NO148619B - Analog/digital omformer. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en analog/digital omformer c særlig en omformer som er egnet for bruk i transmisjonsutstyr fo bruk i forbindelse med overføring av digitale talesignaler over en enkelt kanal.

Fra fransk patent nr. 2.263.641 er det tidligere kjent en analog/digital omformer som omfatter en bistabil triggerkrets me bare én tilstandsinngang og en utgang som er komplementær til inngangstilstanden, terminalutstyr for å tilføre tidspulssignale. til triggerkretsen, kretsutstyr for å føre et analogt signal som skal digitaliseres til tilstandsinngangen til triggerkretsen, en første tilbakekoblingskrets fra komplementærutgangen i triggerkretsen til tilstandsinngangen, og hvor den første tilbakekoblingskretsen omfatter integreringsutstyr for å integrere signalet ved komplementærutgangen fra triggerkretsen.

Utgangen fra en slik omformer er et pulstog i hvilket tett-heten av pulsene, dvs. det midlere antall pulser i en gitt tids-periode, er proporsjonal med amplituden til signalet som skal bli digitalisert. Den nominelle pulsfrekvens for pulstoget holdes konstant til enhver tid.

Denne kjente analog/digital omformer har den ulempe at det dynamiske området blir begrenset av det korteste kvantiseringstrinn som normalt inntreffer ved senter av området (det passive nivå).

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en analog/digital omformer som har en mindre utpreget begrensning av-sitt dynamiske område enn tidligere kjente omformere. Dette oppnås ved å utforme omformeren i henhold til de nedenfor frem-satte krav.

For å gi en klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse vises til nedenstående detaljerte beskrivelse av noen utførelses-eksempler og til de ledsagende tegninger hvor:

Fig. 1 viser en enkel analog/digital omformer,

Fig. 2 viser en modifikasjon av omformeren i fig. 1 for å stabi-lisere omformerens forsterkning og samtidig gi temperatur-kompensering, Fig. 3 viser en ytterligere modifikasjon av omformeren for å oppnå en automatisk sentrering av den tilstand som representerer et analogsignal med verdi 0, Fig. 4 illustrerer grafisk^virkningen av å introdusere en styrt likespenningsforskyvning av nullpunktet for den analoge signal-inngangen, og Fig. 5 viser en fremgangsmåte for å tilveiebringe den ønskede styringsgrad for å gi den nivåforskyvende likespenning i arrangementet i fig. 3.

I arrangementet som er vist i fig. 1 blir et analog inngangssignal ført over motstandene R4, RI og sammenligningskrets 10 til inngangen D i en bistabil triggerkrets 11 i hvilken fortegnet til den normale utgang Q vil tilsvare fortegnet til inngangen mens fortegnet til den komplementære utgangen Q, vil være det inverse av fortegnet til inngangen til enhver tid når kretsen trigges av en tidspuls med frekvens f . Den komplementære Q utgang føres over en tilbakekoblingskrets som omfatter motstanden R2 til sammenligningskretsen. Sammenligningskretsens inngang er også forbundet med kondensatoren Cl som for enkelhets skyld er vist jordet ved sin andre klemme. Utgangen Q fra triggerkretsen 11 blir også ført til tilstandsinngangen D til en annen, lignende triggerkrets 12 hvis utgang Q føres over en annen tilbakekoblings-vei som omfatter motstanden R3, til forbindelsespunktet mellom R4 og Ri. Dette forbindelsespunktet er også koblet til kondensatoren C2, som for enkelhets skyld er vist jordet ved sin motsatte klemme. Triggerkretsen 12 mottar det samme tidspulssignal f csom triggerkretsen 11. Den andre inngangen av sammenligningskretsen 10 mottar en referansespenning V .

La oss først betrakte virkemåten for kretsen når det ikke foreligger noe inngangssignal. Spenningen e over kondensatoren Cl utledes fra Q-utgangen fra triggerkretsen 11. Når utgangen Q blir positiv, stiger spenningen e og overstiger terskelnivået Vc for triggerkretsen 11. Når denne triggerkretsen 11 neste gang mottar en tidspuls, vil den positive spenningen ved D-inngangen føre til at utgangen Q blir negativ. Dette fører til at spenningen på kondensatoren Cl blir negativ, og ved neste tidspuls vil utgangen Q bli positiv. Tidskonstantene til kretskomponentene

velges slik at utgangen Q endrer fortegn for hver tidspuls.

Vi vil nå se bort fra triggerkrets 12, motstandene R3, R4 og kondensator C2, og se hva som skjer når et inngangssignal med positiv amplitude tilføres kretsen over RI. Strøm vil flyte i RI og en positiv spenning vil legges til den positive utgang fra Q. Kretsen vil opprettholde en positivt gående inngang ved D og utgangen Q vil fortsatt bli mer negativ inntil det har gått så lang tid at spenningen e er kommet like under terskelverdien V c. Utgangen Q vil da bli positiv for en tidspuls hvoretter kombina-sjonen av inngangen og den kortvarige positive Q-puls på ny vil forårsake at spenningen e overskrider terskelverdien Vc inntil den når Q blir negativ føres tilbake til en verdi like under terskelspenningen V . Utgangen Q består derfor av et pulstog i hvilket forholdet mellom signalets maksimale og minimale verdi er øket i relasjon til det 1:1 forhold som foreligger ved passiv inngang. Forholdet mellom signalet i en puls og utenfor en puls er proporsjonal med amplituden til det analoge inngangssignal. For et negativt rettet inngangssignal blir forholdet omvendt, idet antall pulser blir større enn antall tomrom mellom pulsene. Imidlertid vil bare en meget liten forandring forårsake at møn-steret til pulsene fra utgangen Q som genereres av triggerkretsen 11 blir modulert slik at den gjennomsnittlige strøm som flyter i R2 er lik og motsatt den strømmen som flyter i RI. Denne forand-ringen må holdes innenfor grensene +Vp og -Vp til kretsens inn-gangsterskel. Forutsatt at inngangssignalet holdes mellom disse grenser vil pulsmønsteret ved et hvilket som helst gitt inngangssignal ha en midlere analogverdi som tilsvarer signalet (når RI = R2) og er pulstetthetsmodulert.

Den maksimale toppverdi for inngangssignalet vil være begrenset til ±Vp fordi ved disse nivåer blir utgangen Q et signal bestående av enten bare tomrom eller bare markeringer. Inngangs-signaler som overskrider disse grenser vil bli fullstendig klippet. Tidskonstanten Tq = RC/2 (når RI = R2 = R) er valgt slik at den maksimale signalfrekvens ikke overskrider 1/2HTq.

Det dynamiske området for kretsene som er beskrevet hittil, blir begrenset av det korteste kvantiseeringstrinn som normalt inntreffer ved senter av området (det passive nivå). Denne begrensningen overvinnes av den øvrige del av kretsen i fig. 1, dvs. den andre bistabile triggerkrets 12 og dens tilbakekoblings-vei. Utgangen Q fra triggerkretsen 12 tilsvarer utgangen Q fra triggerkretsen 11, men er effektivt likespenningsisolert i forhold til denne. Utgangen Q fra triggerkrets 12 blir filtrert av R3 og C2 og frembringer en analog signalkomponent som er i mot-fase til det analoge inngangssignal som tilføres over R4. Således vil resultantsignalet som mates inn i RI være avhengig av det analoge inngangssignal som tilføres over R4, men vil være modifisert ved negativ tilbakekobling. Verdiene til motstandene R3-R4 er valgt slik at resultantinngangssignalet til RI vil være mye mindre enn det opprinnelige analogsignal som tilføres R4.

Imidlertid vil, hva det grove kvantiseringstrinn ved senter av det dynamiske området angår, den midlertidige avslutning av den kontinuerlige digitaliseringsprosess forårsake at det resul-terende signal øker betraktelig på grunn av mangel på tilbake-koblingssignal. Dette resulterer i at triggerkretsen 11 blir trigget som om det analoge signal hadde øket, men tilbakekob-lingen over R3 vil da virke til å motvirke denne effekten. I virkeligheten blir det opprinnelige inngangssignal endelig utsendt som en modulasjon overlagret på høyere frekvenssignaler satt sammen av hurtige sprang mellom det sentrale trinn (og eventuelt andre som kan forekomme over hele området).

Forsterkningen for den totale kretsen blir meget nær bestemt av forholdet mellom R3 og R4 og også amplituden til utgangs-pulsene fra Q til den andre triggerkrets 12. Således kan forsterkningen, dersom pulsamplituden stabiliseres, bli fastlagt innen snevre grenser ved å velge to høyt stabile motstander. Dette oppnås ved modifikasjonen av kretsen vist i fig. 2. Til-bakekoblingen fra Q og Q utgangene fra triggerkrets 12 blir benyttet til å omkoble en konstant strøm for å tilveiebringe en stabilisert pulsstrøm til forbindelsespunktet mellom R4 og RI, istedenfor den ustabiliserte pulsstrøm som tidligere er ført tilbake gjennom R3. Utgangene Q og Q fra 'triggerkretsen 12 er koblet til basis for transistorene T3 henholdsvis T4, som virker som en strømbryter. Den definerte konstante strøm for strøm-bryteren er fastlagt av en stabilisert spenning som tilføres over en svært stabil motstand R6. Temperaturkompensasjonen er til-veiebragt ved å ha to transistorer Tl og T2 som begge fører omtrent samme strømmer, og monterer disse to transistorer på samme chip. Emitteren til transistor T2 vil således alltid være nær jordpotensial. Enhver forandring i basis-emitterspenningen til Tl på grunn av temperaturforandringer vil være likeartet også for T2. Emitteren til Tl vil holde seg nær til jordpotensialet.

Det er åpenbart at omformeren da den har et endelig dynamisk område, må opprettholde området sentrert omkring null-inngangssignal-nivået. Dersom området tillates å drive i forhold til null-inngangssignal-nivået, vil klipping inntreffe. For å opprettholde den^korrekte sentrering av området, kan modifikasjonen vist i fig. 3 anvendes. Utgangen Q fra triggerkretsen 12 blir, i tillegg til at den blir tilført til basis på transistor T4, ført til en n-bits teller 13, som kan utgjøre en del av et eksternt utstyr. Den pulstetthetsmodulerte strøm (komplimentær til koderens utgang fra Q på triggerkrets 12) blir omformet til ord som inneholder n-eleiiienter (bits) med en repitisjonsfrekvens som er basert på en oppdeling av tidspulsfrekvensen fc, dvs. at den førstnevnte er meget lavere enn den sistnevnte. Den mest signifikante bit (MSB) fra n-bits ordet, føres tilbake over en annen bistabil triggeranordning 14, trigges av et tidspulssignal fc/2<n->krets med 'en svært lang tidskonstant, og integreringskretsen består av motstand R7 og kondensator C3. Således vil det frem-bringes en likespenning av kondensatoren C3, og verdien av denne likespenning vil avhenge av forholdet mellom pulser og tomrom på signalet for den mest signifikante bit. Utgangen fra den inte-grerende krets er koblet via motstand R9 til knutepunktet mellom RI, R2, Cl og inngangen til sammenligningskrets 10. Denne kretsen er mest følsom overfor svært lave signalnivåer eller overfor inngangssignalet null (passiv tilstand), hvor det foreligger uunngålig reststøy. Dersom omformeren er riktig sentrert, vil forholdet mellom puls og ikke-puls være 1:1 og spenningen på C3 vil være null. En meget liten forskyvning bort fra senter vil forårsake at forholdet mellom puls og ikke-puls blir forandret og en spenning av den ene eller /den andre polaritet vil fremkomme på kondensatoren C3 i avhengighet av polariteten til forskyvningen av senteret. Denne spenningen vil, når det mates tilbake over motstanden R9, virke til å trekke arbeidspunktet for omformeren tilbake til senter i området (forutsatt at korrekt fase benyttes). Sløyfeforsterkningen under denne tilstanden er stor på grunn av multiplikasjonseffekten til telleren 13. En alternativ, men mindre følsom løsning, ville man få ved å gjøre bruk av utgangen

Q fra den bistabile triggerkrets 12 for å drive integratoren.

Forutsatt at det er akseptabelt å redusere toppverdisignal-området til pulstetthetsmodulatoren med 0,5dB, ville det være mulig å forskyve senteret svakt slik at et forholdsvis stort inngangssignal, som bare ligger -26 dB under toppverdien, vil kreves for å krysse sentertrinnet. Dette er illustrert i fig. 4. Signalets hele amplitude (kurven a) er sentrert omkring den sanne senterlinjen X. Dersom toppverdiamplituden blir redusert med -0,5 dB (kurven b), vil det fullstendige men nå reduserte området bli forskjøvet (kurven c). Mens forskyvningen bare er 0,5 dB i forhold til det maksimale inngangssignalnivå, er det likevel stort nok til å oppta i sin helhet et inngangssignal hvis toppverdi er -26 dB under maksimalsignalet (kurve d). Dette vil medføre at de lavere nivåer av inngangssignalet kan digitaliseres og sendes ut med et høyere signal/støyforhold enn når det ar-beides over senterlinjen X. Det vil også bety at null signalstøy (passiv tilstand) vil bli redusert tilsvarende. Med andre ord oppnås en stor effekt for lave signalnivåer på bekostning av en liten reduksjon i det dynamiske området.

Tidligere har dette vært vanskelig å oppnå på grunn av den allestedsnærværende likespenningsbevegelse, men en egnet måte for å oppnå en definert forskyvning er å gjøre bruk av den automa-tiske sentreringsmetoden som er illustrert i fig. 3, og som på en egnet måte kan modifiseres som vist i fig. 5.

Datastrømmen som er pulstetthetsmodulert, oppviser et forhold mellom puls/ikke-puls som representerer likespenningsnivået for inngangssignalet over et gitt tidsrom. Tydeligvis vil, dersom inngangssignalet er en vekselstrøm, puls/ikke-puls-mønsteret forandres kontinuerlig, men omformeren vil sende ut et likespenningssignal ved fravær av et vekselstrømssignal og dette vil bli betraktet som en tilstand med null inngang (passiv tilstand) . Dersom telleren 13 med n-elementer (bits) alltid tilbakestilles til null slik at den mest signifikante bit (MSB) forandrer fortegn når antallet pulser i en gitt periode har overskredet 2 n~ 1-1, som er det normale sentrale nivå for omformeren, og utgangen har et likt forhold mellom pulser/ikke-pulser. Dersom nå telleren 13 tilbakestilles til et vilkårlig tall m istedenfor til null, vil den mest signifikante bit for-n—1

andres etter 2 -l-m pulser, og dette vil automatisk forskyve

nullinngangssignaltilstanden (linjen X i fig. 4) til det ønskede arbeidspunkt ved mekanismen som tidligere er beskrevet. Verdien for m velges slik at den tilpasses den ønskede forskyvning.

Dersom telleren er bygget opp slik at den vil telle til

n+1 bit og den ekstra bit blir tilført en ELLER-port 15 sammen med den n'te bit (den mest signifikante bit), vil dette forhindre at telleren løper full.

Claims (1)

1. Analog/digital omformer (A/D) som omfatter en første bistabil triggerkrets (11) med bare én tilstandsinngang (D) og en utgang (Q) som er komplementær til inngangstilstanden, terminalutstyr for å tilføre tidspulssignaler (fc) til triggerkretsen (11), kretsutstyr (Ri, Cl, 10, R4) for å føre et analogt signal som skal digitaliseres, til tilstandsinngangen (D) til triggerkretsen (11), en første tilbakekoblingskrets (via R2) fra komplementærutgangen (Q) i triggerkretsen (11) til tilstandsinngangen (D), hvilken første tilbakekoblingskrets (via R2) omfatter integreringsutstyr for å integrere signalet ved komplementærutgangen

fra triggerkretsen, karakterisert ved at den omfatter en andre bistabil triggerkrets (12) med bare én tilstandsinngang (D) og med en utgang (Q) som er en normal utgang som til enhver tid har en tilstand som tilsvarer inngangens (D) tilstand, terminalutstyr for å tilføre tidspulssignalene (fc) også til den andre triggerkretsen (12), idet den komplementære utgang (Q) fra den første triggerkretsen (11) blir ført til tilstandsinngangen (D) for den andre triggerkretsen (12), en andre tilbakekoblingskrets (via R3) fra den normale utgang (Q) i den andre triggerkrets (12) til kretsutstyret (RI, Cl) for til-førsel av analogssignalet til den første triggerkrets (11), hvilken andre tilbakekoblingskrets (via R3) omfatter filterutstyr (R3, C2) for filtrering av signalet fra den normale utgangen i den andre triggerkretsen (12) , idet- de første og de andre til- . bakekoblingskretser er utformet slik at amplituden til signalene i den andre tilbakekoblingskretsen er betydelig mindre enn amplituden til analogsignalet. 2. ' Omformer ifølge krav 1, karakterisert ved at kretsutstyret for å tilføre det analoge signal til den første, bistabile triggerkrets (11), omfatter en kdmparator (10) til hvis ene inngang analogsignalet føres og til hvis andre inngang det føres en terskelspenning (Vc), idet utgangen fra komparatoren (10) føres til tilstandsinngangen (D) til triggerkretsen (11). 3. Omformer ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at den omfatter en tredje tilbakekoblingskrets fra den komplementære utgangen (Q) i den andre, bistabile triggerkrets (12), idet den andre og den tredje tilbakekoblingskrets er koblet fra den andre triggerkrets (12) til basis på en første (T3) og henholdsvis en andre (T4) transistor, hvilke transistorer (T3, T4) er sammenkoblet slik at de utgjør en strømbryter (T3, T4), og en konstantstrøm-kilde .(-V, R6) som mater denne strømbryteren (T3, T4), idet en utgang (her kollektoren) fra den andre transistor (T4) er koblet til kretsutstyret for tilførsel av det analoge signal til den første triggerkrets (11). 4. Omformer ifølge krav 3, karakterisert ved at den omfatter temperaturkompenserende utstyr for stabilisering av den konstante strømkilde. 5. Omformer ifølge et hvilket som helst av de foregående krav, karakterisert ved at den omfatter en n-trinns pulsteller (13) til hvilken komplementærutgangen (Q) fra den andre, bistabile triggerkrets (12) er koblet, og en fjerde tilbakekoblingskrets fra pulstelleren (13) til kretsutstyret for tilførsel av analogsignalet til den første triggerkretsen, hvilken fjerde tilbakekoblingskrets omfatter utvelgelsesutstyr for utvelgelse av det mest signifikante element (bit) i et ord med n-elementer med en repitisjonsfrekvens som er en brøkdel av frekvensen (fc) til tidspulssignalene som føres til den første og den andre bistabile triggerkrets, integreringsutstyr for integre-ring av signalene som representerer de mest signifikante elementer (bits) valgt på denne måte, og tilbakestillingsutstyr for tilbakestilling av pulstelleren ved slutten av hvert ord som omfatter n-elementer (bits). 6. Omformer ifølge krav 5, karakterisert ved at tilbakestillingsutstyret er slik arrangert at det tilbake-stiller telleren til en tilstand som tilsvarer en telling m hvor 0 < m < n. 7. Omformer ifølge krav 5 eller 6, karakterisert ved at utvelgelsesutstyret for utvelgelse av de mest signifikante elementer (bits) omfatter en tredje, bistabil triggerkrets (14) til hvis tilstandsinngang utgangen fra det mest signifikante tellertrinn i telleren (13) er koblet, og terminalutstyr for å tilføre den tredje triggerkrets (14) tidspulssignaler med en frekvens fc/2n hvor f er frekvensen til tidspulssignalene som tilføres den første og den andre triggerkrets (11, 12), idet utgangen fra den tredje triggerkrets (14) som tilsvarer inngangen, føres til integratoren (R7, C3) i den fjerde tilbakekoblingskrets . 8. Omformer ifølge krav 7, karakterisert ved at telleren er modifisert til å telle til n + 1 elementer (bits) og etterfølges av en ELLER-port (15) til hvilken utgangene fra tellerens n'te og n + 1'te trinn føres mens utgangen fra ELLER-porten utgjør inngangen til den tredje bistabile triggerkrets (14) .