zmniejszając wzmocnienie stopnia przedostatniego w celu dalszej redukcji wzmocnienia i na koniec zmniejszając tylko wzmocnienie pierwszego stopnia, jeżeli pożądana jest duża redukcja wzmocnienia.

W tym systemie tak zwanej „opóźnionej ARW unika się nadmiernego ograniczenia szumu wzmacniacza gdy poziom sygnału jest nadal pomiędzy niskim i średnim. Charakterystyczna krzywa sterująca wzmocnienia w zależności od bitów sterujących może mieć dowolną postać, dzięki przechowywaniu tabeli przeglądowej w procesorze sygnału 106, przy czym tabelę przeglądową reguluje się uprzednio, aby odwzorować pożądany współczynnik redukcji wzmocnienia na odpowiednie bity sterujące. Na przykład tabela przeglądowa może odwzorowywać współczynniki redukcji wzmocnienia wyrażane w decybelach w krokach 0,5 dB, aby sterować wzorcami bitowymi dostarczanymi do przetwornika cyfrowo-analogowego 62, podając charakterystykę liniową w decybelach.

Figura 4b pokazuje wzmacniacz, który może mieć wzmocnienie regulowane bezpośrednio przez pewną liczbę bitów sterujących b1, b2, b3. Tranzystory bipolarne TR1, TR2 to tranzystory z wieloma emiterami, z których każdy ma (w tym przykładzie) cztery emitery, bazę i kolektor. Taki tranzystor można uzyskać przez zrównoleglenie końcówek bazy i kolektora czterech tranzystorów bipolarnych, pozostawiając oddzielne emitery. Dwa tranzystory tworzą wzmacniacz różnicowy pomiędzy końcówkami bazy o zrównoważonym wejściu, do których dostarcza się zrównoważony sygnał wejściowy (Vin, -Vin), natomiast na zrównoważonych wyjściowych końcówkach kolektora występuje prąd wzmocnionego sygnału wyjściowego (Iout, -Iout).

PL 195 159 B1

Wzmocnienie z napięcia wejściowego +/-Vin na prąd wyjściowy +/-Iout jest dane przez:

lout = Vin/R gdzie R jest łącznym równoważnym oporem pomiędzy końcówkami emitera. R można zmieniać regulując źródła prądu I1, I2, I3 odpowiednio bitami sterującymi b1, b2,b3, które mogą być ustawione albo wyzerowane. Na przykład jeżeli ustawi się b1, aby włączyć I1, łączny opór emitera R jest równy Ro (który występuje zawsze, ponieważ Io jest zawsze włączony) w układzie równoległym z R1, czyli:

R=RoR1/(Ro+R1)

Alternatywnie można ustawić bit b2 albo b3, albo bit b1 i bit b2, bit b1 i bit b3 itd., można też ustawić wszystkie trzy bity, co daje osiem różnych wartości R. Wartości R1, R2, R3 i Ro można tak dobrać, aby uzyskać liniowy wzrost przewodności przy zwiększaniu bitów sterujących w obrębie ich ośmiu możliwych wartości. Alternatywnie można uzyskać przybliżenie do ośmiu kroków 0,5 dB.

Wzmacniacz z fig. 4b może być jednym wzmacniaczem w łańcuchu podobnych wzmacniaczy. W tym przypadku na przykład następny wzmacniacz w łańcuchu może umożliwiać kroki w przybliżeniu 4dB jeżeli pierwszy wzmacniacz zawarty w łańcuchu umożliwia osiem kroków 0,5 dB, a trzeci wzmacniacz umożliwia kroki w przybliżeniu 32 dB, jeżeli drugi wzmacniacz umożliwia osiem kroków 4 dB itd. Tak więc można uzyskać w przybliżeniu liniową charakterystykę regulacji w decybelach, w zależności od kodowych bitów sterujących, kaskadując odpowiednio dobrane wzmacniacze typu pokazanego na fig. 4b.

W obu przypadkach, czyli na fig. 4a i 4b, można zastosować kondensatory, aby wygładzić przejścia krokowe pomiędzy dyskretnymi wartościami wzmocnienia. Typowo pożądane jest utrzymanie prawie stałego wzmocnienia przez jeden okres symbolu CDMA zawierający wiele okresów wycinków, więc odpowiedni okres trwania przejścia krokowego to na przykład okres symbolu 64-wycinkowego, albo 16 uS przy częstotliwości wycinków 4 MHz. Można to uzyskać wymuszając częstości włączania i wyłączania źródeł prądu I1, I2 oraz I3 albo za pomocą kondensatora na linii napięcia wyjściowego przetwornika cyfrowo-analogowego 62.

Figura 5 pokazuje zespolony przetwornik analogowo-cyfrowy 62, który można zastosować według niniejszego wynalazku. Wzmocniony sygnał IF z wzmacniacza o regulacji ARW 60 jest dostarczany na wejścia kwadraturowego przetwornika w dół, złożonego z mieszacza synfazowego 71a, który mnoży sygnał wejściowy przez falę kosinusową na środkowej częstotliwości IF generowanej przez generator lokalny 72, oraz na wejście mieszacza kwadraturowego 71b, gdzie jest mnożony przez falę sinusową z generatora 72. Sygnały wyjściowe mieszacza poddaje się filtrowaniu dolnoprzepustowemu w filtrach 73a,73b, aby usunąć podwójne składowe IF i aby uzupełnić filtrowanie kanałowe, wykonane już częściowo przez filtr IF 53.

Sygnały wyjściowe z filtrów 73a,73b są następnie dostarczane do przetworników FLASH 74a,74b, w których sygnały kwantyzuje się na wartości czterobitowe, czyli na najbliższy z możliwych 16 poziomów pomiędzy największym możliwym poziomem dodatnim i największym możliwym poziomem ujemnym. Można rozważyć wiele sposobów wykonania przetworników FLASH, na przykład przy użyciu 16 komparatorów do porównywania sygnału wejściowego z każdym z 16 poziomów, alternatywnie jednego komparatora do porównywania sygnału z zerem, aby ustalić znak sygnału, a następnie ośmiu komparatorów do kwantyzacji wielkości na 3 bity, co daje reprezentację znak-wielkość.

Poziomy kwantyzacji mogą mieć niejednorodne odstępy, wtedy wyjściowe cztery bity są przekształcane na faktyczne poziomy, które reprezentują, przy użyciu tabeli przeglądowej, która określa poziomy dla większej liczby bitów niż cztery. Dla poziomów kwantyzacji o jednorodnych odstępach, poziomy mogą reprezentować sygnały +/-1 jednostka, +/-3 jednostki, +/-5 jednostek, +/-7 jednostek, +/-11 jednostek, +/-13 jednostek albo +/-15 jednostek. Jednym z celów wynalezionego systemu ARW jest zapewnienie, że sygnał jest utrzymywany na poziomie znajdującym się przeciętnie na środku 16 możliwych poziomów przetwornika FLASH, na przykład następuje wahanie pomiędzy poziomem +5 i poziomem -5, rzadko przekraczając maksymalny poziom dodatni +15 albo maksymalny poziom ujemny -15.

PL 195 159 B1

Procesor 106/107 ustala więc średni poziom sygnału (wartość skuteczną albo średnią kwadratową) i jeżeli jest on zbyt wysoki, wzmocnienie wzmacniacza 60 zostanie zmniejszone poprzez zmianę bitów sterujących, alternatywnie wzmocnienie zostanie zwiększone, jeżeli średni poziom sygnału jest zbyt niski.

Można zastosować inne sposoby kwantyzacji sygnału radiowego, jak sposób logarytmiczno-biegunowy według włączonego wyżej opisu patentowego USA 5 048 059 albo alternatywnie sposób próbkowania kwadraturowego według opisu patentowego 4 888 557 Puckette i innych, który włącza się tutaj przez powołanie.

Figura 6 pokazuje jeden z typów detektora średniego poziomu sygnału, który może być używany przez procesor sygnału 106/107 do wykonania opisanej wyżej funkcji. 4-bitowy sygnał I dostarcza się do układu logicznego 80a, podnoszącego do kwadratu, podobnie podnosi się do kwadratu sygnał Q w 80b. Można podnosić do kwadratu wartości czterobitowe, dostarczając je do 16-wartościowej tabeli przeglądowej, podnoszącej do kwadratu.

W reprezentacji znak-wielkość wystarczy dostarczać wartość 3-bitową do 8-elementowej tabeli przeglądowej, aby uzyskać kwadrat. Kwadraty są sumowane w sumatorze 81. Należy zauważyć, że I do kwadratu plus Q do kwadratu to miara kwadratu chwilowej amplitudy zespolonego wektorowego sygnału radiowego, która byłaby stała dla sygnału modulowanego wyłącznie fazowo. Jednak wynik będzie się wahał na wysokich częstotliwościach wskutek zmiennej modulacji amplitudowej i należy usuwać fluktuacje na wysokich częstotliwościach, aby uzyskać wygładzoną wartość dla wartości skutecznej sygnału. Na fig. 6 pokazany jest filtr dolnoprzepustowy pierwszego rzędu (jedno-biegunowy), który realizuje algorytm:

następna wartość średnia = ostatnia wartość średnia + (wartość wejściowa - ostatnia wartość średnia)/2ⁿ

Dzielnik 2n jest tak dobrany, aby można go było zrealizować przez zwykłe przesunięcie o n miejsc w prawo, ustala on, jak szybko filtr dolnoprzepustowy może reagować na zmiany sygnału wejściowego. Zakładając, że potrzebne będą różne szybkości filtra w różnych trybach odbiornika, zapewnia się, że „n jest zmienne i ustawiane przez procesor 106/107. Podobnie zakłada się, że zmiana trybu odbioru może wymagać zachowania bieżącej wartości akumulatora i jej zastąpienia przez pobranie poprzedniej wartości z pamięci, więc ustawia się akumulator na wartość z procesora 106/107. Filtr dolnoprzepustowy można oczywiście skonstruować w całości jako odpowiedni program softwarowy z programowalnym cyfrowym procesorem sygnału.

Jeżeli potrzeba, wartość wyjściową akumulatora, która reprezentuje średnią kwadratową amplitudy sygnału, można poddać działaniu pierwiastka kwadratowego jeśli potrzebna jest wartość skuteczna, albo można poddać funkcji logarytmicznej, jeżeli średni poziom sygnału ma zostać wyrażony w decybelach. Można także zmierzyć średni poziom sygnału innymi sposobami, na przykład w reprezentacji wielkość-znak można zastosować sumę wielkości I oraz Q i poddać filtrowaniu dolnoprzepustowemu, alternatywnie można zmierzyć liczbę ile razy, przekroczyły maksymalne poziomy dodatni i ujemny i zastosować ją jako parametr sterujący. W zasadzie jest nieistotne, który z powyższych sposobów zostanie zastosowany, celem systemu ARW jest regulowanie parametru, bez względu na to, jak jest wyrażony, aby jego średnia wartość była równa wartości docelowej, wyrażonej w ten sam sposób.

Figura 7 pokazuje pętlę sterującą pierwszego rzędu, do regulacji poziomu sygnału, aby był on bliski docelowej wartości średniej. Zmierzony poziom sygnału, bez względu na to, jak jest określany i mierzony, jest porównywany poprzez odejmowanie w komparatorze 88 z docelowym poziomem sygnału, określonym w ten sam sposób. Różnica to rozbieżność albo błąd przy porównaniu z żądaną wartością docelową.

Błąd jest skalowany przez podzielenie przez 2^m w układzie skalującym 89 i następnie całkowany w układzie całkującym 90 przez zebranie przeskalowanych wartości w sumatorze 91 wraz z poprzednią zbiorczą wartością z akumulatora 92, w każdym takcie odpowiedniego zegara albo podstawy czasu. Uwzględniając poprzednie komentarze odnoszące się do korzyści z utrzymania stałego wzmocnienia w całym okresie symbolu CDMA, okres zegara jest korzystnie jednym okresem symbolu CDMA, na przykład 16 uS.

PL 195 159 B1

Jeżeli skumulowana wartość jest dodatnia, co wskazuje że sygnał ma tendencję do utrzymywania się na poziomie wyższym niż poziom docelowy, bity sterujące pobrane z akumulatora 92 sterują wzmacniaczem ARW 60, aby uzyskać redukcję wzmocnienia. Na odwrót, jeżeli skumulowana wartość błędu jest ujemna, co wskazuje, że sygnał ma tendencję do utrzymywania się na zbyt niskim poziomie, bity sterujące z akumulatora 92 będą reprezentować zwiększone wzmocnienie. Tak więc ujemne skumulowane wartości wybierają duże wzmocnienie, natomiast dodatnie skumulowane wartości wybierają małe wzmocnienie.

Oczywiście jeżeli potrzeba można łatwo odwrócić tę konwencję znaków, albo zmienić ją na dowolną konwencję wstawiając tabelę przeglądową pomiędzy akumulatorem 92 i wzmacniaczem ARW 60, aby dostosować format bitowy akumulatora do formatu oczekiwanego dla regulacji wzmacniacza ARW. Na przykład tabela przeglądowa może wprowadzić liniową charakterystykę regulacji wzmacniacza ARW w decybelach.

Skalowanie przez 1/2^m określa szybkość, z jaką ARW reaguje na zmiany poziomu sygnału. Zakładając, że optymalna szybkość reakcji jest różna w różnych trybach pracy odbiornika, zmienia się „m, wartość ta jest ustawiana przez procesor 106/107. Podobnie zakładając, że wartość akumulatora powinna zostać zachowania przy przejściu z jednego trybu pracy na drugi, przez jej zastąpienie poprzez przywołanie wartości zapamiętanej uprzednio dla nowego trybu, procesor ustawia wartość akumulatora, która określa także wzmocnienie odbiornika. Zmierzony średni poziom sygnału na wejściu komparatora 88 może być próbkowany w dół przed dostarczeniem go do ARW, aby dostosować się do różnych częstotliwości próbkowania w filtrze dolnoprzepustowym i ARW.

Tak więc łącznie na fig. 6 i 7 zostały podane cztery parametry związane z ARW, które można korzystnie zachować w związku ze zmianą pierwszego trybu pracy odbiornika na drugi oraz przywołać i ponownie ustawić przy powrocie do pierwszego trybu.

Parametry to:

1. „n odnoszące się do stałej czasowej filtra wygładzania pomiaru mocy sygnału;

2. wartość akumulatora (V) dla filtra wygładzającego;

3. „m odnoszące się do szybkości pętli sterującej ARW; oraz

4. wartość akumulatora (G) odnosząca się do aktualnego wzmocnienia.

Te cztery parametry występują gdy stosuje się filtr wygładzający pierwszego rzędu i pętlę sterującą pierwszego rzędu. Oczywiście można zastosować filtry i pętle sterujące wyższego rzędu. Na przykład można zastosować filtr wygładzający drugiego rzędu o nieskończonej charakterystyce impulsowej (IIR), określony przez dwa współczynniki i mający dwa wewnętrzne stany pamięci do zachowania. Podobnie można zastosować pętlę sterującą drugiego rzędu, mającą dwa akumulacyjne układy całkujące połączone kaskadowo i czynnik tłumiący zapewniający stabilność, co jest dobrze znane z teorii pętli fazowych.

Pętla sterująca drugiego rzędu jest również charakteryzowana przez dwa współczynniki, które określają naturalną częstotliwość pętli i czynnik tłumiący i ma dwa wewnętrzne stany pamięci (wartości akumulatora), które korzystnie można zachować. Jednak pętle sterujące drugiego rzędu mogą być niestabilne jeżeli pętla zawiera element nasycający, a przetworniki analogowo-cyfrowe o niskiej selektywności stanowią taki element.

Figura 8 pokazuje kombinację opisanych wyżej elementów, tworzących system ARW według wynalazku, dostosowujący się do trybu. Opis działania pętli sterowania ze sprzężeniem zwrotnym jest taki, jak podano dla fig. 3, jednak parametry oznaczone „n, „V, „m i „G, które charakteryzują działanie pętli i aktualny stan są związane z pamięcią 100, która jest podłączona także do sterownika wyboru trybu 101. Pamięć 100, sterownik wyboru trybu 101, filtr wygładzający (fig. 6) i układ całkujący pętli (fig. 7) mogą być częścią procesora sygnału 106 albo procesora sterującego 107 z fig. 2, który steruje także innymi blokami, na przykład syntetyzerem częstotliwości 105.

Odbiornik realizujący obwód z fig. 8 według przykładu wykonania niniejszego wynalazku może działać w różnych stanach, oznaczonych TRYB 1, TRYB 2, TRYB 3 i TRYB 4 na fig. 8, każdy jest związany z zapamiętanym zbiorem współczynników ARW i parametrów stanu. Dwa przykładowe tryby opisane w sytuacji makrokomórka/mikrokomórka z fig. 1 to odpowiednio dekodowanie sygnału informacyjnego z jednej komórki, oraz chwilowe przełączanie na częstotliwość drugiej komórki, aby zmierzyć łączną moc sygnału z drugiej komórki. Można jednak przewidzieć inne tryby, jak tryb uśpienia, w którym telefon ruchomy w trybie bezczynnym jest wyłączany, aby oszczędzać baterię i włącza się okresowo, na przykład na 20 ms co jedną sekundę, w odpowiedniej szczelinie wywoławczej, aby ustalić, czy sieć wysyła do niego komunikat informujący o rozmowie.

PL 195 159 B1

Przy wychodzeniu z trybu uśpienia może być konieczne użycie innych parametrów ARW, na przykład aby szybciej dostosować wzmocnienie odbiornika do poziomu sygnału, który może się znacznie zmienić przez jedną sekundę, w porównaniu do trybu ruchu, w którym ARW działa prawie ciągle. Jeszcze jeden tryb, który można zastosować według niniejszego wynalazku, to wstępne pobieranie po włączeniu, w którym telefon ruchomy poszukuje sygnału na liście częstotliwości radiowych, korzystnie w zakresie wyuczonego prawdopodobieństwa i przetwarza najsilniejsze znalezione sygnały, aby spróbować zsynchronizować się i zdekodować sygnał sterowania rozgłaszaniem wysyłany przez stację sieciową.

Wstępne pobieranie wymaga sprawnego przełączania trybu odbiornika, takie operacje są opisane w zgłoszeniu patentowym USA nr 09/236 083 (Dent, złożone 25 stycznia 1999) zatytułowanym „Wielostopniowa synchronizacja CDMA z wykonywaniem równoległym, które włącza się tutaj przez powołanie.

Celem tego wynalazku nie jest ustalenie, jakie parametry ARW będą optymalne dla każdego trybu, ale założenie, że będą różne i dostarczenie mechanizmu do ich oddzielnego przechowywania i pobierania dla każdego trybu. Przechowywanie jest zapewniane przez pamięć 100 pod kontrolą sterownika 101, a pobieranie jest przeprowadzane przez sterownik 101 w synchronizacji w wyborem innego trybu albo kanału częstotliwościowego.

Gdy zmienia się tryby, czyli wychodzi się z trybu uśpienia, albo gdy chwilowo przerywa się tryb ruchu, aby przeszukać inny kanał częstotliwości, przywołuje się odpowiedni zbiór uprzednio zapamiętanych parametrów z pamięci 100. Współczynniki nie mogą być parametrami zmieniającymi się dynamicznie, natomiast parametry filtra i stanu sterownika (na przykład V i G) mogą przestać być aktualne wskutek tego, że nie można ciągle mierzyć próbkowanego sygnału.

Dlatego może powstać potrzeba przewidywania wartości wzmocnienia G do użycia w przyszłej sytuacji, na podstawie poprzednich pomiarów albo poprzednich wartości wzmocnienia, a także może być konieczne ustawienie V na wartość domyślną w celu rozpoczęcia wygładzania nowego sygnału. Predykcja zwykle obejmuje ustalanie szybkości zmian na podstawie uprzednich informacji i ekstrapolacji, co wymaga informacji o upływającym czasie.

Powodzenie ekstrapolacji zależy także od długości tego czasu. Jeżeli czas, który upłynął, jest zbyt duży, przechowywane parametry, nawet jeżeli są ekstrapolowane, mogą nie stanowić dokładnych przewidywań.

W tych okolicznościach trzeba wykryć, kiedy predykcja jest wątpliwa i powrócić do domyślnego trybu pracy, na przykład ustawić domyślne wzmocnienie, albo przeprowadzić złożone poszukiwanie odpowiedniej wartości wzmocnienia wykonując najpierw duże skoki wzmocnienia, rejestrując czy zmierzona moc sygnału to zero albo czy nasyciła ona detektor i jeżeli tak, kolejno zmniejszać wielkość skoku wzmocnienia aż moc sygnału znajdzie się w zakresie detektora mocy sygnału i będzie można zamknąć pętlę.

Oczywiście konieczny jest zegar do pomiaru upływającego czasu od ostatniej aktualizacji zbioru przechowywanych parametrów. Zegar na przykład byłby odczytywany przez sterownik 101, w czasie gdy zbiór parametrów zostaje zachowany przy wyjściu z trybu.

Po następnym wznowieniu trybu, bieżąca wartość zegara zostanie porównana z przechowywaną wartością, aby ustalić upływający czas, który zostanie porównany z progiem. Jeżeli upływający czas jest większy niż próg, zostanie wywołany domyślny sposób ustalania wstępnych parametrów ARW, natomiast jeżeli czas będzie mniejszy od progu, parametry ARW będą przewidywane w zależności od przechowywanych parametrów i upływającego czasu.

Różne sposoby przewidywania parametru albo parametrów z poprzednich wartości są znane jako predykcja liniowa, autoregresja albo fiItracja Kalmana. Można na przykład jednocześnie zastosować filtr Kalmana, aby ocenić przyszłą moc sygnału i szybkość zmian mocy sygnału. Moc sygnału i jej pochodną można też zastąpić przez wzmocnienie G i jego pochodną, ponieważ stosowane uprzednio wzmocnienie jest blisko związane z mocą sygnału.

Taki filtr Kalmana z dwiema zmiennymi zawiera macierz 2x2, oznaczaną zwykle przez P, która jest inicjalizowana dużymi wartościami na przekątnej i następnie aktualizowana po każdym pomiarze. Wielkości elementów macierzy P określają, jak bardzo każdy nowy pomiar może wpływać na oszacowanie zmiennych i zmniejsza się po każdym pomiarze, co oddaje coraz lepsze oszacowania. Zapobiega się zbieganiu macierzy P do zera, ponieważ wtedy uzyskiwano by średnie wartości zmiennych zamiast śledzenia zmiennych wartości.

PL 195 159 B1

Aby umożliwić śledzenie zmiennych wartości, macierz P jest „powiększana po każdym pomiarze przez dodanie stałej macierzy oznaczanej zwykle przez Q. Macierz Q oddaje szybkość, z jaką filtr może śledzić zmienne wartości.

Oczywiście można także rozszerzyć pamięć 100, aby przechowywać macierz P Kalmana, macierz Q, wartość zegarową i pochodną wzmocnienia, a także wartość wzmocnienia, oraz inne wskaźniki, jak wskaźnik trybu i numer kanału częstotliwościowego, tak więc rozwiązanie według wynalazku umożliwia odpowiednio przeprowadzanie liniowej predykcji wzmocnienia albo wartości mocy sygnału, aby poprawić adaptację wzmocnienia dla chwilowo odbieranych sygnałów. Takie obliczenia mogą być wykonywane także przez odpowiednie programy softwarowe, przechowywane w procesorze sygnału 106 albo procesorze sterującym 107.

Znawca może skonstruować system ARW adaptujący się do trybu pracy stosując różne modyfikacje treści podanej powyżej, nie odchodząc od idei i zakresu wynalazku, opisanego w poniższych

Claims (14)

1. Sposób sterowania obwodem cyfrowej automatycznej regulacji wzmocnienia (ARW) w odbiorniku, znamienny tym, że przełącza się odbiornik z pierwszego trybu pracy na drugi tryb pracy, reguluje się wzmocnienie związane ze wzmacniaczem w odbiorniku przy użyciu zbioru wartości parametrów związanych z drugim trybem pracy, aby przetwarzać odbierane sygnały po przełączeniu odbiornika na pracę w drugim trybie, przy czym zbiór wartości parametrów jest inny dla pierwszego trybu i drugiego trybu, oraz przełącza się odbiornik w trzeci tryb pracy.

2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że podczas przełączania z pierwszego na drugi tryb pracy najpierw steruje się odbiornikiem w pierwszym trybie, aby odbierać sygnały na przypisanym mu kanale ruchu, po czym przełącza się na drugi tryb oraz steruje się odbiornikiem w drugim trybie, aby zmierzyć moc sygnałów związaną z kanałami innymi niż kanał ruchu.

3. Sposób według zas^z. 1, znamienny tym, że podczas przełączania na ttzeci tt'ybpr'acy najpierw steruje się odbiornikiem w trybie uśpienia, aby okresowo go uruchamiać i odbierać sygnały w przypisanej szczelinie czasowej kanału wywoławczego, po czym przełącza się z trybu uśpienia na tryb aktywny, w którym odbiornik zużywa więcej energii oraz steruje się odbiornikiem w tym trybie aktywnym, aby odbierać sygnały ruchu.

4. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że przeprowadza się konwersję analogowocyfrową na wyjściu wzmacniacza, aby wygenerować sygnał cyfrowy oraz ustala się średni poziom sygnału cyfrowego przy użyciu filtra dolnoprzepustowego.

5. Sposób wedługzastrz. 4, znamiennytym, że tiitr dolno-przepustowyto tiitr pierwszego tzędu, zbiór wartości parametrów dla pierwszego trybu zawiera pierwszą wartość stałej czasowej filtra, a zbiór wartości parametrów dla drugiego trybu zawiera drugą wartość stałej czasowej filtra, różną niż pierwsza wartość stałej czasowej filtra.

6. Sposób wedługzastιrrz. 5, znamienny tym, że pierwszy ttyb to t^b tuchu do oc^t^ic^r^u sygnału na kanale ruchu przypisanym do odbiornika, drugi tryb to tryb pomiaru do mierzenia sygnałów na innych kanałach, a trzeci tryb to tryb uśpienia, oraz że pierwsza wartość stałej czasowej filtra zapewnia mniejszą szerokość pasma filtra niż druga wartość stałej czasowej filtra.

7. Sposób według zastrz. 5, znamienny tym, że fiitr pierwszego rzędu zawiera regulowany akumulator, który może być ustawiany przez procesor przy użyciu wartości wybranej spośród pierwszego i drugiego zbioru wartości parametrów zależnie od tego, czy odbiornik działa w pierwszym, czy w drugim trybie pracy.

8. Sposób według zas^z. 4, tym, że fiilr dolno-przepustowy to fiilr drugiego albo wyższego rzędu.

9. Sposób według zastrz. 4, znamienny tym, że porównuje się średni poziomu sygnału z docelowym średnim poziomem sygnału oraz reguluje się wzmocnienie na podstawie tego porównania, przy czym pętla sterująca ze sprzężeniem zwrotnym ma przynajmniej jeden zmienny parametr, który ustawia się przy użyciu wartości wybranej spośród pierwszego, drugiego i trzeciego zbioru wartości parametrów zależnie od tego, czy odbiornik działa w pierwszym, w drugim czy w trzecim trybie pracy.

PL 195 159 B1

10. Sposób według zastrz. 9, znamienny tym, że wspomniany przynajmniej jeden zmienny parametr to współcyyyyik skalowania, który określa szybkość, y jaką pryeprowadya się automatycyyą regulację wymocyieyia.

11. Sposób wedługzasttz. 9, znamienny tym, że pr^y^r^^jr^^ii^j j eden zmienny pr^rr^r^^et to wara tość ustawianego akumulatora.

12. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że ponadto przechowuje się pierwszy, drugi i tryeci ybiór wartości parametrów, ywiąyayych odpowiednio y pierwsyym, drugim i tryecim trybem.

13. Sposób według zastóz. 11^, tym, że każdy spośród pierwszego, drugiego i tizeciego ybioru wartości parametrów yawiera pierwsyą wartość ywiąyaną ye stałą cyasową filtra, drugą wartość ywiąyaną y wartością akumulatora filtra, tryecią wartość ywiąyaną ye współcyyyyikiem skalowania i cywartą wartość ywiąyaną y wartością akumulatora układu całkującego.

14. Sposób według zastóz. 1, znamienny tym, że ussala się czas uppywający od zastosowania pierwsyego, drugiego albo tryeciego ybioru wartości parametrów pryey procesor, a procesor stosuje domyślny ybiór wartości parametrów jeżeli ten upływający cyas jest więksyy niż próg, oray że procesor pryewiduje ybiór wartości parametrów w oparciu o pryechowywany ybiór wartości parametrów i upływający cyas, jeżeli upływający cyas jest mniejsyy niż próg.