NO307239B1 - Abonnentenhet for trådloest abonnentkommunikasjonssystem - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører abonnentkommunikasjons-systemer og er særlig rettet mot en forbedret abonnenthenhet for trådløs kommunikasjon med en basestasjon i et trådløst digitalt abonnentkommunikasjonssystem.

En typisk abonnentenhet er beskrevet i US patent 4.825.448 (David N. Critchlow et al). En basestasjon anvendt med en slik en abonnentenhet i et trådløst digitalt abonnentkommunikasjonssystem er beskrevet i US patent nr. 4,777,633 (Thomas E. Fletcher, Wendeline R. Avis, Gregory T. Saffee og Karle J. Johnson). Abonnentenheten som er beskrevet i søknad 06/893,916 innbefatter middel for å transkode et digitalt taleinngangssignal for å gi digitale inngangssymboler, middel for FIR-filtrering av de digitale inngangssymboler, middel for å utlede et analogt mellomfrekvensinngangssignal fra de filtrerte inngangssymboler, middel for å kombinere mellom-frekvensinngangssignalet med en RF-bærerbølge for radiotrans-misjon til basisstasjonen, middel for å demodulere et utgangssignal som mottas fra basisstasjonen til å gi digitale utgangssymboler, og middel for å syntetisere et digitalt taleutgangssignal fra de digitale utgangssymbolene. Abonnentenheten innbefatter en basisbånd-prosessorbrikke og en modemprosessorbrikke. Begge er TMS32020 digitale signalpro-sessorer. Basisbåndprosessorbrikkene utfører transkodingen av det digitale taleinngangssignalet, syntesen av de digitale utgangssymbolene, og forskjellige basisbånd styrefunksjoner, og modemprosessorbrikken utfører FIR-filtreringen av de digitale inngangssymbolene, og demoduleringen av utgangssignalet mottaes fra basisstasjonen. Modemprosessorbrikken virker generelt som hovedenhet for systemet.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en mindre kostbar abonnentenhet. Abonnentenheten ifølge' den foreliggende oppfinnelse innbefatter middel for å transkode et digitalt taleinngangssignal til å gi digitale inngangssymboler, middel for FIR-filtrering av de digitale inngangssymboler, middel for å modulere et digitalt mellomfrekvenssignal med filtrerte inngangssymboler til å gi et modulert mellomfrekvens-inngangssignal, middel for å behandle det modulerte inngangssignalet for transmisjon til basisstasjonen, middel for å demodulere et utgangssignal som mottas fra basisstasjonen til å gi digitale utgangssymboler, og middel for å syntetisere et digitalt utgangssignal fra de digitale utgangssymbolene, kjennetegnet ved at abonnentenheten innbefatter en FIR-brikke for å utføre nevnte FIR-filtrering av de digitale inngangssymbolene, en DIF-brikke for digitalt å syntetisere nevnte digitale mellomfrekvenssignal og for å utføre nevnte modula-sjoner av nevnte digitale mellomfrekvenssignal, og en enkelt prosessorbrikke for å utføre nevnte transkoding av nevnte digitale taleinngangssignal, for å utføre nevnte demodulasjon av nevnte utgangssignal som mottas fra basisstasjonen, og for å utføre nevnte syntetisering av de digitale utgangssymbolene .

FIR-brikken utfører FIR-filtreringsfunksjonen som ble implementert av programvare i modemprosessoren ifølge den kjente teknikks abonnentenhet som er beskrevet ovenfor. Ved å flytte den tidskonsumerende sende-FIR-filtreringsfunksjonen ut av modemprosessoren og ved å utføre demodulasjonsfunk-sjonen med den samme prosessoren som utfører basisbånd-behandlingsfunksjonen, kreves kun en prosessorbrikke.

Midler for digitalt å syntetisere det digitale mellomfrekvenssignalet er en direkte digital syntetlsator (DDS) som innbefatter midler koblet til prosessorbrikken og akkumulerer fasedata tilveiebragt av prosessorbrikken for å angi en forutbestemt mellomfrekvens; og middel for å behandle de akkumulerte fasedata for å generere nevnte digitale mellomfrekvenssignal på den forutbestemte mellomfrekvensen. Den foreliggende oppfinnelse tilføyer derfor ny funksjonalitet til abonnentenheten som ikke eksisterte i den tidligere kjente abonnentenhet som er beskrevet ovenfor, ved at direkte digital syntese muliggjør uhyre fleksibel avstemning av abonnentenheten. I den tidligere teknikks abonnentenhet som er beskrevet ovenfor var avstemning begrenset til et bestemt sett av kanaler adskilt med 25 KHz inkrementer. Videre var frekvensforskjellen blant sending og mottak fast på 5 MHz. DDS-funksjonen i DIF-brikken fjerner disse begrensinger, hvorved tillates andre typer av kanalavstander eller TX/RX forskyvninger å bli understøttet med minimal eller ingen modifikasjon av abonnentenhetens maskinvare.

Følgelig tilveiebringer DIF-brikken et fullstendig modulert digitalt IF-signal som digitalt kan syntetiseres på et hvilket som helst av et flertall av forskjellige forutbestemte mellomfrekvenser; og finoppløsningsfrekvensjustering kan tilveiebringes I DIF-brikken for å tillate frekvens-følging av utgangssignalet som mottaes fra basisstasjonen. Disse to trekk tillater radioen i abonnentenheten å inneholde kun en fast frekvens LO-referanse og eliminerer kravet til en RF-syntetisator. Disse to trekk tillater også den primære frekvensreferansen i abonnentenheten å være fast, med alle avstemningsjusteringene utført av DIF-brikken.

En direkte digital syntetisator er stabil og lett å produ-sere. Fasestøyspesifikasjoner kan tilfredsstilles uten behovet for en kostbar og komplisert PLL RF-syntetisator. DDS-trekket tilveiebringer frekvenssmidighet innenfor mellomfrekvensbåndet og tilveiebringer lettere frekvensmodi-fikasjoner for operasjonen i andre bånd.

Et annet trekk ved den foreliggende oppfinnelse er at FIR-brikken innbefatter middel for å generere tidsstyringssignaler for å tidsstyre transkodingsoperasjonen og syntetiser-ingsoperasjonen av det digitale taleutgangssignalet ved hjelp av prosessorbrikken.

Imidlertid utfører prosessorbrikken demoduleringen av utgangssignalet som mottas fra basisstasjonen uavhengig av tidsstyringssignalene som genereres av FIR-brikken. Prosessorbrikken mottar nevnte utgangssignal i henhold til tids styringssignalene som genereres av FIR-brikken, og bufrer det mottatte utgangssignalet for demodulering, hvorved det tillates at prosessorbrikken utfører nevnte demodulasjon når den ikke utfører nevnte transkoding og syntetiseringsopera-sjoner.

Den foreliggende oppfinnelsen reduserer også fremstillings-kostnadene ved å innbefatte en kombinasjon av en langsom hukommelse koblet til prosessorbrikken for lagring av behandlingskoder som anvendes av prosessorbrikken når nevnte koder ikke trenger å opereres med null ventetilstander (zero wait states", og en hurtig hukommelse koblet til prosessorbrikken for midlertidig å lagre behandlingskodene som anvendes av prosessorbrikken når nevnte koder opereres med null ventetilstander. Hurtige RAM-lagre (med en null vente-tilstand) og hurtige EPROM-lagre med samme brikketetthet er meget kostbare. For å redusere kostnadene kan prosessorkoden lagres i et langsomt EPROM (med en eller flere ventetilstander) og når prosedyrer må kjøres med null ventetilstander, kan koden opplastes fra den langsomme hukommelsen til den hurtige hukommelsen og kjøres derfra.

Ytterligere trekk ved foreliggende oppfinnelse er beskrevet i forhold til beskrivelsen av den foretrukne utførelsesform. Figur 1 er et blokkskjema over en foretrukket utførelsesform av abonnentenheten ifølge foreliggende oppfinnelse. Figur 2 er et blokkskjema over FIR-brikken som inngår i utførelsesformen vist i figur 1. Figur 3 er et blokkskjema over DIF-brikken som inngår i utførelsesformen vist i figur 1. Figur 4 illustrerer behandlingsoppgavene som utføres av prosessorbrikken som er vist i utførelsesformen i figur 1. Figur 5 illustrerer behandlingsrutinene som inngår i modembehandlingsoppgave vist i figur 4.

Det følgende er definisjoner av forkortelser og akronymer som anvendes her:

A/D Analog-til-digital

AGC Automatisk forsterkningsstyring

ASIC Applikasjonsbestemt integrert krets BPSK Binær faseskiftnøkling

CCT Kanalstyreoppgave

CCTJ Kanal styreenhet

CRC Syklisk redundanskontroll

DAC Digital-til-analog-omformer

DDS Direkte digitalsyntetisator

DIF Digital mellomfrekvens

DIP Dobbelt skrittholdende (in-line) pakke DOR Data utgang klar

DPSK Differenisialfasenskiftnøkling

DSP Digital signalbehandling

EPROM Slettbart leselager

FIR Endelig impulsrespons

I/O Inngang/utgang

LSB Minste signifikante bit

MPT Modembehandlingsoppgave

MSB Mest signifikant bit

MUX Multiplekser

PCM Pulskodemodulasjon

PLL Faselåst sløyfe

PWM Pulsbreddemodulasjon

QPSK Kvadraturfaseskiftnøkling

RAM Direkte lager

RCC Radiostyrekanal

RELP Rest eksitert nært prediktiv

RF Radiofrekvens

ROM Leselager

RX Mottak

RXCLK Mottak klokke

RXSOS Mottak start av luke (Recelve Start of Slot) SCT Abonnentstyreoppgave

SLIC Abonnent-linjegrensesnittkrets

SPC Signalbehandlingsstyring

SPT Signalbehandlingsoppgave

SPTCTL SignalbehandlIngsoppgave-styreenhet

SSB Bryter-gaffel sample-buffer

TDM Tidsdelingsmultipleksing

TX Sending

TXCLK Sending klokke

UART Universell asynkron mottakersender

VLSI Meget stor skala integrasjon

XOR Eksklusiv eller

Idet det vises til figur 1 innbefatter den foretrukne utførelsesform av abonnentenheten ifølge den foreliggende oppfinnelse en telefon grensesnittenhet 10, en SLIC og kodek-enhet 11, en prosessorbrikke 12, et hurtig minne 13, et sakte minne 14, en adressedekoder 15, en FIR-brikke 16, en DIF-brikke 17, en DAC 18, en A/D omformer 19, en radio 20, en ringerkrets 21, og en oscillator 22.

FIR-brikken 16, som er en ASIC-brikke er tilpasset DIF-brikken 17 ved hjelp av linjer 23 og 24, til prosessorbrikken 12 ved hjelp av prosessorbuss 25 og linje 26, til A/D-omformeren 19 ved hjelp av linje 27, til SLIC og kodekkrets 11 ved hjelp av linje 29, til radioen 20 ved hjelp av linje 30 og til ringerkretsen 21 ved hjelp av linje 31.

Telefongrensesnittkretsen 10 er tilpasset en telefon 32 som omdanner lydbølger til et inngangstalesignal, og omdanner et utgangstalesignal til lydbølger.

SLIC og kodekkretsen 11 er koblet til telefongrensesnittkretsen 10 for å omdanne inngangstalesignalet til et basis bånd digitalt inngangssignal, som leveres til prosessorbrikken 12.

I en alternativ utførelsesform (ikke vist) er prosessorbrikken også tilpasset direkte UAET for å alternativt å motta digitale inngangssignaler direkte fra og sending av digitale utgangssignaler direkte til en digital I/O anordning.

Prosessorbrikken 12 innbefatter en modell TMS320C25 digital signalprosessor som transkoder basisbånd-digitalinngangssig-nalet i henhold til en RELP algoritme til å gi TX data digitale inngangssignåler på prosessorbussen 25. Bruken av en digital signalprosessor til å utføre en RELP algoritme er beskrevet i internasjonal patentsøknad nr. PCT/US85/02168, internasjonal publikasjon nr. WO 86/02726, publisert 9. mai, 1986.

FIR-brikken 16 FIR-fUtrerer de digitale inngangssymboler og tilveiebringer I,Q-data til DIF-brikken 17 på linjer 24.

DIF-brikken 17 interpolerer de filtrerte digitale inngangssymbolene, og modulerer et digitalt mellomfrekvenssignal med interpolerte inngangssymboler til å gi et modulert digitalt inngangssignal.

DAC 18 omdanner det modulerte digitale inngangssignalet til et modulert analogt inngangssignal.

Radioen 20 sender det modulerte analoge inngangssignalet til basisstasjonen, og mottar og demodulerer et modulert analogt utgangssignal fra basisstasjonen.

Oscillatoren 22 er en frittløpende oscillator, som gir klokkesignaler for prosessorbrikken 12.

En beskrivelse av forholdet mellom abonnentenheten og basisstasjonen befinner seg i US patent nr. 4,777,633. A/D-omformeren 19 omdanner det demodulerte mottakeranaloge utgangssignalet til et digitalt utgangssignal som inneholder digitale utgangssymboler.

Prosessorbrikken 12 syntetiserer et basisbånd digitalt utgangssignal fra de digitale utgangssymbolene. Syntese av RELP transkodete symboler ved hjelp av en digital signalprosessor er også beskrevet i internasjonal publikasjon nr. WO 86/02726. Prosessorbrikken 12 utfører dessuten ekkokansellering slik som beskrevet i US patent nr. 4,697,261 (David T. K. Wang og Philip J. Wilson).

SLIC og kodekkretsen 11 omdanner basisbånd digital-utgangssignalet til utgangstalesignalet som leveres av telefon-grensesnittenheten til telefonen 32.

FIR-brikken 16 konsoliderer kretsfunksjonaliteten til en VLSI-anordning for å redusere produksjonskostnad i abonnentenheten ved å eliminere mange separate middelsskalaintegra-sjons-deler.

Idet der vises til figur 2 innbefatter FIR-brikken 16 en forgrenings (fanout) buffer 33, en intern dekodingsmodul 34, en RX samplebuffer 35, styre og statusregistre 36, en ekstern adressedekodingsmodul 37, en vakthund tidsurmodul 38, en RX tidsstyringsmodul 39, en TX tidsstyringsmodul 40, et TX FIR-filter 42, en kodek tidsstyringsmodul 44, og en ringerstyre-modul 45.

FIR-brikken 16 tilveiebringer 45 millisekunds rammemarkør-generering, 11,25 millisekunds lukemarkørgenerering, 16 KHx symbolklokkegenerering, tidsstyringsjusteringskretser, RX sample bufring, TX symbolbufring, 8 KHz kodek tidsstyrings-generering, prosessor-grensesnittdekoding, ringer tidsstyr-ingsgenerering, ekstern adressedekoding og vakthund tidsur-tilbakestillingsgenerering. FIR-brikken 16 bufrer to 5-bit TX-symboler med en 8 KHz takt. FIR-brikken 16 omdanner og filtrerer TX-symbolene til I og Q datasymboler, med hvert slikt symbol lik 10-biter med en takt lik 160 KHz. I og Q dataene innfelles og utmates til DIF-brikken 17 med en takt lik 320 KHz. FIR-brikken 16 bufrer også RX-data samples med en 64 KHz takt; og fire RX data-sampler leses av prosessorbrikken 12 med en 16 KHz takt. Tidsstyringsklokker og signaler genereres av FIR-brikken 16 fra et innkommende 3,2 MHz hovedklokkesignal. Prosessorbrikken 12 synkroniseres til disse datatakter ved hjelp av luke og symbol avbrudd generert av FIR-brikken 16. K0DEK'ens og prosessorens 8 KHz tidsstyr-ingsstrobe og KODEK-klokke genereres av FIR-brikken 16 og synkroniseres til tiden for de innkommende RX-sampler. FIR-brikken 16 genererer også styrings- og tidsstyringssignaler for styring av formen og tidsstyringen av ringspenningen som tilveiebringes av ringerkretsen 21. Vakthund-tidsurmodulen 38 tilveiebringer et tilbakestillingssignal i tilfellet at prosessorbrikken 12 ikke utfører instruksjoner riktig.

Forgreningsbufferen 33 bufrer et 3,2 MHz hovedklokkesignal som mottas på linje 23a fra DIF-brikken 17, et avansert 3,2 MHz klokkesignal som mottas på linje 23b fra DIF-brikken 17, og et tilbakestillingssignal som mottas på linje 51 fra vakthund-tidsur 38. Så fremt det ikke er angitt på annen måte, blir all tidsstyring innenfor FIR-brikken 16 utledet fra 3,2 MHz klokkesignalet på linje 23a. Det avanserte 3,2 MHz klokkesignalet på linje 23b fører 3,2 MHz klokkesignalet på linje 23a med en syklus av et 21,76 MHz referansesignal som er tilstede innenfor DIF-brikken 17. 3,2 MHz klokkesignalet utledes fra 21,76 MHz referansen i DIF-brikken 17 og minimum pulsbredde er derfor 276 nanosekunder. Det avanserte 3,2 MHz klokkesignalet fra linje 23b tilveiebringes fra bufferen 33 via intern linje 47 til TX FIR-filteret 42, og kodek-tidsstyringsmodulen 44. TX FIR-filteret 42 er realisert delvis av et ROM-lager, som er pseudostatisk og krever at dens klar-gjørings inngang inaktiveres av det avanserte 3,2 MHz klokkesignalet på linje 47 mellom suksessive aksesser. HW-tilbakestillingssignalet på linje 51 tilbakestiller samtlige interne kretser i FIR-brikken 16 og tilveiebringer en maskinvaretilbakestilling til modulene i figur 1.

De interne klokker er enten bufrete versjoner av 3,2 MHz hovedklokkesignalet som mottas på linje 23a eller oppdel-inger av denne klokke.

Den interne adressedekodingsmodulen 34 tillater at prosessorbrikken 12 for å aksesse de Interne funksjoner av FIR-brikken 16 i den hensikt å styre slike funksjoner og bestemme deres status. Den interne adressedekodingsmodulen 34 mottar prosessoradresser og prosessorstrober på buss 25. Den interne adressedekodingsmodulen 34 tilbringer utgangssignaler på itern buss 48.

Utgangssignalene på buss 48 fra den interne adressedekodingsmodulen 34 innbefatter et leseklargjøringssignal til RX-samplebufferen 35, et styreskrivesignal og statuslesesignaler til styre- og statusregistrene 36, et skrivesignal til TX FIR-f ilteret 42, luke og klokkeskrivesignaler til RX tidsstyringsmodulen 39, et skrivesignal til TX tidsstyringsmodulen 40, og styresignaler til TX FIR-filtermodulen 42 og RX samplebufferen 35, og et AM strobsignal, som bevirker RX tidsstyringsmodulen 39 til å tilbakestille luketidsstyring. Kun en av respektive eller skrivesignaler på buss 48 fra den interne adressedekodingsmodulen 34 er aktiv på et hvilket som helst tidspunkt.

RX samplebufferen 35 mottar fire samples for hver RX symboltid fra A/D omformeren 19 via linje 27a med en 64 KHz takt, bufrer opp til to datasymboler, som er åtte samples totalt, og sender så slike datasamples til prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25. RX samplebufferen 35 implementeres i et dobbelt-anrops (dual-page) RAM. RX samplebufferen 35 mottar et leseklargjøringssignal på intern buss 48 fra den interne adressedekodingsmodulen 34 og et skriv strobsignal på intern linje 49 fra RX tidsstyringsmodulen 39.

Styre- og statusregistrene 36 tillater prosessorbrikken 12 å styre de interne funksjoner i FIR-brikken 16 og tillater prosessorbrikken 12 å lese statusen i TX FIR-filteret 42 og RX samplebufferen 35, og andre interne signaler. Styresignalene tilveiebringes av prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25 og statusindikasjonene utledes fra forskjellige interne moduler i FIR-brikken 16. Statusindikasjonene leveres til prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25. Statusindika-sj onene er RX underløp, RX overløp, TX underløp, TX overløp, start-av-ramme, RX start av luke, TX symbolklokke, RX symbolklokke og TX FIR-filter overstrømming.

Styresignalene, som leveres av styreregistrene 36 til de interne kretser via den interne buss 48, innbefatter det følgende: TX klargjøring, modulasjonsnivå, ringer klargjør-ing, programvaretilbakestilling, tritilstand, og vakthund-strob.

TX-klargjøringssignalet indikerer begynnelsen av en TX-luke basert på TX-forsinkelsen som er etablert i TX tidsstyringsmodulen 40.

Modulasjonsnivåsignalet leveres til RX tidsstyringsmodulen 39 og bestemmer hvorvidt en lukelengde er 180 eller 360 symboler.

Programvaretilbakestillingssignalet tillater prosessorbrikken 12 å tilbakestille interne funksjoner innenfor FIR-brikken 16.

Tri-tilstandssignalet tillater prosessorbrikken 12 å sette utgangene på et FIR-brikken 16 ut av funksjon. Ringerklargjøringssignalet tillater prosessorbrikken 12 å koble ringerkretsen 21 på og av. Dette signal tilveiebringer en to-sekunds og fire-sekunds kadens (taktgivning) for ringe-signalet .

Vakthund-stroben tillater prosessorbrikken 12 å tilbakestille vakthundstidsurmodulen for å bevirke at en maskinvaretilbakestilling ikke opptrer.

Prosessorbrikken 12 mottar et RX klokkeavbrytelse (RXCLKINT) signal fra RX-tidsstyringsmodulen 39 via linje 26c når data er blitt skrevet inn i de første fire lagersteder i dobbelt-anrops-RAM i RX samplebuffer 35. Prosessorbrikken 12 leser på RX samplene fra de fire første lagersteder i dobbelt-anrops RAM via prosessorbuss 25. Ved dette tidspunkt blir samples skrevet inn i de neste fire lagersteder i dobbelt-anrop RAM med en 64 KHz takt. 16 KHz hendelsen er en avledning av 64 KHz-hendelsen, som holder lese- og skrivehendelsene synkroni-serte. Dette sikrer at lese- og skriveoperasjonene ikke opptrer samtidig på et hvilket som helst hukommelsessted og sikrer også adekvat responstid fra prosessorbrikken.

En TX-symbolbuffer i TX FIR-filteret 42 mottar TX-symboler fra prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25 og bufrer to TX-symboler. Prosessorbrikken 12 avbrytes annenhver TX-symboltid for å skrive to ytterligere symboler inn i TX-symbolbufferen.

TX-symbolbufferen i TX FIR-filter 42 mottar et skrivesignal via den interne bussen 48 fra den interne adressedekodingsmodulen 34.

Etter hvert TX-klokkeavbrudd (TXCLKINT) signal på 8 KHz på linje 26a, skriver prosessorbrikken 12 ut to 5-bit TX-symboler. Datene er i et DPSK gråkodeformat. TX-symbolbufferen utmater et symbol hver 16 KHz for behandling ved hjelp av TX-FIR-filteret 42. Disse data dobbeltbufres på grunn av en asynkronisme mellom FIR-brikken 16 og prosessorbrikken 12. Den siste dataverdien gjentas inntil nye data skrives. Null data kan gjentas på denne måte. TX-symbolbufferen slettes under en tilbakespilling.

Under trening blir en fast sekvens av symboler sendt til FIR-brikken 16 ved hjelp av prosessorbrikken 12. FIR-brikken 16 utfører FIR-filtrering på disse symboler og utmater I,Q par til DIF-brikken 17.

Radioen 20 bringer data tilbake i sløyfe til Å/D-omformeren 19. Samplene leses av prosessorbrikken 12 slik som i direkte-koblet modusen og koeffisientene for prosessor RX-filteret som realiseres i prosessorbrikken blir justert. Den eneste tidsstyring som er kritisk for trening genereres av RX og TX tidsstyringsmodulene 39, 40.

RX-tidsstyringsmodulen 39 genererer alle referanseklokker og strober for behandling av RX-symbolene. Tidsstyringen justeres av prosessorbrikken 12 slik at behandling skal synkroniseres til RX-samplene som mottas via linje 27a fra basisstasjonen. RX-tidsstyringsmodulen 39 innbefatter en RX-klokke fraksjonstidsstyringskrets og en RX luke tidsstyrings-krets. Hensikten med disse to kretser er å synkronisere modemets mottakstidsstyring innenfor prosessorbrikken 12 til RX samplene som mottas på linje 27a fra basisstasjonen, og via A/D omformeren 19, og også regulere TX-tidsstyringsmodulen og Kodek-tidsstyringsmodulen 44.

RX-tidsstyringsmodulen 39 klokkes med en 3,2 MHz takt og mottar de følgende styresignalinnmatninger fra prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25: et AM strobsignal, et RX lukeklokkeskrivesignal, og et RX bitfølgingssignal.

Flere utmatninger genereres av RX tidsstyringsmodulen 39. En 64 KHz skrivestrob tilveiebringes på linje 49 til å styre skrivning til RX-samplebufferen 35. Et 64 KHz A/DSYNC strobsignal tilveiebringes på linje 27b til A/D-omformeren 19 for å synkronisere operasjonen av denne. Et 8 KHz strobsignal leveres også til kodek-tidsstyringsmodulen 44 via linje 52. Et 16 KHz RX klokkeavbrudds (RXCLKLINT) signal på linje 26c og RX start-av-luke avbrudd (RXSOSINT) signal på linje 26b utmates til prosessorbrikken 12. En pre-RX luke tidsstyrings-strob leveres på linje 54 til å styre TX-tidsstyringsmodulen 40.

Fraksjonstidsstyringskretsen i RX-tidsstyringsmodulen 39 settes av prosessorbrikken 12 til å generere RX-starten av lukeavbruddssignalet på linje 26b. Prosessorbrikken 12 bestemmer lagerstedet for et AM-hull (strobsignal) som sendes av basisstasjonen under innhenting. Når prosessorbrikken 12 detekterer AM-strobsignalet, blir luketidsstyringskretsen i RX-tidsstyringsmodulen 39 tilbakestillet av et tilbakestillingssignal fra prosessorbrikken 12. Dette innretter rammen og lukemarkørene til AM strobsignalet. Rammemarkøren er en 62,5 usek puls som opptrer hvert 45 millisekunder. Lukemarkø-ren er en 62,5 usekunds puls som gjentaes hver 11,25 milli-sekund, eller 22,5 millisekunder når den er i en QPSK-modus.

De innkommende RX-symboler demoduleres av prosessorbrikken 12 og tidsstyring blir ytterligere justert om nødvendig. For å justere 16 KHz RX-symbolklokken tvinger prosessorbrikken fraksjonstidstyrings (bitfølgings) kretsen til å innkorte eller å forlenge 64 KHz stroben med inntil femti 3,2 MHz sykluser.

Prosessorbrikken 12 overgår forholdet mellom RX-symbolene og rammetidsstyringen og foretar justeringer av 16 KHz RX-klokken i tilknytning til dette. Når RX-klokken justeres blir luke og rammemarkørene endret også på grunn av at de er en utledning fra RX-klokken.

For å holde antallet av pulskodemodulerte (PCM) samples som leveres til og fra nevnte SLIC og kodek-krets 11 synkronisert til rammetidsstyringen, styrer RX-tidsstyringsmodulen 39 kodek-tidsstyringsmodulen 44.

TX-tidsstyringsmodulen 40 innbefatter en TX-forsinkelseskrets og en TX-kontrolltidsstyringskrets. Disse kretser generer et TX-klokkeavbrudd (TXCLKINT) signal som leveres til prosessorbrikken 12 via linje 26a. TX-tidsstyringsmodulen 40 synkroniseres til RX-tidsstyringsmodulen 39 ved hjelp av pre-RX-luketidsstyringsstroben, som leveres til TX-tidsstyringsmodulen av RX-tidsstyringsmodulen 39 på linje 54 og anvendes til å tilbakestille TX-forsinkelseskretsen, som i sin tur genererer TX-lukemarkøren. Tidsstyring av TX-klokken er basert på den interne 3,5 MHz klokken.

Prosessorbrikken 12 styrer også TX-forsinkelse og TX-tids-styringskretsene ved å tilveiebringe TX-dataskrivestyresig-naler over prosessorbussen 25.

TX-tidsstyringsmodulen 40 tilveiebringer et T/R styresignal på linje 30 til radioen 20. Dette signal bestemmer hvorvidt radioen sender eller mottar data.

TX-tidsstyringsmodulen 40 kontrollerer også TX-symbolskif-ting, ROM-adressering, akkumuleringstidsstyring, og I,Q produktlagring for utmatning til DIF-brikken 17.

TX-tidsstyringsmodulen 40 tilveiebringer styresignaler på linje 56 for å holde TX FIR-filteret 42 synkronisert til TX-symbol og luketidsstyringen. Slik synkronisering gjennomføres i henhold til TX-luketidsstyringsmarkøren. Etter en tilbakestilling aktiverer TX-tidsstyringsmodulen 40 aktivt styresignaler på linje 56 så snart en TX-luke begynner.

TX FIR-filteret 42-modulen innbefatter et ROM-lager, som implementerer et FIR-filter ved å tilveiebringe I og Q data-produkter som reaksjon på at ROM-lageret adresseres for oppslag ved hjelp av en kombinasjon av TX-symboler som mottas fra prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25 og sinus og cosinus koeffisient-tellinger tilveiebragt av en teller innenfor TX FIR-filtermodulen 42. TX FIR-filteret 42 akkumulerer seks sekvensmessige I og Q data-produkter og lagrer resultater for utmatning til DIF-brikken 17 via linje 24a.

Minimumsfrekvensen som behøves for operasjon av TX FIR-filteret 42 bestemmes av symboltakten (16 KHz) ganger antallet av I og Q samples (2) ganger antallet av koeffisienter (10) ganger antallet av tapninger (6) = 1,92 MHz. Hovedklokken med 3,2 MHz tilfredsstiller dette minimums-frekvenskrav. Venteperioder tilføyes for å kompensere for den hurtigere utførelsestid.

TX-tidsstyringsmodulen 40 klokkes med en 3,2 MHz klokketakt, hvilket definerer en tilstandsperiode. På grunn av denne klokketakt er større en det ønskede minimum av 1,92 MHz, genererer TX FIR-filteret 42 signaler for de første seks av ti tilstandsperioder.

Hvert nytt TX-symbol må lastes inn i en sirkulærbuffer i TX FIR-filteret 42 med en takt lik 16 KHz. Det nye TX-symbolet og de foregående TX-symboler lagres i den sirkulære bufferen. Det eldste TX-symbolet droppes når et nytt TX-symbol forskyves inn. TX FIR-f il terets 42 utgangstakt er 320 KHz. Fra hvert TX-symbol blir 10 I-dataverdier generert og ti Q dataverdier genereres. Tabell 1 nedenfor viser hvorledes I, Q og null-informasjon kan utledes fra hver 5-bit-verdi.

Dataene i den sirkulære bufferen roteres hver 6 av 10 tilstander. Et nytt TX-symbol og de fem foregående TX- symboler beror 1 den sirkulære bufferen under tyve av disse ti tilstandsperioder. Koeffisientdelen av ROM-adressen økes også hver seks av ti tilstandsperioder. En akkumulator i TX FIR-filteret 42 addererer resultatene av hvert I-dataprodukt som leveres fra ROM-lageret for hver av de seks tilstands-periodene. Derfor blir akkumulatorregisteret slettet for den første addisjonen, og hvert suksessivt addisjonsresultat klokkes inn i et tilbakekoblingsregister i akkumulatoren slik at det kan tilføyes det nylig oppslåtte produkt. Så snart seks addisjoner opptrer blir resultatet klokket inn i utgangsskiftregisteret. Den samme prosess opptrer for de samme koeffisienter og Q-dataproduktene som tilveiebringes fra nevnte ROM for hvert TX-symbol.

ROM-adresselinjene tillater seksti COS koeffisient og seksti SIN-koeffisient oppslag for fire mulige I,Q dataindekser. Dette krever syv adresselinjer for koeffisienter og to adresselinjer for I,Q-data. Utmatningen fra FIR-filteret krever 10 biter. To ekstra biter kreves for å opprettholde nøyaktighet av fraksjonsdelen i oppslagsverdien. Dette gjør ROM størrelsen lik 412 x 12. Nevnte MSB for 1,0 dataindeksen føres rundt et ROM-lager til en l's komplementkrets som tvinger utmatningen fra nevnte ROM-lager til å bli invertert eller ikke-invertert.

Dersom symboladresseringen av nevnte ROM er et null-symbol, styrer nullbiten fire av de syv koeffisientlinjene. Ettersom syv adresselinjer anvendes for koeffisientoppslag tilveiebringer dette 128 lagersteder. Kun 120 koeffisienter behøves. Dette etterlater 8 ubrukte lagersteder. Nullverdier lagres i disse lagersteder, slik at null-informasjon lett kan utmates fra ROM-lageret.

En 2's komplementfunksjon realiseres ved å anvende et l's komplement og føre inn en logisk 1 i den påfølgende adderer. Utgangen fra addereren er pakket rundt til inngangen av addereren for suksessive addisjoner eller utmatning gjennom en MUX til et utgangsskiftregister. "Utmatningen avrundes ved å anvende kun de ti øvre biter.

De sirkulære bufferutganger for TX FIR-filteret settes til null etter en tilbakestilling. Dette tillater null-informasjon og blir behandlet inntil nye TX-symbolverdier lastes. I-data blir først behandlet etterfulgt av Q-data.

TX-klokkeavbruddsignalet opptrer kun under en TX-luke. Prosessoren vet ikke når en TX-luke begynner eller slutter, bortsett fra å reagere på dette avbrudd. Signalet har en aktiv lav varighet lik en 3,2 MHz klokkesyklus for å garan-tere at avbruddet ikke er aktivt så snart det er blitt betjent. TX-klokkeavbruddet opptrer annenhver symboltid (16 KHz/2).

RX-klokkeavbruddet opptrer for en full ramme. Prosessorbrikken 12 vasker ut dette avbrudd ved å anvende RX-lukemarkere-ren som en maske. RX-klokkeavbruddet har en aktiv lav varighet lik en 3,2 MHz klokkesyklus.

RX-starten av lukeavbrudd opptrer hver 11,25 millisekunder, og har en aktiv lav varighet lik en 3,2 MHz klokkesyklus.

Hvert avbruddsignal tvinges til en inaktiv høy tilstand ved tilbakestilling.

Kodek-tidsstyringsmodulen 44 genererer tidstyringsstrober og sender det nødvendige klokkesignalet via linjer 29 til SLIC og kodek-kretsen 11 til å bevirke 8 databiter til å bli overført mellom nevnte kodek og prosessor med en 8 KHz takt. Kodek 11 mottar og sender 8 databiter hver 8 KHz. Kodek-tidsstyringsmodulen 44 sender et kodek-klokkesignal på linje 29a og et kodek-synkroniseringssignal på linje 29b. Kodek-klokkesignalet på linje 29a genereres med en takt lik 1,6 MHz ved å dele den avanserte 3,2 MHz-klokken med to. En 8 KHz puls av en 3,2 MHz periode mottas fra RX-tidsstyringskretsen 39 og reklokkes til å opptre under en 1,6 MHz periode, og således garanteres å opptre med hensyn til 1,6 MHz klokkens stigende kanter. Med disse to signaler skjer overføring av PCM-data mellom kodek 11 og prosessorbrikke 12. Dette tillater abonnent PCM-data å bli synkronisert til basisstasjonens PCM-data.

Ringerstyremodulen 45 reagerer på et ringeklargjøringsstyr-ingssignal som har sin opprinnelse i prosessorbrikken 12 og leveres fra styre- og statusregisteret 36 på intern buss 48 ved å generere et 20 Hz firkantbølgesignal på linje 31a og to 80 KHz fasestyresignaler, PHASEA på linje 31b og PHASEB på linje 31c og sende disse signaler til ringerkretsen 21. 20 Hz firkantbølgesignalet på linje 31a styrer polariteten av ringerspenningen som leveres av ringerkretsen til telefongrensesnittkretsen 10. 80 KHz fasesignalene på linjene 31b og 31c styrer den pulsbreddemodulerte kraftkilden i ringerkretsen 21.

Et tilbakestillings eller SLIC-ringekommandosignal på linje 29c fra SLIC-delen av SLIC og kodek-kretsen 11 slår av eller overstyrer disse signaler på linje 31a, 31b og 31c etter at ringeklargjøringssignalet som har sin opprinnelse i prosessorbrikken 12 har slått den på. Dette sikrer at ringeren er av dersom en tilbakestilling skjer eller telefonhåndmikro-telefonen tas av gaffelen.

Ettersom ringerkretsen 21 genererer en høy spenning og forbruker mye effekt, genereres denne spenning ikke unntatt når det fordres av prosessorbrikken 12.

Den eksterne adressedekodingsmodulen 37 genererer brikkevalg på prosessorbussen 25 som anvendes av prosessorbrikken 12 til å aksessere DIF-brikken 17, UART-maskinvaren, og de langsomme hukommelse EPROM-lagrene 14 i separat distinkte adresseseg-menter. Prosessorbrikken 12 tilveiebringer 8 MSB-adresse linjer, datarom og programromsignaler. Disse dekodes til å generere passende brikkevalg.

Vakthundtidsurmodulen 38 genererer en 50 millisekundsmaskin-vare-tilbakestillingspuls på linje 51, som tilbakestiller alle FIE-brikke 16-moduler og alle abonnentenhetmoduler i figur 1. Vakthundtidsurmodulen 38 genererer en puls dersom den ikke tilbakestilles innenfor en 512 millisekundsperiode av vakthund-strobsignalet som leveres på buss 48 av styre- og statusregistrene 36.

DIF-brikken 17 tilpasses prosessorbrikken 12 ved hjelp av prosessorbussen 25, til FIR-brikken 16 ved hjelp av linjene 23 og 24, til DAC 18 ved hjelp av linje 71 og til en oscillator i radioen 20 ved hjelp av linje 72.

Oscillatoren i radioen 20 tilveiebringer et 21,75 MHz hovedklokkesignal på linje 71 til DIF-brikken 17.

Idet der vises til figur 3, innbefatter DIF-brikken 17 en klokkegenerator 60, en prosessordekodingsmodul 61, en FIR-brikkegrensesnittmodul 62, en interpolator 63, et styreregis-ter 64, avstemmingsregisteret 65, en DDS faseakkumulator 66, en DDS SIN og COS-genereringsmodul 67, en modulator 68 og en støyformer 69. I kombinasjon danner DDS f aseakkumulatoren 66 og DDS SIN, COS-generatoren 67 en direkte digital syntetisator (DDS) for digitalt å syntetisere et digitalt mellomfrekvenssignal.

DIF-brikken 17 er en ASIC-brikke, som er kartlagt som prosessordatahukommelse.

DIF-brikken 17 opererer i en av to operasjonsmodi, en modulert bærebølgegenereringsmodus og en ren bærerbølgemodus. I den modulerte bærebølgegenereringsmodusen blir basisbånd-data innmatet i I,Q-området og disse data anvendes til å modulere den rene bærerbølgen som genereres av DDS-funksjonen i DIF-brikken 17. I den rene bærebølgegenereringsmodusen blir basisbånddatainnmatninger ignorert og en umodulert bærebølge fra nevnte DDS tilveiebringes til nevnte DAC 18.

Klokkegeneratoren 60 genererer all tidsstyring og klokker innenfor DIF-brikken 17 og genererer også 3,2 MHz klokkesignalet og det avanserte 3,2 MHz klokkesignalet som leveres til FIR-brikken 16 på linjer 23a og 23b. De to primære tidsstyringssignalene som anvendes innen DIF-brikken 17 er et 21,76 MHz klokkesignal og et 2,56 MHz interpoleringsportsignal. 3,2 MHz klokken anvendes internt til å forskyve I og Q data på linje 24a fra FIR-brikken 16 inn i FIR-grensesnittmodulen 62.

Klokkegeneratoren 60 bufrer 21,76 MHz-klokken som mottas på linje 72 fra oscillatoren i radioen 20 og levererer et bufret 21,76 klokkesignal på linje 71a. Slik bufring foretas for å gi tilstrekkelig drivevne for interne funksjoner og for å minimalisere klokkeskjevhet. Den bufrete 21,76 MHz-klokken tilveiebringer også en klokke for nevnte DAC 18 og andre eksterne kretser.

Klokkegeneratoren 60 tilveiebringer 3,2 MHz klokkesignalet ved å dele 21,76 MHz-klokken med 6 og med 8 i den følgende sekvens: 6-8-6-8-6 som derved resulterer i en gjennomsnittlig deler lik 6,8 (21,76 / 6,8 = 3,2). Virkningen av denne per syklus-variasjon er en minimumsperiode lik 276 ns og en maksimumsperiode lik 368 ns. En avansert versjon av 3,2 MHz klokkesignalet genereres også som det avanserte 3,2 MHz klokkesignalet på linje 23b. Begge klokker er identiske med unntak av at ROM-devalgsignalet på linje 23b fører 3,2 MHz klokkesignalet på linje 23a med en 21,76 MHz klokkesyklus.

Klokkegeneratoren 60 leverer 2,56 MHz portstyresignalet på intern linje 74 ved å dele 21,76 MHz-klokken med 8 og 9 i en jevn sekvens (8-9-8-9-...), hvilket derved resulterer i en gjennomsnittlig deler lik 8,5 (21,76 / 8,5 = 2,56 MHz). Dette signalet anvendes av interpolatoren 63 og modulatoren 68.

Prosessordekodingsmodulen 61 tillater prosessoren å styre alle interne funksjoner hos DIF-brikken 17. Prosessordekodingsmodulen 71 dekoder prosessoreadresser og prosessorstrober som mottas fra datarom på prosessorbussen 25 til å gi interne skrivestrober, som leveres på intern buss 76 til styreregisteret 64 og avstemningsregistrene 65 for å sette prosessorbrikken 12 i stand til å skrive styrings- og konfigurasjons-data. Kun en utgang fra prosessordekodingsmodulen 61 er aktiv på et hvilket som helst gitt tidspunkt. Prosessoradressene bestemmer hvilken utmatning som genereres. Dersom en funksjon innenfor DIF-brikkens 17 adresserom velges, blir et brikke-valgsignal på linje 24c fra FIR-brikken 16 aktivt.

FIR-grensesnittmodulen 62 mottar I og Q sampler fra FIR-brikken 16 på linje 24a i et serielt format og omdanner disse til 10-bit parallelt format i hvilket de leveres til interpolatormodulen på linje 77. 1,0 portsignalet på linje 24b fra FIR-brikken 16 anvendes til å skille I-data fra Q-data. FIR-grensesnittmodulen 62 subtraherer også foregående I- og Q-samples fra eksisterende samples til å danne A I og A Q-samples som så forskyves til høyre 4 plasser 16) til å danne det korrekte inkrementet for interpolatormodulen på linje 78. Ettersom FIR-grensesnittmodulen 62 leverer data til interpolatoren 63, blir et synkroniseringsignal sendt av FIR-grensesnittmodulen 62 til klokkegeneratoren 60 for å synkronisere 2,56 MHz portsstyringspulsen som leveres på linje 74.

Interpolatoren 63 akkumulerer A I,Q på en 160KHz x 16 = 2,56 MHz takt og leverer interpolerte I og Q-samples til modulatoren 68 på henholdsvis linje 80 og 81. Interpolatoren 63 utfører en xl6 lineær interpolering for å redusere 160 KHz sampling ansporingene (spurs) som er tilstede i basisbånd-dataene som mottas fra FIR-brikken 16.

Interpolatoren 63 akkumulerer suksessivt A I og A Q samplene til å generere en utmatning ved en 2,56 MHz takt. Ved slutten av en akkumuleringssyklus (16 gjentagelser), bør utmatningen for interpolatoren være lik de eksisterende I og Q samples. Dette er kritisk ettersom den neste akkumuleringssyklusen starter sin syklus med de eksisterende data. For å sikre at dataene er korrekte, blir under den siste akkumuleringssyklusen de eksisterende I og Q-data innmatet direkte til interpolatorens utgangsregister i stedet for utmatningen fra addereren (som bør ha samme data).

Styreregistrene 64 anvendes til å styre og konfigurere DIF-brikken 17 og å velge operasjonsmodiene. Samtlige av styreregistrene 64 lastes av prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25.

Det finnes tre styreregistre 64. Det første styreregisteret registrerer et CW modussignal, et AUTO avstemnings H-L signal, og et AUTO avstemnings L-H signal. Det andre styreregisteret registrerer et tegnvalgsignal, et utgangsklokke-fasevalgsignal, et interpolatorklargjøringssignal, et seriell port-klokkevalgssignal, et seriell/paralell-modusvalgsignal, og et kvadraturklargjøringssignal. Styrefunksjonene knyttet til disse signaler er beskrevet senere ved avslutningen av beskrivelsen av de andre modulene i DIF-brikken 17.

Det tredje styreregisteret klargjør og spesifiserer koeffisientene for støyformeren 69.

Der er tre 8-bit avstemningsregistere 65 for lagring av 24 biter av faseinkrementdata for å spesifisere frekvensen av nevnte DDS. Dette gir et 24-bit avstemningsord som tillater en frekvensoppløsning lik (sampletakt)/2<24>= 21,76MHz/2<24>= 1,297 Hz. Utgangsfrekvensen for nevnte DDS er lik oppløs-ningen multiplisert med 24-bit avstemningsordet. Avstemningsregistrene 65 lastes ved hjelp av prosessorbrikken 12 via prosessorbussen 25. Avstemningsordet blir dobbeltbufret av avstemningsregistrene 65, slik at prosessorbrikken 12 kan skrive data til disse registere fritt uten å påvirke den eksisterende DDS-operasjonen.

Avstemningsordet lastes fra bufferavstemningsregistrene inn i utgangsavstemningsregistrene når en avstemnings-kommando avgis. Avstemningkommandoen synkroniseres til 21,76 MHz klokken til å gi en synkron overgang.

DDS faseakkumulatoren 66 utfører en modulo 2<24>akkumulering av faseinkrementet som tilveiebringes på linje 82 av avstemningsregistrene 65. Utmatningen fra faseakkumulatoren 66 representerer en digitalisert faseverdi som leveres på linje 83 til DDS SIN og COS generator 67. DDS SIN og COS-generatoren 67 genererer en sinusfunksjon. En DDS virker på det prinsipp at en digitalisert bølgeform kan genereres ved å akkumulere faseendringer på en høyere takt.

Avstemningsordet, som vil være forskjellig for forskjellige abonnentenheter, representerer en faseendring til faseakkumulatoren 66. Utmatningen fra akkumulatoren 66 kan strekke seg fra 0 til 2<24->l. Dette intervalet representerer en 360 graders faseendring. Selv om akkumulatoren 66 arbeider i standard binær, kan denne digitaliserte faserepresentasjon innmates til en bølgeformgenerator for å frembringe en hvilken som helst vilkårlig bølgeform. I DIF-brikken 17 frembringer DDS SIN og COS generatoren 67 SIN- og COS-funksjoner på linjer 84 og 85.

Perioden av bølgeformfunksjonen er basert på den tid som kreves for å utføre en summering til akkumulatorens øvre grense (2<24->l). Dette betyr at dersom et storfaseinkrement tilveiebringes, så vil denne grense bli nådd tidligere. Omvendt, dersom et lite inkrement gis, så kreves en lengre tid. Faseakkumulatoren 66 utfører en enkelt summering av inngangsfaseinkrementet og kan representeres av den etter-følgende ligning:

Hvor n er antallet av gjentagelser og Oinker ganske enkelt de data som tilveiebringes på linje 82 fra avstemningsregistrene 65.

I utførelsesformen av DIF-brikken 17 som er beskrevet her er verdien Ø-p begrenset av akkumulator lengden til å være maksimum 2<24>. Derfor kan den eksisterende fase beskrives som:

Ettersom akkumuleringsklokken er fiksert til å være hovedinn-gangsklokken på 21,76 MHz, resulterer dette i en fullstendig syklus som tar 2<24>/$^ni5gjentagelser ved en per gjentagelse-periode lik 1/21,76 MHz. Dermed tar hele syklusen den følgende tidsmengde: Ettersom denne periode representerer en 360 graders syklus, representerer resiproke verdier av dette uttrykket en frekvens. DDS-frekvensen er derfor

I DDS SIN, COS-genereringsmodulen 67 genereres SIN og COS-bølgeformene slik at en komplisert blanding kan utføres i modulatoren. Hver genereres av to oppslagstabeller som representerer et grovt og fint estimat av bølgeformen. De to verdiene adderes til å danne sammensatt 12-bit tegnet 2's komplement SI og COS-datautgangssignaler på linjer 84 og 85. Oppslagstabellen implementeres i ROM-lagrene som adresseres av de fjorten mest signifikante biter av signalet på linje 83 fra DDS-faseakkumulatoren 66.

Det er ønskelig å ha så meget fase og amplitudeoppløsning som det er praktisk. I DIF-brikke 17 utformingen er 14 biter av faseinnmatning og 12 biter av amplitudedatautmatning tilveiebragt i bølgeformgenereringsseksjonen. Dersom en "brutal-kraft" løsning blir tatt for å generere disse data, vil så meget store tabeller behøves for å generere alle mulige faser og amplituder (f.eks. 16K ord x 12 biter hver). For å minimalisere tabellstørrelsen, gjør DIF-brikken 17 bruk av kvadrantsymmetri og trigonometrisk dekomponering av de utmatede data.

Ettersom SIN og COS-bølgeformer har kvadrantsymmetri, blir de to mest signifikante biter i fasedataene anvendt til å speilvende den ene kvadrantdata rundt X og Y-aksen. For SIN-funksjonen er amplituden av bølgen i n til 2rt intervallet akkurat den negative av amplituden i 0 ti rt intervallet. For COS-funksjonen er amplituden av bølgen i n/2 til 3n/2 intervallet akkurat den negative av amplituden i 3n/2 til n/2 intervallet. De to MSB'er i faseakkumulatoren angir kvadran-ten (00->, 01->2, 10->3, ll->4). For SIN-funksjonen blir MSB av fasedata anvendt til å sette ut av kraft de positive data som genereres for de første to kvadrantene. For COS-funksjonen blir en XOR for de to fasedataene MSB'er anvendt til å oppheve virkningen av de positive data som genereres for kvadrantene 1 og 4.

Den ovenstående teknikk reduserer hukommelseskrav med en faktor lik 4. Dette resulterer fortsatt i et hukommelseskrav på 4K ord x 12 biter. For å redusere tabellstørrelsene ytterligere, blir en trigonometrisk dekomponering utført på vinklene. Den følgende trigonometriske identitet anvendes:

Ved å la $2<< Øi fører dette til den fullstendige approksimering som følger:

Det er ikke nødvendig å anvende alle biter av (J)^under beregning av det andre uttrykket av ligningen, idet $^er en delmengde av $]_.

For å generere COS-funksjonen kan den samme approksimering anvendes etter som

Dette resulterer i modifikasjon av $1& Oi variablene under beregning av COS-funksjonen. Dataene som er lagret i COS ROM-lagrene vil inkorporere denne vinkelmodifikasjonen slik at ingen endringer for fasedataene behøves.

Modulatoren 68 blander de interpolerte I og Q samples på linjer 80 og 81 med det digitale mellomfrekvenssignalet som er representert ved de komplekse SIN og COS-funksjonsdata på linjer 84 og 85 til å frembringe et modulert digitalt mellomfrekvenssignal på linje 87.

De interpolerte I,Q samples og DDS utmatningen blir digitalt blandet ved hjelp av to 10 x 12 multiplikatorer. Utmatningen fra blandingsprosessen summeres så ved hjelp av en 12 bit adderer til å danne en modulert baererbølge. Det er mulig å endre operasjonen av modulatoren 68 ved å tvinge I-innmatningen til bare nuller og Q-innmatningen til bare enere. Virkningen av dette er at en multiplikator vil utmate bare nuller og den andre vil utmate signalet fra kun DDS SIN,C0S-generatoren 67. Summen av disse to signaler gir et umodulert digitalt mellomfrekvenssignal.

Modulatoren 68 skaper et modulert digitalt mellomfrekvenssignal på linje 87 i henhold til følgende ligning:

12-bit utmatningen fra DDS SIN og COS-generatoren 67 multi-pliseres med 10 hit interpolert I og Q samples fra interpolatoren 63 til å generere to 12-bit produkter. Produktene blir så addert (kombinert) til å generere en 12-bit modulert utmatning på linje 87.

Ettersom både I-multiplikatoren og Q-multiplikatoren genererer 12-bit produkter, er det mulig at en overflyt kunne opptre når deres utmatninger kombineres. Derfor er det nødvendig å sikre at størrelsen av vektoren som genereres av I og Q aldri overskrider 1 (idet der antas at |l|,|Q| er brøktall < 1). Dersom dette ikke er sikret, er så en overflyt hos modulatoraddereren mulig.

Støyformeren 69 tilveiebringer et filtrert modulert eller umodulert digitalt mellomfrekvenssignal på linje 71b til DAC 18. Støyformeren 69 er utformet til å minske mengden av støyeffekt i utgangsspekteret bevirket av amplitudekvanti-seringsfeil.

Støyfilteret 69 virker ut fra det faktum at kvantiserings-støyen er en normal vilkårlig prosess, og effektspektral-tettheten i prosessen er flat over frekvensbåndet. Det ønskede utgangssignalet legges over på toppen av dette kvantiseringsstøygulvet. Støyformingsanordningen er et enkelt multiuttaks endelig-impulsrespons (FIR) filter. Filteret skaper et null som minsker kvantiseringsstøyeffekten i en viss del av frekvensbåndet. Når det ønskede signal legges over på det filtrerte støyspekteret, øker det effektive SQNR.

FIR-filteroverføringsfunksjonen er gitt av

Et to-adderertrinn skaper en andre tapnings- eller uttaks-verdi for b i området fra + 1,75 til —1,75 (i binære vekter av 0, 0,25, 0,50, 1,0) som vil flytte nullen i filteret over utgangsfrekvensbåndet, slik at den kan plasseres så nær som mulig den ønskede utgangsfrekvensen for maksimum SQNR-ytelse.

Null frekvensen kan beregnes ved å løse for røttene av den ovenstående ligning i z-planet. Røttene er et kompleks konjugert par som beror på enhetssirkelen. Nullfrekvensen er gitt av forholdet:

hvor 0 er vinkelen for roten i det øvre halvplanet. Den konjugerte roten vil gi et nullreflektert rundt Nyquist-frekvensen.

Tabell 2 angir nullfrekvenser generert av det binære veide andre uttak. La b3, b2 og bl tilsvare vektene 1,0, 0,5, 0,25, et "+"-symbol betyr at uttaket eller tapningen er lik dets vekt, et "—"-symbol betyr at uttaket eller tapningen er lik det negative av dens vekt, og '0' betyr at tapningen ikke har noen vekt. Noen av nullf rekvensene er lik de for andre kombinasjoner, ganske enkelt fordi de mulige kombinasjoner av og til overlapper (f.eks. 1,0 + 0,5 - 0,25 = 1,0 + 0,0 + 0,25). fsampie er 1,00.

All tidsstyring utledes fra 21,76 MHz klokkesignalet på linje 71a.

Funksjonene som er knyttet til signalene i styreregisterne 64 beskrives nå. Når CW-modussignalet settes, blir I-inngangen til respektive multiplikator i modulatoren 68 tvunget til bare nuller, og den korresponderende Q-inngang tvinges til bare enere. Nettoeffekten er at en umodulert bærebølge vil bli generert. Denne funksjonen blir dobbeltbufret og lastet data vil ikke bli aktive før en avstem-kommando avgis.

Interpolatorklargjøringssignalet klargjør xl6 interpolatoren på I,Q samplene. Dersom interpolatorklargjøringssignalet ikke er satt, blir I,Q-data innmatet direkte til multiplikatoren.

Eksternt minne som kreves for operasjon av prosessorbrikken 12 tilveiebringes av en hurtighukommeIse 13 og en langsom hukommelse 14. Den hurtige hukommelsen 13 aksesseres av en adressedekoder 15. Den hurtige hukommelsen 13 er et buffer-lager som er realisert i et RAM som har nullventetilstander. Det langsomme lageret 14 er et storromslager som er realisert i et EPROM, som har to ventetilstander. Det sakte lageret 14 er koblet til prosessorbrikken 12 for lagrings av behandlingskoder som anvendes av prosessorbrikken 12 når nevnte koder ikke trengs å bli operert med nullventetilstander, og den hurtige hukommelsen er koblet til prosessorbrikken 12 for midlertidig å lagre behandlingskoder som anvendt av prosessorbrikken 12 når nevnte koder opereres med nullventetilstander. Når prosedyrene må kjøres med nullventetilstander, kan koden opplastes fra den langsomme hukommelsen 14 til den hurtige hukommelsen 15 og kjøres derfra. Slike prosedyrer innbefatter avbruddstjenesterutiner, symboldemodulering, RCC-innhenting, BPSK-demodulering, og tale- og databehandling.

Prosessorbrikken 12 innbefatter en enkelt modell TMS320C25 digitalsignalprosessor, som utfører fire hovedoppgaver, en abonnentstyreoppgave (SCT) 91, kanalstyreoppgave (CCT) 92, en signalbehandlingsoppgave (SPT) 93, og en modem behandlings-oppgave (MPT) 94, som vist i figur 4. Disse fire oppgavene styres av en overvåkermodul 95. Nevnte SCT gjelder telefongrensesnittet og høynivåsanropbehandlingen. Nevnte CCT styrer modemet og RELP-operasjon og tidsstyring, og utførerer effektnivået og TX-tidsstyringsjusteringer i henhold til fordringer fra basisstasjonen. SPT utfører nevnte RELP, ekkokansellering og tonegenereringsfunksjoner. Overvåkeren anroper disse fire oppgaver sekvensmessig og kommuniserer med disse via styreord.

SCT 91 tilveiebringer høynivås styrefunksjonen innenfor abonnentenheten og har tre grunnleggende operasjonsmodi: ledig, tale og abort.

SCT går inn i ledigmodusen etter krafttilførsel og forblir i den tilstanden inntil den aktuelle taleforbindelse foretaes. Mens den er i ledigmodusen overvåker SCT abonnenttelefon-grensesnittet for aktivitet og svarer til basisstasjonen fordringer som mottas over radiostyrekanalen (RCC).

Den primære funksjonen av SCT er å lede abonnentenheten gjennom oppsetting og nedrivningen av taleforbindelsene på en radiokanal. Før enheten kan sette opp noe som helst anrop må den imidlertid finne den korrekte basisstasjonen. SCT bestemmer hvilken RCC-frekvens som skal brukes, og sender frekvensinformasjonen til nevnte CPT. En beskrivelse av initialiseringen av en kommunikasjonskanal mellom abonnentenheten og basisstasjonen befinner i US patentsøknad nr. 07/070,970 inngitt 8. juli, 1987.

Så snart abonnentenheten har oppnådd RCC-synkronisering, kan den etablere et anrop ved å utveksle meldinger over nevnte RCC med basisstasjonen, og ved å overvåke og sette maskin-varesignaler på telefongrensesnittet. Den følgende gjennom-vandring vil kort beskrive hendelsene som finner sted under anropsoppsetting.

Normal anropsoppsetting for anropsopprinnelse begynner med at abonnenten tar håndmikrotelefonen av gaffelen for å initiere en tjenestefordring. Nevnte SCT sender en anropfordringsmeld-ing til basisstasjonen. Nevnte SCT mottar en anropskoblings- melding. SCT signalerer til CCT om å forsøke synkronisering på talekanalen som er tildelt via anropskoblingsmeldingen. CCT oppnår synkronisering på kallekanalen. Abonnenten mottar en summetone fra hovedsentralen. Anropsoppsetting er full-ført. Hovedsentralen tilveiebringer den resterende anrops-avsluttingsstøtte.

Normal anropsoppsetting for anropsavslutning finner sted som følger: Nevnte SCT mottar en anropmelding fra basisstasjonen. Nevnte SCT svarer med en anropsmottakelse. Nevnte SCT mottar en anropforbindelsemelding. Nevnte SCT signalerer til nevnte CCT om å forsøke å synkronisere på talekanalen som er tildelt via anropsforbindelsemeldingen. Nevnte CCT oppnår synkronisering på talekanalen. Nevnte SCT starter ringgeneratoren for å tilføre ringing til den lokale sløyfen. Abonnenten tar håndmikrotelefonen av gaffelen. Ringingen stoppes. Talefor-bindelsen er fullført.

SCT implementerer anropsoppsettings- og nedrivningsoperasjo-nene som en endelig tilstandmaskin.

Dersom en talekanalfangst blir fullstendig gjennomført, svitsjer nevnte SCT til talemodusen og utfører et meget begrenset sett av støttefunksjoner. SCT prosessor-lasting holdes til et minimum på dette tidspunkt for å gi RELP talekompresjonen, ekkokanselleringen og modembehandlings-algoritmene maksimum prosessortilgjengelighet.

Nevnte SCT går inn i abortmodusen som et resultat av et ikke vellykket anropsopprinnelseforsøk eller en uventet anrops-nedrivningssekvens. Under abortmodusen blir en reordre sendt til håndmikrotelefonen. Nevnte SCT overvåker abonnenttele-fonens grensesnitt for en frakobling (utvidet på-gaffel), ved hvilket tidspunkt abonnentenheten går inn i ledigmodusen. Basisstasjonfordringer som mottas over radiostyrekanalen (RCC) avvises inntil frakoblingen detekteres.

Nevnte CCT 92 opererer som en forbindelsenivåkanalstyreenhet i basisbåndprogramvaren. Nevnte CCT har grunnleggende tilstander: RCC-operasjon, raffinering, og taleoperasjon.

Ved effekttilførsel går nevnte CCT inn i RCC-operasjontil-standen for å søke etter og så støtte RCC-kanalen. RCC-operasjonen innbefatter de følgende funksjoner: AM hullstyr-ing; overvåkning av synkroniserings og modemoppgavestatus; radiokanaltidsstyringsjustering; RX RCC-meldingsfiltrering; TX RCC-meldingsformattering; overvåking av PCM buffer I/O; og 1inkinformasj onbehandling.

Etter at en taleforbindelse er etablert går nevnte CCT inn i raffineringstilstanden for å finavstemme modemets fraksjonsmessige tidsstyring. Raffinering innbefatter de følgende funksjoner: fortolkning og reagering på raffineringsutbrudd, skapning og formattering av TX-raffineringsutbrudd, fremsend-ing av meldinger til nevnte SCT slik det måtte passe, overvåkning av modemstatusen, og overvåkning av PCM-buffer

I/O.

Etter raffinering begynner nevnte CCT taleoperasjon, hvilket innbefatter de følgende funksjoner: kodeordsignaliserings-støtte, frafall-gjenvinning, overvåking av synkroniserings og modemstatus, og overvåkning av PCM-buffer I/O.

Nevnte CCT 92 har tre grunnleggende operasjonstilstander: ledig, raffinering og tale. Det følgende er en gjennomgang av tilstandsovergangene som er involvert i CCT-operasjon.

Etter en tilbakestilling går CCT inn i ledigtilstanden og forblir inaktiv inntil gitt kanaltildelingsinstruksjoner av dette SCT. Nevnte SCT forsyner nevnte CCT med en frekvens på hvilken det skal søkes etter radiostyrekanalen (RCC). Nevnte CCT instruerer så nevne MPT om å synkronisere mottakeren til den gitte frekvensen og å søke etter et AM-hull. Manglende detektering av et AM-hull innenfor en forutbestemt tidsperi ode bevirker nevnte CCT til å be om en annen frekvens på hvilken det skal søkes fra nevnte SCT. Dette fortsetter i det uendelige inntil AM-hull deteksjonen er vellykket.

Etter en vellykket hulldeteksjon, begynner nevnte CCT å kontrollere mottatte data for det entydige ord. Et lite vindu rundt den nominelle entydige ordposisjonen avsøkes ettersom AM-hulldeteksjonsprosessen kan være vekkliggende med noen få symboltider. Så snart det entydige ordet er lokalisert og CRC feildeteksjonsordet verifiseres som korrekt, kan hver nøyaktige mottaksymboltidsstyring bestemmes. TDM-rammings-markørene blir så justert til den korrekte innretting og normal RCC-støtte begynner. Dersom det entydige ordet ikke kan lokaliseres, blir AM-hulldeteksjonen ansett som falsk og nevnte CCT ber om en ny frekvenstildeling fra nevnte SCT.

Under RCC-operasjonen vil nevnte CCT filtrere mottatte RCC-meldinger. Majoriteten av basisstasjonens RCC-meldinger er nullmønsteret og disse forkastes etter linkinformasjon er lest fra linkbyten. RCC-meldinger som inneholder reell informasjon formidles videre til nevnte SCT for behandling. Dersom RCC synkronisering mistes, ber nevnte CCT igjen om en ny frekvens fra nevnte SCT. Nevnte SCT vil reagere med den korrekte frekvens i henhold til RCC-frekvenssøkealgoritmen.

Når SCT initierer et tallanrop, tildeles CCT en talekanal og en tidsluke. Nevnte CCT bringer abonnentenheten aktiv i henhold til denne tildeling og begynner raffineringsprosessen. Under raffinering sender basisstasjonen og abonnentenheten et BPSK-signal som er særlig utformet til hjelpemodemet i fraksjonsbittid-innhenting. Basisstasjonens CCU formidler bit-tidsstyringsforskyvningen tilbake til abonnentenheten som en to's kompliment justeringsverdi. Nevnte CCT opprettholder et tidsgjennomsnitt av disse tilbakekoblingsforskyvninger. Så snart nevnte CCT bestemmer at den fraksjonsmessige tids-styringsverdi er innenfor en ønsket toleranse, justerer den abonnentenhetens sendetidsstyring tilsvarende. Lengden av tidsgjennomsnittet bestemmes dynamisk, avhengig av variansen av de fraksjonsmessige tidssampler. Etter en tidsstyrings-justering blir tidsgjennomsnittet tilbakestillet og prosedyren tas.

Så snart basisstasjonen detekterer at abonnentenheten er innenfor en akseptabel tidsstyringstoleranse, avslutter den raffineringsprosessen og taleoperasjoner begynner. Lengden av raffineringsprosessen bestemmes dynamisk, avhengig av hvor vellykket abonnentenhetens tidsstyringsjusteringer er. Effekt og heltallssymboltidsstyring blir også overvåket og justert slik det er nødvendig under raffineringsprosessen. Dersom abonnenten ikke klarer å finne basisstasjonens raffineringsutbrudd etter en tidsperiode, eller dersom raffineringsprosessen ikke kan gi akseptabel tidsstyring, blir forbind-elsen brutt og nevnte CCT returnerer til RCC-operasjonen.

Etter vellykket raffinering går CCT inn i taleoperasjonen på det tildelte modulasjonsnivået. Taleoperasjonsoppgavene innbefatter å styre RELP og MPT-operasjoner, å etablere talesynkronisering og kontinuerlig overvåkning via talekodeord som sendes fra basisstasjonen. Lokale sløyfestyrings-endringer, signalert via kodeordene, rapporteres til nevnte SCT slik de opptrer. Effekt og fraksjonsmessige tidsstyrings-inkrementellendringer blir også bestemt kodeordene. Sendte talekodeord formuleres av nevnte CCT basert på den lokale sløyfestyring tilveiebragt av nevnte SCT og kanallink eller forbindelsekvaliteten som rapporteres av modemet. Nevnte CCT returnerer til nevnte RCC når SCT utfører en anropned-rivningssekvens.

Dersom talesynkronisering mistes, initierer nevnte CCT en fade-gjenvinningsoperasjon. Etter tisekunders svikt for reetablering av en god taleforbindelse, informerer nevnte CCT nevnte SCT om tilstanden, og det initieres en anropsnedriv-ning. Dette bringer nevnte CCT tilbake til ledigtilstanden. Under en kanaltestoperasjon blir et taleutbrudd erstattet med kanaltestdata. Når et utbrudd nettopp er blitt mottatt, analyseres det med hensyn til bitfeil. Bitfeil-tellingen føres til basisstasjonen via de omvendte kanalutbrudd.

SPT 93 utfører samtlige av de digitale signalbehandlings (DSP) oppgaver innenfor abonnentenheten. De forskjellige DSP-funksjoner påkalles etter behov, under styring fra overvåkermodulen 95.

Nevnte SPT innbefatter en RELP-modul, som utføres fra et høyhastighets RAM-lager. RELP-modulen utfører RELP-talekom-presjon og ekspansjon med ekkokansellering. RELP-modulen omformer 180 byte blokker av 64 Kbps PCM taledata til og fra 42 byter av komprimert taledata under anvendelse av RELP-algoritmen.

Nevnte SPT innbefatter også en signalbehandlingsstyrer (SPC) modul, som bestemmer om tonegenerering eller RELP bør påkalles. I tilfellet RELP, bestemmer SPC hvorvidt syntese eller analyserutiner skal anropes. Synteserutinen returnerer en kvalitetsfeiltelling, som håndteres av SPTCTL-rutinen. Dersom tonegenerering ønskes, bestemmer den hvorvidt det skal utmates stillhet eller reorden.

Nevnte SPT styres via kommandoer fra nevnte SCT og CCT. Disse kommandoer påtaler og styrer operasjonen av de forskjellige funksjoner innenfor nevnte SPT ettersom de behøves av abonnentenheten. RELP og ekkokanselleringsprogramvare blir eksempelvis kun utført når abonnentenheten er aktiv på et taleanrop. Taleforløpstoner genereres når abonnentenhetens mottaker er av gaffelen og RELP ikke er aktiv. Tonene innbefatter stillhet og reorden. Bortsett fra ledigmodusen, opererer avbruddstjenesterutinen som håndterer PCM kodek'en kontinuerlig som en forgrunnsprosess, med fylling av dens sirkulære PCM-bufferen.

Styrings og modemfunksjonene utføres mellom analyse og syntesebehandlingen.

MPT 94 demodulasjonsprosedyren er oppdelt i to prosedyrer: DEMODA & DEMODB, hvor det tillates at RELP-syntesen utføres på RX-dataene i buffer A like etter at DEMODA-prosedyren er fullført. Etter DEMODA bør alle interne RAM-variabler lagres i eksternt RAM, så lastes på ny til internt RAM før DEMODB utføres. Dette er fordi RELP anvender det interne RAM.

Når RXCLK avbrudd på linje 26e mottas av prosessorbrikken 12 bevirker MPT fire mottatt RX-datasampler å bli lest og så anbragt i en sirkulær buffer, for behandling av demoduler-ingsprosedyren. Dette tillater andre oppgaver å bli utført mens RX-sampler mottas.

Nevnte MPT mottar RXCLK avbruddssignalet på linje 26e fra FIR-brikken 16 hver 62,5 usek under mottaksluken. RXCLK avbruddssignalet maskeres av prosessorbrikke fastvaren under ledig eller sendeluker.

Nevnte MPT mottar TXCLK avbruddssignalet på linje 26f fra FIR-brikken 16 kun under sendeluken. TXCLK-avbruddsignalet forteller prosessorbrikken 12 når det skal sendes et nytt TX-symbol til FIR-brikken.

Nevnte MPT leser fire samples fra RX-samplebufferen 35 i FIR-brikken 16 under hvert RXCLK-avbrudd på linje 26e. Nevnte MPT tilbakestiller inngangs- og utgangsadressetellerne til bufferen ved starten av mottaksluken.

Nevnte MPT sender TX-symboler til TX-symbolbufferen 36 i FIR-brikken 16.

Nevnte MPT leverer data til den fraksjonsmessige tidsstyringskretsen i RX-tidsstyringsmodulen 39 i FIR-brikken 16 som anvendes til å innrette RXCLK-avbruddsignalet på linje 26e med basisstasjontransmisjonen.

Nevnte MPT synkroniserer også DDS-frekvensen til basisstasjonens sendefrekvens.

Idet der vises til figur 5, innbefatter nevnte MPT de følgende moduler: en overvåkermodul 101, en treningsmodul 102, en frekvensinnhentingsmodul 103, en bitsynkroniserings-modul 104, en taledemoduleringsmodul 105, en symbolmottaks-modul 106 og en sendemodul 107.

Overvåkermodulen 101 er MPT-oppgaveovervåkeren. Den leser MPT styreordet (CTRL0) fra RAM-lageret, og anroper andre rutiner i henhold til styreordet.

Treningsmodulen 102 beregner en vektor av 28 kompleks FIR-filterkoeffisienter. Den aktiveres i ledigmodusen etter en kraftforsyning og ca. hver tredje time. En treningssender som er implementert av nevnte MPT aktiveres i en sløyfetilbake-føringsmodus til å sende en viss sekvens av symboler. Denne sekvens er ført tilbake i sløyfe til en treningsmottaker som er implementert av nevnte MPT, I en normal modus, i fremførte og forsinkete tidsstyringsmodi, og i øvre og nedre hosliggende kanaler.

Treningsmottakeren anvender samplene i inngangsbølgeformen til å skape en positiv bestemt symmetrisk matrise A av størrelsesorden 28. Også en 28-ord vektor V skapes fra inngangssamplene. Koeffisientenes vektor C er gitt ved:

B-koeffisienten beregnes så i henhold til algoritmen B = A 1, idet A er gitt.

Treningssenderen aktiveres i sløyfetilbakeføringsmodusen for å sende fem lignende par av sekvenser. Hvert par består av de følgende to sekvenser: I-sekvens: 9 null-symboler, "i", 22 null-symboler. Q-sekvens: 9 null-symboler, "j" , 22 null-symboler.

"i" kan være et hvilket som helst symbol, "j" er et symbol som avviker fra "i" med 90 grader.

Mottakerbehandlingsoppgavene er:

Å justere nevnte AGC slik at signaltoppen i den normale modus er 50 til 7056 av maksimum. Nevnte AGC økes med 23dB for 4. og 5. modi.

Les og lagre inngangssamplene. De første 32 ordsampler forkastes og de neste 64 sampler lagres, for hver sekvens.

Bygg matrisen A(28,28). Den følgende prosess foretas i den normale modus:

Addisjonen er for alle N som tilfredsstiller:

For de fremførte og forsinkede sekvenser blir den samme prosessen utført bortsett fra at uttrykket som skyldes N=8ikke adderes. I øvre og nedre hosliggende kanals kanal-sekvenser, blir følgende prosess utført:

Addisjonen er for alle N som tilfredsstiller:

Skap vektoren V(l:28) fra samplene i det første par av sekvenser: Re{V(I)} = X(32-I); der X er sampler i den første(I) sekvensen.

Im{V(I)>= X(32-I); der X er sampler i den andre(Q) sekvensen.

Finn koeffisientvektoren C ved å løse ligningen:

Disse behandlingstrinn er nærmere beskrevet i US patentnr. 4,644,561 utstedt 17. februar, 1987 (Eric Paneth, David N. Critchlow og Moshe Yehushua.

Frekvensinnhentingsmodulen 103 kjøres når styrekanalen mottas, for å synkronisere abonnentenhetens RX-frekvens til basisstasjonens sendefrekvens. Dette gjøres ved å justere DDS CW utmatningen inntil energiene for det mottatte signalets to sidebånd er like. Deretter blir DDS TX-frekvensene justert i henhold til det beregnede frekvensavviket.

Dersom prosedyren ikke klarer å oppnå frekvenssynkronisering, blir en passende feilkode anbragt i statusordet.

Bit-synkroniseringsmodulen 104 kjøres når nevnte RCC mottas og etter fullføring av frekvensinnhentingen. Et visst mønster sendes i de første 44 symbolene i RCC-transmisjonen fra basisstasjonen og dette anvendes av denne modul til å beregne RXCLK-avviket fra den korrekte samplingtid. Dette avvik anvendes til å justere RXCLK-tidsstyringen.

Taledemodulasjonsmodulen 105 aktiveres til å demodulere en taleluke. Den er resident i det sakte EPROM-lageret og dens funksjoner er oppdelt mellom to prosedyrer DEMODA og DEMODB.

DEMODA-funksjonene innbefatter initialiseringsparametere for symbolmottaksmodulen 106, anroping av symbolmottaksmodulen til å behandle de mottatte symboler for buffer A, og å lagre variablene i det eksterne RAM-lager før eksitering.

DEMODB-funksjonene innbefatter lasting av variablene fra ekstern RAM til intern RAM, anrope symbolmottaksmodulen for å behandle de mottatte symboler for buffer B, og bestemme link-eller forbindelsekvalitet og annen informasjon etter motta-gelse av samtlige symboler i luken.

Symbolmottaksmodulen 106 opplastes til nevnte RAM-lager når nevnte CCT går til talemodusen. Den anropes av DEMODA eller DEMODB til å utføre det følgende: (1) lese I og Q sampler fra den sirkulære bufferen, (2) FIR-filtrering av I & Q samplene, (3) å lese de sendte symboler og så putte disse i en buffer, (4) å utføre en fase-låst sløyfe til å synkronisere nevnte DDS til det innkommende signal, (5) å utføre bitfølgings-algoritmen, (6) AGC-beregning, og (7) akkumulere data for 1inkkvali tetsberegning.

Sendemodulen 107 innbefatter avbruddtjenesterutinen for TXCLK avbruddsignalet som mottas på linje 26e fra FIR-brikken 16, som opptrer en gang per to symboler under en sendeluke. Funksjonene for sendemodulen 107 innbefatter: (1) utpakking av sendesymbolet fra RELP-bufferen, (2) å utføre en invers GRAY-koding på dette, (3) å addere dette til den foregående sendte fase (på grunn av DPSK-transmisjonen), og (4) å sende dette til TX-bufferen i FIR-brikken 16.

Tilpasningen av nevnte MPT til basisbåndoppgavene skjer via styr og statusord og databuffere i den delte hukommelsen. Prosedyrer som krever hurtig utføring opplastes inn I bufferlageret når det behøves. Disse innbefatter avbrudds tjenesterutiner, symboldemodulering, RCC-innhenting, og BPSK-demodulering.

MPT-overvåkeren vil ikke vente på RXSOS til å lese og dekode styreordet, men ville gjøre det umiddelbart når den anropes.

TMS320C25 går til et kraftnedkoblet modus når ledig-instruk-sjonen utføres. For å bevare effekt vil fastvaren være i ledigmodusen det meste av tiden, da der ikke er noe telefon-anrop i gang. Etter en tilbakestilling vil dermed overvåkeren innhente RCC-synkronisering, og så gå til ledigmodus inntil et forutbestemt avbrudd bevirker en tilsvarende tjenesterutine å bli utført. Når operert i kraftnedkoblingsmodus går TMS320C25 inn i en sovende tilstand og krever kun en brøkdel av den effekt som normalt behøves for å mate anordningen. Mens den er i en effekt eller kraftnedkoblet modus, blir samtlige av det interne innhold i prosessoren opprettholdt for å tillate operasjoner å fortsette uendret når effektnedkoblingsmodusen avsluttes. Ved mottakelse av et avbrudd avslutter prosessorbrikken 12 effektnedkoblingsmodusen midlertidig og gjenopptar normal drift under en minimumstid av en hovedsløyfesyklus. Kravene for effektnedkoblingsmodusen kontrolleres ved slutten av hovedsløyfen hver gang for å bestemme hvorvidt abonnentenheten skal gå tilbake til ef f ektnedkob1ingsmodusen.

Lukeklokken er basert på den maskinvaregenererte luketidsstyring. Når en lukemarkør trigger et avbrudd, inkrementerer rutinen klokken med et tikk. Hvert klokketikk representerer 11,25 ms i tid.

Mottaks- og sendefunksj onene for nevnte UART er ikke av-bruddsdrevne, men styres av bakgrunnsprogramvaren (dette styrer prosessorlasting og hindrer rømte avbruddsforhold). Behandlingskoden støtter XON/XOFF protokollen ved å avskjære disse tegn direkte og umiddelbart klargjøre eller sette ut av funksjon UART-transmisjon slik det måtte passe. Takten av mottaks og sendeoperasjonen er konstruert til å være selektiv ved hjelp av en ekstern DIP-bryteranordning. Den typiske datamottagelsetakten er på 9600 baud. En sirkulærbuffer anvendes til å styre UART's transmisjonen. Bakgrunnsprogramvaren kontrollerer periodisk køen og initierer transmisjon dersom den ikke er tom. Den gjør dette ved å sende byter til nevnte UART en byte av gangen inntil køen er tom.

Brytergaffelen samples med nevnte TMS320C25-intern tidsur-avbruddsrutine. For å simulere DC-signalering blir en 1,5 ms sampleperiode anvendt. Dette avbrudd innrettes til rammetids-styring ved begynnelsen av hver ramme. Derfor er dens frekvens faselåst til basisstasjonen for å hindre underløp eller overflyt hos brytergaffelbufferen. For hvert avbrudd blir en bit som representerer brytergaffeldetekteringssig-nalet (fra nevnte SLIC) innført i 60-bit brytergaffel samplebufferen (SSB). Nevnte SSB granskes av nevnte SCT en gang hvert 45 ms under normal operasjon. Dette avbrudd klargjøres av programvaren bestandig.

Claims (9)

1. Abonnentenhet for trådløs kommunikasjon med en basisstasjon i et trådløst abonnentkommunikasjonssystem, omfattende middel for å transkode et digitalt taleinngangssignal til å gi digitale inngangssymboler, middel for FIR-filtrering av de digitale inngangssymboler, middel for å modulere et digitalt mellomfrekvenssignal med de filtrerte inngangssymboler til å gi et modulert mellomfrekvens inngangssignal, middel for å behandle det modulerte inngangssignalet for transmisjon til basisstasjonen, middel for å demodulere et utgangssignal som mottas fra basisstasjonen til å gi digitale utgangssymboler, og middel for å syntetisere et digitalt taleutgangssignal fra de digitale utgangssymbolene, karakterisert vedat abonnentenheten innbefatter en FIR-brikke for å utføre nevnte FIR-filtrering av de digitale inngangssymbolene, en DIF-brikke for digitalt å syntetisere nevnte digitale mellomfrekvenssignal og for å utføre nevnte modulasjon av nevnte digitale mellomfrekvenssignal, og en enkeltprosessorbrikke for å utføre nevnte transkoding av nevnte digitale taleinngangssignal, for å utføre nevnte demodulasjon av nevnte utgangssignal som mottas fra basisstasjonen, og for å utføre nevnte syntetisering av de digitale utgangssymbolene.

2. Abonnentenhet som angitt i krav 1,karakterisert vedat middelet for digitalt å syntetisere det digitale mellomfrekvenssignalet omfatter middel koblet til prosessorbrikken for å akkumulere fasedata tilveiebragt av prosessorbrikken for å indikere en forutbestemt mellomfrekvens, og middel for å behandle de akkumulerte fasedata til å generere nevnte digitale mellomfrekvenssignal på den forutbestemte mellomfrekvensen.

3. Abonnentenhet som angitt i krav 1,karakterisert vedat FIR-brikken innbefatter middel for å generere tidsstyringssignal for tidsstyring av transkodingsoperasjonen og operasjonen av å syntetisere det digitale taleutgangssignalet ved hjelp av prosessorbrikken.

4. Abonnentenhet som angitt i krav 3,karakterisert vedat prosessorbrikken utfører nevnte demodulasjon av nevnte utgangssignal mottatt fra basisstasjonen uavhengig av tidsstyringssignalene som genereres av FIR-brikken .

5. Abonnentenhet som angitt i krav 4,karakterisert vedat prosessorbrikken mottar nevnte utgangssignal i henhold til nevnte tidsstyringssignaler som genereres av FIR-brikken, og bufrer nevnte mottatte utgangssignal for demodulasjon derved som tillater prosessorbrikken å utføre nevnte demodulasjon når nevnte transkoding og synteti-seringsoperasjoner ikke utføres.

6. Abonnentenhet som angitt i krav 1,karakterisert vedat prosessorbrikken er koblet til FIR-brikken og DIF-brikken for å styre operasjon av nevnte FIR-brikke og operasjon av nevnte DIF-brikke.

7. Abonnentenhet som angitt i krav 1,karakterisert vedat den dessuten omfatter en langsomhukommelse som er koblet til prosessorbrikken for lagring av behandlingskoder som anvendes av prosessorbrikken når nevnte koder ikke trengs opereres med nullventetilstander , og en hurtighukommeIse koblet til prosessorbrikken for temporært å lagre behandlingskoder som anvendes av prosessorbrikken når nevnte koder opereres med nullventetilstander.

8. Abonnentenhet som angitt i krav 1,karakterisert vedat FIR-filtreringsmiddelet innbefatter en oppslagstabell for å tilveiebringe nevnte filtrerte digitale inngangssymboler som reaksjon på en kombinasjon av nevnte digitale inngangssymboler som tilveiebringes av nevnte transkoding og filtreringskoeffisienter tilveiebragt av prosessorbrikken.

9. Abonnentenhet som angitt i krav,karakterisertved at prosessorbrikken går inn i en effektnedkoblingsmodus som reaksjon på en lediginstruksjon, avslutter nevnte effektnedkoblingsmodus midlertidig som reaksjon på en avbruddsfordring og gjennopptar normal operasjon under en forutbestemt periode under hvilken det bestemmes hvorvidt en tjenesterutine skal utføres, og går tilbake til nevnte effektnedkoblingsmodus når der ikke er noen tjenesterutine som skal utføres.