DE4340672C2 - Dimmerschaltung für einen Beleuchtungsstrom mit verlustarmer Leistungsstufe - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Dimmerschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei einer Phasenabschnittsteuerung muß die Einschaltung der End­ stufe genau im Nulldurchgang der Halbwellenspannung erfolgen. Eine Dimmerschaltung der eingangs genannten Art ist aus der DE 40 21 640 A1 bekannt. Dort wird durch die Endstufe ein HF-Übertrager gesteuert. Für die Stromüberwachung benötigt man eine gesonderte Schaltstufe.

Aufgabe der Erfindung ist die Verbesserung der Phasenansteuerung im Spannungsnulldurchgang und die Berücksichtigung weiterer Einfluß­ größen in einer gemeinsamen Steuerstufe sowie eine verlustarme Lei­ stungsstufe.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruch 1 gelöst.

Die Erfindung unterscheidet sich insofern vom Stand der Technik, als die Nulldurchgangserkennung durch Auswertung der Ist-Spannung und Umschaltung eines Operationsverstärkers erfolgt. Dadurch wird ein Transistor im Zeitpunkt des Nulldurchgangs an gesteuert, der durch das Phasenabschnittsignal wieder gesperrt wird. Die Darlingtonstufe ist durch die besondere Einschaltung des Widerstandes verlustarm aufge­ baut. Man erreicht so eine verlustarme, synchronisierte, kurzschlußfe­ ste Vollwellensteuerung für einen Beleuchtungsstrom.

Eine Minimierung von Einschaltstörungen ist dadurch gewährlei­ stet, daß zur Nulldurchgangerkennung die Ist-Spannung am einen Eingang und eine Referenzspannung am anderen Eingang des Operationsverstärkers anliegt.

Die Überlastungssicherung der Dimmerschaltung wird dadurch er­ reicht, daß zur Überstromerkennung die Ist-Spannung mit der Referenz­ spannung verglichen wird. Somit wird der Operationsverstärker inner­ halb der Ansteuerstufe für den Laststrom in zweifacher Weise für die Nulldurchgangerkennung und für die Überlastsicherung ausgenutzt.

Weiterhin ist eine Überspannungssicherung dadurch möglich, daß zur Überspannungserkennung die Ist-Spannung einerseits und eine Refe­ renzspannung andererseits an einem Operationsverstärker anliegen, des­ sen Ausgang den Transistor der Ansteuerstufe ansteuert.

Auch eine Temperatursicherung erreicht man in wirtschaftlicher Weise dadurch, daß zur Temperaturabschaltung ein Spannungsteiler aus einem PTC-Widerstand und einem Widerstand vorgesehen ist und daß die Teilerspannung an dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsver­ stärkers anliegt.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand eines Schalt­ bildes erläutert.

Ein dimmergesteuertes oder in anderer Weise gesteuertes Schaltge­ rät 1 dient zur Erzeugung eines pwm-Signals auf der Leitung 2 zur Steuerung des Beleuchtungsstromes von Lichtquellen. Ein derartiges Schaltgerät ist z. B. aus der DE 39 33 508 C2 bekannt. Die Modulations­ weite des pwm-Signals entspricht der gewünschten Helligkeit und gibt den jeweiligen Phasenabschnitt für eine Phasenabschnittsteuerung vor.

Ein Einschaltsignal auf der Einschaltleitung 3 schaltet die ge­ samte Anordnung ein. Ein 100 Hz-Signal auf der Leitung 4 wird in einem Netzgerät 5 erzeugt.

Eine Kombinationsstufe 6 dient zur Verknüpfung des pwm-Signals auf der Leitung 2 mit einem Minimumsignal und/oder einem Starterhö­ hungssignal als Einflußsignal. Das pwm-Signal steuert die Basis des Transistors T₄ an und schaltet den Transistor T₄ durch, so daß die Kollektorspannung absinkt, solange das pwm-Signal den Wert "1" hat. Dieses Ausgangssignal wird auf der Leitung 7 als Phasenabschnittsignal an eine Ansteuerstufe 11 für eine Leistungsstufe 12 weitergegeben.

In einer Starterhöhungsstufe 6 wird ein Einflußsignal erzeugt. Dieses setzt sich aus einem Starterhöhungssignal und einem Minimumsig­ nal sowie gegebenenfalls weiteren Einflußsignalen zusammen. Da sich Leuchtstoffröhren in niedriger Dimmerstellung nur schlecht zünden las­ sen, ist eine Starterhöhung für Leuchtstoffröhren erforderlich.

Beim Einschalten über die Leitung 3 gibt das Schaltgerät 1 über die Leitung 13 einen Impuls an die Basis des Transistors T₅. Dieser Transistor T₅ bildet zusammen mit dem weiteren Transistor T₆, dem Wi­ derstand R₁ sowie dem Kondensator C₁ einen Monoflop, dessen Kippzeit durch den Widerstand R₁ und den Kondensator C₁ bestimmt ist. Für die Dauer der Kippzeit steht über den Widerstand R₂ die Betriebspannung U_B an dem Kollektor des Transistors T₆ an. Somit wird über die Diode D₁ momentan der Kondensator C₂ geladen. Die Leitung 8 führt während der Dauer der Kippzeit die Betriebsspannung U_B. Nach Ablauf der Kippzeit öffnet der Transistor T₆, so daß die Aufladung der Kondensators C₂ beendet wird. Über den Widerstand R₃ wird der Kondensator C₂ entladen. Dem Starterhöhungssignal wird über einen Spannungsteiler 13 ein Mini­ mumsignal überlagert, das eine minimale Phaseneinschaltdauer und damit Helligkeit festlegt.

Das so definierte Starterhöhungssignal oder Einflußsignal wird über die Leitung 8 in einen Operationsverstärker Op₁ eingespeist. Durch einen Schalter S kann die Diode D1 auf Erde gelegt werden. Damit läßt sich die Starterhöhung abschalten. Dieses erfolgt beim Anschluß von AGV- und HV-Halogenleuchten.

Das 100 Hz-Signal liegt über die Leitung 9 an der Basis eines Transistors T₁ an. Im Nulldurchgang der Netzspannung wird der Transi­ stor T₁ kurzzeitig gesperrt, so daß ein positiver Impuls auf die Basis des Transistors T₂ gekoppelt wird. Der Transistor T₂ wird kurzzeitig durchgeschaltet und entlädt den Kondensator C₄. Anschließend wird der Kondensator C₄ über den Widerstand R₁₀ aufgeladen. Die Ladespannung hat einen nahezu linearen Sägezahnverlauf und liegt an dem invertie­ renden Eingang des Operationsverstärkers Op₁ an. Hat die Sägezahnspan­ nung einen kleineren Wert als das Starterhöhungssignal auf der Leitung 8, so hat der Ausgang des Operationsverstärkers Op₁ den Wert "1". Wird die Sägezahnspannung größer als die Starterhöhungsspannung, so wird der Ausgang des Operationsverstärkers auf den Wert "0" umgeschaltet. Die Dauer des Wertes "1" entspricht der Phasenabschnittdauer während der Starterhöhung beziehungsweise der Minimundauer. Der Ausgang des Operationsverstärkers Op₁ steuert die Basis des Transistors T₃ an. Das Phasenabschnittsignal auf der Leitung 7 ist somit eine Oderverknüpfung des pwm-Signal, des Starterhöhungssignals und des Minimumsignals.

Die Ansteuerstufe 11 umfaßt eine Nulldurchgangerkennung und eine Überstromerkennung. Der Nulldurchgang der Sinusspannung muß bei einem Phasenabschnittdimmer sicher erkannt werden, damit die Leistungsschal­ tung genau im Nulldurchgang erfolgt. Zur Nulldurchgangerkennung wird die in Form einer Halbwellenspannung gleich gerichtete Ist-Spannung ISP auf der Leitung 14, die dem Laststrom entspricht, ausgewertet. Der Laststrom fließt durch einen Brückengleichrichter 16 einer Gleichrichterstufe 15.

Die Ist-Spannung geht bei jedem Nulldurchgang der anliegenden Vollwellenspannung gegen 0 und wird über die Widerstände R₄, R₅, R₆, R₇ geteilt, und die Teilerspannung liegt an dem einen Eingang des Ope­ rationsverstärkers Op₂ an. Die Ist-Spannung wird durch die Diode D₂ in der Amplitude begrenzt. Der Kondensator C₃ beschleunigt die negative Flanke der ist-Spannung. An dem anderen Eingang des Operationsverstär­ kers liegt eine durch die Widerstände R₈ und R₉ bestimmte Refe­ renzspannung an.

Da die Ist-Spannung normalerweise <0 ist, hat der Ausgang des Operationsverstärkers Op₂ den Wert "0". Jeweils beim Nulldurchgang der Wechselspannung unterschreitet die Ist-Spannung den Wert der Referenz­ spannung, so daß der Operationsverstärker den Ausgangswert "1" abgibt. Damit wird der Transistor T₇ durch gesteuert und steuert auch die Tran­ sistoren T₉ und T₁₀ der Leistungsstufe 12 durch, wodurch die Ist- Spannung auf einem niedrigen Wert gehalten wird, solange der Bela­ stungsstrom fließt. Der Wert der Ist-Spannung wird durch den Spannungsabfall an R₂₀ und der U_C-E des Transistors T₁₀ bestimmt.

Durch die Rückflanke des Phasenabschnittsignals auf der Leitung 7 wird der Transistor T₈ durchgeschaltet und somit der Transistor T₉ gesperrt, so daß auch die Leistungsstufe 12 gesperrt wird. Damit steigt das Ist-Signal auf den Ausgangswert an und die Phasenabschnitt­ steuerung kann im nächstfolgenden Nulldurchgang von Neuem beginnen.

Die Leistungsstufe 12 ist als Darlingtonschaltung ausgebildet, da diese Schaltung eine hohe Stromverstärkung aufweist und auch der durchfließende Strom erfaßt werden kann. Damit darüber hinaus die Ver­ lustleistung möglichst klein ist, wird eine modifizierte Darlington­ schaltung eingesetzt.

Ein erster Transistor T₉, dessen Basis an den Emitter des Transi­ stors T₇ an gekoppelt ist, ist in üblicher Weise mit dem zweiten Dar­ lingtontransistor T₁₀ verbunden. Der Kollektor des Transistors T₁₀ ist über einen Widerstand R₂₀ und die Leitung 14 mit einem Brückenpol des Brückengleichrichters 16 verbunden. Der Belastungsstrom fließt also durch den Widerstand R₂₀, so daß auf der Leitung 14 die gleichgerich­ tete Ist-Spannung abgenommen werden kann. Der Widerstand R₂₀ teilt die Verlustleistung mit dem Transistor T₁₀. Bei kleinem Strom ist der Spannungabfall an dem Widerstand R₂₀ gering und an dem Transistor R₁₀ groß. Mit steigendem Strom steigt der Spannungabfall an dem Widerstand R₂₀ an, der Spannungabfall an dem Transistor T₁₀ wird kleiner. Im Idealfall ist der Spannungsabfall an dem Widerstand R₂₀ gleich der Restspannung des Transistors T₁₀ also etwa 0,8 V. Somit wird die Ver­ lustleistung des Transistors T₁₀ halbiert. Die Verluste im Widerstand R₂₀ werden auch dadurch verringert, da der Basisstrom des Transistors T₁₀ nicht durch den Widerstand R₉ fließt.

Gegenüber einer herkömmlichen Anordnung des Lastwiderstandes in der Emitterleitung des zweiten Darlingtontransistors ergibt sich bei der Schaltung nach der Erfindung eine Verringerung der Verlustleistung um etwa 40%.

An den Brückengleichrichter 16 ist die Last 17 also die Licht­ quelle angeschlossen. Der Strom durch die Lichtquelle wird durch Pha­ senabschnittsteuerung der wechselspannungshalbwellen in der Leistungs­ stufe 12 gesteuert.

Die Überstromerkennung erfolgt ebenfalls in der Ansteuerstufe 11. Sobald die Leistungsstufe 11 in der jeweiligen Halbwelle durchgeschal­ tet ist, bildet sich in Abhängigkeit von dem Laststrom die Ist- Spannung aus. In Abhängigkeit von dieser Spannung ändert sich die Spannung am einen Eingang des Operationsverstärkers Op₂. Überschreitet diese Spannung die durch die Widerstände R₈ und R₉ eingestellte Refe­ renzspannung, wird der Ausgangswert des Operationsverstärkers Op₁ "0". Damit entfällt die Basisansteuerung des Transistors T₇, so daß der­ selbe sperrt. Damit wird auch die Leistungsstufe 11 gesperrt. Die Ist- Spannung steigt weiter, und die Leistungsstufe 11 bleibt gesperrt. Auch nach einer weiteren Nullpunkterkennung bleibt die Leistungsstufe 11 gesperrt.

Eine Abschaltstufe 17 ist für eine Abschaltung bei Überspannung oder Übertemperatur vorgesehen. Die Rückstellung erfolgt intern durch die Logik des Schaltgeräts 1 über eine Resetleitung res.

Am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers Op₃ liegt eine durch die Widerstände R₁₁ und R₁₂ bestimmte Referenzspannung an. An dem anderen Eingang des Operationsverstärkers Op₃ liegt die durch die Widerstände R₁₃ und R₁₄ geteilte Ist-Spannung. Überschreitet die Ist-Spannung aufgrund einer Überspannung die Referenzspannung, so wird der Ausgang des Operationsverstärkers Op₃ auf den Wert "1" geschaltet. Dieser Signalwert wird über die Diode D₃ und den Widerstand R₁₅ auf den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers Op₃ zurück­ geführt, so daß man eine Selbsthaltung erhält. Dieser Ausgangswert wird solange beibehalten, bis der betreffende Eingang des Operations­ verstärkers Op₃ über die Diode D₄ auf Nullpotential gelegt wird. Der Ausgangswert des Operationsverstärkers Op₃ nimmt dann den Wert "0" an. Über die Diode D₅ wird eine Anzeigestufe 18 und über die Diode D₆ die Ansteuerstufe 11 angesteuert.

Die Temperaturabschaltung erfolgt mittels eines PTC-Widerstandes R₁₆. Bei Normaltemperatur ist der PTC-Widerstand niederohmig, so daß die durch die Widerstände R₁₆ und R₁₇ festgelegte Spannung einen nied­ rigen Wert hat. Bei Überschreiten der Abschalttemperatur wird der PTC- Widerstand R₁₆ hochohmig. Dadurch erhöht sich die Spannung im Teiler­ punkt. Diese erhöhte Spannung gelangt über die Diode D₇ an den Eingang des Operationsverstärkers Op₃. Wird die Referenzspannung am invertie­ renden Eingang überschritten, so hat der Ausgang des Operationsver­ stärkers Op₃ den Wert "1". Halten des Überspannungszustandes, Rückset­ zen, Anzeigen und Ansteuerung der Ansteuerstufe entsprechen der Überspannungserkennung.

Die Funktion der Schaltung ergibt sich aus der vorigen Beschrei­ bung. Ein pwm-Signal wird durch ein Starterhöhungssignal und ein Mini­ mumsignal modifiziert und steuert den Phasenabschnittpunkt. Die Lei­ stungsstufe wird genau im Nullpunkt der Wechselspannung zugeschaltet. Die Leistungsstufe hat eine reduzierte Verlustleistung. Durch Über­ stromerkennung, Überspannungserkennung und Temperaturabschaltung er­ reicht man eine hohe Sicherheit der Schaltung.

Claims (5)

1. Dimmerschaltung für einen durch ein Phasenabschnittsignal ge­ steuerten gleichgerichteten Vollwellenstrom, wobei eine Nullspannungserkennung einen Operationsverstärker (Op₂) zum Spannungsvergleich zwi­ schen einer an einem Eingang anliegenden Bezugsspannung und einer am anderen Eingang des Operationsverstärkers anliegenden gleichgerichte­ ten Ist-Spannung (ISP) umfaßt, so daß der Ausgang des Operationsver­ stärkers im Nulldurchgang der Wechselspannung entsprechend dem Absin­ ken der ISP unter die Bezugsspannung auf den Wert "1" umschaltet und dieser Spannungswert an der Basis eines Transistors (T₇) zur Schaltung einer Endstufe (12) anliegt, wobei ein von der negativen Flanke des Phasenabschnittsignals angesteuerter Transistor (T₈) mit seinem Kol­ lektor an der Basis des Transistors (T₇) anliegt und denselben sperrt und wobei eine Oderschaltung zur Kombination der Phasenabschnittspan­ nung und einer Einflußspannung vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufe als Darlingtonschaltung ausgebildet ist, bei der ein Widerstand (R₂₀) zwischen den Kollektor des zweiten Darlingtontransi­ stors (T₁₀) und die gleich gerichtete Ist-Spannung ISP eingefügt ist.

2. Dimmerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Nulldurchgangerkennung die Ist-Spannung am einen Eingang und eine Referenzspannung am anderen Eingang des Operationsverstärkers (Op₂) anliegt.

3. Dimmerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich­ net, daß zur Überstromerkennung die Ist-Spannung mit der Referenzspan­ nung verglichen wird.

4. Dimmerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge­ kennzeichnet, daß zur Überspannungserkennung die Ist-Spannung einer­ seits und eine Referenzspannung andererseits an einem Operationsver­ stärker (Op₃) anliegen, dessen Ausgang den Transistor (T₇) der Ansteuerstufe (11) ansteuert.

5. Dimmerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge­ kennzeichnet, daß zur Temperaturabschaltung ein Spannungsteiler aus einem PTC-Widerstand (R₁₆) und einem Widerstand (R₁₇) vorgesehen ist und daß die Teilerspannung an dem nichtinvertierenden Eingang des Ope­ rationsverstärkers (Op₃) anliegt.