CN103220870B

CN103220870B - 电子安定器

Info

Publication number: CN103220870B
Application number: CN201210016226.1A
Authority: CN
Inventors: 钟燕; 张伟强; 应建平
Original assignee: Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Current assignee: Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date: 2012-01-18
Filing date: 2012-01-18
Publication date: 2015-09-16
Anticipated expiration: 2032-01-18
Also published as: TWI441562B; US20130181608A1; US8742670B2; CN103220870A; TW201332399A

Abstract

本发明公开了一种电子安定器，包括：方波发生器，包括多个开关元件，开关元件交替导通，用于将直流输入电压转换为方波交流电压输出；变压器，包括一驱动绕组、多个控制绕组和至少一感应绕组，驱动绕组、控制绕组和感应绕组之间相互耦合，多个控制绕组与多个开关元件的控制端分别电连接以控制多个开关元件交替导通；谐振电路，与驱动绕组构成谐振回路，电连接于方波发生器的输出端，用以驱动发光元件；至少一控制驱动电路，并联于感应绕组的两端，控制驱动电路用于接收一控制信号来控制感应绕组两端的电压，从而控制至少一开关元件的导通时间。本发明提供了一种工作频率可以被控制的电子安定器以使得发光元件的工作电流或功率稳定。

Description

电子安定器

技术领域

本发明涉及安定器技术，尤其涉及一种能够控制发光元件的工作电流和功率的电子安定器。

背景技术

目前，与电磁安定器相比，电子安定器具有效率高、重量轻、无闪烁、无可听到的噪声等优点，因而得到了广泛使用。在驱动发光元件(例如荧光灯)的各种电子安定器中，自激式电子安定器是较简单、性价比较高的一种电子安定器。

然而，自激式电子安定器存在如下问题。在自激式电路中，由于自身电路结构的限制，自激谐振电路的工作频率由负载而定，因此难以控制自激式电子安定器的输出电压和输出电流，进而难以控制发光元件的工作电流或功率。另外，传统自激式电子安定器的工作频率和发光元件的功率依赖于自激式电子安定器中驱动变压器的特性。对于具有相同电路设计的同一批自激式电子安定器而言，由于驱动变压器制作存在的差异性会导致同一批发光元件具有不同的工作电流。

因此，需要一种工作频率能够被控制的电子安定器以使得发光元件的工作电流或功率能根据需要进行调节。

发明内容

本发明针对现有技术中存在的问题，提供一种工作频率能够被控制的电子安定器以使得发光元件的工作电流和功率能根据需要进行调节。

本发明提供了一种电子安定器，包括：

方波发生器，包括多个开关元件，所述开关元件交替导通，用于将直流输入电压转换为方波交流电压输出；

变压器，包括一驱动绕组、多个控制绕组和至少一感应绕组，所述驱动绕组、所述控制绕组和所述感应绕组之间相互耦合，多个所述控制绕组与多个所述开关元件的控制端分别电连接以控制多个所述开关元件交替导通；

谐振电路，与所述驱动绕组构成谐振回路，电连接于所述方波发生器的输出端，用以驱动所述发光元件；

至少一控制驱动电路，并联于所述感应绕组的两端，所述控制驱动电路用于接收一控制信号来控制所述感应绕组两端的电压，从而控制至少一开关元件的导通时间。

本发明提供的电子安定器，利用了感应绕组与控制绕组之间的耦合，通过控制驱动电路控制感应绕组两端的电压进而控制控制绕组两端的电压来实现对于开关元件的导通时间的控制，因而实现了对于电子安定器工作频率的控制，使得发光元件的工作电流或功率根据需要进行调节。

通过以下参照附图对优选实施例的说明，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更加明显。

附图说明

图1示例性示出本发明电子安定器实施例一的结构示意图；

图2示例性示出本发明电子安定器实施例二的结构示意图；

图3示例性示出本发明电子安定器中控制驱动电路的一种结构；

图4示例性示出本发明电子安定器实施例三的结构示意图；

图5示例性示出本发明电子安定器实施例四的结构示意图；

图6示例性示出本发明电子安定器中采样电路8的结构示意图；

图7示例性示出图5中感应绕组T1-4两端的电压、在与感应绕组T1-4电连接的控制驱动电路3A中流过第一二极管D11的电流以及流过第一晶体管Q1的电流的信号示意图；

图8示例性示出本发明电子安定器实施例五的结构示意图；

图9示例性示出本发明电子安定器实施例六的结构示意图；

图10示例性示出本发明涉及到的发光元件的预热示意图；

图11示例性示出本发明电子安定器实施例七的结构示意图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的实施例。应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。

图1示例性示出本发明电子安定器实施例一的结构示意图，该电子安定器可以用于驱动至少一个发光元件，例如，荧光灯、日光灯、金卤灯等。

该电子安定器包括方波发生器1、变压器、谐振电路2以及至少一个控制驱动电路。

方波发生器1可以包括多个开关元件，各个开关元件交替导通，以将直流输入电压转换为方波交流电压输出。方波发生器1可以是半桥逆变器或全桥逆变器等。方波发生器1中包括的开关元件的个数例如可以是2个、4个或更多个。图1中以方波发生器1是半桥逆变器为例进行说明，该方波发生器1可以包括两个双极结型晶体管(Bipolar junction Transistor，BJT)Q1和Q2，晶体管Q1和Q2交替导通，将输入的直流电压转换为方波交流电压输出。当然，方波发生器1中的多个开关元件不限于BJT，也可以是场效应晶体管，例如，可以是结型场效应晶体管(Junction type Field Effect Transistor，JFET)或者金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor type FieldEffect Transistor，MOSFET)等。

变压器可以包括驱动绕组、多个控制绕组和至少一个感应绕组。驱动绕组、控制绕组和感应绕组之间相互耦合。多个控制绕组与多个开关元件的控制端分别电连接以控制多个开关元件交替导通。如图1所示，变压器可以包括驱动绕组T1-1、两个控制绕组T1-2和T1-3以及一个感应绕组T1-4。驱动绕组T1-1、两个控制绕组T1-2和T1-3以及一个感应绕组T1-4可以分别缠绕在相互磁耦合的磁芯上，也可以缠绕在一具有闭合磁回路的磁芯不同位置，使得驱动绕组T1-1、两个控制绕组T1-2和T1-3以及一个感应绕组T1-4之间相互磁耦合。控制绕组T1-2与晶体管Q1的控制端电连接，控制绕组T1-3与晶体管Q2的控制端电连接，且两个控制绕组T1-2和T1-3同名端接法相反，例如，如图1所示，控制绕组T1-2的同名端与晶体管Q1的发射极电连接，而另一端与晶体管Q1的控制极——基极电连接；控制绕组T1-3的同名端与晶体管Q2的基极电连接，另一端与晶体管Q2的发射极电连接，从而控制绕组T1-2和T1-3可以分别控制晶体管Q1和Q2交替导通。

谐振电路2电连接于方波发生器1的输出端(即晶体管Q1的发射极处的结点N1)，可以包括谐振电感Lr和谐振电容Cr。谐振电路2与驱动绕组T1-1连接用以将方波转换成驱动发光元件4所需的交流，以驱动发光元件4。

在本发明的实施例中，还包括至少一个控制驱动电路，在图1中以包括一个控制驱动电路3A为例来进行介绍。该控制驱动电路3A可以并联于感应绕组T1-4的两端，并且通过接收控制信号来控制感应绕组T1-4两端的电压，从而控制至少一个开关元件的导通时间，例如，感应绕组T1-4的同名端和控制驱动电路3A的接法与控制绕组T1-2的同名端和晶体管Q1的接法相同，因此感应绕组T1-4两端的电压耦合至控制绕组T1-2，可以直接控制晶体管Q1的导通时间，从而影响整个方波发生器1的开关频率及其输出电流或电压大小。

为了具有更高的功率因数，电子安定器还可以包括功率因数校正(PowerFactor Correction，PFC)电路5。当然，电子安定器还可以包括用于为方波发生器1提供直流电压的整流电路等，图1中未一一示出。

下面描述实施例一的工作原理。

在图1所示的电子安定器中，驱动绕组T1-1和谐振电路2串联，发光元件4在该谐振回路的驱动下发光，电容Cbus为隔直电容。对于具有相同设计的一批电子安定器而言，每个电子安定器中变压器允许有一定制作工艺的误差，该制作工艺的误差，例如，尺寸上的误差，会导致电学参量的差异性。这样，每个电子安定器的工作频率可能不同，因而导致具有相同设计的一批电子安定器所驱动的发光元件4具有不同的工作电流或功率。而且，电子安定器的工作频率由于依赖于谐振电路2的谐振频率而难以控制。

为了使得具有相同设计的多个电子安定器的工作电流能够相同，而且使得单个电子安定器在稳定工作阶段工作频率可被控制，在本发明的实施例中，增加了与各个控制绕组耦合的至少一个感应绕组(例如T1-4)以及至少一个控制驱动电路，例如，图1中的控制驱动电路3A。当控制驱动电路3A接收到控制信号时，例如当发光元件4的工作电流大于某一电流预设值时，控制驱动电路3A控制感应绕组T1-4两端的电压，例如控制感应绕组T1-4两端的电压下降。由于感应绕组T1-4与控制绕组T1-2、T1-3耦合，因此当感应绕组T1-4两端的电压下降时，控制绕组T1-2和T1-3两端的电压均下降，控制绕组T1-2的极性与感应绕组T1-4极性相同。如果控制绕组T1-2两端的电压下降到低于晶体管Q1的阈值电压，则晶体管Q1关断。在控制驱动电路3A的控制下，晶体管Q1的导通时间变短，方波发生器1的开关频率变高，电子安定器的工作频率也变高。而电子安定器的工作频率变高使得工作频率远离谐振频率，可以使得发光元件4的工作电流或功率下降。当控制驱动电路3A未接收到控制信号时，控制驱动电路无法控制感应绕组T1-4两端的电压来使得发光元件4的工作电流下降。

本发明实施例一提供的电子安定器中，利用了感应绕组T1-4与控制绕组T1-2之间的耦合，通过控制驱动电路3A控制感应绕组T1-4两端的电压进而控制控制绕组T1-2两端的电压来实现对于晶体管Q1的导通时间的控制，因而实现了对于电子安定器的工作频率的控制。这样，发光元件的工作电流或功率也能根据需要进行控制。

在本发明的另一实施例中，感应绕组的数目可以是两个，可以分别由两个感应绕组控制两个交替导通的开关元件。控制驱动电路的数目也可以是两个，这两个控制驱动电路可以与这两个感应绕组一对一地电连接。

图2示例性示出了本发明电子安定器实施例二的结构示意图。在实施例二的结构中，在实施例一的基础上增加了一个感应绕组T1-5和一个控制驱动电路3B，该感应绕组T1-5与驱动绕组T1-1、控制绕组T1-2和T1-3以及感应绕组T1-4相互之间磁耦合。与感应绕组T1-4电连接的控制驱动电路3A控制感应绕组T1-4两端的电压下降时，与感应绕组T1-4同名端接法相同的控制绕组T1-2两端的电压下降，使得晶体管Q1的导通时间变短。与感应绕组T1-5电连接的控制驱动电路3B控制感应绕组T1-5两端的电压下降时，与感应绕组T1-5同名端接法相同的控制绕组T1-3两端的电压下降，使得晶体管Q2的导通时间变短。

实施例二中，通过设置感应绕组T1-4和T1-5，使得晶体管Q1和Q2的导通时间均变短，这样电子安定器的工作频率的调节幅度相对实施例一可更高。在要求电子安定器工作频率幅度可变化较大的情况下，可以采用实施例二。实施例二相对实施一可以实现对电子安定器更为深度的控制，对发光元件的工作电流可实现大幅度的控制。

在本发明的实施例中，控制驱动电路3A或3B可以是能够控制感应绕组两端的电压的电路。例如，可以是钳位电路，该钳位电路可以接收控制信号，工作时将感应绕组两端的电压拉低以使得与感应绕组耦合的控制绕组(例如，与感应绕组同名端接法相同的控制绕组)所控制的开关元件由导通向关断切换。

图3示例性示出本发明电子安定器中控制驱动电路3A的一种结构，该控制驱动电路3A是一种钳位电路。图3中以与感应绕组T1-4电连接的钳位电路为例进行介绍。该钳位电路可以包括NPN双极晶体管Q31、PNP双极晶体管Q41、第一电阻R11和第二电阻R21。NPN双极晶体管Q31的集电极与PNP双极晶体管Q41的基极电连接，PNP双极晶体管Q41的集电极与NPN双极晶体管Q31的基极电连接，PNP双极晶体管Q41的基极通过第一电阻R11与PNP双极晶体管Q41的发射极电连接，NPN双极晶体管Q31的基极通过第二电阻R21与NPN双极晶体管Q31的发射极电连接，NPN双极晶体管Q31的基极为钳位电路用于接收控制信号的输入端，NPN双极晶体管Q31的发射极和PNP双极晶体管Q41的发射极分别与感应绕组T1-4的两端电连接。

该钳位电路还可以包括第三电阻R31、输入电阻R41、第一电容C11、第一二极管D11和第二二极管D21。PNP双极晶体管Q41的集电极通过第三电阻R31和第一二极管D11电连接于PNP双极晶体管Q41的发射极，第一二极管D11的阳极和第三电阻R31的一端与感应绕组T1-4的一端电连接，第一二极管D11的阴极与PNP双极晶体管Q31的发射极电连接，NPN双极晶体管Q31的基极通过并联的第一电容C11和第二二极管D21电连接至NPN双极晶体管Q31的发射极，第二二极管D21的阳极和阴极分别与NPN双极晶体管Q31的发射极和基极电连接，输入电阻R41的一端电连接于NPN双极晶体管Q31的基极而另一端接收控制信号。

下面描述图3所示的钳位电路的工作原理。

当接收到控制信号时，通过控制信号和感应绕组T1-4对第一电容C11两端充电，NPN双极晶体管Q31基极处的电压升高。当NPN双极晶体管Q31的基极处的电压高于NPN双极晶体管Q31的阈值电压时，NPN双极晶体管Q31导通，进而PNP双极晶体管Q41和第一二极管D11也导通。于是感应绕组T1-4两端的电压被拉低。

感应绕组T1-4两端的电压降低，可以使得控制绕组T1-2两端的电压低于晶体管Q1(参见图1)的阈值电压，从而使得晶体管Q1由导通向关断切换，从而控制方波发生器1中与感应绕组T1-4对应的晶体管Q1的导通时间。此外，第一二极管D11起到了防止电流反向流动的作用。

在图3所示的钳位电路中，NPN双极晶体管Q31和PNP双极晶体管Q41形成了一种由不同类型的晶体管组成的复合管的结构。这种复合管结构的开关速度快，而且可以使得感应绕组T1-4两端的电压的降低量较大。但是，在本发明的实施例中并不限于如图3所示的结构，例如，在钳位电路中可以只包括一个双极晶体管(例如只包括NPN双极晶体管)。

此外，除了可以采用如图3所示的钳位电路，也可以采用其他类型钳位电路，只要该钳位电路接收到控制信号时，可将感应绕组两端电压一段时间内钳位在一低电位，使得与感应绕组磁耦合的控制绕组控制的晶体管Q1由导通向关断切换，缩短晶体管Q1的导通时间即可。针对于本实施例中晶体管Q1的类型，钳位电路需要将感应绕组两端的电压钳位在一低电位，即撤销晶体管Q1的基极驱动，使得晶体管Q1由导通向关断切换，而对于其他类型的晶体管Q1可能需要钳位电路将感应绕组两端的电压钳位在一相对高电位，才可使此种类型的晶体管Q1由导通向关断切换。在其他实施例中，钳位电路也可以使得晶体管Q1由关断向导通切换，增加晶体管Q1的导通时间，也可以改变整个电子安定器的工作频率和输出电流/电压的大小。因此钳位电路的输出可根据方波发生器中晶体管的类型，以及是增加晶体管Q1的导通时间还是缩短晶体管Q1的导通时间去设计。

图4示例性示出本发明电子安定器实施例三的结构示意图。在本发明提供的电子安定器中，还可以包括至少一个控制电路，该控制电路可以产生输入至控制驱动电路3A的控制信号。Vbus是方波发生器1所需的直流输入电压。该至少一个控制电路可以是一个调光控制电路，该调光控制电路可以基于发光元件的工作电流生成控制信号。或者，该至少一个控制电路可以是一个预热延时电路。

或者，在本发明提供的电子安定器中还可以包括至少两个控制电路，这至少两个控制电路分时产生控制信号输入至控制驱动电路。这至少两个控制驱动电路该可以包括一个预热延时电路和一个调光控制电路。

图5示例性示出本发明电子安定器实施例四的结构示意图，该实施例示出了该至少一个控制电路是一个调光控制电路6的情况。为了便于说明，图5中主要示出了调光控制电路6、感应绕组T1-4和T1-5以及控制驱动电路3A和3B的结构，其他结构可以参见图1。

在该实施例中，电子安定器包括两个控制驱动电路3A和3B，控制驱动电路3B包括的元件以及各元件之间的连接关系与图3中所示的控制驱动电路3A基本相同，并且附图标记的字母和紧邻字母的第一数字均相同的元件是类型、参数及功能也基本相同的元件，例如，用附图标记R41和R42指代控制驱动电路3A和3B各自的输入电阻，附图标记Q41和Q42指代PNP双极晶体管，附图标记Q31和Q32指代NPN双极晶体管。由于控制驱动电路3B与3A的元件数目与连接关系基本相同，工作原理与前述描述的控制驱动电路3A的工作原理相同，因此不再这里赘述。在其他的实施例中，控制驱动电路3A和3B也可以是电路结构完全不同的两种电路，或者可以是电路结构相同但元件参数不同等。因此控制驱动电路3A和3B可以根据不同的需求进行设计，不局限于在此例举的控制驱动电路3A和3B的电路结构。

该实施例中，调光控制电路6可以包括比例积分调节器61，比例积分调节器61的正极输入端的输入为发光元件的工作电流的采样电流I_lamp，比例积分调节器61的负极输入端的输入为发光元件的电流预设值I_ref，比例积分调节器61的输出端为调光控制电路6的输出端。比例积分调节器61的输出端分别通过输入电阻R41和R42电连接至用于控制感应绕组T1-4和T1-5的控制驱动电路3A和3B中的NPN双极晶体管Q31和Q32的基极。

图6示例性示出本发明电子安定器中采样电路8的结构示意图。该采样电路8包括采样电阻R5、第三二极管D3和第四二极管D4。图6中还一并示出了采样电路8与发光元件4以及谐振电路2之间的连接关系。第三二极管D3的阳极电连接于谐振电容Cr的一端，阴极电连接于隔直电容Cbus的一端以及第四二级管D4的阳极。采样电阻R5的一端电连接于第三二极管D3的阳极，另一端电连接于第四二极管D4的阴极。采样电阻R5与第四二极管D4之间的结点N2输出发光元件4的采样电流，该结点N2与图5中比例积分调节器61的正极输入端电连接。该采样电路也可以是其他形式的电流采样电路，例如电流互感器。

下面结合图5和图6说明书本发明电子安定器实施例四的工作原理。

在图5所示的电路中，比例积分调节器61的输出端输出的控制信号和感应绕组T1-4两端的电压共同控制NPN双极晶体管Q31的基极，比例积分调节器61的输出端输出的控制信号和感应绕组T1-5两端的电压共同控制NPN双极晶体管Q32的基极。

当发光元件的工作电流高于电流预设值I_ref时，即当采样电路8输出的采样电流I_lamp高于电流预设值I_ref时，比例积分调节器61的输出端输出的控制信号的电压增大。采样电流I_lamp与电流预设值I_ref之间的差值决定比例积分调节器61的输出端输出的控制信号的电压大小。在比例积分调节器61的输出端输出的控制信号可交替驱动控制驱动电路3A和3B工作，从而交替控制感应绕组T1-4和T-5所对应控制的晶体管Q1的导通时间和晶体管Q2的导通时间。这样，电子安定器的工作频率增大，电子安定器的工作频率增大导致发光元件4的工作电流和功率下降，直到发光元件4的工作电流下降到等于电流预设值I_ref时，比例积分调节器61的输出端输出的控制信号配合感应绕组T1-4和T1-5两端电压在NPN双极晶体管Q31和Q32的基极的分压，NPN双极晶体管Q31和Q32及控制驱动电路3A和3B维持当前状态。这样就实现了对于发光元件4的工作电流的控制。同理，当采样电路8输出的采样电流I_lamp低于电流预设值I_ref时，比例积分调节器61的输出端控制信号的电压减小，使得晶体管Q1和晶体管Q2的导通时间变长，电子安定器的工作频率减小，直到发光元件4的工作电流升至电流预设值I_ref。

图7示例性示出了图5中感应绕组T1-4两端的电压、在与感应绕组T1-4电连接的控制驱动电路3A中流过第一二极管D11的电流以及流过第一晶体管Q1的电流的信号示意图。图7中，点划线表示感应绕组T1-4两端的电压，粗实线表示流过第一二极管D11的电流，细实线表示流过第一晶体管Q1的电流。

图7中，在T0到T1时间段内，感应绕组T1-4两端的电压为正，控制驱动电路3A中NPN双极晶体管Q31的基极的电压升高，但并未达到NPN双极晶体管Q31的阈值电压(参考图5)。在T1-T2时间段内，在感应绕组T1-4两端的电压和比例积分调节器61的输出端输出的控制信号的共同作用下，NPN双极晶体管Q31的基极处的电压达到NPN双极晶体管Q31的阈值电压，晶体管Q31导通，控制驱动电路3A开始工作。于是，在T1-T2时间段内，感应绕组T1-4两端的电压被钳制，晶体管Q1的导通时间缩短。在T2-T3时间段内，感应绕组T1-4两端的电压为负，NPN双极晶体管Q31的基极处的电压降低，NPN双极晶体管Q31截止，控制驱动电路3A停止工作。

图7中，感应绕组T1-5的工作过程与T1-4的工作过程类似，不同的是感应绕组T1-5对应控制晶体管Q2。感应绕组T1-5的同名端和晶体管Q2的接法与感应绕组T1-4的同名端和晶体管Q1的接法相反，从而分别控制交替导通的晶体管Q1和晶体管Q2的导通时间。由于工作原理相同，因此不在这赘述。可以看出，图5提供的控制电路——比例积分调节器实际上为一种闭环控制电路，这样可以使得发光元件4的工作电流基本保持在接近于电流预设值I_ref的范围内。

采用本发明提供的上述电子安定器，结合控制电路和控制驱动电路3A和/或3B实现了对于发光元件4的工作电流根据需要进行调节，使得发光元件4的工作电流可以稳定在接近于电流预设值I_ref的范围内。例如，对于具有相同设计的一批电子安定器，可以设置相同的电流预设值I_ref，这样每个发光元件4的工作电流就可以稳定在接近于电流预设值I_ref，而不会由于变压器的制作工艺的误差导致各个发光元件4的工作电流不同。另外，采用实施例四所示的电子安定器，通过控制电路——比例积分调节器设置不同的电流预设值I_ref，可实现流过发光元件电流或功率的调节，即亮度调节。实施例四相对于图1所示的电子安定器的实施例，具有多个感应绕组，可对各个时间段导通的晶体管的导通时间均进行控制，因此，其对方波发生器的输出进行更大幅度的控制，满足使用者更为宽泛的调节需求。

图8示例性示出了本发明电子安定器实施例五的结构示意图，该实施例示出了该至少一个控制电路是一个预热延时电路9的情况。该预热延时电路9的输出使得与控制驱动电路3A所电连接的感应绕组所控制的开关元件的导通时间缩短，在一预设延迟时间后预热延时电路9释放对控制驱动电路3A的控制。为了便于说明，图8中主要示出了控制电路5、感应绕组T1-4以及控制驱动电路3A的结构，其他结构可以参见图1。

该预热延时电路9电连接于一充电电源7，预热延时电路9包括一延时支路91和延时支路91控制的开关支路92。该延时支路91包括一充电电阻R6和与充电电阻R6串联的充电电容C2，充电电容C2一端接地，充电电源7通过充电电阻R6对充电电容C2充电。开关支路91包括一开关管S1、第一限位电阻R7和第二限位电阻R8。第一限位电阻R7的一端电连接于充电电源7而另一端与开关管S1的一端共接于一第一共接点NC1，第二限位电阻R8的一端与开关S1的控制端共接于一第二共接点NC2，第二限位电阻R8的另一端与开关管S1的另一端共接于一第三共接点NC3。第一共接点NC1为预热延时电路9的输出端，NC2第二共接点电连接于充电电阻R6和充电电容C2之间，第三共接点NC3电连接于感应绕组T1-4的一端。在本实施例中，延时电路9的延时时间实际上与充电电阻R6，充电电容C2以及第二限位电阻R8的具体参数有关。在其他延时电路的实施例中，第二限位电阻R8也可以省略，延时电路9的延时时间只与延时支路91上的元件参数相关。另外，充电电源7可来源于方波发生器1或者PFC电路5。

下面结合图8来说明实施例五的工作原理。

对于有的发光元件，例如荧光灯，灯丝预热对于提高发光元件的寿命具有重要作用。因此在本发明的实施例中通过预热延时电路9和控制驱动电路3A来实现发光元件的热启动。

对于发光元件的预热可以持续一段时间，例如大约0.4秒到2秒。这个预热持续时间，可根据预热延时电路9中的元件实际参数而进行设计。然后发光元件可以点亮，然后进入稳定工作阶段。在预热阶段，电子安定器的工作频率被控制在较高的值使得电子安定器的输出电压保持在适当的值，从而避免荧光灯点亮。电子安定器在预热阶段的工作频率要高于荧光灯在稳定工作阶段的工作频率。

参见图8，预热延时电路9开始工作时，充电电源7通过充电电阻R6对充电电容C2充电，第二共接点NC2处的电压升高。这时，由于开关管S1控制端的电压未达到开关管S1的阈值电压，因此开关管S1保持关断状态，与充电电源7电连接的第一共接点NC1处保持在较高的电压，使得控制驱动电路3A中NPN双极晶体管Q31导通时间变长。第一共接点NC1处的电压信号可以看作预热延时电路9输出的控制信号。由于NPN双极晶体管Q31导通，控制驱动电路3A工作，将感应绕组T1-4两端的电压拉低，从而使得控制绕组T1-2两端的电压拉低，晶体管Q1导通时间变短，电子安定器工作频率变高。这时，荧光灯两端的电压保持在避免荧光灯点亮但是可以加热灯丝的值。

在对灯丝加热的过程中，随着充电电容C2两端的电压升高，第二共接点NC2处的电压升高。当第二共接点NC2处的电压升高到高于开关管S1的阈值电压时，开关管S1导通，第一共接点NC1处的电压被拉低。由于第一共接点NC1处的电压被拉低，NPN双极晶体管Q31关断，控制驱动电路3A停止工作。这样，控制驱动电路3A对于感应绕组T1-4的电压钳制作用消失，后续发光元件在被预热后就可以被点亮。

此后，由于充电电源7对于充电电容C2的充电作用，第二共接点NC2处的保持在高电压，开关管S1保持导通，第一共接触点NC1处的电压保持拉低，预热延时电路9对于控制驱动电路3A不再起控制作用。

图9示例性示出本发明电子安定器实施例六的结构示意图。图9所示的实施例与图8所示的实施例的区别之处在于：图9所示的实施例中，电子安定器包括两个感应绕组T1-4和T1-5，预热延时电路9与这两个感应绕组均电连接；而图8所示的实施例中，电子安定器只包括一个感应绕组T1-4。图9所示的实施例中，预热延时电路9的第一共接点NC1处输出的控制信号控制与感应绕组T1-4电连接的控制驱动电路3A和与感应绕组T1-5电连接的控制驱动电路3B。

因此，在发光元件在被点亮前需要预热的情况下，设计者可以根据设计需要选择实施例五或者实施例六进行发光元件的预热。

无论是实施例五还是实施例六，发光元件的预热均可基于图10进行。图10示例性示出本发明涉及到的发光元件的预热示意图。该发光元件4分别与预热电容C_h1的一端和预热电容C_h2的一端电连接，预热绕组Lr-1的两端分别与预热电容C_h1的另一端和发光元件4电连接，预热绕组Lr-2的两端分别与预热电容C_h2的另一端和发光元件4电连接。预热绕组Lr-1和Lr-2均与谐振电感Lr耦合。在预热阶段，发光元件的灯丝被预热绕组Lr-1和Lr-2从耦合自谐振电感Lr的电能加热。可见，预热绕组Lr-1和Lr-2是用作一个源。当然，对于发光元件进行加热时，也可以采用其他类型的器件或电路结构对灯丝进行加热。

图11示例性示出本发明电子安定器实施例七的结构示意图，该实施例示出了该至少两个控制电路5包括一个预热延时电路9和一个调光控制电路6的情况。为了便于说明，图10中主要示出了控制电路5、感应绕组T1-4和T1-5以及控制驱动电路3A和3B的结构，其他结构可以参见图1。

在图11中，预热延时电路9中各个元件的连接关系与上文参照图8所描述的相同，调光控制电路6中各个元件的连接关系与上文参照图5所描述的相同。

下面描述图11所示的电子安定器的工作原理。

上电后，发光元件还未点亮，采样电流I_lamp为零，比例积分调节器61的输出端的输出为零或一低电平。由预热延时电路9输出的控制信号来控制控制驱动电路3A和3B，这称为预热阶段。在预热阶段，第一共接点NC1处保持在较高的电压，即预热延时电路输出控制信号，使得与感应绕组T1-4和T1-5电连接的控制驱动电路3A和3B工作。在感应绕组T1-4和T1-5以及控制驱动电路3A和3B的控制下，电子安定器的工作频率变高，使得发光元件未被点亮前灯丝被加热。

在经过预热延时电路9确定的预定时间后，第一共接点NC1处的电压被拉低，预热延时电路9释放对于控制驱动电路3A和3B的控制。于是，电子安定器的工作频率下降，发光元件后续会被点亮。发光元件被点亮后进入稳定工作阶段。在稳定工作阶段，若从发光元件4采样的采样电流I_lamp高于电流预设值I_ref，则调光控制电路6输出的控制信号将会变化，使得控制驱动电路控制感应绕组T1-4和T1-5分别对应的晶体管Q1和Q2(参见图1)的导通时间变短，电子安定器的工作频率变高，发光元件的工作电流减小。直到采样电流I_lamp等于电流预设值I_ref时，调光控制电路6输出的控制信号会维持稳定。同理，当采样电流I_lamp的值高于电流预设值I_ref时，调光控制电路6输出的控制信号将会变化，使得控制驱动电路控制感应绕组T1-4和T1-5分别对应的晶体管Q1和Q2的导通时间延长，电子安定器的工作频率变低，发光元件的工作电流变大。

在图11所示的结构中，预热延时电路9的输出端与控制驱动电路3A和3B之间可以电连接一个单向导通元件10a，用于防止电流反向流动。在比例积分调节器61的输出端至控制驱动电路3B之间也可以电连接一个用于防止电流反向流动的单向导通元件10b。

单向导通元件10a和10b可以是二极管，也可以是其他能够起到防止电流反向流动的元件。

在前述的各实施例中，主要是以方波发生器为半桥式逆变器为例进行了描述。如果方波发生器是全桥式逆变器，则也可以通过控制驱动电路来控制全桥式逆变器中的各个开关元件的导通时间从而实现对于电子安定器的工作频率的控制。大致的工作原理与前述参照半桥式逆变器进行的描述类似。

综上所述，采用本发明提供的电子安定器，利用了感应绕组与控制绕组之间的耦合，通过控制驱动电路控制感应绕组两端的电压进而控制控制绕组两端的电压来实现对于开关元件的导通时间的控制，因而实现了对于发光元件的工作电流和功率的控制。

此外，本发明的电子安定器利用预热延时电路和控制驱动电路实现了发光元件的热启动，能够延长发光元件的寿命。

此外，本发明的电子安定器利用调光控制电路和控制驱动电路实现了调光，能够根据需要调节将发光元件亮度，达到了减小不同电子安定器的差异性和节能的效果。

虽然已参照典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims

1.一种电子安定器，用于驱动至少一个发光元件，包括：

方波发生器，包括至少两个开关元件，所述开关元件交替导通，用于将直流输入电压转换为方波交流电压输出；

变压器，包括一驱动绕组、多个控制绕组和至少两个感应绕组，所述驱动绕组、所述控制绕组和所述感应绕组之间相互耦合，每个开关元件均对应于一个所述控制绕组和一个所述感应绕组，多个所述控制绕组与多个所述开关元件的控制端分别电连接以控制多个所述开关元件交替导通；

至少一控制驱动电路，并联于所述感应绕组的两端，所述控制驱动电路用于接收一控制信号来控制所述感应绕组两端的电压，从而控制所述感应绕组所对应的开关元件的导通时间。

2.根据权利要求1所述的电子安定器，所述控制驱动电路的数目至少为两个，两个所述控制驱动电路与两个所述感应绕组一对一电连接。

3.根据权利要求1所述的电子安定器，所述控制驱动电路为一钳位电路，接收所述控制信号，所述钳位电路工作时将所述感应绕组两端电压拉低以使得与所述感应绕组耦合的控制绕组所控制的所述开关元件由导通向关断切换。

4.根据权利要求3所述的电子安定器，所述钳位电路包括一NPN双极晶体管、一PNP双极晶体管、第一电阻和第二电阻，所述NPN双极晶体管的集电极与所述PNP双极晶体管的基极电连接，所述PNP双极晶体管的集电极与所述NPN双极晶体管的基极电连接，所述PNP双极晶体管的基极通过所述第一电阻与所述PNP双极晶体管的发射极电连接，所述NPN双极晶体管的基极通过所述第二电阻与所述NPN双极晶体管的发射极电连接，所述NPN双极晶体管的基极为所述钳位电路用于接收所述控制信号的输入端，所述NPN双极晶体管的发射极和所述PNP双极晶体管的发射极分别与所述感应绕组的两端电连接。

5.根据权利要求4所述的电子安定器，所述钳位电路还包括第三电阻、输入电阻、第一电容、第一二极管和第二二极管，所述PNP双极晶体管的集电极通过所述第三电阻和所述第一二极管电连接于所述PNP双极晶体管的发射极，所述第一二极管的阳极和所述第三电阻的一端与所述感应绕组的一端电连接，所述第一二极管的阴极与所述PNP双极晶体管的发射极电连接，所述NPN双极晶体管的基极通过并联的所述第一电容和所述第二二极管电连接至所述NPN双极晶体管的发射极，所述第二二极管的阳极和阴极分别与所述NPN双极晶体管的发射极和基极电连接，所述输入电阻的一端电连接于所述NPN双极晶体管的基极而另一端接收所述控制信号。

6.根据权利要求1至5任一所述的电子安定器，还包括至少一控制电路，所述控制电路产生所述控制信号输入至所述控制驱动电路。

7.根据权利要求6所述的电子安定器，所述控制电路为一预热延时电路，所述预热延时电路的输出使得与所述控制驱动电路电连接的感应绕组所控制的开关元件的导通时间缩短，在一预设延迟时间后所述预热延时电路释放对所述控制驱动电路的控制。

8.根据权利要求7所述的电子安定器，所述预热延时电路电连接于一充电电源，所述预热延时电路包括一延时支路、所述延时支路控制的一开关支路；所述延时支路包括一充电电阻和与所述充电电阻串联的充电电容，所述充电电容一端接地，所述充电电源通过所述充电电阻对所述充电电容充电；所述开关支路包括一开关管、第一限位电阻和第二限位电阻，所述第一限位电阻的一端电连接于所述充电电源而另一端与所述开关管的一端共接于一第一共接点，所述第二限位电阻的一端与所述开关管的控制端共接于一第二共接点，所述第二限位电阻的另一端与所述开关管的另一端共接于一第三共接点，所述第一共接点为所述预热延时电路的输出端，所述第二共接点电连接于所述充电电阻和所述充电电容之间，所述第三共接点电连接于所述感应绕组的一端。

9.根据权利要求6所述的电子安定器，所述控制电路为一调光控制电路。

10.根据权利要求9所述的电子安定器，所述调光控制电路包括比例积分调节器，所述比例积分调节器的正极输入端的输入为所述发光元件电流的采样电流，所述比例积分调节器的负极输入端的输入为所述发光元件的电流预设值。

11.根据权利要求10所述的电子安定器，所述发光元件电流的采样电流为所述发光元件串联的一采样电路的电流。

12.根据权利要求1至5任一所述的电子安定器，还包括至少两个控制电路，所述两个控制电路分时产生所述控制信号输入至所述控制驱动电路。

13.根据权利要求12所述的电子安定器，所述两个控制电路分别为一预热延时电路和一调光控制电路；所述预热延时电路的输出使得所述控制驱动电路将所述控制驱动电路所并联的感应绕组所控制的开关元件的导通时间缩短，在一预设延迟时间后所述预热延时电路释放对所述控制驱动电路的控制。

14.根据权利要求13所述的电子安定器，所述预热延时电路电连接于一充电电源，所述预热延时电路包括一延时支路、所述延时支路控制的一开关支路；所述延时支路包括一充电电阻和与充电电阻串联的充电电容，所述充电电容一端接地，所述充电电源通过所述充电电阻对所述充电电容充电；所述开关支路包括一开关管、第一限位电阻和第二限位电阻，所述第一限位电阻的一端电连接于所述充电电源而另一端与所述开关管的一端共接于一第一共接点，所述第二限位电阻的一端与所述开关管的控制端共接于一第二共接点，所述第二限位电阻的另一端与所述开关管的另一端共接于一第三共接点，所述第一共接点为所述预热延时电路的输出端，所述第二共接点电连接于所述充电电阻和所述充电电容之间，所述第三共接点接于所述感应绕组的一端。

15.根据权利要求14所述的电子安定器，所述预热延时电路的输出端至所述控制驱动电路之间电连接有单向导通元件。

16.根据权利要求13所述的电子安定器，所述调光控制电路为比例积分调节器，比例积分调节器的正极输入端的输入为所述发光元件电流的采样电流，所述比例积分调节器的负极输入端的输入为发光元件的电流预设值。

17.根据权利要求16所述的电子安定器，所述发光元件电流的采样电流为所述发光元件串联的一采样电路的电流。

18.根据权利要求16所述的电子安定器，所述比例积分调节器输出端至所述控制驱动电路之间电连接有单向导通元件。

19.根据权利要求1所述的电子安定器，所述方波发生器为半桥逆变器，包括两个开关元件，所述控制绕组的个数为两个，两个所述控制绕组与两个所述开关元件的控制端一对一电连接。