Die Erfindung betrifft eine Teilnehmereinheit für ein drahtloses digitales Telefonsystem, bei
dem die Teilnehmereinheit in drahtloser Verbindung mit einer Basisstation steht.
Aus der US 4573166 ist ein prozessorgesteuertes digitales Modem zur Übertragung von
Telefonsignalen über Telefonleitungen bekannt.
Die US 4335446 offenbart eine Teilnehmereinheit mit einem Modem, wobei jedoch weder
Frequenzsynthesizer noch Basisbandprozessor enthalten sind.
Ferner ist aus der US 4109101 ein digitales Modem bekannt, welches ebenfalls keinen
Frequenzsynthesizer enthält.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Teilnehmereinheit für ein drahltloses
digitales Telefonsystem bereitzustellen, die eine stabile Abstimmung des Sende- und
Empfangsbetriebs auf zwei verschiedenen Hochfrequenzlagen ermöglicht. Zur Lösung dieser
Aufgabe beinhaltet die Teilnehmereinheit
einen Basisbandprozessor,
der eine Anzahl von Funktionen ausführt, wie z. B. das Um
schlüsseln von ankommenden und ausgehenden Signalen eines
Typs eines Bitstromes in einen anderen und die Möglichkeit der
Echoauslöschung. Er wirkt auch als Steuermikroprozessor,
beispielsweise durch Informieren eines Synthetisierers in
dem System über die zu verwendende gewünschte Betriebs
frequenz. Außerdem ist er mit einer Speichereinrichtung
zum Empfangen und Speichern der verschiedenen Funktionen,
die von ihm ausgeführt oder empfangen werden, verbunden.
Der Basisbandprozessor ist mit einem Modemprozessor über
eine Einrichtung für direkten Zugriff verbunden, die einen
gleichzeitigen Zugriff zu beiden dieser Prozessoren verhin
dert, aber die beiden Prozessoren stehen miteinander in
Verbindung, und der Modemprozessor, der als Haupteinrich
tung in dem System wirkt, kann auf den Speicher des Basis
bandprozessors über die direkte Zugriffseinrichtung zu
greifen. Es ist jedoch eine Aussperreinrichtung vorgesehen,
wodurch unter bestimmten Umständen die Steuerung des
Basisbandprozessors durch den Modemprozessor verhindert
ist.
Der Modemprozessor sendet seine Signale mit einer vorbe
stimmten Abtastgeschwindigkeit über ein frequenzübersetz
tes komplexes Signal, das in ein Analogsignal umgewandelt
wird. Das Analogsignal wird mittels eines Austastverfahrens
(blanking process) entstört. Das entstörte Signal wird
dann aufwärts umgewandelt und gefiltert, um ein IF-Signal
zu bilden, das danach verstärkt wird. Die Frequenz des
verstärkten IF-Signals wird zu einer Frequenz addiert,
die durch den vorgenannten Synthetisierer erzeugt wird,
und das resultierende RF-Signal wird verstärkt und zu
einer Antenne geführt.
Die Teilnehmereinheit benutzt fortlaufend sich wiederho
lende Rahmen, in welchen sie während eines Teiles eines
jeden Rahmens sendet und während eines anderen Teiles
empfängt, wobei diese Teile als "Schlitze" bezeichnet
werden. Auf der Basis von bestimmten Signalen, die von
der Basisstation empfangen werden, erzeugt der Basisband
prozessor Anfangssignale, die bestimmen, ob die Teilneh
mereinheit in der Sendebetriebsart oder der Empfangsbe
triebsart ist.
In den Pausen zwischen der Betätigung des Systems wird
eine Lernbetriebsart verwendet, wobei ein bekanntes Sig
nal von dem Modemprozessor mit einem zurückgeführten Sig
nal verglichen wird, um Korrekturkonstanten zu bilden,
um unerwünschte Änderungen in dem IF-Signal infolge von
Änderungen in der Temperatur, Komponentenwerten usw. aus
zugleichen. Diese Korrekturkonstanten werden zum Gebrauch
beim Korrigieren von tatsächlich empfangenen Signalen ge
speichert.
Während der Demodulation werden die modulierten Digital
signale zu dem Modemprozessor in Form von zeitverviel
fachten I- und Q-Abtastsignalen geführt und demultiplext.
Die demultiplexten I- und Q-Abtastsignale werden einem
Ausgleicher und einer Frequenzkorrekturschaltung zur Ver
ringerung von Fehlern zugeführt, was zur Erzeugung von
Frequenzkorrektursignalen führt, die dazu verwendet wer
den, jegliche Fehler in der Zeiteinteilung des Systems
und in dem Ausgang des Synthetisierers zu korrigieren.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeich
nungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrie
ben. Es zeigt
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Teilnehmer
einheit nach der Erfindung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild des Modulatorteils des in
Fig. 1 gezeigten Modemprozessors,
Fig. 3 ein Blockschaltbild der in Fig. 2 gezeigten
DPSK-Umwandlungseinheit,
Fig. 4 den Aufbau und die Funktion des in Fig. 2 ge
zeigten FIR-Filters
Fig. 5 ein Blockschaltbild des in Fig. 1 gezeigten
Interpolators,
Fig. 6 ein Blockschaltbild des in Fig. 1 gezeigten
Synthetisierers,
Fig. 7 eine abgewandelte Form des Eingabeteiles des
in Fig. 1 gezeigten Modemprozessors,
Fig. 8 ein Blockschaltbild des Demodulatorteiles des
in Fig. 1 gezeigten Modemprozessors,
Fig. 9 ein Blockschaltbild des in Fig. 8 gezeigten
Grobfrequenzsteuermoduls, und
Fig. 10 ein Blockschaltbild des in Fig. 8 gezeigten
AFC- und Zeichenzeiteinteilungsmoduls.
Wörterverzeichnis
Verzeichnis von in der Beschreibung verwendeten Akronymen und Wörtern
AKRONYM |
DEFINITION |
A/D |
Analog-Digital-Wandler |
ADJ |
(Adjustment Input) Ausgleichseingabe |
AFC |
(Automatic Frequency Control) automatische Frequenzsteuerung |
AGC |
(Automatic Gain Control) automatische Verstärkungsregelung |
BLANKING |
Steuereinrichtung zum Halten eines Signals auf einem vorbestimmten Amplitudenpegel während der Betätigung der Steuereinrichtung |
CODEC |
(Combined Coder and Decoder) kombinierter Coder und Decoder |
CPE |
(Customer Provided Equipment) Telefonapparat |
D/A |
(Digital-to-Analog Converter) Digital-Analog-Wandler |
DMA |
(Direct Memory Access) direkter Speicherzugriff |
DPSK |
(Differential Phase Shift Keying Modulation) Differenzphasenumtastung |
DS |
(Data Select) Wählen von Daten |
EEPROM |
(Electrically Erasable Programable Read Only Memory) elektrisch löschbarer programmierbarer Nur-Lese-Speicher |
EPROM |
(Erasable Programable Read Only Memory) löschbarer programmierbarer Nur-Lese-Speicher |
FIFO |
(First-In First-Out Memory) Verschiebespeicher |
FIR |
(Finite Impulse Response) Ansprechempfindlichkeit für endlichen Impuls |
GLITCH |
unerwünschtes Störsignal |
HOLD |
Leerlaufbetrieb |
I |
(In-Phase) gleichphasig |
IF |
(Intermediate Frequency) Zwischenfrequenz |
Kbps |
Kilobits pro Sekunde |
nS |
Nanosekunde |
PAL |
(Programable Array Logic) programmierbare Reihenlogik |
PCM |
(Pulse Code Modulation) Pulscodemodulation |
PROM |
(Programable Read Only Memory) programmierbarer Nur-Lese-Speicher |
PSK |
(Phase Shift Keying Modulation) Phasenumtastung |
Q |
(Quadrature) 90°-Verschiebung |
RAM |
(Random Access Memory) Speicher mit direktem Zugriff |
RELP |
(Residual Excited Linear Prediction) restliche angeregte Linearvoraussage |
RF |
(Radio Frequency) Hochfrequenz |
R/W |
(Read/Write) Lesen/Schreiben |
S/H |
(Sample and Hold) Abtasten und Halten |
SLIC |
(Subscriber Loop Interface Circuit) Anpaßschaltung für digitalen Teilnehmeranschluß |
STROBE |
Abtastsignal |
UART |
(Universal Asynchronous Receiver Transmitter) asynchrone Universal-Sende-Empfangs-Einheit |
VCXO |
(Voltage Controlled Crystal Oscillator) spannungsgesteuerter Kristalloszillator |
XF |
externe Flaggenausgabe, die dazu verwendet wird, anderen Prozessoren ein Signal zu geben |
Die Erfindung betrifft Kommunikationssysteme für die draht
lose Übertragung von Mehrfachinformationssignalen unter
Verwendung von digitalen Zeitteilungsschaltungen zwischen
einer Basisstation und einer oder mehreren Teilnehmer
stationen und bezieht sich insbesondere auf den Aufbau und
die Funktionsweise einer solchen Teilnehmerstation.
Es wird nun im einzelnen auf die Zeichnungen Bezug genom
men, in denen ähnliche Teile mit den gleichen oder ähnli
chen Bezugszeichen versehen sind. In Fig. 1 ist ein Ver
bindungsglied 10 zum Anschluß an das Teilnehmergerät (CPE)
gezeigt. Ein Leitungspaar 12 führt von dem Verbindungs
glied 10 zu einer SLIC 14 und ist über ein Relais 18 mit
einer Rufschaltung 16 verbindbar. Die SLIC 14 ist ein
Standardchip zur Bereitstellung verschiedenartiger Funk
tionen wie Batteriespannung, Überspannungsschutz, Rufen,
Signalfeststellung, wie von einer Drehwählscheibe, Hörer
status, Leitungstesten usw. Sie enthält auch die Gabel
schaltung, welche eine Vielzahl von Stimmen in eingehende
und ausgehende Signale trennt. Die SLIC 14 ist mit einem
Codec 20 verbunden, der eingehende und ausgehende Leitun
gen zu und von einem Basisbandprozessor 22 hat, wobei sie
in der Einwärtsrichtung analoge Lautsignale in digitale
Signale, d. h. 64 kbps PCM mit nichtlinearer Quantisierung ("u-law"), umwandelt, während sie
in die Auswärtsrichtung digitale Signale in analoge Laut
signale umwandelt. Es kann manchmal erwünscht sein, den
Codec zu umgehen, so daß die SLIC 14 unmittelbar mit dem
Basisbandprozessor 22 verbunden ist. Es gibt einen alter
nativen Zugang zu dem Basisbandprozessor über ein Verbin
dungsglied 24 und einen UART 26, der eine direkte digitale
Verbindung zu dem Basisbandprozessor herstellt, wodurch
die SLIC und der Codec umgangen werden. Diese direkte Zu
gangsverbindung dient zwei Zwecken: 1. Nur digitale Signale
durchzulassen, wenn dies erwünscht ist, wodurch alle ana
logen Verbindungen umgangen werden, und 2. einen direkten
Zugang zu den Prozessoren und Speichern zur leichten War
tung und Testzwecken zu gestatten.
Der Basisbandprozessor 22 hat verschiedene Funktionen,
von denen eine darin besteht, das 64-kbps-PCM-Signal in
14,57 . . . kbps mittels einer Codeumwandlungsfunktion umzu
wandeln, wie sie z. B. durch die restliche angeregte Linear
voraussage (RELP) bereitgestellt wird. Er macht auch Echo
löschung und wirkt außerdem als Steuermikroprozessor, in
dem er z. B. den in dem System verwendeten Synthetisierer
über die gewünschte Betriebsfrequenz informiert. Der Basis
bandprozessor 22 ist mit einem Startroutinenspeicherchip
28 sowie mit einem seriellen EEPROM 30 verbunden, der ein
elektrisch löschbarer nichtflüchtiger Speicher ist, in
dem ausgewählte Bits elektrisch gelöscht werden können,
ohne andere darin gespeicherte Bits zu löschen. Dieser
EEPROM 30 wird dazu verwendet, sowohl um die Teilnehmer
kennummer als auch die Netzkennummer (die Basisstation,
mit der sie verwendet wird) zu speichern. Außerdem ist der
Basisbandprozessor 22 mit einem Höchstgeschwindigkeits-
RAM 32 verbunden, in welchem er die darin empfangenen Sig
nale abspeichert. Der RAM 32 beinhaltet auch eine "Cache"-
Einrichtung und wird außerdem als Direktzugriffsspeicher
für die RELP-Umwandlung, Echoauslöschung und andere Steuer
funktionen verwendet. Der Basisbandprozessor 22 ist auch
mit einem Halbgeschwindigkeits-EPROM 34 und einem Höchst
geschwindigkeits-PROM 36 verbunden, welche die RELP- und
Echoauslöschungsfunktionen sowie die verschiedenen an
deren Funktionen, wie die Steuerfunktion, speichern. Der
Basisbandprozessor 22 ist außerdem über einen direkten
Speicherzugriff (DMA) 38 mit einem Modemprozessor 40 ver
bunden.
Der DMA 38 verhindert das Auftreten eines gleichzeitigen
Zugriffs des RAM 32 durch den Basisband- und Modemprozes
sor.
Die DMA-Schnittstelle wird dazu verwendet, Laut- und
Steuerdaten zwischen dem Basisband- und Modemprozessor
zu übertragen. Der Modemprozessor 40 wirkt als Leitein
richtung und steuert den Basisbandprozessor 22 über Halte
leitungen (nicht gezeigt). Der Modemprozessor 40 ist in
der Lage, in den Basisbandprozessor 22 einzugreifen,
seinen Betrieb zu stoppen und die Steuerleitungen,
Adress- und Datenbusse dazu zu bringen, den Hochimpedanz
zustand einer Dreizustandsausgabe anzunehmen. Dies ermög
licht dem Modemprozessor 40, auf den DMA-Speicher des
Basisbandprozessors über die DMA-Schnittstelle einzugrei
fen und zu lesen oder in ihn zu schreiben.
Dies wird durch den Modemprozessor 40 erzielt, der sein
XF-Bit durchsetzt, das zu dem Halteingang des Basisband
prozessors geleitet wird. Wenn der Basisbandprozessor
diesen Befehl empfängt, beendet er die Ausführung der
momentanen Anweisung, stoppt seinen Betrieb, veranlaßt
seine Steuerdaten- und Adressbusse den Hochimpedanzzu
stand einer Dreizustandsausgabe anzunehmen und dann ein
Haltbestätigungssignal zurück an den Modemprozessor aus
zugeben. Unmittelbar nachdem der Modemprozessor den Halt
befehl ausgibt, fährt er mit anderen Aufgaben fort, wäh
rend er darauf wartet, daß der Basisbandprozessor das
Haltbestätigungssignal aussendet. Wenn der Modemprozessor
das Haltbestätigungssignal empfängt, übernimmt er die
Steuerung der Steuer-, Daten- und Adressbusse des Basis
bandprozessors und liest oder schreibt dann in den DMA-
RAM 32. Nachdem der Modemprozessor den Zugriff auf den
DMA-RAM beendet hat, nimmt er die Halteingabe von dem
Basisbandprozessor weg, der dann die Verarbeitung an der
Stelle wiederaufnimmt, an der er aufgehört hat. Der Basis
bandprozessor ist auch in der Lage, den Modemprozessor
auszusperren, indem er sein eigenes XF-Bit hoch setzt.
Dieses Bit wird dann mit dem Halt von dem Modemprozessor
aufgetastet und kann die Haltleitung an jeder Stelle über
lagern, bevor der Basisbandprozessor in den Haltzustand
geht. Der Modemprozessor benutzt 10 Bits des Adressbusses
und alle 16 Bits des Datenbusses. Er benutzt auch drei
Steuerleitungen: Strobe, R/W und DS.
Entweder kann der Basisbandprozessor 22 oder der Modempro
zessor 40, die in jede Richtung wirken, Signale von dem
RAM 32 im Einklang mit den oben beschriebenen Signalen er
halten. Die beiden Prozessoren stehen mittels eines Teiles
des RAM's 32 miteinander in Verbindung, der beiseite ge
setzt ist, um als Cache verwendet zu werden. Der Modem
prozessor 40 ist auch mit einem Höchstgeschwindigkeits-
PROM 44 verbunden, der das Programm für diesen Prozessor
enthält.
Der Modemprozessor 40 sendet im Modulationsbetrieb seine
Signale über einen FIFO 46 an einen Interpolator 48, wobei
diese Signale eine Abtastgeschwindigkeit von 320 kHz haben.
Der Interpolator 48 erhöht diese Abtastgeschwindigkeit
effektiv um 5, um sie in ein 1600 Kiloabtastimpuls/Sekunde
(1,6 Megaabtastimpuls/Sekunde) umzuwandeln. Dieser Inter
polator nähert sich unter Mitwirkung des Kristallfilters
(weiter unten beschrieben), das als Integrator wirkt,
effektiv einem FIR-Filter mit 5 Zapfmöglichkeiten an.
Diese Verwendung von digitaler und analoger Hardware zum
Ausführen eines FIR-Filters unterscheidet sich von der
klassischen FIR-Ausführung mit gesamtdigitaler Hardware.
Die Interpolatorausgabe wird in eine PAL 50 eingespeist.
Die PAL ist als eine Art von Mischer ausgebildet, in dem
eine 400-kHz-Rechteckwelle, wie bei 50 angegeben, die von
einem Zeitgeber 51 kommt, sowie das 1600-Kiloabtastimpuls/
Sekunde-Signal eingeführt werden. Das 1600-Kiloabtast
impuls/Sekunde-Signal stellt ein 16-Kilozeichen/Sekunde-
PSK-Signal mit einem Nullträger und einer gewünschten
20-kHz-Bandbreite dar. Tatsächlich kann die PAL als Fre
quenzübersetzer betrachtet werden. Die PAL-Schaltung,
wenn sie so ausgebildet ist, daß sie eine Zweierkomplement
funktion ausführt, die von einer 400-kHz-Rechteckwelle ge
steuert wird, führt tatsächlich eine zeitvervielfachte
90°-Verschiebungsmischung durch und übersetzt wirksam das
20-kHz-breite Basisbandsignal bis auf 400 kHz.
Die Ausgabe der PAL 50 ist ein zeitvervielfachtes, fre
quenzübersetztes komplexes Signal, das zu dem D/A-Wandler
52 geleitet wird, der das digitale Signal in ein analoges
Signal umwandelt. Die Ausgabe des D/A-Wandlers 52 wird
einem Mischer 54 zugeführt, in den auch ein Entstör/Aus
tastimpuls 56 von einem Austasterzeugungsmodul 58 einge
führt wird. Glitchenergie ist ein Hauptbeitrag für Rau
schen in einem abgetasteten Datensystem. Glitchenergie
tritt während den Übergängen von einem Eingabewort zu
einem anderen auf. In einem D/A-Wandler kann jedes ankom
mende Bit, abhängig von seinem Zustand, eine Änderung im
Ausgabeanalogpegel hervorrufen. Solche Änderungen, die
sich aus verschiedenen Bits ergeben, treten nicht gleich
zeitig auf und verursachen daher Störimpulse. Klassische
Lösungen dieses Problems sind die Verwendung einer Sample-
and-Hold-Schaltung nach dem D/A oder die Verwendung eines
entstörenden (de-glitching) D/A's. Beide Möglichkeiten
sind jedoch außerordentlich teuer. "Blanking" führt die
Ausgabe des Mischers auf einen Zwischenbezugspegel während
den Übergangsperioden, typischerweise ungefähr 35 nS vor
und 130 nS nach den digitalen Schaltzeiten, zurück, wodurch
große Störimpulsspitzen, die in der D/A-Ausgabe auftreten,
unterdrückt werden. Obgleich das "Blanking" Harmonische
erzeugt, die von der interessierenden Mittenfrequenz ent
fernt sind, werden durch relativ enges IF-Filtrieren diese
Harmonischen im wesentlichen entfernt. Dieses Blanking-
Verfahren verringert auch den Abtastrateninhalt in der
Ausgabe.
Die Ausgabe des Mischers 54, die bei 60 angegeben ist,
wird einem Mischer 62 in einem Aufwärtsumsetzer, der global
mit 64 bezeichnet ist, zugeführt. Der Mischer 62 hat eine
20-MHz-Eingabe, die bei 65 angegeben ist und mit einer
20-MHz-Leitung 66 gemeinsam ist. Die Ausgabe des Mischers
62 ist die Summe von 20 MHz von der Eingabe 65 und des
400-kHz-Signals, das von dem Mischer 54 empfangen wird,
mit einer sich ergebenden Ausgabe von 20,4 MHz. Diese Aus
gabe wird in ein Kristallfilter 68 geführt, das nur diese
Summe, die das IF-Signal 69 darstellt, an einen Verstärker 70
durchläßt.
Ein Synthetisierer ist bei 72 gezeigt. In diesem Syntheti
sierer 72 ist ein Synthetisiermodul, der eine Ausgabe L01
bereitstellt. In dem Synthetisiermodul leitet auch eine
zweite Schaltung eine zweite Ausgabe L02 ab, wobei die Aus
gabe von L02 die Ausgabe von L01 auf einer Frequenz von
5 MHz unter der Frequenz von L01 erfolgt. Der Synthetisie
rer nutzt als Bezug den 80-MHz-VCXO. Die Ausgabe L01 wird
über die Leitung 74 einem Mischer 76 zugeführt, der auch
die IF-Ausgabe von dem Verstärker 70 empfängt. Da das
IF-Signal einen Wert von 20,4 MHz hat, wenn z. B. eine
Frequenz von 455,5 MHz an der Ausgabe des Mischers 76 er
wünscht ist, wird der Synthetisierer betrieben, um eine
Frequenz von 435,1 MHz zu erzeugen, die, wenn sie zu den
20,4 MHz addiert wird, die gewünschte Frequenz von 455,5 MHz
ergibt. Diese Ausgabe 77 wird dann durch einen Verstärker 80
mit variabler Verstärkung verstärkt. Der Basisbandprozessor
22 sendet auf der Basis der Entschlüsselung von bestimmten
Signalen von der Basisstation ein Verstärkungssteuersignal
auf der Leitung 81 über einen D/A-Wandler 82 an den Ver
stärker 80 mit variabler Verstärkung. Der Verstärker 80
mit variabler Verstärkung hat eine begrenzte Bandbreite
und leitet daher die unerwünschte Differenzfrequenz, die
auch von dem Mischer 76 erzeugt wird, nicht weiter. Die
Ausgabe des Verstärkers 80 wird dann über die Leitung 83
an einen Leistungsverstärker 84 weitergeleitet, der die
endgültige Verstärkung durchführt, bevor das RF-Signal
über ein Relais 86 an eine Antenne 88 geht.
Die Einheit benutzt ein System, bei dem sich ein Rahmen
alle 45 Millisekunden wiederholt. Bei diesem System sendet
die Einheit während eines Teiles der zweiten Hälfte eines
jeden Rahmens und empfängt während eines Teiles der ersten
Hälfte des Rahmens. Eine Ausführungsform kann so sein,
daß beide Teile der Hälfte die gleiche Länge haben (obwohl
sie nicht unbedingt gleich sind). Eine andere Ausführungs
form (16-är) kann so sein, daß vier gleiche Längenteile
dem Teilnehmer während eines ganzen Rahmens zur Verfügung
stehen. Jeder der vier Teile kann als Schlitz bezeichnet
werden. Jeder Schlitz enthält, als Teil seiner Anfangsda
ten, ein eindeutiges Wort, das von der Einheit verwendet wird,
um die Zeitabstimmung für den Empfang der restlichen Daten
in dem Schlitz herzustellen. Dem ersten Schlitz von den
vier Schlitzen geht ein AM-Loch voraus, das dazu verwendet
wird, einen Schlitz zu bestimmen, der von der Basisstation
als erster Schlitz willkürlich bezeichnet wurde. Das AM-
Loch und das eindeutige Wort sind Teile des ankommenden Sig
nals von der Basisstation. Die Dauer des AM-Loches wird
zum Bestimmen verwendet, ob ein spezieller RF-Kanal ein
Steuerkanal oder ein Sprachkanal ist.
Ein Datensignal wird von der durchschnittlichen Größe des
bei 116 dargestellten Signals abgeleitet. Ein zu der durch
schnittlichen Größe proportionaler Schwellenwert wird mit den
nichtdurchschnittlichen Größen verglichen. Wenn der Schwel
lenwert von der nichtdurchschnittlichen Größe während
eines vorbestimmten Zeitabschnitts nicht übertroffen wird,
wird angenommen, daß ein AM-Loch festgestellt wurde. Der
Modemprozessor 40 speichert den Zeitpunkt, in welchem das
AM-Loch festgestellt wurde, um im RAM 32 aufzutreten. Auf
der Basis von a) Modulationsbetriebsart (4-är oder 16-är),
b) des Zeitpunkts, in dem ein AM-Loch auftrat, wie im RAM
32 abgespeichert, und c) des Zeitpunkts, in welchem ein
eindeutiges Wort empfangen wurde, wie es getrennt von dem
Basisbandprozessor festgestellt wurde, erzeugt der Basis
bandprozessor Auslösesignale, die anzeigen, wenn die Ein
heit in der Sendebetriebsart oder einer Empfangsbetriebs
art sein soll. Solche Auslösesignale sind über die Leitung
90 mit einem Rahmenzeiteinteilungsmodul 91 verbunden.
Der Rahmenzeiteinteilungsmodul 91 wandelt die Auslösesig
nale in zwei Serien von Impulsen um. Eine Serie von Impul
sen wird über die Leitung 92 geführt, um den Leistungsver
stärker 84 einzuschalten und das Relais 86 zu betätigen,
um den Ausgang des Verstärkers 84 mit der Antenne 88 zu
verbinden. Während der Dauer des Impulses auf der Leitung
92 wird die Einheit als in der Sendebetriebsart befindlich
bezeichnet. Wenn das Relais 86 nicht betätigt ist, ist es
so ausgebildet, daß es die Antenne 88 mit der Eingabe des
Vorverstärkers 94 verbindet.
Die andere Serie von Impulsen von dem Rahmenzeiteintei
lungsmodul 91 wird über die Leitung 93 zu einem Vorver
stärker 94 geführt, um diesen Vorverstärker einzuschalten.
Die Einheit wird als in der Empfangsbetriebsart befindlich
während dieser Impulsserie bezeichnet. Der Vorverstärker
94 gibt empfangene Signale an einen Mischer 96 weiter, der
auch die Ausgabe L02 von dem Synthetisierer 72 über die
Leitung 98 empfängt. Die Ausgabe des Mischers 96 wird einem
Kristallfilter 100 zugeführt, dessen Ausgang wieder einem
IF-Verstärker 102 zugeführt wird.
Der Modemprozessor 40 gibt über die Leitung 89 das vorge
nannte Datensignal, das von der durchschnittlichen Größe
des bei 116 dargestellten Signals abgeleitet wird, an ei
nen D/A-Wandler 104 weiter, der ein analoges AGC-Spannungs
signal erzeugt, das über die Leitung 106 zu dem Verstär
ker 102 geht, wodurch diesem Verstärker angezeigt wird,
welche Verstärkung erforderlich ist, um so auszugleichen,
daß das IF-Signal immer auf derselben Amplitude ist. Die
ser Verstärker empfängt auch die Ausgabe von dem Kristall
filter 100. Die Ausgabe von dem Verstärker 102 geht zu ei
nem Mischer 108, auf den auch eine Eingabe von 20 kHz von
der Leitung 109 aufgebracht wird, um ein resultierendes
400-MHz-Signal zu erzeugen. Dieses 400-kHz-Signal wird
dann an einen A/D-Modul weitergegeben, der aus Abtast-
und Halteschaltungen 110 (sample and hold circuits), einem
A/D-Wandler 112 und einem FIFO 114 besteht.
Die Ausgabe des A/D-Umwandlungsmoduls beträgt 64 Kiloab
tastsignale/Sekunde und diese Ausgabe wird über die Leitung
116 in den Modemprozessor 40 eingeführt. Der Modemprozessor
40 demoduliert dieses Signal und leitet die demodulierten
Daten in den Cache-Teil des RAM's 32 weiter, auf den der
Basisbandprozessor 22 zugreift, in welchem die RELP-Umwand
lung stattfindet. Die resultierende Ausgabe hat 64 kbps PCM
auf einer fortlaufenden seriellen Basis. Diese Ausgabe wird
dem Codec zugeführt, der sie in ein Analogsignal umwandelt,
das dann der SLIC zugeführt wird, die es dem Telefonapparat
zuführt, oder es können die 16 kbps von dem Cache als Alter
native in ein digitales Signal decodiert werden, das dann
zu dem UART 26 geführt wird.
Im Lernbetrieb ist eine Rückschleife bei 118 zwischen zwei
Relais 120 und 122 vorgesehen. Diese Rückschleife, die
besser auf der IF-Seite als auf der RF-Seite ist, vermin
dert die Anzahl der erforderlichen Elemente. Die Lernbe
triebsart ist diejenige, in welcher ein bekanntes Signal
von dem Modemprozessor über den Rest der Senderelemente,
die auf den IF-Verstärker 70 eingestellt sind, ausgesendet
wird. Dadurch, daß die Relais 120 und 122 betrieben werden,
ist die Ausgabe des Verstärkers 70 mit der Eingabe des
Kristallfilters 100 verbunden.
Außerdem geht eine Ausgabe des Basisbandprozessors 22 über
die Leitung 90 zu dem Rahmenzeiteinteilungsmodul 91 und
ruft einen Impuls auf der Leitung 93 hervor, um den Ver
stärker 94 während des Lernbetriebs vollständig auszu
schalten. Ferner erzeugt der Rahmenzeiteinteilungsmodul 91
während des Lernbetriebs einen weiteren Impuls auf der
Leitung 92, der den Verstärker 84 vollständig ausschaltet.
Das von dem Modulator erzeugte bekannte Signal wird mit
dem zu dem Demodulator zurückgeführten tatsächlichen Signal
verglichen. Ein Unterprogramm wird dann aufgestellt, um
Veränderungen infolge von verschiedenen Faktoren wie Tempe
raturschwankungen, Komponentenwerte usw. auszugleichen.
Die Korrekturkonstanten werden in dem RAM 32 abgespeichert.
Das Modem wendet die gespeicherten Korrekturwerte auf die
empfangenen Signale an. Der Lernbetrieb findet in den Pau
sen zwischen dem Betrieb des Systems statt.
Der Synthetisiermodul 72 enthält einen 80-MHz-Oszillator
(VCXO), der von dem empfangenen Signal abgeleitet wird.
Das von dem Oszillator erzeugte 80-MHz-Signal geht durch
die Leitung 124 zu einer Teil-durch-4-Schaltung 126, deren
Ausgabe zu den Mischern 62 und 108 geht. Diese Ausgabe
geht auch zu den beiden Prozessoren, um Taktimpulse (Recht
eckwellen) zu liefern. Außerdem geht sie durch die Leitung
124 zu einer Teil-durch-5-Schaltung 130 und dann zu dem
Zeiteinteilungsmodul 51. Der Modemprozessor bestimmt jeg
liche Frequenzdifferenz zwischen der Mittenfrequenz des
Eingangssignals und einem in einer Zahl enthaltenen Faktor
der Taktfrequenz.
Jede sich ergebende Differenz wird von dem Modemprozessor
über die Leitung 132 an einem D/A-Wandler 134 angelegt.
Die Ausgabe des D/A-Wandlers 134 wird über die Leitung
136 und der ADJ-Eingabe 138 an dem VCXO (unten beschrieben)
in einer Weise angelegt, daß seine Frequenz in der zum Ver
ringern der vorausgehenden resultierenden Differenz erfor
derlichen Richtung geändert wird. Ein Sperrverlustdetektorsig
nal wird über die Leitung 140 an dem Basisbandprozessor 22
angelegt, um anzuzeigen, wann ein Synchronisationsverlust
in dem Synthetisierer entsteht.
Der Modemprozessor 40, wie er in Fig. 2 gezeigt ist, umfaßt
einen DPSK-Wandler 150, in den Daten über die Leitung 152
geführt werden. Die Daten werden dann mit einer 16-kHz-
Zeichen/Sekunde-Geschwindigkeit zu einem FIR-Filter 154
geführt. Die Ausgabe des FIR-Filters 154, die bei 156 ange
geben ist, besteht aus asynchronen Daten, die aus 10 kom
plexen Abtastsignalen/Symbol, zeitvervielfachten IQ-Paa
ren bestehen. Diese Ausgabe wird zu dem FIFO 46, der oben
beschrieben ist, geführt, wo eine Umwandlung von asyn
chron zu synchron stattfindet. Die Ausgabe des FIFO's 46,
die in der Form von 160 000 Paaren von Datenwörtern/Sekun
de ist, wird in den Interpolator 48, der oben beschrieben
ist, geführt, der die IQ-Paare demultiplext und die IQ-
Abtastsignale mit einer 1,6-MHz-Rate wiedermultiplext.
In einem 16-ären Modulationsschema wird die binäre Ein
gabesequenz in 4-Bit-Zeichen aufgeteilt. Bei der 16-ären
PSK bestimmen die 4-Bit-Zeichen die Phase des Trägers
während der gegebenen Zeichenperiode. Die Aufgabe der Um
wandlung der binären Eingabe in die PSK-Wellenform wird
von dem Modulator durchgeführt.
Fig. 3 zeigt wie eine Sequenz von Abtastsignalen (S),
die bei 160 gezeigt sind, in eine Sequenz von sich in
Phase (I) befindlichen und um 90° verschobenen (Q) Abtast
signalen in dem DPSK-Umwandler 150 des Modemprozessors 40
umgewandelt wird. Die Zeichen werden zuerst umgekehrt
Gray-verschlüsselt, wie bei 162 gezeigt. Dies wird ge
macht, um die Anzahl der Bitfehler zu verringern, die
infolge der wahrscheinlichsten unrichtigen Zeichenent
scheidungen in dem Demodulator entstehen.
Die Ausgabe des Umkehr-Gray-Codierers 162 wird einem
Phasenquantisierer 164 zugeführt, der den absoluten
Phasenwert ⊖ feststellt, der durch das momentane Zeichen
eingeführt wird. Dieser Phasenwert wird dann einem Dif
ferentialcodierer 166 zugeführt, welcher den absoluten
Phasenwert ⊖i' berechnet. ⊖i' stellt die Modulo-16-Summe der
momentanen Differenzphase ⊖ dar, und die vorausgehende
Phase ist ⊖i-j'.
⊖i' = (⊖i' + ⊖ - j') MOD 16
Die Modulo-16-Addition entspricht der Modulo-360-Addition,
die beim Addieren von Winkeln durchgeführt wird.
Die differentielle Phase ⊖i' wird Cosinus- und Sinus-Nach
schlagtabellen zugeführt, um die I- und Q-Komponenten des
momentanen Zeichens zu berechnen.
Die I- und Q-Abtastsignale werden in das 6 Zapfstellen
aufweisende FIR-Filter 154 zugeführt, das besonders in
Fig. 4 gezeigt ist. Die Funktion des FIR-Filters besteht
darin, eine übertastete PSK-Wellenform aus den I- und
Q-Abtastsignalen zu schaffen. Die Q-Abtastsignale werden
in eine Anordnung von zehn 6 Zapfstellen aufweisende FIR-
Filter geführt, die mit "hi,j" (j = 1 bis 10) bezeichnet
sind. Auf ähnliche Weise werden die I-Abtastsignale in
eine Reihe von 10 Filtern geführt, die mit "hQj " bezeich
net sind. Die Ausgaben dieser 20 Filter werden zeittei
lungs-gemultiplext, wie auf einem einzigen parallelen Bus
dargestellt, der mit einer Abtastgeschwindigkeit läuft,
die zehnmal die Abtastgeschwindigkeit der I-, Q-Paare am
Eingang des Filters ist.
Der Interpolator 48, der speziell in Fig. 5 gezeigt ist,
umfaßt eine Eingabe 180 und ein Relais 182, das mit der
PAL 50 durch eine Leitung 183 verbunden ist, wobei das
Relais 182 zwischen der Eingabe 180 und einer Leitung 184
bewegbar ist. In die Leitung 183 ist wahlweise eine Multi
plizierschaltung 185 einschaltbar, die dazu verwendet
werden kann, die Eingaben von der Leitung 183 sowie eine
wahlweise Eingabe 187, die von dem Modemprozessor oder
von irgendeinem gewünschten Hilfsspeicher zugeführt wird,
zu multiplizieren. Das Relais 182 ist mit der PAL 50 durch
die Leitung 183 verbunden, und die Leitung 184 führt von
dem I-Speicher 186 weg, der eine Eingabe 188 von dem Q-
Speicher 190 hat. Eine 1,6-MHz-Eingabe wird für beide
I/Q-Speicher und Q/I-Speicher, wie bei 192 bzw. 194 ange
geben, bereitgestellt. Der Interpolator demultiplext die
gemultiplexten I-,Q-Abtastsignale mit einer 160-kHz-Ge
schwindigkeit und tastet und multiplext dann wieder mit
einer 800-kHz-Geschwindigkeit.
Der Synthetisierer 72, der funktionell oben beschrieben
wurde, ist in Fig. 6 dargestellt, die einen 80-MHz-VCXO-
Modul 200 zeigt, der ein Signal von dem ADJ-Eingang 138
erhält. Dieser Eingang steuert die exakte Frequenz des
VCXO-Moduls. Der Ausgang des VCXO-Moduls ist über die
Leitung 202 mit dem Synthetisierer 204 verbunden. Dieser
Synthetisierer 204 ist in der Lage, Frequenzen zwischen
438,625 und 439,65 MHz in geeigneter Synchronisation mit
den Signalen über die Leitung 202 zu synthetisieren. Die
spezielle Frequenz wird durch ein Eingabesignal über die
Leitung 128 (auch in Fig. 1 gezeigt) ausgewählt.
Die Ausgabe des Synthetisierers 204 wird über die Leitung
206 und das Filter 208 geführt, um L01 zu werden. Die
Ausgabe des Synthetisierers 204 wird auch über die Leitung
210 zu einem Synchronübersetzer 212 geführt. Die Ausgabe
des VCXO's 200 wird über die Leitung 214 zu einem Teil
durch-16-Modul 216 geführt, deren 5-MHz-Ausgabe über die
Leitung 218 zu dem Synchronübersetzermodul 212 geführt
wird. Die Ausgabe auf der Leitung 214 ist auch mit einer
Bezugsausgabe 221 verbunden.
Der Modul 212 zieht die 5-MHz-Eingabe von der Leitung 218
von der Frequenz auf der Leitung 210 ab, wobei er eine
Differenzfrequenz erzeugt, die über das Filter 220 geführt
wird, um L02 zu werden. Auf diese Weise schwanken die als
L02 in Erscheinung tretenden Frequenzen zwischen 433,625
und 434,65 MHz, wodurch die Frequenz L02 immer 5 MHz unter
der Frequenz L01 ist.
Außerdem werden die Ausgabe des Synthetisierers 204 über
die Leitung 222 und die Ausgabe des Synchronübersetzers
212 über die Leitung 224 in einem Synchronisationsdetektor
226 auf eine solche Weise miteinander kombiniert, daß,
wenn entweder die Frequenz auf der Leitung 206 nicht syn
chron mit der Frequenz auf der Leitung 202 ist oder die
Frequenzausgabe des Synchronübersetzers 212 nicht synchron
mit der Kombination der Frequenz auf der Leitung 206 und
der Ausgabefrequenz des Teil-durch-16-Moduls 216 ist, dann
ein Synchronisationsverlustsignal (Sperrverlust) auf der
Leitung 140 (auch in Fig. 1 gezeigt) ausgesendet wird.
Die spezielle Kombination eines Synthetisierers 204 zusam
men mit dem Teil-durch-16-Modul 216 und dem Synchronüber
setzer 212 schafft dieselbe Funktion wie die beiden ge
trennten zuvor verwendeten Synthetisierer, aber mit weni
ger Teilen, größerer Stabilität, größeren Toleranzen usw.
Fig. 7 zeigt eine bevorzugte Schaltung, um die Kunden
schnittstelle zu testen. Hierzu erzeugt der Modemprozes
sor 22, der in Fig. 1 gezeigt ist, digital eine 1-kHz-
Sinuswelle, die zu dem Codec 20 (in Fig. 1 gezeigt) ge
führt wird, der sie in eine analoge Sinuswelle umwandelt,
die selbst wieder über die Gabelfunktion der SLIC 14 zu
dem Leitungspaar 12 geführt wird. Ein Relais K (nicht in
Fig. 1 gezeigt) wird unmittelbar neben dem Verbindungs
glied 10 eingeführt, so daß es das Verbindungsglied von
der Schaltung abtrennen kann. Jedes reflektierte Signal
von dem unbegrenzten Leitungspaar 12 an dem offenen Relais
K wird über die Gabelfunktion der SLIC zurückgeführt und
in ein digitales Signal durch den Codec 20 umgewandelt.
Dieses digitale Signal wird zu dem Basisbandprozessor 22
geführt, der das reflektierte Signal mit dem ursprüngli
chen Signal vergleicht und bestimmt, ob irgendwelche un
erwünschten Impedanzen oder Verbindungen, z. B. Erdungen,
in dem Leitungspaar 12 vorhanden sind.
Fig. 8 zeigt den Demodulatorteil des Modemprozessors 40
und zeigt die 400-kHz-Ausgabe des Mischers 108 (in Fig. 1
gezeigt), die an der hoch präzisen Abtast- und Halteschal
tung 110 angelegt ist, die eine Öffnungsunsicherheit von
25 Nanosekunden oder weniger hat und deren Ausgang zu dem
A/D-Wandler 112 geführt wird. Die Ausgabe des A/D-Wandlers
112 wird über die Leitung 116 zu dem Modemprozessor (alles
wie in Fig. 1 gezeigt) geführt. Die Eingabe auf Leitung
116 umfaßt zeitvervielfachte I- und Q-Abtastsignale (die
eine geringe Vektorproduktzerrung haben können) in Form
von zwei komplexen Abtastsignalpaaren/Zeichen. Die zeit
vervielfachten I- und Q-Abtastsignale werden dem Demulti
plexer 298 zugeführt, wo sie demultiplext werden. Die
demultiplexten I- und Q-Abtastsignale werden einem Aus
gleichermodul 300 zugeführt, dessen Ziele sind, folgendes
zu verringern: a) Fehlerenergie des empfangenen Datenstro
mes, b) modifizierte Fehlerenergie des Datenstromes, der
um 0,05 T (T ist ein 1/16 000 einer Sekunde) verzögert ist,
c) modifizierte Fehlerenergie des Datenstromes, der um
0,05 T vorgerückt ist, d) Energie des Datenstromes von dem
angrenzenden oberen Kanal (gewünschte Empfangsfrequenz
plus 25 kHz) und e) Energie von dem Datenstrom des benach
barten unteren Kanals (gewünschte Empfangsfrequenz minus
25 kHz).
Der Ausgleicher (equalizer) ist ein komplexes FIR-Filter
mit 28 Zapfstellen, wobei die Filtergewichte durch Verrin
gern der obigen 5 Ziele bestimmt sind. Zu diesem Zweck
werden fünf Lernsignale von dem Modulator erzeugt. Diese
sind die folgenden: a) ein Signal mit der gewünschten
Frequenz, wobei die Empfänger- und Sendertakte synchroni
siert werden, b) dasselbe Signal wie bei a), wobei aber
der Empfängertakt bezüglich des Sendertaktes um 0,05 T
vorgerückt ist, c) dasselbe Signal wie b), außer daß es
um 0,05 T verzögert ist, d) dasselbe Signal wie bei a),
wobei aber die Trägerfrequenz um 25 kHz erhöht ist, und
e) dasselbe Signal wie d), außer daß die Trägerfrequenz um
25 kHz vermindert ist. In den Fällen d) und e) verschiebt
der Modemprozessor die Sende-FIR-Filterkoeffizienten um
25 kHz, um das Lernsignal mit einer 25 kHz-Abweichung zu
erzeugen.
Durch Vergleichen der tatsächlichen Eingaben während der
Darstellung eines jeden der fünf Lernsignale mit einer
Gruppe von gewünschten Ausgaben wird eine Gruppe von Ge
wichtungskoeffizienten erhalten, die, wenn sie auf den
Ausgleicher angewendet werden, die vorgenannten Ziele er
füllen. Diese Gewichtungskoeffizienten werden in dem RAM
32 gespeichert.
Die ausgeglichenen oder entzerrten I- und Q-Abtastsignale
werden in einen Modul 302 geführt, der eine Ausgabe er
zeugt, welcher der Arcustangens des Verhältnisses der ent
zerrten Q- und I-Abtastsignale ist. Diese Ausgabe, die
bei 304 gezeigt ist, stellt die Phase des empfangenen
Signals dar.
Die entzerrten I- und Q-Abtastsignale werden auch gleich
zeitig zu einem Grobfrequenzmodul 306 geführt, der aus
führlicher in Fig. 9 gezeigt ist. Die I- und Q-Abtast
signale werden summiert, um ein unteres Seitenband 308
(wie in Fig. 9 gezeigt) zu produzieren, und gleichzeitig
wird die Differenz zwischen den I- und Q-Abtastsignalen
erzeugt, um ein oberes Seitenband 310 zu erzeugen. Eine
Größenberechnung wird dann auf dem oberen und unteren
Seitenband, wie bei 312 und 314 angegeben, durchgeführt.
Die Differenzoperation zwischen den Größen findet bei 316
statt. Die bei 318 angegebene Differenz stellt einen Fre
quenzfehler dar.
Wie in Fig. 8 gezeigt ist, wird die Ausgabe 304 des Arcus
tangensmoduls 302 zu dem AFC- und Zeichenzeitverfolgungs
modul 320 (das in Fig. 10 näher gezeigt ist) geführt. Der
Phasenkorrekturwert, der bei 322 in Fig. 10 gezeigt ist,
wird von der festgestellten Phase 304 abgezogen, wodurch
sich die korrigierte Phase ergibt, die auf der Leitung
324 angegeben ist. Die korrigierte Phase 324 wird in einen
Zeichendetektor 326 geführt, der die momentanen Zeichen
in bezug auf Phasenwert ermittelt und die Phase auf das
nächste 22,5-Grad-Inkrement quantisiert. Die quantisierte
Phase, die bei 328 angezeigt ist, wird von der korrigier
ten Phase 324 bei 330 abgezogen. Dies führt zu dem Phasen
fehlersignal, das bei 332 angegeben ist. Dieses Fehler
signal 332 wird in ein Schleifenfilter zweiter Ordnung
geführt, das global bei 334 angezeigt ist, und den auf
der Leitung 336 angegebenen Phasenkorrekturwert sowie das
bei 338 gezeigte Frequenzkorrektursignal berechnet. Dieses
Frequenzkorrektursignal wird an dem VCXO über die Leitung
132, die in Fig. 1 gezeigt ist, angelegt.
Das Fehlersignal 332 wird über die Leitung 340 zu einem
Zeichenzeiteinteilungsverfolgungsmodul 342 geführt, der
auch die Ausgabe des Zeichendetektormoduls 326 über die
Leitung 344 empfängt. Der Zeichenzeiteinteilungsverfol
gungsmodul 342 enthält einen Algorithmus, der die Phase
über eine Anzahl von vorbestimmten Zeichen verfolgt, wo
bei er auf die Anfangsphase des ersten Zeichens und die
Phase des letzten Zeichens schaut und dann die Neigung
bestimmt. Er versucht aus der Phasen-gegen-Zeitfunktion
zu bestimmen, wo die Nulldurchgänge, die tatsächlich auf
treten, sind und vergleicht sie mit denen, wo sie hätten
sein sollen, wobei eine Zeiteinstellung berechnet wird,
die den Unterschied berichtigt. Der Zeichentakt wird zu
Beginn des nächsten Schlitzes eingestellt. Der Zeichen
zeiteinteilungsverfolgungsmodul 342 liefert eine Ausgabe
346, die an dem Zeiteinteilungsmodul 51 (in Fig. 1 ge
zeigt) angelegt wird.
Das Frequenzkorrektursignal 338 von dem AFC und Zeichen
zeiteinteilungsmodul 320 wird an einem Gewichtungsmodul
348 (wie in Fig. 8 gezeigt) angelegt, wo es gewichtet
oder bewertet wird. Der Ausgang 350 des Moduls 348 wird
in einen Summiermodul 352 geführt, wo das Signal 350 mit
dem Ausgang 318 des Moduls 306 summiert wird, um eine
Ausgabe 354 zu liefern, die dem D/A-Wandler 134 zugeführt
wird. Der Ausgang des D/A-Wandlers ist in Fig. 1 gezeigt,
wie er an dem Synthetisierer 138 angelegt wird.
Obgleich die oben beschriebene Erfindung vier verschiedene
separate Elemente liefert, ist es möglich, die Funktionen
von vielen dieser Elemente wie z. B. den Höchstgeschwindig
keits-PROM 44, den FIFO 46, den Interpolator 48 und die
PAL 50 in einen Modemprozessor von ausreichend großer
Kapazität einzuschließen. Dies kann auch zutreffen für
solche Elemente wie die Rahmenzeiteinteilung 91, die Aus
tasterzeugung 58, die Zeiteinteilungseinrichtung 51, die
Teil-durch-4-Einrichtung, die Teil-durch-5-Einrichtung und
einige oder alle des Synthetisierers 72. Außerdem können
der Basisbandprozessor und der Modemprozessor auch in eine
einfache Einheit vereinigt werden, die auch den Codec und
den UART enthalten können.
Zusammenfassend ist damit festzustellen, daß die digitale
drahtlose Teilnehmertelefoneinheit zur drahtlosen Verbin
dung mit einer Basisstation einen Basisbandprozessor 22
hat, der mit einer Speichereinrichtung 28, 30, 32, 34, 36
für die Basisbandfunktionen verbunden ist. Der Basisband
prozessor 22 ist im direkten Zugriff mit einem Modempro
zessor 40 verbunden, so daß die beiden Prozessoren mitein
ander in Verbindung treten können. Der Modemprozessor 40
wirkt im allgemeinen als Haupteinrichtung in dem System,
obgleich Aussperrmittel in bestimmten Umständen verwendet
werden können. Das Signal von dem Modemprozessor 40 wird
in ein Analogsignal umgewandelt, das entstört wird, und
das entstörte Signal wird dann aufwärts umgewandelt und
gefiltert, um ein IF-Signal zu bilden, das danach verstärkt
wird. Das verstärkte IF-Signal wird mit einem Signal kom
biniert, das von einem Synthetisierer 72 erzeugt wird, um
ein RF-Signal zu schaffen. Auf der Basis bestimmter Signale,
die von der Basisstation empfangen werden, erzeugt der
Basisbandprozessor 22 Auslösesignale, die bestimmen, ob
die Teilnehmereinheit sich in der Sendebetriebsart oder
der Empfangsbetriebsart befindet. In den Pausen zwischen
der Betätigung des Systems wird eine Lernbetriebsart ver
wendet, wobei ein bekanntes Signal von dem Modemprozessor
22 mit dem zurückgeführten Signal verglichen wird, um Kor
rekturkonstanten zu erzeugen, die unerwünschte Schwankun
gen in der IF ausgleichen, wobei diese Konstanten zum
Gebrauch beim Korrigieren von tatsächlich empfangenen
Signalen gespeichert werden. Während der Demodulation
werden die modulierten digitalen Signale dem Modemprozes
sor 22 in Form von zeitvervielfachten I- und Q-Abtastsig
nalen zugeführt und dann demultiplext. Die demultiplexten
I- und Q-Abtastsignale werden einem Entzerrer 300 und einer
Frequenzkorrekturschaltung zur Verringerung von Fehlern
und zur Erzeugung von einem Frequenzkorrektursignal zuge
führt, das dazu verwendet wird, jegliche Fehler in der
Zeiteinteilung des Systems und in der Ausgabe des Synthe
tisierers 72 zu korrigieren.