NO158706B

NO158706B - Delta-sigma modulator.

Info

Publication number: NO158706B
Application number: NO830149A
Authority: NO
Inventors: Kishan Shenoi; Bhagwati Prasad Agrawal
Original assignee: Alcatel Nv
Priority date: 1982-01-20
Filing date: 1983-01-18
Publication date: 1988-07-11
Also published as: ES519149A0; IN159353B; KR840003558A; RO84865B; US4439756A; FI81223B; PT76126B; BE895656A; JPS58170115A; CA1191958A; NO158706C; IE55546B1; FI81223C; IT8319189A0; DE3378008D1; GR78435B; IT1168702B; YU291882A; ATE37256T1; EP0084353A3

Description

Den foreliggende oppfinnelse angår analoge/digitale omformere og særlig såkalte delta-sigma modulatorer.

Moderne informasjonsoverføringssystemer er ofte basert på omforming av analoge inngangssignaler til digitale signaler for overføring over en diskret kanal. Både analog/digital - omformeren og di gi tal/analog-omformeren som følger etter denne, er utsatt for feil fordi kontinuiteten til mulige inngangsverdier må representeres av diskrete sett verdier i transmisjonskanalen. Denne feilen er vanlig kjent som kvanti-seringsstøy og utgjør en av de viktigste kilder til unøyaktig-heter i slike systemer.

I en artikkel (senere kalt artikkel nr. 1) med tittelen "Reduction of Quantizing Noise by Use of Feedback" av H.A. Spang III og P. M. Schultheiss er det foretatt en analyse av kvantiseringsstøyens problemer og foreslått å benytte en tilbakekobling i kvantiseringskretsen som et middel til å minske unøyaktighetene som fremstår på grunn av denne kvanti-seringsstøyen. Denne artikkelen ble publisert i IRE Transactions on Communication Systems, bind CS-10, sidene 373-380, des. 1962. Her er en generell delta-sigma modulator med fler-nivås kvantiseringskarakteri stikk vist og analysert. Forutset-ningsvis og for forenkling av analysen har forfatterne valgt å vise prøvetaknings- og kvantiseringsdelen av delta-sigma modulatoren som distinkte enheter. En fysisk konfigurasjon av den typen kan ikke implementeres ved konvensjonell analog kretsteknikk. Et eksempel på en konvensjonell analog delta-sigma modulator er vist og beskrevet i en artikkel (heretter kalt artikkel nr. 2) med tittelen " Telemetering System by Code Modulation - Delta-Sigma ( åZ) Modulation" av H. Inose, Y. Yasuda og J. Murakami. Denne artikkelen ble publisert i IRE Transactions Space Electronics Telemetry, bind SET-8, sidene 204-209, sept. 1962. I artikkel 2 blir den tidligere kjente teknikk, hovedsakelig i form av en analog delta-sigma modulator presentert, og dens anvendbarhet og forbedringer i relasjon til tidligere kjente delta-modulatorer, beskrevet.

Forfatterne til artikkel nr. 2 har pekt på at i det enda tidligere, såkalte delta-modulasjonssystem blir pulsene sendt over en transmisjonslinje som fører informasjon som tilsvarer prøvetakninger som er avledet av inngangssignalets amplitude. Ved mottagersi den blir disse pulsene integrert for å gjenvinne den opprinnelige bølgeform. Overføringsforstyrrelser slik som støy, osv., resulterer i en kumulativ feil, idet et overført signal integreres ved mottagers i den.

Det såkalte delta-sigma modul asjonssystemet sørger !for integrering av inngangssignalet før det kommer til selve modulatoren, slik at pulsene som opptrer på utgangen inneholder informasjon som angår amplituden til inngangssignalet.

I en grunnleggende analog implementering avhenger oppfør-selen til en delta-sigma modulator av absoluttverdien til kondensatorene og motstanden i kretsene, og derfor også av følsomheten overfor forstyrrende effekter som elding og temperaturpåvirkning . Dessuten må operasjonsforsterkere som inngår i analoge implementeringer ha en førsteklasses kvali-tet, idet forsterkningen og båndbredden til slike forsterkere ikke må være slik at de påvirker overføringsfunksjonen til integratoren ved inngangskretsen til utstyret. Videre må bølgeformen ved utgangen fra di gi tal/analogomformeren ' i en analog utførelse være presis og ikke mønsteravhengig,;dvs. at en puls for en enkelt "1" må være praktisk talt identisk med pulser som inngår i en serie av flere "l"-ere. Kretsdétaljene til analoge delta-sigma modulatorkonkretiseringer er ofte resultatet av dette kravet. En detaljert beskrivelse av en digital delta-sigma modulator finnes i US pat. nr. 4.270.027.

Oppfinnelsen angår en delta-sigma modulator for digital koding av et analogt inngangssignal (U(t)) så det omformes til en binær bitstrøm (b(n))(hvor n representerer bitets nummer-rekkefølge), hvilken modulator omfatter

- en prøvetakningsk1 okke som genererer et stadig repeterende tidspulssignal (fs) med to ulike nivåer, samt to svitsjepulstog (&1 ved ladning, og 92 ved utladning), som begge er

regelmessige, men hvor pulsene til de to pulstog ikké overlapper hverandre, idet både tidspulssignalet (fs) og svitsjepulstogene (01,92) har en frekvens som er høy sammenliknet med den høyeste frekvenskomponent til det analoge signal (U(t)), - en første prøvetakningskrets som omfatter omkobl ingsutstyr i form av et første sett brytere og en første kondensator for

lagring av øyeblikksverdier av amplituden til det analoge inngangssignal (U(t)) i en første svitsjeperiode fastlagt av det første svi tsjepulstoget (91) for å danne et utgangssignal av den lagrede ampi itudeverdien i løpet av en andre svitsjeperiode fastlagt av det andre svitsjepulstoget (92), - første integreringskretser, som virker som et 1avpassfi 1 ter som reagerer på utgangssignalet fra den første prøvetak-ni ngskretsen, - en andre prøvetakningskrets som omfatter omkoplingsutstyr i form av et andre sett brytere og en andre kondensator, for lagring av øyeblikksverdien til amplituden til utgangssignalet (x) fra den første integreringskretsen i løpet av den første omkoplingsperioden (fastlagt av 91) og for å danne et utgangssignal av den lagrede ampi itudeverdi i løpet av den andre omkoplingsperioden (fastlagt av 92).

Hovedformålet med den foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en delta-sigma modulator som ikke er avhengig av ab soluttverdi en til kondensatorer og motstander som i tidligere kjente utførelser, men isteden avhenger av forholdet mellom kondensatorene. Disse innbyrdes relasjoner bør være relativt sett nokså upåvirket av temperaturvariasjoner og elding. Videre bør de operasjonforsterkerne som benyttes, bare være istand til å lade opp og lade ut kretskondenstorene i løpet av en nominell tid (med en varighet på størrelsesorden av en halvdel av prøvetakningsinterval1 et). Dette vil resul-tere i ufølsomhet like overfor forandringer i elementverdier forårsaket av temperatursvingninger og elding.

Disse formål oppnås ved den foreliggende oppfinnelse ved at modulatoren omfatter: - en andre integreringskrets som opptrer som et andre lavpass-filter som reagerer på utgangen fra den andre prøvetaknings-krets , - en én bits anal og/di gi tal-omformer, bestående av en komparator og en flip-flop, som tidsstyres av tidspulssignalet • (fs) og frembringer utgangene Q, som representerer utgående bitstrøm (b(n)) og Q, som en funksjon av den tilsvarende øyeblikkelige polaritet til utgangs signal et (w) fra den andre i ntegreri ngskrets, -en første referansekrets som omfatter en tredje kondensator, samt ekstra omkoplingsutstyr som omfatter ett tredje sett brytere koplet for å lade den tredje kondensator til en referansespenning som har verdien +V eller -V i løpet av den første omkoplingsperioden (fastlagt av 91), idet den valgte polariteten for denne referansespenning er bestemt av1signalene 91nQ, henholdsvis 91nQ hvor 91 er det første svitsjepulstog og 92 er det andre svi tsjepulstog, og for å tilføre spenningen fra den tredje kondensatoren til den første integreringskretsen i løpet av den andre omkoplingsperioden (fastlagt av 92), samt - en andre referansekrets som omfatter en fjerde kondensator og et ytterligere omkoplingsutstyr omfattende et fjerde sett med brytere som er arrangert slik at det vil lade opp' den fjerde kondensatoren til en referansespenning +V eller -V i løpet av det første omkoplingspulstoget (fastlagt av 91), idet den valgte polariteten til referansespenningen tilsvarer OlnQ, henholdsvis OlnQ, og tilfører spenningen fra den fjerde kondensator til den andre integreringskrets i løpet av den andre omkoplingsperioden (fastlagt av 92).

Videre er oppfinnelsen basert på en operasjonssekvens med vekslende opplading og utladning av kondensatorene i ikke-overlappende tidsintervaller, slik at den digitale delta-sigma modulator blir mønster-uføl som. Dette vil si at en enkelt-stående logisk "l"-er er ekvivalent med en logisk "l"-er i en rekke logiske "l"-ere hva 1adningsoverføring angår.

Absoluttverdiene til kondensatorene kan velges slik at konstruksjonen av operasjonsforsterkerne blir mer fleksible. Delta-sigma modul as j onskarakteri sti kkene påvirkes bar,e av forholdet mellom konsensatorene. F.eks. vil kravene til svinghastigheten på operasjonsforsterkeren som lader kondensatoren være større jo større verdien til kondensatoren er. Imidlertid vil spredekapasitansen bli mer effektivt unngått. Omvendt vil en mindre kondensator lettere bli ladet, men virkningen av spredekapasitansen blir mer merkbar. Ved å la

i absoluttverdien til kondensatoren være en konstrusjonspara-meter, fås en større konstruksjonsfrihet i hele delta-sigma modulatoren.

i

Videre har en koblet kondensator en iboende prøvetaknings-og holdefunksjon som sin inngang. I virkeligheten endres signalene ved alle knutepunktene i kretsen ved diskrete øyeblikk. Følgelig er inngangen til komparatoren til kretsen stabil når komparatoren tar en avgjørelse.

Ovenfor nevnte og andre formål og særtrekk ved den foreliggende oppfinnelse vil klart fremgå av den etterfølgende detaljerte beskrivelse av utførelser av oppfinnelsen sett i sammenheng med figurene, hvor

- fig. 1 skjematisk viser en typisk analog utførelse i henhold til tidligere kjent teknikk, - fig. 2 viser et blokkskjema som angir hovedtrekkene i den omkoblebare kondensatorutførelsen , - fig. 3 viser et blokkskjema for en utførelse av delta-sigma modulatoren i henhold til foreliggende oppfinnelse under bruk av +V og -V referansespenninger, - fig. 4 viser tidspulssignaler som opptrer i kretsen i fig. 3, - fig. 5 viser en del av kretsen i fig. 3 med tilpasninger for anvendelse av en enkelt referansespenning +V, og - fig. 6 viser en utførelse med en enkelt referansespenning i henhold til fig. 5 benyttet i kretsen i henhold til fig. 3.

Uttrykket delta-sigma modulator kalles noen ganger sigma-delta modulator, idet ombyttingen av sigma- og delta- uttryk-kene kan være overlatt til forfatterens bedømmelse, men det er samme type utstyr som omtales med begge disse begrep. Fig. 1 viser tidligere kjent teknikk og er hovedsakelig selvfor-klarende. I fig. 1 kan D/A-omformeren være en pulsformer som tilveiebringer én av to ulike pulser i overensstemmelse med hvorvidt det digitale signalet er høyt eller lavt, matematisk sett +A eller -A, idet størrelsen A er relatert til om-formingsprosessen mellom et tall og en spenning. Det grunnleggende 1avpassutstyr som virker som integreringsl edd, betegnes H (s) og fastlegger hvilken orden delta-sigma modulatoren har. H (s) er typisk et første ordens filter dersom H (s) = g/s og av annen orden hvis H (s) <=><+> a)^|s + b)

Det kan hevdes at modulatorstøyen (unøyaktighet i omfor-mings funk sj onen fra inngangsfunksjonen til et digitalt signal) reduseres fordi delta-sigma modulatoren er resultatet av at man holder rede på alle tidligere omformingsfei1 og fører denne informasjonen (som et feilrelatert signal) tilbake for å korrigere neste omforming. I denne prosessen forsøker en førsteordens modulator å føre gjennomsnittsfei 1 en mot, 0 over en tidsperiode, mens en annenordens modulator ikke bare holder denne gjennomsnittsfei 1 en ved 0, men også holder den første-, deriverte av feilsignalet på 0.

I et førsteordens system vil bare et 1 ikestrømssignal bli nøyaktig representert digitalt sett. Imidlertid vil i et annenordens system, båndbredden til signalet, som kari være kontinuerlig representert digitalt, bli øket.

Ifølge kjent filterteori kan integreringsfi 1 teret H (s) beskrives for en førsteordens delta-sigma modulator som

på lignende måte for et annen-ordens filter

Kondensatoren og andre komponentverdier velges for å gi egnede verdier på koeffisientene. Delta-sigma modulasjonens ytelse, hva støy og stabilitet angår, avhenger av disse koeffisientene.

Artikkel nr. 1 er en teoretisk artikkel som danner basis for delta-sigma modulasjonen. Artikkel nr. 2 angår en utfø-relse og realisering samt underliggende analyse av en første-ordens delta-sigma modulator. Fig. 1 i artikkel 2 viser feilsignalet S (t) - P (t) som tilføres en integrator som har en førsteordens overføringsfunksjon og følgelig er en første-ordens delta-sigma modulator. Fig. 1 i artikkel 1 viser det mest generelle tilfelle av en delta-sigma modulator hvor hver fi 1teroverføringsfunksjon Hi kan være av en orden større enn 1, og antar videre en generell fler-nivås kvantiseringskarak-teristikk. Forfatteren av artikkel nr. 1 har, sannsynligvis for å forenkle analysen, valgt å vise prøvetakeren og kvantiseringskretsen som distinkte enheter. Denne konfigurasjonen

i

kan ikke implementeres ved konvensjonelt analogt kretsutstyr, som f.eks. beskrevet i artikkel nr. 2. Prøvetakningskretsen og kvantiseringskretsen kan imidlertid være adskilt i en omkob-lebar kondensatorimplementering som i foreliggende oppfinnelse.

I fig. 1 i artikkel nr. 2 utgjør prøvetakningspulsgenera-toren og pulsmodulatoren tilsammen en A/D + en D/A operasjon. Pulsmodulatoren avgir en puls med kjent form hvis polaritet er fastlagt av polariteten til det analoge signal ved inngangen til pulsmodulatoren i det øyeblikk prøvetakningspulsen fastlegges.

I tidligere kjente referanser, som for det meste angir kretser som er fremstilt for eksperimentelle oppgaver, velges en kretskonfigurasjon hvor en opprinnelig "intelligent" gjetning på komponentverdi er gjøres, og kretsen forfines deretter i 1aboratoriebenken. Høyere ordens delta-sigma modulatorer medfører i henhold til sin oppbygning en bedre støybehandling, men er kjent for å være ustabile og blir derfor ikke anbefalt. Annenordens utførelsen, som er beskrevet i det følgende, betraktes som den optimale løsning.

Alle omkoblebare kondensatorimplementeringer er generali-sert i fig. 2 og kan matematisk sett reduseres til formen som er vist nedenfor.

H (z) er en diskret tidsover før ingsfunksjon av formen (for annenordens delta-sigma modulator):

hvor z~<l> er en operator som angir en enhets forsinkelse, og med en enhets forsinkelse menes en tidsforsinkelse som er lik et prøvetakningsintervall. For en prøvetakningshastighet på 1 MHz vil prøvetakningsintervallet således bli 1 /u sek. Koeffisientene som fastlegger støyforhold og stabilitet, er funksjoner av kondensatorenes innbyrdes forhold. Absoluttverdien til hver kondensator kan velges av kretskonstruktøren for å optimalisere forsterkerens ytelse, for å redusere spredekapasitanser osv.

Delta-sigma modulatoren med koblede kondensatorer i henhold til foreliggende oppfinnelse beskrives best trinnvis. Prinsippet som ligger til grunn for driften av en hvilken som helst delta-sigma modulator er å tilveiebringe en analog/- digital omforming, hvor den digitale ordstørrelsen er liten, men prøvetakningsfrekvensen er meget høyere enn den høyeste signalfrekvensen som foreligger.

La oss først betrakte prøvetakningsklokken 303 som opererer flip-flopen 20 av D-typen (f1anketrigget) i fig. 3.

Denne klokken ( 303) frembringer tidsrefer ansen fs og dessuten to andre tidspulsbølger 91, 92 ved prøvetakningsfrekvéns, men hver med en "duty cycle" mindre enn 50 %. Disse er på figuren benevnt som 91 (ladning) og 92 (utladning). Fig. 4 viser disse signalformene i en typisk utførelse.

La oss deretter betrakte en seksjon i fig. 3 som består av bryterne 1 og 3, kondensatoren C2, forsterkeren 4 og kondensatoren C3. Her vil signalet 91 fra prøvetakningsklokken 303 styre bryteren 1, og 92 styrer bryteren 3. Når 91 er lav, er bryteren 1 åpen (kretsen er brutt), og når 91 er høy, er bryteren 1 lukket (kortsluttet). Lignende forhold gjelder for 92 og bryteren 3. Det at 91 og 92 ikke overlapper hverandre, sikrer at bryterne 1 og 3 ikke begge vil være samtidig lukket ved noe tidspunkt. Antas at inngangssignålet u (t) forblir konstant over tidsintervallet nT, (n+l)T , vil kondensatoren Cl lades opp i løpet av 91 til en spenning lik n (n T) J Antas at forsterkeren 4 er en ideell operasjonsforsterker, vil i løpet av 92 hele ladningen på kondensatoren Cl overføres til C3 og forårsake en forandring i spenningen over kondensatoren C3 lik

Følgelig vil ved tidspunktet t = (n+l)T operasjonsforster-kerens utgangsspenning x, være

At den trinnvise forandring er negativ, skyldes inverteringen i forsterkeren. La oss nå se på forholdene når bryterne 6, 7 og 9, samt kondensatoren C2 tas med i betraktning. Dersom b(n) = +1, dvs. Qn = høy, så vil kondensatoren C2 lades opp til spenningen +V i løpet av 91. Kort sagt vil kondensatoren C2 lades til verdien -b (n)V. I løpet av 92 vil denne ladningen overføres til C3. Den totale virkningen av bryterne 1, 3, 6, 7 og 9, samt kondensatorene Cl, C2 og C3 og forsterkeren 4 kan beskrives av ligningen:

hvor x er spenningen etter forsterkeren 4

og på lignende måte:

hvor w er spenningen etter forsterkeren 17.

De innstiplede enhetene 301 og 302 kan kalles referansekretser. Driften av komparatorkretsen 19 og D-type flip-flopen 20 er slik at man oppnår:

Støyforholdene og stabiliteten til delta-sigma modulatoren styres av kondensatorforholdene:

Spenningen V benevnes referansespenning, og normalt vil alle spenninger evalueres som brøkdeler av denne. V benevnes av og til som koderens kritiske punkt eller "crash point" og utgjør maksimal ampi ituden til inngangssignalet. En inngangsam-plitude som er større enn V vil forårsake overbelastning.

For en typisk delta-sigma modulator er det funnet at følgende kondensatorforhold er tilfredsstillende:

Det skal bemerkes at konfigurasjonen i fig. 3 krever to referansespenninger, nemlig +V og -V. Dersom bare én refe-ranse, f.eks. +V, er tilgjengelig, vil konfigurasjonen som består av +V, -V, bryterne 6, 7 og 9, samt kondensatoren C2 (og på lignende måte for +V, -V, bryterne 13, 14 og 16 og kondensatoren C5) kunne erstattes av kretsen 50 vist i fig. 5 og hele figur 5 kan settes inn i fig. 6 som den stiplede blokken 601.

Ved denne utførelsen, og i løpet av hvert prøvetaknings-intervall, lades kondensatoren C8 til V i løpet av 01 og forårsaker i løpet av 92 en forandring på - — Vi utgangen

r 3

fra forsterkeren 4. C

I løpet av 91, lades C7 til V volt med den polaritet som er indikert på figurene 5 og 6. Dersom Qn var høy, dvs. dersom b(n) = +1, vil bryterne 23 og 22 lukke i løpet av 92, og fordi polariteten vendes, vil dette forårsake en forandring på

+ £-j V i utgangen fra forsterkeren 4. Dersom b(n) = -1, vil C7

ikke utelades i C3. Nettoeffekten blir da:

dersom b = +1 n dersom b = -1 n

Dersom C7 = 2C8, så vil den totale virkning av kretsen i fig. 5 kunne beskrives som: og på lignende måte:

Dersom delta-sigma modulatoren implementeres i henhold til foreliggende oppfinnelse og ifølge fig. 6, ville de følgende kondensatorforhold benyttes:

Prøvetakningsfrekvensen må være mye høyere enn den høyeste frekvenskomponenten til inngangssignalet U (t). Oppfinnelsen er særlig nyttig for digital koding av telefon- (tale-) signaler for transmisjon gjennom en diskret telefonkanal . Da slike signaler bare krever noen få kHz i båndbredde, og følgelig har en prøvetakningshastighet som typisk kan være 1 MHz, vil dette tilfredsstille det ovennevnte krav. En annenordens delta-sigma modulator kan betraktes som å være en førsteordens delta-sigma modulator innlagt i en tilbakekob-lingssløyfe. Følgelig kan en førsteordens delta-sigma modulator betraktes som å være en mindre seksjon i en annenordens delta-sigma modulator og kan fås ved å forenkle den annenordens delta-sigma modulator. Dersom forsterkeren 4, kondensatorene C3, Cl og C2 og deres assosierte brytere fjernes,

utgjør resten en førsteordens delta-sigma modulator som omformer et analogt signal ved U til et digitalt signal b (n).

Det er mulig å overføre bitstrømmen b (n) som den er og

ved mottagersiden ha en enkel di gi tal/anal og omformer som omfatter en pulsformer som frembringer distinkte bølgeformer i et bitintervall avhengig av hvorvidt b (n) = HØY eller b (n) = LAV, fulgt av et enkelt analogt 1avpassfi 1 ter for a glatte signalformen. Dette vil imidlertid foranledige overføringen av b (n) direkte, noe som er omkring ett megabit/sek., som er ganske høyt. En alternativ metode er å benytte en sekvens med digitale 1avpassfi 1 tre som utfører glattingen mens man beholder den digitale naturen på signalet. Som en følge av dette, vil antall bit pr. ord øke, dvs. at oppløsningen av nivået som kan være representert, blir gjort finere. I en linjekrets, slik som den som er vist i US patent nr.

4.270.027, kan lavpassfiltrene som tidligere nevnt tillate fornyet prøvetakning av det digitale signalet ved 8 kilo-ord pr. sek. med en oppløsning som tilsvarer 13 bit pr. ord i en uniform kode. Hvert kodeord kan bli omformet til en 8-bits kode dersom det er ønskelig, og herunder kan man følge enten A-loven eller ^ -loven. "l"-er bit anordningen representerer

på denne måten et stort område av prøvetakningsverdier fra u(nt). Strømmen på ett bits ord med hastighet 1 Megaord/sek (dvs. en bit-strøm med en hastighet på 1 Megabit/sek.) blir av og til omtalt i litteraturen som en pulstetthetsmodu1 ert versjon av det komplekse talekanalsignalet.

Prinsippet som er beskrevet i foreliggende oppfinnelse er ikke begrenset til bruk i telefonsystemer, men kan brukes i alle telekommun i ka sjons systemer.

Claims

1. Delta-sigma modulator for digital koding av et analogt inngangssignal (U(t)) så det omformes til en binær bitstrøm (b(n))(hvor n representerer bitets nummerrekkefølge), hvilken modulator omfatter

- en prøvetakningsklokke (303) som genererer et stadig repeterende tidspulssignal (fs) med to ulike nivåer, samt to svitsjepulstog (61 ved ladning, og 92 ved utladning); som begge er regelmessige, men hvor pulsene til de to pulstog ikke overlapper hverandre, idet både tidspulssignalet (fs) og svi tsjepu1stogene (91,92) har en frekvens som er høy sammenliknet med den høyeste frekvenskomponent til det analoge signal (U(t)), - en første prøvetakningskrets (Cl,1,3) som omfatter omkob-lingsutstyr i form av et første sett brytere (1,3) og en første kondensator (Cl) for lagring av øyeblikksverdier av amplituden til det analoge inngangssignal (U(t)) i en første svitsjeperiode fastlagt av det første svitsjepulstoget (91) for å danne et utgangssignal av den lagrede ampi itudeverdien i løpet av en andre sv i tsjeperiode fastlagt av det andre svitsjepulstoget (92), - første integreringskretser (4,C3), som virker som et 1avpassfi 1 ter som reagerer på utgangssignalet fra den første prøvetakningskretsen, - en andre prøvetakningskrets (C4,10,12) som omfatter omkoplingsutstyr i form av et andre sett brytere (10,12) og en andre kondensator (C4), for lagring av øyeblikksverdien til amplituden til utgangssignalet (x) fra den første integreringskretsen (4,C3) i løpet av den første omkoplingsperioden (fastlagt av 91) og for å danne et utgangssignal av den lagrede ampi itudeverdi i løpet av den andre omkoplingsperioden (fastlagt av 82), karakterisert ved at den dessuten omfatter - en andre integreringskrets (17,C6) som opptrer som et andre 1avpassfi 1 ter som reagerer på utgangen fra den andre prøvetak-ningskrets (C4,10,12), - en én bits anal og/di gi tal-omformer, bestående av en komparator (19) og en flip-flop (20), som tidsstyres av tidspulssignalet (fs) og frembringer utgangene Q, som representerer utgående bitstrøm (b(n)) og Q, som en funksjon av den tilsvarende øyeblikkelige polaritet til utgangssignalet (w) fra den andre integreringskrets (17,C6), -en første referansekrets (301/601 fig. 6) som omfatter en tredje kondensator (C2/C8), samt ekstra omkoplingsutstyr som omfatter ett tredje sett brytere (6,7,9;21-26 ) koplet for å lade den tredje kondensator (C2/C8) til en referansespenning som har verdien +V eller -V i løpet av den første omkoplingsperioden (fastlagt av 01), idet den valgte polariteten for denne referansespenning er bestemt av signalene OlnQ, henholdsvis 01nQ hvor 01 er det første svi tsjepulstog og 92 er det andre svi tsjepul stog, og for å tilføre spenningen fra den tredje kondensatoren (C2/C8) til den første integreringskretsen (4,C3) i løpet av den andre omkoplingsperioden (fastlagt av 92), samt - en andre referansekrets (302/602) som omfatter en fjerde kondensator (C5/C10) og et ytterligere omkoplingsutstyr omfattende et fjerde sett med brytere (13,14,16 ; 29-30, 32-35 ) som er arrangert slik at det vil lade opp den fjerde kondensatoren (C5/C10) til en referansespenning +V eller -V i løpet av det første omkoplingspulstoget (fastlagt av 91), idet den valgte polariteten til referansespenningen tilsvarer 91nQ, henholdsvis 91nt}, og tilfører spenningen fra den fjerde kondensator (C5/C10) til den andre integreringskrets (17,C6) i løpet av den andre omkoplingsperioden (fastlagt av 92).

2. Delta-sigma modulator ifølge krav 1, karakterisert ved at den første (4,C3) og den andre (17,C6) integreringskrets omfatter hver sin inverterende første (4) og andre (17) operasjonsforsterker som er utstyrt med hver sin kondensator, henholdsvis den femte kondensator (C3) og den sjette kondensator (C6), som er koplet i parallell mellom inngangen og utgangen til den første henholdsvis til den andre forsterker.

3. Delta-sigma modulator ifølge krav 2, karakterisert ved at forholdet mellom kapasitansene til den første kondensator (Cl) og den tredje kondensator (C2), samt forholdet mellom kapasitansene til den tredje kondensator (C2) og den femte kondensator (C3) er omtrent lik 1/2, mens forholdet mellom kapasitansene til den andre kondensator (C4) og den sjette kondensator (C6), samt mellom den fjerde konden sator (C5) og den sjette kondensator (C6) er lik 1.

4. Delta-sigma modulator ifølge krav 1, karakterisert ved at prøvetakningsklokken (303) dessuten tilveiebringer svitsjepulstogene (91 og 92), som hvert hovedsakelig har sine pulser tidssentrert i tilsvarende tidsluker i tidspulssignalet(fs).

5. Delta-sigma modulator ifølge krav 1 eller krav 3, ,karakterisert ved at den første referansekretsen (601) omfatter ekstra bryterorganer (22,24) som er tilforordnet den tredje kondensator (C7) for omkopling av den klemmen til denne tredje kondensator som er koplet til jord-potensialet, til den positive klemmen i tidsintervallet 92nQ og til den negative klemmen i tidsrommet 91, og at den1 andre referansekretsen (602), inneholder ekstra bryterorganer (30,33), som er tilforordnet den fjerde kondensator (C9) for omkopling av den klemmen til denne som er koplet til jord-potensialet, til den positive klemmen i tidsrommet 92nQ og til den negative klemmen i tidsrommet 91, idet den fjerde kon-densatorens (C9) spenning føres ut til den andre integreringskretsen i løpet av tiden 92nQ for derved å tilveiebringe samme effekt som ved ovennevnte referansekretser (301,302 i fig. 3) med bruk av bare én positiv referansespenning.

6. Delta-sigma modulator ifølge krav 1 eller krav 5, karakterisert ved a t én bits analog/di gital-omformeren omfatter en komparator (19) som reagerer på signalet (w) fra den andre integrasjonskrets med å tilveiebringe et pol aritetsavhengig utgangssignal (b(n)) som har en første eller andre tilstand, og en D-type flip-flop (20) som reagerer på komparatorens utgang for derved å tilveiebringe utgangen Q eller " Q, idet Q-utgangen genererer énbi ts-koden.

7. Delta-sigma modulator ifølge krav 1 eller 5, karakterisert ved at kopl ingskretsene omfatter individuelle signalstyrte elektroniske brytere (1,3,6,7,9; 10,12,13,14,16; 21,22,23,24,25,26; 29,30,32,33,34,35).

8. Delta-sigma modulator ifølge krav 2, karakterisert ved at forholdet mellom kapasitansene er selektivt variabelt.

9. Delta-sigma modulator ifølge krav 1, karakterisert ved at en énbits analog/digital omformer omfatter en komparator (19) med en stabilisert inngangsspen-ning i det tidsintervall hvor spenningene sammenliknes.