NO164810B - Hoeyfrekvens elektronisk ballast for gassutladningslamper. - Google Patents

Abstract

Høyfrekvens elektronisk ballast som omfatter en oscillator (1) med variabel frekvens har sin frekvens styrt av innganger (10 til 15). Oscillatoren (i). avgir komplementære utganger (16,17) som styrer en omformer (*0 via en drivkrets (3)- Omformeren er en kilde for en transformator eller kveiespoie (5) som direkte driver en gassutlacningslampe (6).. På denne måte kan arbeids-frekvensen og dermed lysytelsen for lampen (6) forandres ved forandring av drivkretsen (3) frekvens ved direkte styring (10 til 15) av oscillatoren (1) og lampespenningen holdes stort sett konstant, mens strømmen reduseres.

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en høyfrekvens elektronisk ballast for gassutladnlngslamper av den art som omfatter en styrt oscillator som avgir to komplementære høyfrekvensut-matninger, der disse er variable i frekvens avhengig av minst en styreinnmatning til oscillatoren. De komplementære utmatninger innmates til drivkretser som på sin side gir en innmatning til en vekselretter, der utmatning til vekselretteren er en kilde til en transformator eller drossen som setter vekselretteren istand til direkte å drive en gassutladningslampe, Idet den styrte oscillator og drlvkretsen er tilpasset til å kunne mates fra en lavspent likestrømskilde og vekselretteren er tilpasset til å kunne mates fra en høyspendt likestrømskilde.

Eksempler på slike elektroniske ballaster, finnes I US patent nr. 4.251.752 og 4.477.728, samt i europeisk patentansøkning 0.041.589 og britisk patent nr. 2.057.205. Meget få av de tidligere kjente elektroniske ballaster byr på muligheter til regulering av lysstyrken fra gassutladningslampene og de ballaster som har slik mulighet, regulerer en eller flere av ballastens elektroniske komponenter på en slik måte at det kan oppstå uønskede resonansfenomener.

Det er imidlertid kjent å variere frekvensen for en konstant spenningskilde som er koblet til primærsiden av en transformator, idet strømmen som flyter fra sekundærsiden til belastningen da vil variere tilsvarende. Dette prinsipp er anvendt ved foreliggende oppfinnelse når den benyttes for gassutladnlngslamper, idet det brukes en styrt oscillator som driver en omformer gjennom en transformator som er innrettet til å begrense sin egen sekundær strøm. Ved dette kan man variere gassutladningslampenes lysstyrke ved variasjon av deres arbeidsfrekvens. Bruk av transformator på denne måte er særlig velegnet til drift av lysstoffrør til forskjell fra gassutladnlngslamper med høy lysstyrke. Ved mindre foran-. dringer så som utbytning av transformatoren med en høyfre-kvens kvelespole, kan de samme resultater oppnås ved drift av gassutladnlngslamper med høy lysstyrke.

Formålet med oppfinnelsen er således å komme frem til en høyfrekvens elektronisk ballast for drift av gassutladnlngslamper med høy frekvens og med midler for regulering av lysstyrken. Dette er ifølge oppfinnelsen oppnådd ved at man får dimmingsstyring ved hjelp av minst en styreinnmatning til oscillatoren i den elektroniske ballastkrets for å variere oscillatorens frekvens og derved variere lysutmatningen fra gassutladningslampen.

Oppfinnelsen vil I det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: Fig. 1 viser et blokkskjema for en utførelsesform for oppfinnelsen,

fig. 2 viser et koblingsskjema for en ballast i henhold til fig. 1 for anvendelse sammen med lysstoffrør,

fig. 3a er et blokkskjema for en ballast i henhold til oppfinnelsen for anvendelse sammen med utladningslamper med høy lysstyrke,

fig. 3b er et koblingsskjema for ballasten på fig. 3a,

fig. 4 viser et koblIngsskjerna for en foretrukken utførel-sesform for ballast i henhold til oppfinnelsen for anvendelse sammen med et lysstoffrør,

fig. 5 viser et koblingsskjema for en styrt oscillator som skal anvendes i en ballast i henhold til oppfinnelsen,

fig. 6a viser viklingsmønsteret for en transformator med E-kjerne til anvendelse i en utgangstransformator i en ballast for lysstoffrør,

fig. 6b er et ekvivalent diagram for transformatoren på fig. 6a og

fig. 6c viser bølgeformer for utgangen fra transformatoren på fig. 6a ved 0 belastning og full last. Fig. 1 viser et blokkskjema for en foretrukket utførelsesform for ballast i henhold til oppfinnelsen og omfatter en høyfrekvensstyrt oscillator 1, som avgir to komplementære firkantbølgeutganger 16 og 17, som kan varieres i frekvens ved forandringer I en hvilken som helst av de styrende innganger 10 til 15 som påtrykkes oscillatoren 1. En drivkrets 3 styrer driften av en omformer 4 der denne har en utgang 24 som er en strømkilde for en transformator 5 som direkte driver lampen 6 uten behov for ytterligere strøm-eller spenningsbegrensende anordninger. Strømtilførselen 8 gir filtrert høyspendt likestrøm 21 til omformeren 4 og lav spenning 26 (med minimalt innhold av spenningsbølger for minst mulig lampeflimmer og for reduksjon av forstyrrelse av FM radiofrekvens) til oscillatoren 1 og drivkretsen 3. Strømnettets inngang 22 dempes med en RF dempekrets 7, slik at man unngår høyfrekvens tilbakekobling til strømnettet som ellers ville skape forstyrrelse for fjernsyn og radio. Tilbakekoblingsstyringen 27 benyttes for å regulere om-formerstrømmen ved justering av frekvensen for den styrte oscillator 1, slik at den holder en konstant lysutgang fra lampen ved svingninger i nettspenningen. Fig. 2 viser et detaljert koblingsskjerna for relevante komponenter i blokkskjemaet på fig. 1. Den styrte oscillator 1 innbefatter muligheter for dempning av lyset ved hjelp av inngangsstyringene 10 til 15. De komplementære utganger Q og 0 driver en push pull krets som består av transistorene Ql, 02 og transformatoren Tl. Variasjoner i lavspenningstilfør-selen kan oppstå ved ut- og innkobl ing eller på grunn av støtbølger i ledningene og føre til tilsvarende variasjoner i drivspenningene VI og V2 for transistorene Q4 og Q5. Skulle spenningene VI og V2 falle under terskelportspenningene for transistorene 04 og 05, kan dette føre til at begge leder samtidig og resulterer i at kretsen bryter sammen. For å hindre at dette skjer under slike forhold ved effektøkning i 05 da man har en kort forsinkelse knyttet til ladningen av den elektrolyttiske filterkondensator over lavspenningstil-førselen, påviser lavspenningsføleren 2 slike variasjoner i lavspendtlederen og styrer driften av transistorene Ql og 02 gjennom transistoren 03 innrettet som en serievender som kobler emitteren i 01 og 02 til jord ved lavspenningsskinnen. Kondensatoren CIO jevner ut strømvariasjoner som opptrer under kobling ved emitteren Ql og 02. Utgangsviklingene på transformatoren Tl, er anordnet for å sikre at transistorene 04 og 05 aldri er ledende samtidig. Zener dioder Zl, Z2, Z3 og Z4 beskytter portene for 04 og 05 mot høyspenningspulver som er koblet via inntaktsporten eller uttaksporten og mot spredt kapasitet som finnes i kretsen, såvel som mot andre støtbølger. Det er imidlertid klart at den halve broomformer på fig. 2 bare viser en foretrukket utførelsesform, idet en helbro- eller push pull omformer med bi-polar eller mosfet vendetransistorer også kan anvendes. Motstandene R3, R4 og R7 sammen med kapasiteten ved sammenkoblingspunktet mellom port og inntak for transistorene 04 og 05 er valgt slik at VI og V2 får en maksimal hastighet i forandringene ved påtryk-ning av en firkantbølge og forsterkeren passende for drift av metalloksyd felteffekts krafttransistorene.

Utgangen fra omformeren blir direkte koblet til en transformator T2 og en varistor 20 for å beskytte transistorene 04 og 05 mot induktive høyspenningstopper i primærviklingen når lampen 30 fjernes eller Installeres mens kretsen er i drift og mot eventuelle kortslutninger av transformatorens sekundærvikling eller andre liknende faktorer. Den strøm-følende motstand RIO benyttes for å regulere omformerstrømmen ved å justere frekvensen for den styrte oscillator og for å opprettholde en konstant lysytelse fra lampen ved svingninger i nettspenningen. Det skal Imidlertid påpekes at den styrte oscillator 1 kunne bestå av en mikroprosessor og i dette tilfelle ville den lavspendte føler 2 være innbygget i mikroprosessoren i stedet for å foreligge som en egen enhet.

Ballaster i henhold til foreliggende oppfinnelse kan Innbefatte mer enn en transformator for å muliggjøre drift av flere lamper fra samme system.

Fig. 3(a) viser hvorledes ballasten lett kan tilpasses en utladningslampe med høy intensitet. Tillegget av en kondensator C3 bidrar til å øke overspenningen over sekundærviklingen i utgangsstransformatoren T2 og dermed hjelpe til med å tenne lampen 30 slik tilfellet er for en lavtrykks natriumlampe.

På fig. 3(b) kan tilføyelse av en tennkrets 31 til utgangen fra transformatoren 32 benyttes for utladningslamper med høy lysstyrke. En startkrets 33 setter igang tenning av lampen 30. Straks lampen 30 er tent, blir tenneren 31 koblet fra kretsen. Det skal også påpekes at starterkretsen kan være integrert i en mikroprosessor.

Fig. 4 viser et koblingsskjerna for en foretrukket form for ballast i henhold til oppfinnelsen til drift av et lys-stoffrør. Mldtinngangen blir undertrykket mot høyfrekvente radioforstyrrende strømmer som har sin opprinnelse i høyfrekvensdriften av ballasten og tres inn i inngangs-nettledningene. R.F. undertrykkelseskretsen 40 omfatter en ringkjerne med høyt tap viklet med to sett ledninger med et likt antall viklinger. Strømmer som flyter i disse ledninger er slik at deres relative fluks motvirker hverandre, slik at man ikke får noen reaksjon fra 50 perioders nettstrøm som flyter i systemet. Bare høyfrekvenssignaler vil bli filtrert via L-C lavpassfiltervirkningen i undertrykkelseskretsen.

Dioder D1-D4 likerettig nettinngangen til! en helbølgeutgang. En liten kvelespole 41 begrenser strømstøt som flyter i den elektrolyttiske filterkondensator C3. Den resulterende likespenningsutgang Vr. v. i forhold til GND1, vil ha et akseptabelt Innhold av strømbølger, slik' at man får minst mulig flimring i lysutgangen fra lampen.

TJtgangstrinnet består av transistorer 06-07, kondensatorer C11-C12 og utgangstransformatoren T2 koblet som et "halvbro system". En shuntkoblet metalloksyd varistor 42 over transformatoren T2 vil begrense eventuelle strømstøt og spenningstopper på grunn ave transformatorens T2 induktive oppbygning, noe som kan være resultatet av mishandling av lasten 43 på grunn av momentan kortslutning av utgangstransformatoren T2 eller en lampe 43 som svikter. Koblingsele-mentene 06 og Q7 kan være bipolare eller MOS-FET effekt-transistorer.

Nettingangen reduseres ved anvendelse av C4, likerettet ved hjelp av brodioder D6-D8, filtrering med kondensatoren C5 og regulert med en spenningsregulator VR. Den regulerte spenning VRV, i forhold til GND2 vil mate styreenheten 44 og drivkretsen samt andre valgfrie kretser som kan være innbygget.

Styreenheten 44 avgir to komplementære logiske utganger 0 og 0 som kan variere i frekvens via et sett "Styreinnganger" 45. Styreenheten 44 kan være mikroprosessor CMOS I.C. eller tilsvarende anordning.

Komplementære utganger Q og Q driver en push-pull anordning som består av transistorene 04-05 og transformatoren Tl via motstandskapasitetskoblinger R^o» ^8 °S <R>ll» Cg. To sett sekundærviklinger på transformatoren Tl avgir to komplementære utganger A og B som driver transistorene 06 og 07 via begrensningsmotstander R8 og R9.

Push-pull anordningen kan aktiviseres eller settes ut av drift ved hjelp av en slkkerhetskrets bestående av transistorene Ql, Q2 og Q3. Sikkerhetskretsen utkobler push-pull kretsen med transistorene Q4 - Q5. Grunnen til at denne krets benyttes, er at hvis nettspenningen faller under en sikker verdi på grunn av variasjoner 1 llnjespenning, eller på grunn av forhold med økende eller synkende effekt, med dermed følgende reduksjon av A og B spenningene på sekundærviklingen for transformatoren Tl under minimum terskel-spenningsnivå for transistorene Q6 og Q7, ville dette føre til at transistorene Q6 og Q7 går Inn i deres lineære arbeidsområde og kortslutter høyspenningstilførselen. Resultatet kan da være skade på Q6-Q7.

Kretsens virkemåte kan forklares slik: Under forutsetning av at tilførselen er koblet p_å, vil VRV begynne å øke mens C6 lader opp. ZZenerdioden Zl vil lede ved en angitt VRV og dermed koble inn transistoren Ql via motstanden R4, mens transistoren Q2 kobles ut og transistoren Q3 kobles inn via R7 og R6. En viss hysterese er innført i kretsen via motstanden R12 slik: Med 02, av, vil spenningen ved dens kollektor bli trukket "høyt" i forhold til GND2. Ytterligere strøm mates til basis i Ql under anvendelse av R12 for å drive transistoren til metning. For at Ql skal bli koblet ut igjen, må spenningen VRV falle med en margin på noen få volt, uansett virkningen av referansezener-dioden Zl. Dermed vil enhver reduksjon 1 VRV på grunn avb aktiviseringen av push-pull drivkretsen ikke føre til ytterligere deaktivisering av systemet, og man unngår tilfeldige svingninger.

Fig. 5 viser anordningen på fig. 1 utført for regulering av oscillatoren 1 som består av en astabil multi-vibrator hvis frekvens er avhengig av den utvendige motstand R og den utvendige kondensator C. Hver av disse komponenter kan varieres med en shunt motstand som er innkoblet utvendig, det vil si en variabel motstand 40 eller en mosfet transistor 44 i serie med motstanden 46 eller optokoblere 41 og 42. En velgervender 48 benyttes her bare som. eksempel, men også andre anordninger er mulige.

Frekvensen for oscillatoren 1 kan avhenge av motstand, kapasitet eller digitale diata som beskrevet under henvisning til fig. 5. En fotoresistor kan benyttes som automatisk dempekontroll i forhold til det omgivende lys som overvåkes på et passende sted i nærheten av lampearmaturen. Hver lysenhet kan arbeide som en separat lyscelle, eller sammen med en felles celle som styrer en gruppe ballaster. Regulering er mulig med hver enhet for å tilfredsstille det ønskede lysnivå i et bestemt område og kan foretas på stedet. Enheten kan innstilles på fabrikken på et nærmere angitt lysnivå. Maksimalt lysnivå er knyttet til den minste frekvens og omvendt.

Uavhengig arbeidende ballaster som anvendes sammen med separate fotoceller, sørger for en mer ensartet lysfordeling og omkostningene for en ekstra fotocelle, er en brøkdel av totalomkostnlngene for enheten.

Lysdempning kan foregå med fullbro-og halvbro-omformere, og kan benyttes for lysstoffrør og utladningslamper med høy lysstyrke.

Oscillatoren 1 kan være en astabil integrert krets med komplementære utganger 0 og eller en mikroprosessor.

Frekvensvarlasjonen for omformeren 4 kan være en direkte funksjon av motstanden, og derfor kan en regulerbar motstand 40 eller et potentiometer, en fotoresistor eller en opto-kobler etc. benyttes for effektiv regulering av lysdempingen. Alternativt kan frekvensen være en direkte funksjon av kondensatoren 45 og lysdempingen kan reguleres med en regulerbar kondensator, for eksempel en kapasitiv trans-duktor eller en mikrofon etc, og igjen kan begge de ovennevnte typer funksjoner, motstand og kapasitet benyttes samtidig under forutsetning av at individuelle funksjons-styringer er tilveiebragt. I praksis er det lettere å forandre motstanden for fjernstyring enn å ha problemer med følgende av kapasitiv styring over lange overførings-ledninger. Når optokoblere benyttes, får man i tillegg isolasjon mot høye spenningstopper.

Den minste frekvens bestemmes av R-C tidskonstanten, knyttet til den maksimale lysutgang. Maksimalfrekvens når det gjelder motstandsstyring, bestemmes av motstanden RI og den utvendige styremotstand 40 i parallelle med motstanden R som er knyttet til minste lysutgang som på fig. 5.

Når størrelsen av ballasten på grunn av økningen i antall komponenter som skyldes økning i kravene for forskjellige funksjoner, for eksempel strømregulering, lysregulering, overbelastningsindikasjon, høyspenningsbeskyttelse etc. som innvirker betydelig på langvarig, pålitelig drift av ballasten, blir mikroprosessoren nødvendig.

Den fulle prosedyre for testing av forskjellige funksjoner, for eksempel de som er nevnt tidligere, vil være innbefattet i programvaren. Den egentlige betjening foregår via porter som er på plass i prosessoren, og enten direkte eller via noen få utvendige komponenter. Styringen av prosessorens virksomhet, vil være påvirket delvis av en måte hvorpå programvaren er pakket og vil være kritisk for hastigheten prosessoren arbeider med for å være istand til å frembringe de nødvendige signaler til drift av omformeren, bg samtidig overvåke all styreinngang og skape parametere som bestemmer den nødvendige status av ballasten. Denne kan i store trekk summeres som hvorledes omformeren skulle virke hvis (i) lasten blir kortsluttet, (ii) belastningsstrømmen overskrider en sikkerhetsgrense (ili), tllførselsspenningen faller under et kritisk nivå eller overskrider et kritisk nivå, (iv) mishandling av belastningen som skaper alvorlige strømstøt på omformeren, (v) null-detektor ved hvilken omformeren kobles PÅ, (vi) mykstart-betjening for å redusere påkjenningene på filamenter etc. InngangsstyrIngen til mikroprosessoren kan være i analog eller digital form. Analog informasjon fra en fotocelle, et potentiometer eller en liten spenning, omdannes til digital form via en innbygget A/D omformer for analyse.

Logiske data kan være i serie eller parallell og kan mottas via en innbygget port før diagnose. Anvendes det serie-kommunikasjon mellom ballastene, kan et sentralt styresystem anvendes til styring av et stort antall ballaster for å reagere likt eller til og; med forskjellig, alt etter deres tildelte oppgaver. Hver ballast eller gruppe av ballaster kan identifiseres med en serie adresse, som, når den mottas, vil bli oversatt for å identifisere hvilken ballast man krever skal utføre de ønskede oppgaver. Enhver ballast kan bli kalt til å virke ved sin egen fase eller fjernstyrt når den adresseres utenfra.

Manuelle betjening er også mulig ved ganske enkelt å bruke en vender til å koble ut fotocellen og koble inn et potentiometer .

Programvarepakken: Denne vil demonstrere en mulig pro-gramvareløsning der det anvendes en mikroprosessor med innbygget RAM, en programmerbar tidsstyreanordning, digitale og analoge I/O porter og ROM, inneholdende den programvare brukeren ønsker. Tldsstyreanordningen benyttes for å avbryte mikroprosessoren med like mellomrom i løpet av hvilke tilstandene av 0 og 0 utgangene til den OMFORMENDE drivkrets blir endret. Disse intervaller vil bestemme arbeidsfre-kvensen for ballasten og kan varieres ved hjelp av en tidskonstant som frembringes av hovedprogrammet.

Ved tilbakegang fra bryterrutinen, vil prosessoren gjenoppta prosessen med å kontrollere forskjellige inngangsstyre-signaler, for å justere tidsstyrekretsens tidskonstant for lysdempning om det er ønskelig, eller for å koble ut omformeren hvis denne arbeider ved en kritisk nettspenning inntil den blir avbrudt på nytt. Denne prosess vil være viktig hvis mikroprosessoren er en langsom prosessor. Resultatet av dette er at den periode som kreves for å prosessbehandle hele overvåkningen, vil kunne langt overstige den virkelige arbeidsfrekvens. Dette betyr at prosessoren blir avbrudt mange ganger under kjøring av overvåkingen, og dermed er en kort forsinkelse nødvendig for at prosessoren skal reagere på variasjoner i lyset eller andre kommandoer som den er programmert til å analysere.

Som vist på fig. 6(a), (b) og (c) består utgangstransformatoren T2 på fig. 2 (fig. 6(a)) av en transformator med en E-kjerne. Primærviklingen NI er viklet separat fra sekundærviklingen, N2 på endene av det midtre ben. På denne måte får man løs koblingen $Q mellom primær- og sekundær-viklingene NI og N2 på grunn av en liten koblings ko-effisient. På fig. 6(b) kan primærviklingen være represen-tert av en motstandskomponent RI, induktive lekkasje-komponenter LÆ1, de magnetiserende shutkomponenter Rm, Lm, som vanligvis er meget store og som kan ignoreresm og antall vinninger NI i primærviklingen. Sekundærviklingen kan representeres av antallet vinninger N2, en serieviklingsmot-stand R2 og en lekkasje induktans L& 2. Dette viklingsmønster i transformatoren, muliggjør store begrensende induktanser L& l of LÆ2 som er ansvarlige for begrensning av effekten i belastningen på transformatorens sekundærvikling ved å begrense belastningsstrømmen. Denne teknikk eliminerer behovet for en strømbegrensende kvelespole på transformatorens sekundærvikling og forhindrer dermed ytterligere tap. En stor sekundærinduktans resulterer også i en betydelig mengde svingninger på seskundærbølgeformen med oversvlngning av en størrelsesorden på 2 til 3 ganger toppverdien for stabil utgangsspenning ved null belastning. Denne ringevirkning hjelper til med å tenne lysstoffrøret eller visse utladningslamper som benyttes på sekundærsiden. Når lampen tenner, blir effekten i lampen og fllamentene redusert samtidig. Den tilsynelatende1 fordel av denne egenskap, viser seg i reguleringen av filamenteffekten, slik at når lampen er koblet "AV" vil RMS effekten i filamentene være tilstrekkelig til å varme opp filamentet og vil være tilnærmet lik:

Etterat lampen tenner, vil ^ms strømmen i filamentene bli ■redusert til en verdi (I'fil < i fil) med redusert påkjen-ning på filamentene:

Der K = korreksjonsfaktor for reduksjonen

i spissamplitude for den trekantede bølgeform fra toppverdien for den stabile firkantbølgeinngang Vp. (fig.

6(c)>

K er-,mindre enn en og avhenger av spenningen over lampen.

Viklingsforholdet mellom primær-og sekundærsidene bestemmer sekundærspenningen som kre.ves for å bryte ned gassene i lampen. Imidlertid bestemmes den nødvendige effekt i belastningen av antall primærviklinger og av frekvensen som transformatoren arbeider ved. Denne egenartede egenskap skyldes at den induktive natur ved transformatorens inngang, benyttes til lysdempning, hvorved økning av frekvensen ved inngangskilden vil føre til en reduksjon i belastningens effekt.

Imidlertid vil man ikke ha noen forandring i sekundærspenningen, annet enn en liten reduksjon på grunn av belastningens kapasitive egenskap, noe som ikke resulterer i noen betydelig forandring i spenningen på filamentet eller røret ved noe lysdempet nivå som ellers ville føre til at røret vil tenne ved sitt minste neddempede nivå på

samme måte som ved fullt lysnivå med liten forskjell i tenningstiden. Den effekt som mates til filamentene vari-erer lite med forandringen i arbeids frekvens, fordi RMS spenningen på filamentene ikke forandrer seg under start.

Der utgangstransformator ikke benyttes, kan kvelespoler anvendes for begrensning av strømmen. For utladningslamper med høy lysstyrke hjelper den sekundære ringing til å redusere den uønskede gjentenningstid for kvikksølvdamplamper, natriumlamper eller lignende under midlertidig strømsvikt. En kondensator med passende verdi ever'lampen, vil øke disse ringinger til et maksimum opp til et passende nivå. Denne egenskap kan anvendes for lavtrykksnatriumlamper der det kreves en spenning på mere enn 600 v for å tenne lampen, noe som lett oppnås med den lagrede energi i kvelespolene. Denne betrektning gjelder også E-trans formatorer.

Ved anvendelse av foreliggende oppfinnelse, oppnår man betydelige energibesparelser og lampenes levetid vil øke. Dette vil oppstå fordi den høyere frekvens ved driften vil øke virkningsgraden med antatte 10%. Som en følge av dette kan energitilførselen reduseres for en gitt lysstyrke og dermed øke lampens levetid. En sidefordel ved høyere fre-kvensdrift er at den uønskede flimring av utladningslamper vil bli eliminert. Dette har den viktige sikkerhets-fordel ved at 50 perioders stroboskopisk virkning som kan føre til at roterende maskiner tilsynelatende står stille, også blir eliminert, idet lampefrekvensen er omtrent 20 KHz - det vil si godt over frekvenser for mekaniske anordninger. I tillegg vil elektronisk ballast vil denne frekvens være støyfri. Lamper vil være. istand til å arbeide ved eller nær ved en effekt faktor på en. Dette betyr at de vanlige korrigerende kondensatorer som må innstalleres for å balansere induk-tansen av ballasten kan utelates. Por et gitt effektnivå, vil derfor den strøm som kreves for å drive lampen, bli redusert og størrelsen på ledninger, klemmer etc. i et anlegg kan reduseres.

Nok en fordel ved den økede virkningsgrad for lampene, er at oppvarmningen i det belyste rom kan reduseres. Som et eksempel kan man ta en kontor med ti førti watts lamper som hver avgir ti watt i ballasten. Varmevirkningen er 100 watt - det vil si en betydelig ekstra belastning å håndtere for et luftkondisjoneringsanlegg på 650 til 1000 watt.

Ballasten kan også benyttes for mange forskjellige be-lastninger, varierende fra lavenergi til høyenergi i gassfylte anordninger. Videre oppnås øyeblikkelig start av lysstoffrør med et bedre forhold mellom lumen og avgitt effekt.

Claims (6)

1. Høyfrekvens elektronisk ballast for gassutladnlngslamper, omfattende en styrt oscillator (1) som avgir to komplementære høyfrekvensutmatninger (16, 17) som er variable i frekvens avhengig av minst en styreinnmatning (10 - 15) til nevnte oscillator (1), idet nevnte komplementære utmatninger (16, 17) innmates til drivkretser (3) som på sin side gir en innmatning til en vekselretter (4), idet utmatningen (24) fra nevnte vekselretter (4) er en kilde til en transformator eller drossel (5) som setter vekselretteren (4) istand til direkte å drive en gassutladningslampe (6), idet nevnte styrte oscillator (1) og drivkretser (3) er tilpasset til å kunne mates fra en likestrøms lavspenningskilde og nevnte vekselretter (4) er tilpasset til å kunne mates fra en likestrøms høyspenningskilde, karakterisert ved at dimmingsstyring er tilveiebragt ved hjelp av minst en styreinnmatning (10 - 15) til oscillatoren (1) for å variere oscillatorens (1) frekvens og derved variere lysutmatningen fra gassutladnlngslampen (6).

2. Høyfrekvens elektronisk ballast som angitt i krav 1, karakterisert ved at transformatoren (5) er en E-kjerne transformator med primær- og sekundærviklinger på motsatte ender av det midtre benet.

3. Høyfrekvens elektronisk ballast som angitt i et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved at nevnte drivkretser (3) omfatter en push-pull transistorkrets som er transformatorkoblet til nevnte vekselretter (4).

4. Høyfrekvens elektronisk ballast som angitt i krav 3, karakterisert ved at push-pull kretsen aktiveres eller deaktiveres ved hjelp av en sikkerhetskrets som deaktiverer push-pull kretsen når nettspenningen faller under et forutbestemt nivå på grunn av 1 injespenningsvaria-sjoner eller effekt variasjoner i nevnte ballast.

5. Høyfrekvens elektronisk ballast som angitt i krav 4, karakterisert ved at sikkerhetskretsen omfatter en lavspenningsavføler som er koblet via en transistor til•emitterne på nevnte push-pull transistorer og til lavspenningsskinnens jord.

6. Høyfrekvens elektronisk ballast som angitt . i et hvilket som helst av de. foregående krav, karakterisert ved at lavspennings-og høyspenningskildene er avledet fra en vekselstrøms-nettinnmatning via en radiof rekvens-undertrykker.