DK161237B

DK161237B - Elektronisk hoejfrekvensstyret indretning til drift af gasudladningslamper

Info

Publication number: DK161237B
Application number: DK419183A
Authority: DK
Inventors: Ehsan Vossough; Abdelmoniem Mohammed Helal
Original assignee: Minitronics Pty Ltd
Priority date: 1982-01-15
Filing date: 1983-09-14
Publication date: 1991-06-10
Also published as: DK161237C; AU1106183A; NO164810C; EP0098285B2; FI833295A; US5192897A; NO833301L; CA1238945A; FI80560C; WO1983002537A1; NO164810B; EP0098285B1; EP0098285A1; FI833295A0; EP0098285A4; JPS59500155A; ZA83299B; AU564304B2; FI80560B; BR8305740A

Description

i

DK 161237 B

Den foreliggende opfindelse vedrører forkoblingsenheder eller drosselspoler, der benyttes til styring af driften af gasudladningslamper.

Kendte forkoblingsenheder eller drosselspoler er udformet som spoler, 5 der forhindrer skadelige spændingsspidser under lampernes drift, ligesåvel som de tjener til tænding af gasudladningslampen på en måde, der er Velkendt. Konventionelle forkoblingsenheder medfører typisk et tab på ca. 20% af den effekt, der tilføres til drift af en lampe, og som følge af forkoblingsenhedernes drift ved netfrekvensen 10 (50 Hz) reduceres lampens levetid i forhold til drift ved en højere frekvens. Desuden kan 50 Hz-driften give en stroboskopvirkning, der kan føre til, at roterende maskiner synes at stå stille, hvorved der opstår en betydelig sikkerhedsfare. Forkoblingsenhedsstøj kan ligeledes være et generende miljøproblem.

15 Der kendes også elektroniske forkoblingsenheder eller ballaster, fx fra FR 2.461.427, i hvilket patentskrift der er beskrevet en elektronisk forkoblingsenhed eller ballast med en højspændingskilde og en lavspændingskilde, der udledes fra lysnettet via en radiofrekvens-dæmper, idet højspændingskilden benyttes til at drive en vekselret-20 ter, medens lavspændingskilden benyttes til at drive en oscillator samt driverorganer til styring af vekselretteren. Driverorganerne omfatter et push-pull- eller modtakt-transistorkredsløb, der er koblet via en transformer til vekselretteren. Denne elektroniske forkoblingsenhed eller ballast giver imidlertid ikke mulighed for at 25 dæmpe det af gasudladningslampen afgivne lys.

Elektroniske forkoblingsenheder eller ballaster med dæmpermulighed kendes fra DE 1.128.141 og EP 0.041.589. I ovennævnte tyske patentskrift er beskrevet en vekselretter med organer til variation af en oscillators frekvens i overensstemmelse med forsyningsspændingsni-30 veauet til regulering af lampens strøm under spændingsvariationer for dermed at holde strømmen konstant. I ovennævnte EP patentskrift er beskrevet en modtaktkoblet eller push-pull-koblet vekselretter samt et serieresonanskredsløb, der benyttes til at drive flere lamper. Den i dette EP patentskrift beskrevne vekselretter arbejder på en given 35 resonansfrekvens for serieresonanskredsløbet, og der benyttes en

2 DK 161237B

timerkreds til initielt at begrænse strømmen i den faste periodetid og til trinvis at forøge strømmen i løbet af faste periodetider, indtil lamperne tænder. Som det vil fremgå af beskrivelsen nedenfor, adskiller den foreliggende opfindelse sig fra disse kendte konstruk-5 tioner.

Opfindelsen tilvejebringer en fremgangsmåde samt organer til drift af gasudladningslamper med høj frekvens med umiddelbar mulighed for dæmpning. Det er kendt, at ved variation af frekvensen af en konstant vekselspændingskilde, som er forbundet til en transformers primærsi-10 de, vil den strøm, der løber fra sekundærsiden til belastningen, variere tilsvarende, idet transformerens impedans varierer med frekvensen og følgelig giver en variation af den af en konstant spændingskilde fødte transformer afgivne strøm. Dette princip udnyttes i den foreliggende opfindelse i forbindelse med gasudladningslamper ved 15 brug af en styret oscillator, der driver en vekselretter via en transformer eller spole, der er indrettet til at begrænse sin egen sekundærstrøm. Denne idé udnyttes til drift af gasudladningslamper til variation af deres klarhed ved variation af lampernes drifts-frekvens. Brugen af en transformer som nævnt ovenfor er specielt 20 velegnet til drift af fluorescenslamper til forskel fra høj intensitetsgasudladningslamper (HID-lamper). Med mindre ændringer såsom udskiftning af transformeren med en høj frekvensspole kan de samme resultater opnås ved drift af HID-lamper.

Den foreliggende opfindelse består i en elektronisk høj frekvensfor-25 koblingsenhed til gasudladningslamper med en styret oscillator, der frembringer to binært komplementære højfrekvensudgangssignaler, hvis frekvens kan varieres via i det mindste én styreindgang på oscillatoren, og som tilføres driverorganer, der frembringer et indgangssignal til en vekselretter, hvis udgangssignal er en kilde til en trans-30 former eller spole, der er indrettet til direkte at drive en gasudladningslampe, hvilken styret oscillator og driverorganer er indrettet til at blive forsynet fra en lavspændingskilde, hvilken vekselretter er indrettet til at blive forsynet fra en højspændings -kilde, og hvilken enhed i overensstemmelse med opfindelsen har dæmp-35 ningsstyring, der frembringes via mindst én styreindgang på oscillatoren til variation af oscillatorens frekvens, hvorved det af gasud- 3

DK 161237 B

ladningslampen afgivne lys varieres. Lysvariationen frembringes således i overensstemmelse med den foreliggende opfindelse ved det ovenfor beskrevne princip, i overensstemmelse med hvilket en styret oscillator driver en vekselretter via en transformer, hvis impedans 5 varierer med frekvensen og følgelig afgiver en frekvensafhængig strøm fra sin sekundære vikling.

Opfindelsen vil i det følgende blive nærmere forklaret under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et blokdiagram over en udførelsesform for opfindelsen, 10 fig. 2 skematisk et kredsløbsdiagram over en forkoblingsenhed svarende til fig. 1 og til brug i forbindelse med fluorescenslamper, fig. 3a et blokdiagram over en forkoblingsenhed ifølge den foreliggende opfindelse til brug i forbindelse med en HID-lampe, fig. 3b skematisk et kredsløbsdiagram over den i fig. 3a viste for-15 koblingserihed, fig. 4 et kredsløbsdiagram over en foretrukken udførelsesform for en forkoblingsenhed ifølge opfindelsen til brug i forbindelse med en fluorescenslampe, fig. 5 skematisk et kredsløbsdiagram over en styret oscillator til 20 brug i en forkoblingsenhed ifølge opfindelsen, fig. 6a en E-kernetransformers viklingsudformning til brug som en udgangstransformer i en forkoblingsenhed til fluorescenslamper, fig. 6b et transformerkredsløbsækvivalensdiagram for den i fig. 6a viste transformer og 25 fig. 6c tomgangs- og fuldlastkurveformer for den i fig. 6a viste transformers udgangsspænding.

Fig. 1 viser et blokdiagram over en foretrukken udførelsesform for en forkoblingsenhed ifølge opfindelsen og med en styret høj frekvens-oscillator 1, der på to udgange 16 og 17 frembringer to komplemen-30 tære firkantsignaler, hvis frekvens kan varieres ved variation af en vilkårlig af styreindgange 10-15 på oscillatoren 1. Et driverkredsløb 3 styrer driften af en vekselretter 4, der har en udgang 24, der er en kilde til en transformer 5, som direkte driver en lampe 6, uden at der kræves ekstra strøm- eller spændingsbegrænsende indretninger. En 35 strømforsyning 8 frembringer en filtreret høj jævnspænding 21 til vekselretteren 4 og en lav spænding 26 (med minimalt rippleindhold

DK 161237 B

4 til minimal lampeflimmer og reduktion af FM-radiofrekvensinterferens) til oscillatoren 1 og driverkredsløbet 3. Netindgangsspændingen 22 filtreres via et radiofrekvensdæmpernetværk 7, der således eliminerer høj frekvenstilbagekobling til forsyningsledningerne, hvilket ellers 5 kunne skabe TV- og radiointerferens. Til regulering af vekselretter-strømmen benyttes der tilbageføringsstyring 27 ved justering af den styrede oscillator l's frekvens, så at der opretholdes konstant lysafgivelse fra lampen under netspændingsfluktuationer.

Fig. 2 viser et detaljeret kredsløbsdiagram over relevante komponen-10 ter i det i fig. 1 viste blokdiagram. Den styrede oscillator 1 har faciliteter til dæmpning tilvejebragt på s tyre indgangene 10 til 15.

De komplementære udgange Q og Q driver et modtakt- eller push-pull-kredsløb, der består af transistorer Ql og Q2 samt en transformer TI. Variationer i lavspændingsforsyningen kan optræde ved tænding eller 15 slukning eller som følge af forsyningstransrenter, der frembringer tilsvarende variationer i drivspændingerne VI og V2 til transistorerne henholdsvis Q4 og Q5. Hvis spændingerne VI og V2 synker under tærskelværdistyrespændingerne for transistorerne Q4 og Q5, kan dette få begge transistorer til at lede samtidigt, hvilket medfører kreds-20 løbssvigt. For at forhindre dette i at ske under sådanne forhold, såsom under opstart, når der er en lille forsinkelse forbundet med opladningen af filtreringselektrolytkondensatoren, der er forbundet over lavspændingsstrømforsyningen, detekterer en lavspændingsføler 2 sådanne variationer i lavspændingsledningen og styrer driften af 25 transistorerne Ql og Q2 ved hjælp af en transistor Q3, der er monteret som en serieomskifter, der kobler Ql's og Q2's emittere til stel for lavspændingsskinnen. En kondensator CIO udglatter ripple, der optræder under omkobling på emitteme af Ql og Q2. Transformeren TI's udgangsviklinger er indrettet til at sikre, at transistorerne Q4 30 og Q5 aldrig begge leder samtidigt. Zenerdioder Zl, Z2, Z3 og Z4 beskytter Q4's og Q5's gates mod højspændingsimpulser, der kobles via den i kredsløbet forekommende source-gate- eller drain-gatespred-ningskapacitans, ligesåvel som vilkårlige andre transienter. Det er naturligvis klart, at den i fig. 2 viste halvbølgevekselretter kun 35 illustrerer en foretrukken udføreis es form. En helbølge- eller en push-pull- eller modtaktvekselretter med bipolar- eller mosfet-omkob-lingstransistorer kan også benyttes. Modstande R3, R4 og R7 i for- 5

DK 161237 B

bindelse med transistorerne Q4's og Q5's gate-sourceovergangskapaci-tanser vælges således, at VI og V2 har et slew rate, der er egnet til drift af mosfeteffekttransistorerne.

Vekselretterens udgang er direkte koblet til en transformer T2 og en 5 varistor 20 til beskyttelse af transistorerne Q4 og Q5 mod induktive højspændingsspidser på primærsiden, når lampen 30 fjernes eller installeres, medens kredsløbet er i funktion, eller en mulig kortslutning af transformerens sekundærside eller andre tilsvarende forhold. En strømdetekterende modstand R10 benyttes til regulering 10 af vekselretterstrømmen ved justering af den styrede oscillators frekvens og til opretholdelse af konstant afgivet lys fra lampen ved lysnetsspændingsfluktuationer. Det er imidlertid klart, at den styrede oscillator 1 kan bestå af en mikroprocessor, i hvilket tilfælde lavspændingsføleren 2 kan være inkorporeret i mikroprocessoren i 15 stedet for at være repræsenteret ved en separat enhed.

Forkoblingsenheder ifølge den foreliggende opfindelse kan indeholde mere end én transformer for at tillade drift af mange lamper med det samme anlæg.

Fig. 3a viser, hvorledes forkoblingsenheden på simpel måde kan til-20 passes til drift af en HID-lampe. Tilføjelsen af en kondensator C3 hjælper til med at forøge oversvinget på sekundærsiden af udgangstransformeren T2 og hjælper dermed til med at tænde lampen 30, således som det er tilfældet med en lavtryksnatriumlampe.

I fig. 3b er der til udgangen af transformeren 32 tilføjet et tænd-25 kredsløb 31, der kan benyttes til HID-lamper. Et startkredsløb 33 initierer tænding af lampen 30. Når først lampen 30 er tændt, afbrydes tændkredsløbet 31 fra kredsløbet. Man vil ligeledes forstå, at dette startkredsløb kan være indføjet i en mikroprocessor.

I fig. 4 er vist et kredsløbsdiagram over en foretrukken udførelses-30 form for en forkoblingsenhed ifølge opfindelsen til drift af en fluorescenslampe.

6

DK 161237 B

Lysnetindgangsspændingen dæmpes over for indstråling af høj frekvens-radiointerfererende strømme, der hidrører fra høj frekvensdriften af forkoblingsenheden, i lysnetforsyningsledningerne. Radiofrekvens-dæmperen 40 omfatter en ringkerne med meget stort tab og viklet med 5 to sæt beviklinger med samme antal vindinger. De strømme, der løber i disse viklinger, er sådanne, at deres indbyrdes flukser er modsat hinanden, og følgelig opstår der ikke noget svar fra en 50 Hz-forsyningsstrøm, der løber i anlægget. Kun høj frekvenssignalerne bliver filtreret via LC-lavpasfiltreringsvirkningen i dæmperen.

10 Dioder D1-D4 ensretter lysnetindgangsspændingen til en helbølgeud-gangsspænding. En lille spole 41 begrænser strømstød, der løber i filtreringselektrolytkondensatoren C3. Den resulterende udgangsjævnspænding V __ har i forhold til stel GND1 et acceptabelt ripple-indhold, så at der frembringes minimalt flimmer i lampens afgivne 15 lys.

Effektudgangstrinnet består af transistorer Q6-Q7, kondensatorer Cll-C12 samt udgangstransformeren T2, der er udformet som et "halvbølge-anlæg". En metaloxidvaristor 42, der er forbundet over transformeren T2, begrænser eventuelle transienter eller spidser hidrørende fra 20 transformeren T2's induktive natur som følge af forkert behandling af belastningen 43, som følge af momentan kortslutning af udgangstrans-formeren T2 eller en defekt lampe 43. Omkoblingselementerne Q6 og Q7 kan være bipolar- eller mosfet-transistorer.

I driverkredsløbet reduceres lysnetspændingen ved brug af C4, ens-25 rettes ved brug af brokoblede dioder D5-D8, filtreres ved brug af kondensatoren C5 og reguleres med en spændingsregulator VR. Den i forhold til stel GND2 regulerede spænding VRV tilføres en styreenhed 44 og drivkredsløbet samt andre indeholdte ekstra kredsløb.

Styreenheden 44 frembringer to logisk komplementære udgangssignaler Q 30 og Q, hvis frekvens kan varieres via en indstilling af styreindgange 45. Styreenheden 44 kan være en mikroprocessor, en CMOS I.C. eller en tilsvarende indretning.

7

DK 161237 B

De komplementære udgangssignaler Q og Q driver en modtakt- eller push-pull-konstruktion, der består af transistorer Q4-Q5 og transformeren Ti, via modstands-kondensatorkoblinger henholdsvis RIO, C8 og Ril, C9. To sæt sekundærviklinger på transformeren TI frembringer 5 to komplementære udgangsspændinger A og B, der driver transistorer Q6 og Q7 via begrænsningsmodstande henholdsvis R8 og R9.

Modtakt- eller push-pull-konstruktionen kan aktiveres eller deakti-veres via et sikringskredsløb, der består af transistorer Ql, Q2 og Q3, Dette sikringskredsløb deaktiverer modtakt- eller push-pull-10 kredsløbet, transistorerne Q4-Q5. Grunden til, at dette kredsløb benyttes, er den, at, hvis lysnetspændingen synker under en sikker værdi som følge af lysnetspændingsvariationer eller ved tændings- og slukningsforhold, hvorved spændingerne A og B på transformeren TI's sekundærside synker under transistorerne Q6's og Q7's minimale tær-15 skelspændingsværdiniveau, vil transistorerne Q6 og Q7 komme ind i deres lineære funktionsområder og kortslutte høj spændingsforsyningen, og som resultater heraf kan der ske beskadigelse af Q6 og Q7.

Kredsløbsfunktionen kan forklares på følgende måde: Når forsyningen tilsluttes, forøges VRV, medens C6 oplades. Zenerdionen Zl leder ved 20 en specifik spænding VRV og tænder dermed transistoren Ql via modstanden R4, medens transistoren Q2 slukkes, og transistoren Q3 tændes via RI og R6. I kredsløbet indføres en vis hysterese via modstanden R12 på følgende måde: Med Q2 slukket, går spændingen på Q2's kollek-tor "høj" i forhold til GND2. Til Ql's basis tilføres der større 25 strøm ved brug af R12, hvorved transistoren drives til mætning. For at få Ql til at slukke igen, skal spændingen VRV synke nogle få volt, uafhængigt af referencezenerdiodens Zl's virkning. En vilkårlig reduktion af VRV som følge af aktivering af modtakt-eller push-pull-driverkredsløbet vil således ikke medføre deaktivering af anlægget, 30 og dermed undgås parasitiske oscillationer.

Fig. 5 viser en dæmperkonstruktion i fig. 1 til styring af oscillatoren 1 bestående af en astabil multivibrator, hvis frekvens afhænger af en ekstern modstand R og en ekstern kondensator C. Hver af disse dele kan varieres ved hjælp af en shuntmodstand, der er placeret eks-35 ternt, dvs. en variabel modstand 40 eller en mosfet-transistor 44 i 8

DK 161237 B

serie med en modstand 46 eller optokoblere 41 og 42. En vælgeromskifter 48, som benyttes, tjener kun som et eksempel, men andre organer er ligeledes mulige.

Oscillatoren l's frekvens kan afhænge af resistansen, kapacitansen 5 eller digitale data, således som det er beskrevet i forbindelse med fig. 5. Til automatisk dæmpningsstyring kan benyttes en fotomodstand, idet omgivelsesbelysningen overvåges på et passende sted i nærheden af lampens placering. Hver belysningsenhed kan drives af en separat lyscelle eller af en fælles celle, der styrer en gruppe forkoblings-10 enheder. Det er muligt at justere hver enhed til opnåelse af det luminansniveau, der kræves til et bestemt område, og disse justeringer kan foretages på stedet. Enheden kan fra fabrikken indstilles til et specificeret afgivet lys. Det maksimalt afgivne lys svarer til minimumsfrekvensen og omvendt.

15 Uafhængigt fungerende forkoblingsenheder, som benyttes med separate fotoceller, giver en mere ensartet lysfordeling, og prisen for en ekstra fotocelle er en lille del af enhedens totale pris.

Der kan udføres dæmpning i forbindelse med helbølge- eller halvbøl-gevekselrettere til fluorescens- og HID-lamper.

20 Oscillatoren 1 kan være en astabil integreret kreds med komplementære udgange Q og Q eller en mikroprocessor.

Vekselretteren 4's frekvensvariation kan være en direkte funktion af resistansen, hvorfor en variabel modstand 40 eller et potentiometer, en fotomodstand eller en optokobler etc. kan benyttes til frembrin-25 gelse af dæmpningsstyring. I stedet kan frekvensen være en direkte funktion af kondensatoren 45, og dæmpningen kan styres af en variabel kondensator, såsom en kapacitiv transducer eller en mikrofon etc., idet begge de ovenfor angivne funktionstyper resistans og kapacitans kan benyttes samtidigt forudsat,, at der etableres individuelle funk-30 tionsstyringer. I praksis er det lettere at ændre modstanden til fjernstyringsdrift end at have besvær med følgerne af kapacitiv drift i forbindelse med transmissionskabler over store afstande. Når en 9

DK 161237 B

optokobler benyttes, opnås der desuden isolation over for højspændingsspidser.

Minimumsfrekvensen bestemmes af RC-tidskonstanten, som svarer til maksimalt afgivet lys. Maksimumfrekvensen i tilfælde af resistanssty-5 ring bestemmes af modstanden Ri og den eksterne reguleringsmodstand 40 parallelt med modstanden R, der svarer til minimalt afgivet lys ligesom i fig. 5.

Når størrelsen af forkoblingsenheden som følge af en stigning i antallet af komponenter forøges, hvilket skyldes en forøgelse i 10 kravet til forskellige funktioner såsom strømstyring, lysregulering, overbelastningsdetektering, højspændingsbeskyttelse etc., som vil have stor betydning for forkoblingsenhedens langtidspålidelighed, bliver mikroprocessoren en nødvendighed.

Den samlede procedure til prøvning af forskellige funktioner, såsom 15 de tidligere nævnte, er indeholdt i programmellet. Selve funktionerne udføres via processorens interne porte enten direkte eller via få eksterne komponenter. Processorens funktionsstyring afspejles delvis i den måde, hvorpå programmellet er pakket, og er afgørende for processorens hastighed i henseende til muligheden for tilvejebringel-20 se af de nødvendige signaler til drift af vekselretteren og samtidig overvågning af alle styreindgangssignaler og kræver parametre, som bestemmer forkoblingsenhedens ønskede tilstand. Dette kan summeres som: hvorledes skal vekselretteren fungere, hvis (i) belastningen kortsluttes, (ii) belastningsstrømmen overstiger en sikker grænse, 25 (iii) forsyningsspændingen synker under et kritisk niveau eller overstiger et kritisk niveau, (iv) belastningen misbruges, hvilket medfører kraftige transienter til vekselretteren, (v) der er nuldetektering, hvorved vekselretteren tændes, (vi) der er langsom opstart til minimering af belastningen på glødetrådene etc. Indgangsstyresigna-30 lerne til mikroprocessoren kan have analog eller digital form. Analoginformation fra en fotocelle, et potentiometer eller en lav spænding konverteres til digital form via en indbygget A/D-omsætter til analyse.

De logiske data kan være serielle eller parallelle og kan modtages 35 via en indbygget port før diagnosticering. Seriel kommunikation 10

DK 161237 B

mellem forkoblingseriheder og et centralt styreanlæg kan benyttes ved styring af et stort antal forkoblingseriheder for at få disse til at fungere ens eller endog forskelligt i overensstemmelse med deres forskellige opgaver. Hver forkoblingsenhed eller gruppe af forkob-5 lingseriheder kan identificeres af en seriel adresse, der, når den modtages, oversættes til identifikation af den forkoblingsenhed, der kræves til udførelse af de ønskede funktioner. En vilkårlig forkob-lingserihed kan, om ønsket, fungere i sin egen fase eller fjernstyres ved ekstern adressering. Manuel drift er også mulig ved simpel brug 10 af en omskifter til afbrydelse af fotocellen og indkobling af et potentiometer.

Programmel pakning: Denne del demonstrerer én mulig programmel løsning ved brug af en mikroprocessor med indbygget lager med direkte tilgang (RAM), en programmerbar timer, digitale og analoge indgangs-15 /udgangsporte (I/O-porte) og et læselager (ROM), der indeholder det nødvendige brugerprogrammel.

Timeren benyttes til afbrydelse af mikroprocessoren med faste intervaller, under hvilke tilstandene på Q- og Q-udgangene til vekselret-terdriverkredsløbet ændres. Disse intervaller bestemmer forkoblings-20 enhedens driftsfrekvens og kan varieres ved hjælp af en tidskonstant, som frembringes af hovedprogrammet.

Ved tilbagevenden fra den afbrudte rutine genoptager processoren processen med checkning af forskellige indgangsstyresignaler til justering af timertidskonstanten til eventuel dæmpning eller til 25 afbrydelse af vekselrettere, hvis den drives med en kritisk lysnetspænding, indtil den igen afbrydes. Denne proces er vigtig, hvis mikroprocessoren er langsom. Følgelig kan den periode, der kræves til udførelse af hele overvågningen langt overstige selve driftsfrekvensen. Dette betyder, at processoren afbrydes mange gange under over-30 vågningsforløbet, og at der følgelig kræves en lille forsinkelse, for at processoren kan reagere på variationer i lyset eller andre ordrer, for hvilke den er programmeret til analyse.

I fig. 6a, 6b og 6c er den i fig 2 viste transformer T2 (fig. 6a) vist i form af en E-kernetransformer til fluorescenslamper. En pri-35 mærvikling NI er viklet adskilt fra en sekundærvikling N2 i de yder-

DK 161237 B

u ste ender af centerbenet. På denne måde opnås en svag kobling #Q mellem primærviklingen NI og sekundærviklingen N2, hvilket bidrager til en lille koblingskoefficient. I fig. 6b er primærsiden repræsenteret ved en resistiv komponent Ri, en induktiv lækkomponent Ll^, 5 magnetiske shuntkomponenter Rm og Lm, der sædvanligvis er meget store og kan ignoreres, samt antallet af vindinger NI på primærsiden.

Sekundærsiden kan repræsenteres ved antallet af vindinger N2, en serieviklingsresistans R2 og en lækinduktans LI2. Denne transformerviklingsform giver store begrænsende induktanser Ll^ og LI2, der 10 er ansvarlige for begrænsning af effekten til belastningen på transformerens sekundærside som følge af begrænsning af belastningsstrømmen. Denne teknik eliminerer nødvendigheden af en strømbegrænsende spole på transformerens sekundærside, hvilket eliminerer yderligere tab. Den store sekundærinduktans resulterer også i kraftig ringning 15 på sekundærsidens kurveform med oversving af størrelsesordenen 2 til 3 gange topværdien af den stationære tomgangsudgangsspænding. Denne ringningsvirkning hjælper til med at tænde fluorescensrøret eller de udladningslamper, der benyttes på sekundærsiden. Når lampen tænder, reduceres effekten til lamperne og glødetrådene samtidigt. Den åben-20 bare fordel ved denne egenskab afspejles i styringen af glødetrådseffekten, så at RMS- eller effektivværdien af effekten til glødetrådene, når lampen er slukket, er tilstrækkelig til opvarmning af glødetråden og er tilnærmelsesvis lig med:

Pg (slukket) - Vg x Ig 25 - Ng x Vp (RMS) x Ig (RMS)

Np hvor Np - antal primærvindinger og Ng - antal glødetrådsvindinger.

Efter at lampen tænder, reduceres strømeffektiwærdien til gløde-30 trådene til en værdi I'g < Ig med reduceret belastning på glødetrådene:

Pg (tændt) = K x 0,578 x Ng x Vp x I'g (RMS)

Np 12

DK 161237 B

hvor K * korrektionsfaktor til reduktion af amplitudens topværdi for trekantkurveformen til den i fig. 6c viste stationære maksimumfir-kantspænding Vp, idet K er mindre end 1 og afhænger af spændingen over lampen.

5 Viklingsforholdet for primær- og sekundærsiden bestemmer den sekundærspænding, der kræves til nedbrydning af gasserne i lampen. Den til belastningen nødvendige effekt bestemmes imidlertid af primærvindingsantallet og den frekvens, hvormed transformeren drives. Denne specielle ejendommelighed, der skyldes transformerindgangens induk-10 tive natur, udnyttes til dæmpning, hvorved en forøgelse af frekvensen fra indgangskilden resulterer i en reduktion af den afgivne effekt.

Der sker imidlertid ikke nogen ændring i sekundærspænding anden end en lille formindskelse som følge af belastningens kapacitive natur, hvilket ikke resulterer i nogen nævneværdig ændring i spændingen på 15 glødetråden eller røret ved et vilkårligt dæmpningsniveau, hvilket yderligere gør, at røret tænder ved sit minimale dæmpede niveau på samme måde som ved fuldt lysniveau med lille forskel i tændtid. Den til glødetrådene afgivne effekt varierer lidt med ændringen i drifts-frekvens, eftersom effektivværdien af spændingen på glødetrådene ikke 20 ændrer sig under start.

Når der ikke benyttes udgangstransformere, kan der benyttes drosselspoler til strømbegrænsning. Til HID-lamper hjælper ringningen på sekundærsiden til med at reducere den uønskede gentændingstid for kviksølvdamp-, natrium- eller tilsvarende lamper under midlertidig 25 forsyningssvigt. En kondensator med en passende værdi over lampen maksimerer disse ringninger til et passende niveau. Denne egenskab kan benyttes til lavtryksnatriumlamper, hvor der kræves en spænding på over 600 V for at tænde lampen, hvilket let opnås med den oplagrede energi i drosselspolerne. Denne betragtning gælder også E-ker-30 netransformere.

Ved brug af den foreliggende opfindelse opnås en betydelig energibesparelse, ligesom lampernes levetid forøges. Dette skyldes, at den højere driftsfrekvens forøger effektiviteten med skønsmæssigt 10%.

Den tilførte effekt kan følgelig reduceres for given lysintensitet,

Claims

20 Forkoblingsenheden kan benyttes i forbindelse med mange forskellige belastninger varierende fra laveffekts- til højeffektsgasfyldte indretninger, ligesom der opnås øjeblikkelig start af fluorescensrør med et bedre forhold mellem luminans og afgiven effekt.

1. Elektronisk højfrekvensforkoblingsenhed til gasudladningslamper og med en styret oscillator (1), der frembringer to komplementære højfrekvensudgangssignaler (16, 17; Q, Q) hvis frekvens kan varieres via i det mindste én styreindgang (10 til 15) på oscillatoren (1), og som tilføres driverorganer (3; Q, Q2), der styrer en vekselretter (4), 30 hvis udgangssignal (24; Qg) er en kilde til en transformer eller spole (5; T2; 32), der er indrettet til at aktivere vekselretteren (4) for at drive en gasudladningslampe (6; 30) direkte, idet den DK 161237 B styrede oscillator (1) og driverorganerne (3; Q^, Q2) er indrettet til at blive forsynet fra en lavspændingskilde (L.V), og idet veksel-retteren (4) er indrettet til at blive forsynet fra en høj spændings-kilde (H.V.), 5 kendetegnet ved, at enheden har dæmpnings styring, der frembringes via mindst én styreindgang (10 til 15; 45) på oscillatoren (1), til variation af oscillatorens (1) frekvens, hvorved det af gasudladningslampen (6) afgivne lys varieres.

2. Enhed ifølge krav 1, 10 kendetegnet ved, at transformeren (5; T2) er en E-ker- netransformer med primær- og sekundærviklinger på modstående ender af centerbenet.

3. Enhed ifølge et hvilket som helst af de foregående krav, kendetegnet ved, at driverorganerne (3) har et modtakt- 15 eller push-pull-transistorkredsløb (Q^, Q2), der via en transformer er koblet til vekselretteren (4) (fig. 2).

4. Enhed ifølge et hvilket som helst af de foregående krav, kendetegnet ved, at modtakt- eller push-pull-kredsløbet (Ql> Q2) aktiveres og deaktiveres af et sikringskredsløb, der deakti- 20 verer modtakt- eller push-pull-kredsløbet (Q^, (¾), når lysnetspændingen synker under et forudbestemt niveau som følge af lysnetspændingsvariationer eller tænding eller slukning af enheden.

5. Enhed ifølge krav 4, kendetegnet ved, at sikringskredsløbet har en lavspæn-25 dingsføler (2), der via en transistor (Q3) er koblet til modtakt-eller push- pull-transistorernes (Q^, Ctø) emittere og til stel for lavspændingskilden (fig. 2).

6. Enhed ifølge et hvilket som helst af de foregående krav, kendetegnet ved, at lav- og højjævnspændingskilderne 30 afledes fra en lysnetvekselspænding (A, N) via en radiofrekvensdæmper (40) (fig. 4).