MX2011002447A - Balastro electronico que tiene un circuito inversor parcialmente auto-oscilante. - Google Patents

Abstract

Un balastro electrónico para excitar una lámpara de descarga de gas comprende un circuito inversor que opera en una forma parcialmente auto-oscilante. El circuito inversor comprende un convertidor en contrafase que tiene un transformador principal que tiene un devanado primario para producir un voltaje de CA de alta frecuencia, conmutadores de semiconductor acoplados de manera eléctrica al devanado primario del transformador principal para conducir corriente a través del devanado primario en una base alternativa, y circuitos de excitación en compuerta para controlar los conmutadores de semiconductor en una base de ciclo por ciclo. Los circuitos de excitación controlan (por ejemplo, encienden) los conmutadores de semiconductor en respuesta a primeras señales de control derivadas del transformador principal, y controlan (por ejemplo, apagan) los conmutadores de semiconductor en respuesta a segundas señales de control recibidas de un circuito de control. El circuito de control controla los conmutadores de semiconductor en respuesta a un valor pico de una integral de una corriente del inversor que fluye a través del circuito inversor.

Description

BALASTRO ELECTRÓNICO QUE TIENE UN CIRCUITO INVERSOR PARCIALMENTE AUTO-OSCILANTE CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se relaciona con balastros electrónicos para lámparas de descarga de gas, tales como lámparas fluorescentes. De manera más específica, la presente invención se relaciona con un balastro electrónico de regulación de intensidad de dos hilos para energizar y controlar la intensidad de una lámpara fluorescente en respuesta un voltaje de fase controlada.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN El uso de lámparas de descarga de gas, tales como lámparas fluorescentes, como sustituciones de lámparas incandescentes convencionales, ha incrementado mucho durante los últimos años. Las lámparas fluorescentes son más eficientes y proporcionan una vida operativa más larga cuando se comparan con las lámparas incandescentes . En ciertas áreas, tal como California, por ejemplo, la ley del estado requiere que ciertas áreas de nueva construcción se adapten para el uso de lámparas fluorescentes exclusivamente.

Una lámpara de descarga de gas debe excitarse por un balastro para iluminar adecuadamente. El balastro recibe un voltaje de corriente alterna (CA) desde una fuente de energía de CA y genera una corriente de alta frecuencia adecuada para excitar la lámpara fluorescente. Los balastros de regulación de intensidad, que pueden controlar la intensidad de una lámpara fluorescente conectada, típicamente tiene por lo menos tres conexiones: hasta un voltaje con corriente conmutada desde la fuente de energía de CA, hasta un lado neutral de la fuente de energía de CA, y hasta una señal de control de intensidad deseada, tal como el voltaje de fase controlada desde un circuito de regulación de intensidad de tres hilos estándar. Algunos balastros electrónicos de regulación de intensidad, tales como circuito regulador de intensidad Tu-Wire® fluorescente fabricado por Lutron Electronics Co . , Inc., sólo requieren dos conexiones, por ejemplo, hacia el voltaje de fase controlada desde el circuito de regulador de intensidad hasta el lado neutral de la fuente de energía de CA.

La mayoría de los circuitos de balastro de la técnica anterior típicamente se ha diseñado y pretendido para su uso en aplicaciones comerciales. Esto ha provocado que la mayoría de los balastros de la técnica anterior sean más bien costosos y bastante difíciles de instalar y dar servicio, y de este modo no son adecuados para instalaciones residenciales. De este modo existe la necesidad de un balastro electrónico de regulación de intensidad de dos hilos de bajo costo pequeño, el cual puede utilizarse por el cliente consiente de la energía en combinación con una lámpara fluorescente como sustitución de una lámpara incandescente.

SUMARIO DE LA INVENCIÓN De acuerdo con una modalidad de la presente invención, un balastro electrónico para excitar una lámpara de descarga de gas comprende un condensador de bus para producir un voltaje de bus de CD sustancialmente, un circuito inversor para convertir el voltaje de bus de CD en un voltaje de CA de alta frecuencia para excitar la lámpara, y un circuito de control. El circuito inversor comprende un transformador principal que tiene un devanado primario para producir un voltaje de CA de alta frecuencia, primer y segundo conmutadores de semiconductor electrónicamente acoplados al devanado primario del transformador principal para conducir la corriente a través del devanado primario en una base alternativa, y primer y segundo circuitos de excitación para controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductor, respectivamente en una base de ciclo por ciclo. El circuito de control se acopla al primer y segundo circuitos de excitación de circuito inversor para controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductor. El primer y segundo circuitos de excitación controlan el primer y segundo conmutadores respectivos de semiconductor en respuesta a las primeras señales de control derivadas del transformador principal y las segundas señales de control recibidas del circuito de control.

Un convertidor de energía de muíti-conmutación para un balastro electrónico también se describe en la presente. El convertidor de energía comprende un transformador principal que tiene un devanado primario para producir un voltaje de salida oscilante, y en el primer y segundo conmutadores de semiconductor electrónicamente acoplados al devanado primario del transformador principal para conducir la corriente a través del devanado primario en una base alternativa. El convertidor de energía además comprende un primer circuito de excitación que puede operar para controlar el primer conmutador de semiconductor en una base de ciclo por ciclo en respuesta a una primera señal de control derivada del transformador principal y una segunda señal de control recibida de un circuito de control externo. Adicionalmente, el primer circuito de excitación puede controlar el primer conmutador de semiconductor, y el convertidor de energía además puede comprender adicionalmente un segundo circuito de excitación para controlar el segundo conmutador de semiconductor en una base de ciclo por ciclo en respuesta a un tercera señal de control derivada del I I transformador principal y una cuarta señal de control recibida del circuito de control externo. ¡ De acuerdo con otra modalidad de la presenté invención, un convertidor de energía de mul i-conmutación j comprende (1) un transformador principal que tiene uji devanado primario para producir un voltaje de salida i i oscilante; (2) primer y segundo conmutadores de semiconductor acoplados electrónicamente al devanado primario del transformador principal para conducir la corriente a través del devanado primario en una base alternativa; y (3) primer y segundo circuitos de excitación para controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductor, respectivamente, en una base de ciclo por ciclo en respuesta a las primeras 1 > señales de control derivadas del transformador principal y las segundas señales de control recibidas desde un circuito de control externo . ¡ Un método para excitar una lámpara de descarga de gas desde un balastro electrónico que tiene un circuito inversor y un circuito de control también se describe. El circuito inversor comprende un transformador principal qüe tiene un devanado primario acoplado a través de una salida del circuito inversor, primer y segundo conmutadores de semiconductor acoplados electrónicamente al devanado primario de transformador principal, y primer y segundo circuitos de excitación acoplados al primer y segundo conmutadores de semiconductor, respectivamente. El método comprende las etapas de: (1) producir un voltaje de CA de alta frecuencia a través del devanado primario del transformador principal; (2) derivar las primeras señales de control desde el transformador principal; (3) recibir la segunda señales de control desde el circuito de control; y (4) controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductor en una base de ciclo por ciclo para conducir la corriente a través del devanado primario en una base alternativa en respuesta a la primera y segunda señales de control . ! Además, un circuito inversor, el cual comprende un condensador de bus, un transformador, un primer y segundo conmutadores de controlador y un circuito de control, se describe en la presente. El transformador tiene un devanado primario que comprende primera y segunda porciones de devanado conectadas en una toma central y que tiene primera :y segunda terminales . El condensador de bus se conecta a través de un voltaje de bus de CD entre la toma central y un punto en común. El primer conmutador se acopla entre el punto común y la primera terminal del devanado primario, mientras el segundo conmutador se acopla entre el punto común y la segunda terminal del devanado primario. El circuito de control controla el estado de conducción del primer y segundó conmutadores, de manera que una corriente fluye desde el condensador de bus alternativamente a través de la primera y segunda porciones de devanado por lo que genera un voltaje de onda sustancialmente cuadrada que tiene una magnitucl aproximadamente 2 veces el voltaje del bus de CD a través desdevanado primario. El circuito de control comprende primer y segundo circuitos de excitación, uno para cada conmutador!, i acoplados para controlar las entradas del primer y segundó conmutadores, respectivamente. El primer y segundo circuitos de excitación reciben primeras y segundas señales de control respectivas. El transformador tiene primer y segundó devanados de excitación magnéticamente acoplados, uno para cada conmutador cuya corriente en el primer y segundo circuitos de excitación, respectivamente, encienden de manera alternativa el primer y segundo conmutadores. Adicionalmenté, las primeras y segundas señales de control vuelven al primer y segundo conmutadores no conductivos antes de que las corrientes del primer y segundo devanados de excitación vuelvan al primer y segundo conmutadores respectivamente, conductivos .

De acuerdo con otra modalidad de la presente invención, un balastro electrónico para excitar una lámpara de descarga de gas comprende un condensador de bus para producir un voltaje de bus de CD sustancialmente, un circuito inversor para convertir el voltaje de bus de CD en un voltaje de CA de alta frecuencia para excitar la lámpara, un circuito de medición de corriente de lámpara operativo para generar una señal de control de corriente de lámpara representativa I de la magnitud de una corriente de lámpara que fluye a través i de la lámpara, y un circuito de control operativo para recibir la señal de control de corriente de lámpara y para I controlar el circuito inversor en respuesta a la magnitud dé la corriente de lámpara. El circuito inversor comprende un transformador principal que tiene un devanado primario para producir un voltaje de CA de alta frecuencia, primer y segundo conmutadores de semiconductor acoplados electrónicamente al devanado primario de transformador-principal para conducir la corriente a través del devanadb primario en una base alternativa, y .primer y segundó circuitos de excitación que controlan el primer y segundo conmutadores de semiconductor, respectivamente, en una base de ciclo por ciclo. El circuito de control se acopla al primer y segundo circuitos de excitación de circuito inversor para controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductores en respuesta a la magnitud de la corriente de la lámpara. El primer y segundo circuitos de excitación i controlan el primer y segundo conmutadores de semiconductor, respectivamente, en respuesta a una primera señal de control derivada , del transformador principal y una segunda señal de control recibida del circuito de control.

De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, un convertidor de energía de conmutación genera un voltaje de CA de alta frecuencia a partir de un voltaje de bus de CD sustancialmente producido a través de un condensador de bus . El convertidor de energía de conmutación comprende un conmutador de semiconductor adaptado para conducir una corriente del convertidor a través del condensador de bus, y un circuito de control operativo para escalar la corriente del convertidor para producir una corriente escalada, integrar la corriente escalada para generar una señal de control integral representativa de la corriente escalada, comparar la señal de control integral con un voltaje de umbral, y volver al conmutador de semiconductor no conductivo en respuesta a la señal de control integral que alcanza el voltaje de umbral.

Un método para controlar un convertidor de energía de conmutación para un balastro electrónico, también se describe en la presente. El convertidor de energía tiene un condensador de almacenamiento de energía y por lo menos un conmutador de semiconductor para conducir una corriente del convertidor. El método comprende las etapas de: (1) escalar la corriente del convertidor para producir una corriente escalada; (2) integrar la corriente escalada para generar una señal de control integral representativa de la corriente escalada; (3) comparar la señal de control integral con un voltaje de umbral; y (4) volver al conmutador de semiconductor no conductivo en respuesta a la señal de control integral que alcanza el voltaje de umbral.

De acuerdo con otra modalidad de la presente invención, un balastro electrónico para excitar una lámpara de descarga de gas comprende: (1) un condensador de bus para producir un voltaje de bus de CD sustancialmente; (2) un circuito inversor para convertir el voltaje de bus de CD en un voltaje de CA de alta frecuencia para excitar la lámpara, el circuito inversor comprende un conmutador de semiconductor adaptado para conducir una corriente del convertidor; y (3) un circuito de control operativo para escalar la corriente del convertidor para producir una corriente escalada, integrar la corriente escalada para generar una señal de control integral representativa de la corriente escalada, comparar la señal de control integral con un voltaje de umbral, y volver al conmutador de semiconductor no conductivo en respuesta a la señal de control integral que alcanza el voltaje de umbral.

De acuerdo con aún otra modalidad de la presente invención, un circuito inversor para un balastro electrónico comprende un transformador que tiene un devanado primario que comprende primera y segunda porciones de devanado conectadas a una toma central y que tiene primera y segunda terminales, un condensador de bus conectado a través de un voltaje de bus de CD entre la toma central y un punto común, el primer y segundo conmutadores controlados, y un circuito de control para controlar el estado de conducción del primer y segundo conmutadores. El primer conmutador se acopla entre el punto común y la primera terminal del devanado primario, mientras el segundo conmutador se acopla entre el punto común y la segunda terminal del devanado primario. El circuito de control proporciona primera y segunda señales de control para controlar las entradas de los conmutadores respectivos, por lo que el primer y segundo conmutadores se vuelven alternativamente conductivos para generar un voltaje de onda sustancialmente cuadrada que tiene una magnitud aproximadamente dos veces el voltaje de bus de CD a través del devanado primario. El circuito de control escala la corriente consumida a través del primer y segundo conmutadores para producir una señal de corriente escalada, integra la señal de corriente escalada para producir una señal integrada, y vuelve a los conmutadores no conductivos en respuesta a la señal integrada que alcanza un voltaje de umbral .

De acuerdo con otra modalidad de la presente invención, un balastro electrónico para excitar una lámpara de descarga de gas comprende un condensador de bus conectado a través de un voltaje de bus de CD, un circuito inversor para recibir el voltaje de bus de CD y para generar un voltaje de onda sustancialmente cuadrada que tiene una magnitud aproximadamente dos veces el voltaje de bus de CD y un circuito de tanque resonante para recibir el voltaje de onda cuadrada y generar un voltaje sinusoidal para excitar la lámpara. El circuito inversor comprende un transformador que tiene un devanado primario que comprende primera y segunda porciones de devanado conectadas en una toma central y que tiene primera y segunda terminales. El condensador de bus se conecta entre la toma central y un punto común. El circuito inversor además comprende primer y segundo conmutadores acoplados entre el punto común y la primera y segunda terminales respectivas del devanado primario, y un circuito de control para controlar el estado de conducción del primer y segundo conmutadores . El circuito de control proporciona primera y segunda señales de control para controlar las entradas de los conmutadores respectivos , por lo que el primer y el segundo conmutadores se vuelven alternativamente conductivos para generar un voltaje de onda sustancialmente cuadrada que tiene una magnitud aproximadamente dos veces el voltaje de bus de CD a través del devanado primario. El circuito de control escala la corriente consumida a través del primer y segundo conmutadores para producir una señal de corriente escalada, integra la señal de corriente escalada para producir una señal integrada, y vuelve a los conmutadores no conductivos en respuesta a la señal integrada que alcanza un voltaje de umbral.

Otras características y ventajas de la presente invención se volverán aparentes a partir de la siguiente descripción de la invención que se refiere a las figuras anexas .

BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS La Figura 1 es un diagrama de bloque simplificado de un sistema que incluye un balastro electrónico de regulación de intensidad para excitar una lámpara fluorescente de acuerdo con una primera modalidad de la presente invención; la Figura 2 es un diagrama de bloque simplificado que muestra el balastro electrónico de regulación de intensidad de la Figura 1 en mayor detalle; la Figura 3 es un diagrama esquemático simplificado que muestra un condensador de bus, una resistencia de detección, un circuito inversor, y un tanque resonante del balastro electrónico de regulación de intensidad en la Figura 2 en mayor detallejía Figura 4 es un diagrama esquemático simplificado que muestra un transformador de corriente del tanque resonante de la Figura 3 en mayor detalle; la Figura 5 es un diagrama esquemático simplificado que muestra en mayor detalle un convertidor en contrafase, el cual incluye el circuito inversor, el condensador de bus y la resistencia de detección de la Figura 3 ; la Figura 6 es un diagrama simplificado de formas de onda que muestran la operación del convertidor en contrafase y el circuito de control del balastro de la Figura 2 durante la operación normal ; la Figura 7 es un diagrama esquemático simplificado de un circuito de medición del balastro de la Figura 2 para medir un voltaje de lámpara y una corriente de lámpara de la lámpara fluorescente; la Figura 8 es un diagrama simplificado que muestra el voltaje de lámpara, un componente real de la corriente de lámpara, y un componente reactivo de la corriente de lámpara de la lámpara fluorescente; la Figura 9 es un diagrama de bloque simplificado de un circuito de control del balastro de la Figura 2 ; la Figura 10A y la Figura 10B son diagramas esquemáticos simplificados del circuito de control de la Figura 9 ; la Figura 11 es un diagrama de flujo simplificado de un procedimiento objetivo de corriente de lámpara ejecutado periódicamente por un microcontrolador del circuito de control de la Figura 9; la Figura 12 es un diagrama de flujo simplificado de un procedimiento de arranque ejecutado por el microcontrolador del circuito de control de la Figura 9; la Figura 13 es un diagrama de bloque simplificado de un balastro electrónico de regulación de intensidad de acuerdo con una segunda modalidad de la presente invención; la Figura 14 es un diagrama esquemático simplificado que muestra una bomba de carga, un circuito inversor, y circuito de tanque resonante del balastro de la Figura 13 en mayor detalle; y la Figura 15 es un diagrama esquemático simplificado de un circuito de medición de corriente de lámpara del circuito de medición de la Figura 7 de acuerdo con una tercera modalidad de la presente invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN El sumario anterior, así como la siguiente descripción detallada de las modalidades preferidas, se entienden mejor cuando se leen junto con las figuras anexas. Para propósitos de ilustrar la invención, se muestra en las figuras una modalidad que actualmente se prefiere en la cual números similares representan partes similares a través de las diversas vistas de las figuras, se entiende, sin embrago, que la invención no se limita a los métodos específicos e instrumentos descritos.

La Figura 1 es un diagrama de bloque simplificado de un sistema que incluye un balastro electrónico de regulación de intensidad 100 para excitar una lámpara fluorescente 102 de acuerdo con una primera modalidad de la presente invención. El balastro 100 se acopla al lado con corriente de una fuente de energía de corriente alterna (CA) 104 (por ejemplo, 120VCA, 60 Hz) a través de un conmutador de regulador de intensidad 106 de dos hilos convencional. El conmutador de regulador de intensidad 106 típicamente incluye un conmutador de semiconductor bidireccional (no mostrado) , tal como por ejemplo, un triac o de transistores de doble efecto de campo (FETs) acoplados en una conexión anti-serie, para proporcionar un voltaje de fase controlada VPC (es decir un voltaje con corriente regulada) al balastro 100. Utilizar una técnica de regulación de intensidad de control de fase directa estándar, un conmutador de semiconductor bidireccional se vuelve conductivo en un tiempo específico cada medio ciclo de la fuente de energía de CA y sigue siendo conductivo durante un periodo de conducción Tcon cada medio ciclo. El conmutador de regulador de intensidad 106 se puede operar para controlar la cantidad de energía suministrada al balastro 100 al controlar la longitud del periodo de conducción TCON.

El balastro 100 de la Figura 1 sólo requiere dos conexiones: al voltaje de fase controlada VPC desde el conmutador de regulador de intensidad 106 y hasta el lado neutral de la fuente de energía de CA 104. El balastro 100 se puede operar para controlar el encendido y apagado de la lámpara 102 y para ajustar la intensidad de la lámpara desde un extremo bajo (es decir, una intensidad mínima) hasta un extremo alto (es decir una intensidad máxima) en respuesta al periodo de conducción TCON del voltaje de fase controlada VPC.

La Figura 2 es un diagrama de bloque simplificado que muestra el balastro electrónico de regulación de intensidad 100 en mayor detalle. El balastro electrónico 100 comprende un circuito de "terminal de entrada" 120 y un circuito de "terminal de salida" 130. El circuito de terminal de entrada 120 incluye un filtro de interferencia por radio frecuencia (RFI) 122 para reducir el ruido proporcionado y en la red eléctrica de CA y un rectificador 124 de onda completa para recibir el voltaje de fase controlada VPC y generar un voltaje rectificado VRECT- El voltaje rectificado VRECT se acopla a un condensador de bus ( CBus ) que a través de un diodo D126 para producir un voltaje de bus Vbus de CD sustancialmente a través del condensador de bus CBus - La- terminal negativa del condensador de bus CBus se acopla a una conexión común de CD de rectificador (como se muestra en la Figura 2 ) .

El circuito de terminal de salida 130 del balastro incluye un convertidor de energía, por ejemplo, un circuito inversor 140 , para convertir el voltaje de bus VBus ele CD en un voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia. La onda cuadrada VSQ de alta frecuencia (es decir un voltaje de CA de alta frecuencia) se caracteriza por una frecuencia operativa . fpp (y un periodo operativo T0p = l/f0p ) · El circuito de terminal salida 130 del balastro además comprende un circuito de salida, por ejemplo, un circuito de tanque resonante 150 ¦ "simétrico" para filtrar el voltaje de onda cuadrada VSQ para producir sustancialmente un voltaje sinusoidal VSiN de CA de alta frecuencia, el cual se acopla a los electrodos de la lámpara 102 . El circuito inversor 140 se acopla a la entrada negativa del condensador de bus CBus de CD mediante una resistencia de detección RDETECCIÓN. Un voltaje de detección VDETECCIÓN (el cual se refiere a una conexión común de circuito como se muestra en la Figura 2 ) se produce a través de la resistencia de detección RDETECCIÓN en respuesta a una corriente del inversor iINV generada a través del condensador de bus CBus durante la operación del circuito inversor 140 . La resistencia de detección RDETECCIÓN se acopla entre la conexión común de CD del rectificador y la conexión común del circuito y tiene, por ejemplo, una resistencia de 1O .

El balastro 100 además comprende un circuito de control 160 , el cual controla la operación del circuito inversor 140 y de este modo la intensidad de la lámpara 102 . Un suministro de energía 162 genera un voltaje de suministro de CD Vcc (por ejemplo, 5 VCD) para energizar el circuito de control 160 y otra circuitería de bajo voltaje del balastro 100 .

El circuito de control 160 se puede operar para determinar una intensidad de iluminación deseada para la lámpara 102 (específicamente, una corriente de lámpara objetivo Iobjetivo) en respuesta a un circuito de detección de cruce por cero 164 . El circuito de detección de cruce por cero 164 proporciona una señal de control de cruce por cero Vzc representativa de los cruces por cero del voltaje con fase controlada VPC del circuito de control 160 . Un cruce por cero se define como el tiempo en el cual el voltaje de fase controlada VPC cambia de tener una magnitud de sustancialmente cero voltios al tener una magnitud mayor que un umbral de cruce por cero predeterminado VTH-zc (y viceversa) cada medio ciclo. Específicamente, el circuito de detección de cruce por cero 164 compara la magnitud del voltaje rectificado con el umbral de cruce por cero predeterminado VTH-zc (por ejemplo aproximadamente 20 V) , y excita la señal de control de cruce por cero Vzc en elevación (es decir, a un alto nivel lógico, tal como aproximadamente el voltaje de suministro de CD VCc) cuando la magnitud del voltaje rectificado VRECT es menor que el umbral de cruce por cero predeterminado VTH-zc- Además, el circuito de detección de cruce por cero 164 excita la señal de control de cruce por cero VZc en reducción (es decir, a un bajo nivel lógico, tal como aproximadamente circuito común) cuando la magnitud del voltaje rectificado VRECT es mayor que el umbral de cruce por cero predeterminado VTH-ZC- El circuito de control 160 se puede operar para determinar la corriente de lámpara objetivo IOBJETIVO de la lámpara 102 en respuesta al periodo de control TCON del voltaje de controlada VPC. El circuito de control 160 se puede controlar para controlar el valor pico de la integral de la corriente del inversor IINV que fluye en el circuito inversor 140 para controlar de manera indirecta la frecuencia operativa f0p del voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia, y de este modo controlar la intensidad de la lámpara 102 a la intensidad de iluminación deseada.

El balastro 100 además comprende un circuito de medición 170, el cual proporciona una señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT y una señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR en el circuito de control 160. El circuito de medición 170 responde al circuito inversor 140 y el circuito de tanque resonante 150, de manera que la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT es representativa de la magnitud de un voltaje de lámpara VLAMP medido a través de los electrodos de la lámpara 102, mientras la señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR es representativa de la magnitud de una corriente de lámpara ILAMP que fluye a través de la lámpara.

El circuito de control 160 se puede operar para controlar la operación del circuito inversor 140 en respuesta al voltaje de detección VDETECCIÓN producido a través de la resistencia de detección RDETECCIÓN, la señal de control de cruce por cero VZc desde el circuito de detección de cruce por cero 164, la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT/ y la señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR. Específicamente, el circuito de control 160 controla la operación del circuito inversor 140, para controlar la corriente de lámpara ILAMP hacia la corriente de lámpara objetivo IoBJETIVO.

La Figura 3 es un diagrama esquemático simplificado que muestra el circuito inversor 140 y el circuito de tanque resonante 150 en mayor detalle. Como se muestra en la Figura 3 , el circuito inversor 140, el condensador de bus CBus, y la resistencia de detección RDETECCIÓN forman un convertidor en contrafase. Sin embargo, la presente invención no se limita a balastros electrónicos de regulación de intensidad que sólo tienen convertidores en contrafase. El circuito inversor 140 comprende un transformador principal 210 que tiene un devanado primario en toma central que se acopla a través de una salida del circuito inversor 140. El voltaje de una cuadrada de alta frecuencia Vs<2 del circuito inversor 140 se genera a través del devanado primario del transformador principal 210. La toma central del devanado primario del , transformador principal 210 se acopla al voltaje de bus VBUs de CD.

El circuito inversor 140 además comprende primer y segundo conmutadores de semiconductor, por ejemplo, transistores de efecto de campo (FETs) Q220, Q230, los cuales se acoplan entre los extremos de terminal del devanado primario del transformador principal 210 y el circuito común. Los FETs Q220, Q230 tienen entradas de control (es decir, compuertas) que se acoplan al primer y segundo circuitos de excitación en compuerta 222, 232 respectivamente, para volver a los FETs conductivos y no conductivos. Los circuitos de excitación en compuerta 222, 232 reciben la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI y VDRV_FET2 desde el circuito de control 160, respectivamente. Los circuitos de excitación en compuerta 222, 232 también se acoplan de manera eléctrica los devanados de excitación 224, 234 respectivos que se acoplan de manera magnética al devanado' primario del transformador principal 210.

El convertidor en contrafase del balastro 100 muestra un comportamiento parcialmente auto-oscilante puesto que los circuitos de excitación en compuerta 222, 232 se pueden operar para controlar la operación de los FETs Q220, Q230 en respuesta a las señales de control recibidas desde el circuito de control 160 y el transformador principal 210. Específicamente, los circuitos de excitación en compuerta 222, 232 se pueden operar para encender (es decir, volver conductivos) los FETs Q220, Q230 en respuesta a las señales de control desde los devanados de excitación 224, 234 del transformador principal 210, y para apagar (es decir, volver no conductivos) los FETs en respuesta a las señales de control (es decir, la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI y VDRV_FET2) desde el circuito de control 160. Los FETs Q220, Q230 pueden volverse conductivos en una base alternativa, es decir, de manera que el primer FET Q220 no es conductivo cuando el segundo FET Q230 es conductivo, y viceversa .

Cuando el primer FET Q220 es conductivo, el extremo de terminal del devanado primario conectado al primer FET Q220 se acopla de manera eléctrica al circuito común. Por consiguiente, el voltaje de bus VBUs de CD se proporciona a través de la mitad del devanado primario del transformador principal 210, de manera que el voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia en la salida del circuito inversor 140 (es decir, a través del devanado primario del transformador principal 210) tiene una magnitud de aproximadamente dos veces el voltaje del bus (es decir, 2 VBus) con un potencial de voltaje positivo presente desde el nodo B hasta el nodo A, como se muestra en la Figura 3. Cuando el segundo FET Q230 es conductivo y el primer FET Q230 no es conductivo, el extremo de terminal del devanado primario conectado al segundo FET Q220 se acopla de manera eléctrica al circuito común. El voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia en la salida del circuito inversor 140 tiene una polaridad opuesta diferente de cuando el primer FET Q220 es conductivo (es decir, un potencial de voltaje positivo ahora se presenta del nodo B al nodo A) . Por consiguiente, el voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia tiene una magnitud de dos veces el voltaje de bus VBUS que cambia la polaridad en la frecuencia operativa del circuito inversor (como se muestra en la Figura 6 ) .

Como se muestra en la Figura 3, los devanados de excitación 224, 234 del transformador principal 210 también se acoplan al suministro de energía 160, de manera que el suministro de energía se puede operar para consumir la corriente para generar el voltaje de suministro de CD VCc de los devanados de excitación durante la operación normal del balastro 110. Cuando el balastro 100 se enciende por primera vez, el suministro de energía 162 consume la corriente de la salida del rectificador 124 a través de una trayectoria de alta impedancia (por ejemplo, aproximadamente 50 kQ) para generar un voltaje de suministro no regulado VUNREG- El suministro de energía 162 no genera el voltaje de suministro de CD VCc hasta que la magnitud del voltaje de suministro no regulado VUNREG ha incrementado a un nivel predeterminado (por ejemplo, 12 V ) para permitir que el suministro de energía consuma una pequeña cantidad de corriente para cargarse adecuadamente durante el arranque del balastro 100. Durante la operación normal del balastro 100 (es decir, cuando el circuito inversor 140 opera normalmente) , el suministro de energía 162 consume la corriente para generar el voltaje de suministro no regulado VUNREG y el voltaje de suministro de CD Vcc de los devanados de excitación 224, 234 del circuito inversor 140. El voltaje de suministro no regulado VUNREG tiene un voltaje pico de aproximadamente 15 V y una fluctuación de aproximadamente 3 V durante la operación normal . El suministro de energía 162 también genera un segundo voltaje de suministro de CD VCc2 el cual tiene una magnitud mayor que el voltaje de suministro de CD Vcc (por ejemplo, aproximadamente 15 VCD) · El voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia) se proporciona al circuito de tanque resonante 150, el cual consume una corriente de tanque ISUBTANQUE (Figura 4) del circuito inversor 140. El circuito de tanque resonante 150 incluye un inductor resonante "dividido" 240, el cual tiene primer y segundo devanados que se acoplan de manera magnética alrededor de un núcleo magnético común (es decir, un ensamblaje de inductor) . El primer devanado se acopla de manera directa y eléctrica al nodo A en la salida del circuito inversor 140, mientras el segundo devanado se acopla de manera directa y eléctrica al nodo B en la salida del circuito inversor. Un condensador resonante "dividido", el cual se forma por la combinación serial de los dos condensadores C250A, C250B (es decir, un ensamblaje de condensador) se acopla entre el primer y segundo devanados del inductor resonante dividido 240. La unión de los dos condensadores C250A, C250B se acopla al voltaje de bus VBus» es decir, a la unión del diodo D126, el condensador de bus CBUS Y la toma central del transformador 210. El inductor resonante dividido 240 y los condensadores C250A, C250B operan para filtrar el voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia para producir el voltaje sustancialmente sinusoidal VSiN (entre el nodo X y el nodo Y) para excitar la lámpara 102. El voltaje sinusoidal VSIN se acopla a la lámpara 102 a través de un condensador de bloqueo C255 de bloqueo de CD, el cual evita que cualquiera de las características de la lámpara de CD afecten adversamente el inversor .

La topología simétrica (o dividida) del circuito de tanque resonante 150 reduce el ruido de RFI producido en los electrodos de la lámpara 102. El primer y segundo devanados del inductor resonante dividido 240 se caracterizan cada uno por capacitancias parásitas acopladas entre los hilos de conexión de los devanados. Estas capacitancias parásitas forman divisores capacitivos con los condensadores C250A, C250B, de manera que el ruido de RFI generado por el voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia del circuito inversor 140 se atenúa en la salida del circuito de tanque resonante 150, por lo que mejora el rendimiento de RFI del balastro 100.

El primer y segundo devanados del inductor resonante dividido 240 también se acoplan de manera magnética a los devanados de dos filamentos 242, los cuales se acoplan de manera eléctrica a los filamentos de la lámpara 102. Antes de que se encienda la lámpara 102, los filamentos de la lámpara deben calentarse para prolongar la vida de la lámpara. Específicamente, durante un modo de precalentamiento antes de encender la lámpara 102, la frecuencia operativa f0p del circuito inversor 140 se controla en una frecuencia de precalentamiento fPRE, de manera que la magnitud del voltaje generado a través del primer y segundo devanados del inductor resonante dividido 240 es sustancialmente mayor que la magnitud del voltaje producido a través de los condensadores C250A, C250B. Por consiguiente, en este tiempo, los devanados 242 de filamentos proporcionan voltajes de filamento a los filamentos de la lámpara 102 para calentar los filamentos. , Después de que se calientan adecuadamente los filamentos, la frecuencia operativa f0p del circuito inversor 140 se controla de manera que la magnitud del voltaje a través de los condensadores C250A, C250B incrementa hasta que la lámpara 102 se enciende y la corriente de lámpara ILAMP comienza a fluir a través de la lámpara.

El circuito de medición 170 se acopla de manera eléctrica a un primer devanado auxiliar 260 (el cual se acopla de manera magnética al devanado primario del transformador principal 210) y a un segundo devanado auxiliar 262 (el cual se acopla de manera magnética al primer y segundo devanados del inductor resonante dividido 240) . El voltaje generado a través del primer devanado auxiliar 260 es representativo de la magnitud del voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia del circuito inversor 140, mientras el voltaje generado a través del segundo devanado auxiliar 262 es representativo de la magnitud del voltaje a través del primer y segundo devanados del inductor resonante dividido 240. Puesto que la magnitud del voltaje de lámpara VLAMP es aproximadamente igual a la suma del voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia y el voltaje a través del primer y segundo devanados del inductor resonante dividido 240, el circuito de medición 170 se puede operar para generar la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT en respuesta a los voltajes a través del primer y segundo devanados auxiliares 260, 262.

El voltaje sinusoidal de alta frecuencia VSiN generado por el circuito de tanque resonante 150 se acopla a los electrodos de la lámpara 102 mediante un transformador de corriente 270. Específicamente, el transformador de corriente 270 tiene dos devanados primarios que se acoplan en serie con cada uno de los electrodos de la lámpara 102. El transformador de corriente 270 también tiene dos devanados secundarios 270A, 270B que se acoplan de manera magnética a los dos devanados primarios, y se acoplan de manera eléctrica al circuito de medición 170. El circuito de medición 170 se puede operar para generar una señal de control de corriente de lámpara ILAMP en respuesta a las corrientes generadas a través de los devanados secundarios 270A, 270B del transformador de corriente 270.

La Figura 4 es un diagrama esquemático simplificado que muestra el transformador de corriente 270 y las conexiones del transformador de- corriente a los componentes del circuito de tanque resonante 150 y los electrodos de la lámpara 102 en mayor detalle. La lámpara 102 se caracteriza típicamente por un acoplamiento CEi, CE2 capacitivo entre cada uno de los electrodos y la conexión a tierra, por ejemplo, la caja de conexiones en la cual se monta el balastro 100 o el accesorio en el cual se instala la lámpara 102 (es decir, un alojamiento conductivo del balastro 100 que se conecta a la tierra) . Estos acoplamientos CEi, CE2 capacitivos generan corrientes de modo común que fluyen a través de los devanados primarios del transformador de corriente 270. Las corrientes de modo diferencial que fluyen a través de los devanados primarios del transformador de corriente 270 son representativas de la magnitud de la corriente de lámpara ILAMP que fluye a través de la lámpara 102 y de este modo la intensidad de la lámpara. Por lo tanto, los devanados primarios del transformador de corriente 270 se acoplan en serie con cada uno de los electrodos de la lámpara 102 como se muestra en la Figura 4, de manera que las corrientes de modo diferencia en los electrodos de la lámpara se agregan y las corrientes de modo común y los electrodos se restan. Aunque el transformador de corriente 270 se muestra teniendo dos devanados primarios y dos devanados secundarios, el transformador de corriente podría implementarse alternativamente como dos transformadores separados, cada uno teniendo un devanado primario y un devanado secundario.

La operación de circuito de medición 170 para generar la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT y la señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR en respuesta a las corrientes a través de los devanados secundarios 270A, 270B del transformador de corriente 270 se describe en mayor detalle en lo siguiente con referencia a la Figura 7.

La Figura 5 es un diagrama esquemático simplificado del convertidor en contra fase (es decir, el circuito inversor 140, el condensador de bus CBus Y la resistencia de detección RDETECCIÓN) que muestran los circuitos de excitación en compuerta 222, 232 en mayor detalle. La Figura 6 es un diagrama simplificado de las formas de onda que muestran la operación del convertidor en contra fase durante la operación normal del balastro 100.

Como se menciona previamente, el primer y segundo FET Q220, Q230 se vuelven conductivos en respuesta a las señales de control proporcionadas desde el primer y segundo devanados de excitación 224, 234 del transformador principal 210, respectivamente. El primer y segundo circuito de excitación en compuerta 222, 232 se pueden operar para volver a los FET Q220, Q230 no conductivos en respuesta a la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI VDRV_FET2 generadas por el circuito de control 160, respectivamente. El circuito de control 160 excita la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI, VDRV_FET2 en elevación y reducción simultáneamente, de manera que la primera y segunda señales de excitación de FET son las mismas. Por consiguiente, los FET Q220, Q230 no son conductivos, al mismo tiempo, pero son conductivos en una base alternativa, de manera que el voltaje de onda cuadrada se genera con la frecuencia operativa adecuada f0P .

Cuando el segundo FET Q230 es conductivo, la corriente de tanque ITANQUE fluye a través de la primera mitad del devanado primario del transformador principal 210 al circuito de tanque resonante 150 (es decir, desde el condensador de bus CBus hasta el nodo A como se muestra en la Figura 5) . Al mismo tiempo, una corriente IINV2 (la cual tiene una magnitud igual a la magnitud de la corriente de tanque) fluye a través de una segunda mitad del devanador primario (como se muestra en la Figura 5) . Similarmente, cuando el primer FET Q220 es conductivo, la corriente de tanque ITANQUE fluye a través de la segunda mitad del devanador primario del transformador principal 210, y una corriente IINVI da cual tiene una magnitud igual a la magnitud de la corriente de tanque) fluye a través de la primera mitad del devanador primario. Por consiguiente, la corriente del inversor Iiw tiene una magnitud igual a aproximadamente el doble de la magnitud de la corriente de tanque ITANQUE- Cuando el primer FET Q220 es conductivo, la magnitud del voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia es aproximadamente el doble del voltaje de bus VBus medido desde el nodo B hasta el nodo A. Como se menciona previamente, la corriente de tanque ITANQUE fluye a través de la segunda mitad del devanado primario del transformador principal 210, y la corriente IINVI fluye a través de la primera mitad del devanador primario. El voltaje de detección VDETECCIÓN se genera a través de la resistencia de detección RDETECCIÓN Y es representativa de la magnitud de la corriente del inversor IINV. Observe que el voltaje de detección VDETECCIÓN es un voltaje negativo cuando la corriente del inversor IINV fluye a través de la resistencia de detección RDETECCIÓN en la dirección de la corriente del inversor IINV mostrada en la Figura 5.

El circuito de control 160 genera una señal de control integral ViNT, la cual es representante de la integral del voltaje de detección VDETECCIÓN y se puede operar para apagar el primer FET Q220 en respuesta a la señal de control integral ViNT que alcanza un voltaje de umbral VTH (como se describirá en mayor detalle con referencia a la Figura 9) . La primera señal de excitación de FET VDRV_FETI se acopla a la compuerta de un transistor Q320 de unión bipolar NPN mediante la combinación paralela de una resistencia R321 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 10kü) y un condensador C323 (por ejemplo, que tiene una capacitancia de 100 pF) . Para apagar el primer FET Q220, el circuito de control 160 excita la primera señal de excitación de FET VDRV_FETI en elevación (es decir, en aproximadamente el voltaje de suministro de CD VCc) · Por consiguiente, el transistor Q320 se vuelve conductivo y conduce una corriente a través de la base de un transistor Q322 de unión bipolar de PNP. El transistor Q322 se vuelve conductivo bajando la compuerta del primer FET Q220 hacia el circuito común, de manera que el primer FET Q220 se vuelve no conductivo .

Después de que el FET Q220 se vuelve no conductivo, la corriente del inversor IINV continua fluyendo y carga una capacitancia de drenaje del FET Q220. El voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia cambia la polaridad, de manera que la magnitud del voltaje de onda cuadrada VSQ es aproximadamente dos veces el voltaje de bus VBUs como medido desde el nodo A hasta el nodo B y la corriente de tanque ITAQUE se conduce a través de la primera mitad del devanado primario del transformador principal 210. Eventualmente, la capacitancia de drenaje del primer FET Q220 se carga hasta un punto en el cual el circuito común se encuentra en una mayor magnitud que el nodo B del transformador principal, y el diodo antiparalelo del segundo FET Q230 comienza a conducir, de manera que el voltaje de detección VDETECCIÓN brevemente es un voltaje positivo.

El circuito de control 160 excita la segunda señal de excitación de FET VDRV_FET2 en reducción para permitir que el segundo FET Q230 se vuelva conductivo después "tiempo muerto", y mientras el diodo antiparalelo del segundo FET Q230 es conductivo y sustancialmente no existe ningún voltaje desarrollado a través del segundo FET Q230 (es decir, sólo una "caída de diodo" o aproximadamente 0.5-0.7V) . El circuito de control 160 espera un periodo de tiempo muerto TD {por ejemplo, aproximadamente 0.5 psegundos) después de excitar la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI/ DRV_FE 2 en elevación antes de que el circuito de control 160 excite la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI» VDRV_FE 2 en reducción para volver al segundo FET Q230 conductivo mientras no exista sustancialmente ningún voltaje desarrollado a través del segundo FET (es decir, durante el tiempo muerto) . La corriente de magnetización del transformador principal 210 proporciona corriente adicional para cargar la capacitancia de drenaje del FET Q220 para asegurar que la transición de conmutación ocurra durante el tiempo muerto.

Específicamente, el segundo FET Q230 se vuelve conductivo en respuesta a la señal de control proporcionada desde el segundo devanado de excitación 234 del transformador principal 210 después de que la primera y segunda señales de excitación de FETs VDRV_FETI/ VDRV_FET2 se excitan en reducción. El segundo devanado de excitación 234 se acopla de manera magnética al devanado primario del transformador principal 210, de manera que el segundo devanado de excitación 234 se puede operar para conducir una corriente hacia el segundo circuito de excitación 232 en compuerta a través de un diodo D334 cuando el voltaje de onda cuadrada VSQ tiene un potencial de voltaje positivo desde el nodo A hasta nodo B. De este modo, cuando la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI/ VQR FE 2 se excitan en reducción por el circuito de control 160, el segundo devanado de excitación 234 conduce la corriente a través del diodo D334 y las resistencias R335, R336, R337, y un transistor Q333 de unión bipolar NPN se vuelve conductivo, de este modo, volviendo conductivo al segundo FET Q230. Las resistencias R335, R336, R337 tienen, por ejemplo, resistencias de 50O, 1.5kQ, y 33kQ, respectivamente. Un diodo zener Z338 tiene un voltaje de irrupción de 15 V, por ejemplo, y se acopla a los transistores Q332, Q333 para evitar que el voltaje en las bases de los transistores Q332, Q333 exceden aproximadamente 15 V.

Puesto que el voltaje de onda cuadrada VSQ tiene un potencial de voltaje positivo desde el nodo A hasta el nodo B, el diodo antiparalelo del segundo FET Q230 eventualmente se vuelve no conductivo. La corriente IJNV2 fluye a través de la segunda mitad del devanado primario y a través de la conexión de fuente de drenaje del segundo FET Q230. Por consiguiente, la polaridad del voltaje de detección VDETECCIÓN cambia de positivo a negativo como se muestra en la Figura 6. Cuando la señal de control integral ViNT alcanza el umbral de voltaje VTH, el circuito de control 160 nuevamente vuelve a ambos FETs Q220, Q230.no conductivos. Similar a la operación del primer circuito de excitación en compuerta 222, la compuerta del segundo FET Q230 entonces se pone en contraparte a través de los dos transistores Q330, Q332 en respuesta a la segunda señal de excitación de FET VDRV_FET2. Después de que el segundo FET Q230 se vuelve no conductivo, la corriente de tanque ITA QUE y la corriente de magnetización del transformador principal 210 cargan la capacitancia de drenaje del segundo FET Q230 y el voltaje de onda cuadrada VSQ cambia la polaridad. Cuando la primera señal de excitación de FET VDRV_FETI se excita en reducción, el primer devanado de excitación 224 conduce la corriente a través de un diodo D324 y tres resistencias R325, R326, R327 (por ejemplo, que tienen resistencias de 50O, 1.5kü, y 33kQ, respectivamente). Por consiguiente, un Transistor Q323 de unión bipolar NPN se vuelve conductivo, de manera que el primer FET Q220 se vuelve conductivo. El convertidor en contraparte continua operando en la forma parcialmente auto-oscilante en respuesta a la primera y segünda señales de excitación VDRV_FETI, VDRV_FET2 del circuito de control 160 y el primer y segundo devanados de excitación 224, 234.

Durante el arranque del balastro 100, el circuito de control 160 se puede operar para permitir una trayectoria de corriente conduzca una corriente de arranque ISTRT a través de las resistencias R336, R337 del segundo circuito de excitación 232 en compuerta. En respuesta a la corriente de arranque ISTRT, el segundo FET Q230 se vuelve conductivo y la corriente del inversor iINV1 comienza a fluir. El segundo circuito de excitación 232 en compuerta comprende un Transistor Q340 de unión bipolar PNP, el cual se puede operar para conducir la corriente de arranque IST T desde el voltaje de suministro no regulado VUNREG a través de una resistencia R342 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 100O) . La base del transistor Q340 se acopla al voltaje de suministro no regulado VUNREQ a través de una resistencia R344 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 330O) .

El circuito de control 160 genera una señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL y una señal de control de arranque del inversor VDRV_STRT, las cuales se proporcionan al circuito inversor 140 para controlar la corriente de arranque ISTRT- La señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL se acopla a la base del transistor Q346 de unión bipolar NPN a través de una resistencia R348 (por ejemplo, que tiene una resistencia de lkü) . La señal de control de arranque del inversor VDRV_STRT se acopla al emisor del transistor Q346 a través de una resistencia R350 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 220O) . La señal de control de arranque del inversor VDRV_STRT se excita en reducción por el circuito de control 160 al arranque del balastro 100. La Señal de control de preparación de FET VD V_ENBL es el complemento de la primera y segunda señales de excitación VDRV_FETI/ VDRV_FET2, es decir, la Señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL se excita en elevación cuando la primera y segunda señales de excitación VDRV_FETI; VDRV_FET2 se encuentran ' bajas (es decir, los FETs Q220, Q230 son conductivos) . Por consiguiente, cuando la señal de control de arranque del inversor VDRV_STRT se excita en reducción durante el arranque y la señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL se excita en elevación, el transistor Q340 se vuelve conductivo y conduce la corriente de arranque ISTRT a. través de las resistencias R336, R337 y la corriente del inversor IINV comienza a fluir. Una vez que el convertidor en contraparte opera en la forma parcialmente auto-oscilante descrita en lo anterior, el circuito de control 160 deshabilita la trayectoria de corriente que proporciona la corriente de arranque ISTRT- Otro transistor Q352 de NPN se acopla a la base del transistor Q346 para evitar que un transistor Q346 se vuelva conductivo cuando el primer FET Q220 es conductivo. La base del transistor Q352 se acopla a la unión de las resistencias R325, R326 y el transistor Q323 del primer circuito de excitación en compuerta 222 a través de una resistencia R354 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 10kü) . Por consiguiente, si el primer devanado de excitación 224 conduce corriente a través de los diodos D324 para volver el primer FET Q220 conductivo, se evita que el transistor Q340 conduzca la corriente de arranque ISTRT- La Figura 7 es un diagrama esquemático ejemplificado del circuito de medición 170, el cual comprende un circuito de medición de voltaje de lámpara 400 y un circuito de medición de corriente de lámpara 420. El circuito de medición de voltaje de lámpara 400 se acopla a la combinación serial del primer y segundo devanados auxiliares 260, 262, de manera que la magnitud del voltaje a través de la combinación serial de los devanados auxiliares es representativa de la magnitud del voltaje de lámpara VLAMP- El circuito de medición de voltaje de lámpara 400 genera la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT, de manera que la señal de control de voltaje de lámpara tiene una magnitud aproximadamente igual al pico del voltaje de lámpara VLAMP- El circuito de control 160 determina cuando una condición de exceso de voltaje sale a través de la lámpara 102, es decir, cuando el voltaje a través de los devanados auxiliares 260, 262 excede un umbral de exceso de voltaje predeterminado V0VP en respuesta a la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT- El circuito de control 160 entonces provoca que el circuito inversor 140 deje de generar el voltaje de onda cuadrada VSQ de alta frecuencia en respuesta a la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT para proporcionar protección de exceso de voltaje (OVP) para el circuito de tanque resonante 150.

El circuito de medición de voltaje de lámpara 400 comprende dos resistencias R402, R404, las cuales se acoplan en serie a través de la combinación serial de los devanados auxiliares 260, 262, y tienen, por ejemplo, resistencias de 320kQ y 4.3kQ, respectivamente. La unión de las resistencias R402, R404 se acopla a la base de un transistor Q406 de unión bipolar NPN a través a diodo D408. Cuando el voltaje a través de la combinación serial de los devanados auxiliares 260, 262 se eleva por encima del umbral de exceso de voltaje 0VP/ el transistor Q406 conduce la corriente a través de dos resistencias R410, R412, y carga un condensador C414 para generar la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT a través de la combinación paralela de la resistencia R412 y el condensador C414. Por ejemplo, las resistencias R410, R412 tienen resistencias de 100O y 47O, respectivamente, y el condensador C414 tiene una capacitancia de 0.01 iF .

El circuito de medición de corriente de lámpara 420 se acopla a los devanados secundarios 270A, 270B de transformador de corriente 270. Como se muestra en la Figura 4, la lámpara 102 se caracteriza por una capacitancia parásita CL acoplada entre los electrodos, lo cual provoca que la corriente de la lámpara ILamp tenga un componente reactivo IREACTIVO» de manera que ILAMP = IREAL + IREACTIVO» (Ecuación 1 ) donde IREAL es el componente real de la corriente de lámpara. La Figura 8 es un diagrama simplificado que muestra el voltaje de lámpara VLAMP, el componente real IREAL de la corriente de lámpara ILAMP, Y el componente reactivo IREACTIVO de la corriente de lámpara. El componente reactivo IREACTIVO de la corriente de lámpara ILAMP es de 90 a fuera de fase con el componente real IREAL- Puesto que el componente real IREAL es representativo de la intensidad de la lámpara 102 , el circuito de medición de corriente de lámpara 420 integra las corrientes generadas a través de los devanados secundarios del transformador de corriente 270 durante cada tercer medio ciclo del voltaje de lámpara VLA P para determinar la magnitud del componente real IREAL de la corriente de lámpara ILAMP-Debido a que el componente real IREAL se encuentra en fase con el voltaje de lámpara VLAMP Y el componente reactivo IREACTIVO es de 902 fuera de fase con el voltaje de lámpara real VLAMP, la integral del componente reactivo IREACTIVO durante un medio ciclo del voltaje de lámpara VLAMP es igual a aproximadamente cero amperios. De este modo, la señal de control corriente de lámpara VLAMP_CUR generada por el circuito de medición de corriente de lámpara 420 es representativa de sólo el componente real IREAL de la corriente de lámpara ILAMP- Puesto que las corrientes a través de los devanados secundarios 270A, 270B del transformador de corriente 270 se integran durante cada tercer medio ciclo, de voltaje de lámpara VLAMP, el circuito de medición de corriente de lámpara 420 también se acopla a la combinación serial de los devanados auxiliares 260, 262. Específicamente, el primer devanado auxiliar 260 se acopla a la base de un transistor Q422 de unión bipolar NPN a través de una resistencia R424, de manera que cuando el voltaje en la base del transistor Q422 se excede aproximadamente 1.4 V durante los medios ciclos positivos del voltaje de lámpara VLAMP, el transistor Q422 se vuelve conductivo. El transistor Q422 entonces conduce la corriente desde el voltaje de suministro de CD VCc a través de las resistencias R426, R428 y un diodo D430 hasta el circuito común. En respuesta al voltaje producido a través de la resistencia R428 y el diodo D430, un transistor Q432 de unión bipolar NPN conduce la corriente a través de un diodo D434 para limitar la corriente en el transistor Q422. Un diodo D436 acoplado entre el circuito común y la base del transistor Q422 evita que el circuito de medición de corriente de lámpara 420 responda a la corriente de lámpara ILAMP durante medios ciclos negativos del voltaje de lámpara LA P · El primer devanado 270A secundario del transformador de corriente 270 se acopla a través de la unión base-emisor de un transistor Q438 de unión bipolar PNP. La unión de la base del transistor Q438 y el devanado 270A secundario del transformador de corriente 270 se acopla a la unión del diodo D426 y el voltaje de suministro de CD Vcc. El devanado 270A secundario del transformador de corriente 270 se acopla de manera eléctrica para que el transistor Q438 se vuelva conductivo cuando la corriente de lámpara ILA P (y de este modo la corriente a través del devanado 270A) tenga una magnitud positiva. Cuando el transistor Q422 se vuelve conductivo (es decir, durante los medios ciclos positivos del voltaje de lámpara VLAMP) y el transistor Q438 es conductivo (es decir, la corriente a través del devanado 270A tiene una magnitud positiva) , un transistor Q440 de unión bipolar PNP se vuelve conductivo y conduce la corriente del devanado 270A secundario del transformador de corriente 270. Un diodo D442 evita que el voltaje en la base del transistor Q440 caiga demasiado bajo, es decir, más de una caída de diodo (por ejemplo, 0.7 V) por debajo del voltaje de suministro de CD Vcc. Cuando el transistor Q422 no es conductivo, la base del transistor Q440 se retrae hacia el voltaje de suministro de CD Vcc a. través de la resistencia R426 y el transistor Q440 se vuelve no conductivo.

Similarmente, el segundo devanado secundario 270B del transformador de corriente 270 se acopla a través de las funciones emitidas por la función de un transistor de unión bipolar base NPN Q444, de manera que el transistor Q444 se vuelve conductivo cuando la corriente de la lámpara ILAMP tiene una magnitud negativa. Por consiguiente, cuando el transistor Q422 se vuelve conductivo (es decir, durante los medios ciclos positivos del voltaje de lámpara VLAMP) y el transistor Q444 es conductivo, otro transistor Q446 de unión bipolar NPN se vuelve conductivo y de este modo conduce la corriente desde el devanado 270B secundario.

El circuito de medición de- corriente de lámpara 420 se puede operar para integrar la corriente a través de los devanados secundarios 270A, 270B del transformador de corriente 270 utilizando un condensador C448 (por ejemplo, que tiene una capacitancia de 0.1 F) . El circuito de medición de corriente de lámpara 420 además comprende dos resistencias R450, R452 (por ejemplo, que tienen resistencias de 6.34 kQ y 681O, respectivamente) acopladas en serie entre el voltaje de suministro de CD Vcc y un circuito común, de manera que el condensador C448 se acopla entre la función de dos resistencias R450, R452 y el circuito común. Los colectores de los transistores Q440, Q446, que se acoplan juntos, se acoplan a la unión del condensador C448 y las dos resistencias R450, R452. Por consiguiente, los transistores Q440, Q446 se pueden operar para dirigir la corriente a través de cualquiera de los devanados secundarios 270A, 270B del transformador de corriente 270 dentro del condensador C448 durante medios ciclos positivos del voltaje de lámpara VLAMP cuando el transistor Q422 es conductivo. De este modo, durante los medios ciclos positivos del voltaje de lámpara LAMP» la magnitud de la corriente IC4 8 conducida a través el condensador C448 es representativa de la corriente de lámpara ILAMP, es decir, c448 = I 70A + I270B = ß ' ILAMP/ (Ecuación 2) donde I27QA e I27OB son las magnitudes de las corrientes a través de los devanados secundarios 270A, 270B del transformador de corriente 270, respectivamente, y ß es una constante que es dependiente, del número de vueltas del transformador de corriente 270. Durante los medios ciclos negativos del voltaje de lámpara VLAMP, la magnitud de la corriente IC448 es de cero amperios .

Desde la integral del componente reactivo IREACTIVO durante los medios ciclos positivos del voltaje de lámpara VLAMP es igual a aproximadamente cero amperios, la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_CUR se produce bajo el condensador C448 y tiene una magnitud que es representativa de la magnitud del componente IREAL ele la corriente de lámpara ILAMP es decir, VLAMP_CUR = (I/C448) ' ?ß ' ILAMP clt — (Ecuación 3) (1/C448) " ß " ? (IREAL + IREACTIVO ) dt = (ß /C448 ) * (í IREAL dt + i IREACTIVO dt ) = (ß /C448) ' í IREAL dt, donde la integración se toma sobre los medios ciclos positivos del voltaje de lámpara VLAMP.

Los transistores Q422, Q432, Q438, Q440, Q446 del circuito de medición de corriente de lámpara 420 operan de manera que los transistores no operen en la región de saturación, lo cual reduce los tiempos de conmutación de los transistores (es decir, el tiempo entre cuando los transistores son completamente conductivos y completamente no conductivos) . El circuito de medición de corriente de lámpara 420 comprende un transistor Q454 de unión bipolar PNP que tienen el emisor acoplado al transistor Q438. El transistor Q454 tiene la base acoplada a la unión de dos resistencias R456, R458, las cuales se acoplan en serie entre el voltaje de suministro de CD Vcc y el circuito común. Por ejemplo, las resistencias R456, R458 tienen resistencias de 1 kQ, y 10 kQ, respectivamente, de manera que el transistor Q454 no es conductivo cuando el transistor Q440 es conductivo. Sin embargo, cuando el transistor Q440 no es conductivo, el transistor Q454 conduce corriente a través del transistor Q438 para evitar que el transistor Q438 entre a la región de saturación durante los momentos en cuanto la corriente a través del primer devanador 27 OA secundario tiene una magnitud positiva. Si el transistor Q438 en la entrada a la región de saturación cuando el transistor Q440 se vuelve conductivo, el transistor Q438 conduciría un pulso grande no mezclado de corriente a través el condensador C448.

La Figura 9 es un diagrama de bloque de bloque simplificado del circuito de control 160. El circuito de control 160 incluye un circuito de control digital 510, el cual puede comprender un microcontrolador 610 (Figura 10A) . El circuito de control digital 510 realiza dos funciones, las cuales se representan por un bloque de control de voltaje objetivo 512 y un bloque de control de anulación de balastro 514 en la Figura 9. El bloque de control de voltaje objetivo 512 recibe la señal de control de Vzc del detector de cruce por cero 162, y genera un voltaje efectivo VOBJETIVO/ el cual tiene la magnitud de DC entre el circuito común y el voltaje de suministro de CD Vcc y es representativo de la corriente de lámpara IOBJETIVO ue resulta en la intensidad deseada de la lámpara 102. El bloque de anulación de control de balastro 514 controla la operación del balastro 100 durante el precalentamiento y encendido de la lámpara 102 y puede utilizarse para anular la operación normal del balastro en presencia de una condición de falla, por ejemplo, una condición de exceso de voltaje a través de la salida del balastro. El bloque de control de anulación de balastro 514 responde al voltaje de lámpara VLAMP y la corriente de lámpara ILAMP, y genera una señal de control de anulación VAULACIÓN y una señal de control de precalentamiento VPRE.

El circuito de control 160 además comprende un controlador proporcional-integral (PI) 516, el cual intenta reducir el error entre el voltaje objetivo V0BJETIVO y l señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR (es decir, la diferencia entre la corriente de lámpara objetivo IOBJETIVO y la magnitud presente de la corriente de lámpara ILAMP) · Variaciones en etapas de la magnitud del voltaje de bus VBus mientras el condensador CBus se carga, puede resultar en variaciones de etapas en la magnitud de la corriente de lámpara ILAM. El circuito de control 160 compensa las variaciones en el voltaje de bus VBUs al sumar la salida del controlador PI 516 con un voltaje generado por un circuito de alimentación directa 518, el cual es representativo de la magnitud instantánea del voltaje de bus VBus y tiene un tiempo de respuesta más rápido que el controlador PI . La operación de suma genera el voltaje central VTH al cual se compara la señal de control integral VINT, de este modo provocando que el circuito inversor 140 conmute en la frecuencia operativa adecuada f0p para generar la corriente de lámpara deseada ILAMP a través de la lámpara 102.

El bloque de control de anulación de balastro 514 se puede operar para anular la operación en el controlador PI 516 para controlar la frecuencia operativa f0p en las frecuencias adecuadas durante el precalentamiento y encendido de la lámpara al controlar la señal de control de anulación VANULACIÓN en una magnitud de CD adecuada (entre circuito común y el voltaje de suministro de CD Vcc) . Durante la operación normal del balastro 100, la señal de control de anulación VANULACIÓN tiene una magnitud de cero voltios, de manera que bloque de control de anulación de balastro 514 no afecta la operación del controlador PI 516. Si el bloque de control de anulación de balastro 514 detecta una condición de exceso de voltaje en la salida del circuito de tanque resonante 150, el bloque de control de anulación se puede operar para controlar la frecuencia operativa f0p de la lámpara 102 a un nivel tal que la corriente de la lámpara ILAMP se controla a una corriente mínima, por ejemplo, aproximadamente cero amperios.

El circuito de control 160 recibe el voltaje de detección VDETECCIÓN generado a través de la resistencia de detección RDETECCIÓN- y responde a la corriente del inversor IINV, la cual se conduce a través de la resistencia de detección. Un circuito de escalado 520 genera una señal de control de escala que es representativa de la magnitud de la corriente del inversor IINV. La señal de control de escalada se integra por un integrador 522 para producir la señal de control integral Vim, la cual se compara con el voltaje de umbral V™ por un circuito comparador 524. Una fase de excitación 526 responde a la salida del circuito comparador 524 y genera la señal de control de preparación de FET de VDRV_ENBL- Cuando la señal de control integral VINT cae por debajo del voltaje de umbral VTH, la salida del circuito comparador 524 se eleva, en respuesta, la fase de excitación 528, excita la señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL en reducción, la cual establece el integrador 522. La fase de excitación 528 mantiene la señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL en reducción durante el periodo de tiempo muerto TD después de lo cual la fase de excitación excita la señal de control de preparación de FET en elevación una vez más . Un inversor lógico invierte la señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL para generar la primera y segunda señales de excitación de FET VDRV_FETI VDRV_FET2 · Las Figuras 10A y 10B son diagramas esquemáticos simplificados de circuito de control 160. Como se menciona previamente, el circuito de control digital 510 comprende el microcontrolador 610, el cual puede implementarse como cualquier dispositivo de procesamiento adecuado, tal como un dispositivo eléctrico programable (PLD) , un microprocesador, o un circuito integrado de aplicación específica (ASIC) . El microcontrolador 610 ejecuta un procedimiento 800 de operación normal y un procedimiento de arranque 900, los cuales se describen en mayor detalle con referencia a las Figuras 11 y 12, respectivamente. El microcontrolador 610 recibe la señal de control de Vzc y genera una señal modulada por amplitud de impulso (P M) VPWMi, la cual tiene un ciclo de trabajo dependiente de la corriente de lámpara objetivo. La primera señal de PWM VPWMi se filtra por un circuito de resistencia-condensador (RC) para generar el voltaje objetivo de CD VOBJETIVO. El circuito RC comprende una resistencia R612 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 11 kü) y un condensador C614 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 1 yF) .

El controlador PI 516 comprende un amplificador operacional (op amp) U616. El voltaje objetivo VOBJETIVO se acopla a la entrada de inversión del op amp U616 a través de una resistencia R618 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 22 kQ) . La señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR se acopla a la entrada sin inversión del op amp U616 a través una resistencia R620 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 33 kQ) . El controlador PI 516 comprende dos resistencias R622, R624 de realimentación, las cuales ambas tienen resistencias de 33 kQ, por ejemplo. Las resistencias R622, R624 de retroalimentación se acoplan entre la salida del op amp U616 y las entradas de inversión sin inversión respectivamente. Un condensador C626 (por ejemplo, que tiene una capacitancia de 1000 pF) se acopla entre la entrada sin inversión de op amp U616 y el circuito común. La combinación serial de una resistencia R628 y un condensador C630 se acopla en paralelo con el condensador C626. Por ejemplo, la resistencia R628 tiene una resistencia de 10 kQ, mientras el condensador C630 tiene una capacitancia de 0.22 µ?. La salida del op amp U616 se acopla en serie con una resistencia R632 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 2.2 kQ) .

El controlador PI 516 opera para reducir el error ei entre el promedio de la primera señal de PWM VPWMi y la señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR, es decir, ei = VLAMp_cu - avg[VPWM] (Ecuación 4) Para el controlador PI 516 como se muestra en la Figura 10A, el voltaje de umbral VTH se genera dependiendo de la siguiente ecuación : VTH = Ap ' ei + Ar ' J ei dt, (Ecuación 5) donde los valores de las constantes Ap, Ai se determinan a partir de los valores de los componentes del controlador PI 516. Por consiguiente, la magnitud del voltaje de umbral VTH es dependiente del valor presente del error ei y la integral del error. La salida del controlador PI 516, es decir, el voltaje de umbral VTH, es un voltaje de CD al cual se compara la señal de control integral VINT se compara. Si la señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR es mayor que el promedio de la primera señal de PWM VPWMi/ el controlador PI 516 incrementa el voltaje de umbral VTH, de manera que la corriente del inversor IINV disminuye en magnitud. Por otro lado, si la señal de control de la corriente de lámpara VLAMP_CUR es menor que el promedio de la primera señal de PWM PWMI, el controlador PI 516 disminuye el voltaje de umbral VTH, de manera que la corriente del inversor lINV incrementa en magnitud.

La salida del controlador PI 516 se modifica por el voltaje de bus VBus a través del circuito de alimentación directa 518. El circuito de alimentación directa 518 incluye dos resistencias R634, R636, las cuales se acoplan en serie entre el voltaje de bus VBus y el circuito común. Un condensador C638 y una resistencia R640 se acoplan en serie entre la unión de las resistencias R634, R636 y la salida del controlador PI 516. Por ejemplo, el condensador C638 tiene la capacitancia de 0.33 \iF, mientras las resistencias R634, R636, R640 tienen resistencias de 200 kü, 4.7 kQ, y 1 kQ, respectivamente. Cuando la magnitud del voltaje de bus VBus se incrementa, la magnitud de voltaje de umbral VTH también incrementa, de este modo también provocando que el valor fijo de la corriente del inversor IINV (y la magnitud de la corriente de lámpara ILAMP) disminuyan. Cuando la magnitud de voltaje de bus VBus disminuye, la magnitud del voltaje de umbral VTH también disminuye, de este modo provocando que el valor fijo de la corriente del inversor lINV (y la magnitud de la corriente de lámpara ILAMP) se incremente. Por consiguiente, el circuito de alimentación directa 518 ayuda al circuito de control 160 a compensar la fluctuación del voltaje de bus VBus mientras mantiene la corriente de lámpara ILAMP y la intensidad de la lámpara 102 sustancialmente constante.

El circuito de control digital 510 se puede operar para anular la operación del controlador PI 516 durante el arranque del balastro 100 y durante las condiciones de falla. El circuito de control 510 digital se acopla a la entrada sin inversión del op amp U616 del controlador PI 516 y responde a la señal de control de voltaje de lámpara VLAMP_VLT y a señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR- El microcontrolador 610 genera una segunda señal de PWM VPWM2 la cual tiene un ciclo de trabajo dependiente del modo operativo del balastro 110 (es decir, ya sea la operación normal, en modo de precalentamiento, en modo de encendido o la condición de falla) . Para lograr la frecuencia operativa adecuada fop durante el arranque y condiciones de falla, el microcontrolador 610 controla el voltaje de umbral VTH en los niveles adecuados al controlar los ciclos de trabajo de ambas primera y segunda señales de PWM VPWMi, VPWM2- El microcontrolador 610 genera la señal de control de precalentamiento VPRE para controlar el integrador 522 durante el precalentamiento de la lámpara 102, y la señal de control de arranque del inversor VDRV_STRT para arrancar la operación del circuito inversor 140 (como se describe previamente con referencia a la Figura 5) .

La segunda señal de PWM VPWM2 se filtra por un circuito de RC que comprende una resistencia R642 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 10 kQ) y un condensador C644 (por ejemplo, que tiene una capacitancia de 0.022 µ?) para generar el voltaje de anulación VANULACIÓN- El controlador Pl 516 comprende un circuito de espejo que tiene dos transistores de unión bipolar NPNes Q646, Q648 y una resistencia R650 (por ejemplo, que tienen una resistencia de 47 kü) . El circuito de espejo se acopla a la entrada sin inversión de op amp U616 y recibe el voltaje de anulación VANULACIÓN del circuito de control digital 510. El circuito de espejo asegura que el voltaje de anulación VANULACIÓN sólo aparezca en la entrada sin inversión de op amp U616 del controlador Pl 516 si el voltaje de anulación excede el voltaje generado en la entrada sin inversión del op amp En respuesta a la señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR · Con referencia a la Figura 10B, el circuito de escalado 520 responde a la magnitud del voltaje de detección DETECCIÓ (es decir, responde a la magnitud de la corriente del inversor IINV del circuito inversor 140) . Cómo se muestra en la Figura 10B, el circuito de escalado 520 comprende, por ejemplo, un circuito de espejo que comprende dos transistores Q710, Q712 de unión bipolar NPN que tienen bases que se acoplan juntas. Una resistencia R714 se acopla al emisor del transistor Q712, de manera que una corriente escalada IESCALADA se genera a través la resistencia R714 cuando uno de los FETs Q220, Q230 conduce la corriente del inversor iINV (es decir, en la dirección de uno de la corriente II VI- IINV2 mostradas en la Figura 5) . La corriente escala IESCALADA tiene una magnitud que es representativa de la magnitud de la corriente del inversor ?t??, por ejemplo, proporcional a la corriente del inversor. Específicamente, la resistencia R714 tiene una resistencia de aproximadamente 1 kQ, de manera que la magnitud de la corriente escalada IESCALADA es igual a aproximadamente 1/1000 de la magnitud de la corriente del inversor INV- Los transistores Q710, Q712 pueden proporcionarse como parte de una parte de doble paquete (por ejemplo, número de parte MBT3904DW1, fabricada por ON Semiconductor) , de manera que las características operacionales de los dos transistores se correlacionan lo mejor posible.

Puesto que las resistencias del emisor vistas por los transistores Q710, Q712 son muy diferentes, los voltajes de emisor de los transistores Q710, Q712 no serán los mismos. Como resultado, existe una pequeña corriente de desviación conducida a través de la base del transistor Q712 incluso cuando la magnitud del voltaje de detección VDETECCIÓN es aproximadamente cero voltios. Para eliminar esta corriente de polarización, el circuito de escalado 520 comprende un circuito de compensación que incluye dos transmisores Q716, Q718 de unión bipolar PNP (las cuales ambas pueden ser parte de un número de parte de doble paquete MMDT3906, fabricado por ON Semiconductor) . El colector del transistor Q710 se acopla al colector del transistor Q716 mediante una resistencia R720 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 4.7 kQ) , mientras los colectores de los transistores Q712, Q718 se acoplan directamente juntos. El emisor del transistor Q716 se acopla al voltaje del suministro de CD VCc a través de una resistencia R722 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 1 kQ) .El transistor Q718 proporciona una corriente de polarización que tiene una magnitud aproximadamente igual a la magnitud de la corriente de polarización conducida en la base del transistor Q712, de este modo cancelando efectivamente la corriente de polarización.

El integrador 522 responde a la corriente de escalada IESCALADA y genera la señal de control integral ViNT, la cual es representativa e integral de la corriente escalada IESCALADA Y de este modo la integral de la corriente del inversor II V cuando la corriente del inversor tiene la magnitud positiva. Un conductor C724 de integración es el elemento de integración primario del integrador 522 y puede tener una capacitancia de aproximadamente 130 pF. El integrador 522 se restablece en respuesta a la señal de control de preparación de FET VDRV__ENBL- Específicamente, el voltaje a través del condensador C724 se establece en aproximadamente cero voltios al mismo tiempo que los FETs Q220, Q230 del circuito inversor 140 pueden no conducir por el circuito de control 160. Un transistor Q726 de unión bipolar PNP se acopla a través del condensador C724. La base del transistor Q726 se acopla a la señal de control de preparación de FET VDRV_ENBL a través a diodo D728 y una resistencia R730 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 10 kQ) . Cuando la señal de control de preparación de FET VDRV-ENBL se reduce (para apagar los FETs Q220, Q230) , el diodo T728 y la resistencia del diodo D728 y la resistencia R730 conduce corriente a través de una resistencia R732 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 4.7 kQ) . Cuando el voltaje adecuado utilizado y a través de la unión de base-emisor del transistor Q726, el transistor Q726 comienza a conducir, de este modo descargando en el condensador C724 hasta que el voltaje a través del condensador C724 es aproximadamente cero voltios. Un diodo D734, el cual se acopla dentro del colector del transistor Q726 y la unión del diodo D728 y la resistencia R730, evita que el transistor Q726 opere en la región de saturación.

Cuando la señal de control de preparación de FET VDRV—ENBL una vez más se aplica en elevación, el condensador C724 tiene un voltaje inicial de aproximadamente cero voltios y la señal de control integral iNT tiene una magnitud igual a aproximadamente el voltaje CD VCc como se muestra en la Figura 6. El condensador C724 comienza a cargar a través una resistencia R735 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 47O) . Cuando los FETs Q220, Q230 comienzan a conducir la corriente del inversor Iiw (es decir, en la dirección de corrientes IIN I# IINV2 en la Figura 5), el condensador C724 comienza a cargar en respuesta a la corriente detallada y escalada IESCALADA la cual incrementa en magnitud con respecto al tiempo. Por consiguiente, la señal de control integral ViNT disminuye en magnitud como una función de la corriente de escalada, IESCALADA como se muestra en la Figura 6. La resistencia R735 proporciona una corriente de carga mínima para provocar oscilación cuando la magnitud de la corriente del inversor IINV es aproximadamente cero amperios .

El circuito 524 del comparador compara la magnitud de la señal de control integral VINT y la magnitud del voltaje de umbral VTH, y señala a la fase de excitación 526 cuando la magnitud de la señal de control integral ViNT disminuye por debajo de la magnitud del voltaje de umbral VTH. El circuito 524 del comparador compara dos transistores Q736, Q738 de unión bipolar PNP y una resistencia R740. La resistencia R740 se acopla entre los emisores de los transistores Q736, Q738 y el segundo voltaje de suministro DC de Vcc2 (es decir, 15 V) , y puede tener una resistencia de aproximadamente 10 kü. Cuando la magnitud de la señal de control integral ViNT es mayor que la magnitud del voltaje de umbral VTH, el primer transistor Q736 es conductivo, mientras que el segundo transistor Q738 es no conductivo. Por consiguiente, la salida del circuito 524 del comparador se reduce al circuito común a través una resistencia R742 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 4.7 kQ) . Cuando la magnitud de la señal de control integral VINT disminuye a menos de la magnitud del voltaje de umbral VTH, el segundo transistor Q738 se vuelve conductivo, de este modo elevando la salida del circuito comparador 524 a que el voltaje de suministro de CD VCc (por ejemplo, aproximadamente 0.7 V).

La fase de excitación 526 comprende un transistor Q744 de unión bipolar NPN y una resistencia R746, la cual se acopla entre el colector del transistor Q744 y el voltaje de suministro de CD VCc y tiene, por ejemplo, una resistencia de 10 kQ. Cuando la salida del circuito 524 de comparador se eleva lejos del circuito común, el transistor Q744 se vuelve conductivo, de este modo reduciendo la entrada de un primer inversor Q748 lógico hacia el circuito común. Por consiguiente, la salida de del inversor Q748 lógico se excita en elevación hacia el voltaje del suministro de CD VCc y un condensador C750 se carga rápidamente a través a diodo D752 en aproximadamente el voltaje de suministro de CD VCc- El condensador C750, por ejemplo, tiene una capacitancia de 47 pF. Un segundo inversor U754 lógico se acopla al condensador C750, de manera que la señal de control de preparación de FET VFET_ENBL se genera en la salida del inversor U754. Por consiguiente, la señal de control de preparación de FET VFE ENBL se reduce hacia el circuito común cuando el condensador se carga al voltaje de suministro de CD VCc.

El circuito inversor lógico 528 simplemente comprende dos inversores lógicos U758, U760, que tienen entradas acopladas a la señal de control de preparación de FET ET ENBL · La salida del primer inversor U758 lógico genera la primera señal de excitación de FET VDRV_FETI/ mientras la salida del segundo inversor U760 lógico genera la segunda señal de excitación de FET VDRV_FET2- Cuando la magnitud de la señal de control integral INT cae por debajo de la magnitud del voltaje de umbral VTH, la salida del circuito 524 del comparador se eleva hacia el voltaje de suministro de CD VCc para volver al transistor Q744 conductivo. La fase de excitación 526 entonces reduce la señal de control de preparación de FET VFRT KNPT| hacia el circuito común, de manera que la primera y segunda señales de excitación de FETs VDRV FETI, VDRV FET2 se excitan en elevación, de este modo volviendo a los FETs Q220, Q230 del circuito inversor 140 no conductivo. La fase de excitación mantiene la señal de control de preparación de FET VFET_ENBL en el alto nivel lógico durante el período de tiempo muerto TD después de lo cual los FETs Q220, Q230 ya no se vuelven no conductivos .

Puesto que el integrador 522 se restablece (es decir, la magnitud de la señal de control integral ViNT regresa aproximadamente el voltaje de suministro de CD VCc) En respuesta a la señal de control de preparación de FET VFET_ENBL/ la salida del circuito 524 de comparador una vez más se reduce hacia el circuito común tan pronto como los FETs Q220, Q230 se vuelven no conductivos. La base de un transistor Q770 de unión bipolar PNP se acopla a la señal de control de preparación de FET VFET_ENBL a través a resistencia R756 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 1 kQ) . Cuando los FETs Q220, Q230 se vuelven no conductivos, el transistor Q770 se vuelve conductivo elevando el primer inyector U748 lógico hacia el voltaje del suministro de CD VCC a través la resistencia R772. La resistencia R772 tiene una menor resistencia que la resistencia R746, por ejemplo, 220O, de manera que la salida del inversor U748 lógico excita rápidamente hacia el circuito común.. El condensador C750 entonces se descarga a través a resistencia R774. Cuando el condensador C750 se descarga al nivel adecuado, el inyector U754 lógico excita la salida en elevación, de manera que los FETs Q220, Q230 ya no se vuelven no conductivos después del período de tiempo muerto TD. Por ejemplo, la resistencia R774 tiene la resistencia de 4.7 kü, de manera que el período de tiempo muerto TD es aproximadamente 0.5 seg.

Durante el precalentamiento de la lámpara 102, el microcontrolador 610 se puede operar para controlar la operación del integrador 522 utilizando la señal de control de precalentamiento VPRE. Como se muestra en la Figura 10B, la señal de control de precalentamiento VPRE se eleva hacia el voltaje de suministro de CD VCc a través a resistencia R776 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 10 kQ) , y se acopla a la base de un transistor Q778 de unión bipolar NPN a través a resistencia R780. Por ejemplo, las resistencias R776, R780 ambas tienen resistencias de 10 kü. Durante el precalentamiento de los filamentos de la lámpara 102, el microcontrolador 610 excita la señal de control de precalentamiento VPRE en elevación, de manera que el transistor Q778 se vuelve conductivo. Por consiguiente, el condensador C724 se puede operar para cargar adicionalmente en respuesta a una corriente consumida a través del transistor Q778 y una resistencia R782 (por ejemplo, que tiene una resistencia de 47 kü) . La corriente adicional permite al condensador C724 cargarse más rápido, y provoca que la señal de control integral ViNT caiga por debajo del voltaje de umbral VTH más rápidamente. De este modo, el circuito de control 160 se puede operar para controlar el circuito inversor 140 para lograr la conmutación de alta frecuencia adecuada de los FETs Q220, Q230 en la frecuencia de precalentamiento fPRE durante el precalentamiento de la lámpara 102.

Los valores de los componentes del integrador pueden seleccionarse para optimizar la frecuencia operativa fop cuando el balastro 100 opera en el extremo bajo, es decir, en la frecuencia operativa máxima durante la operación normal. Cuando el circuito de control 160 controla la intensidad de la lámpara 102 desde el extremo bajo hacia el extremo alto, la frecuencia operativa fop se encarga de la frecuencia operativa máxima a la frecuencia operativa mínima. Puesto que la magnitud del voltaje de umbral VTH es más baja que cuando el balastro 100 se encuentra en el extremo elevado, el condensador C724 se carga un período de tiempo más largo hasta que la magnitud de la señal de control integral VINT cae por debajo de la magnitud del voltaje de umbral.

Para asegurar que el circuito de control 160 controle el circuito inversor 140 para lograr la frecuencia operativa adecuada fop en el extremo elevado, el integrador 522 reduce la velocidad de carga del condensador C724 cerca del extremo elevado. Específicamente, el integrador 522 comprende dos resistencias R784, R786, las cuales se acoplan en serie entre el voltaje de suministro de CD Ycc y el circuito común, y un diodo D788, acoplado de la unión de las dos resistencias R784, R786 a la señal de control integral VINT- Por ejemplo, las resistencias R784, R786 tienen resistencias de 3.3 kü y 8.2 kü, respectivamente, de manera que la corriente conducida a través del diodo D788 provoca que el condensador C724 se cargue más lento si la magnitud de la señal de control integral VINT cae por debajo de aproximadamente 2.8 V.

La Figura 11 es un diagrama de flujo simplificado del procedimiento de corriente 800 de lámpara objetivo ejecutado periódicamente por el microcontrolador 610, por ejemplo, una vez cada medio ciclo de la fuente de energía 102 de CA. La función primaria del procedimiento de corriente 800 de lámpara objetivo es medir el periodo de conduccion CON del voltaje de fase controlada VPC generada por el conmutador del regulador de intensidad 104 y para determinar la corriente de lámpara objetivo correspondiente IOBJETIVO que resultará en la intensidad deseada de la lámpara 102. El microcontrolador 610 utiliza un cronómetro, el cual funciona continuamente, .para medir los tiempos de los bordes de elevación y caída de la señal de control de cruce por cero Vzc, y para calcular la diferencia entre los tiempos de los bordes de caída y elevación para determinar el periodo de conducción TCON del voltaje de control de fase VPC.

El procedimiento 800 comienza en la etapa 810 en respuesta a un borde de caída de la señal de control de cruce por cero Vzc, la cual señala que el voltaje de control de fase VpC se ha elevado por encima del umbral de cruce por cero VTH-zc del circuito de detección de cruce por cero 162. El presente valor del cronómetro se almacena inmediatamente en el registro A en la etapa 812. El microcontrolador 610 espera un borde de elevación desde la señal de cruce por cero Vzc en la etapa 814 o durante un tiempo fuera para terminar en la etapa 815. Por ejemplo, el tiempo fuera puede ser la duración de un medio ciclo, es decir, aproximadamente 8.33 msegundos si la fuente de energía de CA opera en 60 Hz . Si el tiempo fuera termina en la etapa 815 antes de que el microcontrolador 610 detecte un borde de elevación de la señal de cruce por cero VZc en la etapa 814, el procedimiento 800 simplemente sale. Cuando un borde de elevación de la señal de control de cruce por cero Vzc se detecta en la etapa 814 antes de que termine el tiempo fuera en la etapa 815, el microcontrolador 610 almacena el valor presente del cronómetro en el registro B en la etapa 816. En la etapa 818, el microcontrolador 610 determina la duración del intervalo de conducción 8 al restar el valor del cronómetro almacenado en el registro A del valor del cronómetro almacenado en el registro B.

Después, el microcontrolador 610 asegura que el intervalo de conducción medido TCON se encuentra dentro de los límites predeterminados. Específicamente, si el intervalo de conducción T8N es mayor que un intervalo de conducción máximo MA en la etapa 820, el microcontrolador 610 establece el intervalo de conducción TC0N igual al intervalo de conducción máximo T x en la etapa 822. Si el intervalo de conducción TCON es menor que un intervalo de conducción mínimo TMiN en la etapa 824, el microcontrolador 610 establece el intervalo de conducción TCON igual el intervalo de conducción mínimo MI en la etapa 826.

En la etapa 828, el microcontrolador 610 calcula un promedio continuo TPROM en respuesta al intervalo de conducción medido TCON. Por ejemplo, el microcontrolador 610 puede calcular un promedio continuo N:l TPR0M utilizando la siguiente Ecuación: PROM = (N · PROM + TCON)/(N + 1) . (Ecuación 6) Por ejemplo, N puede ser igual a 31, de manera que N + 1 es igual a 32, lo cual permite un procesamiento fácil del cálculo de división por el microcontrolador 610. En la etapa 830, el microcontrolador 610 determina la corriente de lámpara objetivo IOBJETIVO en respuesta al promedio continuo PROM calculado en la etapa 828, por ejemplo, al utilizar una tabla de consulta. El microcontrolador 610 entonces almacena el promedio continuo TPROM y la corriente de lámpara objetivo IOBJETIVO en registros separados en la etapa 832. Si el balastro 100 se encuentra en el modo operativo normal en la etapa 834 (es decir, la lámpara 102 se ha encendido) , el microcontrolador 610 se ajusta en la etapa 836 al ciclo del trabajo de la primera señal de P M VPWMI adecuadamente, de manera que la magnitud promedio de la primera señal PWM es representativa de la corriente de lámpara objetivo IOBJETIVO y el procedimiento 800 se sale. Si el balastro 100 no se encuentra en el modo operativo normal en la etapa 834 (es decir, la lámpara 102 no se ha encendido o existe una condición de falla) , el procedimiento 800 simplemente se sale .

La Figura 12 es un diagrama de flujo simplificado de un procedimiento de arranque 900, el cual se ejecuta por el microcontrolador 610 cuando el microcontrolador se enciende primero en la etapa 910. Primero, el microcontrolador 610 inicia el cronómetro en cero segundos y comienza el cronómetro en la etapa 912. Después, el microcontrolador 610 precalienta los filamentos de la lámpara 102 durante un periodo de tiempo de precalentamiento TPRE. Específicamente, el microcontrolador 610 comienza a precalentar los filamentos al dividir la señal de control de precalentamiento VPRE (la cual se proporciona al integrador 822) en elevación en la etapa 914 y al ajustar el ciclo de trabajo de la segunda señal de PWM VPWM2 en un valor de precalentamiento en la etapa 916. En la etapa 918, el microcontrolador 610 excita la señal de control de arranque del inversor VDRV_STRT en reducción, después el voltaje de umbral VTH ha alcanzado un valor de estado estable en respuesta a la segunda señal de PWM VPWM2 desde la etapa 916. Como resultado, la frecuencia operativa f0p del circuito inversor 140 se controla en la frecuencia de precalentamiento fpRE, de manera que los filamentos de los devanados 242 proporcionan los voltajes adecuados de filamentos a los filamentos de la lámpara 102. El microcontrolador 610 continúa precalentando los filamentos hasta el final del periodo de tiempo de precalentamiento TPRE en la etapa 920.

Después del periodo de tiempo de precalentamiento PRE, el microcontrolador 610 excita la señal de control de precalentamiento VPRE en reducción en la etapa 922 y disminuye linealmente el ciclo de trabajo de la segunda señal de PWM PWM2 en la etapa 924, de manera que la frecuencia operativa resultante f0p del circuito inversor 140 disminuye de la frecuencia de precalentamiento fPRE hasta que la lámpara 102 se enciende. En la etapa 926, el microcontrolador 610 muestrea la señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR para determinar si la corriente de lámpara ILAMP fluye a través de la lámpara 102 y la lámpara se ha encendido. Si la lámpara se ha encendido en la etapa 928, el microcontrolador 610 excita la señal de control de arranque del inversor VDRV_STRT en elevación en la etapa 930 y ajusta el ciclo de trabajo de la segunda señal de PWM VPWM2 en porcentaje de ceros en la etapa 932, de manera que el voltaje de anulación resultante VANULACIÓN tiene una magnitud de aproximadamente cero voltios y no afecta la operación del controlador PI 516.

Aunque el procedimiento de arranque 900 se ejecute, el procedimiento de corriente 800 de lámpara objetivo también se ejecuta cada medio ciclo de la fuente 104 de energía de CA, de manera que la corriente de lámpara objetivo IOBJETIVO se ha determinado y almacenado en un registro. En la etapa 934 del procedimiento de arranque 900, el microcontrolador 610 establece el ciclo de trabajo de la primera señal de PWM VPWMI en el nivel adecuado, antes de que el procedimiento de arranque 900 se salga y el balastro comience la operación normal .

Si la lámpara no se ha encendido en la etapa 928 y el ciclo de trabajo no se ha disminuido al ciclo de trabajo mínimo en la etapa 936, el microcontrolador 610 continua disminuyendo de manera lineal el ciclo de trabajo de la segunda señal de PWM VPWM2 en la etapa 924. Si la lámpara no se ha encendido en la etapa 928, pero el ciclo de trabajo ha alcanzado un ciclo de trabajo mínimo en la etapa 936, el procedimiento 900 forma un bucle, de manera que el microcontrolador 610 comienza nuevamente e intenta precalentar y encender la lámpara 102 una vez más .

Como se menciona previamente, el conmutador de regulador de intensidad 106 de la Figura 1 incluye típicamente un conmutador de semiconductor bidireccional, tal como un triac, para generar el voltaje de fase controlada VPC. Cuando un triac típico es conductivo, la corriente conducida por el triac debe permanecer por encima de un índice de corriente de retención del triac para el que el triac siga siendo conductivo. Por lo tanto, cuando un conmutador de regulador de intensidad 106 se acopla en serie con un balastro de dos hilos (como se muestra en la Figura 1) , el balastro de dos hilos debe consumir suficiente corriente para mantener el triac conductivo y para asegurar una operación adecuada del conmutador de regulador de intensidad.

La Figura 13 es un diagrama de bloque simplificado de un balastro electrónico de regulación de intensidad 1000 de acuerdo con una segunda modalidad de la presente invención. El balastro electrónico de regulación de intensidad 1000 comprende un circuito de bomba de carga 1010, el cual se acopla en la conexión eléctrica paralela al diodo D 126 entre el rectificador 124 y el circuito inversor 140. Cuando la magnitud del voltaje rectificado VRECT es menor que la magnitud del voltaje de bus VBUS, el circuito de bomba de carga 1010 opera para conseguir una corriente de carga ICP de la fuente 104 de energía de CA. Específicamente, el circuito de bomba de carga 1010 se acopla a la salida del circuito inversor 140, de manera que el circuito de bomba 1010 de carga se puede operar para consumir la corriente de carga ICp cada tercer medio ciclo del voltaje de onda cuadrada VSQ. La corriente de carga ICp consumida durante los tiempos en que la magnitud del voltaje rectificado VRECT es menor que la magnitud del voltaje de bus VBus ayuda a evitar que la corriente a través del triac del conmutador de regulador de intensidad 106 caiga por debajo del índice de corriente de retención .

La Figura 14 es un diagrama esquemático simplificado que muestra la bomba de carga 1010 en mayor detalle. La bomba de carga 1010 comprende dos diodos D1012, D1014 conectados en serie a través del diodo D126. La bomba de carga 1010 además comprende un condensador C1016 y un inductor L1018, los cuales se acoplan en serie entre la unión de los diodos D1012, D1014- y la salida del circuito inversor 140 en la unión del transformador 210 principal y el primer FET Q220 (es decir, nodo A como se muestra en Figura 14) . Por ejemplo, el condensador C1016 puede tener una capacitancia de 0.01 F, mientras el inductor L1018 puede tener una inductancia de 600 µ?.

Cuando la magnitud del voltaje rectificado VRECT es mayor que la magnitud del voltaje de bus VBus» el diodo D 126 es conductivo conforme al condensador de bus CBus se carga. Sin embargo, cuando la magnitud del voltaje rectificado VRECT es menor que la magnitud del voltaje de bus VBus y el primer FET Q220 es conductivo, el condensador C1016 se puede operar para cargar a través del diodo D 1012, de este modo consumiendo la corriente de carga ICP a través del conmutador de regulador de intensidad 106. El condensador C1016 se carga en aproximadamente la magnitud instantánea del voltaje de línea .

Cuando el primer FET Q220 no es conductivo y el voltaje a través del devanado primario del transformador 210 principal tiene una magnitud de aproximadamente dos veces el voltaje de bus (es decir, 2* VBus) el condensador C1016 se carga en aproximadamente la magnitud del voltaje de bus VBus y conduce una corriente de carga de bus adicional IBus a través del diodo D1014 y dentro del condensador de bus CBUs-Por consiguiente, aunque la magnitud del voltaje rectificado VRECT es menor que la magnitud del voltaje de bus VBUs la bomba de carga 1010 opera para consumir periódicamente la corriente de carga ICP a través del conmutador de regulador de intensidad 106 y para conducir la corriente de carga de bus adicional IBUs en el condensador de bus CBos para permitir que el condensador de bus CBUS se cargue durante un tiempo cuando el condensador de bus CBUs normalmente disminuya en carga. El inductor L1018 controla el índice en el cual el voltaje a través del condensador C1016 de carga en respuesta al voltaje de cambio a través de la salida del circuito inversor 140.

La Figura 15 es un diagrama esquemático simplificado de un circuito de medición de corriente de lámpara 420' del circuito de medición 170 de acuerdo con una tercera modalidad de la presente invención. Un transformador de corriente 270' tiene dos devanados primarios acoplados entre el circuito de tanque resonante 150 y a la lámpara 102 como se muestra en Figura 4. Sin embargo, el transformador de corriente 270' sólo tiene un devanado secundario sencillo acoplado al circuito de medición de corriente de lámpara 420'. Específicamente, el devanado secundario del transformador de corriente 270' se acopla a través de la unión de la base-emisor de un transistor Q1510 de unión bipolar PNP. La unión de la base del transistor Q1510 y el devanado secundario del transformador de corriente 270' se acopla al voltaje de suministro de CD Vcc- Cuando la corriente de lámpara ILAMP (Y de este modo la corriente a través del devanado secundario del transformador de corriente 270') tiene una magnitud positiva, el transistor Q1510 se vuelve conductivo, de este modo conduciendo corriente a través de un condensador C1512 y una resistencia R1514. La señal de control de corriente de lámpara VLAMP_CUR generada a través de la combinación paralela del condensador C1512 y la resistencia R1514 es representativa de la magnitud de la corriente de lámpara ILAMP- Cuando la corriente de lámpara ILA P tiene una magnitud negativa, el transistor Q1510 no es conductivo, y la corriente a través del devanado secundario del transformador de corriente 270' fluye a través de un diodo D1516.

Aunque la presente invención se ha descrito con respecto a modalidades particulares de la misma, muchas otras variaciones y modificaciones y otros usos se volverán aparentes para aquellos con experiencia en la técnica. Por lo tanto, se prefiere que la presente invención se limite no por la descripción específica en la presente, sino por las reivindicaciones anexas solamente.

Claims (22)

NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención se considera como novedad y por lo tanto se reclama como propiedad lo descrito en las siguientes: REIVINDICACIONES

1. Un convertidor de energía de multi-conmutación, caracterizado porque comprende: un transformador principal que tiene un devanado primario para producir un voltaje de salida oscilante; primer y segundo conmutadores de semiconductor acoplados eléctricamente al devanado primario del transformador principal para conducir la corriente a través del devanado primario en una base alterna; y primer y segundo circuitos de excitación para controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductor, respectivamente en una base de ciclo por ciclo para generar el voltaje de salida oscilante a través del devanado primario del transformador principal, el primer y segundo circuitos de excitación pueden operar para encender los conmutadores de semiconductor respectivos en respuesta a las primeras señales de control derivadas del transformador principal y para apagar los conmutadores de semiconductor respectivos en respuesta a las segundas señales de control recibidas de un circuito de control; en donde el voltaje de salida oscilante tiene una frecuencia operativa dependiente de cuando el primer y segundo conmutadores de semiconductor se encienden y se apagan .

2. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 1, se caracteriza porque la segunda y cuarta señales de control del circuito de control son sustancialmente las mismas, de manera que el primer y segundo conmutadores de semiconductor se controlan apagados al mismo tiempo .

3. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 2, se caracteriza porque el primer y segundo circuitos de excitación encienden el primer y segundo conmutadores de semiconductor en respuesta a la primera y tercera señales de control del transformador principal, respectivamente, después de una cantidad predeterminada de tiempo después de que los circuitos de excitación apagan el primer y segundo conmutadores de semiconductor.

4. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 1, se caracteriza además porque comprende: un condensador de bus para producir un voltaje de bus de CD sustancialmente, el condensador de bus acoplado al conmutador principal, de manera que el voltaje de bus de CD se proporciona a una toma central del devanado primario del transformador principal; en donde el primer y segundo conmutadores de semiconductor se acoplan entre los extremos de terminal del devanado primario del transformador principal y un circuito común, de manera que el voltaje de bus de CD se proporciona a través de la mitad del devanado primario del transformador principal cuando uno del primer y segundo conmutadores de semiconductor es conductivo .

5. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 1, se caracteriza porque el primer y segundo conmutadores de semiconductor comprenden transistores de efecto de campo.

6. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 1, se caracteriza además porque comprende: primer y segundo devanados acoplados de manera magnética al devanado primario del transformador principal, el primer y segundo devanados acoplados de manera eléctrica al primer y segundo circuitos de excitación, respectivamente, para proporcionar las primeras señales dé control desde el transformador principal, respectivamente.

7. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 1, se caracteriza porque el primer y segundo circuitos de excitación apagan el conmutador de semiconductor respectivo en respuesta a las magnitudes de las corrientes a través de cada uno de los conmutadores de semiconductor respectivos .

8. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 1, se caracteriza porque el primer y segundo circuitos de excitación apagan el conmutador de semiconductor respectivo en respuesta a una magnitud pico de una integral de la corriente a través del conmutador de semiconductor respectivo .

9. Un método para controlar un convertidor de energía de conmutación, caracterizado porque comprende un transformador principal que tiene un devanado primario acoplado a través de una salida del convertidor de energía de conmutación, el primer y segundo conmutadores de semiconductor acoplados de manera eléctrica al devanado primario del transformador principal, primer y segundo circuitos de excitación acoplados al primer y segundo conmutadores de semiconductor, respectivamente, y un circuito de control acoplado al primer y segundo circuitos de excitación, el método comprende las etapas de: producir un voltaje de CA de alta frecuencia a través del devanado primario del transformador principal; derivar las primeras señales de control desde el transformador principal; recibir las segundas señales de control desde el circuito de control; y controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductor en una base de ciclo por ciclo para conducir la corriente a través del devanado primario en una base alternativa en respuesta a la primera y segunda señales de control ; en donde la etapa de controlar el primer y segundo conmutadores de semiconductor además comprende encender los conmutadores de semiconductor en respuesta a las primeras señales de control desde el transformador principal, y apagar los conmutadores de semiconductor en respuesta a las segundas señales de control desde el circuito de control, de manera que el voltaje de CA de alta frecuencia tenga una frecuencia operativa dependiente de cuándo el primer y segundo conmutadores de semiconductor se encienden y se apagan .

10. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 1, se caracteriza además porgue comprende: un condensador de bus acoplado al transformador principal para conducir una corriente del convertidor cuando uno del primer y segundo conmutadores de semiconductor es conductivo; en donde el circuito de control se puede operar para escalar la corriente del convertidor para producir una corriente escalada, integrar la corriente escalada para generar una señal de control integral representativa de la corriente escalada, comparar la señal de control integral con un voltaje de umbral, y volver a los conmutadores de semiconductor no conductivos en respuesta a la señal de control integral que alcanza el voltaje de umbral.

11. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 10, se caracteriza porque el circuito de control comprende: un circuito de escalado operativo para producir la corriente escalada de manera que la magnitud de la corriente escalada es proporcional a la corriente del convertidor; un circuito integrador que puede operar para integrar la corriente escalada para generar la señal de control integral; y un circuito comparador que puede operar para comparar la señal de control integral con el voltaje de umbral, y que tiene una salida representativa de la señal de control integral que alcanza el voltaje de umbral.

12. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 11, se caracteriza el circuito integrador comprende un condensador acoplado para conducir la corriente escalada, de manera que la magnitud de la señal de control integral es dependiente de un voltaje generado a través del condensador .

13. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 12, se caracteriza porque el circuito integrador además comprende una resistencia de polarización acoplada al condensador para conducir una corriente de polarización a través del condensador además de la corriente escalada .

14. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 12, se caracteriza porque el circuito integrador además comprende un conmutador de semiconductor acoplado a través del condensador para restablecer el voltaje generado a través del condensador en aproximadamente cero voltaje, cuando el primer y segundo conmutadores de semiconductor se vuelven no conductivos .

15. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 11, se caracteriza porque el circuito de control cambia el voltaje de umbral en respuesta a una corriente de salida deseado del convertidor de energía.

16. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 11, se caracteriza porque el circuito de escalado comprende un circuito de espejo de corriente.

17. El convertidor de energía de conformidad con la reivindicación 11, se caracteriza además porque comprende: un circuito de excitación acoplado a las entradas de control del primer y segundo conmutadores de semiconductor y en respuesta a la salida del circuito comparador para volver a los conmutadores de semiconductor no conductivos al mismo tiempo.

18. El método de conformidad con la reivindicación 9, se caracteriza porque el convertidor de energía tiene un condensador de almacenamiento de energía acoplado al transformador principal y que puede operar para conducir una corriente del convertidor cuando uno de los conmutadores de semiconductor es conductivo, el método además comprende las etapas de: escalar la corriente del convertidor para producir una corriente escalada; integrar la corriente escalada para generar una señal de control integral representativa de la corriente escalada; y comparar la señal de control integral con un voltaje de umbral; y en donde la etapa de apagar los conmutadores de semiconductor comprende volver a los conmutadores de semiconductor no conductivos en respuesta a la señal de control integral que alcanza el voltaje de umbral.

19. El método de conformidad con la reivindicación 18, se caracteriza porque la etapa de integrar comprende conducir la corriente escalada a través de un condensador de integración, de manera que la magnitud de la señal de control integral es dependiente de un voltaje generado a través del condensador de integración.

20. El método de conformidad con la reivindicación 19, se caracteriza además porque comprende: conducir una corriente de polarización a través del condensador de integración además de la corriente escalada.

21. El método de conformidad con la reivindicación 19, se caracteriza además porque comprende: restablecer el voltaje generado a través del condensador de integración en aproximadamente cero voltaje cuando el primer y segundo conmutadores de semiconductor se vuelven no conductivos .

22. El método de conformidad con la reivindicación 18, se caracteriza además porque comprende la etapa de: cambiar el voltaje de umbral en respuesta a una corriente de salida deseada del convertidor de energía.