DE19500615B4

DE19500615B4 - Helligkeitssteuerschaltung für Glühlampen

Info

Publication number: DE19500615B4
Application number: DE19500615A
Authority: DE
Inventors: Günther Johler
Original assignee: Tridonicatco GmbH and Co KG
Current assignee: Tridonic GmbH and Co KG
Priority date: 1995-01-11
Filing date: 1995-01-11
Publication date: 2006-10-19
Anticipated expiration: 2015-01-12
Also published as: DE19500615A1

Abstract

Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung zur Variation der aus einer Versorgungswechselspannung (U_Netz) entnommenen und an einen Lastkreis (F) mit einem einer Glühlampe, insbesondere einer Halogenglühlampe, vorgeschalteten Leistungstransformator (T2) abgegebenen Wirkleistung,
mit einem an die Versorgungswechselspannung (U_Netz) anzuschließenden Gleichrichter (B),
mit einem dem Gleichrichter (B) nachgeschalteten Wechselrichter (E, V9, V10), der ausgangsseitig eine Wechselspannung (Ux2) aus einer eingangsseitigen gleichgerichteten Spannung (UV5) an den Lastkreis (F) abgibt, und
mit einer Steuereinheit (C) zur Steuerung der vom Wechselrichter (E, V9, V10) an den Lastkreis (F) abgegebenen Wirkleistung abhängig von einem veränderbaren Dimmsollwert,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Wechselrichter (E, V9, V10) von einem Oszillator (D) zwangsgesteuert ist, dass die Steuereinheit (C) ein Aktivierungssignal (U_N3-aus) für den Oszillator (D) erzeugt, wobei der Oszillator (D) schwingt, solange das Aktivierungssignal (U_N3-aus) vorhanden ist, und
dass die Länge der Zeitspanne (T), während der das Aktivierungssignal (U_N3-aus) vorhanden ist, abhängig vom Dimmsollwert ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Helligkeitssteuerschaltung für Glühlampen, insbesondere für Halogenglühlampen, nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 mit einem zwangsgesteuerten (fremdgeführten) Wechselrichter.

Der prinzipielle Aufbau einer derartigen Helligkeitssteuerschaltung ist beispielsweise aus der EP 0 466 031 A1 oder der DE-A1-44 14 362 der Anmelderin bekannt. Kernstück dieser Helligkeitssteuerschaltungen ist zumeist ein selbstschwingender Wechselrichter.

Aus der DE-A1-44 14 362 ist es bekannt, ein Überlast-/Temperaturmessglied vorzusehen, mit dessen Hilfe beispielsweise die Temperatur des Leistungstransformators und der Lampenstrom überwacht werden können. Überschreitet die von dem Überlast-/Temperaturmessglied überwachte Größe einen bestimmten Grenzwert, so wird der selbstschwingende Wechselrichter deaktiviert, indem der den Wechselrichter anstoßende Synchronkondensator kurzgeschlossen und damit entladen wird.

Aus der EP 0 466 031 A1 ist eine ähnliche Helligkeitssteuerschaltung zur Variation der Helligkeit von Glühlampen bekannt, die ebenfalls ein Überlast-/Temperaturmessglied aufweist, das den Wechselrichter unterbricht, sobald die überwachte Größe einen bestimmten Grenzwert überschreitet. Die Temperatur wird mit Hilfe eines temperaturempfindlichen Widerstandes und eine evtl. Überlast mit Hilfe einer Zenerdiode detektiert. Die Dimmung der angeschlossenen Glühlampe erfolgt mit Hilfe eines veränderbaren Widerstandes, der zusammen mit einem Synchronkondensator ein RC-Glied bildet, wobei durch Veränderung des Widerstandes die Zeitkonstante, mit der sich der Kondensator auflädt, beeinflusst wird. Überschreitet die Spannung am Kondensator einen bestimmten Schwellspannungswert, so wird mit Hilfe eines Zündelementes der Wechselrichter angestoßen. Durch Veränderung des Widerstandes kann somit der Zeitpunkt, wann die Spannung am Kondensator den Schwellspannungswert überschreitet, verschoben werden. Auf diese Weise wird die während einer Netzhalbwelle an die angeschlossene Glühlampe abgegebene Wirkleistung verändert und die Lampe durch die sog. Phasenanschnittdimmung gedimmt.

Die Dimmung erfolgt in der Regel auf zwei Arten. Einerseits finden die bekannten, beispielsweise in Wanddosen montierten Phasenan- oder -abschnittdimmer Verwendung (externe Dimmung) und andererseits sind in der Helligkeitssteuerschaltung selbst Potentiometer vorgesehen (interne Dimmung). Meist wird – wie zuvor beschrieben – der Triggerzeitpunkt, bei dem der Wechselrichter zu schwingen beginnt, verschoben, was als Phasenanschnittdimmung bezeichnet wird. Eine gleichzeitige externe Phasenabschnittdimmung ist bei derartigen Schaltungen nicht zulässig, da diese Synchronisationsfehler verursachen könnte. In diesem Fall müssen externe Phasenabschnittdimmer eingesetzt werden. Die aus der EP 0 466 031 A1 bekannte Schaltung beispielsweise ist jedoch nicht für eine externe Phasenabschnittdimmung geeignet.

Eine Kombination von interner und externer Dimmung wäre wünschenswert, da beispielsweise bei einer Schaufensterbeleuchtung durch interne Dimmung spezielle Beleuchtungsakzente mittels den direkt bei den Strahlern angeordneten Potentiometern eingestellt und durch externe Dimmung das gesamte Beleuchtungsniveaus generell verändert werden könnte.

Ebenso ist der Bedarf nach einer Helligkeitssteuerschaltung vorhanden, die sowohl für Phasenab- als auch für Phasenabschnittdimmung geeignet ist bzw. die ohne grossen schaltungstechnischen Aufwand ein Umschalten von der Phasenan- zur Phasenabschnittdimmung erlaubt. Dies ist insbesondere deswegen erforderlich, da in mitteleuropäischen Ländern überwiegend Phasenabschittdimmer und in südeuropäischen Ländern hauptsächlich Phasenanschnittdimmer verwendet werden und bisher eine Universal-Helligkeitssteuerschaltung für beide Dimmarten nicht bekannt ist.

Insbesondere sind auch keine zwangsgesteuerten Wechselrichter bekannt, die die zuvor genannten Vorteile aufweisen und so ausgestaltet sind, dass sie in ihrer Funktionalität den selbstschwingenden Wechselrichtern entsprechen, d. h. u. a. Überlast-/Temperaturüberwachungsschaltungen zum Schutz vor unzulässigen Betriebszuständen aufweisen.

Aus der DE 37 36 222 A1 ist eine Schaltungsanordnung zum Steuern der Helligkeit einer Lampe bekannt. Die gleichgerichtete Netzwechselspannung wird dabei einem elektronischen Transformator zugeführt, der als Halbbrückenwandler ausgebildet ist. Der Primärteil des Transformators wird durch ein Helligkeitssignal gesteuert, das von einer mit einem Sensor verbundenen Steuereinheit in Abhängigkeit von der Berührung des Sensors verändert wird. Am Sekundärteil des Transformators ist die Lampe angeschlossen.

Aus der DE 94 14 810 U1 ist eine Schaltung zur Versorgung von Leuchtkörpern bekannt. Diese Schaltung umfasst einen von einem Oszillator zwangsgesteuerten Wechselrichter. Entsprechende selbstschwingende Wechselrichter sind aus den Druckschriften EP 0 331 157 A2 und DE 42 38 913 A1 bekannt.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung mit einem zwangsgesteuerten Wechselrichter zu schaffen.

Die von der Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung gedimmte Lampe soll sowohl intern als auch extern gedimmt werden können und die Schaltung soll sowohl für Phasenanals auch für Phasenabschnittdimmung einsetzbar sein.

Insbesondere soll eine derartige Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung so ausgestaltet sein, daß bei einer internen Phasenabschnittdimmung ein externer Phasenanschnittdimmer und bei interner Phasenanschnittdimmung ein externer Phasenanschnittdimmer einsetzbar sind, wobei die Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung ohne großen Aufwand von interner Phasenanschnitt- zu Phasenabschnittdimmung und umgekehrt umgewandelt werden kann. Die Funktionalität der bekannten selbstschwingenden Wechselrichter soll beibehalten werden, d.h. Überwachungsschaltungen vor unzulässigen Betriebszuständen sollen auch für zwangsgesteuerte Wechselrichter vorhanden sein.

Die Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Erfindungsgemäß wird von einer Steuereinheit zwecks Steuerung der vom zwangsgesteuerten Wechselrichter an den Lastkreis mit der Glühlampe abgegebenen Wirkleistung abhängig von einem veränderbaren Dimmsollwert ein Aktivierungssignal erzeugt, vorzugsweise ein Gleichspannungssignal, während dessen Vorhandenseins der den zwangsgesteuerten Wechselrichter ansteuernde Oszillator aktiviert ist und schwingt, wobei die Zeitspanne, während der das Aktivierungssignal vorhanden ist, abhängig vom Dimmsollwert eingestellt wird.

Vorteilhafterweise wird das Aktivierungssignal abhängig von einem Freigabesignal erzeugt, das synchron mit jeder Halbwelle der Versorgungswechselspannung zurückgesetzt wird, so daß für jede Halbwelle der Versorgungswechselspannung gleiche Zustandsanfangsbedingungen gewährleistet sind und das Aktivierungssignal lediglich einmal während jeder Halbwelle der Versorgungswechselspannung vorliegt.

Erfindungsgemäß weist die Steuereinheit zur Generierung des Aktivierungssignals eine Serienschaltung – aus vorzugsweise drei NAND-Gattern – auf, wobei das dritte NAND-Gatter an seinem Ausgang das Aktivierungssignal für den Oszillator liefert.

Gemäß einer vorteilhaften Weitergestaltung der Erfindung sind eine Temperaturschutzschaltung und/oder eine Überlastschutzschaltung vorhanden. Treten unzulässige Betriebszustände auf, so wird mit Hilfe eines Transistors, vorteilhafterweise eines Bipolartransistors, der Oszillator unterbrochen bzw. abgeschaltet.

In Serie mit dem dritten NAND-Gatter kann ein Inverter, beispielsweise wiederum in Form eines NAND-Gatters mit kurzgeschlossenen Eingängen, schaltbar sein, so daß das von dem dritten NAND-Gatter gelieferte Signal negiert wird und am Ausgang des Inverters als neues Aktivierungssignal vorhanden ist. Durch Hinzuschalten des Inverters kann somit auf einfachste Art und Weise von einer internen Phasenab- auf einen Phasenanschnittdimmung und umgekehrt umgeschaltet werden.

Des weiteren ist erfindungsgemäß der Dimmsollwert sowohl intern als auch extern vorgebbar, so daß eine interne Phasenanschnittdimmung mit einer externen Phasenanschnittdimmung und umgekehrt kombiniert werden kann.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sind die NAND-Gatter der erfindungsgemäße Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung als Schmitt-Trigger ausgebildet.

Schießlich wird entsprechend einer erfindungsgemäßen Alternative vorgeschlagen, den Oszillator und die zur Ansteuerung des Wechselrichters vorhandene Treibereinheit in ein und demselben Baustein zu realisieren.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben. Es zeigen:
1 das prinzipielle Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung,
2 ein erstes erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel,
3 bis 5 Signalverläufe in dem in 2 dargestellten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel, und
6 ein zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel.
1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der erfindungsgemäßen Helligkeitssteuerschaltung, der unter Bezugnahme auf 2 im folgenden näher erläutert wird.
Am Eingang der Helligkeitssteuerschaltung befindet sich ein Block A zur Funkentstörung der Schaltung bestehend aus Glättungskondensatoren C6 und C7 und einer Drosselspule L1 sowie Sicherungsbauteile F und F1. An den Eingangsanschlüssen x1-1 und x1-2 liegt eine Versorgungswechselspannung an der Helligkeitssteuerschaltung an.
Der Gleichrichter B dient zur Gleichrichtung der Versorgungswechselspannung, wobei die Schutzdiode VS die gesamte Anordnung vor Überspannungen und Steuerimpulsen der Versorgungsspannung schützt.
Eine Steuereinheit C dient zur Steuerung der vom Wechselrichter E an den Lastkreis F abgegebenen Wirkleistung abhängig von einem veränderbaren Dimmsollwert und zur Generierung eines Dimmsignales, mit dem ein Oszillator D gesteuert wird. Die exakte Funktionsweise der Steuereinheit C wird unten näher erläutert. Neben den in 2 gezeigten Bauteilen der Steuereinheit C kann auch eine Schnittstelle H für externe Dimmung z.B. zum Anschluß an einen DSI-Bus vorhanden sein, so daß auch eine externe Dimmsollwertvorgabe möglich ist.
In 2 ist der Oszillator D als ein rückgekoppeltes NAND-Gatter, vorzugsweise ein rückgekoppeltes Schmitt-Trigger-NAND, dargestellt. Von dieser besonderen Ausgestaltung abweichende Ausführungsformen des Oszillators sind jedoch ebenso einsatzfähig, beispielsweise RC-Oszillatoren oder Quarz-Oszillatoren. Der Oszillator D wird von einer Gleichspannung versorgt und schwingt mit kontanter Frequenz und Amplitude.
Der Wechselrichter E ist von dem Oszillator D zwangsgesteuert bzw. fremdgeführt und beinhaltet eine Brückentreibereinheit V7 zur wechselseitigen Ansteuerung der beiden Schaltelemente V9 und V10, die vorzugsweise als MOS-FET ausgebildet sind. Der Brückentreiber V7 wird von dem Oszillator D angesteuert und generiert eine entsprechende Totzeit zwischen dem Einschalten des einen und dem Ausschalten des anderen Schalters V9, V10. Diese Totzeit ist notwendig, um einen Brückenkurzschluß zu vermeiden. Durch das wechselseitige Schalten der beiden Schalter V9 und V10 wird von dem Wechselrichter E eine mit der Frequenz des Oszillators schwingende Wechselspannung ausgangsseitig generiert.
Als Brückentreibereinheit V7 kann beispielsweise der von International Rectifier vorgeschlagene Baustein IR2111 oder IR2155 eingesetzt werden. Der Baustein IR2155 unterscheidet sich von dem Baustein IR2111 dadurch, daß im Baustein IR2155 bereits ein Oszillator integriert ist. Bei all diesen bekannten Vorschlägen von integrierten Schaltkreisen zur Ansteuerung von Halb- bzw. Vollbrücken für zwangsgesteuerte bzw. fremdgeführte Wechselrichter wird an den Eingängen RT bzw. CT des Brückentreibers V7 mittels einer RC-Kombination die Frequenz des Wechselrichters E eingestellt.
Die von dem Wechselrichter E gelieferte HF-Wechselspannung wird ausgangsseitig in einem Lastkreis F an eine Halb- oder Vollbrückenschaltung angelegt, deren Schwingfrequenz durch den Oszillator D bestimmt ist. In einem Brückenzweig befindet sich die Primärwicklung des zur Ansteuerung der Glühlampe vorgesehenen Leistungstransformators T2. Die mit der Primärwicklung gekoppelten Sekundärwicklungen sind mit Ausgangsanschlüssen x2-1 bzw. x2-2 verbunden, an die die Glühlampe anschließbar ist.
Eine Überwachungsschaltung G mit einer Temperatur- und Überlast-/Kurzschlußschaltung schützen die Anordnung vor unzulässigen Betriebsbedingungen.
Erfindungsgemäß wird die Dimmung der Glühlampe dadurch realisiert, daß das Tastverhältnis zwischen dem Ein- und Ausschalten des Oszillator D variiert wird. Dadurch werden die HF-Pulspakete (im Bereich 35–40 kHz), die am Transformator T2 und damit auch an der Glühlampe anliegen, in ihrer Länge entsprechend dem vorgegebenen Dimmsollwert verändert und somit eine Helligkeitssteuerung erreicht. Die Dauer der Austastung des Oszillators bzw. dessen Wiederholfrequenz können theoretisch beliebig gewählt werden. Zur Steuerung der Aktivität des Oszillators D wird erfindungsgemäß ein Aktivierungssignal, vorzugsweise in Form eines Gleichspannungssignals erzeugt, während dessen Vorhandenseins der Oszillator D schwingt und wobei der Oszillator D unterbrochen bzw. abgeschaltet wird, wenn das Aktivierungssignal nicht vorhanden ist. Die Zeitspanne, während der das Aktivierungssignal vorhanden ist, wird abhängig vom vorgegebenen Dimmsollwert eingestellt. An den Lastkreis mit der daran angeschlossenen Glühlampe werden somit HF-Pulspakete mit der Oszillatorfrequenz nur dann angelegt, wenn das Aktivierungssignal vorhanden ist. Die genaue Funktionsweise der erfindungsgemäßen Dimmsignalgenerierung wird nachfolgend näher beschrieben.
An der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung U_V5 am Ausgang des Gleichrichters B liegt ein aus den Schaltelementen V20 und V21 sowie dem Widerstand R18 gebildeter Serienspannungsregler, der zur Spannungsversorgung der Steuereinheit C, des Oszillators D und des Brückentreibers V7 während des Anlaufes dient. Die Widerstände R15, R19 begrenzen den Einschaltstrom bei entladenem Kondensator C10. Sobald der Wechselrichter zu schwingen begonnen hat, wird im Lastkreis F am Mittelpunkt der Halbbrücke die Versorgungsenergie kapazitiv mittels des Kondensators C11 und der Dioden V13 und V22 ausgekoppelt und über die Diode V15 der Serienspannungsregler abgeschaltet. Dies wird erreicht, indem die Zenerspannung der Zenerdiode V15 größer als die Spannungssumme der Zenerspannung der Diode V21 und der Gate-Source-Spannung des Transistors V20 gewählt wird. Zur Generierung des Aktivierungssignals für den Oszillator D wird mit Hilfe der Bauteile R10, R16, R17, R20, R21 und V16 ein mit der Versorgungswechselspannug synchrones Rechtecksignal erzeugt. Mit der Zenerdiode V16 wird die Sinusform der gleichgerichtete Spannung U_V5 gekappt. Um ein glattes und optimales Rechtecksignal zu erreichen, sind zwei in Serie geschaltete NAND-Gatter N1 und N2 vorhanden, die vorzugsweise als Schmitt-Trigger ausgebildet sind. Der eine Eingangsanschluß des ersten NAND-Gatters N1 ist mit dem Transistor V20 des Serienspannungsreglers und der andere Eingangsanschluß mit der Kathode der Zenerdiode V16 sowie dem Widerstand R10 verbunden. Das zweite NAND-Gatter N2 ist als Inverter in Serie mit dem ersten NAND-Gatter N1 geschaltet, d.h. seine beiden Eingangsanschlüsse sind mit dem Ausgangsanschluß des ersten NAND-Gatters verbunden. Am Ausgang des zweiten Gatters N2 liegt somit ein netzsynchrones Rechtecksignal vor. In Serie mit dem Gatter N2 ist ein weiteres NAND-Gatter, ebenfalls vorzugsweise als Schmitt-Trigger ausgebildet, geschaltet. An einem Eingang des dritten NAND-Gatters liegt das zuvor beschriebene netzsynchrone Rechtecksignal, am zweiten Eingang ein über den veränderbaren Widerstand R7 einstellbares RC-Zeitsignal, das sich aufgrund der durch den Widerstand R7 und den Kondensator definierten Zeitkonstante verändert. Durch die Veränderung des Widerstandes R7 wird der Dimmsollwert für die Helligkeit der angeschlossenen Glühlampe vorgegeben, wobei dieser Dimmsollwert auch über ein externes Signal oder eine Busankopplung mit entsprechender Dekodierung zur Verfügung gestellt werden kann. Abhängig von der Einstellung des veränderbaren Widerstandes R7 wird der Kondensator C9 unterschiedlich schnell geladen und N3 schaltet seinen Eingang auf den Pegel L, wenn die an dem Kondensator C9 anliegende Spannung die Schwellspannung des als Schmitt-Trigger ausgebildete NAND-Gatters N3 überschreitet. Liegt der Ausgang von N3 auf dem Pegel L, so wird der Kondensator C1 des Oszillators D über die am Ausgang des Gatters N3 anliegende Diode V14 entladen und der Oszillator D unterbrochen. Mit zunehmendem Widerstandswert des veränderbaren Widerstandes R7 steigt die für die Aufladung des Kondensators C9 maßgebliche Zeitkonstante, so daß die Schwellspannung des NAND-Gatters N3 erst später überschritten wird. Durch einen größeren Widerstandswert des veränderbaren Widerstands R7 kann somit die Zeitspanne verlängert werden, an der am Ausgang des NAND-Gatters N3 ein hoher Pegel H anliegt. Auf diese Weise wird auch die Einschaltszeit des Oszillators D und die Länge der an der Glühlampe anliegenden HF-Pulspakete verlängert und die Lampe heller gesteuert. Das an dem Ausgang des NAND-Gatters N3 anliegende Signal kann somit als Aktivierungssignal für den Oszillator D angesehen werden, dessen Länge der Einschaltdauer des Oszillators und somit der Einschaltdauer der in dem Lastkreis F befindlichen Halbbrücke entspricht. Mit Hilfe der Diode V17 wird der Eingang des NAND-Gatters N3 jeweils netzsynchron auf Null, d.h. auf den Pegel L gesetzt.
Alternativ kann zur internen Vorgabe des Dimmsollwerts auch eine spannungsgesteuerte Stromquelle verwendet werden.
Die in der erfindungsgemäßen Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung auftretenden Signalverläufe werden nachstehend anhand 3 bis 5 näher erläutert.
3 zeigt prinzipiell den möglichen Verlauf des Aktivierungssignals U_N3 – aus Aus 3 ist ersichtlich, daß generell die Austastung des Oszillators bzw. dessen Wiederholfrequenz theoretisch beliebig gewählt werden können. Der Oszillator ist immer dann aktiv wenn die Ausgangsspannung U_N3 – aus des dritten NAND-Gatters N3 den Pegel H annimmt, d.h. wenn ein Aktivierungssignal für den Oszillator D vorhanden ist. Ist das Aktivierungssignal für den Oszillator vorhanden, so werden an die Glühlampe, die an die Sekundärwicklungen des Leistungstransformators T2 angeschlossen ist, die HF-Pulspakete angelegt. In 3 ist die an den Ausgangsanschlüssen x2-1 und x2-2 abgegriffene Ausgangsspannung U_x2 dargestellt. Während einer Periodendauer T_Netz der Gleichrichterausgangsspannung U_V5 wird mehrmals der Oszillator aktiviert und wieder abgeschaltet. In 3 ist jedoch keine Netzsynchronisation des Aktivierungssignales U_N3-aus gezeigt.
Als besonders vorteilhafte Ausgestaltung bietet sich jedoch eine mit der Versorgungswechselspannungsfrequenz synchronisierte Ein- und Austastung des Aktivierungssignales U_N3-aus für den Oszillator D an, so daß bei jedem Nulldurchgang der Versorgungswechselspannung das Aktivierungssignal U_N3-aus rückgesetzt, d.h. auf den Pegel L gesetzt wird und der Oszillator lediglich je Sinushalbwelle der Versorgungsspannung einmal eingeschaltet wird. Dieser Spezialfall ist in 4 und 5 dargestellt.
Aus 4 ist ersichtlich, daß das Aktivierungssignal U_N3-aus für den Oszillator lediglich einmal pro Sinushalbwelle der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung auftritt und jeweils zu Beginn jeder Halbwelle der Versorgungswechselspannung, d.h. mit jedem Nulldurchgang der Versorgungswechselspannung, auf dem Pegel L gesetzt wird. Die Länge des als Aktivierungssignal für den Oszillator dienenden Rechtecksignals U_N3-aus, und damit auch die Zeitspanne, während der das Aktivierungssignal überhaupt vorhanden ist, ist abhängig vom Dimmsollwert. Nur während dieser Zeitspanne ist der Oszillator eingeschaltet und die HF-Pulspakete werden an die Glühlampe angelegt.
5 zeigt in detaillierter Ausführungsform den Signalverlauf in der in 2 dargestellten Schaltung. Unter der Ausgangsspannung U_V5 des Gleichrichters B ist die Ausgangsspannung des zweiten NAND-Gatters dargestellt. Dieses Ausgangssignal U_N3-aus ist netzsynchron, d.h. es wird mit jedem Nulldurchgang der Versorgungswechselspannung zurückgesetzt, so daß das in 5 gezeigte Rechtecksignal entsteht. Nur bei Vorhandensein dieses Ausgangssignals des zweiten NAND-Gatters N2, d.h. wenn die Ausgangsspannung U_N2-aus den Pegel H annimmt, kann sich der Zustand des Gatters N3 verändern, so daß nur dann ein Ausschalten des Oszillators D möglich ist. Aus diesem Grund kann das Ausgangssignal des zweiten NAND-Gatters N2 als Freigabesignal für das dritte Gatter N3 aufgefaßt werden. Des weiteren ist in 5 die an dem Kondensator C9 anliegende Spannung U_C9 dargestellt, die sich abhängig von der durch den veränderbaren Widerstand R7 und den Kondensator C9 definierten Zeitkonstante entwickelt. 5 zeigt drei verschiedene Zeitverläufe der an dem Kondensator anliegenden Spannung U_C9, wobei für den niedrigsten eingestellten Widerstandswert R7c die Aufladung des Kondensators C9 am schnellsten erfolgt. Überschreitet die an dem Kondensator C9 anliegende Spannung U_C9 die Schwellspannung U_Grenz des als Schmitt-Trigger ausgebildeten NAND-Gatters N3, so verändert sich der Zustand des Gatters N3 und die Ausgangsspannung U_N3-aus des NAND-Gatters N3 fällt auf den Pegel L, vorausgesetzt die Ausgangsspannung U_N2-aus des zweiten NAND-Gatters N2 befindet sich auf dem Pegel H, was jedoch mit Ausnahme des Nulldurchgangszeitpunkts der Versorgungswechselspannung immer der Fall ist. Fällt die Ausgangsspannung U_N3-aus des NAND-Gatters N3 auf dem Pegel L, d.h. verschwindet das Aktivierungssignal für den Oszillator D, so wird dieser abgeschaltet und an der Glühlampe liegen somit, gegen keine HF-Pulspakete mehr an. Je höher der Widerstand R7 gewählt wird, desto langsamer lädt sich der Kondensator C9 auf und desto später wird die Schwellspannung U_Grenz des dritte NAND-Gatters N3 erreicht und desto länger ist das Aktivierungssignal U_N3-aus für den Oszillator D vorhanden, so daß das Tastverhältnis zwischen dem Ein- und Ausschalten des Ozillators D vergrößert wird und somit die Glühlampe heller geregelt wird, da die an die Glühlampe abgegebene Wirkleistung erhöht wird.
Nachfolgend soll die erfindungsgemäß für den zwangsgesteuerten Wechselrichter vorgesehene Temperatur- und Überlastschutzschaltung näher erläutert werden.
In 2 erfolgt die Kurzschluß- bzw. Überlastabschaltung dadurch, daß der Source-Strom des unteren Schalttransistors V10 mit Hilfe der Shunt-Widerstände R11 und R12 gemessen wird und über die Diode V8 an die Basis eines Bipolartransistors V6 angelegt wird. Mit Hilfe der Widerstände R5 und R6 kann der Schwellwert des Transistors V6 eingestellt werden. Bei Überschreiten des Schwellwertes des Transistors V6 wird dieser leitend geschaltet und dadurch der Kondensator C1 des Oszillators D überbrückt und der Oszillator für eine gewisse Zeit abgeschaltet. Die Dauer der Abschaltung wird durch den Kondensator C2 und die Widerstände R5 und R6 eingestellt. Ist der Kondensator C2 sehr klein oder gar nicht vorhanden, so ist eine "Puls by Puls"-Abschaltung möglich. Ist der Kondensator C2 sehr groß, so wird der Oszillator D für eine durch die RC-Zeitkonstante festgelegte Zeit abgeschaltet. Die RC-Zeitkonstante ist durch den Kondensator C2 und die Widerstände R5 und R6 definiert. Die Überlastschutzschaltung bewirkt bei einer kalten Lampenwendel einen Softstart und somit eine höhere Lebensdauer.
Die Temperaturschutzschaltung umfaßt einen Spannungsteiler aus einem temperaturabhängigen Widerstand R2 und einem weiteren Widerstand R3, wobei der temperaturabhängige Widerstand je nach Schaltunganforderung bzw. Verdrahtung als NTC bzw. PTC-Typ ausgestaltet sein kann. Vorteilhafterweise ist der temperaturabhängige Widerstand R2 thermisch mit den Wicklungen des Leistungstransformators T2 gekoppelt, so daß die Temperatur des Leistungstransformators T2 überwacht werden kann. Erhöht sich deutlich die Temperatur am Leistungstransformator T2, so wird abhängig vom Typ des temperaturabhängigen Widerstands R2 der diesen Widerstand R2 durchfließende Strom verringert bzw. erhöht. Über die Diode V12 ist der Widerstand R2 an den Bipolartransistor V6 angekoppelt. Abhängig von der Umgebungstemperatur des temperaturabhängigen Widerstandes R2 liefert dieser somit einen Strom an die Basis des Abschalttransistors V6 und bei zu hoher Umgebungstemperatur wird der Bipolartransistor V6 leitend, so dass der Kondensator C1 des Oszillators D überbrückt wird und der Oszillator unterbrochen wird. Nach ausreichender Abkühlung reicht der Basisstrom des Bipolartransistors V6 nicht mehr aus und der Oszillator D beginnt wieder zu schwingen.
Bei den in den 4 und 5 gezeigten Signalverläufen und der in 2 gezeigten Schaltung handelt es sich um eine interne Phasenabschnittdimmung, d. h. das Ende der Schwingung des Oszillators D und nicht dessen Schwingungsbeginn wird festgelegt. Es ist jedoch durch eine einfache bauliche Maßnahme leicht möglich, die in 2 gezeigte Schaltung dahingehend zu variieren, dass ebenso eine Phasenanschnittdimmung ermöglicht ist.
6 zeigt ein entsprechendes Ausführungsbeispiel, bei dem wahlweise zwischen Phasenab- und Phasenanschnittdimmung umgeschaltet werden kann. Die wesentlichen Teile der in 6 gezeigten Schaltung entsprechen den in 2 gezeigten Schaltungsteilen und sind mit identischen Bezugszeichen versehen, so dass auf eine wiederholte Beschreibung der Schaltungsteile verzichtet werden kann. Der wesentliche Unterschied der in 6 gezeigten Schaltung zu der in 2 gezeigten Schaltung besteht darin, dass in Serie zu dem dritten NAND-Gatter N3 ein Inverter N4 schaltbar ist, der vorzugsweise als NAND-Gatter ausgebildet ist, dessen beide Eingänge gleichzeitig an den Ausgang des dritten NAND-Gatters N3 anschaltbar sind und dessen Ausgang mit der Kathode der Diode V14 verbunden ist. Vorteilhafterweise ist auch der Inverter N4 als Schmitt-Trigger-NAND-Gatter ausgebildet. Wie aus 6 ersichtlich, kann wahlweise zwischen einer direkten Verbindung zwischen dem Gatter N3 und der Diode V14 oder einer Verbindung mit zwischengeschaltetem Inverter N4 gewählt werden. Ist N4 zwischengeschaltet, so liefert das NAND-Gatter N4 an seinem Ausgang das für die Ansteuerung des Oszillators wesentliche Aktivierungssignal, wobei das von dem NAND-Gatter gelieferte Aktivierungssignal dem negierten Signal U_N3-aus entspricht. In diesem Fall wird der Oszillator jeweils dann eingeschaltet, wenn die an dem Kondensator C9 abgegriffene Spannung U_C9 die Schwellspannung des Gatters N3 überschritten hat. Ansonsten ist der Oszillator ausgeschaltet. Durch diese Variante wird also der Schwingungsbeginn des Oszillators festgelegt, so daß von einer Phasenanschnittdimmung gesprochen wird. Selbstverständlich läßt sich der in 6 gezeigte zusätzliche Inverter N4 auch in die in 2 gezeigte Schaltung entsprechend einsetzen. Auf diese Weise kann eine interne Phasenabschnittdimmung mit einer externen Phasenanschnittdimmung oder umgekehrt kombiniert werden.
Weitere Unterschiede zu der in 2 gezeigten Schaltung liegen bei der in 6 dargestellten Ausführungsform darin, daß als Brückentreiber V7 ein Bauteil verwendet wird, der zugleich einen Oszillator integriert aufweist, beispielsweise das Bauteil IR2155 der Firma International Rectifier. Aus diesem Grunde ist in 6 der Oszillator D nicht mehr gesondert dargestellt und auch der Serienspannungsregler weist einen veränderten Aufbau auf. So ist beispielsweise der Transistor V20 in 6 ein Bipolartransistor und die in 2 gezeigten Widerstände R15, R17, R19, R20 und R21 sind durch die drei Widerstände R16 bis R18 und zwei gegengeschaltete Dioden V18 und V19 ersetzt.
Abschließend sei erwähnt, daß – wie bereits oben beschrieben – die Dimmsollwertvorgabe auch extern, beispielsweise über eine Busankopplung der Hellgkeitssteuerschaltung, erfolgen kann. Alternativ kann der Dimmsollwert auch mittels eines externen Tasters vorgegeben werden. So könnte z.B. die Dauer der Tasterbetätigung als Maß für den vorgebbaren Dimmsollwert ausgewertet werden. Es wird an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß die externe Dimmsollwertvorgabe deutlich von der externen Phasenan- bzw. Phasenanschnittdimmung zu unterscheiden ist. Während externe Phasenan- bzw. Phasenabschnittdimmer in 1 vor die Funkentstörung A geschaltet sind und die Netzhalbwellen beschneiden, werden die DSI- oder Tasterdimmer zur externen Dimmsollwertvorgabe über eine entsprechende Schnittstelle angekoppelt.

Claims

Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung zur Variation der aus einer Versorgungswechselspannung (U_Netz) entnommenen und an einen Lastkreis (F) mit einem einer Glühlampe, insbesondere einer Halogenglühlampe, vorgeschalteten Leistungstransformator (T2) abgegebenen Wirkleistung, mit einem an die Versorgungswechselspannung (U_Netz) anzuschließenden Gleichrichter (B), mit einem dem Gleichrichter (B) nachgeschalteten Wechselrichter (E, V9, V10), der ausgangsseitig eine Wechselspannung (Ux2) aus einer eingangsseitigen gleichgerichteten Spannung (UV5) an den Lastkreis (F) abgibt, und mit einer Steuereinheit (C) zur Steuerung der vom Wechselrichter (E, V9, V10) an den Lastkreis (F) abgegebenen Wirkleistung abhängig von einem veränderbaren Dimmsollwert, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter (E, V9, V10) von einem Oszillator (D) zwangsgesteuert ist, dass die Steuereinheit (C) ein Aktivierungssignal (U_N3-aus) für den Oszillator (D) erzeugt, wobei der Oszillator (D) schwingt, solange das Aktivierungssignal (U_N3-aus) vorhanden ist, und dass die Länge der Zeitspanne (T), während der das Aktivierungssignal (U_N3-aus) vorhanden ist, abhängig vom Dimmsollwert ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge der Zeitspanne (T), während der das Aktivierungssignal (U_N3-aus) vorhanden ist, mit zunehmendem Dimmsollwert sinkt.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Aktivierungssignal (U_N3-aus) ein Gleichspannungssignal ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Aktivierungssignal (U_N3-aus) abhängig von einem Freigabesignal (U_N3-aus) vorhanden ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Freigabesignal (U_N2-aus) ein Gleichspannungssignal ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Freigabesignal (U_N2-aus) und das Aktivierungssignal (U_N3-aus) durch eine Rücksetzschaltung (V17) auf Null setzbar sind.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Rücksetzung synchron mit jeder Halbwelle der Versorgungswechselspannung (U_Netz) erfolgt, und dass das Aktivierungssignal (U_N3-aus) lediglich einmal während jeder Halbwelle der Versorgungswechselspannung (U_Netz) erzeugt wird.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (C) eine Serienschaltung aus miteinander gekoppelten NAND-Gattern (N1, N2, N3) zur Erzeugung des Aktivierungssignals (U_N3-aus) beinhaltet.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Serienschaltung drei NAND-Gatter (N1, N2, N3) beinhaltet, wobei die Eingangsanschlüsse des ersten NAND-Gatters (N1) zumindest indirekt mit den Ausgangsanschlüssen des Gleichrichters (B), die beiden Eingangsanschlüsse des zweiten NAND-Gatters (N2) mit dem Ausgangsanschluss des ersten NAND-Gatters (N1) und die Eingangsanschlüsse des dritten NAND-Gatters (N3) mit dem Ausgangsanschluss des zweiten NAND-Gatters (N2) bzw. dem Dimmsollwertsignal verbunden sind, und wobei das dritte NAND-Gatter (N3) an seinem Ausgang das Aktivierungssignal (U_N3-aus) für den Oszillator (D) liefert.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, oder nach Anspruch 9 mit einem Rückbezug auf Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Freigabesignal das Ausgangssignal (U_N2-aus) des zweiten NAND-Gatters (N2) ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, oder nach Anspruch 9 mit einem Rückbezug auf Anspruch 6 oder nach Anspruch 10 mit einem Rückbezug auf Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Rücksetzschaltung eine Diode (V17) beinhaltet, die zwischen die beiden Eingänge des dritten NAND-Gatters (N3) geschaltet ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (D) ein über ein RC-Glied (R1, C1) rückgekoppeltes NAND-Gatter (N5) ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Temperaturschutzschaltung (G), die insbesondere die Temperatur des Lastkreises (F) überwacht und den Oszillator (D) unterbricht, solange die überwachte Temperatur einen vorhergehenden Temperaturgrenzwert überschreitet.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Temperaturschutzschaltung (G) einen temperaturabhängigen Widerstand (R2) beinhaltet.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorgegebenen Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Überlastschutzschaltung (G), die insbesondere den Lastkreisstrom überwacht und den Oszillator (D) abschaltet, sobald der Lastkreisstrom einen vorhergehenden Stromgrenzwert überschreitet.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Lastkreisstrom mit Hilfe von mindestens einem Messwiderstand (R11, R12) gemessen wird.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Temperaturschutzschaltung (G) einen Transistor (V6) leitend schaltet, solange die überwachte Temperatur den vorgegebenen Temperaturgrenzwert überschreitet.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Überlastschaltung (G) einen Transistor (V6) leitend schaltet, sobald der Lastkreisstrom den vorgegebenen Stromgrenzwert überschreitet.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 17 und 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Temperaturschutzschaltung (G) und die Überlastschutzschaltung (G) ein und denselben Transistor (V6) ansteuern.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (V6) in Bipolartransistor ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 und einem der Ansprüche 17 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (V6) im leitenden Zustand den Kondensator (C1) des Oszillators (D) kurzschließt.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass ein Inverter (N4) in Serie mit dem dritten NAND-Gatter (N3) zuschaltbar ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Inverter (N4) als ein viertes NAND-Gatter (N4) ausgebildet ist, dessen beide Eingänge an den Ausgang des dritten NAND-Gatters (N3) zuschaltbar sind.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Dimmsollwert intern vorgebbar ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Dimmsollwert mit einem veränderbaren Widerstand (R7) oder einer spannungsgesteuerten Stromquelle vorgebbar ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass das Aktivierungssignal (U_N3-aus) abhängig von einer Zeitkonstante eines RC-Glieds (R7, C9) erzeugt wird, welches den veränderbaren Widerstand (R7) beinhaltet.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer Phasenabschnittdimmung das Aktivierungssignal (U_N3-aus) vorhanden ist, solange die Spannung (U_C9) am Kondensator (C9) des RC-Glieds (R7, C9) kleiner als ein vorgebbarer Schwellenwert (U_Grenz) ist, und dass bei einer Phasenanschnittdimmung das Aktivierungssignal vorhanden ist, wenn die Spannung (U_C9) an dem Kondensator (C9) des RC-Glieds (R7, C9) größer als der Schwellenwert (U_Grenz) ist.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Dimmsollwert extern vorgebbar ist, insbesondere über einen an die Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung angekoppelten Bus oder einen angekoppelten externen Taster.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 22 bis 27 und Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer internen Dimmsollwertvorgabe eine Phasenabschnitt- bzw. Phasenanschnittdimmung und bei einer externen Dimmsollwertvorgabe eine Phasenanschnitt- bzw. Phasenabschnittdimmung erfolgt, indem der Inverter (N4) entsprechend an das dritte NAND-Gatter (N3) hinzugeschaltet wird oder nicht.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter (E, V9, V10) zwei alternierend gesteuerte Schaltelemente (V9, V10), vorzugsweise zwei Transistoren, aufweist, deren Schaltzustände von einer Treibereinheit (V7) gesteuert werden, wobei die Schaltelemente (V9, V10) an die Primärwicklung des Leistungstransformators (T2) angekoppelt sind.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (D) und die Treibereinheit (V7) in einem Baustein integriert sind.
Helligkeitssteuer-Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 31, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eines der NAND-Gatter (N1–N5) als Schmitt-Trigger ausgebildet ist.