CN102217427A

CN102217427A - 具有部分自激振荡倒相电路的电子镇流器

Info

Publication number: CN102217427A
Application number: CN2009801443362A
Authority: CN
Inventors: R·C·小纽曼; M·S·泰帕莱
Original assignee: Lutron Electronics Co Inc
Current assignee: Lutron Electronics Co Inc
Priority date: 2008-09-05
Filing date: 2009-05-15
Publication date: 2011-10-12
Also published as: CA2735805A1; US8049430B2; US8232734B2; US20120001560A1; EP2335458A2; MX2011002447A; US20100060179A1; WO2010027389A2; WO2010027389A3

Abstract

本发明提供一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器，其包括具有部分自激振荡方式的倒相电路。该倒相电路包括具有初级绕组的主变压器的推/拉式转换器用于产生高频AC电压；半导体开关电耦合至所述主变压器的初级绕组用于引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组，以及栅极驱动电路用于在逐周期的基础上控制所述半导体开关。该驱动电路控制(例如：打开)所述半导体开关以响应于来自所述主变压器的第一控制信号，并控制(例如：关闭)所述半导体开关以响应来自所述控制电路的第二控制信号。该控制电路控制所述半导体开关以响应流过所述倒相电路的倒相电流的积分峰值。

Description

具有部分自激振荡倒相电路的电子镇流器

技术领域

本发明涉及用于诸如荧光灯的气体放电灯的电子镇流器。更具体而言，本发明涉及一种用于响应于相位控制电压驱动并控制荧光灯亮度的两线电子调光镇流器。

背景技术

在过去的几年内，诸如荧光灯的气体放电灯作为替换常规白炽灯的使用有了大幅度增长。与白炽灯比较，荧光灯通常更高效并且提供更长的使用期限。在一些区域，例如加利福利亚，州法律要求新建的一些区域配备只能使用荧光灯。

气体放电灯必须由镇流器驱动以正确地照明。镇流器从交流电流(AC)电源接收AC电压并且产生适当的高频电流用于驱动荧光灯。调光镇流器，其可控制相连的荧光灯的亮度，通常具有至少三个连接：连接至来自AC电源的转换热电压、连接至AC电源的不带电侧、连接至所需亮度的控制信号，所述控制信号例如为来自标准三线调光电路的相位控制电压。一些电子调光镇流器，例如由Lutron Electronics有线公司制造的荧光Tu-Wire

调光器电路，仅要求两个连接，例如连接至来自调光器的相位控制电压以及连接至AC电源的不带电侧。

大部分现有技术的镇流器电路通常设计并打算用于商业用途。这导致大部分现有技术的镇流器价格较高并且相当难以安装并使用，并且因而不适合住宅安装。所以，需要一种小型、低成本的两线电子调光镇流器，其可能结合荧光灯一起被低能源消费者使用替换白炽灯。

发明内容

根据本发明的一个实施方式，用于驱动气体放电灯的电子镇流器包括用于产生大体上为DC的总线电压的总线电容、用于将DC总线电压转变为高频AC电压以驱动灯泡的倒相电路，以及控制电路。所述倒相电路包括具有用于产生高频AC电压的初级绕组的主变压器、电耦合至所述主变压器的初级绕组以引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组的第一及第二半导体开关，以及用于分别在逐周期的基础上控制所述第一及第二半导体开关的第一及第二驱动电路。所述控制电路耦合至所述倒相电路的第一及第二驱动电路用于控制所述第一及第二半导体开关。所述第一及第二驱动电路响应于来自所述主变压器的第一控制信号及接收自所述控制电路的第二控制信号而控制相应的第一及第二半导体开关。

在此还描述了用于电子镇流器的多开关电源转换器。所述电源转换器包括具有用于产生振荡输出电压的初级绕组的主变压器，以及电耦合至所述主变压器的初级绕组以引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组的第一及第二半导体开关。所述电源转换器进一步包括可操作以在逐周期的基础上响应于来自所述主变压器的第一控制信号及接收外部控制电路的第二控制信号而控制所述第一半导体开关的第一驱动电路。另外，所述第一驱动电路可控制所述第一半导体开关，并且所述电源转换器进一步可进一步包括用于在逐周期的基础上响应于来自所述主变压器的第三控制信号及接收所述外部控制电路的第四控制信号而控制所述第二半导体开关的第二驱动电路。

根据本发明的另一个实施方式，多开关电源转换器包括(1)具有用于产生振荡输出电压的初级绕组的主变压器；(2)电耦合至所述主变压器的初级绕组以引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组的第一及第二半导体开关；以及(3)用于分别在逐周期的基础上响应于来自所述主变压器的第一控制信号及接收外部控制电路的第二控制信号而控制所述第一及第二半导体开关的第一及第二驱动电路。

还公开了一种用具有倒相电路及控制电路的电子镇流器驱动气体放电灯的方法。所述倒相电路包括具有跨越所述倒相电路输出端偶联的初级绕组的主变压器、电耦合至所述主变压器的初级绕组的第一及第二半导体开关，以及分别偶联至所述第一及第二半导体开关的第一及第二驱动电路。所述方法包括以下步骤：(1)产生通过所述主变压器的初级绕组的高频AC电压；(2)从所述主变压器得到第一控制信号；(3)从所述控制电路接收第二控制信号；以及(4)在逐周期的基础上控制所述第一及第二半导体开关以在交替的基础上响应于所述第一及第二控制信号引导电流通过所述初级绕组。

另外，在此描述了一种倒相电路，其包括总线电容、变压器、第一及第二控制器开关及控制电路。所述变压器具有初级绕组，其包括在中心抽头处连接的第一及第二绕组部分并具有第一及第二端子。所述总线电容跨越中心抽头及交点之间的DC总线电压连接。所述第一开关偶联在所述交点及所述初级绕组的第一端子之间，而所述第二开关偶联在所述交点与所述初级绕组的第二端子之间。所述控制电路控制所述第一及第二开关的导电状态，使得来自总线电容的电流交替地通过所述第一及第二绕组部分从而产生具有幅度大约为通过所述初级绕组的DC总线电压两倍的大致方形波电压。所述控制电路包括第一及第二驱动电路，每个开关，分别偶联至所述第一及第二开关的控制输入端。所述第一及第二驱动电路接收相应的第一及第二控制信号。所述变压器具有第一及第二磁耦合的驱动绕组，每个开关，其分别流入所述第一及第二驱动电路以交替地打开所述第一及第二开关。另外，在来自所述第一及第二驱动绕组的电流分别提供所述第一及第二开关导通之前，所述第一及第二控制信号提供所述第一及第二开关非导通。

根据本发明的另一个实施方式，一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器包括用于产生大体上为DC的总线电压的总线电容、用于将DC总线电压转变为高频AC电压以驱动灯泡的倒相电路、可操作为产生表示流过所述灯泡的灯泡电流幅度的灯泡电流控制信号的灯泡电流测量电路、以及可操作以接收灯泡电流控制信号并响应于所述灯泡电流的幅度控制所述倒相电路的控制电路。所述倒相电路包括具有用于产生高频AC电压的初级绕组的主变压器、电耦合至所述主变压器的初级绕组以引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组的第一及第二半导体开关，以及用于分别在逐周期的基础上控制所述第一及第二半导体开关的第一及第二驱动电路。所述控制电路耦合至所述倒相电路的第一及第二驱动电路用于响应于所述灯泡电流的幅度而控制所述第一及第二半导体开关。所述第一及第二驱动电路响应于来自所述主变压器的第一控制信号及接收所述控制电路的第二控制信号而控制相应的第一及第二半导体开关。

根据本发明另一个方面，开关电源转换器由大致DC总线电压产生高频AC电压，所述DC总线电压通过总线电容产生。所述开关电源转换器包括适用于引导转换电流穿过所述总线电容的半导体开关，以及可操作用于缩放所述转换电流以产生缩放电流的控制电路，积分所述缩放电流以产生表示所述缩放电流的积分控制信号，将所述积分电流与阈值电压进行比较，并且响应于到达所述阈值电压的所述积分控制信号而使得所述半导体开关为非导通。

在此还描述了一种用于电子镇流器的控制开关电源转换器的方法。所述电源转换器具有蓄能电容器及至少一个用于引导转换电流的半导体开关。所述方法包括以下步骤：(1)缩放所述转换电流以产生缩放电流；(2)积分所述缩放电流以产生表示所述缩放电流的积分控制信号；(3)将所述积分电流与阈值电压进行比较；以及(4)响应于到达所述阈值电压的所述积分控制信号而是的所述半导体开关为非导通。

根据本发明的另一个实施方式，用于驱动气体放电灯的电子镇流器包括：(1)用于产生大体上为DC的总线电压的总线电容；(2)用于将DC总线电压转变为高频AC电压以驱动灯泡的倒相电路，所述倒相电路包括适合于引导转换电流的半导体开关；以及(3)可操作用于缩放所述转换电流从而产生缩放电流的控制电路，积分所述缩放电流以产生表示所述缩放电流的积分控制信号，将所述积分电流与阈值电压进行比较，并且响应于到达所述阈值电压的所述积分控制信号而使得所述半导体开关为非导通。

根据本发明的又一实施方式，用于电子镇流器的倒相电路包括具有初级绕组的变压器，所述初级绕组包括在中心抽头处连接的第一及第二绕组部分并具有第一及第二端子，连接于中心抽头及交点之间的通过DC总线电压的总线电容，第一及第二控制开关，以及用于控制所述第一及第二控制开关的导通状态的控制电路。所述第一开关偶联在所述交点及所述初级绕组的第一端子之间，而所述第二开关偶联在所述交点与所述初级绕组的第二端子之间。所述控制电路提供第一及第二控制信号以控制相应开关的输入，藉此所述第一及第二开关交替地导通以产生基本方波，其具有大约为通过所述初级绕组的DC总线电压两倍的幅度。所述控制电路缩放通过所述第一及第二开关的电流以产生缩放电流信号，积分所述缩放电流信号以产生积分信号，并且响应于到达所述阈值电压的所述积分信号而使得所述开关为非导通。

根据本发明的另一个实施方式，用于驱动气体放电灯的电子镇流器包括跨越DC总线电压连接的总线电容、用于接收所述DC总线电压并用于产生大致方波电压的倒相电路，所述方波具有大约为DC总线电压两倍的幅度，以及用于接收所述DC总线电压并用于产生正弦电压以驱动所述灯泡的振荡电路。所述倒相电路包括具有初级绕组的变压器，所述初级绕组包括在中心抽头处连接的第一及第二绕组部分并具有第一及第二端子。所述总线电容在中心抽头及交点之间连接。所述倒相电路进一步包括偶联在所述交点分别与所述初级绕组的第一及第二端子之间的第一及第二开关，以及用于控制所述第一及第二开关的导电状态的控制电路。所述控制电路提供第一及第二控制信号以控制相应开关的输入，藉此所述第一及第二开关交替地导通以产生基本方波，其具有大约为通过所述初级绕组的DC总线电压两倍的幅度。所述控制电路缩放通过所述第一及第二开关的电流以产生缩放电流信号，积分所述缩放电流信号以产生积分信号，并且响应于到达所述阈值电压的所述积分信号而使得所述开关为非导通。

本发明的其他特征及优点通过以下参考附图对本发明的描述将变得显然。

附图说明

图1为根据本发明第一个实施方式的系统的简化方框图，该系统包括用于驱动荧光灯的电子调光镇流器；

图2为更详细示出图1的电子调光镇流器的简化方框图；

图3为更详细示出图2的电子调光镇流器的总线电容、检测电阻、倒相电路以及振荡回路的简化原理图；

图4为更详细示出图3振荡回路的电流互感器的简化原理图；

图5为更详细示出推/拉转换器的简化原理图，所述转换器包括图3的反相电路、总线电容及检测电阻；

图6为示出在正常操作中图2的推/拉转换器及控制电路操作的波形的简化图；

图7为图2的镇流器的测量电路的简化原理图，所述测量电路用于测量所述荧光灯的灯泡电压以及灯泡电流；

图8为示出灯泡电压、所述荧光灯的灯泡电流的实数部分、以及灯泡电流的虚数部分的简化图；

图9为图2的控制电路的简化方框图；

图10A及10B为图9的控制电路的简化原理图；

图11为由图9控制电路的微控制器定期执行的目标灯泡电流程序的简化流程图；

图12为由图9控制电路的微控制器执行的启动程序的简化流程图；

图13为根据本发明第二个实施方式的电子调光镇流器的简化方框图；

图14为更详细示出图13的镇流器的充电泵、倒相电路及振荡电路的简化原理图；

图15为根据本发明第三个实施方式的图7测量电路的灯泡电流测量电路的简化原理图。

具体实施方式

当结合附图阅读时，将更好地理解前述简介以及以下优选实施方式的详细描述。为了阐明本发明的目的，在附图中示出了在此优选的实施方式，其中在附图的几个视图中相似的附图标记表示相似的部件，然而，应当理解本发明不限于所公开的特定方法及手段。

图1为根据本发明第一个实施方式的系统的简化方框图，该系统包括用于驱动荧光灯102的电子调光镇流器100。所述镇流器100通过常规两线调光器开关106偶联至交流电流(AC)电源104(例如120V_AC，60HZ)的带电侧。所述调光器开关106通常包括双向半导体开关(未示出)，诸如，例如以反串联偶联的三端双向可控硅开关元件或两端场效应晶体管(FETs)，用于向所述镇流器100提供相位控制电源V_PC(即调光热电压)。使用标准正相位控制调光技术，所述双向半导体开关在每个AC电源的半周期的特定时间被赋予导电并且在每个半周期期间保持导通的导电周期T_CON。可操作所述调光器开关106以通过控制所述导电周期T_CON的长度而控制传送给镇流器100的电能大小。

图1的镇流器100仅要求两个连接：连接至来自调光器开关106的相位控制电压V_PC以及连接至AC电源104的不带电侧。可操作所述镇流器100以控制所述灯泡102打开或关闭并且响应于所述相位控制电压V_PC导电周期T_CON从低端(即最小亮度)至高端(即最大亮度)调整灯泡的亮度。

图2为更详细示出电子调光镇流器100的简化方框图。所述电子镇流器100包括“前端”电路120及“后端”电路130。所述前端电路120包括使交流电源提供的噪音最小化的射频干扰(RFI)过滤器122和用于接收相位控制电压V_PC并生成整流电压V_RECT的全波整流器124。所述V_RECT通过二极管D126偶联至总线电容C_BUS用于产生通过所述总线电容C_BUS的大致DC总线电压V_BUS。所述总线电容C_BUS的负端偶联至整流器DC共用接头(如图2所示)。

整流器后端电路130包括电源转换器，例如，倒相电路140，用于将DC总线电压V_BUS转换为高频方波电压V_SQ。所述高频方波电压V_SQ(即高频AC电压)特征在于工作频率f_OP(以及工作周期T_OP＝1/f_OP)。镇流器后端电路130进一步包括输出电路，例如“对称”振荡电路150，用于过滤所述方波电压V_SQ以产生基本正弦的高频AC电压V_SIN，其偶联至灯泡102的电极。所述倒相电路140通过检测电阻R_SENSE偶联至DC总线电容C_BUS的负输入端。在所述倒相电路140操作期间，响应于转换电流I_INV产生通过总线电容C_BUS的检测电压V_SENSE(如图2所示称之为电路共用接头)。所述检测电阻R_SENSE偶联在整流器DC共用接口及电路共用接口之间并且具有例如1Ω的电阻。

镇流器100进一步包括控制电路160，其控制倒相电路140的操作并且因而控制灯泡102的亮度。电源162产生DC电源电压V_CC(例如5V_DC)用于驱动控制电路160及镇流器100的其他低压电路。

可操作控制电路160以确定响应于零交点探测电路164的灯泡102的所需照明亮度(具体地，目标灯泡电流I_TARGET)。所述零交点探测电路164提供表示相位控制电压V_PC至控制电路160零交点的零交点控制信号V_ZC。零交点定义为所述每个半周期相位控制电压V_PC由具有基本为零伏的幅度变为具有大于预定零交点阈值V_TH-ZC的幅度的时间点(并且反之亦然)。具体而言，零交点探测电路164将整流电压的幅度与预定零交点阈值V_TH-ZC(例如大于20V)比较，并且当整流电压V_RECT小于预定零交点阈值V_TH-ZC时，驱动零交点控制信号V_ZC变高(即至逻辑高电位，例如大约DC供应电压V_CC)。进一步，当整流电压V_RECT大于预定零交点阈值V_TH-ZC时，零交点探测电路164驱动零交点控制信号V_ZC变低(即至逻辑低电位，例如大约电路公共端)

可操作控制电路160用于响应相位控制电压V_PC的导电周期T_CON确定灯泡102的目标灯泡电流I_TARGET。可操作控制电路160用于控制在倒相电路140中流通的倒相电流I_INV的积分峰值从而间接控制高频方波电压V_SQ的工作频率f_OP，并且因而控制灯泡102的亮度至所需照明亮度。

镇流器100进一步包括测量电路170，其向控制电路160提供灯泡电压信号V_{LAMP_VLT}及灯泡电流信号V_{LAMP_CUR}。所述测量电路170响应于倒相电路140以及振荡电路150，使得灯泡电压控制信号V_{LAMP_VLT}表示跨越灯泡102电极测量的灯泡电压V_LAMP的幅度，而灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}表示流过灯泡的灯泡电流I_LAMP的幅度。

可操作控制电路160以响应于跨越检测电阻R_SENSE产生的检测电压V_SENSE控制倒相电路140的操作，来自所述零交点探测电路164的所述零交点控制信号V_ZC，灯泡电压控制信号V_{LAMP_VLT}，以及灯泡电流信号V_{LAMP_CUR}。具体而言，控制电路160控制倒相电路140的操作，以控制灯泡电流I_LAMP朝目标灯泡电流I_TARGET转变。

图3为更详细示出倒相电路140以及振荡电路150的简化原理图。如图3所示，倒相电路140、总线电容C_BUS、以及检测电阻R_SENSE形成推/拉转换器。然而，本发明不限于仅具有推/拉转换器的电子调光镇流器。倒相电路140包括具有中心抽头式初级绕组的主变压器210，所述初级绕组跨越倒相电路140的输出端偶联。跨越所述主变压器210的所述初级绕组产生倒相电路140的高频方波电压V_SQ。所述主变压器210的初级绕组的中心抽头偶联至DC总线电压V_BUS。

所述倒相电路140进一步包括第一及第二半导体开关，例如为场效应晶体管(FETs)Q220、Q230，其偶联在所述主变压器210的初级绕组及电路公共端之间。FETsQ220、Q230具有控制输入端(及门)，其分别偶联至第一及第二门驱动电路222、232，用于赋予所述FETs导电性及非导电性。所述门驱动电路222、232分别从所述控制电路160接收第一及第二FET驱动信号V_{DRV_FET1}和V_{DRV_FET2}。所述门驱动电路222、232还电偶联至各自磁偶联至所述主变压器210的初级绕组的驱动绕组224、234。

由于可操作门驱动电路222、232以响应于接收自控制电路160及主变压器210的控制信号而控制FETsQ220、Q230的操作，镇流器100的所述推/拉转换器表现部分自激振荡的性能。具体而言，可操作所述门驱动电路222、232以响应于来自所述主变压器210的驱动绕组224、234的所述控制信号打开(即赋予导电性)FETsQ220、Q230，并且响应于来自控制电路160的所述控制信号(即第一及第二FET驱动信号V_{DRV_FET1}和V_{DRV_FET2})关闭(及赋予非导电性)FETs。所述FETsQ220、Q230可在交替地基础上被赋予导电性，即使得当第二FETsQ230导电时第一FETsQ220不导电，反之亦然。

当第一FETsQ220导电时，连接至所述第一FETsQ220的初级绕组的终端电偶联至电路公共端。相应地，跨越主变压器210的一个半初级绕组提供DC总线电压V_BUS，使得在倒相电路140的输出端(即跨越主变压器210的初级绕组)的高频方波电压V_SQ具有大约为总线电压两倍的幅度(即2*V_BUS)，其中如图3所示正电压电势存在与节点B至节点A。当第二FETsQ230导电并且第一FETsQ220不导电时，连接至所述第二FETsQ230的初级绕组的终端电偶联至电路公共端。在倒相电路140的输出端的高频方波电压V_SQ具有与第一FETsQ220导电时相反的极性(即，现在正电压电势存在与节点A至节点B)。相应地，高频方波电压V_SQ具有为总线电压V_BUS两倍的幅度，所述总线电压以倒相电路的工作频率改变极性(如图6所示)。

如图3所示，主变压器210的驱动绕组224、234也偶联至电源162，使得在镇流器110的正常操作期间可操作电源以拉动电流产生来自驱动绕组的DC供应电压V_CC。当镇流器100上电时，电源162从整流器124的输出端拉电流通过高阻抗路径(例如大约50kΩ)以产生未校准的供应电压V_UNREG。电源162不产生DC供应电压V_CC直到所述未校准供应电压V_UNREG已增长至预定水平(例如12V)以允许在镇流器100启动时电源拉动少量电流适当充电。在镇流器100的正常操作期间(即，当倒相电路140正常操作时)，电压162拉动电流以产生未校准的供应电压V_UNREG和来自所述倒相电路140的驱动绕组224、234的DC供应电压V_CC。在正常操作期间，所述未校准供应电压V_UNREG具有大约15V的峰值电压以及大约3V的波纹(ripple)。所述电源162还产生第二DC供应电压V_CC2，其具有大于DC供应电压V_CC的幅度(例如大约15V_DC)。

高频方波电压V_SQ供给振荡电路150，其从倒相电路140将振荡电流I_TANK(图4)引出。振荡电路150包括“分离”的振荡感应器240，其具有一起绕公共磁芯(如感应装置)磁耦合的第一和第二绕组。第一绕组直接电耦合到该倒相电路140的输出节点A，同时第二绕组直接电耦合到该倒相电路的输出节点B。“分离”振荡电容器是通过两个电容器C250A、C250B(即电容装置)串联形成的，其耦合至分离振荡感应器240的第一和第二绕组间。两个电容器C250A、C250B的连接点耦合至总线电压V_BUS，如二极管D126，总线电容C_BUS和变压器210的中心抽头的连接点。分离振荡感应器240和电容器C250A、C250B用于过滤高频方波电压V_SQ以产生基本正弦电压V_SIN(位于节点X和节点Y之间)用于驱动灯泡102。正弦电压V_SIN跨越DC阻隔电容器C255耦合到灯泡102，其可避免任何DC灯的特性由于倒相器受到不利影响。

振荡电路150的对称(或分离)拓扑结构将灯102的电极产生的RFI噪声最小化。分离振荡感应器240的第一和第二绕组在绕组导线间耦合分别形成寄生电容。这些寄生电容与电容器C250A、C250B形成电容分压，从而由倒相电路140的高频方波电压V_SQ形成的RFI噪声在振荡电路150的输出端减弱，藉此改进镇流器100的RFI性能。

分离振荡感应器240的第一和第二绕组同样磁耦合到两个灯丝绕组242，该灯丝绕组电耦合到灯泡102的灯丝。在灯102点亮前，灯的灯丝必须被加热以延长灯泡的寿命。具体而言，在灯泡102导通前的预热模式中，倒相电路140的工作频率f_OP由一个预热频率f_PRE控制，从而在分离振荡感应器240的第一和第二绕组上产生的电压幅度基本上要比电容器C250A、C250B上产生的电压幅度更大。同时相应的，灯丝绕组242给灯102的灯丝提供用于加热灯丝的灯丝电压。在灯丝被适当加热之后，控制倒相电路140的工作频率f_OP使得电容器C250A、C250B上的电压幅度增加直到灯泡102点亮并且灯泡电流I_LAMP开始流经灯泡。

该测量电路170电耦合到第一辅助绕组260(其磁耦合到主变压器210的初级绕组)和第二辅助绕组262(其磁耦合到分离振荡感应器240的第一和第二绕组)。在第一辅助绕组260上生成的电压代表该倒相电路140的高频方波电压V_SQ的幅度，而在第二辅助绕组262上产生的电压代表分离振荡感应器240的第一和第二绕组上的电压幅度。由于灯电压V_LAMP的幅度近似等于高频方波电压V_SQ和分离振荡感应器240的第一和第二绕组电压之和，可操作该测量电路170来生成响应于第一和第二辅助绕组260、262上电压的灯电压控制信号V_{LAMP_VLT}。

由该振荡电路150生成的高频正弦电压V_SIN跨越电流变压器270耦合到灯泡102的电极上。具体而言，该电流变压器270有两个初级绕组，其和灯泡102的每个电极串联耦合。电流变压器270还包括两个次级绕组270A、270B，其磁耦合到两个初级绕组，并且电耦合到测量电路170。该测量电路170可操作为生成响应于电流变压器270的次级绕组270A、270B上产生电流的灯泡电流I_LAMP控制信号。

图4是更详细的显示电流变压器270以及电流变压器和部件包括振荡电路150和灯泡102的电极连接的简化原理图。灯泡102的典型特征为每个电极间的电容耦合点C_E1、C_E2以及接地点，例如镇流器100的连接盒的安装位置或灯泡102安装的固定位置(如连接到接地点的镇流器100的导电罩)。这些电容耦合点C_E1、C_E2生成流过该电流变压器270的初级绕组的公共模式电流。流过该电流变压器270的初级绕组的微分模式的电流代表流过灯泡102的灯电流I_LAMP的幅度，从而也代表灯的亮度。因此，如图4中所示，该电流变压器270的初级绕组和灯泡102的每个电极串联耦合，从而灯泡电极中的微分模式电流相加而电极中的公共模式电流相减。尽管所示的电流变压器270有两个初级绕组和两个次级绕组，电流变压器也可选择实现成两个分离变压器，其中每个有一个初级绕组和一个次级绕组。

参考图7，更详尽的描述了操作测量电路170来产生响应电流变压器270的次级绕组270A、270B的电流灯电压控制信号V_{LAMP_VLT}和灯电流控制信号V_{LAMP_CUR}的过程。

图5是更详细显示门驱动电路222、232的推/拉转换器(如倒相电路140，总线电容C_BUS和检测电阻R_SENSE)的简化原理图。图6是显示镇流器100正常操作期间，推/拉转换器的操作波形的简化图。

如前所述，响应来自主变压器210的第一和第二驱动绕组224、234的控制信号分别使第一和第二FETsQ220、Q230导通。响应由控制电路160产生的第一和第二FET驱动信号V_{DRV_SET1}、V_{DRV_FET2}分别使第一和第二门驱动电路222、232非导通。控制电路160驱动同时驱动第一和第二FET驱动信号V_{DRV_SET1}、V_{DRV_FET2}为高和为低，从而使得第一和第二FET驱动信号相同。相应的，FETsQ220、Q230同一时间点为非导通，但在交替的基础上为导通，从而方波电压由合适的工作频率f_OP产生。

当第二FET Q230导通，振荡电流I_TANK从主变压器210的初级绕组的第一半流到振荡电流150(即如图5中所示，从总线电容C_BUS到节点A)。同时，电流I_INV2(其具有和振荡电流相同的幅度)从初级绕组的第二半流过(如图5所示)。类似的，当第一FET Q220导通，振荡电流I_TANK从主变压器210的初级绕组的第二半流过，并且电流I_INV1(其具有和振荡电流相同的幅度)从初级绕组的第一半流过。相应的，倒相电流I_INV有振荡电流I_TANK大约两倍的幅度。

当第一FET Q220导通，高频方波电压V_SQ的幅度大约是从节点B到节点A测量的总线电压V_BUS的两倍。如前所述，振荡电流I_TANK流过主变压器210的初级绕组的第二半，并且电流I_INV1从初级绕组的第一半流过。检测电压V_SENSE在检测电阻R_SENSE上产生，并且代表倒相电流I_INV的幅度。需要注意当倒相电流I_INV以如图5中所示的倒相电流I_INV的方向流过检测电阻R_SENSE时，检测电压V_SENSE是一个负电压。

该控制电路160产生积分控制信号V_INT，其代表检测电压V_SENSE的积分，并且可响应达到阈值电压V_TH(将在图9中详细描述)的积分控制信号V_INT来操作关闭第一FET Q220。第一FET驱动信号V_{DRV_FET1}跨越电阻R321(如具有10kΩ阻抗)和电容器C323(如具有100pF)的并联，耦合到NPN双极连接晶体管Q320的栅极上。为了关闭第一FET Q220，控制电路160驱动第一FET驱动信号V_{DRV_FET1}为高(即大约为DC供电电压V_CC)。相应的，晶体管Q320变为导通并且引导电流通过PNP双极连接晶体管Q322的基极。通过向下朝电路公共端拉动第一FET Q220的栅极，晶体管Q322成为导通，从而使第一FET Q220成为非导通。

在使得FET Q220为非导通后，倒相电流I_INV继续流动并对FET Q220的漏极电容充电。高频方波电压V_SQ改变极性，从而使方波电压VSQ的幅度是从节点A到节点B间测量的总线电压V_BUS的大约两倍，并且振荡电流I_TANK通过主变压器210的第一半的初级绕组而导通。最后，第一FET Q220的漏极电容充电至电路公共端处于相对主变压器节点B更高的幅度，并且第二FET Q230的主体二极管开始导通，从而检测电压V_SENSE暂时成为正电压。

在一个“死亡时间”之后，并且当第二FET Q320的主体二极管是导通的并且在第二FET Q230上几乎没有施加电压时(即“二极管压降”或大约0.5～0.7V)，控制电路160驱动第二FET驱动信号V_{DRV_FET2}为低来允许第二FET Q320成为导通。在驱动第一和第二FET驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}为高之后，在控制电路160驱动第一和第二V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}为低使第二FET Q230导通之前，控制电路160等待一个死亡时间周期T_D(例如大约0.5微秒)，以便使当第二FET上产生的电压几乎没有时，第二FET Q230导通(即死亡期间)。变压器210的磁化电流给FET Q230的漏极电容充电来确保开关转换发生在死亡期间。

具体而言，在第一和第二FET驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}驱动为低时，响应主变压器210的第二驱动绕组234上提供的控制信号使第二FET Q230导通。第二驱动绕组234磁耦合到主变压器210的初级绕组，从而当方波电压V_SQ从节点A到节点B具有正电压可能性时，第二驱动绕组234可跨越二极管D334操作导通电流进入栅极驱动电路232。这样，当第一和第二FET驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}被控制电路160驱动为低时，第二驱动绕组234通过二极管D334和电阻R335、R336、R337和NPN双极连接晶体管Q333的导通来引导电流，这样，使得第二FET Q230导通。例如，电阻R335、R336、R337分别具有50Ω、1.5kΩ和33kΩ阻抗。例如，齐纳二极管Z338具有15V导通电压，并且耦合到晶体管Q332、Q333以防止晶体管Q332、Q333的基极电压超出大约15伏。

由于方波电压V_SQ具有从节点A到节点B正电压的可能性，第二FET Q230的主体二极管最终成为非导通。电流I_INV2流经第二半的初级绕组并通过第二FET Q230的漏极连接。相应的，如图6所示，检测电压V_SENSE的极性从正向负变化。当积分控制信号V_INT达到电压阈值V_TH，控制电路160再次同时使FET Q220、Q230为非导通。类似第一栅极驱动电路222的操作，响应第二FET驱动信号V_{DRV_FET2}，第二FET Q230的栅极通过两个晶体管Q330、Q332下拉。当第二FET Q230为非导通之后，振荡电流I_TANK和主变压器210的磁化电流给第二FET Q230的漏极电容充电，并且方波电压V_SQ改变极性。当第一FET驱动信号V_{DRV_FET1}驱动为低，第一驱动绕组224通过二极管D234和三个电阻R325、R326、R327(分别具有50Ω、1.5kΩ和33kΩ阻抗)引导电流。相应的，NPN双极连接晶体管Q323为导通时，则第二FET Q220成为导通。推/拉转换器继续在部分自激振荡模式中工作以响应来自控制电路160和第一和第二驱动绕组224、234的第一和第二驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}。

在镇流器100的启动期间，可操作控制电路160启动电流路径将引导电流I_STRT经过第二栅极驱动电路232的电阻R336、R337。响应于启动电流I_STRT，第二FET Q230导通并且倒相电流I_INV1开始流动。第二栅极驱动电路232包括PNP双极连接晶体管Q340，其可操作将启动电流I_STRT从未校准的供电电压V_UNREG引导到电阻R342(例如具有100Ω阻抗)。晶体管Q340的基极通过电阻R344(例如具有330Ω阻抗)耦合到未校准的供电电压V_UNREG。

控制电路160产生FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}和倒相器启动控制信号V_{DRV_STRT}，其都可用于提供给倒相电路140来控制启动电流I_STRT。FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}通过电阻R348(例如具有1KΩ阻抗)耦合到NPN双极连接晶体管Q346的基极。倒相器启动控制信号V_{DRV_STRT}通过电阻R350(例如具有220Ω阻抗)耦合到晶体管Q346的发射端。在镇流器100的启动时刻，反相启动控制信号V_{DRV_STRT}由控制电路160驱动为低。FET使能控制信号是第一和第二驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}的补充，即当第一和第二驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}为低时(即FET Q220，Q230导通)，FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}驱动为高。相应的，在启动和FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}驱动为高时，当反相启动控制信号V_{DRV_STRT}驱动为低，使晶体管Q340导通并且将启动电流I_STRT通过电阻R336，R337导通，同时倒相电流I_INV开始流动。一单推/拉转换器在上述的部分自激振荡模式下工作，控制电路160关闭通过启动电流I_STRT的电流路径。

另一个NPN晶体管Q352耦合到晶体管Q346的基极以防止当第一FETQ220导通时晶体管Q346也被导通。晶体管Q352的基极通过电阻R354(例如具有10kΩ阻抗)耦合到电阻Q325、R326和第一栅极驱动电路222的晶体管Q323的连接点。相应的，如果第一驱动绕组224通过二极管D324导通电流使第一FET Q220导通，晶体管Q340可避免导通启动电流I_STRT。

图7是测量电路170的简化原理图，其包括灯泡电压测量电路400和灯泡电流测量电路420。灯泡电压测量电路400耦合到第一和第二辅助绕组260，262的串联上，从而辅助绕组串联上的电压幅度代表灯泡电压V_LAMP的幅度。灯泡电压测量电路400产生灯泡电压控制信号V_{LAMP_VLT}，从而灯泡电压控制信号具有大约等于灯泡电压V_LAMP峰值的幅度。控制电路160确定当灯泡102上存在过电压情况，即当辅助绕组260、262上电压预先定义的过电压阈值VOVP时，会响应灯泡电压控制信号V_{LAMP_VLT}。然后，控制电路160响应灯泡电压控制信号V_{LAMP_VLT}，使倒相电路140停止产生高频方波电压V_SQ，来对振荡电流150提供过电压保护(OVP)。

灯泡电压测量电路400包括两个电阻R402，R404，其一串联的方式耦合在辅助绕组260，262的串联上，并且例如分别具有320kΩ和4.3kΩ阻抗。电阻R402，R404的连接点通过二极管D408耦合到NPN双极连接晶体管Q406的基极。辅助绕组260，262的串联上的电压上升超出过电压阈值VOVP，晶体管Q406通过电阻R410，R412导通电流，并给电容C414充电来产生电阻R412和电容C414 VLT并联上的电压。例如，电阻R410，R412分别具有100Ω和47Ω阻抗，且电容C414具有0.01微法电容。

灯泡电流测量电路420耦合到电流变压器270的次级绕组270A，270B。如图4所示，灯泡102的特增速将在电极间耦合有寄生电容C_L，其导致灯泡电流I_LAMP具有电抗成分I_REACTIVE，因此

I_LAMP＝I_REAL+I_REACTIVE (等式1)

其中I_REAL是灯泡电流的实部。图8是显示灯泡电压V_LAMP，灯泡电流I_LAMP的实部I_REAL，灯泡电流的电抗成分I_REACTIVE的简化图。灯泡电流I_LAMP的电抗成分I_REACTIVE和实部I_REAL的相位相差90度。由于实部I_REAL代表灯泡102的亮度，灯泡电流测量电路420积分在灯泡电压V_LAMP的每另一个半周期内，产生通过电流变压器270的次级绕组的电流，来确定灯泡电流I_LAMP的实部I_REAL幅度。由于实部I_REAL和灯泡电压V_LAMP相位相同，而电抗成分IREACTUVE和真实灯泡电压V_LAMP相位差90度，在灯泡电压V_LAMP的半周期内的电抗成分I_REACTIVE的积分近似等于零安培。这样，由灯泡电流测量电路420产生的灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}仅代表灯泡电流I_LAMP的实部I_REAL。

由于通过变压器270的次级绕组270A、270B的电流在灯泡电压V_LAMP的每隔一个半周期内积分，灯泡电流测量电路420也耦合到辅助绕组260，262的串联上。特别的，第一辅助绕组260通过电子R424耦合到NPN双极连接晶体管Q422的基极，从而在灯泡电压V_LAMP的正半周期内，当晶体管Q422基极电压超出大约1.4伏时，晶体管Q422导通。然后，晶体管Q422通过电阻R426、R428和二极管D430将电流从DC供应电压V_CC导通到电路公共点。响应电阻R428和二极管D430上产生的电压，NPN双极连接晶体管Q432通过二极管D434传导电流来限制晶体管Q422的电流。二极管D436耦合在电路公共点和晶体管Q422的基极间，以避免灯泡电流测量电路420在灯泡电压V_LAMP的负半周期期间响应灯泡电流I_LAMP。

电流变压器270的第一个次级绕组270A在NPN双极连接晶体管Q438的基极-发射极连接点上耦合。晶体管Q438的基极和电流变压器270的次级绕组270A的连接点耦合到二极管D426和DC供应电压V_CC的连接点上。电流变压器270的次级绕组270A是电耦合的，从而当灯泡电流I_LAMP(也即绕组270A上通过的电流)具有正的幅度时，晶体管Q438被导通。当晶体管Q422是导通的(即在灯泡电压V_LAMP的正半周期内)并且晶体管Q438是导通的(即绕组270A上通过的电流有正的幅度)，PNP双极连接晶体管Q440被导通并流过来自于电流变压器270的次级绕组270A的电流。二极管D442避免晶体管Q440的基极电压下降太低，即低于DC供电电压V_CC超过一个晶体管下降(例如0.7伏)。当晶体管Q422非导通，晶体管Q440的基极通过电子R426上拉到DC供电电压V_CC并且晶体管Q440是非导通的。

类似的，电流变压器270的第二次级绕组270B在NPN双极连接晶体管Q444的基极-发射极连接点上耦合。从而当灯泡电流I_LAMP具有负的幅度时，晶体管Q444被导通。相应的，当晶体管Q422是导通的(即在灯泡电压V_LAMP的正半周期内)并且晶体管Q444是导通的，NPN双极连接晶体管Q446被导通并流过来自次级绕组270B的电流。

使用电容器C448(例如具有0.1微法电容)，可操作灯泡电流测量电路420积分通过电流变压器270的次级绕组270A、270B的电流。灯泡电流测量电路420进一步包括两个在DC供应电压V_CC和电流公共点间串联耦合的寄存器R450、R452(例如分别具有6.34kΩ和681Ω阻抗)，从而电容器C448在寄存器R450、R452和电路公共点的连接点上耦合。耦合在一起的晶体管Q440，Q446的集电极，耦合到电容器C448和两个电阻R450、R452的连接点上。相应的，当晶体管Q442是导通的，在灯泡电压V_LAMP的正半周期期间，可操作晶体管Q440、Q446控制电流通过电流变压器270的次级绕组270A、270B中的任何一个进入电容器C448中。这样，在灯泡电压V_LAMP的正半周期期间，通过电容器C448传输的电流I_C448的幅度代表灯泡电流I_LAMP，即

I_C448＝I_270A+I_270B＝β·I_LAMP (等式2)

其中，I_270A和I_270B是分别通过电流变压器的次级绕组270A、270B的电流幅度，并且是依赖于电流变压器270的开关次数的常数。在灯泡电压V_LAMP的负半周期内，电流I_C448的幅度时零安培。

由于灯泡电压V_LAMP的正半周期内电抗部分I_REACTIVE的积分近似等于零安培，电容器C448上产生灯泡电压控制信号V_{LAMP_CUR}，并且具有代表灯泡电流I_LAMP的实部I_REAL幅度的幅度，即

V_{LAMP_CUR}＝(1/C₄₄₈)·∫β·I_LAMP dt＝

(1/C₄₄₈)·β∫·(I_REAL+I_REACTIVE)dt＝

(β/C₄₄₈)·(∫I_REAL dt+∫I_REACTIVE dt)＝

(β/C₄₄₈)·∫I_REAL dt (等式3)

其中得到灯泡电压V_LAMP的正半周期的积分。

灯泡电流测量电路420的晶体管Q422、Q432、Q438、Q440、Q446作用是使晶体管不会工作在饱和区域，其将晶体管切换次数(即当一个晶体管从完全导通到完全不导通间的次数)降到最小。灯泡电流测量电路420包括PNP双极连接晶体管Q45，其具有耦合到晶体管Q438的集电极的发射极。晶体管Q451耦合到两个电阻R456、R458连接点的基极，其在DC供应电压V_CC和电路公共点间串联耦合。例如，电阻R456、R458分别具有1kΩ和10kΩ阻抗，这样当晶体管Q440是导通的，晶体管Q454是非导通的。然而，当晶体管Q440是非导通的，当每次通过次级绕组270A的电流具有正幅度时，晶体管Q454通过晶体管Q438导通电流来防止晶体管Q438进入饱和区域。当晶体管Q440变成导通时，如果晶体管Q438准备进入饱和区域，晶体管Q438将通过电容器C448导通一个较大的且不希望的电流脉冲。

图9是控制电路160的简化方框图。控制电路160包括数字控制电路510，其可包括微控制器610(图10A)。数字控制电路510执行两个功能，其由图9中的目标电压控制块512和镇流器替换控制块514表示。目标电压控制块512接受来自零交点检测器162的零交点控制信号V_ZC，并产生目标电压V_TARGET，其具有在电路公共点和DC供应电压V_CC之间的DC幅度并且代表得到灯泡102所需亮度的目标灯电流I_TARGET。镇流器替换控制块514在预加热和点亮灯泡102的过程中控制镇流器100的操作，并可在错误情况发生的时候，例如在镇流器的输出上出现过电压情况，用来替换控制镇流器100的正常操作。镇流器替换控制块514回应灯泡电压V_LAMP和灯泡电流I_LAMP，并产生替换控制信号V_OVERRIDE和预加热控制信号V_PRE。

控制电路160进一步包括比例-积分(PI)控制器516，其试图将目标电压V_TARGET和灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}间的错误(即目标灯电流I_TARGET和灯泡电流I_LAMP的当前幅度差)减到最小。当总线电容C_BUS在重新充电时的总线电压V_BUS幅度的阶梯变化可能导致灯泡电流I_LAMP幅度的阶梯变化。控制电路160通过将PI控制器516的输出和前向反馈电路518产生的电压求和来补偿总线电压V_BUS的变化，并且具有比PI控制器更快速的响应时间。求和操作产生阈值电压V_TH将其和积分控制信号V_INT比较，这样导致倒相电路140切换到合适的工作频率f_OP以产生所需的灯泡102上通过的灯泡电流I_LAMP。

在预加热和点亮灯泡的期间，通过控制替换控制信号V_OVERRIDE到合适的DC幅度(在电路公共点和DC供应电压V_CC间)，可操作镇流器替换控制块514替换PI控制器516的操作来控制工作频率f_OP到合适的频率。在镇流器100的正常操作期间，替换控制信号V_OVERRIDE具有零伏幅度。从而镇流器替换控制块514并不影响PI控制器516的操作。如果镇流器替换控制块514检测到在振荡电流150输出上的过电压情况，可操作替换控制块控制灯泡102的工作频率f_OP到一个等级，使得灯泡电流I_LAMP被控制成一个最小电流，例如接近零安培。

控制电路160接受产生在检测电阻R_SENSE上的检测电压V_SENSE，并响应通过检测电阻导通的倒相电流I_INV。缩放电路520产生代表倒相电流I_INV幅度的缩放控制信号。缩放控制信号通过积分器522进行积分来产生积分控制信号V_INT，其通过比较电路524和阈值电压V_TH进行比较。驱动级526响应比较电路524的输出并产生FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}。当积分控制信号VINT低于阈值电压V_TH时，比较电路524的输出为高。作为响应，驱动级528驱动FET有效信号V_{DRV_ENBL}为低，其复位积分器522。在死亡时间周期TD内，驱动级528保持FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}为低，之后驱动级再次驱动FET使能控制信号为高。逻辑倒相器将FET使能控制信号反相来产生第一和第二FET驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}。

图10A和10B是控制电路160的简化原理图。如先前所述，数字控制电路510包括微控制器610，其可被实现为任何合适的处理装置，例如编程逻辑装置(PLD)，微处理器，或特定应用集成电路(ASIC)。微控制器610执行正常操作过程800和启动过程900，其分别在图11和12中被详细描述。微控制器610接收零交点控制信号V_ZC并产生第一个脉冲宽度调制(PWM)信号V_PWM1，其具有依赖于目标灯泡电流的义务周期数。第一个PWM信号V_PWM1被电阻-电容(RC)电路滤波产生DC目标电压V_TARGET。RC电路包括电阻R612(比如具有11kΩ阻抗)和电容C614(例如具有1微法电容)。

PI控制器516包括可操作的放大器(op amp)U616。目标电压V_TARGET通过电阻R618(例如具有22kΩ阻抗)耦合到op amp U616的反相输入端。灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}通过电阻R620(例如具有33kΩ阻抗)耦合到op amp U616的非反相输入端。PI控制器516包括两个反馈电阻R622，R624，例如两个都具有33kΩ阻抗。反馈电阻R622、R624分别在op amp U616和反相输入端和非反相输入端之间耦合。电容C626(例如具有1000皮法电容)在op amp U616的非反相输入端和电路公共点间耦合。电阻R628和电容C630的串联和电容C630并行耦合。例如，电阻R628具有10kΩ阻抗，而电容C630具有0.22微法电容。op amp U616的输出和电阻R632(例如具有2.2kΩ阻抗)串联耦合。

操作PI控制器516将第一PWM信号V_PWM1和灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}的平均值差e_i最小化，即

e_i＝V_{LAMP_CUR}-avg[V_PWM] (等式4)

如图10A，对于PI控制器516，阈值电压V_TH依赖下列公式计算得到：

V_TH＝A_P·e_i+A_I·∫e_i dt (等式5)

其中常数A_P，A_I由PI控制器516的组成部分的值确定。相应的，阈值电压V_TH的幅度依赖于差e_i的当前值和差的积分。PI控制器516的输出，即阈值电压V_TH，是积分控制信号V_INT进行比较的DC电压。如果灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}比第一PWM信号V_PWM1的平均值更大，PI控制器516增加阈值电压V_TH，从而倒相电流I_INV幅度减少。另一方面，如果灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}比第一PWM信号V_PWM1的平均值更小，PI控制器516减少阈值电压V_TH，从而倒相电流I_INV幅度增加。

PI控制器516的输出通过前向反馈电路518被总线电压V_BUS修改。前向反馈电路518包括两个电阻R634、R636，其在总线电压V_BUS和电路公共点间串联耦合。电容器C638和电阻R640在电阻R634、R636和PI控制器516输出端的连接点间串联耦合。例如，电容C638具有0.33微法电容，而电阻R634、R636、R640分别具有200kΩ、4.7kΩ、1kΩ阻抗。当总线电压V_BUS的幅度增加，阈值电压V_TH的幅度也增加，这样导致倒相电流I_INV的峰值(以及灯泡电流I_LAMP的幅度)减小。当总线电压V_BUS的幅度减小，阈值电压V_TH的幅度也减小，这样导致倒相电流I_INV的峰值(以及灯泡电流I_LAMP的幅度)增加。相应的，前向反馈电路518帮助控制电路160补偿总线电压V_BUS中的纹波，同时保持灯泡电流I_LAMP和灯泡102亮度基本稳定。

在镇流器100启动期间和出错情况期间，可操作数字控制电路510替换PI控制器516的操作。数字控制电路516和PI控制器516的op amp U616的非反相输入耦合，并且同时响应灯泡电压控制信号V_{LAMP_VLT}和灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}。微控制器610产生第二PWM信号V_PWM2，其依赖于镇流器110的工作模式(即正常工作、预热模式、点亮模式、或出错情况)具有义务周期。为了在启动和出错情况期间达到合适的工作频率，微控制器610通过同时控制第一和第二PWM信号V_PWM1、V_PWM2的义务周期数，控制阈值电压V_TH到合适的等级。在灯泡102的预热期间，微控制器610产生预热信号V_PRE用于控制积分器522，并且控制反相启动控制信号V_{DRV_STRT}用于倒相电路140的启动工作期间(如先前所述可参考图5)。

第二PWM信号V_PWM2由包括一个电阻R642(例如具有10kΩ阻抗)和一个电容C644(例如具有0.022微法电容)的RC电路滤波，来产生替换电压V_OVERRIDE。PI控制器516包括具有两个NPN双极连接晶体管Q646、Q648和电阻R650(例如具有47kΩ阻抗)的镜像电路。镜像电路耦合到op amp U616的非反相输入，并从数字控制电路510接受替换电压V_OVERRIDE。当响应灯泡电流控制信号V_{LAMP_CUR}时，如果替换电路超出op amp U616的非反相输入产生的电压时，镜像电路保证替换电压V_OVERRIDE仅出现在PI控制器516的op amp U616的非反相输入上。

参考图10B，缩放电路520响应检测电压V_SENSE的幅度(即响应倒相电路140的倒相电流I_INV的幅度)。如图10B中所示，例如，缩放电路520包括镜像电路，其包括两个将基极耦合在一起的NPN双极连接晶体管Q710、Q712。电阻R714耦合到晶体管Q712的发射极，从而当FET Q220、Q230中的一个传导倒相电流I_INV时(即以图5中所示I_INV1、I_INV2中的一个电流的方向)，缩放电流I_SCALED通过电阻R714被产生。缩放电流I_SCALED的幅度可代表倒相电流I_INV幅度，例如，正比于倒相电路。特别的，电阻R714具有大约1kΩ阻抗，从而缩放电流I_SCALED的幅度大约等于倒相电流I_INV幅度的一千分之一。晶体管Q710、Q712可以作为双封装部分的一部分来提供(例如由ON半导体生产的，型号数字MBT3904DW1)，从而两个晶体管的工作特性可以尽量完美的匹配上。

由于晶体管Q710、Q712中看到的发射极的阻抗相当不一致，晶体管Q710、Q712中的基极-发射极电压也不相同。结果，尽管检测电压V_SENSE的幅度接近零伏特，在晶体管Q712的基极上会流过一个小的偏差电流。为了消除这个偏差电流，缩放电流520包括一个补偿电流，其包括两个PNP双极连接晶体管Q716、Q718(其可能都是由ON半导体生产的，型号数字MMDT3906的双封装部分的一部分)。通过电阻R720(例如具有4.7kΩ阻抗)，晶体管Q710的集电极耦合到晶体管Q716的集电极，而晶体管Q712，Q718是直接耦合在一起的。晶体管Q716的发射极通过电阻R722(例如具有1kΩ阻抗)，耦合到DC供电电压V_CC。晶体管Q718提供的偏差电流具有大约等于晶体管Q712的基极上流过的偏差电流幅度的幅度，这样有效的抵消了偏差电流。

积分器522响应缩放电流I_SCALED并产生积分控制信号V_INT，其代表缩放电流I_SCALED的积分，并从而当倒相电流具有正幅度时，代表倒相电流I_INV的积分。积分电容C724是积分器522的主积分单元，并可具有大约130皮法电容。响应FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}，积分器522被复位。特别的，电容C724上的电压被置成大约零伏，同时，控制电路160使倒相电路140的FET Q220，Q230非导通。PNP双极连接晶体管Q726在电容C724上耦合。晶体管Q726的基极通过二级管D728和电阻R730(例如具有10kΩ阻抗)耦合到FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}上。当FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}被拉低(关闭FET Q220、Q230)，二级管D728和电阻R730通过电阻R732(例如具有4.7kΩ阻抗)导通电流。当在晶体管Q726的基极-发射极连接点上出现合适的电压时，晶体管Q726开始导通，这样放电电容C724知道电容C724上的电压几乎为零伏。耦合自晶体管Q726的集电极和二级管D728和电阻R730连接点的二级管D734阻止了晶体管Q726进入饱和区域工作。

如图6所示，当FET使能控制信号V_{DRV_ENBL}再次被驱动为高，电容C724具有大约零伏的初始电压并且积分控制信号V_INT具有约等于DC供电电压V_CC的幅度。电容C724通过电阻R735(例如具有47Ω阻抗)充电。当FET Q220，Q230开始导通倒相电流I_INV(即如图5中电流I_INV1、I_INV2的方向)，电容C724响应缩放电流I_SCALED开始充电，其随着时间幅度增加。相应的，如图6所述，积分控制信号V_INT的幅度以缩放电流I_SCALED的积分函数的方式减少幅度。即使倒相电流I_INV的幅度接近零安培，电阻R735提供的一个最小充电电流会导致振荡。

当积分控制信号V_INT减少低于阈值电压V_TH的幅度时，比较器电路524比较积分控制信号V_INT的幅度和阈值电压的幅度，并通知驱动级526。比较器电路524包括两个PNP双极连接晶体管Q736，Q738和一个电阻R740。电阻R740在晶体管Q736、Q738的发射极间和第二DC供应电压V_CC2(即15伏)耦合，并可具有约10kΩ阻抗。当积分控制信号V_INT的幅度比阈值电压V_TH的幅度大时，第一晶体管Q736导通，而第二晶体管Q738非导通。相应的，比较电路524的输出提供电阻R742(例如具有4.7kΩ阻抗)朝电路公共点下拉。当积分控制信号V_INT减少到小于阈值电压V_TH的幅度之下，第二晶体管Q738导通，这样比较电路524的输出朝DC供应电压V_CC(例如大约0.7伏)上拉。

驱动级526包括一个NPN双极连接晶体管Q744和电阻R746，其在晶体管Q744的集电极和DC供应电压V_CC间耦合，并具有例如，10kΩ阻抗。当比较电路524的输出从电路公共点上拉远离，晶体管Q744导通，这样第一逻辑倒相器Q748的输入朝电路公共点下拉。相应的，逻辑倒相器Q748的输出朝DC供应电压V_CC向上驱动，并且电容C750迅速的提供二级管D752充电达到接近DC供电电压V_CC。例如，电容C750具有47皮法电容。第二逻辑倒相器U754耦合到电容C750，从而在倒相器U754的输出上产生FET使能控制信号V_{FET_ENBL}。相应的，当电容充电到DC供电电压V_CC，FET使能控制信号V_{FET_ENBL}朝电路公共点下拉。

逻辑倒相电路528仅包括两个逻辑倒相器U758，U760，其具有耦合到FET使能控制信号V_{FET_ENBL}的输入。第一逻辑倒相器U758的输出产生第一FET驱动信号V_{DRV_FET1}，而第二逻辑倒相器U760的输出产生第二FET驱动信号V_{DRV_FET2}。

当积分控制信号V_INT的幅度掉落到阈值电压V_TH的幅度之下时，比较电路524的输出朝DC供电电压V_CC下拉使晶体管Q744导通。然后，驱动级526朝电路公共点下拉FET使能控制信号V_{FET_ENBL}，这样第一和第二驱动信号V_{DRV_FET1}、V_{DRV_FET2}驱动为高，从而使倒相电路140的FET Q220，Q230为非导通。在死亡时间周期，驱动级维持FET使能控制信号V_{FET_ENBL}位于逻辑高位置，之后FET Q220，Q230不再为导通。

由于积分器522响应FET使能控制信号V_{FET_ENBL}被复位(即甲方控制信号V_INT的幅度回到接近DC供电电压V_CC)，一旦FET Q220，Q230为非导通，比较电路524的输出再一次朝电路公共点下拉。PNP双极连接晶体管Q770的基极通过电阻R756(例如具有1kΩ阻抗)耦合到FET使能控制信号V_{FET_ENBL}。当FET Q220，Q230为非导通，晶体管Q770为导通，并通过电阻R772朝DC供电电压V_CC将第一逻辑倒相器U748的输入下拉。电阻R772具有比R746小的阻抗，例如220Ω，这样逻辑倒相器U748迅速驱动到电路公共点。然后电容C750通过电阻R774放电。当电容C750放电到达合适的级别，逻辑倒相器U754驱动输出为高，这样在死亡时间周期TD之后，FET Q220，Q230不再导通。例如，电阻R774具有4.7kΩ阻抗，这样死亡时间周期TD接近0.5微秒。

在灯泡102预热期间，可使用预热控制信号V_PRE操作微控制器610控制积分器522的操作。如图10B所示，预热控制信号V_PRE通过电阻R776(例如具有10kΩ阻抗)上拉搭配DC供电电压V_CC，并通过电阻R780耦合到NPN双极连接晶体管Q778的基极。例如，电阻R776，R780都具有10kΩ阻抗。在灯泡102的灯丝预热期间，微控制器610驱动预热控制信号V_PRE为高，这样晶体管Q778导通。相应的，响应驱动经过晶体管Q778和电阻R782(例如具有47kΩ阻抗)的电流，电容C724可操作另外的充电。另外的电流允许电容C724更快的充电，并导致积分控制信号V_INT更快的掉落低于阈值电压V_TH。这样，在灯泡102的预热过程中，可操作控制电路160控制倒相电路140来达到预热频率f_PRE下的，对FET Q220，Q230合适的高频切换。

当镇流器100工作在低端时，即正常工作下的最大工作频率，积分器部件的值可被选择以优化工作频率f_OP。当控制电路160控制灯泡102的亮度从低端到高端时，工作频率f_OP从最大工作频率变到最小工作频率。由于当镇流器100位于高端时，阈值电压V_TH的幅度位于最低，电容C724会充电更长一段时间直到积分控制信号V_INT的幅度掉落低于阈值电压的幅度。

为了确保控制电路160控制倒相电路140在高端达到合适的工作频率f_OP，积分器522减慢了电容C724接近高端的充电。特别的，积分器522包括两个电阻R784，R786，其在DC供应电压V_CC和电路公共点间串联耦合，和一个二级管D788，其耦合自两个电阻R784，R786的连接点到积分控制信号V_INT。例如，电阻R784，R786分别具有3.3kΩ和8.2kΩ阻抗，这样如果积分控制信号V_INT的幅度掉落低于大约2.8伏，通过二级管D788导通的电流会导致电容C724更慢的充电。

图11为微控制器610定期执行的目标灯电流程序800简化流程图，例如每半个AC电源102的周期。该目标灯电流程序800的初始功能是测量该由调光开关104生成的相位控制电压V_PC的导通周期T_CON并确定该相应的目标灯电流I_TARGET，其使得灯102为所需的亮度。该微控制器610使用计时器，其连续运行，用于测量该零交点控制信号V_ZC上升和下降沿的时间，以及计算该上升和下降沿的时间上的不同来确定该相位控制电压V_PC的导通周期T_CON。

该程序800在步骤810响应于零交点控制信号V_ZC的下降沿开始，该零交点控制信号V_ZC为当相位控制电压V_PC上升超过了该零交点探测电路162的零交点阈值V_TH-ZC。在步骤812该计时器的当前值立即被存储于存储器A。该微控制器610在步骤814等待该零交点信号V_ZC的上升沿或在步骤815的超时器期满。例如，该超时器可能具有半周期长度，如若该AC电源为60Hz则大约是8.33毫秒。如果在步骤815该超时器期满在该微控制器610在步骤814确定该零交点信号V_ZC的上升沿之前，该程序800简单退出。当在步骤815该超时器期前在步骤814确定该零交点信号V_ZC的上升沿，该微控制器610在步骤816存储该计时器的当前值至存储器B。在步骤818，该微控制器610通过从该存储器B中存储的计时器值减去该存储器A中存储的计时器值确定导通间隔T_CON的长度。

接着，该微控制器610确保了该测量导通间隔T_CON是在预定限定内。具体而言，在步骤820如果该导通间隔T_CON是大于最大导通间隔T_MAX，该微控制器610在步骤822设定该导通间隔T_CON等于该最大导通间隔T_MAX。在步骤824如果该导通间隔T_CON是小于该最小导通间隔T_MIN，该微控制处理器610在步骤826设定该导通间隔T_CON等于该最小导通间隔T_MIN。

在步骤828，该微控制器610响应于该测量导通间隔T_CON而计算连续平均数T_AVG。例如，使用如下等式该微控制器610可计算N:1连续平均数T_AVG：

T_AVG＝(N·T_AVG+T_CON)/(N+1) (等式6)

例如，N可等于31，这样N+1等于32，其允许通过该微控制器610进行简单除法计算处理。在步骤830，该微控制器610响应于在步骤828该连续平均数TAVG的计算确定该目标灯电流I_TARGET，例如，通过使用查询表。然后在步骤832该微控制器610将该连续平均数TAVG和该灯目标电流I_TARGET存储在不同的存储器中。如果该镇流器100在步骤834是处于正常工作模式下(例如，该灯102已经点亮)，该微控制器610在步骤836调整该该第一PWM信号V_PWM1的适当占空比，这样该第一PWM信号的平均幅度表示的了该灯目标电流I_TARGET以及退出程序800。如果该镇流器100在步骤834没有处于正常工作模式(例如，该灯102没有点亮或存在错误情况)，该程序800简单退出。

图12是启动程序900的简单流程图，其由微控制器610执行当该微控制器首次启动步骤910。第一，该微控制器初始化该计时器至零秒并在步骤912启动该计时器。接着，该微控制器610在预热时间周期TPRE期间预热该灯102的灯丝。具体而言，该微控制器610在步骤914通过驱动该预热控制信号V_PRE(其由该积分器822提供)为高开始预热该灯丝并通过在步骤916调整第二PWM信号V_PWM2占空比至预热值。在步骤918，当该阈值电压V_TH响应于来自步骤916的第二PWM信号V_PWM2达到稳态值后，该微控制器610驱动该倒相器启动控制信号V_{DRV_STRT}为低。因此，该倒相电路140的操作频率f_OP由该预热频率f_PRE控制，使得该灯丝绕组242提供该适当的灯丝电压至该灯102的灯丝。在步骤920该微控制器610继续预热该灯丝直到该预热时间周期TPRE的结束。

在该预热时间周期TPRE后，在步骤922该微控制器610驱动该预热控制信号V_PRE为低并在步骤924线性降低该第二PWM信号V_PWM2的占空比，导致该倒相电路140的操作频率f_OP从该预热频率f_PRE开始降低直到该灯102点亮。在步骤926，该微控制器610采样该灯电流控制信号V_{LAMP_CUR}来确定该灯电流I_LAMP是否通过该灯102并将该灯点亮。在步骤928如果该灯已经点亮了，该微控制器610在步骤930驱动该倒相启动控制信号V_{DRV_STRT}为高并在步骤932调整该第二PWM信号V_PWM2的占空比为百分之零，导致该覆盖电压V_OVERRIDE具有大约0V的幅度并且不影响该PI控制器516的操作。

当启动程序900执行时，该灯目标电流程序800在每个该AC电源104的半周期执行，使得该灯目标电流I_TARGET被确定并存储于存储器中。在启动程序900的步骤934中，该微控制器610在该启动程序900退出且该镇流器开始正常操作之前设置该第一PWM信号V_PWM1的占空比为适当水平。

如果在步骤928该灯没有被点亮且在步骤936该占空比没有降至最小占空比，该微控制器610在步骤924继续线性降低该第二PWM信号V_PWM2的占空比。如果该灯没有在步骤928被点亮，但该占空比在步骤936已经达到最小占空比，该程序900循环跳回，使得该微控制器610重新开始并再一次尝试预热和点亮该灯102。

如前所述，图1的该调光器开关106通常包括双向半导体开关，如三端双向可控硅开关元件，用于生成该相位控制电压V_PC。当通常的三端双向可控硅开关元件导通时，由该三端双向可控硅开关元件所引导的电流必然高于为使该三端双向可控硅开关元件保持导通的该三端双向可控硅开关元件的保持电流率。因此，当调光器开关106与双线镇流器(如图1所示)串联连接，该双线镇流器必然引出足够的电流以维持该三端双向可控硅开关元件的导通使得确保该调光开关正常工作。

图13为根据本发明第二个实施方式的电子调光镇流器的简化方框图。该电子调光镇流器1000包括充电泵电路1010，其与二极管D126平行电连接于镇流器124和倒相电路140之间。当该整流电压V_RECT的幅度小于该总线电压V_BUS的幅度时，该充电泵电路1010执行从该AC电源104引出充电电流I_CP。具体而言，该充电泵电路1010连接该倒相电路104的输出，使得该充电泵电路1010在该方波电压V_SQ的每另半个周期可执行引出该充电电流I_CP。在该整流电压V_RECT的幅度小于该总线电压V_BUS的幅度期间该充电电流I_CP引出来帮助防止通过该调光器开关106的三端双向可控硅开关元件的电流下降到低于所述保持电流率。

图14为更详细示出该充电泵1010的简化原理图。该充电泵1010包括两个二极管D1012、D1014跨越二极管D126串联连接。该充电泵1010进一步包括电容C1016和电感L1018，其串联于该二极管D1012、D1014的连接点并耦合该倒相电路140的输出在该主变压器210和第一FETQ220(例如图14中所示的点)的连接点。例如，该电容C106可具有0.01μF的电容，同时该电感L1018可具有600μH的电感。

当该整流电压V_RECT的幅度大于该总线电压V_BUS电压时，该二极管D126导通在该总线电容C_BUS充电时。然而，当该整流电压V_RECT的幅度小于该总线电压V_BUS电压且该第一FETQ220导通时，该电容C1016可通过二极管D1012充电，从而引出该充电电流I_CP通过该调光器开关106。该电容C106可充电至大约该线性电压的瞬间幅度。

当第一FETQ220是非导通的且通过该主变压器210的初级绕组的电压具有该总线电压(如2·V_BUS)大约两倍幅度时，该电容C1016充电至大约该总线电压V_BUS的幅度并引导额外的总线充电电路I_BUS通过该二极管D1014并进入该总线电容C_BUS。因此，当该整流电压V_RECT的幅度小于该总线电压V_BUS的幅度时，该充电泵1010执行定期引出该充电电流I_CP通过调光器开关106并用于引导该额外的总线充电电流I_BUS进入该总线电容C_BUS以允许该总线电容C_BUS在该总线电容C_BUS可在充电中正常降低的时间内充电。该电感L1018控制当通过该电容C1016的电压响应于通过该倒相电路140的变换电压变换时的速率。

图15为根据本发明第三个实施方式的测量电路170的灯泡电流测量电路420’的简化原理图。电流变压器270’具有两个初级绕组连接于该振荡电路150和如图4所示的灯之间。然而，该电流变压器270’仅具有单一次级绕组连接至该灯电流测量电路420’。具体而言，该电流变压器270’的次级绕组跨接该PNP双极结晶体管Q1510的基射极连接点。该晶体管Q1510的基极连接点和该电流变压器270’的次级绕组连接至该DC提供电压V_CC。当该灯电流I_LAMP(即通过该电流变压器270’的次级绕组的电流)具有正幅度时，该晶体管Q1510为导通，由此引导电流通过电容C1512和电阻R1514。该灯电流控制信号V_{LAMP_CUR}穿过平行连接的电容C1512和电阻R1514生成代表了灯电流I_LAMP的幅度。当该灯电流I_LAMP具有负幅度时，该晶体管Q1510不导通，且该电流通过该电流变压器270’次级绕组流通过二极D1516。

尽管本发明仅描述了相关的具体实施方式，但许多其他的变形、改进以及其他的使用对于本领域技术人员而言是显而易见的。因此这仅是优选的，本发明并不局限于这里揭示的具体方式，要求额外的权利要求。

Claims

1.一种用于电子镇流器的多开关电源转换器，该电源转换器包括具有初级绕组的主变压器用于产生振荡输出电压，以及电耦合至所述主变压器的初级绕组用于引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组的第一和第二半导体开关，其特征在于：

第一驱动电路，可操作以在逐周期的基础上响应于来自所述主变压器的第一控制信号及接收自外部控制电路的第二控制信号而控制所述第一半导体开关。

2.根据权利要求1的电源转换器，其中所述第一驱动电路控制所述第一半导体开关，所述电源转换器进一步包括：

第二驱动电路，可操作以在逐周期的基础上响应于来自所述主变压器的第三控制信号及接收所述外部控制电路的第四控制信号而控制所述第二半导体开关。

3.根据权利要求2的电源转换器，其中所述第一和第二驱动电路响应于来自所述外部控制电路的所述第二和第四控制信号关闭所述第一和第二半导体开关中的每一个。

4.根据权利要求3的电源转换器，其中来自所述外部控制电路的所述第二和第四控制信号大致相同，使得所述第一和第二半导体开关控制在同一时间关闭。

5.根据权利要求4的电源转换器，其中所述第二和第四控制信号代表了通过所述第一和第二半导体开关中的每一个的电流的大小。

6.根据权利要求5的电源转换器，其中所述第二和第四控制信号代表了通过所述第一和第二半导体开关中的每一个的电流的积分峰量。

7.根据权利要求3的电源转换器，其中所述第一和第二驱动电路打开所述第一和第二半导体开关以分别响应于来自所述主变压器的所述第一和第三控制信号，在一段预定时间后所述驱动电路将所述第一和第二半导体开关都关闭。

8.根据权利要求2的电源转换器，其中所述第一和第二驱动电路打开所述第一和第二半导体开关中的每一个以分别响应来自所述主变压器的所述第一和第三控制信号。

9.根据权利要求8的电源转换器，进一步包括：

第一和第二绕组磁耦合至所述主变压器的初级绕组，所述第一和第二绕组电耦合至所述第一和第二驱动电路，以分别提供来自所述主变压器的所述第一和第三控制信号。

10.根据权利要求1的电源转换器，进一步包括：

用于产生大体上为DC的总线电压的总线电容，所述总线电容耦合至所述主变压器，使得所述DC总线电压提供至所述主变压器的初级绕组的中心抽头；

其中所述第一和第二半导体开关连接于所述主变压器的初级绕组的终端和电路公共端之间，使得当所述第一和第二半导体开关其中之一导通时跨越所述主变压器的半个初级绕组提供DC总线电压。

11.根据权利要求1的电源转换器，其中所述第一和第二半导体开关包括场效应晶体管。

12.一种用于电子镇流器的多开关电源转换器，该电源转换器包括：

具有初级绕组的主变压器用于产生振荡输出电压；

用于引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组的第一和第二半导体开关；

以及

在逐周期的基础上响应来自所述主变压器的第一控制信号及接收自外部控制电路的第二控制信号，用于分别控制所述第一和第二半导体开关的第一和第二驱动电路。

13.根据权利要求12的电源转换器，其中所述第一和第二驱动电路响应于来自所述主变压器的第一控制信号打开相应的半导体开关。

14.根据权利要求13的电源转换器，进一步包括：

第一和第二绕组磁耦合至所述主变压器的初级绕组，所述第一和第二绕组分别电耦合至所述第一和第二驱动电路，用于分别提供来自所述主变压器的第一控制信号。

15.根据权利要求12的电源转换器，其中所述第一和第二驱动电路响应于来自所述外部控制电路的第二控制信号关闭相应的半导体开关。

16.根据权利要求12的电源转换器，其中所述第一和第二驱动电路响应于通过每个相应半导体开关的电流量关闭相应的半导体开关。

17.根据权利要求12的电源转换器，其中所述第一和第二驱动电路响应于通过相应半导体开关的电流积分的峰量关闭相应的半导体开关。

18.一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器，其包括：

用于产生大体上为DC的总线电压的总线电容；

用于将所述DC总线电压转变为高频AC电压以驱动灯泡的倒相电路，该倒相电路包括具有初级绕组的主变压器用于产生高频AC电压，电耦合至所述主变压器的初级绕组用于引导电流在交替的基础上通过所述初级绕组的第一及第二半导体开关，以及用于分别在逐周期的基础上控制所述第一及第二半导体开关的第一和第二驱动电路；以及

控制电路耦合至所述倒相电路的第一和第二驱动电路用于控制所述第一及第二半导体开关；

其中所述第一和第二驱动电路响应来自所述主变压器的第一控制信号及接收所述控制电路的第二控制信号而控制相应的第一及第二半导体开关。

19.根据权利要求18的镇流器，其中所述第一和第二驱动电路响应于来自所述主变压器的第一控制信号打开相应的半导体开关。

20.根据权利要求19的镇流器，其中所述倒相电路进一步包括第一和第二绕组磁耦合至所述主变压器的初级绕组，所述第一和第二绕组分别电耦合至所述第一和第二驱动电路，用于分别提供来自所述主变压器的第一控制信号。

21.根据权利要求18的镇流器，其中所述第一和第二驱动电路响应于来自所述外部控制电路的第二控制信号关闭相应的半导体开关。

22.一种通过具有倒相电路和控制电路的电子镇流器驱动气体放电灯的方法，所述倒相电路包括具有初级绕组的主变压器跨越所述倒相电路输出端连接，第一及第二半导体开关电耦合至所述主变压器的初级绕组，以及分别耦合至所述第一及第二半导体开关的第一及第二驱动电路，所述方法包括以下步骤：

通过所述主变压器的初级绕组产生高频AC电压；

从所述主变压器得到第一控制信号；

从所述控制电路接收第二控制信号；以及

在逐周期的基础上控制所述第一及第二半导体开关以在交替的基础上响应于所述第一及第二控制信号引导电流通过所述初级绕组。

23.根据权利要求22的方法，进一步包括步骤：

响应于来自所述主变压器的第一控制信号打开相应的半导体开关。

24.根据权利要求22的方法，进一步包括步骤：

响应于来自所述控制电路的第二控制信号关闭相应的半导体开关。

25.一种倒相电路，包括：

跨越DC总线电压连接的总线电容；

变压器具有初级绕组包括在中心抽头处连接的第一及第二绕组部分并具有第一及第二端子，所述总线电容连接于所述中心抽头和交点之间；

第一及第二控制开关，所述第一开关偶联在所述交点及所述初级绕组的第一端子之间，所述第二开关偶联在所述交点与所述初级绕组的第二端子之间；以及

控制电路用于控制所述第一及第二开关的导电状态，使得来自总线电容的电流交替地通过所述第一及第二绕组部分从而产生具有幅度大约为通过所述初级绕组的DC总线电压两倍的大致方形波电压，所述控制电路包括第一及第二驱动电路，对于每个开关，分别偶联至所述第一及第二开关的控制输入端，所述第一及第二驱动电路接收相应的第一及第二控制信号；

其中所述变压器具有第一及第二磁耦合的驱动绕组，对于每个开关，所述第一及第二驱动绕组分别引导电流流入所述第一和第二驱动电路，以交替地打开所述第一及第二开关，在来自所述第一及第二驱动绕组的所述电流分别提供所述第一及第二开关导通之前，所述第一及第二控制信号额外提供所述第一及第二开关非导通。

26.根据权利要求25的倒相电路，其中所述第一和第二开关在交替时间提供导通但同时时间提供非导通。

27.根据权利要求26的倒相电路，其中用于所述第一和第二开关的所述第一和第二控制信号大致相同。

28.根据权利要求26的倒相电路，进一步包括用于在启动所述倒相电路时从电源提供启动电流的启动电路，响应于来自所述控制电路的启动控制信号提供所述启动电流以供应启动驱动控制信号至所述开关中的一个使得电流流过所述一个开关和一个所述绕组部分。

29.根据权利要求26的倒相电路，其中所述第一和第二驱动绕组提供用于生成DC电源电压的电源为所述控制电路供电。

30.根据权利要求25的倒相电路，其中所述开关是FET。

31.一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器，所述镇流器包括：

跨越DC总线电压连接的总线电容；

用于接收所述DC总线电压并用于产生基本方波电压的倒相电路，所述方波电压具有大约所述DC总线电压两倍的幅度；以及

用于接收所述方波电压并生成正弦电压以驱动所述灯泡的振荡电路；

其中所述倒相电路包括：

所述变压器具有初级绕组，其包括在中心抽头处连接的第一及第二绕组部分并具有第一及第二端子，所述总线电容在交点和所述中心抽头之间连接；

耦合在所述交点与所述初级绕组的相应第一及第二端子之间的第一及第二开关；以及

用于控制所述第一及第二开关的导通状态的控制电路，使得来自所述总线电容的电流交替通过所述第一和第二绕组部分，从而通过所述初级绕组生成所述基本方波电压，所述控制电路具有第一和第二驱动电路，每个开关，分别连接至所述第一和第二开关的控制输入，所述第一和第二驱动电路接收相应的第一和第二控制信号；

其中所述变压器对于每个开关而言具有第一和第二磁耦合驱动绕组，所述第一和第二驱动绕组引导电流流入所述相应的第一和第二驱动电路以交替打开所述第一和第二开关，在来自所述第一和第二驱动绕组的电流分别提供所述第一和第二开关为导通之前，所述第一和第二控制信号额外提供所述第一和第二开关为非导通。

32.根据权利要求31的镇流器，其中所述振荡电路包括振荡电感耦合串联振荡电容。

33.根据权利要求32的镇流器，其中所述振荡电感包括相互磁耦合的第一和第二振荡电感绕组，及所述振荡电容包括第一和第二电容串联耦合所述第一和第二振荡电感绕组并具有在耦合至所述总线电容的电容之间的公共连接，其中所述正弦电压发展为通过所述串联第一和第二电容具有大约两倍于所述DC总线电压的幅度。

34.根据权利要求33的镇流器，其中所述振荡电感进一步包括磁耦合灯丝绕组为所述灯泡的灯丝提供灯丝电压。

35.根据权利要求34的镇流器，其中所述控制电路包括为改变用于控制所述开关第一和第二控制信号频率的电路以在操作所述倒相电路的预热模式期间操作所述开关在不同频率下以引起通过所述振荡电感生成的电压增加并由此在所述灯丝绕组产生足够的电压以提供灯丝热电压至所述灯泡。

36.根据权利要求33的镇流器，进一步包括：

DC阻隔电容耦合所述正弦电压至所述灯泡。

37.根据权利要求31的镇流器，进一步包括：

生成整流电压的整流级用于提供所述DC总线电压至所述总线电容；以及

当所述整流电压的幅度降至通过所述总线电容的DC总线电压的水平之下时，在所述方波电压的半周期期间充电泵电路提供来自通过所述初级绕组的所述方波电压的充电电流至所述总线电容。

38.根据权利要求37的镇流器，进一步包括：

二极管耦合至所述整流级并提供电流至所述倒相电路和所述总线电容。

39.根据权利要求31的镇流器，其中所述第一和第二开关在交替时间提供导通但在同时时间提供非导通。

40.一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器，使得灯电流流过灯泡，所述镇流器包括：

总线电容用于产生大体上为DC的总线电压；

倒相电路用于转换所述DC总线电压至高频AC电压以驱动所述灯泡，所述倒相电路包括主变压器具有初级绕组用于产生所述高频AC电压，第一和第二半导体开关电耦合至所述主变压器的初级绕组以在交替的基础上引导电流通过所述初级绕组，以及第一和第二驱动电路在逐周期的基础上分别控制所述第一和第二半导体开关；

灯电流测量电路可操作以产生灯电流幅度的灯电流控制讯号；

控制电路可操作用于接收所述灯电流控制信号，所述控制电路耦合至所述倒相电路的第一和第二驱动电路以响应于所述灯电流的幅度控制所述第一和第二半导体开关；

其中所述第一和第二驱动电路分别控制所述第一和第二半导体开关，以响应于来自所述主变压器的第一控制信号和从所述控制电路接收的第二控制信号。

41.一种用于电子镇流器的开关电源转换器，该电源转换器适应于从通过总线电容产生的大体上为DC的总线电压来生成高频AC电压，所述开关电源转换器包括：

第一半导体开关适应于从所述大体上为DC的总线电压引出转换器电流；以及

控制电路可操作为缩放所述转换器电流产生缩放电流，积分所述缩放电流以生成代表所述缩放电流的积分控制信号，比较所述积分控制信号与阈值电压，并提供所述第一半导体开关为非导通以响应所述积分控制信号达到所述阈值电压。

42.根据权利要求41的电源转换器，其中所述控制电路包括：

缩放电路可操作为产生所述缩放电流使得所述缩放电流的幅度与所述转换器电流成正比；

积分电路可操作以对所述缩放电流求积分；

比较器电路可操作为比较所述积分控制信号与所述阈值电压，并具有代表所述积分控制信号达到所述阈值电压的输出。

43.根据权利要求42的电源转换器，其中所述积分电流包括电容耦合传输所述缩放电流，使得所述积分控制信号的幅度取决于通过所述电容生成的电压。

44.根据权利要求43的电源转换器，其中所述积分电路进一步包括偏置电阻耦合至所述电容以引导除了所述缩放电流外的偏置电流通过所述电容。

45.根据权利要求43的电源转换器，其中所述积分电路进一步包括第二半导体开关跨接所述电容当所述第一半导体开关提供非导通时用于重设通过所述电容产成的电压为零电压。

46.根据权利要求42的电源转换器，其中所述控制电路改变所述阈值电压以响应于所述电源转换器所需的输出电流。

47.根据权利要求42的电源转换器，其中响应于所述积分控制信号达到所述阈值电压，所述控制电路使所述第一半导体开关为非导通，等一段预定时间后所述控制电路使所述第一半导体开关为导通。

48.根据权利要求42的电源转换器，其中所述缩放电路包括电流镜电路。

49.根据权利要求42的电源转换器，进一步包括：

驱动电路耦合至所述半导体开关的控制输入，并响应于所述比较电路的输出使得所述半导体开关为非导通。

50.一种用于电子镇流器的开关电源转换器的控制方法，所述电源转换器具有能量存储电容和用于引导转换器电流的至少一个半导体开关，所述方法包括如下步骤：

缩放所述转换器电流以产生缩放电流；

积分所述缩放电流以生成代表所述缩放电流的积分控制信号；

比较所述积分控制信号与阈值电压；以及

响应于所述积分控制信号达到所述阈值电压而使得所述半导体开关为非导通。

51.根据权利要求50的方法，其中积分步骤包括引导所述缩放电流通过积分电容，使得所述积分控制信号的幅度取决于通过所述积分电容生成的电压。

52.根据权利要求51的方法，进一步包括：

引导除了所述缩放电流外的偏置电流通过所述积分电容。

53.根据权利要求51的方法，进一步包括：

当所述半导体开关为非导通时，重设通过所述积分电容生成的电压为大约零电压。

54.根据权利要求50的方法，进一步包括步骤：

响应于所述电源转换器所需的输出电流改变所述阈值电压。

55.根据权利要求50的方法，进一步包括步骤：

响应于所述积分控制信号达到所述阈值电压而使所述半导体开关为非导通等一段预定时间后使所述半导体开关为导通。

56.一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器，包括：

总线电容用于产生大体上为DC的总线电压；

倒相电路用于转换所述DC总线电压至高频AC电压以驱动所述灯泡，所述倒相电路包括半导体开关适用于引导转换器电流；以及

控制电路可操作为缩放所述转换器电流以产生缩放电流，积分所述缩放电流以生成代表所述缩放电流的积分控制信号，比较所述积分控制信号与阈值电压，并响应于所述积分控制信号达到所述阈值电压而使得所述半导体开关为非导通。

57.一种用于电子镇流器的倒相电路，所述倒相电路包括：

跨接DC总线电压的总线电容；

变压器具有初级绕组，其包括在中心抽头处连接的第一及第二绕组部分并具有第一及第二端子，所述总线电容在交点和所述中心抽头之间连接；

第一和第二控制开关，所述第一开关耦合于所述交点和所述初级绕组的第一端子之间，所述第二开关耦合于所述交点和所述初级绕组的第二端子之间；以及

控制电路用于控制所述第一和第二开关的导通，所述控制电路提供第一和第二控制信号以控制所述相应开关的输入，由此所述第一和第二开关交替导通以生成具有通过所述初级绕组的DC电压大约两倍幅度的大致方波电压；

其中所述控制电路缩放通过所述第一和第二开关产生的缩放电流信号而引出的所述电流，积分所述缩放电流信号以产生积分信号，并响应于所述积分信号达到阈值电压而使得所述开关为非导通。

58.根据权利要求57的倒相电路，其中所述倒相电路提供所述方波电压至连接于日光灯的振荡电路，其中所述控制电路进一步包括：

数字控制电路接收零交点控制信号并为设定目标灯电流提供目标信号；

控制器电路接收来自所述目标电压控制电路的所述目标信号和代表所述灯电流的信号并提供表示所述目标信号和所述灯电流信号不同的错误信号；

缩放电路可操作为缩放通过所述第一和第二开关产生的缩放电流信号而引出的电流；

积分电路用于积分所述缩放电流信号并产生所述积分信号；以及

比较器电路可操作为比较来自所述控制器电路的所述输出信号和用于生成脉冲信号的所述积分信号；

其中所述脉冲信号提供用于产生所述第一和第二控制信号，以驱动所述第一和第二开关使得达到如所述亮度控制信号输入设定的所述灯泡所需亮度水平。

59.根据权利要求58的倒相电路，其中所述控制电路进一步包括：

驱动电路接收所述脉冲信号并生成脉冲输出信号；所述脉冲输出信号用于生成所述第一和第二控制信号以驱动所述第一和第二开关；

其中所述脉冲输出信号提供至所述积分电路以重置所述积分电路从而重启积分。

60.根据权利要求59的倒相电路，其中所述积分电路响应于所述缩放电流信号而调整所述积分信号的频率、所述脉冲输出信号的频率及所述第一和第二开关的操作频率。

61.根据权利要求60的倒相电路，其中所述积分电路包括电容，其充电或放电的速度由所述缩放电流信号控制，所述比较器电路将所述积分信号和所述控制器电路的输出信号比较并从而确定所述比较器电路的开关时间来决定所述开关的操作频率。

62.根据权利要求59的倒相电路，其中所述驱动电路执行提供预设的脉冲时间给所述脉冲输出信号。

63.根据权利要求58的倒相电路，其中所述控制器电路包括PI控制器，其产生所述输出信号，所述输出信号正比于所述错误信号的信号总和的正比和所述错误信号的积分。

64.根据权利要求63的倒相电路，其中所述控制器电路可执行当所述倒相电流下降时增加所述错误信号以增加所述灯泡电压，且反之依然。

65.根据权利要求58的倒相电路，进一步包括：

用于调节所述控制器电路的输出信号的电路用于改变所述DC总线电压从而补偿改变的所述DC总线电压以保持所述灯泡亮度水平基本不变。

66.一种用于驱动气体放电灯的电子镇流器，所述镇流器包括：

跨接DC总线电压的总线电容；

倒相电路用于接收所述DC总线电压并用于生成具有所述DC总线电压大约两倍幅度的基本方波电压；以及

振荡电路用于接收所述方波电压并生成用于驱动所述灯的正弦电压；

其中所述倒相电路包括：

第一和第二控制开关耦合于所述交点和所述初级绕组的相应第一和第二端子之间；以及

控制电路用于控制所述第一和第二开关的导通状态，所述控制电路提供第一和第二控制信号以控制所述相应开关的输入，以此所述第一和第二开关交替导通以生成具有通过所述初级绕组的所述DC电压近似两倍幅度的基本方波电压；

其中所述控制电路缩放通过所述第一和第二开关产生的缩放电流信号引出的电流，积分所述缩放电流信号以产生积分信号，并响应于所述积分信号达到阈值电压而使得所述开关为非导通。

67.根据权利要求66的镇流器，其中所述控制电路包括：

控制器电路接收来自所述目标电压控制电路的所述目标信号和代表所述灯电流的信号并用于提供表示所述目标信号和所述灯电流信号不同的错误信号；

比较器电路可操作为比较来自所述控制器电路的错误信号和用于生成脉冲信号的所述积分信号；

68.根据权利要求67的镇流器，其中所述调光控制信号的输入包括由调光器生成的相位控制电压，所述镇流器进一步包括：

零交点探测电路用于接收所述相位控制电压，所述零交点探测电路检测所述相位控制电压的零交点；

其中所述控制电路确定导通时间在所述相位控制电压的每个半周期并且使用所述导通时间设定所述灯的亮度水平。

69.根据权利要求68的镇流器，进一步包括：

整流电路接收所述相位控制电压和AC电源电势的中心线，所述整流电路生成整流信号。

70.根据权利要求69的镇流器，其中所述相位控制电压提供所述调光控制信号的输入和所述倒相电路的电源。

71.根据权利要求67的镇流器，进一步包括：

感应元件用于感应通过所述第一和第二开关引出的电流，所述感应元件设置于所述总线电容和初级绕组之间。

72.根据权利要求71的镇流器，其中所述感应元件设置于所述总线电容和所述交点之间。

73.根据权利要求72的镇流器，其中所述感应元件包括电阻。

74.根据权利要求67的镇流器，其中所述开关是FET。