NO300710B1 - Styrekrets for lampe-lysstyrke - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse har befatning med en kretsanordning for lysstyrkeregulering, som angitt i den innledende del av krav 1. Videre vedrører oppfinnelsen en fremgangsmåte for endring av lysstyrken hos en lavspennings-halogenlampe som angitt i den innledende del av krav 14.

Kretser for styring av lyshetsgraden eller lysstyrken (dimming) hos glødelamper er vanlig kjent. Det skilles derved mellom glødelamper som mottar strøm direkte fra nettspennings-forsyningen, og glødelamper (lavspennings-halogenlamper NV) som drives indirekte gjennom skille-transformator. De førstnevnte forbindes direkte med et forsyningsnett (idR 200V, 50Hz) og lysstyrken reguleres ved kjent fasesnitt-styring (tenningsforsinkelse) ved hjelp av triac og diac.

Lysstyrken hos de sistnevnte er vanskeligere å innstille, idet det som belastningskrets benyttes en induktivt virkende, spenningsreduserende transformator med sekundærsidig lavspennings-glødelampe NV. Hvis lavspenningslampene som drives gjennom transformatoren (vanligvis 220V/12V) koples til en vanlig fasesnittdimmer, vil det oppstå symmetriproblemer, fordi en vanlig fasesnittdrevet dimmer ikke uten videre kan avgi en ren vekselspenning som kreves for en transformator. Det oppstår videre problemer av beskyttelsesteknisk art, idet en skilletransformator som i og for seg utgjør et passivt konstruksjonselement, likevel er tydelig følsommere overfor strømstyrke- og temperaturøkninger enn direkte drevne lamper. Endelig utgjør den nødvendige konstruksjonshøyde ved en magnetisk koplende forsterker (skilletransformator) et viktig problem ved drift og lysstyrke-regulering/styring av NV-halogenlamper.

Halogenlamper er særlig fordelaktige i bruk, på grunn av deres lengre levetid, høyere virkningsgrad og større lyskraft. Grunnet svært liten størrelse vil dessuten lavspennings-halogenlampene muliggjøre større kreativitet ved utformingen av lamper og belysningsarmatur. Som følge av stor lysstyrke og liten størrelse er imidlertid lystettheten særlig høy, og direkte betraktning av en nesten punktformet lyskilde, d.v.s. uten reflektor og/eller tildekning eller avskjerming, kan iblant være generende. Lysstyrkeregulering vil i denne forbindelse være meget fordelaktig.

Dimme-anordninger for lawolts-halogenlamper er kjent eksempelvis fra GB-A-2,204,191 eller EP-A3-0331157. En slik dimme-anordning omfatter en likeretterkrets for å omvandle en forsynings-vekselspenning til en likerettet og lavfrekvent mellomkretsspenning, samt en høyfrekvens-vekselspenningsgenerator som konverterer mellomkretsspenningen til en høyfrekvens-vekselspenning og leverer denne videre til en effekt-omformer. Effekt-omformeren er koplet inn foran en lampe for variasjon av den realeffekt som uttas fra vekselspenningsgeneratoren. Dimmingen oppnås på vanlig måte ved fasesnittstyring.

Ifølge GB-A-2,204,191 omfatter dimme-anordningen dessuten et varierbart forsinkelses-kretsledd, eksempelvis et lavpass-ledd, som inneholder en synkroniserings-kapasitans. En synkroniseringskrets styres via en Diac som aktiverer vekselspenningsgeneratoren når ladningen av synkroniseringskondensa-toren overskrider Diac'ens terskelverdi. Derved utlades synkroniserings-kapasitansen. Synkroniserings-kapasitansen lader seg imidlertid opp parasittært eller pr. halvbølge med nettspenningsfrekvensen, når det iløpet av en eller flere nettspennings-halvbølger ikke gjennomføres noen tenning av vekselspenningsgeneratoren. Da synkroniserings-kapasitansen bare utlades ved aktivering av vekselspenningsgeneratoren, opplades synkroniserings-kapasitansen skrittvis på parasittær måte. Ved en vilkårlig halvbølge overstiger endelig synkroni-seringskapasitansens spenning Diac'ens tennspenning, og dermed startes en parasittær og uønsket høyfrekvenssvingning for vekselspenningsgeneratoren.

Oppfinnelsen har derfor som formål å frembringe en forbedret og særlig en forminsket lysstyrkeregulerings-anordning for trinnløs lysstyrkejustering mellom null og maksimum, særlig for lavspennings-halogenlamper.

Ifølge oppfinnelsen er dette oppnådd ved frembringelse av en kretsanordning som angitt i den innledende del av krav 1, med særtrekk som beskrevet i den karakteriserende del. Oppgaven løses videre ved en fremgangsmåte med særtrekk som angitt i den karakteriserende del av krav 15. I overens-stemmelse med oppfinnelse vil lysstyrkekontroll oppnås ved anvendelse av synkronstyringskretsen ifølge krav 1 i en fremmedstyrt vekselretter ifølge krav 17.

En vesentlig virkning av oppfinnelsen ligger i den nå nøyaktige nettsynkronisering av en NV-halogendimmer ifølge oppfinnelsen. Derved vil særlig lysstyrkereguleringen ned til verdien null oppnås med en nøyaktig nettsynkronisering. Parasitt-svingninger og sporadisk oppblussing eller flakking av lavspennings-halogenlampen vil også unngås, og likeledes et effektsprang/lysstyrkesprang ved langsom øking av lysstyrken fra verdien null.

Et viktig formål med oppfinnelsen er de økede sikkerhets-forholdsregler og den forbedrede beskyttelse, hvilket gjelder såvel tomgangs- som kortslutningstilfellet. Temperatur- og strømmaksimalverdi-overvåkningen blir også forbedret. Sistnevnte er særlig fordelaktig, fordi lavspennings halogenlamper i kald tilstand har en ytterst lav indre motstand, og at transformatoren følgelig må levere meget høy, kortvarig innkoplingsstrøm.

En annen og vesentlig virkning ifølge oppfinnelsen er den reduserte konstruksjonsstørrelse, samt minskingen av den anvendte effekt-transformators mekaniske tyngde. På grunn av oppfinnelsen og den høye varmetreghet hos NV-glødespiralen kan samtidig en utjevning av forsyningsspenningen bortfalle, hvilket reduserer omkostningene. Tross sterke momentanverdi-effektpulseringer er det avgitte lys stort sett regelmessig.

Fordelaktige versjoner av oppfinnelsen er angitt i fremgangsmåte- og anordnings-underkravene.

Særlig fordelaktig er den høyfrekvensperiodiske og lav-frekvensperiodiske kombinasjons-synkronisering ifølge krav 14. Høyfrekvensperiodisk gjelder dette vekselretterutgangs-spenningen uw som kan utgjøre ca 40 kHz. Lavperiodisk gjelder dette nettspenningsfrekvensen som eksempelvis utgjør 50 eller 60 Hz. Globale synkronforhold frembyr derved bare den lavfrekvens periodiske synkronisering på en fordelaktig måte, hvilken synkronisering periodisk tilbakestiller/igangsetter et forsinkelsesledd (PT1). Med utgang fra styrespenningen ust som er opprettet gjennom PT1 og hvis stigning kan varieres, blir en vekselretter som svinger med forut bestemt høyfrekvens frigitt etter en variabel tenningsforsinkelse a (tenningsvinkel). Samtidig med svingningen i vekselretterutgangs-spenningen uw(t) foregår en kontinuerlig, høyfrekvensstyrt synkronisering av PT1. De to synkroniseringer gjør det i fellesskap mulig å forut-bestemme samme utgangsbetingelser for PT1 ved innledningen av hver forsyningsspennings-halvbølge uN(t) både ved vilkårlig lysstyrke og ved lysstyrke null.

Gunstige beskyttelsesforholdsregler for effekttransformatoren og for driftssikkerheten, fremgår av krav 8 (overbelastningsvern), 9 (temperaturbegrensning), 19 (svingningsstabilisering) og 11 (tomgangsvern).

Krav 4 har befatning med en selvstyrt (egenstyrt eller selvsvingende) vekselretter som er særlig fordelaktig for styringsanordningen ifølge krav 1. Ved siden av en selvstyrt vekselretter vil det grunnet bruken av en fremmedstyrt (eksternt styrt) vekselretter, d.v.s. med utgangsfrekvens som kan forut-innstilles ved hjelp av et styre-vekselspenning-signal, fremkomme en selvstendig løsningsvariant.

Som vekselspenningsgenerator kan det med fordel anvendes en halvbrokopling som angitt i krav 2, eller en helbrokopling som angitt i krav 3, hvorved kapasitetsforgreningen kan bortfalle, og såvel av fremmedstyrt som av selvstyrt type. Forutbestemmingen av en synkronterskel som angitt i krav 5, frembyr fordeler ved fastlegging av følsomheten ved null-synkroniseringen ifølge krav 1. Fordelaktige modifikasjoner med henblikk på dimming og vekselretterens selvsperrevirkning fremgår av krav 12 og 13.

Den særlig gunstige kombinasjon av lavfrekvens- og høyfrekvens-synkronisering som er fremhevet i krav 14, kan likeledes med fordel anvendes separat, hvilket er selvstendig gjenstand for henholdsvis krav 7 og krav 10. En utkopling som angitt i krav 6, vil være særlig fordelaktig for lavfrekvens-synkroniseringen, hvis belastningsdelen av lysstyrkestyrings-kretsanordningen innbefatter utjevningskapasiteter, særlig den kapasitive forgrening for den egenstyrte vekselretter i halvbrokopling.

Utførelseseksempler av oppfinnelsen er nærmere beskrevet i det etterfølgende i tilknytning til en selvstyrt vekselretter som tjener som vekselspenningsgenerator 20.

Det påpekes i denne forbindelse at dette ikke begrenser oppfinnelsen til selvstyrte vekselrettere. Istedet vil fremmedstyrte vekselrettere med særlig fordel komme til anvendelse, hvis frekvensen for utgangs-vekselspenningen uw(t) varierer eller skal stabiliseres.

Det henvises til tegningene, hvor:

Fig. 1 viser et koplingsdiagram for en utførelsesform av

oppfinnelsen.

Fig. 2 viser et utsnitt av koplingsdiagrammet ifølge figur 1, som særlig illustrerer koplings-systemet for en styreforsterker Y for en selvstyrt vekselretter. Fig. 3 viser et tidsdiagram som illustrerer virkemåten av utførelsesformen ifølge figur 1 og 2, med svingning-innsettingstidspunkt-forskyvningen al=36°. Fig. 4 viser et diagram i motsvarighet til figur 3 med svingningsinnsettingstidspunkt-forskyvningen a2=126°. Fig. 5 viser to tidsoverensstemmende tidsdiagram som illustrerer avhengigheten av styrespenning ust(t) og høyfrekvensbelastningsstrøm iL(t) i effektforsterkeren Tr. Figur 1 viser en utførelsesform av en dimmer for lavspennings-halogenlamper, for betraktning i nær tilknytning til tidsdiagrammet ifølge figur 3. Dimmeren virker prinsipielt med en tenningsforskyvning a, som i figur 3 for eksempel er vist som otl=36°, eller med en svingningsinnsettingstidspunkt-forskyvning ti, ti i motsvarighet til denne tenningsforskyvning. Som det fremgår av virkemåten ifølge figur 3, blir en høyfrekvens-svingningspakke (burst) aktivert med tidsforskyvning. Den har en omhyllende funksjon som motsvarer (er tilnærmelsesvis proporsjonal med) den

likerettede nettspenning uN(t). For tydelighetens skyld er frekvensforholdene ikke korrekt gjengitt i figur 3, idet høyfrekvensen (HF) fra en vekselretter 20 iL(t) eller uw(t) i praksis vil utgjøre ca 40 kHz, mens den omhyllende uN(t) har en halvbølge-periodevarighet av 10 ms motsvarende en likerettet 50 Hz lavfrekvenssvingning (NF). Gjengitt i riktig målestokk måtte følgelig ca 800 fullstendige høyfrekvens-sinussvingninger bli liggende innenfor et NF-halvbølgetidsrom.

I figur 1 er styrekoplingsdelen vist i den venstre bilde-halvdel, (adskilt ved en koplingsdiode Vil), og effektdelen av en NV-halogenlampedimmer i den høyre billedhalvdel. Nett-vekselspenningen likerettes gjennom et nettfilter 100 og en likeretter, fortrinnsvis en helveilikeretter 99. Den likerettede og uutjevnede spenning tilføres gjennom koplingsdioden Vil til en vekselretter 20. Denne omfatter effekttilknyt-ninger a, b og c samt styretilknytninger d og e. Mellom effekttilknytningene a og b ligger seriekoplingen for to effekt-halvlederbrytere V3 og V4 som kan betjenes gjennom to styretilknytninger, og som fortrinnsvis er i form av effekt-transistorer eller MOS-FETs. Mellom de to brytere (med midtpunktet Ml), d.v.s. den øvre bryter V3 og den nedre bryter V4, overføres utgangs-vekselspenningen uw(t) gjennom tilknytningen c til en belastningskrets.

Parallelt med den førnevnte vekselretterhalvleder-forgrening ligger en seriekopling bestående av to stort sett like store kapasiteter C9 og CIO, hvis mellomliggende, felles tilknytning er betegnet med M2. I belastningskretsen inngår en effekt-transformator med minst en primærvikling og en sekundærvikling. En lavspennings-halogenlampe med en nominell spenning av fortrinnsvis 12V, er forbundet, fast eller løsgjørbart med sekundær-viklingen. Primærviklings-spenningen er vanligvis 22 0 V, men det kan komme i avhengighet av den anvendte vekselrettertype 20 og den anvendte koplingsanordning, for eksempel i form av helbro, halvbro eller halvbro med kapasitivt midtpunkt, velges en annen primær-spenning for transformatoren. En tomgangsbeskyttelses-kondensator C7 er koplet parallelt med transformatorens

inngangskontakter.

Primærviklingen i effektforsterkeren Tr har sin ene tilknytning forbundet med utgangskontakten C eller Ml på vekselretteren.20, hvorfra vekselspenningen uw(t) avgis. Primær-viklingens annen tilknytning er forbundet med midtpunktet M2 mellom kondensatorene C9 og C19. Denne midtpunktseksjon danner et kunstig vekselspenningsmidtpunkt, slik at utgangs-vekselspenningen uw(t) fra vekselretteren 20 får en bipolar virkning i forhold til dette kunstige midtpunkt med stort sett den halve forsyningsspenning uN(t).

Vekselretteren 20 tredje tilknytning, betegnet b i figur 1, forbindes gjennom en lavohms-strømmålermotstand R13 (shunt) ved den negative tilknytning ved likeretteren 99. Vekselretteren 20 styreinngang D er en synkroninngang som ifølge figur 1 er direkte forbundet med utgangskontakten C, d.v.s. med midtpunktet Ml i halvlederforgreningen V3, V4.

Den bare prinsipielt viste styreinngang E for frigiving av høyfrekvent-vekselretteren 20 styrer den vekselvise virkemåte av de to effekt-halvlederbrytere V3 og V4, slik at vekselretteren, etter en engangspuls ved tilknytningen E, automatisk innkoples (for selvstyre vekselrettere) og svinger videre.

Mellom likeretterens 99 positive og negative tilknytning er det, foran utkoplingsdioden ved 11, d.v.s. i styrekoplingsdelen, tilkoplet en seriekopling bestående av et dimpotensio-meter P, en fast motstand R5, en ytterligere, fast motstand R4 og en kondensator Cl (synkronkondensator). Ved forandring av potensiometerstillingen endres enten tidsperioden for opplading av kondensatoren Cl eller fasestillingen for spenningssvingningen i kondensatoren Cl i forhold til utgangsspenningen uN(t) fra likeretteren 99. På samme måte som ved anvendelse av utgangsspenningen fra likeretteren 99 er en styrekoplingsdel-føring gjennom seriekoplingen bestående av P, R5, R4 og Cl, basert på den direkte vekselspenning, gjennom-førbar. Likeledes kan P anvendes uten R4 og R5 som tjener for innstilling av reaksjonsgrensen.

Parallelt med synkronkondensatoren Cl ligger for det første en seriekopling bestående av en lavohm-motstand R16 og en synkrontransistor V13, og for det andre et selvstendig element, enten en tyristor TH eller basiskommutator-komparatorkrets i en PNP- og NPN-transistor V5, V7 for separat opprettelse av et tyristor-element. Ved forbindelsespunktet mellom den faste motstand R4 og synkronkondensatoren Cl opprettes forbindelse, gjennom et utløserelement i form av en utløserdiode V6 som vist i figur 1, med startinngangen eller frigivingsinngangen E i vekselretteren 20. Dette innebærer, at idet synkronkondensatoren Cl oppnår en forut bestemt spenning, nemlig utløserspenningen eller koplingsterskelen uz, vil styreinngangen E motta en startpuls. Samtidig utlades kondensatoren Cl gjennom V6 og synkronisererdioden V2 som er beskrevet i det etterfølgende.

Videre er anoden i en høyfrekvens-synkronisererdiode V2 tilkoplet i forbindelsepunktet R4/C1. Diodens katode er forbundet med synkroninngangen d i vekselretteren 20, som motsvarer utgangskontakten c. Når vekselretteren er i funksjon, d.v.s. ved periodisk betjening av effekt-halvlederbryterne V3 og V4, vil katoden tillate utlading av synkronkondensatoren Cl, hver gang den nedre effekt-halvlederbryter V4 er innkoplet. Dette forårsaker en kontinuerlig utlading av kondensatoren Cl, når vekselretteren avgir høyfrekvens-svingninger uw(t), d.v.s. når utgangs-vekselspenningen er aktiv. Utladingen foregår regelmessig i løpet av en HF-halvbølge.

Tyristoren TH eller transistorkombinasjonen V5, V7 som er parallell-koplet med synkronkondensatoren Cl, kortslutter eller utlader sistnevnte når spenningen i strømmåler-motstanden er 13 overstiger en forutbestembar eller forut-bestemt grenseverdi imax. Dette bevirkes ved hjelp av en zenerdiode som forbinder vekselretterens 2 0 utgangskontakt b som er tilknyttet målermotstanden R13, i sperreretning med porttilknytningen i tyristoren TH. Diodens sperrespenning bestemmer strømgrenseverdien imax. Ved ønske om større nøyaktighet kan det også anvendes andre komparatorkretser. For utjevning av kortvarige forstyrrelser, kan det innkoples en støydemperkapasitet C2 mellom porttilknytningen i tyristoren TH og katoden i samme tyristor.

Spenningen i R13 er proporsjonal ved strømstyrken, og motsvarer alltid belastningsstrømmen iL(t) i primærviklingen i effektforsterkeren Tr, når den nedre effekt-halvlederbryter V4 er innkoplet. Derved dannes en strømhalvbølgemåling som på grunn av sitt forbindelsespotensial kan benyttes med særlig fordel til overstrøm-overvåkning uten ytterligere oversetnings- eller overføringsledd.

En NTC-motstand R6 er parallellkoplet med zenerdioden VI som bestemmer den absolutte grenseverdi for den tillatte vekselretter-utgangsstrøm iL(t). Denne motstand forbindes termisk med transformatoren Tr og fordelaktig med dennes sekundærvikling. Kondensatoren C2 er parallellkoplet med en motstand RI som, i samvirkning med temperaturføler-NTC R6, danner et potensiometer på slik måte at spenningen, proporsjonal med strømstyrken, fra motstanden R13 ledes til tyristoren TH, når motstanden R6 avtar i motstandsverdi. Dette er tilfelle ved økende temperatur 8. Samtidig med temperaturavhengigheten oppstår derved en strømavhengighet. En meget lav temperatur 9 i sekundærviklingen åpner for høyere strømstyrke, innen utkopling, mens øket sekundærviklings-temperatur i forsterkeren Tr får temperaturovervåkningen til å reagere tidligere. I alle fall er strømgrenseverdien bestemt av gjennomslags-spenningen for zenerdioden VI, og når spenningsverdien i motstanden R13 overstiger zenerdiodens sperrespenning +0,6V (Portkatode-strekningens fluss-spenning), tennes tyristoren TH. Som maksimalverdi 9max for skille-transf ormatortemperaturen benyttes en funksjon av iL. Istedet for NTC kan andre temperaturfølere komme til anvendelse. Foruten å utlade synkronkapasiteten Cl, kan tyristoren TH med fordel kortslutte den senere beskrevne styreforsterker Y ifølge figur 2 på en slik måte at en selvfremkalt, fortsatt svingning av den selvstyre vekselretter 20 forhindres eller avbrytes.

Mellom motstandene R5 og R4 blir en spenning, proporsjonal med den likerettede forsyningsspenning uN(t), tilført en nullspenningsdetektor, bestående av R15, R17, R18 samt V12, V13 og R16, gjennom en motstand R14. Nullspenningsdetektoren fungerer slik, at ved liten spenning mellom motstandene R5 og R4, d.v.s. ved begynnelsen og slutten av halvbølgene i den likerettede forsyningsspenning uN(t), innkoples synkron-transistoren V13. Denne vil, på samme eller lignende måte som tyristoren TH, utlade synkronkapasiteten Cl gjennom sin kollektormotstand R16, En slik utlading finner sted hver gang spenningen mellom R5 og R4 synker under en forutbestembar minimumsverdi (synkronterskel).

Synkrontransistoren V13 blir atter sperrende når synkron-terskelen overstiges, slik det forekommer periodisk. Deretter tillates en tidskontinuerlig opplading av synkronkondensatoren Cl gjennom dimpotensiometeret P og eventuelt gjennom de seriekoplede motstander R5 og R4. Jo større motstanden i dimpotensiometeret P er, desto langsommere øker spenningen i Cl. Tilsvarende (tidsmessig) senere oppnås spenningsterskelen for diac V6 og tilsvarende senere innledes den automatiske høyfrekvenssvingning i (den selvstyrte) vekselretter 20 gjennom frigivingsinngangen E. Jo senere igangsetnings-tidspunktet t2 eller tx eller t2 forekommer (se figur 3, 4) desto lavere blir effekten som tilføres lavspennings-halogenlampen NV. På denne måte oppnås en lysstyrkeregulering ved forskyving av tenningsvinkelen (svingningsinnsetting-tidspunktet) .

Likeverdig med utladingen av synkronkapasiteten Cl gjennom seriekoplingen bestående av motstanden R16 og synkrontransistoren V13, kan det anvendes en koplingsanordning som oppretter forbindelse med tyristoren TH, når spenningen ved utgangen fra likeretteren 99 ligger "nær null". Fordi tyristoren TH selvslukkes ved underskriding av dens hvilestrøm, kan kapasiteten Cl også utlades i/nær "nullgjennomgangen" for den likerettede, uutjevnede forsyningsspenning uN(t) uten forstyrrende innvirkning fra den selvstyrte tyristor TH (egen tilbakestilling).

En slik styring vil eksempelvis kunne oppnås ved hjelp av en ELLER-sammenknytting av styresignaler for tyristoren TH, idet tyristorporten for det første ville styres gjennom temperatur- og overstrømovervåkningen (Qmax/<i>max) 0<3' f°r det andre, gjennom en snipp-utløser med lignende koplingssystem, som vil overføre et styresignal til porten når halvbølgeforsyningsspenningen u(t) ligger under en forut bestemt spenningsterskel uH som befinner seg nær null (ca. 5..3 0V).

Motstanden R14 (tilførselsmotstanden) som styrer synkron-forbindelsen med transistorene V12 og V13, forsyner også de seriekoplede motstander R17 og R15, hvorav sistnevnte er forbundet med den negative tilknytning i likeretteren 99. Denne tilknytning danner referansepunktet i koplingsanordningen ifølge figur 1, men dette er bare å betrakte som eksempel. På samme måte kan hele koplingsanordningen med vekselretter inverteres slik at den positive forsyningsspenning, d.v.s. den positive tilknytning i likeretteren 99, vil tjene som referansepunkt.

Basis i transistoren V12 hvis emitter er forbundet med referansepunktet og konnektoren med den førstnevnte matings-motstand R14 gjennom en motstand R18, tilkoples mellom motstandene R15 og R17. Konnektoren i transistoren V12 er forbundet med basisen i synkrontransistoren V13 som fungerer som emitterfølger. Koplingssystemet virker på en slik måte, at straks den tilførte spenning fra R14 synker under en forut bestemt terskelverdi, vil transistoren V12, på grunn av potensiometeret R17/R15, bringes i sperrende tilstand. Dens konnektormotstand R18 forbindes kortvarig med basisen i synkrontransistoren V13 som derved, gjennom R16, kan utlade synkronkondensatoren Cl. Straks den tilførte spenning fra R14 atter øker, blir transistoren V12 mellom kollektor og emitter ledende, hvoretter synkron-transistoren V13 sperrer og^ frigir ladefasen ved synkron-kondensatoren Cl. En tilsvarende endring av matingsmotstanden R13 (øvre) tilknytningspunkt kan gjennomføres i motsvarighet til den effektive

spenningstørrelse uN(t).

Ved dimensjonering av motstandene R15 og R17 må synkron-terskelen legges passende lavt, idet den er forut bestemt av den nødvendige utladingstid for kondensatoren Cl. Hvis motstanden R16 velges større, vil innkopling av synkron-transistoren V13 bare resultere i utlading av synkronkondensatoren Cl, uten at den høyfrekvenssvingning som utløses ved tenning av tyristoren TH, avbrytes. En koplingsforbindelse mellom nullspenningsføleren og tyristorens porttilknytning vil derimot medføre utlading av synkronkondensatoren Cl, mens den likevel bare ubetydelige høyfrekvenssvingning av vekselretteren 20 samtidig avbrytes.

En komparator (funksjonsforsterker) kan også anvendes for "nullregistreringen".

Virkemåten av en styreforsterker Y er kortfattet beskrevet i det etterfølgende i forbindelse med figur 2. Den bevirker en vedvarende svingning (svingningsbunt, -burst) av vekselretteren 20 (selvstyrt vekselretter), når dens primaervikling T1A er innkoplet i belastningskretsen, d.v.s. i serie med primærviklingen i effektforsterkeren Tr.

I det viste eksempel omfatter forsterkeren Y tre sekundærviklingen T1B, TIC og TID. Viklingene T1B og TID står i forbindelse med hver sin av de styrbare effekt-halvlederbrytere V3 og V4. Med positiv belastningsstrøm påvirkes den nedre effekt-halvbryter V4. Dette tilsvarer også den opprinnelige koplingstilstand, når Diac V6 overfører en startpuls til frigivingsinngangen e i vekselretteren 20, og Cl utlades gjennom V4 og V6/V2. Denne utlading er fordelaktig for utsjalting av ytterligere "start"-pulser som under en svingning (HF) kunne bringe denne parasitært til opphør.

Denne startinngang e som forbinder den tredje sekundær-vikling TIC ensrettet med den andre sekundaervikling T1B som står i forbindelse med den nedre effekt-halvlederbryter V4, er vist mer detaljert i figur 2. Ved tenning av Diacs V6, d.v.s. når styrespenningen ust(t) for synkronkondensatoren Cl overstiger utløserterskelen uz for Diacs VG, vil følgelig seriekoplingen bestående av sekundærviklingen TIC og T1B i styreforsterkeren Y forsynes med positiv strøm. Den nedre effekt-halvlederbryter V4 vil lede (bringes i ledende forbindelse) og høyfrekvens-svingningen (pakke, bunt)

igangsettes.

På den annen side vil (eller kan) seriekoplingen bestående av sekundærviklingene TIC og T1B kortsluttes gjennom en utkoplingsdiode V9 hvis anode er forbundet med "til" styringskontakten e i vekselretteren 20 og katoden med synkron-kondensatoren Cl, ved tenning av tyristoren TH. På denne måte forhindres en selvstyrt svingning gjennom styringsforsterkeren Y. En eventuelt gjenværende induktansstrøm i belastningskretsen utlades/avledes gjennom tomgangsdioden, som, med sin katode tilknyttet den positive spenning, er parallellkoplet med hver av effekthalvleder-bryterne V3 og V4.

Figur 3 viser et diagram av ut- og inngangs-størrelsene i koplingsanordningen ifølge figur 1. Den (innhyllende) likerettede nettspenning uN(t) er vist med en brutt linje.

Grunnet en bestemt innstilling av dim-potensiometeret P er det forutfastlagt en tenningsforsinkelse (tenningsvinkel) al=36°. Dette innebærer at høyfrekvenssvingningen som moduleres ved hjelp av nettspennings-halvbølgen uN(t) (opptil 100%), først igangsettes 36° etter halvbølge-innledningen (naturlig opptredelses- eller tenningstidspunkt).

Ved den selvstyrte vekselretter er høyfrekvenssvingningen bestemt ved dimensjoneringen av styreforsterkeren Y og kapasi-tetene C9 og CIO, samt utgangsspenningene for effekt-halvlederbryterne V3 og V4. Ved en fremmedstyrt vekselretter blir frekvensen forutfastlagt av en VCO eller en (ekstern) teller.

En forsinkelse av høyfrekvenssvingnings-innsettings-tidspunktet (betegnet med ti i figur 3), medfører en minskning av effekten som overføres til NV-lampen. På grunn av høy-frekvenssvingningen vil det samtidig oppnås en redusert, magnetisk konstruksjonshøyde av effektforsterkeren Tr. Høy-frekvenssvingningen som er modulert med den innhyllende nettspennings-halvbølge uN(t) finner sin naturlige slutt ved nettspenningens nullpassasje eller ved enden a=18 0° av halv-bølgen. Hvis tidsforsinkelsen a økes ytterligere, som vist i figur 4, vil høyfrekvens-belastningsstrømmen iL(t) som forårsakes av utgangs-vekselspenningen uw(t) i vekselretteren 20, opprettes enda senere. Det kan imidlertid gjenstå noen perioder av høyfrekvens-spenningen (strømmen), som selvutslettes i nullpassasjen for den styrende, matende nettspennings-halvbølge uN(t).

Det fremgår av figur 5 at hvis det i et lengre tidsrom, omfattende en eller flere nettspennings-halvbølge, ikke foregår tenning eller initiering av høyfrekvensen, hvilket betyr at a=180°, vil kapasiteten Cl utlades parasittært og pulsvis/halvbølgevis. Dette er vist i det nedre diagram i figur 5. I motsvarighet til spenningshalvbølgene uN(t) og under forutsetning av en høyere, innstilt verdi for dimpotensiometeret P, vil den tenningsspenningsterskel uz som er forutfastlagt av utløserdioden V6 ikke oppnås innenfor en nettspenningshalvbølge. Følgelig uteblir høyfrekvenssvingnin-

gen i en eller flere nettspenningsperioder. Høyfrekvens-synkroniseringen gjennom utladerdioden V2 som ved innkopling av vekselretteren sørger for regelmessig, høyfrekvensperiodisk utlading av synkronkapasiteten Cl, forblir uvirksom. Utgangsbetingelsen for lavpasset PT1 (omfattende serie-

koplingen P, R5 og R4 samt synkronkapasiteten Cl) er forskjellig, uten HF-svingning for den respektive innledning av en nettspennings-halvbølge uN(t) . I en vilkårlig halvbølge vil styrespenningen ust for synkronkapasiteten Cl til sist tilsvare tenningsspenningen uz for utløserdioden V6 og det innledes, som vist til høyre i figur 5, en parasittær og uønsket høyfrekvenssvingning i vekselretteren 20. Dette finner sted på tidspunktet tz. Dette motsvarer den parasittære tenningsforsinkelse ax som finner sted grunnet parasittær lading (opplading) av synkronkapasiteten Cl.

Dette bevirker, selv om dimpotensiometeret angir utkoplet tilstand, en plutselig oppblussing av NV-lampen, og kan også medføre en parasittær lysstyrkesvingning eller en konstant redusert (men ikke innstilt) lysstyrke av samme lampe. Dette er uønsket.

Av ovennevnte grunn, d.v.s. ved manglende høyfrekvens-synkronisering gjennom utgangs-vekselspenningen uw med innvirkning på synkronkapasiteten Cl gjennom utladerdioden V2 som er uvirksom i utkoplet tilstand, igangsettes en ekstra lavfrekvens-synkronisering gjennom V13 og R16 . Denne foregår periodisk med "nullpassasjen" for den likerettede forsyningsspenning uN(t).

Virkningen av lavfrekvens- (ca 50 Hz eller 60 Hz) synkroniseringen forårsaker i det nedre diagram i figur 5 en respektiv tilbakestilling eller utlading av synkronkapasiteten Cl på. en slik måte at synkronspenningen ust i synkronkapasiteten Cl ved hver innledning (a=0) av en forsyningsspennings-halvbølge uN(t) alltid vil befinne seg i definert, særlig utladet, utgangstilstand. Tenningsvinkelen a kan derved, uten parasittær innvirkning, forskyves mellom verdiene 0<a<18 0° og det vil heller ikke ved en større tenningsvinkel a=180° forekomme parasittær igangsetting av høyfrekvenssvingningene.

Drifts- og virkemåten av den lawolt-halogendimmer som er beskrevet i forbindelse med figur 1 og det tilhørende tidsdiagram 3-5 er imidlertid ikke begrenset til dette utførelseseksempel. Foruten en selvstyrt vekselretter kan det også anvendes en fremmedstyrt vekselretter. Særlig i et slikt tilfelle kan den anvendte utløserdiode V6 og forsinkelses-leddet PT1, (bestående av dimpotensiometeret P, motstandene R5 og R4 samt synkron-kondensatoren) som fastlegger tennings-forsinkelsen a med fordel erstattes av en teller eller et analogt eller digitalt løpetidsledd. Tenningsbetingelsen vil derved definere ved oppnåelse av en forut bestemt eller forut bestembar tellerstand eller ved nedtelling til verdien null. Tenningsvinkelen a. kan innstilles ved variering av teller-utgangsverdien eller tellerfrekvensen.

På samme måte kan lavfrekvens-synkroniseringen gjennom R16 og synkrontransistoren V13 gjennomføres ved tilbakestilling eller innstilling av telleren. Igangsetting, d.v.s. frigivelse, av den selvstyrte eller fremmedstyrte vekselretter 20, foregår deretter gjennom en

frigivelsesinngang som tillater en svingning, ved å motta et aktivt, logisk signal. Et passivt, logisk signal ville

medføre utkopling av effekt-halvlederbryteren med derav følgende opphør/avbrudd av høyfrekvenssvingningen. Ved en selvstyrt vekselretter kan høyfrekvenssvingningen fritt forutbestemmes og forandres.

Ved anvendelse av en teller av digitalversjon foregår tilbakestillingen av denne teller lavfrekvensmessig på samme måte som ved lavfrekvens-synkroniseringen av synkronkondensatoren Cl. Likeledes, d.v.s. ved tilbakestilling eller innstilling av telleren gjennomføres høyfrekvens-synkroniseringen som tidligere er foretatt ved hjelp av utladerdioden V2, ved innkopling av vekselretter-svingningen. Da imidlertid frigivelsessignalet ved frigiverinngangen e er statisk, kan også dette signal komme til anvendelse for kontinuerlig blokkering eller innstilling/-tilbakestilling av den anvendte teller.

Claims (17)

1. Lysstyrke-styrekrets, særlig for en belastningskrets med en lavspennings halogenlampe (NV) med foran innkoplet effekt-transformator (Tr) eller effektomformer for variering av realeffekten som leveres fra en vekselspennings-forsyning og avgis til belastningskretsen (Tr, NV), med en høyfrekvens-vekselspenningsgenerator (20) som leverer en utgangs-vekselspenning (uw) fra en ubetydelig utjevnet eller uutjevnet, likerettet lavfrekvens-mellomkretsspenning (uN), til belastnings-kretsen (Tr, NV), med et lavpass-ledd som består av en varierbar motstand (R4, R5, P) og en synkroniserings-kapasitans (Cl) i seriekopling, og med en første synkroniseringskrets (V2, V6) som er forbundet på inngangssiden med synkroniserings-kapasitansen (Cl) i lavpass-leddet, og på utgangssiden med høyfrekvens-vekselspenningsgeneratoren (20) , og som aktiverer vekselspenningsgeneratoren (2 0) som reaksjon på et signal på inngangssiden, karakterisert ved en andre synkroniseringskrets (V5, V7, TH; R16, V13) som på utgangssiden er forbundet med lavpass-leddets (PT1) synkroniserings-kapasitans (Cl), og på inngangssiden styres av den likerettede mellomkretsspenningen (uN) eller vekselspennings-forsyningen, hvorved synkroniserings-kapasitansen (Cl) hovedsakelig utlades før hver start av.en lavfrekvens-halvbølge for den likerettede mellomkretsspenningen (uN) eller før hver start av en oppladningsfase for synkroniserings-kapasitansen (Cl), for å tilveiebringe ensartede startbetingelser, eller hvorved synkroniserings-kapasitansen (Cl) utlades via en selv-tilbakestillende vippekrets når den uutjevnede mellomkretsspenningen (ujj) synker under en synkroniserings-grenseverdi (uH).

2. Styrekrets i samsvar med krav 1, karakterisert ved at vekselspenningsgeneratoren (20) er utført som vekselretter i halvbrokopling, og at den unipolare utgangs-vekselspenning (uw) leveres fra midtsonen (Ml) mellom to seriekoplede (halvlederforgrening) effekthalvlederbrytere (V3, V4) til den første inngangstilknytning ved effekttransformatoren (Tr), at den andre inngangstilknytning ved effekttransformatoren (Tr) kan forbindes med en ytterligere midtsone (M2) av en seriekopling (kapasitansforgrening) omfattende to kapasitanser (C9, CIO), og at både kapasitansforgreningen (C9, CIO) og halvlederforgreningen forsynes av den uutjevnede mellomkrets-likespenning (uN), og at de to kapasitanser som danner den ytterligere midtsone (M2), er omtrent like store.

3. Styrekrets i samsvar med krav 1, karakterisert ved at vekselspenningsgeneratoren (20) er av helbrokoplingstype med to parallelle forgreninger som hver for seg omfatter en seriekopling bestående av øvre (V3) og nedre (V4) effekthalvlederbrytere, og at effekttransformatoren (Tr) er innkoplet mellom de respektive midtsoner av de to forgreninger (Ml, M2) hvor begge forgreninger selv er parallellkoplet med den likerettede og uutjevnede mellomkretsspenning (uN) .

4. Styrekrets i samsvar med ett av de foregående krav, karakterisert ved at vekselspenningsgeneratoren (20) er anordnet som selvstyrt vekselretter med magnetisk (ti, T1A, T1B, TIC, TID) eller optisk kopling mellom belastningsstrømmen (iL) i primærviklingen i effekttransformatoren (Tr) og vekselspenningsgeneratoren (20, V3, V4).

5. Styrekrets i samsvar med krav 1, karakterisert ved at den annen synkroniseringskrets (V5, V7, TH; R16, V13) utlader lavpass-leddets (PT1) synkroniserings-kapasitans (Cl) i hvert tilfelle der dens styresignal (uN) på inngangssiden synker under den forut bestembare synkroniserings-grenseverdien (uH), og ved at den annen synkroniseringskrets (V5, V7, TH; R16, V13) frigir lavpass-leddets (PT1) synkroniserings-kapasitans (Cl) når styresignalet (uN) på inngangssiden er større enn synkroniserings-grenseverdien (ujj) .

6. Styrekrets i samsvar med krav 2 eller 4, karakterisert ved at det i serie med parallell-koplingen bestående av halvlederbryter-forgreningen (V3, V4) og kapasitansforgreningen (C9, CIO) er innkoplet et element, fortrinnsvis en diode (Vil) i lederetning, for frå-kopling av belastningsdelen fra styringsdelen av lysstyrke-styrekretsen.

7. Styrekrets i samsvar med krav 1 og/eller krav 5, karakterisert ved at den annen synkroniseringskrets (V5, V7, TH; R16, V13) oppviser en seriekrets av en utladningsmotstand (R16) og en styrbar halvleder eller -bryterkrets (V13).

8. Styrekrets i samsvar med krav 1 og/eller krav 5, karakterisert ved at den annen synkroniseringskrets (V5, V7, TH; R16, V13) har en tyristor som selv-tilbakestillende vippekrets.

9. Styrekrets i samsvar med krav 1 eller krav 4, karakterisert ved at en selvtilbakestil-lende vippekrets, særlig en tyristor (TH), sperrer vekselspenningsgeneratoren (20) brått og/eller utlader eller kortslutter synkroniserings-kapasitansen (Cl) ihvertfall for den gjenværende nettspennings-halvbølge (uN) når den høyfrekvente belastningsstrøm (iL) overskrider en forut bestemt grenseverdi (imax)•

10. Styrekrets i samsvar med krav 1, 4 eller 9, karakterisert ved at det i effekttransformatoren (Tr), særlig i umiddelbar, termisk nærhet av dennes sekundærvikling(er) som leverer strøm til lavspennings-lampen(e) er anordnet et temperaturføleelement (R6, NTC), og at en selvtilbakestillbar vippekrets, særlig en tyristor (TH), sperrer vekselspenningsgenerator (20) brått og/eller utlader eller kortslutter synkroniserings-kapasitansen (Cl) ihvertfall for den gjenværende lavfrekvent-nettspenningshalvbølge (uN) når den målte temperatur (9) overskrider en forut bestemt grenseverdi (9max), hvor særlig den førnevnte temperaturbegrensning (9max) virker i avhengighet av belastningsstrømmen på slik måte at det ved redusert temperatur (9) hos belastningstransformatoren (Tr) tillates en større, og ved øket temperatur, en motsvarende redusert strømmaksimalverdi for den høyfrekvente belastningsstrøm (iL) og at maksimumsverdien alltid ligger under en grenseverdi

11. Styrekrets i samsvar med krav 1 eller 4, karakterisert ved at vekselspenningsgeneratoren (20) har to omvendt styrte halvlederbrytere (V3, V4) som danner en vekselretter, og at en periodisk utlading av synkroniserings-kapasitansen (Cl) via en diode (V2) som har sin katode rettet mot utgangs-vekselspenningen (uw, Ml), opptrer i hvert tilfelle der den respektive (V4) av de to halvleder-bryterne (V3, V4) styres til å være ledende.

12. Styrekrets i samsvar med krav 1 eller 4, karakterisert ved at en belastningskapasi-tans (C7) er parallellkoplet med effekttransformatorens (Tr) primær- eller sekundær-vikling.

13. Styrekrets i samsvar med ett av de foregående krav, karakterisert ved at høyfrekvenssvingning-begynnelsestidspunktet (tz, cxl+Qf2) kan forskyves innenfor en mellomkretsspenning- (uN) halvbølge, ved sammenlikning (V6) av en forut bestemt eller forut bestembar terskelverdi (u2) med et tidsmessig kontinuerlig varierbart (R4, R5, P) tiltakende styresignal (ust) , hvorved en tidsforsinkelse av HF-svingnings-begynnelsestidspunktet (tz, al, a2) mellom begynnelsen (a=0°) og slutten (a=180°) av halvbølgen motsvarer en redusering av lampelysstyrken (NV) mellom maksimumslysstyrken og null.

14. Styrekrets i samsvar med et av de foregående krav, karakterisert ved at vekselspennings-generatorens (20) høyfrekvenssvingninger som utløses ved hjelp av et utløserelement, for eksempel en utløserdiode (V6), er iboende stabile frem til slutten av en respektiv mellomkretsspenning-halvbølge (uN), med mindre en beskyttelseskretsanordning, for eksempel en overtemperatur-kontroll eller en maksimum strømkontroll aktiveres under høyfrekvenssvingningene.

15. Fremgangsmåte for variering av lysstyrken for minst én lavspennings halogenlampe som benytter høyfrekvente svingningspakker (uw), som kan leveres periodisk ved hjelp av en effekttransformator (Tr) for lavspennings-halogenlampen (NV) , hvorved svingnings-startstidspunktet (Tz, ari, a2) kan forskyves ( a) innen en halvbølge-tidsvarighet for en pulserende forsyningsspenning (uN) i avhengighet av et lysstyrke-styresignal (Ugt, <U>z) eller en tilsvarende motstandsvariasjon (P), hvorved en høyfrekvens-periodisk (V2, V6) synkronisering av svingeprosessen forekommer under drift, karakterisert ved at det i tillegg forekommer en lavfrekvens-periodisk synkronisering (R16, V13) eller tilbakestilling/initialisering av system-prosessen som bestemmer svingnings-starttidspunktet (Tz, al, a2), spesielt den tidsavhengige opplading av et kapasitivt element (Cl), slik at ved starten av hver halvbølge av den pulserende forsyningsspenningen (uN) tilveiebringes de samme startbetingelser.

16. Fremgangsmåte i samsvar med krav 15, karakterisert ved at en høyfrekvens-sving-ningspakke (uw) som igangsettes på det forskyvbare svingnings-begynnelsestidspunktet (tz, al, a2) øker og/eller avtar med den drivende, uutjevnede forsyningsspenning (uN) i avhengighet av fortegnet for forsyningsspennings-halvbølgenes (uN) stigning, og at svingningspakkens (uw, iL) svingninger avbrytes brått når effekttransformatorens (Tr) temperatur og/eller høyfrekvens-svingningsstrømmens (iL) amplitude overskrider en forut bestemt grenseverdi (Imax/ 6max)•

17. Anvendelse av lysstyrke-styrekrets ifølge krav 1 i en utenfra styrt vekselretter som vekselspenningsgenerator (20) med fritt valg utenfra av oscillatorfrekvensen ved lysstyrke-variasjon av en lavspennings halogenlampe (NV).