SE512590C2 - Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem - Google Patents

Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem

Info

Publication number
SE512590C2
SE512590C2 SE9002624A SE9002624A SE512590C2 SE 512590 C2 SE512590 C2 SE 512590C2 SE 9002624 A SE9002624 A SE 9002624A SE 9002624 A SE9002624 A SE 9002624A SE 512590 C2 SE512590 C2 SE 512590C2
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
chip
processor
signal
digital
subscriber unit
Prior art date
Application number
SE9002624A
Other languages
English (en)
Other versions
SE9002624L (sv
SE9002624D0 (sv
Inventor
David Norton Critchlow
Moshe Yehushua
Graham Martin Avis
Wade Lyle Heimbigner
Karle Joseph Johnson
George Alan Wiley
Original Assignee
Interdigital Tech Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Interdigital Tech Corp filed Critical Interdigital Tech Corp
Publication of SE9002624D0 publication Critical patent/SE9002624D0/sv
Publication of SE9002624L publication Critical patent/SE9002624L/sv
Publication of SE512590C2 publication Critical patent/SE512590C2/sv

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
    • H04L27/2092—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner with digital generation of the modulated carrier (does not include the modulation of a digitally generated carrier)
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines
    • H04L2025/03477—Tapped delay lines not time-recursive

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Telephone Function (AREA)

Description

512 590 2 Föreliggande uppfinning àstadkommer en billigare abonnentenhet. Abonnentenheten enligt föreliggande uppfin- ning innefattar organ för kodkonvertering av en digital röstinsignal för ástadkommande av digitala insymboler; or- gan för FIR-filtrering av de digitala insymbolerna; organ för modulering av en digital mellanfrekvenssignal med de filtrerade insymbolerna för àstadkommande av en modulerad mellanfrekvensinsignal; organ för behandling av den modu- lerade insignalen för överföring till basstationen; organ för demodulering av en utsignal som mottagits frán bassta- tionen för àstadkommande av digitala utsymboler; och organ för syntetisering av en digital röstutsignal fràn de digi- tala utsymbolerna; varvid abonnentenheten innefattar ett FIR-chips för utförande av FIR-filtreringen av de digitala insymbolerna; ett DIF-chips för digital syntetisering av den digitala mellanfrekvenssignalen och för utförande av moduleringen av den digitala mellanfrekvenssignalen; och ett enda processorchips för utförande av kodkonverteringen av den digitala röstinsignalen, för utförande av demodule- ringen av den utsignal som mottagits fràn basstationen, och för utförande av syntetiseringen av de digitala utsymbolerna.
FIR-chipset utför den FIR-filtreringsfunktion som im- plementerades av mjukvara i modemprocessorn hos den ovan beskrivna abonnentenheten enligt teknikens ståndpunkt. Ge- nom att flytta den tidskrävande sänd-FIR-filtreringsfunk- tionen ut från modemprocessorn och genom att utföra demo- duleringsfunktionen med samma processor som utför bas- bandsbehandlingsfunktionen, erfordras endast ett proces- sorchips.
Organet för digital syntetisering av den digitala mellanfrekvenssignalen är en direktdigitalsyntetisator (DDS) som innefattar organ kopplat till processorchipset för ackumulering av fasdata som àstadkommes av processor- chipset för att ange en förutbestämd mellanfrekvens; och organ för behandling av ackumulerade fasdata för att alst- ra den digitala mellanfrekvenssignalen vid den förutbe- 512 590 3 stämda mellanfrekvensen. Föreliggande uppfinning förser således abonnentenheten med ny funktionalitet som inte fanns i den ovan beskrivna abonnentenheten enligt tek- nikens ståndpunkt, genom att direktdigitalsyntes medger utomordentligt flexibel avstämning av abonnentenheten. I den ovan beskrivna abonnentenheten enligt teknikens ståndpunkt var avstämningen begränsad till en ändlig upp- sättning kanaler stegvis åtskilda i steg om 25 KHz. Även frekvensskillnaden mellan sändning och mottagning var fast vid 5 MHz. DDS-funktionen hos DIF-chipset tar bort dessa begränsningar och medger därigenom stöd av andra typer av kanalseparationer eller TX/RX-förskjutningar med minimal eller ingen modifiering av abonnentenhetens hårdvara.
I enlighet härmed åstadkommer DIF-chipset en fullt modulerad, digital IF-signal som kan syntetiseras digitalt vid vilken som helst av ett flertal olika, förutbestämda IF-frekvenser; och finupplösningsfrekvensjustering kan ås- tadkommas i DIF-chipset för att medge frekvensspårning av den utsignal som mottas från basstationen. Dessa två egen- skaper låter abonnentenhetens radio innehålla endast en fast frekvens LO-referens och eliminerar behovet av en RF- syntetisator. Dessa två egenskaper låter också primärfrek- vensreferensen i abonnentenheten vara fast, varvid all av- stämningsjustering utförs av DIF-chipset.
En direktdigitalsyntetisator är stabil och lätt att tillverka. Fasbrusspecifikationer kan tillgodoses utan be- hov av en dyr och komplex radiofrekvenssyntetisator med faslåst slinga (PLL-RF-syntetisator). DDS-egenskapen åstadkommer frekvensrörighet inom IF-bandet och åstadkom- mer lättare frekvensmodifikationer för drift i andra band.
En annan egenskap hos föreliggande uppfinning är att FIR-chipset innefattar organ för alstring av timingsigna- ler för timing av processorchipsets kodkonverteringsope- ration och operationen för syntetisering av den digitala röstutsignalen.
U H Il' l W* \ \ II V W I ï Y HHUHI HU ll H H' l 512 590 4 Emellertid utför processorchipset demoduleringen av den utsignal som mottagits från basstationen oberoende av de timingsignaler som alstras av FIR-chipset. Processor- chipset mottar utsignalen i enlighet med de timingsignaler som alstras av FIR-chipset, och mellanlagrar den mottagna utsignalen för demodulering, och låter därigenom proces- sorchipset utföra demoduleringen när det inte utför kod- konverterings- och syntetiseringsoperationerna.
Föreliggande uppfinning reducerar också tillverk- ningskostnaderna genom att innefatta en kombination av ett långsamt minne kopplat till processorchipset för lagring av behandlingskoder som används av processorchipset då koderna inte behöver opereras med nollväntetider; och ett snabbt minne kopplat till processorchipset för temporär lagring av behandlingskoder som används av processorchip- set då koderna opereras med nollväntetider. Snabba läs- och skrivminnen (med nollväntetid) och snabba, raderbara läsminnen med samma chipsdensitet är mycket dyra. För att minska kostnaderna kan processorkoderna vara lagrade i ett långsamt, raderbart läsminne (med ett eller flera vänte- tillstånd), och då procedurerna måste köras med nollvänte- tid kan koderna uppladdas från det långsamma minnet till det snabba minnet och köras därifrån.
Ytterligare egenskaper hos föreliggande uppfinning beskrivs i samband med beskrivningen av den föredragna ut- föringsformen.
Fig l är ett blockschema över en föredragen utfö- ringsform av abonnentenheten enligt uppfinningen.
Fig 2 är ett blockschema över det FIR-chips som är inkluderat i den utföringsform som visas i fig 1.
Fig 3 är ett blockschema över det DIF-chips som är inkluderat i den utföringsform som visas i fig l.
Fig 4 visar de behandlingsuppdrag som utförs av det processorchips som visas i utföringsformen i fig l.
Fig 5 visar de behandlingsrutiner som är inkluderade i den modembehandlingsuppdrag som visas i fig 4. 512 590 DEFINITION AV FÖRKORTNINGAR OCH AKRONYMER Det följande är en definition av förkortningar och akronymer som används häri: A/D AGC ASIC BPSK CCT CCU CRC DAC DDS DIF DIP DOR DPSK DSP EPROM FIR I/0 LSB MPT MSB MUX PCM PLL PWM OPSK RAM RCC RELP RF ROM analog till digital automatisk förstärkningsreglering applikationsspecifika integrerade kretsar (kundanpassad krets) binär faslägesstyrning kanalstyruppdrag kanalstyrenhet cyklisk redundanskontroll D/A-omvandlare direktdigitalsyntetisator digital mellanfrekvens tvàradskapsel datautsignal klar ("Data Output Ready") differentialfaslägesstyrning digital signalbehandling raderbart läsminne ändligt impulssvar in/ut minst signifikant bit modembehandlingsuppdrag mest signifikant bit multiplexor pulskodmodulering faslàst slinga pulsbreddsmodulering kvadratfaslägesstyrning läs- och skrivminne radiostyrningskanal resterande, alstrat linjärprediktiv ("Residual Excited Linear Predictive") radiofrekvens läsminne un unnux nr 512 590 6 RX mottaga RXCLK mottag klocka RXSOS mottag luckbörjan SCT abonnentstyruppdrag SLIC krets för abonnentlinjegränssnitt SPC signalbehandlingsstyrning SPT signalbehandlingsuppdrag SPTCTL styrenhet för signalbehandlingsuppdrag SSB klykkontaktsamplingsbuffert TDM tidsmultiplex TX sända, överföra TXCLK sänd klocka UART seriegränssnitt VLSI mycket storskalig integration (VLSI) XOR antingen-eller (XOR) Med hänvisning till fig 1 innefattar en föredragen utföringsform av abonnentenheten enligt föreliggande upp- finning en telefongränssnittskrets 10, en SLIC-kodar/av- kodarkrets ll, ett processorchips 12, ett snabbt minne 13, ett långsamt minne 14, en adressavkodare 15, ett FIR-chips 16, ett DIF-chips 17, lare 19, oscillator 22.
FIR-chipset 16, som är ett ASIC-chips, snitt mot DIF-chipset 17 medelst ledningar 23 och 24, processorchipset 12 medelst en processorbuss 25 och en ledning 26, till A/D-omvandlaren 19 medelst en ledning 27, till SLIC- och kodar/avkodarkretsen ll medelst en ledning 29, till radion 20 medelst en ledning 30, och till signal- en D/A-omvandlare 18, en A/D-omvand- en radio 20, en signalaggregatkrets 21 och en bildar gräns- till aggregatkretsen 21 medelst en ledning 31.
Telefongränssnittskretsen 10 bildar gränssnitt med en telefon 32, och omvandlar en röstutsignal till ljudvàgor.
SLIC- och kodar/avkodarkretsen ll är kopplad till te- lefongränssnittskretsen 10 för omvandling av röstinsigna- som omvandlar ljudvàgor till en röstinsignal, len till en digital basbandsinsignal, som matas till pro- cessorchipset 12. 512 590 7 I en alternativ utföringsform (ej visad) bildar pro- cessorchipset också gränssnitt direkt mot ett UART för al- ternativ mottagning av digitala insignaler och sändning av digitala utsignaler direkt från resp till en I/0-enhet för digitala signaler.
Processorchipset 12 innefattar en digitalsignalpro- cessor av modell TMS32OC25, vilken kodkonverterar den di- gitala basbandsinsignalen i enlighet med en RELP-algoritm för att åstadkomma digitala TX-datainsymboler på proces- sorbussen 25. Användningen av en digitalsignalprocessor för utförande av en RELP-algoritm beskrivs i den interna- tionella patentansökan nr PCT/US85/02168 med det interna- tionella publiceringsnumret W086/02726, publicerad den 9 maj 1986.
FIR-chipset 16 FIR-filtrerar de digitala insymboler- na och åstadkommer I,Q-data till DIF-chipset 17 på led- ningarna 24.
DIF-chipset 17 interpolerar de filtrerade, digitala insymbolerna, och modulerar en digital mellanfrekvenssig- nal med de interpolerade insymbolerna för att åstadkomma en modulerad digital insignal.
D/A-omvandlaren 18 omvandlar den modulerade, digitala insignalen till en modulerad, analog insignal.
Radion 20 sänder den modulerade, analoga insignalen till basstationen; och mottar och demodulerar en module- rad, analog utsignal från basstationen.
Oscillatorn 22 är en självsvängande oscillator som åstadkommer klocksignaler för processorchipset 12.
En beskrivning av förhållandet mellan abonnentenheten och basstationen finns i det amerikanska patentet nr 4 777 633. _ A/D-omvandlaren 19 omvandlar den demodulerade, mot- tagna, analoga utsignalen till en digital utsignal som in- nehåller digitala utsymboler.
Processorchipset 12 syntetiserar en digital basbands- utsignal ur de digitala utsymbolerna. Syntes av RELP-kod- konverterade symboler medelst en digitalsignalprocessor vH I IW \ II \'| W W [INWI \\|H\ I '\ V II \ W 512 590 8 beskrivs också i WO 86/02726. Processorchipset 12 utför vidare ekosläckning såsom beskrivs i US-4 697 261 i namnen David T.K. Wang och Philip J. Wilson.
SLIC- och kodar/avkodarkretsen ll omvandlar den digi- tala basbandsutsignalen till den röstutsignal som åstad- kommes av telefongränssnittskretsen till telefonen 32.
FIR-chipset 16 konsoliderar kretsfunktionen till en VLSI-anordning för att minska produktionskostnaden för abonnentenheten genom att eliminera många separata inte- grationspartier av mellanskala.
Med hänvisning till fig 2 innefattar FIR-chipset 16 en belastbarhetsbuffert 33, en intern avkodningsmodul 34, en RX-samplingsbuffert 35, styr- och statusregister 36, en extern adressavkodningsmodul 37, en övervakande tidrelämo- dul 38, en RX-timingmodul 39, en TX-timingmodul 40, ett TX-FIR-filter 42, en kodar/avkodartimingmodul 44 och en signalaggregatstyrmodul 45.
FIR-chipset 16 åstadkommer 45 msek rammarköralstring, 11,25 msek luckmarköralstring, 16 KHz symbolklockalstring, timingjusteringskretsar, RX-sampelmellanlagring, TX-sym- bolmellanlagring, 8 KHz kodar/avkodartimingalstring, pro- cessorgränssnittsavkodning, signalaggregattimingalstring, extern adressavkodning och àterställningsalstring för övervakande tidrelä. FIR-chipset 16 mellanlagrar tvà fem- bitars TX-symboler vid en hastighet av 8 KHz. FIR-chipset 16 omvandlar och filtrerar TX-symbolerna till I- och Q- datasymboler, där varje sådan symbol är 10 bitars vid en hastighet av 160 KHz. I- och Q-datat inflätas och matas ut till DIF-chipset 17 med en hastighet av 320 KHz. FIR- chipset 16 mellanlagrar också RX-datasampel vid en hastig- het av 64 KHz; och fyra RX-datasampel läses av processor- chipset 12 vid en hastighet av 16 KHz. Timingklockor och -signaler alstras av FIR-chipset 16 från en inkommande 3,2 MHz huvudklocksignal. Processorchipset 12 synkroniseras till dessa datahastigheter medelst luck- och symbolavbrott som alstras av FIR-chipset 16. Kodar/avkodarens och pro- cessorns 8 KHz timingstrob och kodar/avkodarklocka alstras 512 590 9 av FIR-chipset 16 och synkroniseras till tidpunkten för de inkommande RX-samplen. FIR-chipset 16 alstrar också styr- och timingsignaler för styrning av form och timing för den ringspänning som åstadkommes av signalaggregatkretsen 21.
Den övervakande tidrelämodulen 38 åstadkommer en àterställningssignal i händelse av att processorchipset 12 inte exekverar instruktioner på riktigt sätt.
Belastbarhetsbufferten 33 mellanlagrar en 3,2 MHz hu- vudklocksignal som mottas på en ledning 23a från DIF-chip- set 17, en 3,2 MHz förklocksignal som mottas på en ledning 23b från DIF-chipset 17, och en återställningssignal som mottas på en ledning 51 från det övervakande tidreläet 38.
Om inte annat anges erhålls all timing inom FIR-chipset från 3,2 MHz klocksignalen på ledningen 23a. Förklock- signalen på 3,2 MHz på ledningen 23b ligger en cykel av en 21,76 MHz referenssignal som är närvarande i DIF-chipset 17 före 3,2 MHz klocksignalen på ledningen 23a. 3,2 MHz klocksignalen erhålls från 21,76 MHz referensen i DIF- chipset 17 och minipulsbredden är därför 276 ns. Förklock- signalen på 3,2 MHz från ledningen 23b àstadkommes från bufferten 33 via en inre ledning 47 till TX-FIR-filtret 42 och till kodar/avkodartimingmodulen 44.TX-FIR-filtret 42 är delvis implementerat i ett ROM, som är pseudosta- tiskt och erfordrar deaktivering av sin aktiveringsingàng medelst 3,2 MHz förklocksignalen på ledningen 47 mellan successiva åtkomster.
HW-återställningssignalen på ledningen 51 återställer alla interna kretsar hos FIR-chipset 16 och åstadkommer en hårdvaruåterställning till modulerna i fig 1.
De interna klockorna är antingen mellanlagrade ver- sioner av den 3,2 MHz huvudklocksignal som mottas på led- ningen 23a eller uppdelningar av denna klocka.
Internadressavkodningsmodulen 34 låter processorchip- set 12 få åtkomst till FIR-chipsets 16 interna funktioner för styrning av sådana funktioner och fastställning av de- ras status. Internadressavkodningsmodulen 34 mottar pro- cessoradresser och processorstrober på bussen 25. Intern- Ilww vw w w ~ w 512 590 adressavkodningsmodulen 34 åstadkommer utsignaler på en intern buss 48.
Utsignalerna på bussen 48 från internadressavkod- ningsmodulen 34 innefattar en läsaktiveringssignal till RX-samplingsbufferten 35, en styrskrivsignal och status- lässignaler till till styr- och statusregisterna 36, en skrivsignal till TX-FIR-filtret 42, luck- och klockskriv- signaler till RX-timingmodulen 39, en skrivsignal till TX- timingmodulen 40, och styrsignaler till TX-FIR-filter- modulen 42 och RX-samplingsbufferten 35, och en AM-strob- signal, som bringar RX-timingmodulen 39 att återställa lucktimingen. Endast en av de respektive läs- eller skriv- signalerna på bussen 48 från internadressavkodningsmodulen 34 är aktiv vid varje tidpunkt.
RX-samplingsbufferten 35 mottar fyra sampel för varje RX-symboltid från A/D-omvandlaren 19 via en ledning 27a vid en hastighet av 64 KHz; mellanlagrar upp till två da- tasymboler, vilket är åtta sampel totalt; och sänder sedan sådana datasampel till processorchipset 12 via processor- bussen 25. RX-sampelbufferten 35 är implementerad i ett tvàsidors RAM. RX-samplingsbufferten 35 mottar en läsakti- veringssignal på den interna bussen 48 från internadress- avkodningsmodulen 34 och en skrivstrobsignal på en intern ledning 49 från RX-timingmodulen 39.
Styr- och statusregisterna 36 låter processorchipset 12 styra FIR-chipsets 16 interna funktioner och låter pro- cessorchipset 12 läsa status för TX-FIR-filtret 42 och RX- samplingsbufferten 35, och andra interna signaler. Styr- signalerna åstadkommes av processorchipset 12 via proces- sorbussen 25 och statusindikationerna erhålls från olika interna moduler i PIR-chipset 16. Statusindikationerna ås- tadkommes till processorchipset 12 via processorbussen 25.
Statusindikationerna är RX-underskridande, RX-överskridan- de, TX-underskridande, TX-överskridande, Rambörjan, RX- luckbörjan, TX-symbolklocka, RX-symbolklocka och TX-FIR- filterspill. 512 590 ll Styrsignalerna, vilka åstadkommes av styrregisterna 36 till de interna kretsarna via den interna bussen 48, innefattar följande: TX-aktivering, modulationsnivå, sig- nalmaskinsaktivering, mjukvaruàterställning, trelägestill- stånd, och övervakningsstrob.
TX-aktiveringssignalen anger början av en TX-lucka baserad på den TX-fördröjning som upprättats i TX-timing- modulen 40.
Modulationsnivåsignalen åstadkommes till RX-timing- modulen 39 och fastställer huruvida en lucklängd är l8O eller 360 symboler.
Mjukvaruåterställningssignalen låter processorchipset 12 återställa interna funktioner i FIR-chipset 16.
Trelägessignalen låter processorchipset 12 spärra ut- signalerna från FIR-chipset 16.
Signalmaskinaktiveringssignalen låter processorchip- set 12 slå till och från signalmaskinkretsen 21. Denna signal åstadkommer en två-sekunders och fyra-sekunders kadens hos ringsignalen. Övervakningsstroben låter processorchipset 12 åter- ställa den övervakande tidrelämodulen för att hindra en hàrdvaruåterställning från att inträffa.
Processorchipset 12 mottar en RX-klockavbrottssignal (RXCLKINT) från RX-timingmodulen 39 via en ledning 26c då data har skrivits i de första fyra minnesplatserna i RX- samplingsbuffertens 35 tvåsidors RAM. Processorchipset 12 läser sedan RX-samplena från de första fyra minnesplatser- na i tvåsidors RAM:et via processorbussen 25. Vid denna tidpunkt skrivs sampel in i nästa fyra minnesplatser i tvåsidors RAM:et med en hastighet av 64 KHz. 16 KHz hän- delsen är en derivata av 64 KHz händelsen, vilket håller läs- och skrivhändelserna synkroniserade. Detta säkerstäl- ler att läs- och skrivoperationer inte inträffar samtidigt på någon minnesplats och säkerställer också adekvat svars- tid från processorchipset 12. nwmwwuwllnvlmwxi HI IHM 512 590 12 En TX-symbolbuffert i TX-PIR-filtret 42 mottar TX- symboler fràn processorchipset 12 via processorbussen 25 och mellanlagrar upp till två TX-symboler. Processorchip- set 12 avbryts vid varannan TX-symboltidpunkt för att skriva tvà ytterligare symboler i TX-symbolbufferten.
TX-symbolbufferten i TX-FIR-filtret 42 mottar en skrivsignal via den interna bussen 48 fràn internadress- avkodningsmodulen 34.
Efter varje TX-klockavbrottssignal (TXCLKINT) vid 8 KHz pá ledningen 26a, skriver processorchipset 12 ut två -bitars TX-symboler. Datat finns i ett DPSK-Gray-kodfor- mat. TX-symbolbufferten matar ut en symbol varje 16 KHz för behandling av TX-FIR-filtret 42. Detta data dubbel- mellanlagras pà grund av en asynkronism mellan FIR-chipset 16 och processorchipset 12. Det sista datavärdet upprepas tills ett nytt data skrivs. Tomdata kan upprepas på detta sätt. TX-symbolbufferten töms under en àterställning.
Under träning sänds en fast symbolsekvens till FIR- chipset 16 av processorchipset 12. FIR-chipset 16 utför FIR-filtrering av dessa symboler och matar ut I, Q-par till DIF-chipset 17.
Radion 20 sänder datat tillbaka till AD-omvandlaren 19. Samplena läses av processorchipset 12 som i det di- rektanslutna arbetstillstàndet, och koefficienterna för processor-RX-filtret, som är implementerat i processor- chipset 12, justeras. Den enda timing som är kritisk för träning alstras av RX- och TX-timingmodulerna 39, 40.
RX-timingmodulen 39 alstrar alla referensklockor och strober för behandling av RX-symbolerna. Timingen justeras av processorchipset 12 så att behandling kan synkroniseras med de RX-sampel som mottas via ledningen 27a fràn bassta- tionen. RX-timingmodulen 39 innefattar en RX-klockfrak- tionstimingkrets och en RX-lucktimingkrets. Ändamålet med dessa två kretsar är att synkronisera modemmottagningsti- mingen i processorchipset 12 med de RX-sampel som mottas pà ledningen 27a fràn basstationen, och via AD-omvandlaren 19, kodartimingmodulen 44. och att även reglera TX-timingmodulen 40 och kodar/av- 512 590 13 RX-timingmodulen 39 klockas vid en hastighet av 3,2 MHz och mottar följande styrinsignaler fràn proces- sorchipset 12 via processorbussen 25: en AM-strobsignal, en RX-luckklockskrivsignal, och en RX-bitspàrningssignal.
Flera utsignaler alstras av RX-timingmodulen 39. En 64 KHz skrivstrob àstadkommes pà ledningen 49 för styrning av skrivningen i RX-samplingsbufferten 35. En 64 KHz A/D- SYNK-strobsignal àstadkommes pá en ledning 27b till A/D- omvandlaren 19 för att synkronisera dess arbete. En 8 KHz strobsignal àstadkommes också till kodar/avkodartimingmo- dulen 44 via ledningen 52. En 16 KHz RX-klockavbrottssig- nal (RXCLKINT) pà ledningen 26c och RX-luckbörjanavbrott- signal (RXSOSINT) pá en ledning 26b matas ut till proces- sorchipset 12. En för-RX-lucktimingstrob ástadkommes på en ledning 54 för styrning av TX-timingmodulen 40.
Fraktionstimingkretsen i RX-timingmodulen 39 ställs in av processorchipset 12 till att alstra RX-luckbörjan- avbrottsignalen pá ledningen 26b. Processorchipset 12 fastställer läget för ett AM-hàl (strobsignal) som sänds av basstationen under insamling. Då processorchipset 12 detekterar AM-strobsignalen, àterställs lucktimingkretsen i RX-timingmodulen 39 av en áterställningssignal frán pro- cessorchipset 12. Detta linjerar ram- och luckmarkörerna till AM-strobsignalen. Rammarkören är en 62,5 usek puls som inträffar var 45 msek. Luckmarkören är en 62,5 psek puls som upprepas var 11,25 msek, eller 22,5 msek vid ett QPSK-arbetstillstånd.
De inkommande RX-symbolerna demoduleras av processor- chipset 12 och timingen justeras ytterligare om så är nöd- vändigt. För att justera 16 KHz RX-symbolklockan tvingar processorchipset fraktionstimings (bit spàrnings) kretsen att korta eller länga 64 KHz stroben med upp till femtio 3,2 MHz cykler.
Processorchipset 12 övervakar förhållandet mellan RX- symbolerna och ramtimingen och gör justeringar till 16 KHz RX-klockan i enlighet därmed. Då RX-klockan justeras änd- ras ocksà luck- och rammarkörerna eftersom de är en deri- vata av RX-klockan. n w W p HW vw H m ml' I 1 \ 1' H 'H 'W HN 512 590 l4 För att behålla det antal pulskodmodulerade (PCM) sampel som àstadkommes till och från SLIC- och kodar/avko- styr RX- timingmodulen 39 kodar/avkodartimingmodulen 44.
TX-timingmodulen 40 innefattar en TX-fördröjnings- darkretsen 11 synkroniserade med ramtimingen, krets och en TX-styrtimingkrets. Dessa kretsar alstrar en TX-klockavbrottssignal (TXCLKINT) som àstadkommes till processorchipset 12 via en ledning 26a. TX-timingmodulen 40 synkroniseras till RX-timingmodulen 39 av för-RX-luck- timingstroben, vilken ástadkommes till TX-timingmodulen av RX-timingmodulen 39 på ledningen 54 och används för att återställa TX-fördröjningskretsen, som i sin tur alstrar TX-luckmarkören. Timingen av TX-klockan är baserad pà den inre 3,2 MHz klockan.
Processorchipset 12 styr också TX-fördröjnings- och TX-timingkretsarna genom att åstadkomma TX-data-skrivsig- naler över processorbussen 25.
TX-timingmodulen 40 åstadkommer en T/R-styrsignal på ledningen 30 till radion 20. Denna signal fastställer huruvida radion sänder eller mottar data.
TX-timingmodulen 40 styr också TX-symbolskiftningen, ROM-adresseringen, ackumuleringstimingen, och I,Q-pro- duktlagringen för utmatning till DIF-chipset 17.
TX-timingmodulen 40 åstadkommer styrsignaler på led- ningen 56 för att bibehålla TX-FIR-filtret 42 synkronise- rat med TX-symbolen och lucktimingen. Sàdan synkronisering utförs i enlighet med TX-lucktimingmarkören. Efter en àterställning alstrar TX-timingmodulen 40 aktivt styrsignaler pà en ledning 56 när väl en TX-lucka börjar.
TX-FIR-filtermodulen 42 innefattar ett ROM, plementerar ett FIR-filter genom àstadkommande av I- och som im- Q-dataprodukter i gensvar till det ROM som adresseras för förhandsavläsning av en kombination av TX-symboler som mottas fràn processorchipset 12 via processorbussen 25 och sinus- och cosinuskoefficienträkningar som àstadkommits av en räknare i TX-FIR-filtermodulen 42. TX-FIR-filtret 42 ackumulerar sex sekventiella I- och Q-dataprodukter och 512 590 lagrar resultat för utmatning till DIF-chipset 17 via en ledning 24a.
Den minimifrekvens som erfordras för drift av TX-FIR- filtret 42 fastställs av symbolhastigheten (16 KHz) gånger antalet I- och Q-sampel (2) gånger antalet koefficienter (10) gånger antalet uttag (6) = 1,92 MHz. Huvudklockan pà 3,2 MHz uppfyller detta minimifrekvenskrav. Vänteperioder läggs till för att kompensera för den snabbare exekve- ringstiden.
TX-timingmodulen 40 klockas vid en klockhastighet av 3,2 MHz, vilket definierar en tillståndsperiod. Eftersom denna klockhastighet är högre än det erfordrade minimat av 1,92 MHz, alstrar TX-FIR-filtret 42 signaler för de första sex av tio tillståndsperioder.
Varje ny TX-symbol måste laddas in i en cirkulär buf- fert i TX-FIR-filtret 42 vid hastigheten av 16 KHz. Den nya TX-symbolen och föregående fem TX-symboler lagras i den cirkulära bufferten. Den äldsta TX-symbolen släpps då en ny TX-symbol skiftas in. TX-FIR-filtrets 42 utmatnings- hastighet är 320 KHz. Från varje TX-symbol alstras tio I- datavärden och tio Q-datavärden. Tabell l nedan visar hur I-, Q- och tominformation kan erhållas från varje 5-bits- värde.
TABELL 1 BIT 1 BIT 2 BIT 3 BIT 4 BIT 5 I & Q LSB I & Q I MSB Q MSB TOM Datana i den cirkulära bufferten roteras vart 6:e av tillstånd. En ny TX-symbol och de fem tidigare TX-sym- bolerna finns i den cirkulära bufferten under tjugo av dessa tio tillståndsperioder. Koefficientpartiet av ROM- adressen ökas också var sjätte av tio tillstàndsperioder.
En êCkUmUlatOr i TX-FIR-filtr§t,42 adderar resultaten av varje I-dataprodukt som erhållits från ROM:et för var och en av de sex tillståndsperioderna. Därför töms ackumula- torregistret för den första additionen, och varje därpå följande additionsresultat klockas in i ett återkopplings- HW x | wm \"|H\ HI* W |' lv w ll! \ H' 512 590 16 register hos ackumulatorn så att det kan adderas till den nya, förhandsavlästa produkten. När väl sex additioner in- träffar klockas resultatet in i ett utskiftregister. Samma process inträffar för samma koefficienter och Q-datapro- dukter som erhållits från ROM:et för varje TX-symbol.
ROM-adressraderna medger sextio COS-koefficient- och sextio SIN-koefficientförhandsavläsningar för fyra möj- liga I,Q-dataindex. Detta erfordrar sju adressrader för koefficienter och två adressrader för I,Q-data. Utsignalen från FIR-filtret erfordrar 10 bitar. fordras för att upprätthålla noggrannheten hos bråkdels- partiet av det förhandsavlästa värdet. Detta gör att ROM- storleken blir 512 x 12. MSB för I,Q-dataindex matas runt ROM:et till en ettkomplementkrets som tvingar utsignalen Två extra bitar er- från ROM:et att vara inverterad eller icke inverterad.
Om den symbol som adresserar ROM:et är en tomsymbol styr tombiten fyra av de sju koefficientadressraderna.
Eftersom sju adressrader används för koefficientförhands- avläsning åstadkommer detta 128 minnesplatser. Endast 120 koefficienter behövs. Detta lämnar åtta oanvända minnes- platser. Nollvärden lagras i dessa minnesplatser så att tominformation lätt kan matas ut från ROM:et.
En tvåkomplementfunktion implementeras med användning av ett ettkomplement och överföring av en logisk 1:a i den efterföljande adderaren. Adderarens utsignal matas till- baka till adderarens ingång för successiva additioner el- ler utmatning via en MUX till ett utskiftregister. Utsig- nalen avrundas genom användning av endast de tio övre bitarna.
Cirkulärbuffertutsignalerna från TX-FIR-filtret ställs till noll efter en återställning. Detta medger be- handling av tominformation tills nya TX-symbolvärden lad- I-data behandlas först följt av Q-data.
TX-klockavbrottsignalen inträffar endast under en TX- das. lucka. Processorn vet inte när en TX-lucka börjar eller slutar förutom genom gensvar till detta avbrott. Signalen har en aktiv, låg varaktighet under en 3,2 MHz klockcykel 512 590 17 för att garantera att avbrottet inte är aktivt när det väl har betjänats. TX-klockavbrottet inträffar varannan sym- boltid (16 KHz/2).
RX-klockavbrottet inträffar för en full ram. Proces- sorchipset 12 maskerar ut detta avbrott genom användning av RX-luckmarkören som en mask. RX-klockavbrottet har en aktiv, làg varaktighet av en 3,2 MHz klockcykel.
RX-luckbörjanavbrott inträffar var 11,25 msek, och har en aktiv, làg varaktighet av en 3,2 MHz klockcykel.
Varje avbrottssignal tvingas till ett inaktivt, högt tillstànd vid áterställning.
Kodar/avkodartimingmodulen 44 alstrar timingstrober och sänder de nödvändiga klocksignalerna via ledningar 29 till SLIC- och kodar/avkodarkretsen 11 för att bringa 8 databitar att överföras mellan kodar/avkodaren och proces- sorn vid en hastighet av 8 KHz. Kodar/avkodaren ll mottar och sänder 8 databitar varje 8 KHz. Kodar/avkodartiming- modulen 44 sänder en kodar/avkodarklocksignal pà en led- ning 29a och en kodar/avkodartimingsignal pà en ledning 29b. Kodar/avkodarklocksignalen pà ledningen 29a alstras vid en hastighet av 1,6 MHz genom delning av 3,2 MHz för- klockan med två. En 8 Kflz puls under en 3,2 MHz period mottas fràn RX-timingkretsen 39 och klockas om till att inträffa under en 1,6 MHz period och inträffar således garanterat med avseende pá 1,6 MHz klockans stigande flanker. Med dessa tvà signaler utförs överföring av PCM- data mellan kodar/avkodaren ll och processorchipset 12.
Detta medger synkronisering av abonnentens PCM-data till basstationens PCM-data.
Modulen 45 för signalaggregatstyrning gensvarar på en ringaktiveringsstyrsignal som har sitt ursprung i proces- sorchipset 12 och àstadkommes fràn styr- och statusregist- ret 36 pà den interna bussen 48 genom alstring av en 20 Hz fyrkantsvàgsignal pà en ledning 3la och två 80 KH: fas- styrsignaler, FAS A på en ledning 3lb och FAS B pà en led- ning 3lc, och sändning av dessa signaler till signalaggre- gatkretsen 21. 20 Hz fyrkantsvàgsignalen pà ledningen 3la Hr HH \ m' || wv 512 590 18 styr polariteten hos den ringspänning som åstadkommes av signalaggregatkretsen 21 till telefongränssnittskretsen . 80 KHz fassignalerna på ledningarna 31b och 3lc styr den pulsbreddsmodulerade effektkällan i signalaggregat- kretsen 21.
En återställnings- eller en SLIC-ringkommandosignal på en ledning 29c från SLIC-partiet av SLIC- och kodar/av- kodarkretsen 11 slår ifrån eller prioriterar dessa signa- ler på ledningarna 31a, 3lb och 31c efter det att den ringaktiveringssignal som härrör från processorchipset 12 har slagit till dem. Detta säkerställer att signalaggrega- tet slås ifràn om en återställning inträffar eller mikro- telefonen tas av klykan.
Eftersom signalaggregatkretsen 21 alstrar en hög spänning och använder mycket energi, alstras inte denna spänning utom när den efterfrågas av processorchipset 12.
Externadressavkodningsmodulen 37 alstrar kretsvalsig- naler på processorbussen 25, vilka används av processor- chipset 12 för åtkomst till DIF-chipset 17, UART-hårdvaran och det långsamma minnet EPROM 14 i separata, disinkta adresssegment. Processorchipset 12 åstadkommer åtta MSB- adressrader, datautrymme och programutrymmesignaler. Dessa avkodas till att generera de lämpliga kretsvalen.
Den övervakande tidrelämodulen 38 alstrar en 50 msek hårdvaruåterställningspuls på ledningen 51, vilken åter- ställer FIR-chipsets 16 alla moduler och alla abonnent- enhetmodulerna i fig 1. Den övervakande tidrelämodulen 38 alstrar en puls om den inte återställs inom en period av 512 msek av den övervakningsstrobsignal som åstadkommes på bussen 48 av styr- och statusregisterna 36.
DIF-chipset 17 bildar gränssnitt mot processorchipset 12 medelst processorbussen 25, till FIR-chipset 16 medelst ledningarna 23 och 24, till D/A-omvandlaren 18 medelst en ledning 71 och till en oscillator i radion 20 medelst en ledning 72. 512 590 19 Oscillatorn i radion 20 åstadkommer en 21,76 MHz hu- vudklocksignal på ledningen 71 till DIF-chipset 17.
Med hänvisning till fig 3 innefattar DIF-chipset 17 en klockgenerator 60, en processoravkodningsmodul 61, en FIR-chipsgränssnittsmodul 62, en interpolator 63, ett styrregister 64, avstämningsregister 65, en DDS-fasacku- mulator 66, en DDS-sinus- och -cosinusalstringsmodul 67, en modulator 68 och en bruskorrigerare 69. Tillsammans utgör DDS-fasackumulatorn 66 och DDS-sinus-, -cosinusge- neratorn 67 en direktdigitalsyntetisator (DDS) för digital syntetisering av en digital mellanfrekvenssignal.
DIF-chipset 17 är ett ASIC-chips, som är avbildat som processordataminne.
DIF-chipset 17 arbetar i ett av två arbetstillstånd, ett arbetstillstånd med alstring av modulerad bärvåg och ett arbetstillstånd med ren bärvåg. I arbetstillståndet med modulerad bärvågsalstring inmatas basbandsdata i I,Q- domänen och detta data används för att modulera den rena bärvåg som alstras av DIF-chipsets 17 DDS-funktion. I ar- betstillståndet med ren bärvågsalstring ignoreras bas- bandsdatainsignaler och en omodulerad bärvåg från DDS:n åstadkommes till D/A-omvandlaren 18.
Klockgeneratorn 60 alstrar alla timingar och klockor inom DIF-chipset 17 och alstrar också 3,2 MHz klocksigna- len och 3,2 MHz förklocksignalen, vilka åstadkommes till FIR-chipset 16 på ledningarna 23a och 23b. De två primära timingsignalerna som används inom DIF-chipset 17 är en 21,76 MHz klocka och en 2,56 MHz interpolationsgrindsig- nal. 3,2 MHz klockan används internt för att skifta I- och Q-data på ledningen 24a från FIR-chipset 16 in i FIR- gränssnittsmodulen 62.
Klockgeneratorn 60 mellanlagrar den 21,76 MHz klocka som mottas på ledningen 72 från oscillatorn i radion 20 och åstadkommer en mellanlagrad 21.76 klocksignal på led- ningen 71a. Sådan mellanlagring görs för att åstadkomma tillräcklig drivförmåga ("drive capability") för interna funktioner och för att minimera klocksnedhet. Den mellan- \' I' H 512 590 lagrade 21,76 MHz klockan åstadkommer också en klocka för D/A-omvandlaren 18 och andra externa kretsar.
Klockgeneratorn 60 åstadkommer 3,2 MHz klocksignalen genom division av 21,76 MHz klockan med 6 och med 8 i föl- jande sekvens: 6-8-6-8-6, vilket därigenom resulterar i en genomsnittlig divisor av 6,8 (21,76 + 6,8 = 3,2). Effekten av detta per cykelvariation är en minimiperiod av 276 ns och en maximiperiod av 368 ns. En framskjuten version eller förversion av 3,2 MHz klocksignalen alstras också som 3,2 MHz förklocksignalen på ledningen 23b. Båda kloc- korna är identiska med det undantaget att ROM-valsignalen ("ROM deselect signal") MHz klockcykel före 3,2 MHz klocksignalen på ledningen 23a. på ledningen 23b ligger en 21,76 Klockgeneratorn 60 åstadkommer 2,56 MHz grindsignalen 74 genom division av 21,76 MHz kloc- (8-9-8-9-...), vilket i en genomsnittlig divisor av 8,5 på en intern ledning kan med 8 och 9 i en jämn sekvens. därigenom resulterar (21,76 + 8,5 = 2,56 MHz). Denna signal används av interpo- latorn 63 och modulatorn 68.
Processoravkodningsmodulen 61 låter processorn styra alla interna funktioner i DIF-chipset 17. Processoravkod- ningsmodulen 61 avkodar processoradresser och processor- strober som mottagits från datautrymme på processorbussen vilka åstad- kommes på en intern buss 76 till styrregistret 64 och för att åstadkomma interna skrivstrober, avstämningsregisterna 65 för att aktivera processorchipset 12 att skriva styr- och konfigurationsdata. Endast en ut- signal från processoravkodningsmodulen 61 är aktiv vid varje tidpunkt. Processoradresserna fastställer vilken utsignal som alstras. Om en funktion inom DIF-chipsets 17 adressutrymme väljs, blir en kretsvalsignal på en ledning 24c från PIR-chipset 16 aktiv. _ FIR-gränssnittsmodulen 62 mottar I- och Q-samplena från FIR-chipset 16 på ledningen 24a i serieformat och om- vandlar dem till 10-bitars parallellformat i vilket de åstadkommes till interpolatormodulen på en ledning 77. 512 590 21 I,Q-grindsignalen pà en ledning 24b fràn FIR-chipset 16 används för att skilja mellan I-data och Q-data. FIR- gränssnittsmodulen 62 subtraherar också föregående I- och Q-sampel fràn nuvarande sampel för att bilda AI- och AQ- sampel som sedan skiftas àt höger 4 platser (+ 16) för att bilda det riktiga inkrementet för interpolatormodulen pà ledningen 78. Eftersom FIR-gränssnittsmodulen 62 matar data till interpolatorn 63 sänds en synkroniseringssignal av FIR-gränssnittsmodulen 62 till klockgeneratorn 60 för att synkronisera den 2,56 MHz grindpuls som àstadkommes pà ledningen 74.
Interpolatorn 63 ackumulerar AI,Q vid en hastighet av 160 KHz x 16 = 2,56 MHz och åstadkommer interpolerade I- och Q-sampel till modulatorn 68 pà ledningar 80 resp 81.
Interpolatorn 63 utför en x 16 linjärinterpolation för att minska de 160 KHz samplingssteg ("sampling spurs") som finns i de basbandsdata som mottas fràn FIR-chipset 16.
Interpolatorn 63 ackumulerar successivt AI- och AQ- samplena för att alstra en utsignal vid en hastighet av 2,56 MHz. Vid slutet av en ackumulationscykel (16 itera- tioner) skall interpolatorns utsignal vara lika med de aktuella I- och Q-samplena. Detta är kritiskt eftersom nästa ackumulationscykel startar med de aktuella datana.
För att säkerställa att datat är korrekt inmatas under den sista ackumulationscykeln de aktuella I- och Q-datana di- rekt in i interpolatorns utregister istället för addera- rens utsignal (som skall ha samma data).
Styrregisterna 64 används för att styra och konfigu- rera DIF-chipset 17 och att välja arbetstillstånd. Alla styrregisterna 64 är laddade av processorchipset 12 via processorbussen 25.
Det finns tre styrregister 64. Det första styrregist- ret registrerar en CW-ARBETSTILLSTÅNDS-signal, en AUTO-AV- STÃMNINGS-H-L-signal, och en AUTO-AVSTÄMNINGS-L-H-signal.
Det andra styrregistret registrerar en SIGN-SELEKT-signal, en UTKLOCKFASSELEKT-signal, en INTERPOLATOR-AKTIVERINGS- signal, en SERIEPORTKLOCKVAL-signal, en SERIE/PARALLELL- 512 590 22 ARBETSTILLSTÅNDSVAL-signal och en KVADRATURAKTIVERINGS- signal. De styrfunktioner som hör samman med dessa signa- ler beskrivs senare vid slutledningen av beskrivningen av de andra modulerna hos DIF-chipset 17.
Det tredje styrregistret aktiverar och specificerar koefficienterna för en bruskorrigerare 69.
Det finns tre 8-bitars avstämningsregister 65 för lagring av 24 bitar fasinkrementdata för specificering av Detta åstadkommer ett 24-bitars avstäm- ningsord som medger en frekvensupplösning pà (samplings- rate)/224 = 21,76 MHz/224 ~ 1,297 Hz. DDS:ns utfrekvens är lika med upplösningen multiplicerad med 24-bitarsavstäm- DDS:ns frekvens. ningsordet.
Avstämningsregisterna 65 är laddade av processorchip- set 12 via processorbussen 25. Avstämningsordet är dubbel- mellanlagrat av avstämningsregisterna 65 så att processor- chipset 12 fritt kan skriva data till dessa register utan att påverka den aktuella DDS-operationen.
Avstämningsordet laddas fràn buffertavstämningsre- gisterna till utavstämningsregisterna närhelst ett avstäm- ningskommando avges. Avstämningskommandot är synkroniserat till 21,76 MHz klockan för att åstadkomma en synkron över- föring.
DDS-fasackumulatorn 66 utför en modulo 224-ackumula- tion av det fasinkrement som àstadkommes pà en ledning 82 av avstämningsregisterna 65. Fasackumulatorns 66 utsignal representerar ett digitaliserat fasvärde som àstadkommes på en ledning 83 till DDS-sinus- och -cosinusgeneratorn 67. DDS-sinus- och -cosinusgeneratorn 67 alstrar en sinus- formig funktion. En DDS arbetar enligt principen att en digitaliserad vàgform kan alstras genom ackumulering av fasändringar vid en högre hastighet.
Avstämningsordet, som är olika för olika abonnenten- heter, representerar en fasändring till fasackumulatorn 66. Utsignalen fràn ackumulatorn 66 kan sträcka sig från O till 224-1. ändring. Även om ackumulatorn 66 arbetar standardmässigt Detta intervall representerar en 360° fas- 512 590 23 binärt, kan denna digitaliserade fasrepresentation vara insignal till en vàgformsgenerator för alstrande av vilken slumpmässig vàgform som helst. I DIF-chipset 17 alstrar DDS-sinus- och -cosinusgeneratorn 67 sinus- och cosinus- funktioner pà ledningar 84 respektive 85.
Vágformfunktionens period är baserad pá den tid som erfordras för att utföra en summering till ackumulatorns övre gräns (224-1). Detta betyder att om ett större fasin- krement ástadkommes kommer denna Qtäns att näs snabbare.
Omvänt, om ett litet inkrement ges erfordras en längre tid. Fasackumulatorn 66 utför en enkel summering av in- fasinkrementen och kan representeras av följande ekvation Ö = Z n T 1:1 Ö {Ekv. l} ink Där n är antalet iterationer, och Qink helt enkelt är det data som àstadkommes pà ledningen 82 fràn avstämnings- registren 65.
I den utföringsform av DIF-chipset 17 som beskrivs häri, begränsas värdet för ÖT av ackumulatorlängden till att vara maximalt 224.
Därför kan den aktuella fasen be- skrivas som: åt = (®t_l {Ekv. 2} Eftersom ackumuleringsklockan är fixerad till att + öink) modulo 224 vara 21,76 MHz huvudinklockan, resulterar detta i att en fullständig cykel tar 224/Öink iterationer vid en per iterationsperiod av l/21,76 MHz. Hela cykeln tar följande tidsmängd: 224 21,76MHz ~ Öink Eftersom denna period representerar en 360°-cykel representerar inversen av detta uttryck en frekvens. DDS- frekvensen är därför 512 590 24 2l,76MHz - Öink DDS {Ekv. 3) 224 I DDS-sinus, sinus- och cosinusvàgformerna så att en komplex blandning -cosinus-alstringsmodulen 67 alstras kan utföras i modulatorn. Var och en alstras av tvâ för- handsavläsningstabeller som representerar en grov och en fin uppskattning av vàgformen. Det två värdena adderas för att bilda sammansatta 12-bitars teckenförsedda tvà-komple- mentära sinus- och cosinusdatautsignaler pà ledningarna 84 och 85. Förhandsavläsningstabellerna är implementerade i ROM som adresseras av de fjorton mest signifikanta bitarna av signalen på ledningen 83 från DDS-fasackumulatorn 66.
Det är lösning som är praktiskt. önskvärt att ha så hög fas- och amplitudupp- I DIF-chipsets 17 utformning, àstadkommes 14-bitars fasinsignal och 12-bitars amplitud- datautsignal i vàgformsalstringssektionen. Om ett "brutal- effekt"-angreppssätt antogs för alstring av detta data skulle mycket stora tabeller behövas för alstring av alla möjliga fas- och amplitudvärden (t ex l6K ord x 12-bitar vardera). För att minimera tabellstorleken använder DIF- chipset 17 kvadrantsymmetri och trigonometrisk uppdelning av utdata.
Eftersom sinus- och cosinusvàgformer har kvadrant- symmetri, används de tvá mest signifikanta bitarna av fasdatat för att spegla enkelkvadrantdatat kring X- och Y-axeln. För sinusfunktionen är amplituden hos vägen i intervallet n till 2n helt enkelt negation av amplituden i intervallet O till K. För cosinusfunktionen är ampli- tuden för vàgen i intervallet n/2 till 3n/2 helt enkelt negationen av amplituden i intervallet 31/2 till K/2.
Fasackumulatorns tvà MSB specificerar kvadranten (00->l, Ol->2, 10->3, ll->4). tats MSB för att negera det positiva data som alstrats för För sinusfunktionen används fasda- de första tvá kvadranterna. För cosinusfuktionen används 512 590 en XOR för tváfasdatats MSB för att negera det positiva data som alstrats för kvadranterna 1 och 4.
Ovannämnda teknik minskar minnesbehoven med en faktor 4. Detta resulterar fortfarande i ett minnesbehov av 4K ord x 12-bitar. För att minska tabellstorlekarna ytterli- gare utförs en trigonometrisk uppdelning pà vinklarna.
Följande trigonometriska identitet används: sin8 = sin(§1 + ö = sinêlcosöz + sinêzcosöl {Ekv, 4) 2) Om vi låter Öz << Öl leder detta till den fullstän- diga approximationen som följer: sin8 ~ sinål + sinözcosæl {Ekv. 5} Det är inte nödvändigt att använda alla bitarna för Ö vid beräkning av den andra termen av ekvationen sà att 31 är en delmängd av ål.
För att alstra cosinusfunktionen kan samma approxima- tion användas eftersom cosê = sin(8+n/2) {Ekv. 6} Detta resulterar i en modifikation av öl & $l-variab- lerna vid beräkning av cosinusfunktionen. Datat som är lagrat i cosinus ROM:et kommer att inbegripa denna vinkel- modifikation så att inga ändringar av fasdata erfordras.
Modulatorn 68 blandar de interpolerade I- och Q- samplena pá ledningarna 80 och 81 med den digitala mellan- frekvenssignal som representeras av de komplexa sinus- och cosinusfunktionsdatana pà ledningarna 84 och 85 till att alstra en modulerad, digital mellanfrekvenssignal pà en ledning 87.
De interpolerade I,Q-samplena och DDS-utsignalen blandas digitalt av tvâ 10x12 multiplikatorer. Utsigna- lerna från blandningsprocessen summeras sedan av en 12- bitars adderare för bildande av en modulerad bärvág. Det 512 590 26 är möjligt att variera modulatorns 68 arbete genom att tvinga I-insignalen till alla nollor och Q-insignalen till alla ettor. Inverkan av detta är att en multiplikator kommer att mata ut alla nollor och den andra kommer att endast mata ut signalen från DDS-sinus-, -cosinusgenera- torn 67. Summan av dessa två signaler ger en omodulerad digital mellanfrekvenssignal.
Modulatorn 68 skapar en modulerad, digital mellan- frekvenssignal på ledningen 87 enligt följande ekvation f(t) = I - COS(§(t)) + Q - SIN(®(t)) {Ekv. 7} 12-bitars utsignalen från DDS-sinus- och -cosinusge- neratorn 67 multipliceras med de lO-bitars interpolerade I- och Q-samplena från interpolatorn 63 för alstring av två 12-bitars produkter. De två produkterna adderas sedan (kombineras) till att alstra en 12-bitars modulerad utsig- nal på ledningen 87.
Eftersom både I-multiplikatorn och Q-multiplikatorn alstrar 12-bitars produkter, är det möjligt att ett spill kan inträffa då deras utsignaler kombineras. Därför är det nödvändigt att säkerställa att magnituden hos den vektor som alstras av I och Q aldrig överstiger l (antag att |I|,|Q| är bråktal S 1). Om inte detta säkerställs är ett spill hos modulatoradderaren möjligt.
Bruskorrigeraren 69 åstadkommer en filtrerad, module- rad eller omodulerad, digital mellanfrekvenssignal på led- ningen 7lb till D/A-omvandlaren l8. Bruskorrigeraren 69 är utformad att minska graden av bruseffekt i det utsignal- spektrum som orsakas av amplitudkvantiseringsfel.
Brusfiltret 69 arbetar på det faktum att kvantise- ringsdistorsionen är en normal slumpprocess, och att pro- cessens spektrala effektdensitet är plan över frekvensban- det. Den önskade utsignalen är överlagrad ovanpå detta kvantiseringsdistorsionsgolv. Bruskorrigeringsanordningen är ett enkelt fleruttagsfilter med ändligt impulssvar (PIR-filter) . seringsdistorsionseffekten i ett speciellt parti av frek- Filtret skapar en nolla som minskar kvanti- 512 590 27 vensbandet. Dà den önskade signalen överlagras pà det filtrerade brusspektrat, ökar det effektiva signalbrus- förhållandet.
FIR-filtrets överföringsfunktion ges av 1 + bz_1 - z_2 H(z) = {Ekv. 8} Ett tváadderarsteg skapar ett andra uttagsvärde för b i omràdet av +l,75 till -1,75 (i binara vikter av O, 0,25, 0,50, 1,0) som kommer att flytta filtrets nolla tvärs ut- frekvensbandet, sà att den kan placeras så nära den önska- de utfrekvensen för maximalt signalbrusförhàllande som möjligt. "a Nollfrekvensen kan beräknas genom att lösa ut rötter- 7 na för ovanstående ekvation i z-planet. Rötterna är ett komplext konjugerat par som ligger på enhetscirkeln. Noll- frekvensen ges av relationen fnoll = .š%6:_ ° fsampling {Ekv' 9} 7 där 8 är vinkeln för roten i det övre halvplanet. Den konjugerade roten kommer att åstadkomma en nolla reflekte- rad kring Nyquist-frekvensen.
Tabell 2 listar nollfrekvenser alstrade av det binärt viktade andra uttaget. Låt b3, b2 och bl motsvara vikterna 1,0, 0,5 lika med lika med inte har och 0,25, ett "+“-tecken betyder att uttaget är sin vikt, ett "-"-tecken betyder att uttaget är sin negativa vikt och "O" betyder att uttaget någon vikt. Vissa av nollfrekvenserna är lika med de för andra kombinationer, helt enkelt på grund av att de möjliga kombinationerna ibland överlappar varandra (t ex 1,0 + 0,5 - 0,25 = 1,0 +' o,ö""+ 0,25). f är 1,00. w|x m w u uw »m w sampel 512 590 28 TABELL 2 b3 b2 bl f(no11) f(a1ias) 0 0 0 0,250 0,750 0 0 - 0,269 0,731 0 0 + 0,230 0,770 0 + 0,210 0,790 0 + + 0,188 0,812 0 + - 0,230 0,770 0 - 0,290 0,710 0 ~ + 0,269 0,731 0 - - 0,312 0,688 + 0 0 0,167 0,833 + 0 - 0,188 0,812 + 0 + 0,143 0,857 + + 0,115 0,885 + + + 0,080 0,420 + + - 0,143 %,857 + - 0,210 0,790 + - + 0,188 0,812 + - - 0,230 0,770 - 0 0 0,333 0,667 - 0 - 0,357 0,643 - 0 + 0,312 0,688 - + 0,290 0,710 - + + 0,269 0,731 - + - 0,312 0,688 - - 0 0,385 0,615 - - + 0,357 0,643 - - - 0,420 0,580 All timing erhålls frán 21,76 MHz klocksignalen pá en ledning 7la.
De funktioner som tillhör signalerna i styrregisterna 64 beskrivs nu. 512 590 29 nä cw-ARBETSTILLsTANDs-signalen är inställd, tvingas I-insignalen till respektive multiplikator i modulatorn 68 till alla nollor, och motsvarande Q-insignal tvingas till alla ettor. Nettoeffekten är att en omodulerad bärsignal kommer att alstras. Denna funktion är dubbelmellanlagrad och de lagrade datana kommer inte att bli aktiva förrän ett avstämningskommando avges.
INTERPOLATOR-AKTIVERINGS-signalen aktiverar xl6 -in- terpolatorn på I, Q-samplena. Om INTERPOLATOR-AKTIVERINGS- signalen inte är inställd matas I,Q-datat direkt till multiplikatorn.
Externt minne som erfordras för drift av processor- chipset 12 åstadkommes av ett snabbt minne 13 och ett långsamt minne 14. Det snabba minnet 13 har åtkomst via en adressavkodare 15. Det snabba minnet är ett snabbminne im- plementerat i ett RAM med nollväntetillstànd. Det långsam- ma minnet 14 är ett massminne som är implementerat i ett EPROM med två väntetillstånd. Det långsamma minnet 14 är kopplat till processorchipset 12 för lagring av behand- lingskoder som används av processorchipset 12 då koderna inte behöver bearbetas med nollväntetillstånd; och det snabba minnet är kopplat till processorchipset 12 för tem- porär lagring av behandlingskoder som används av proces- sorchipset 12 när koderna bearbetas med nollväntetill- stånd. När procedurer måste köras med nollväntetillstånd kan koden laddas upp från det långsamma minnet 14 till det snabba minnet 15 och köras därifrån. Sådana procedurer in- nefattar avbrottsservicerutiner, symboldemodulering, RCC- insamling, BPSK-modulering, och röst- och databehandling.
Processorchipset 12 innefattar en enda digitalsignal- processor av modell TMS320C25, som utför fyra huvudupp- drag, ett abonnentstyruppdrag (SCT) 91, kanalstyruppdrag (CCT) 92, ett signalbehandlingsuppdrag (SPT) 93, och ett modembehandlingsuppdrag (MPT) 94, såsom visas i fig 4.
Dessa fyra uppdrag styrs av en övervakningsprogrammodul 95. SCT:n arbear med telefongränssnittet och högnivåan- ropsbehandlingen ("highlevel call processing"). CCT:n styr | w M H lv Hun n »y m» m n w 512 590 modemets och RELP:ns operation och timing, och utför effektnivå- och TX-timingjusteringar enligt begäran från basstationen. SPT:n utför RELP-, ekosläcknings- och ton- alstringsfunktionerna. Övervakningsprogrammet begär dessa fyra uppdrag sekventiellt och kommunicerar med dem via styrord.
SCT 91 åstadkommer högnivåstyrfunktionen inom abon- nentenheten och har tre grundläggande arbetstillstånd: tomgång, röst och avbrott.
SCT:n träder in i tomgångsarbetstillståndet efter uppstartning ("poyer up") och förblir i detta tillstånd tills en verklig röstförbindelse görs. Medan den är i tomgångsarbetstillståndet övervakar SCT:n abonnenttelefon- gränssnittet för aktivitet och gensvarar på basstationens begäran som mottas över radiostyrkanalen (RCC).
SCT:ns primära funktion är att leda abonnentenheten genom upprättande ("setup") och avbrott ("teardown") av röstförbindelser på en radiokanal. Innan enheten kan upp- rätta någon form av samtal måste den emellertid finna rätt SCT:n fastställer vilken RCC~frekvens som skall användas och sänder frekvensinformationen till basstation.
CCT:n. En beskrivning av initialiseringen av en kommunika- tionskanal mellan abonnentenheten och basstationen finns i det amerikanska patentet US-4 811 420 inlämnad den 8 juli 1987.
När väl abonnentenheten har uppnått RCC-synkronise- ring, kan den upprätta ett samtal genom utväxling av med- delanden över RCC:n med basstationen, och genom övervak- ning och inställning av hàrdvarusignaler på telefongräns- snittet. Följande genomgång beskriver kortfattat de hän- delser som inträffar under ett samtalsupprättande.
Normalt samtalsupprättande för samtalsskapande börjar med att abonnenten tar mikrotelefonen av klykan för att initiera en servicebegäran. SCT:n sänder ett samtalsbegä- ranmeddelande till basstationen. SCT:n mottar ett samtals- förbindelsemeddelande. SCT:n signalerar till CCT:n att försöka synkronisera på den röstkanal som tilldelats via 5122 590 31 samtalsförbindelsemeddelandet. CCT:n uppnår synkronisering på röstkanalen. Abonnenten mottar en kopplingston från stationen. Samtalsupprättandet är fullgjort. Stationen ås- tadkommer återstående samtalsavslutningsstöd ("call termi- nation support").
Normal samtalsupprättning för samtalsavslutning äger rum enligt följande: SCT:n mottar ett sido-meddelande SCT:n svarar med en samtalsaccept. SCT:n mottar ett sam- talsförbindelsemeddelande. SCT:n signalerar till CCT:n att försöka synkronisera på den röstkanal som tilldelats via från basstationen. samtalsförbindelsemeddelandet. CCT:n uppnår synkronisering på röstkanalen. SCT:n startar signalmaskinen för att på- lägga ringning pà den lokala slingan. Abonnenten lyfter mikrotelefonen från klykan. Ringningen stoppas. Röstför- bindelsen är fullgjord.
SCT:n implementerar samtalsupprättnings- och av- brottsfunktionerna som en maskin med ändligt tillstånd ("finite state machine").
Om ett röstkanalupprättande fullföljts framgångsrikt, kopplar SCT:n till röstarbetstillståndet och utför en mycket begränsad uppsättning stödfunktioner. SCT-proces- sorlasten hålls vid ett minimum vid denna tid för att ge RELP-talkompressionen, ekosläckningen och modembehand- lingsalgoritmeren maximal processortillgänglighet.
SCT:n träder in i avbrottsarbetstillståndet som ett resultat av ett misslyckat samtalsskapande örsök eller av Under avbrottsarbets- SCT:n över- vakar abonnenttelefongränssnittet för en nedkoppling (för- längt på-klykanförhållande), vid vilken tid abonnentenhe- ten inträder i tomgångsarbetstillståndet. Basstationsför- en oväntad samtalsavbrottssekvens. tillståndet sänds en omorder till telefonen. frågningar som mottas över radiostyrkanalen (RCC) förkas- tas tills nedkopplingen detekterats.
CCT:n 92 arbetar som ett länknivåkanalstyrorgan i basbandsmjukvaran. CCT:n har tre grundläggande tillstànd: RCC-operation, raffinering och röstoperation. 512 590 32 Vid uppstartning träder CCT:n in i RCC-operations- tillståndet för att leta efter och sedan stödja RCC-kana- len. RCC-operationen innefattar följande funktioner: AM- hålstyrning; övervakning av synkronisering och modemupp- dragsstatus; radiokanaltimingjustering; RX-RCC-meddelan- defiltrering; TX-RCC-meddelandeformatering: övervakning av PCM-buffert-I/0; och 1änkinformationsbehandling.
Efter det att en röstförbindelse är upprättad träder CCT:n in i raffineringstillståndet för att finavstämma modemets bråkdelstiming. Raffineringen innefattar följande funktioner: tolkning av och gensvar på raffineringsskurar; förmed- ling av meddelanden till SCT:n såsom är lämpligt; övervak- skapande och formatering av TX-raffineringsskurar; ning av modemstatus; och övervakning av PCM-buffert-I/0.
Efter raffinering börjar CCT:n röstoperationen, vil- ken innefattar följande funktioner: kodordsignalerings- stöd; bortfallsåterhämtnings; övervakning av synkronise- ring och modemstatus; och övervakning av PCM-buffert-I/0.
CCT:n 92 har tre fundamentala arbetstillstånd; gång, raffinering och röst. Följande är en genomgång av de 120m- tillstàndsövergångar som är involverade i CCT-drift.
Efter en återställning träder CCT:n in i tomgàngs- tillståndet och förblir inaktiv tills den ges kanaltill- delningsinstruktioner av SCT:n. SCT:n förser CCT:n med en frekvens pà vilken den skall söka efter radiostyrkanalen (RCC). tagaren till den givna frekvensen och att söka efter ett AM-hål. Misslyckande med att detektera ett AM-hål inom en förutbestämd tidsperiod bringar CCT:n att från SCT:n begä- ra en annan frekvens på vilken den skall leta. Detta fort- sätter i oändlighet tills detekteringen av AM-hålet är CCT:n instruerar sedan MPT:n att synkronisera mot- framgångsrik.
Efter en framgångsrik AM-håldetektering börjar CCT:n att kontrollera mottagna data efter det unika ordet. Ett litet fönster kring det nominella läget för det unika ordet avsöks eftersom AM-håldetekteringsprocessen kan vara frånslagen ("may be off") under ett fåtal symboltider. När 512 590 33 väl det unika ordet har lokaliserats och CRC-feldetekte- ringsordet är korrekt verifierat, kan exakt symbolmottag- ningstiming fastställas. TDM-rammarkörer justeras sedan till korrekt linjering och normalt RCC-stöd börjar. Om det unika ordet inte kan lokaliseras, betraktas AM-hàldetekte- ringen som falsk och CCT:n begär en ny frekvenstilldelning från SCT:n.
Under RCC-operation mottog CCT-filterna RCC-meddelan- den. Majoriteten av basstationens RCC-meddelanden är tom- mönster och dessa förkastas efter det att länkinformation har lästs från länkbitgruppen. RCC-meddelanden som inne- håller reell information vidarebefordras till SCT:n för behandling. Om RCC-synkroniseringen går förlorad begär CCT:n återigen en ny frekvens från SCT:n. SCT:n kommer att gensvara med den korrekta frekvensen enligt RCC-frekvens- sökalgoritmen.
Då SCT:n initierar ett röstsamtal, tilldelas CCT:n en röstkanal och en tidslucka. CCT:n gör abonnentenheten ak- tiv enligt denna tilldelning och börjar raffineringspro- cessen. Under raffinering sänder bas- och abonnentenheter- na en BPSK-signal som är speciellt utformad att assistera modemet i bråkdelsbittidsinsamling. Basstations-CCU:n vi- darebefordrar bittimingförskjutningen tillbaka till abon- nentenheten som ett tvàkomplementjusteringsvärde. CCT:n upprätthåller ett tidsmedelvärde för dessa återkopplings- förskjutningar. När CCT:n väl fastställer att bråkdelsti- mingvärdet ligger inom en erfordrad tolerans justerar den abonnentenhetens sändtiming i enlighet därmed. Tidsmedel- värdets längd fastställs dynamiskt, beroende på variansen av bråkdelstidssamplena. Efter en timingjustering åter- ställs tidsmedelvärdet och proceduren upprepas.
När basstationen väl detekterar att abonnentenheten ligger inom en acceptabel timingtolerans, avslutar den raffineringsprocessen och röstoperationen börjar. Raffine- ringsprocessens längd fastställs dynamiskt, beroende på framgången hos abonnentenhetens timingjusteringar. Effekt- och heltalssymboltimingen övervakas också och justeras så- 512 590 34 som är nödvändigt under raffineringsprocessen. Om abonnen- ten misslyckas med att finna basstationens raffinerings- skurar efter en tidsperiod, eller om raffineringsprocessen inte kan ge acceptabel timing, bryts förbindelsen och CCT:n återgår till RCC-operation.
Efter framgångsrik raffinering träder CCT:n in i röstoperation vid den tilldelade modulationsnivàn. Röst- operationsuppdraget innefattar styrning av RELP- och MPT- operationer, upprättande av röstsynkronisering och kon- tinuerlig övervakning av de röstkodord som sänds fràn bas- stationen. Lokalslingstyrändringar, signalerade via kod- orden, rapporteras till SCT:n då de inträffar. Effekt- bràkdelstiminginkrementändringar fastställs också fràn kodorden. Sända röstkodord formuleras av CCT:n baserat pà och den lokalslingstyrning som ástadkommes av SCT:n och den kanallänkkvalitet som rapporteras av modemet. CCT:n åter- gàr till RCC då SCT:n exekverar en samtalsavbrottssekvens.
Om röstsynkroniseringen gàr förlorad initierar CCT:n en fädåterhämtningsoperation ("fade recovery operation").
Efter 10 sek misslyckande med att àteretablera en god röstförbindelse informerar CCT:n SCT:n om förhållandet, och initierar en samtalsavbrott. Detta áterför CCT:n till tomgàngstillstándet.
Under en kanaltestoperation ersätts en röstskur med kanaltestdata. Då en skur just har mottagits analyseras den för bitfel. Bitfelantalet matas till basstationen via de motsatta kanalskurarna.
SPT:n 93 utför alla digitalsignalbehandlingsuppdragen (DSP) inom abonnentenheten. De olika DSP-funktionerna an- ropas dà de erfordras, under styrning frán övervaknings- programmodulen 95.
SPT:n inkluderar en RELP-modul, ett höghastighets-RAM. RELP-modulen utför RELP-talkompres- sion och -expansion med ekosläckning. RELP-modulen trans- formerar 180 bit-gruppsblock om 64 Kbps PCM-röstdata till och fràn 42 bit-grupper med komprimerade röstdata med som exekveras fràn användning av RELP-algoritmen. 512 590 SPT:n innefattar också en signalbehandlingsstyrmodul (SPC), som fastställer om tonalstring eller RELP bör an- ropas. Om RELP:n, fastställer SPC:n huruvida den skall anropa syntes- eller analysrutinerna. Syntesrutinen åter- sänder en paritetsfelräkning, som hanteras av SPTCTL-ruti- nen. Om tonalstring erfordras fastställer den huruvida den skall utmata tystnad eller omorder.
SPT:n styrs via kommandon från SCT:n och CCT:n. Dessa kommando anropar och styr operationen av olika funktioner inom SPT:n då de efterfrågas av abonnentenheten. RELP och ekosläckningsmjukvara t ex exekveras endast då abonnenten- heten är aktiv på ett röstsamtal. Samtalsförlopptoner alstras när helst abonnentenhetens mottagare är av klykan och RELP inte är aktiv. Tonerna inkluderar tystnad och om- order. Med undantag för tomgångsarbetstillståndet arbetar den avbrottsservicerutin som handhar PCM-kodar/avkodaren kontinuerligt som en aktuell process och fyller den cirku- lära PCM-bufferten.
Styr- och modemfunktionerna utförs mellan analys- och syntesbehandlingen.
MPT 94 demoduleringsproceduren är uppdelad i två pro- cedurer: DEMODA 8 DEMODB och medger således exekvering av RELP-syntes på RX-data i bufferten_A precis efter det att DEMODA-proceduren har fullföljts. Efter DEMODA bör alla interna RAM-variabler lagras i externt RAM och sedan åter- laddas till internt RAM före utförande av DEMODB. Detta är på grund av att RELP använder det interna RAM:et.
Då RXCLK-avbrottet på en ledning 26e mottas av pro- cessorchipset 12 orsakar MPT:n läsning och sedan placering av fyra mottagna RX-datasampel i en cirkulär buffert, för behandling av demoduleringsproceduren. Detta medger utfö- rande av andra uppdrag under mottagning av RX-sampel.
MPT:n mottar RXCLK-avbrottsignalen på ledningen 26e från FIR-chipset 16 var 62,5 us under mottagningsluckan.
RXCLK-avbrottsignalen maskeras av processorchipsets pro- gramvara under tomgång eller sändluckor.
H H \ \I w *m U M x-Hu | vn w -n 512 590 36 MPT:n mottar TXCLK-avbrottsignalen pà en ledning 26f fràn FIR-chipset 16 endast under överföringsluckan. TXCLK- avbrottsignalen säger till processorchipset 12 när det skall sända en ny TX-symbol till FIR-chipset.
MPT:n läser fyra sampel fràn RX-sampelbufferten 35 i FIR-chipset 16 under varje RXCLK-avbrott pà ledningen 26e.
MPT:n återställer in- och utadressräknarna till bufferten vid början av mottagningsluckan.
MPT:n sänder TX-symboler till TX-symbolbufferten 36 i FIR-chipset 16.
MPT:n åstadkommer datat till bråkdelstimingkretsen i RX-timingmodulen 39 i FIR-chipset 16 som används för att linjera RXCLK-avbrottssignalen på ledningen 26e med bas- stationssändningen.
MPT:n synkroniserar också DDS-frekvensen med bassta- tionssändfrekvensen.
Med hänvisning till fig 5 innefattar MPT:n följande moduler: ett övervakningsprogram 101, en träningsmodul 102, en frekvensinsamlingsmodul 103, en bitsynkronise- ringsmodul 104, en röstdemoduleringsmodul 105, en symbol- mottagningsmodul 106 och en sändmodul 107. Övervakningsprogrammodulen 101 är MPT-uppdragsöver- vakningsprogrammet. Det läser MPT-styrordet (CTRLO) frán RAM:et, och begär andra rutiner enligt styrordet.
Träningsmodulen 102 beräknar en vektor av 28 komplexa FIR-filterkoefficienter. Den aktiveras i tomgàngsarbets- tillståndet efter uppstartning och ca var tredje timme. En träningssändare som implementeras av MPT:n aktiveras i ett àterkopplingstillstànd till att sända en viss sekvens av symboler. Denna sekvens àterkopplas till en träningsmotta- gare som implementeras av MPT:n, i ett normalt arbetstill- stånd, i framskjutet och fördröjt timingsarbetstillstànd, och i övre och nedre, intilliggande kanaler.
Träningsmottagaren använder samplena hos insignalvàg- formen för att skapa en positiv, ändlig, symmetrisk matris A av ordningen 28. Även en 28-ordsvektor V skapas från insignalsamplena. Koefficientvektorn C ges av: 512 590 37 c = A'lv (suv. 10) B-koefficienten beräknas sedan enligt algoritmen: B = A4, där A är känt. _ Träningssändaren aktiveras i àterkopplingssarbets- tillståndet för att sända fem liknande sekvenspar. Varje par bestàr av följande tvà sekvenser: i", 22 tomsymboler T j", 22 tomsymboler .fl_ "j" är en sym- I-sekvens: 9 tomsymboler, Q-sekvens: 9 tomsymboler, " "i" kan vara vilken symbol som helst. bol som skiljer sig 90° fràn "i".
Mottagarbehandlingsuppdragen är: Justera AGC:n så att signaltoppen i det normala ar- betstillstàndet är 50-70% av maximum. AGC:n ökas med 23 db för det fjärde och femte arbetstillstàndet.
Läs och lagra insignalsamplena. De första 32 samplena förkastas och nästa 64 sampel lagras för varje sekvens.
Bygg matrisen A(28,28). normala arbetstillstàndet: A(I,J) = A(I,J) + ZX(4N-I) - X(4N-J) {Ekv. ll} Additionen gäller för alla N som uppfyller: O< = 4N-I <64 & O< = 4N-J <64 {Ekv. l2} För den framskjutna och fördröjda sekvensen utförs Följande process utförs i det samma process förutom att den term som resulterar fràn N=8 inte adderas. I den övre och nedre intilliggande kanalens É kanalsekvenser utförs följande process: 5 A(I,J) = A(I,J) + 2X(2N-I) X(2N-J) {Ekv. 13) Additionen gäller för alla N som uppfyller: O< = 2N-I <64 & O< = 2N-J <64 {Ekv. 14) Skapa vektorn V(1:28) ur samplena för det första sek- 2 vensparet: Re{V(I)) = X(32-I): där X är sampel för den första f (I) sekvensen. É Im{V(I)} = X(32-I); där X är sampel för den andra : (Q)-sekvensen. Ä 512 590 38 Finn koefficientvektorn C genom att lösa ekvationen: A x C - V = O {Ekv. 15) Dessa behandlingssteg beskrivs mer fullständigt i det amerikanska patentet 4 644 561 från den 17 februari 1987 i namnen Eric Paneth, David N. Critchlow och Moshe Yehushua.
Frekvensinsamlingsmodulen 103 körs när den mottar styrkanalen, för att synkronisera abonnentenhetens RX-fek- vens med basstationens sändfrekvens. Detta görs genom jus- tering av DDS-Cw-utsignalen tills energierna hos de mot- tagna signalernas två sidband är lika. Därefter justeras DDS-TX-frekvenserna enligt den beräknade frekvensavvikel- sen.
Om proceduren misslyckas med att uppnå frekvenssynk- ronisering, placeras en lämplig felkod i statusordet.
Bitsynkroniseringsmodulen 104 körs vid mottagning av RCC:n och efter fullföljande av frekvensinsamlingen. Ett i RCC-sänd- från basstationen, och detta används av denna modul visst mönster sänds i de första 44 symbolerna ningen för lingstiden. att beräkna RXCLK-avvikelsen fràn den korrekta samp- Denna avvikelse används för att justera RXCLK- timingen.
Röstdemoduleringsmodulen 105 aktiveras för att demo- dulera en röstlucka. Den ligger i det långsamma EPROM:et och dess funktioner delas mellan två procedurer DEMODA Och DEMODB.
DEMODA-funktionerna innefattar initialiseringspara- metrar för symbolmottagningsmodulen 106; anrop av symbol- mottagningsmodulen för behandling av de mottagna symboler- na för bufferten A: och lagring av variablerna i externt RAM för utgång.
DEMODB-funktionerna innefattar laddning av variabler- na från externt RAM till internt RAM; anrop av symbolmot- de mottagna symbolerna länkkvalitet och annan information efter mottagning av alla symbolerna i tagningsmodulen för för bufferten B; och fastställande av behandling av luckan. -35 512 590 39 Symbolmottagningsmodulen 106 laddas upp till RAM:et då CCT:n gár till röstarbetstillstándet. Den anropas av DEMODA eller DEMODB till att utföra följande: (1) läsa I- och Q-sampel från den cirkulära bufferten; (2) FIR-filtre- ra I- och Q-samplena; (3) fastställa de sända symbolerna och stoppa dem i en buffert; (4) exekvera en faslásslinga för att synkronisera DDS:n till den inkommande signalen; (5) exekvera bitspàrningsalgoritmen; (6) AGC-beräkning; och (7) ackumulera data för länkkvalitetsberäkning.
Sändmodulen 107 inkluderar avbrottsservicerutinen för den TXCLK-avbrottssignal som mottas pá ledningen 26e fràn FIR-chipset 16, vilket inträffar en gång per tvà symboler under en sändlucka. Sändmodulens 107 funktioner innefat- tar: (1) packa upp sändsymbolen fràn RELP-bufferten; (2) (3) addera den till den tidigare sända fasen (pá grund av DPSK-sänd- ningen); och (4) sända den till TX-bufferten i FIR-chipset 16. utföra en inverterad GRAY-kodning på densamma; MPT:ns gränssnitt till basbandsuppdraget utförs via styr- och statusord och databuffertar i det delade minnet.
Procedurer som erfordrar snabb exekvering laddas upp i snabbminnet när så erfordras. Dessa inkluderar avbrotts- servicerutinerna, symboldemodulering, RCC-insamling, och BPSK-demodulering.
MPT-övervakningsprogrammet kommer inte att vänta pà RXSOS för att läsa och avkoda styrordet, utan kommer att göra det omedelbart när den anropas.
TMS320C25 gàr till ett nerkopplingsarbetstillstànd vid exekvering av tomgángsinstruktionen. För att spara effekt kommer programvaran att vara i tomgàngsarbetstill- ståndet största delen av tiden, när det inte pàgàr något telefonsamtal. Efter en àterställning kommer övervaknings- programmet att insamla RCC-synkronisering och sedan gà till tomgàngsarbetstillstàndet till ett förutbestämt av- brott bringar en motsvarande servicerutin att exekveras.
Vid drift i nerkopplingsarbetstillstàndet träder TMS32OC25 in i ett passivt tillstànd och erfordrar endast \|| Hu! w n' \ W \ “"| iwfl W HVI i' *H H HU 512 590 40 en bråkdel av den effekt som normalt behövs för att mata anordningen. Medan den är i nerkopplingsarbetstillståndet bibehålls processorns hela inre innehåll för att medge fortsatt, oförändrad drift då nerkopplingsarbetstillstàn- det avslutas. vid mottagning av ett avbrott avslutar pro- cessorchipset 12 nerkopplingsarbetstillståndet temporärt och återtar normal drift under en minimitid av en huvud- slingcykel. Nerkopplingsarbetstillståndets behov kontrol- leras vid slutet av huvudslingan varje gång för att fast- ställa huruvida eller inte abonnentenheten skall återgå till nerkopplingsarbetstillståndet.
Luckklockan är baserad pà den hårdvarualstrade luck- timingen. Då en luckmarkör triggar ett avbrott, stegar rutinen klockan med ett steg. Varje klocksteg represen- terar 11,25 msek i tid.
UART:ens mottagnings- och sändfunktioner avbrotts- drivs inte, utan styrs av bakgrundsmjukvaran (denna styr processorladdning och förhindrar rusande avbrottsförhål- landen). Behandlingskoderna stödjer XON/XOFF-protokollet genom att direkt uppfånga dessa tecken och omedelbart aktivera eller spärra UART-sändningen såsom är lämpligt.
Mottagnings- och sändoperationens hastighet är utformad att vara selektiv med hjälp av en extern DIP-omkopplar- anordning. Den typiska datamottagningshastigheten är 9600 baud. En cirkulär buffert används för att styra UART- sändningen. Bakgrundsmjukvaran kontrollerar periodiskt kön och initierar sändning om den inte är tom. Den gör detta genom att sända bitgrupper till UART:n, med en bitgrupp åt gången tills kön är tom.
Klykomkopplaren samplas med TMS320C25:ns inre timing- avbrottsrutin. För att simulera likströmssignalering an- vänds en samplingsperiod om 1,5 ms. Detta avbrott är lin- jerat med ramtimingen vid början av varje ram; därför är dess frekvens faslåst vid basstationen för att förhindra För varje avbrott matas en bit som representerar klykomkopp- underskridande eller spill för klykomkopplarbufferten. lardetekteringssignalen (fràn SLIC:n) in i 60 bitars 512 590 41 klykomkopplarsamplingsbufferten (SSB). SSBm undersöks av SCTm en gång var 45:e ms under normal drift. Detta av- brott aktiveras av mjukvaran vid alla tidpunkter.

Claims (18)

512 590 42 PATENTKRAV
1. l. Abonnentenhet för tràdlös kommunikation med en basstation i ett trådlöst abonnentkommunikationssystem, k ä n n e t e c k n a d av organ för kodkonvertering av en digital röstinsignal för åstadkommande av digitala insymboler; organ för FIR-filtrering av de digitala insymbolerna; organ för modulering av en digital mellanfrekvenssig- nal med de filtrerade insymbolerna för ástadkommande av en modulerad mellanfrekvensinsignal; organ för behandling av den modulerade insignalen för ' sändning till basstationen; organ för demodulering av en utsignal som mottagits fràn basstationen för àstadkommande av digitala utsymbo- ler; och organ för syntetisering av en digital röstutsignal fràn de digitala utsymbolerna; varvid abonnentenheten innefattar ett FIR-chips för utförande av FIR-filtreringen av de digitala insymbolerna; och ett DIF-chips för digital syntetisering av den digi- tala mellanfrekvenssignalen och för utförande av module- ringen av den digitala mellanfrekvenssignalen.
2. Abonnentenhet enligt krav l, k ä n n e t e c k - n a d av att ett enda processorchips utför kodkonverte- ringen av den digitala röstinsignalen, för utförande av demoduleringen av den utsignal som mottagits fràn bassta- tionen, och för utförande av syntetiseringen av de digita- la utsymbolerna.
3. Abonnentenhet enligt krav 2, k ä n n e t e c k - n a d av att DIF-chipset innefattar organ kopplat till processorchipset för ackumulering av fasdata som åstadkom- mits av processorchipset för angivande av en förutbestämd mellanfrekvens och 512 590 43 organ för behandling av det ackumulerade fasdatat för alstring av den digitala mellanfrekvenssignalen vid den förutbestämda mellanfrekvensen.
4. Abonnentenhet enligt krav 3, k ä n n e t e c k - n a d av att processorchipset är kopplat till FIR-chip- set och DIF-chipset för styrning av FIR-chipsets och DIF- chipsets operation.
5. Abonnentenhet enligt krav 3, k ä n n e t e c k - n a d av att FIR-filtreringsorganet innefattar en för- handsavläsningstabell för åstadkommande av de filtrerade, digitala insymbolerna i gensvar till en kombination av de digitala insymboler som ástadkommits genom de kodkonver- terings- och filtreringskoefficienter som ástadkommits av processorchipset.
6. Abonnentenhet enligt krav 2, k ä n n e t e c k - n a d av att FIR-chipset innefattar organ för alstring av timingsignaler för timing av kodkonverteringsoperationen och operationen för syntetisering av den digitala röstut- signalen medelst processorchipset.
7. Abonnentenhet enligt krav 6, k ä n n e t e c k - n a d av att processorchipset utför demoduleringen av den utsignal som mottagits från basstationen oberoende av de timingsignaler som alstras av PIR-chipset.
8. Abonnentenhet enligt krav 7, k ä n n e t e c k - n a d av att processorchipset mottar utsignalen i enlig- het med de timingsignaler som alstras av FIR-chipset och mellanlagrar den mottagna utsignalen för demodulering, varvid processorchipset medges utföra demoduleringen när det inte utför kodkonverterings- och syntetiseringsopera- tionerna.
9. Abonnentenhet enligt krav 2, k ä n n e t e c k - n a d av att den vidare innefattar ett långsamt minne, som har åtminstone ett vänte- tillstànd förutom tillståndet med nollväntetid, kopplat till processorchipset för lagring av behandlingskoder, vilket minne används av processorchipset när koderna inte behöver bearbetas med nollväntetid; och Hu mv uflulïl x MI H1 l-HIH I' |\ HUIIWHIHHIH IM H l \ Il Iw H Mu' H m x u- 512 590 W 44 ett snabbt minne, som har väntetillstànd med nollvän- tetid, kopplat till processorchipset för temporär lagring av behandlingskoder, vilket minne används av processor- chipset när koderna bearbetas med nollväntetid.
10. Abonnentenhet enligt krav 2, k ä n n e t e c k - n a d av att processorchipset träder in i ett nerkopp- lingsarbetstillstånd i gensvar till en tomgångsinstruk- tion, avslutar nerkopplingsarbetstillståndet temporärt i gensvar till en avbrottsbegäran och återtar normal drift under en förutbestämd period under vilken det fastställs huruvida en servicerutin skall utföras, och återgår till nerkopplingsarbetstillståndet då ingen servicerutin skall utföras.
11. ll. Abonnentenhet enligt krav 2, k ä n n e t e c k - n a d av att FIR-chipset innefattar: organ för internadressavkodning för att medge proces- sorn att komma åt interna funktioner hos FIR-chipset; ett styr- och statusregister som låter processorn läsa status för och styra interna funktioner hos FIR-chip- set; organ för styrning av timing, vilket låter processorn styra FIR-filterorganet; organ för alstring av timingsignaler för timing av kodkonverteringsoperationer och syntetiseringsoperationer som är kopplade till processorn; och en förhandsavläsningstabell för àstadkommande av de filtrerade, digitala insymbolerna i gensvar till en kombi- nation av de digitala insymboler som àstadkommits av kod- konverterings- och filtreringskoefficienterna från proces- sorchipset.
12. Abonnentenhet enligt krav ll, k ä n n e - t e c k n a d av att FIR-chipset vidare innefattar ett signalaggregatstyrorgan som är operativt associerat med styr- och statusregisterna, vilket signalaggregatstyrorgan låter processorn styra en signalaggregatkrets hos abon- nentenheten. 512 590 45
13. Abonnentenhet enligt krav 2, k ä n n e t e c k - n a d av att DIF-chipset innefattar: organ kopplat till processorn för ackumulering av fasdata; och organ för behandling av det ackumulerade fasdatat, varvid den digitala mellanfrekvensen syntetiseras, vid ett förutbestämt värde, i gensvar till det behandlade fasda- tat.
14. Abonnentenhet enligt krav 13, k ä n n e - t e c k n a d av att DIF-chipset vidare innefattar ett organ för frekvensjustering med hög upplösning av den digitala mellanfrekvensen.
15. Abonnentenhet enligt krav 12, k ä n n e - t e c k n a d av att FIR-chipset vidare innefattar en övervakande tidreläkrets som är operativt associerad med styr- och statusregistret för àterställning av processor- organet.
16. Abonnentenhet enligt krav 11, k ä n n e - t e c k n a d av att FIR-chipset vidare innefattar en samplingsbuffert för operativ associering med processor- organet för lagring av mottagna datasampel innan data- samplena matas ut till processororganet.
17. Abonnentenhet enligt krav 11, k ä n n e - t e c k n a d av att FIR-chipset vidare innefattar en be- lastbarhetsbuffert för mottagning av en huvudklocksignal fràn abonnentenheten för lagring av huvudklocksignalen in- nan den matas in till timingsignalalstringsorganet.
18. Abonnentenhet enligt krav 11, k ä n n e - t e c k n a d av att PIR-chipset vidare innefattar ett externadressavkodningsorgan för operativ associering med processorn för att låta processorn komma åt abonnenten- hetens återstående komponenter. 'I V' I* WlIll-H III! IHIIVU w w n- w-v ~ n
SE9002624A 1989-08-14 1990-08-13 Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem SE512590C2 (sv)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/394,497 US5008900A (en) 1989-08-14 1989-08-14 Subscriber unit for wireless digital subscriber communication system

Publications (3)

Publication Number Publication Date
SE9002624D0 SE9002624D0 (sv) 1990-08-13
SE9002624L SE9002624L (sv) 1991-02-15
SE512590C2 true SE512590C2 (sv) 2000-04-03

Family

ID=23559212

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE9002624A SE512590C2 (sv) 1989-08-14 1990-08-13 Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem
SE9202259A SE516955C2 (sv) 1989-08-14 1992-07-30 Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE9202259A SE516955C2 (sv) 1989-08-14 1992-07-30 Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem

Country Status (29)

Country Link
US (2) US5008900A (sv)
JP (1) JP2939825B2 (sv)
KR (1) KR950010319B1 (sv)
CN (1) CN1016553B (sv)
AU (1) AU616849B2 (sv)
BE (1) BE1005310A5 (sv)
BR (1) BR9003984A (sv)
CA (1) CA2022128C (sv)
CZ (1) CZ285903B6 (sv)
DE (1) DE4025771C2 (sv)
DK (1) DK176895B1 (sv)
ES (1) ES2025489A6 (sv)
FI (1) FI111308B (sv)
FR (1) FR2652464B1 (sv)
GB (1) GB2235854B (sv)
HU (1) HU210891B (sv)
IL (2) IL95207A (sv)
IT (1) IT1248619B (sv)
MX (2) MX165585B (sv)
MY (1) MY111041A (sv)
NL (1) NL193013C (sv)
NO (1) NO307239B1 (sv)
NZ (1) NZ234689A (sv)
PL (1) PL166789B1 (sv)
PT (1) PT94975B (sv)
RU (3) RU2138122C1 (sv)
SE (2) SE512590C2 (sv)
YU (1) YU155690A (sv)
ZA (1) ZA906047B (sv)

Families Citing this family (82)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5008900A (en) * 1989-08-14 1991-04-16 International Mobile Machines Corporation Subscriber unit for wireless digital subscriber communication system
US5146473A (en) * 1989-08-14 1992-09-08 International Mobile Machines Corporation Subscriber unit for wireless digital subscriber communication system
FR2669480B1 (fr) * 1990-11-15 1994-04-08 Alcatel Radiotelephone Circuit de traitement du signal pour le systeme de radiotelephone cellulaire numerique europeen.
DE4106928A1 (de) * 1991-03-05 1992-09-10 Blaupunkt Werke Gmbh Autoradio
KR940007469B1 (ko) * 1991-05-23 1994-08-18 삼성전자 주식회사 이동 무선전화기에 있어서 주파수 소스회로
FI89845C (sv) * 1991-09-04 1993-11-25 Nokia Mobile Phones Ltd Koppling för alstring av sändningssignal i en radiotelefon
EP0536464B1 (en) * 1991-10-10 1998-12-09 Nec Corporation SONET DS-N desynchronizer
US5390180A (en) * 1991-10-10 1995-02-14 Nec America, Inc. SONET DS-N desynchronizer
US5289464A (en) * 1992-09-21 1994-02-22 At&T Bell Laboratories Frequency-multiplexed cellular telephone cell site base station and method of operating the same
US5546383A (en) * 1993-09-30 1996-08-13 Cooley; David M. Modularly clustered radiotelephone system
US5412352A (en) * 1994-04-18 1995-05-02 Stanford Telecommunications, Inc. Modulator having direct digital synthesis for broadband RF transmission
US6404761B1 (en) 1994-06-17 2002-06-11 Home Wireless Networks, Inc. Communications webs with personal communications links for PSTN subscribers
US5555258A (en) * 1994-06-17 1996-09-10 P. Stuckey McIntosh Home personal communication system
US6058104A (en) * 1994-06-17 2000-05-02 Home Wireless Networks, Inc. Communications webs for PSTN subscribers
US6418131B1 (en) 1994-06-17 2002-07-09 Lake Communications Limited Spectrum monitoring for PSTN subscribers
US6775531B1 (en) 1994-07-21 2004-08-10 Interdigital Technology Corporation Subscriber terminal temperature regulation
US6243399B1 (en) 1994-07-21 2001-06-05 Interdigital Technology Corporation Ring signal generator
ES2182751T3 (es) 1994-07-21 2003-03-16 Interdigital Tech Corp Regulacion de la temperatura interna de un terminal de abonado.
US5854813A (en) * 1994-12-29 1998-12-29 Motorola, Inc. Multiple access up converter/modulator and method
US5754597A (en) * 1994-12-29 1998-05-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for routing a digitized RF signal to a plurality of paths
WO1996031942A1 (en) * 1995-04-03 1996-10-10 Motorola Inc. Multiple access up converter/modulator and method
FI98020C (sv) * 1995-06-06 1997-03-25 Nokia Mobile Phones Ltd Moduleringsförfarande och modulator för en digital signal
GB2311194B (en) * 1996-03-12 2000-05-31 Nokia Mobile Phones Ltd Transmitting and receiving radio signals
US5790658A (en) * 1996-10-28 1998-08-04 Advanced Micro Devices, Inc. High performance echo canceller for high speed modem
US6249155B1 (en) 1997-01-21 2001-06-19 The Connor Winfield Corporation Frequency correction circuit for a periodic source such as a crystal oscillator
DE19701910A1 (de) * 1997-01-21 1998-07-30 Siemens Ag Sende- und Empfangsanordnung für Hochfrequenzsignale
WO1998038755A1 (en) * 1997-02-26 1998-09-03 Motorola Inc. Releasing an aborted call in a cdma system
US6347121B1 (en) * 1997-03-11 2002-02-12 Erkka Sointula Transmitting and receiving radio signals
US5970099A (en) * 1997-06-06 1999-10-19 Advanced Micro Devices, Inc. Silent polarity reversal in a communication system
US5995849A (en) * 1997-11-26 1999-11-30 Direct Wireless Communication Corp. Direct wireless communication system and method of operation
US5963549A (en) * 1997-12-10 1999-10-05 L-3 Communications Corporation Fixed wireless loop system having baseband combiner predistortion summing table
DE19841038C2 (de) * 1998-09-09 2003-01-09 T Mobile Deutschland Gmbh Verfahren zur Behandlung verkehrsbezogener Vermittlungsdaten in Vermittlungsknoten von Kommunikationsnetzen
US9130810B2 (en) 2000-09-13 2015-09-08 Qualcomm Incorporated OFDM communications methods and apparatus
US7295509B2 (en) 2000-09-13 2007-11-13 Qualcomm, Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
KR100689508B1 (ko) 2003-09-04 2007-03-02 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 핸드오버 수행 방법
ES2348415T3 (es) * 2004-01-20 2010-12-03 Qualcomm, Incorporated Comunicacion de difusion/multidifusion sincronizada.
JP4563737B2 (ja) * 2004-07-02 2010-10-13 ルネサスエレクトロニクス株式会社 パルス幅変調回路
US9148256B2 (en) 2004-07-21 2015-09-29 Qualcomm Incorporated Performance based rank prediction for MIMO design
US9137822B2 (en) 2004-07-21 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
KR100617732B1 (ko) 2004-10-26 2006-08-28 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 인접 기지국 광고 메시지 송/수신 방법 및 시스템
US9246560B2 (en) 2005-03-10 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems
US9154211B2 (en) 2005-03-11 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems
US8446892B2 (en) 2005-03-16 2013-05-21 Qualcomm Incorporated Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system
US9520972B2 (en) 2005-03-17 2016-12-13 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9143305B2 (en) 2005-03-17 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9461859B2 (en) 2005-03-17 2016-10-04 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9184870B2 (en) 2005-04-01 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Systems and methods for control channel signaling
US9408220B2 (en) 2005-04-19 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Channel quality reporting for adaptive sectorization
US9036538B2 (en) 2005-04-19 2015-05-19 Qualcomm Incorporated Frequency hopping design for single carrier FDMA systems
US20060240784A1 (en) * 2005-04-22 2006-10-26 Qualcomm Incorporated Antenna array calibration for wireless communication systems
US8565194B2 (en) 2005-10-27 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Puncturing signaling channel for a wireless communication system
US8611284B2 (en) 2005-05-31 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Use of supplemental assignments to decrement resources
US8879511B2 (en) 2005-10-27 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Assignment acknowledgement for a wireless communication system
US8462859B2 (en) 2005-06-01 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Sphere decoding apparatus
US8498669B2 (en) * 2005-06-16 2013-07-30 Qualcomm Incorporated Antenna array calibration for wireless communication systems
US9179319B2 (en) 2005-06-16 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Adaptive sectorization in cellular systems
US8599945B2 (en) 2005-06-16 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Robust rank prediction for a MIMO system
US8885628B2 (en) 2005-08-08 2014-11-11 Qualcomm Incorporated Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system
US20070041457A1 (en) 2005-08-22 2007-02-22 Tamer Kadous Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system
US9209956B2 (en) 2005-08-22 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Segment sensitive scheduling
US8644292B2 (en) 2005-08-24 2014-02-04 Qualcomm Incorporated Varied transmission time intervals for wireless communication system
US9136974B2 (en) 2005-08-30 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Precoding and SDMA support
DE102005045115A1 (de) * 2005-09-21 2007-04-05 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zum Betrieb eines Kommunikationsendgeräts
US9144060B2 (en) 2005-10-27 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Resource allocation for shared signaling channels
US9210651B2 (en) 2005-10-27 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for bootstraping information in a communication system
US8582509B2 (en) 2005-10-27 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US9172453B2 (en) 2005-10-27 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system
US8693405B2 (en) 2005-10-27 2014-04-08 Qualcomm Incorporated SDMA resource management
US9225416B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Varied signaling channels for a reverse link in a wireless communication system
US8477684B2 (en) 2005-10-27 2013-07-02 Qualcomm Incorporated Acknowledgement of control messages in a wireless communication system
US9088384B2 (en) 2005-10-27 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Pilot symbol transmission in wireless communication systems
US8045512B2 (en) 2005-10-27 2011-10-25 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US9225488B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Shared signaling channel
US9118111B2 (en) * 2005-11-02 2015-08-25 Qualcomm Incorporated Antenna array calibration for wireless communication systems
US8280430B2 (en) * 2005-11-02 2012-10-02 Qualcomm Incorporated Antenna array calibration for multi-input multi-output wireless communication systems
US8582548B2 (en) 2005-11-18 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Frequency division multiple access schemes for wireless communication
US8831607B2 (en) 2006-01-05 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Reverse link other sector communication
US8380531B2 (en) * 2008-07-25 2013-02-19 Invivodata, Inc. Clinical trial endpoint development process
US7835401B2 (en) * 2009-02-18 2010-11-16 Applied Micro Circuits Corporation System and method for inverse multiplexing using transcoding and frame alignment markers
CN101895503B (zh) * 2010-07-26 2014-04-30 中兴通讯股份有限公司 一种用于lte基站侧的信号处理方法及装置
US9002973B2 (en) * 2011-10-21 2015-04-07 Fisher Controls International Llc Delayed publishing in process control systems
CN108615429B (zh) * 2018-06-26 2024-03-22 宗仁科技(平潭)股份有限公司 一种用于枪声和爆炸声模拟器的集成电路及装置

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4123774A (en) * 1977-02-07 1978-10-31 Basf Aktiengesellschaft Color signal encoding methods and apparatus for video recording and playback
DE3007907A1 (de) * 1980-03-01 1981-09-17 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Digitaler empfaenger
US4754340A (en) * 1983-11-01 1988-06-28 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method of reproducing a chrominance signal from a previously low-range-converted chrominance signal using comb filtering and sampling
NL8402319A (nl) * 1984-07-23 1986-02-17 Philips Nv Inrichting voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude in responsie op datasignalen.
NL8402318A (nl) * 1984-07-23 1986-02-17 Philips Nv Inrichting voor het genereren van een hoekgemoduleerd draaggolfsignaal van constante amplitude in responsie op datasignalen.
GB8505527D0 (en) * 1985-03-04 1985-04-03 Digital Equipment Corp Digitally implemented modulators
US4644561A (en) * 1985-03-20 1987-02-17 International Mobile Machines Corp. Modem for RF subscriber telephone system
US4893316A (en) * 1985-04-04 1990-01-09 Motorola, Inc. Digital radio frequency receiver
GB2176362B (en) * 1985-06-06 1989-12-06 Gen Electric Plc Digital mixing apparatus
EP0235264A4 (en) * 1985-09-03 1990-02-26 Motorola Inc DIGITAL RADIO RECEIVER.
US4675882A (en) * 1985-09-10 1987-06-23 Motorola, Inc. FM demodulator
US4962510A (en) * 1986-04-15 1990-10-09 Terra Marine Engineering, Inc. Phase modulated system with phase domain filtering
US4825448A (en) * 1986-08-07 1989-04-25 International Mobile Machines Corporation Subscriber unit for wireless digital telephone system
DE3644066C2 (de) * 1986-08-07 2000-03-02 Interdigital Tech Corp Teilnehmereinheit für ein drahtloses digitales Telefonsystem
US4777633A (en) * 1987-08-14 1988-10-11 International Mobile Machines Corp. Base station for wireless digital telephone system
US4811420A (en) * 1987-07-08 1989-03-07 International Mobile Machines Corporation Initialization of communication channel between a subsciber station and a base station in a subscriber communication system
US4926130A (en) * 1988-01-19 1990-05-15 Qualcomm, Inc. Synchronous up-conversion direct digital synthesizer
US4905177A (en) * 1988-01-19 1990-02-27 Qualcomm, Inc. High resolution phase to sine amplitude conversion
US4873500A (en) * 1988-04-29 1989-10-10 Motorola, Inc. Phase accumulation continuous phase modulator
US5121412A (en) * 1989-01-03 1992-06-09 Motorola, Inc. All-digital quadrature modulator
US5127100A (en) * 1989-04-27 1992-06-30 Motorola, Inc. Digital radio communication system and two way radio
US5008900A (en) * 1989-08-14 1991-04-16 International Mobile Machines Corporation Subscriber unit for wireless digital subscriber communication system
US4985684A (en) * 1989-08-31 1991-01-15 Motorola, Inc. Fully integrated digital FM discriminator
US5028887A (en) * 1989-08-31 1991-07-02 Qualcomm, Inc. Direct digital synthesizer driven phase lock loop frequency synthesizer with hard limiter
US4965533A (en) * 1989-08-31 1990-10-23 Qualcomm, Inc. Direct digital synthesizer driven phase lock loop frequency synthesizer
US5045817A (en) * 1990-09-07 1991-09-03 John Fluke Mfg. Co., Inc. FM deviation control of direct digital synthesizers

Also Published As

Publication number Publication date
FR2652464B1 (fr) 1994-01-14
KR950010319B1 (ko) 1995-09-14
IT9048227A1 (it) 1992-02-14
SE9002624L (sv) 1991-02-15
GB2235854A (en) 1991-03-13
FI903986A0 (fi) 1990-08-13
PL286482A1 (en) 1991-07-29
GB9016880D0 (en) 1990-09-12
RU2138122C1 (ru) 1999-09-20
IL110757A0 (en) 1994-11-11
SE9202259D0 (sv) 1992-07-30
BR9003984A (pt) 1991-09-03
HU210891B (en) 1995-09-28
IL95207A0 (en) 1991-06-10
NO307239B1 (no) 2000-02-28
DE4025771C2 (de) 2002-09-05
NL193013C (nl) 2002-01-09
RU2159007C2 (ru) 2000-11-10
ES2025489A6 (es) 1992-03-16
IL95207A (en) 1995-03-15
HUT54842A (en) 1991-03-28
NL193013B (nl) 1998-03-02
CS385690A3 (en) 1992-01-15
CN1016553B (zh) 1992-05-06
PT94975A (pt) 1992-03-31
PL166789B1 (en) 1995-06-30
DK185090D0 (da) 1990-08-02
CA2022128A1 (en) 1991-02-15
IT1248619B (it) 1995-01-21
DK185090A (da) 1991-02-15
DE4025771A1 (de) 1991-02-21
NO903529L (no) 1991-02-15
FI111308B (sv) 2003-06-30
SE516955C2 (sv) 2002-03-26
CA2022128C (en) 1995-02-07
HU904933D0 (en) 1991-01-28
IT9048227A0 (it) 1990-08-14
PT94975B (pt) 1997-11-28
MY111041A (en) 1999-08-30
AU5987690A (en) 1991-03-28
BE1005310A5 (fr) 1993-06-22
YU155690A (sh) 1994-01-20
ZA906047B (en) 1991-05-29
JPH0388437A (ja) 1991-04-12
CN1049581A (zh) 1991-02-27
NO903529D0 (no) 1990-08-10
JP2939825B2 (ja) 1999-08-25
FR2652464A1 (fr) 1991-03-29
SE9002624D0 (sv) 1990-08-13
MX165585B (es) 1992-11-24
RU2154360C2 (ru) 2000-08-10
NL9001816A (nl) 1991-03-01
NZ234689A (en) 1992-05-26
AU616849B2 (en) 1991-11-07
SE9202259L (sv)
DK176895B1 (da) 2010-03-15
CZ285903B6 (cs) 1999-11-17
US5325396A (en) 1994-06-28
GB2235854B (en) 1994-06-29
KR910005606A (ko) 1991-03-30
MX9206714A (es) 1994-05-31
US5008900A (en) 1991-04-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
SE512590C2 (sv) Abonnentenhet för trådlöst, digitalt abonnentkommunikationssystem
US6078629A (en) Digital synthesizer
CN1009610B (zh) 数字无线电话系统的用户单元
JPS63119348A (ja) デジタル信号処理装置を備えたモデム
US5329553A (en) Decimation filter for a sigma-delta converter and data circuit terminating equipment including the same
EP1331747B1 (en) Communication timing coordination techniques
GB2270447A (en) A digital intermediate frequency chip in a subscriber unit for a wireless digital communication system
NL194631C (nl) Abonnee-eenheid voor het verwerken van communicatiesignalen in een draadloos telecommunicatiesysteem.
CA2137010C (en) Subscriber unit for wireless digital subscriber communication system
US20020110187A1 (en) Method and apparatus for providing domain conversions for multiple channels and applications thereof
IL110757A (en) Subscription unit for wireless digital subscriber communication system
WO2001050458A1 (en) Subband adpcm voice encoding and decoding
KR20000060361A (ko) 비대칭 디지탈 가입자 회선 시스템의 네트워크 기준 클럭 신호발생장치

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed