KR20180077342A - 동일 개구 임의 주파수 동시 송수신 통신 시스템 - Google Patents

동일 개구 임의 주파수 동시 송수신 통신 시스템 Download PDF

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에드워드 아이. 애커맨
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포토닉 시스템즈, 아이엔씨.
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Abstract

동일 개구 임의 주파수 동시 송수신(STAR) 시스템은 안테나에 전기적으로 결합된 제1 포트, 송신 신호 경로에 전기적으로 결합된 제2 포트, 및 수신 신호 경로에 전기적으로 결합된 제3 포트를 갖는 신호 커넥터를 포함한다. 신호 커넥터는 송신 신호 경로 내의 송신 신호를 안테나에 전달하고 수신 신호 경로 내의 수신 신호를 전달한다. 신호 아이솔레이터는 송신 신호 경로로부터 수신 신호의 잔류 부분을 제거하도록 송신 신호 경로 내에 위치한다. 신호 아이솔레이터의 출력은 제거된 수신 신호의 잔류 부분을 갖는 송신 신호의 일부를 공급한다. 신호 아이솔레이터의 출력에 전기적으로 결합된 제1 입력 및 신호 커넥터의 제3 포트에 전기적으로 결합된 제2 입력을 갖는 신호 차분 디바이스는 수신 신호 경로 내의 송신 신호의 일부를 감산하여 더욱 정확한 수신 신호를 공급한다.

Description

동일 개구 임의 주파수 동시 송수신 통신 시스템{SAME-APERTURE ANY-FREQUENCY SIMULTANEOUS TRANSMIT AND RECEIVE COMMUNICATION SYSTEM}
본 명세서에서 사용되는 섹션 표제는 단지 조직적인 목적을 위한 것으로, 본원에서 설명되는 주제를 임의의 방식으로 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다.
관련출원에 대한 상호 참조
본원은 발명의 명칭이 "동일 개구 임의 주파수 동시 송수신 통신 시스템(Same-Aperture Any-Frequency Simultaneous Transmit and Receive Communication System)"으로 명명된, 2013년 3월 15일자로 출원된 미국 특허출원 제13/844,180호, 발명의 명칭이 "단일 개구, 전이중 통신 시스템(Single-Aperture, Full Duplex Communication System)"으로 명명된, 2013년 1월 22일자로 출원된 미국 가특허출원 제61/755,044호, 및 발명의 명칭이 "신호 처리에 의한 신호 제거기 및 동시 송수신 시스템(Signal Canceller and Simultaneous Transmit And Receive System with Signal Processing)"으로 명명된, 2012년 7월 30일자로 출원된 미국 가특허출원 제61/677,366호에 대한 우선권을 주장한다. 미국 특허출원 제13/844,180호, 미국 가특허출원 제61/755,044호 및 제61/677,366호의 전체 내용이 참조로 본 명세서에 포함된다.
일반적으로 통신에서 동일 주파수 대역에서는 동시 송수신(STAR: simultaneously transmit and receive)하는 것이 불가능한 것으로 여겨진다. 최근 이러한 기본적인 신조가 프로토타입(prototype) STAR 시스템들을 보고한 몇몇 그룹에 의해 도전받기 시작했다. 퍼듀(Purdue)의 연구원들, 예를 들면, A. Wegener 및 W. Chappell("Simultaneous transmit and receive with a small planar array," IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Montreal, June 2012), 및 스탠포드(Stanford)의 연구원들, 예를 들면, J. Choi 등("Achieving Single Channel, Full Duplex Wireless Communication," Proc. Int. Conf. Mobile Computing and Networking, New York, 2010)은 ~40dB의 송수신간(T/R) 격리(isolation)를 실현하도록 수신 안테나가 송신 안테나 패턴의 널(null)에 위치하는 다수의 안테나 구성요소의 배열들을 제안하였다.
그러면 신호 처리가 T/R 격리를 ~60 - 70dB까지 확장하도록 사용된다. 단일의 분리된 송수신 안테나들을 사용하는 라이스 대학교(Rice University)에 있는 그룹은 요구되는 제거 신호(required cancelling signal)를 연산하였고, 이를 이용하여 송신 신호가 아날로그 디지털 변환기(analog-to-digital converter)에 도달하기 전에 송신 신호를 제거하였다. A. Sahai, B. Patel 및 A. Sabharwal의 "비동기 전이중 무선통신(Asynchronous full-duplex wireless, Proc. Int. Conf. on Communication Systems and Networks, pp. 1-9, 2012)"를 참조하라. 이 그룹은 79dB 억제까지 보고하였다. 이들 접근법들의 핵심적인 제한은 충분한 T/R 격리가 달성될 수 있는 제한된 대역폭이다.
바람직한 그리고 예시적인 실시예들에 따라, 본 교시가 그의 또 다른 이점들과 함께, 이 첨부된 도면과 함께 다음의 상세한 설명에서 보다 구체적으로 설명된다. 당업자는 후술하는 도면들이 단지 예시만을 위한 것임을 이해할 것이다. 도면들은 반드시 실제 축적이 아니며, 교시의 원리들을 도시할 때에 일반적으로 배치되는 대신에 과장된다. 도면들은 출원인의 교시의 범주를 어떠한 방식으로도 한정하려고 하지 않는다.
도 1은 공지된 기술을 사용하는 동일 개구 임의 주파수 동시 송수신(STAR) 시스템을 도시하는 블럭도.
도 2는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템을 도시하는 블럭도.
도 3a는 RF 임피던스가 3개의 포트 각각에서 매칭되는 신호 커넥터를 도시하는 도면.
도 3b는 차분 디바이스(differencing device)에 대한 경로가, 포트 1과 포트 2 간의 커넥터에서의 신호 손실을 최소화하는, 포트 라벨링된 포트 3에서 고 RF 임피던스를 나타내는 신호 커넥터를 도시하는 도면.
도 3c는 송신 신호 경로의 출력이, 포트 2와 포트 3 간의 커넥터의 신호 손실을 최소화하는, 포트 라벨링된 포트 1에서 높은 RF 임피던스를 나타내는 신호 커넥터를 도시하는 도면.
도 3d는 고속 스위치(fast switch)를 포함하는 신호 커넥터를 도시하는 도면.
도 4a 및 도 4b는 2개의 전압 및 2개의 전류의 차를 취하는 능동 전자 차분 디바이스를 도시하는 도면.
도 4c는 수동 전자 차분 디바이스를 도시하는 도면.
도 4d는 전극들에 인가되는 신호들 간의 합 또는 차에 비례하는 변조된 출력을 생성하는 밸런스드 드라이브(balanced-drive) 광 변조기를 포함하는 광자(photonic) 차분 디바이스의 일 실시예를 도시하는 도면.
도 5a는 본 교시의 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 전자 전압원 기반형 아이솔레이터(electronic voltage-source-based isolator)를 도시하는 도면.
도 5b는 본 교시의 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용되는 전류원 기반형 신호 아이솔레이터(electronic current-source-based isolator)를 도시하는 도면.
도 5c는 본 교시의 동일 개구 및 주파수 STAR 시스템(same aperture and frequency STAR system)에서 사용될 수 있는 비가역(non-reciprocal) RF 2포트 디바이스를 포함하는 수동 전자 아이솔레이터를 도시하는 도면.
도 5d는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 광자 아이솔레이터를 도시하는 도면.
도 5e는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 지향성 커플러 아이솔레이터를 도시하는 도면.
도 5f는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 능동 전자 아이솔레이터를 도시하는 도면.
도 6a 내지 도 6d는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 신호 프로세서들을 도시하는 도면.
도 7a는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 송신 신호의 크기 및 위상을 조정하는 조정 회로를 나타내는 도면.
도 7b는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 송신 신호의 동상(in-phase) 및 직각위상(quadrature) 성분들을 조정하는 조정 회로를 나타내는 도면.
도 8은 매칭된 임피던스 신호 커넥터, 광자 차분 회로 및 본 명세서에서 설명되는 전자 전압원 기반형 아이솔레이터를 포함하는 프론트 엔드(front-end) 시스템의 하나의 예시적인 실시예를 도시하는 블럭도.
도 9는 고 임피던스가 송신 신호 경로의 출력에 의해 나타나는 신호 커넥터, 수동 전자 차분 디바이스, 및 본 명세서에서 설명되는 전류원 기반형 아이솔레이터를 포함하는 프론트 엔드 시스템의 하나의 예시적인 실시예를 도시하는 블럭도.
도 10은 능동 전자 차분 디바이스의 '+' 포트에 의해 출력 수신 신호 포트에 인가된 고 임피던스를 갖는 커넥터, 및 본 명세서에서 설명되는 전압원 기반형 아이솔레이터를 포함하는 프론트 엔드 시스템의 하나의 예시적인 실시예를 도시하는 블럭도.
도 11은 고속 스위치를 신호 커넥터로서 사용하는 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템을 나타내는 도면.
도 12는 도 10에 나타낸 예시적인 프론트 엔드 시스템을 증가시키도록 디지털 신호 프로세싱(1202)을 사용하는 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템(1200)의 블럭도.
도 13은 아날로그 신호 프로세싱이 도 10에 나타낸 예시적인 프론트 엔드 시스템을 증가시키는데 사용될 수 있는 방법을 도시하는 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템을 나타내는 블럭도.
도 14는 송신 신호 강도가 단지 수신 신호와 같이 강하거나 그 보다 약할 때에 일부 실시예에 대해서 유용한 도 2와 관련하여 설명된 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템 내의 하드웨어의 서브세트를 도시하는 도면.
도 15는 고 임피던스가 송신 신호 경로 내의 광자 아이솔레이터의 출력에 의해 보여지고, 종래의 디지털 신호 프로세싱이 모든 신호가 주파수 다운 변환(down-converted)되고 그 후 아날로그로부터 디지털 도메인으로 변환된 후에 수신 경로로부터 송신 신호를 제거하는데 사용되는 신호 커넥터를 포함하는, 도 14에서 설명된 시스템의 하나의 예시적인 실시예를 도시하는 도면.
도 16은 본 교시에 따른 간섭 신호의 리퍼런스 카피(reference copy)를 생성하는 시스템을 도시하는 도면.
도 17은 1-비트 양자화기의 출력이 100MHz에서 고전력 간섭의 카피를 생성하여, 차분 디바이스에서의 저전력 107-MHz SOI로부터 감산할 수 있게 하는, 도 16의 아키텍처의 시뮬레이션의 결과를 도시하는 도면.
도 18은 SOI를 억제하는 것에 대한 우려 없이 사용할 수 있는 양자화의 비트 수에 대한 안테나에서의 신호 대 간섭비(signal-to-interferer ratio) 간의 관계를 나타내는 플롯.
도 19는 간섭 제거기 내의 자가 발생(self-generated) 간섭을 사용하는 본 교시에 따른 시스템을 도시하는 블럭도.
도 20은 점선 박스 내측의 하드웨어의 집합으로 나타낸 프론트 엔드에 부착되는 안테나 구성요소 뿐만 아니라 N의 이러한 방사 구성요소들의 어레이 내의 N-1의 다른 방사 구성요소들에 의해서도 송신되는 신호들의 영향을 완화시키기 위한 본 교시에 따른 시스템을 도시하는 도면.
도 21은 송신 신호의 다수의 적절하게 지연된 카피를 감산기에 공급하기 위한 본 교시에 따른 시스템을 도시하는 도면.
본 명세서에서 "일 실시예" 또는 "실시예"에 대한 참조는 실시예와 관련하여 설명되는 특정한 특징, 구조, 또는 특성이 본 교시의 적어도 하나의 실시예에 포함되는 것을 의미한다. 본 명세서의 다양한 곳에 있는 문구 "일 실시예에서"의 출현은 반드시 모두 동일한 실시예를 참조하는 것은 아니다.
본 교시들의 방법들의 개별 단계들은 본 교시가 여전히 동작할 수 있는 한 임의의 순서 및/또는 동시에 수행될 수 있음을 이해하여야 한다. 또한, 본 교시들의 장치 및 방법들은 본 교시가 여전히 동작할 수 있는 한 임의 수 또는 모든 설명되는 실시예들을 포함할 수 있음을 이해하여야 한다.
이제 첨부된 도면들에 나타낸 바와 같이 본 교시의 예시적인 실시예들을 참조하여 본 교시에 대하여 상세히 설명할 것이다. 본 교시가 다양한 실시예들 및 예들과 함께 설명되지만, 본 교시를 이러한 실시예들에 한정하려고 하는 것이 아니다. 반대로, 본 교시들은 다양한 대체, 변형 및 등가물들을 포함하며, 당업자에게는 자명할 것이다. 본 명세서에서의 교시에 접근하는 당업자는, 본 명세서에서 설명되는 바와 같이 본 개시의 범주 내에 있는, 추가 구현들, 변형들, 및 실시들 뿐만 아니라 다른 사용 분야들을 인식할 것이다.
수십 년간, 송신 및 수신 경로들을 공통의 안테나에 동시에 접속하도록 하는 마이크로파 서큘레이터(microwave circulator)들만이 존재하였다. 마이크로파 서큘레이터들은, 파의 2개의 반대-순환하는(counter-circulating) 반분들이 링을 따라 하나의 둘레 방향으로 다음 포트에서 구조상으로 가산하게 하지만 다른 방향으로는 다음 포트에서 가산하지 않게 하는, 방향 의존성 위상 천이를 포함하는 페라이트(ferrite) 디스크 주위의 도파 링에 배열된 3개의 포트를 갖는 수동 구성부품들이다. 페라이트 서큘레이터는 2개의 파의 RF 위상을 합산 및 차분하는 것에 의존하기 때문에 본질적으로 협대역 디바이스이다. 설계자들은 그의 중앙 설계 주파수에서 그의 완전한 단일방향성(unidirectionality)의 일부 손실에 대한 교환시에 페라이트 서큘레이터의 대역폭을 넓히는 방법들을 발견하였다. 페라이트 서큘레이터들은 현재 옥타브 범위(octave-wide)의 대역에 걸쳐서 ~20dB의 포트 1 내지 3 격리를 갖는 다수의 벤더(vendor)들로부터 상업적으로 입수 가능하다.
단일 개구(single-aperture) STAR 응용들을 가능하게 하기 위해서, 별도 그룹의 연구자들이 최근 2개의 능동 서큘레이터 설계를 생각해냈다. 전자 서큘레이터는 X-대역에서 약 10% 정도의 대역폭에도 불구하고, 40dB T/R 격리까지 달성하였다. 전자 서큘레이터의 동작 원리의 설명은 S. Cheung 등의 "MMIC-based quadrature hybrid quasi-circulators for simultaneous transmit and receive," IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 58, pp. 489-497, March 2010에 설명되어 있다.
제2의 새로운 타입의 디바이스는 광자들에 기초하며, 따라서 본 명세서에서 광자 서큘레이터(photonic circulator)라고 불린다. 본 명세서에서 설명되는 바와 같이, 이러한 새로운 광자 성분은 종래의 페라이트 서큘레이터의 것을 넘어서 2개의 추가 기능들을 수행한다. 이 때문에, 우리는 새로운 광자 구성부품을 TIPRx, 즉 송신 격리 광자 수신기(Transmit-Isolating Photonic Receiver)라 부른다.
수년 전, 본원의 양수인인 포토닉 시스템즈, 아이엔씨.(Photonic Systems Inc.)는 동일한 안테나 구성요소를 통한 그리고 동일한 분극에서의 STAR인, 보다 도전적이고 아직 잠재적으로 보다 넓게 적용 가능한 STAR 구성을 조사하기 시작했다.
동일 개구를 통하여 동시 송수신하기 위해서, 시간, 주파수, 또는 코드 멀티플렉싱 중 어느 것을 사용해야 하는 것이 통신 분야에서 잘 알려져 있다. 시간 멀티플렉싱은 송신기 또는 수신기 중 어느 것이 안테나에 접속되도록 스위치를 삽입하는 것을 포함한다. 주파수 멀티플렉싱은 송신 및 수신 신호들이 RF 스펙트럼의 비결합(disjoint) 부분을 점유하도록 다이플렉서 및/또는 필터들을 삽입하는 것을 포함한다. 코드 멀티플렉싱은 송신 및 수신 신호들에 대한 직교 코드들을 사용하지만; 실현될 수 있는 직교성의 비교적 제한된 각도는 종종 충분한 송수신간(T/R) 격리를 달성하도록 주파수 멀티플렉싱으로 증가될 코드 멀티플렉싱을 요구한다. 따라서, 당업자는 일반적으로 동시에 RF 스펙트럼의 동일 부분을 사용하여 동일 개구를 통하여 동시 송수신하는 것이 불가능하다는 것에 동의한다.
도 1은 공지된 기술을 사용하는 동일 개구 임의 주파수 동시 송수신(STAR) 시스템(same-aperture any-frequency simultaneously transmit and receive (STAR) system; 100)의 블럭도를 도시한다. 페라이트 서큘레이터(102)에 의해 격리(isolation)가 제공된다. 임피던스 매칭 네트워크(104)는 수신 신호를 수신하는 서큘레이터(102)의 하나의 포트에 접속된다. 송신 신호는 서큘레이터(102)의 제2 포트에 인가된다. 2방향 RF 합성기(2-way RF combiner)(106)는 송신 신호의 일부를 포함하는 수신 신호를 누설 억제 신호(leakage suppression signal)와 합성하는데 사용된다.
동일 개구 임의 주파수 STAR을 달성하기 위한 핵심 파라미터는 T/R 격리이고; 시스템들은 통상적으로 60dB 초과의(>60dB) T/R 격리를 요구한다. 도 1의 시스템(100)은 강한 송신 신호가 수신 경로에 들어갈 수 있는 2개의 주 경로를 나타낸다. 하나의 경로는 서큘레이터(102)를 통한 누설이다. 페라이트 서큘레이터의 통상적인 T/R 격리는 15 내지 20dB 범위에 있다. 경로 내의 송신 신호가 서큘레이터 누설과 파괴적으로 간섭하도록 제2 경로를 구성하고 이러한 제2 경로를 설계함으로써 서큘레이터의 격리를 개선할 수 있는 것이 잘 알려져 있다. 그러나, 이러한 격리 개선이 달성될 수 있는 대역폭은 엄격하게 제한된다. 송신 신호가 수신 경로에 들어갈 수 있는 다른 주요 경로는 안테나 임피던스의 반사를 통한 것이다. 관련 기술분야의 안테나들의 복귀 손실(return loss)은 또한 -15 내지 -20dB 범위 내이다. 안테나 복귀 손실을 개선하기 위한 하나의 접근법은 임피던스 매칭 회로를 사용하는 것이다. 그러나, 임피던스 매칭의 개선의 요구되는 정도가 보드-파노(Bode-Fano) 한계에 의해 설정되는, 물리적으로 실현될 수 있는 것을 넘어서는 것을 나타낼 수 있다. 본 교시의 하나의 양태는 실제 시스템들을 위해 충분히 넓은 대역폭에 걸쳐서 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템들에서의 T/R 격리를 개선하기 위한 방법들 및 장치에 관한 것이다.
도 2는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템(200)의 블럭도를 나타낸다. 시스템(200)은 송신 및 수신 신호 양자를 통과하는 3-포트 신호 커넥터(202)를 포함한다. 신호 커넥터(202)는 3개의 신호 경로, 즉 안테나(204)로부터/안테나로의 경로, 송신 경로(205)의 출력으로부터의 경로 및 수신 경로(206)에 대한 입력으로의 경로와 접속한다. 실제 시스템들에서, 이들 경로를 전파하는 신호들에 의해 보여지는 상대적인 임피던스가 중요하다. 신호 아이솔레이터(208)는 송신 신호 경로(205) 내에 존재한다. 신호 차분 디바이스 또는 등가적으로 신호 감산기(210)는 신호 아이솔레이터(208) 및 신호 커넥터(202)와 접속한다. 시스템은 또한 T/R 격리를 개선하도록 다양한 광학 피드백을 포함한다.
차분 디바이스(210)의 하나의 입력은 수신 경로(206)에 접속된다. 차분 다바이스(210)의 다른 입력은 이상적으로 잔류 수신 신호가 없는 송신 신호 경로(205)에 접속된다. 송신 신호 경로(205)에 접속된 아이솔레이터(208)는 송신 신호의 클린 카피(clean copy)가 차분 디바이스(210)에 인가되도록 임의의 잔류 수신 신호를 격리하도록 설계된다. 동작 시, 차분 디바이스(210)는 수신 신호만을 남기고서 큰 송신 신호를 감산한다.
송신 신호 환경이 충분히 안정된 경우에는, 고정된 복소수 값의 송신 신호를 차분 디바이스(210)의 제2 포트에 공급할 수 있다. 그러나, 많은 실제의 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서, 안테나(204) 주위의 송신 환경은, 안테나에 의해 반사된 송신 신호의 복소수값이 차례로 변하게 할 것인 시간의 함수로 변할 것이다. 이러한 상황들에서는 수신 경로에 존재하는 잔류 송신 신호를 최소화하기 위해서 차분 디바이스(210)의 제2 단자에 공급되어야 하는 송신 신호의 정밀한 복소수값을 결정하는 신호 프로세서(212)를 포함하는 것이 바람직하다. 송신 신호 조정 회로(214)가 송신 신호의 복소수값을 설정하는데 사용된다.
도 3a 내지 도 3d는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템들에서 사용될 수 있는 4개의 상이한 신호 커넥터들을 도시한다. 도 2 및 도 3a 내지 도 3d를 참조하면, 신호 커넥터의 각 포트에서의 임피던스는 그 포트에 접속되는 구성부품의 임피던스와 매칭하도록 설계될 수 있다. 각 포트에서의 임피던스 매칭은 당 기술분야에서 알려진 다수의 방법으로 달성될 수 있다. 예를 들면, 저항기들, 커패시터들, 인덕터들 및 트랜스포머들을 포함하는 다수 타입의 수동 임피던스 매칭 회로들이 사용될 수 있다. 또한, 트랜지스터들 및 증폭기들을 포함하는 다수 타입의 능동 임피던스 매칭 회로들이 사용될 수 있다. 도 3a는 신호 커넥터(300)의 모든 3개의 포트가 그들이 접속되는 경로들에 임피던스 매칭되어 있는 신호 커넥터(300)를 도시한다.
도 3b는 차분 디바이스(210)에 대한 입력에서 고 RF 임피던스가 보여지고, 이에 따라 Rdiff > Rantenna 및 Rdiff > Risoiator인 신호 커넥터(320)를 도시한다. 따라서, 안테나(204) 임피던스는 송신 신호 경로(205)의 출력에 1차 부하를 제공하고, 1차 부하는 송신 전력이 수신 경로(206)에 전달되는 것보다 많이 안테나(204)로 전달되는 것을 의미하고, 많는 응용들에 대하여 매우 바람직하다.
도 3c는 Risoiator > Rdiff 및 Risoiator > Rantenna이도록, 송신 신호 경로(205)의 출력에서 고 RF 임피던스가 보여지는 신호 커넥터(340)를 도시한다. 이 신호 커넥터(340)에서, 송신 전력은 Rantenna 및 Rdiff로 각각 표현되는 2개의 디바이스의 상대적인 임피던스에 비례하여 안테나(204)와 차분 디바이스(210)에 대한 입력 사이에서 분할된다. Rantenna = Rdiff인 특별한 하위 경우에서, 최대 수신 전력은, 종종 최대 수신기 감도를 달성하는데 요구되는, 차분 장치(210)의 입력에 전달될 것이다.
도 3d는 고속 스위치(fast switch)를 포함하는 신호 커넥터(360)를 도시한다. 고속 스위치를 사용하는 것은 수개의 시스템 구성부품들을 제거할 수 있다. 일부 실시예에서, 고속 스위치 신호 커넥터(360)는 차분 디바이스(210) 및 아이솔레이터(208)의 필요성을 제거한다. 고속 스위치의 사용은 또한 신호 프로세서(212) 및 송신 신호 조정 회로(214)의 필요성을 제거할 수 있다.
도 4a 내지 도 4d는 4개의 상이한 차분 디바이스(differencing device; 210)(도 2)를 도시한다. 도 4a는 2개의 전압의 차를 취하는 능동 전자 차분 디바이스(active electronic differencing device; 400)를 도시한다. 도 4b는 2개의 전류의 차를 취하는 능동 전자 차분 디바이스(420)를 도시한다. 이들 능동 차분 디바이스(400, 420)는 차동 증폭기(differential amplifier) 또는 평형형 증폭기(balanced amplifier)들로 구현될 수 있다. 능동 차분 디바이스들(400, 420)은, 통상적으로 수신 신호에 대하여 낮은 잡음 지수를 달성하는데 요구되는 경우에 유리하다고 잘 알려진 이득(gain)을 제공한다. 능동 차분 디바이스들(400, 420)은 광범위한 입력 임피던스들로 실현될 수 있다. 예를 들면, 전압 차분 디바이스들은 통상적으로 높은 임피던스를 나타내는 반면에 전류 차분 디바이스들은 통상적으로 낮은 임피던스를 나타낸다. 능동 차분 디바이스들(400, 420)에 대한 이러한 범위의 입력 임피던스들은, 능동 차분 디바이스(400, 420)가 도 3a와 관련하여 설명된 바와 같이 매칭된 임피던스 커넥터(300), 도 3b와 관련하여 설명된 고 임피던스 수신 경로 신호 커넥터(320), 또는 도 3c와 관련하여 설명된 고 임피던스 송신 신호 커넥터(340)에서 사용될 수 있게 한다.
도 4c는 수동 전자 차분 디바이스(440)를 도시한다. 수동 디바이스들은 1 미만의 이득을 갖도록 제한되며, 따라서 이들 모두는 일부 손실을 갖는다. 따라서, 수동 차분 디바이스들(440)은 도 4a 및 도 4b와 관련하여 설명된 능동 전자 차분 디바이스들(400, 420)보다도 높은 잡음 지수들을 갖는다. 수동 전자 차분 디바이스를 구현하는데 많은 방법이 있다. 예를 들면, 집중 소자 저항 분배기(lumped element resistive divider)들, 진행파 저항(윌킨슨) 분배기들(traveling wave resistive (Wilkinson) deviders), 및 180도 하이브리드 커플러들이 전자 차분 디바이스를 구현함에 있어 모두 효과적이다.
도 4a 및 도 4b와 관련하여 설명된 디바이스들(400, 420)과 같은 능동 전자 차분 디바이스들은 2개의 신호를 합산하는데 사용될 수 있다. 송신 신호의 반전을 합산 포트에 효율적으로 인가하는, 안테나(204)에 인가되는 송신 신호의 위상에 대하여 180도만큼 클린 송신 신호의 위상을 오프셋 시킴으로써 차분이 실현될 수 있다. 반전을 감산하는 것과 가산하는 것 간의 등가는 식 Rx-Tx = Rx+(-Tx)로 쉽게 입증된다. 본 교시의 일부 실시예에서, 동일한 물리 하드웨어는, 도 3a와 관련하여 설명된 매칭된 신호 커넥터(300)와, 도 4c와 관련하여 설명된 바와 같이 필요한 경우 클린 송신 신호의 180도 위상 반전을 구현하는 수동 차분 디바이스(440) 양자를 실현할 수 있다.
도 4d는 전극들에 인가되는 신호들 간의 합 또는 차에 비례하는 변조된 출력을 생성하는 밸런스드 구동(balanced-drive) 광 변조기를 포함하는 광자 차분 디바이스(460)의 일 실시예를 도시한다. 이러한 전극들은, 광자 차분 디바이스가 도 3a와 관련하여 설명된 매칭된 임피던스 신호 커넥터(300), 도 3b와 관련하여 설명된 고 임피던스 수신 경로 신호 커넥터(320) 또는 도 3c와 관련하여 설명된 고 임피던스 송신 신호 커넥터(340)에서 사용될 수 있도록 고 임피던스 또는 매칭된 임피던스의 어느 하나일 수 있다.
또한, 특정한 광자 차분 디바이스의 설계에 의존하여, 광자 차분 디바이스는 1보다 크거나 작은 이득을 가질 수 있다. 따라서, 광자 차분 디바이스는 이득 또는 손실 중 어느 하나를 제공할 수 있다. 광자 차분 디바이스가 이득을 갖도록 설계되었을 때에는, 능동 전자 차분 디바이스들과 매우 유사하게 보다 낮은 잡음 지수를 달성할 수 있다. 광자 차분 디바이스가 손실을 갖도록 설계되었을 때에는, 수동 전자 차분 디바이스들과 매우 유사하게 보다 높은 잡음 지수를 갖는다. 일부 타입의 차분 광 변조기들은 2개의 신호를 합산할 수만 있다. 이러한 경우들에서, 이들 차분 변조기들은 도 4c와 관련하여 설명된 바와 같이 클린 송신 신호를 180도만큼 오프셋시킴으로써 요구되는 차분을 실현할 수 있다.
신호원들에는 2개의 기본 타입, 즉 전압원들 및 전류원들이 있다. 이상적인 전압원은 영의 내부 임피던스를 갖는 신호원이다. 이상적인 전류원은 무한대의 내부 임피던스를 갖는 신호원이다. 이러한 이상적인 신호원들은 실현 불가능하다. 실현 가능한 전압원들은 일반적으로 회로 내의 외부 임피던스들보다 매우 낮은 내부 임피던스를 갖는다. 실현 가능한 전류원들은 일반적으로 회로 내의 외부 임피던스들보다 매우 높은 내부 임피던스를 갖는다.
도 5는 본 교시의 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 다양한 신호 아이솔레이터들을 도시한다. 도 5a는 전자 전압원 기반형 아이솔레이터(500)를 도시한다. 도 5a에서의 아이솔레이터(500)는 격리가 전압원으로 달성될 수 있는 하나의 단순한 방법을 나타낸다. 전압원은 그의 출력 단자들 양단의 전위차 또는 전압을 수립한다. 전압원 양단의 전압은 그의 출력에 인가되는 외부 신호와 독립적이다. 따라서 전압원과 직렬로 접속된 저항을 통하여 생기는 전류는 전압원의 출력 전압을 변화시키지 않을 것이다. 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템들에 대하여, 전압원 신호가 송신 신호이고 외부적으로 인가된 신호가 수신 신호일 것이다. 따라서, 전압원의 출력은 요구되는 것인, 송신 신호의 클린 카피를 포함할 것이다.
도 5b는 본 교시의 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 전류원 기반형 신호 아이솔레이터(520)를 도시한다. 전류원들은 그의 출력에 인가된 외부 신호와 독립적이다. 따라서, 전류원을 통한 전류는 전류원 신호만을 포함하고 외부적으로 인가된 신호에 대응하는 어떠한 신호도 포함하지 않을 것이다. 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템들에 대하여, 전류원 신호는 송신 신호이고 외부적으로 인가된 신호는 수신 신호이다. 따라서, 전류원의 출력은 요구되는 것인, 송신 신호의 클린 카피를 포함할 것이다.
도 5c는 본 교시의 장치에서 사용될 수 있는 비가역 RF 아이솔레이터(non-reciprocal RF isolator; 540)를 도시한다. 비가역 RF 아이솔레이터들의 예들은 페라이트 아이솔레이터들 및 자이레이터(gyrator)들이다. 이들 디바이스는 일 방향으로 낮은 송신 손실을 가지며 다른 방향으로는 높은 송신 손실을 갖는다. 예를 들면, 포트 1로부터 포트 2로의 송신 손실은 낮을 수 있지만, 포트 2로부터 포트 1로의 다른 방향에서의 송신 손실은 높을 수 있다.
도 5d는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR에서 사용될 수 있는 광자 아이솔레이터(560)를 도시한다. 광자 아이솔레이터들은 순방향 커플링 방향에서 양호한 커플링을 제공하고 역방향에서 높은 격리를 제공한다. 순방향에서의 양호한 커플링은 다이오드 레이저 또는 광 변조기와 같은 전기 광 변환(electrical-to-optical conversion) 디바이스에 의해 달성될 수 있고, 전기 광 변환 디바이스의 광 출력은 광검출기와 같은 광 전기 변환(optical-to-electrical conversion) 디바이스에 효율적으로 커플링된다. 광자 아이솔레이터들은 광검출기와 같은 디바이스들이 발광하지 않기 때문에 역방향에서 극히 낮은 커플링을 제공하고, 전기 광 변환 장치는 광을 검출할 수 없다.
다수의 다른 타입의 아이솔레이터들이 본 교시의 장치에 사용될 수 있다. 예를 들면, 일 실시예에서, 지향성 커플러(580)가 도 5e에 나타낸 바와 같이 격리를 수행하는데 사용된다. 지향성 커플러의 하나의 공통된 실시예는 진행파(traveling wave) 특성을 사용한다. 적절한 길이 L의 제2 전극을 갖고, 제1 전극으로부터 떨어져서 제2 전극을 적절한 거리 d에 위치시킴으로써, 제1 전극으로 진행하는 전력의 일부가 제2 전극에 커플링할 것이다. 이는 가역 디바이스이기 때문에, 제1 전극에서의 반대 방향으로 진행하는 RF 전력은 또한 제2 전극에 커플링될 것이고, 이 전력은 도시된 바와 같이 부하로 소멸될 것이다.
RF 격리는 또한 역방향 격리가 순방향 이득보다고 큰 RF 증폭기들로 달성될 수 있다. 이러한 증폭기(590)의 이점을 취하는 격리 기술이 도 5f에 도시되어 있다. 증폭기의 입력에서 RF 스플리터 또는 지향성 커플러와 같은 RF 픽오프(pickoff) 디바이스의 일부 형태가 필요하다.
도 6a 내지 도 6d는 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 신호 프로세서들(600, 620, 640, 660)을 도시한다. 다양한 타입의 디지털 및/또는 아날로그 신호 프로세서들(600, 620, 640, 660)이 도 6a 내지 도 6d에 나타낸 바와 같이 사용될 수 있다. 도 2 및 도 6을 참조하면, 신호 프로세서들(600, 620, 640, 660)은 최소 평균 제곱 알고리즘(least mean square algorithm)과 같은 광범위한 알고리즘들을 실행하여 다양한 기능들을 수행한다. 신호 프로세싱은 무선 주파수(RF) 신호들을 IF 신호들로 변환하기 위한 잘 알려진 기술들을 사용하여, 송신 및 수신 신호들의 RF, 또는 일부의 보다 낮은 중간 주파수(IF) 신호들로 수행될 수 있다. 이러한 기능 중 하나는 수신 및 송신 신호들 양자를 포함하는 차분 디바이스(210)의 출력과 송신 신호의 클린 카피를 상관시키는 것이다. 이러한 상관의 결과는 차분 디바이스(210)의 출력에 존재하는 잔류 송신 신호일 것이다.
신호 프로세서(212)에 의해 수행되는 다른 기능은, 차분 디바이스(210)의 출력에서 잔류 송신 신호를 최소화하기 위해서 차분 디바이스(210)의 입력에 인가될 필요가 있는 송신 신호의 복소수값을 추정하는 것이다. 이러한 추정의 결과가 송신 신호 조정 회로(214)에 인가되는 신호이다.
도 7은 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 송신 신호 조정 회로들(700, 720)을 도시한다. 송신 신호 조정 회로들(700, 720)은 신호 프로세서에 의해 결정된 조정들을 송신 신호의 복소수값으로 만든다. 신호 조정기는 RF 주파수들에서의 송신 신호 또는 그의 다운 변환된(down converted) IF 주파수들에서의 송신 신호 중 어느 하나를 조정할 수 있다. 신호 조정기가 IF 주파수들에서 동작하는 경우, 그러면 조정기는 주파수 업 변환(up-conversion)을 위한 다수의 알려진 기술들 중 하나를 사용하는, 주파수 업 변환기가 수반될 필요가 있을 것이다. 본 교시에 따른 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서 사용될 수 있는 다수 타입의 신호 조정 회로들이 있고, 도 7a 및 도 7b에 2개가 도시되어 있다. 도 7a는 송신 신호의 크기 및 위상을 조정하는 조정 회로(700)의 실시예를 도시한다. 도 7b는 송신 신호의 동상(in-phase) 직각위상(in-quadrature) 성분들을 조정하는 조정 회로(720)의 실시예를 도시한다.
도 8은 본 명세서에서 설명되는 바와 같이 매칭된 임피던스 신호 커넥터(802), 광자 차분 회로(804) 및 전압원 아이솔레이터(806)를 포함하는 프론트 엔드 시스템(800)의 블럭도를 도시한다. 시스템(800)은 본 명세서에서 설명되는 송신 신호 조정 디바이스 및 신호 프로세서에 대한 필요성을 수동적으로는 감소시키며 궁극적으로는 제거한다. 이러한 목표를 달성하기 위해서, 차분 디바이스(804)의 2개의 측면 상의 회로들은 가능한 한 동일하게 이루어진다. 이를 위하여, 의사 안테나(pseudo-antenna; 808)가 구성될 수 있고, 이 의사 안테나(808)는 안테나(810)의 임피던스 대 주파수 기능을 가능한 한 근접하게 복제하는 회로이다.
차분 디바이스에 대한 2개의 입력 간에 가능한 한 양호한 밸런스를 또한 수립하기 위해서, 동일한 커넥터들이 사용되고, 이 경우, 매칭된 임피던스 타입이 사용될 수 있다. 이러한 예시적인 시스템은 본 명세서에서 설명된 광자 차분 디바이스를 사용한다. 이러한 타입의 차분 디바이스 또는 감산기의 핵심적인 이점들은 이들이 대역폭이 매우 넓고(＞ 4 디케이드) +와 - 차분 포트들 간의 격리가 높다는 것이다. 2개의 출력에서 동일한 출력 임피던스를 갖는 전압원 격리는 밸런스를 더욱 증진시킨다. 이러한 시스템 아키텍처의 단점 중 하나는 송신 신호에 의해 발생되는 비교적 높은 손실이다. 동일한 송신 전력이 안테나와 의사 안테나 양자에 공급되기 때문에, 이상적인(즉, 무손실) 커넥터들에 대하여 3dB의 손실이 있다. 각각의 커넥터들에서 추가적인 3dB 손실이 있다. 따라서, 전력 증폭기의 출력과 안테나 간의 총 송신 손실은 커넥터의 초과 손실을 더하여 6dB이다.
도 9는 송신 신호 경로의 출력에 의해 고 임피던스가 보여지는 신호 커넥터(902), 수동 전자 차분 디바이스(904), 및 본 명세서에서 설명된 전류원 기반형 아이솔레이터(906)를 포함하는 프론트 엔드 시스템(900)의 하나의 예시적인 실시예의 블럭도를 도시한다. 이는 송신 경로 출력에 접속하는 포트 상에 고 임피던스를 갖는 커넥터의 버전과 호환될 수 있다. 이러한 시스템(900)에서, 2개의 다른 커넥터 포트 상의 임피던스들은 다음과 같이 매칭된다: 안테나 포트가 안테나(908)에 대한 부하를 제공하고 차분 포트가 이러한 시스템(900)에서 수동 전자 타입인 차분 디바이스(904)에 대한 하나의 입력에 의해 부하가 걸린다. 수동 전자 차분 디바이스(904)는 본 명세서에서 설명된 광자 차분 디바이스보다도 더 좁은 대역폭을 갖는다. 그러나, 이는 도 8에 나타낸 아키텍처에 대한 6dB에 비해서 이상적으로 4.77dB의 약간 낮은 송신 손실을 갖는다.
도 10은 능동 전자 차분 디바이스(1004)의 '+' 포트에 의해 출력 수신 신호 포트에 인가된 고 임피던스를 갖는 신호 커넥터(1002), 및 본 명세서에서 설명된 전압원 기반형 아이솔레이터(1006)를 포함하는 프론트 엔드 시스템(1000)의 하나의 예시적인 실시예의 블럭도를 도시한다. 이러한 타입의 차분 디바이스들(1004)의 하나의 잠재적인 이점은 입력 임피던스가 시스템 임피던스보다도 높아질 수 있는 것이다. 예를 들면, 공통 시스템 임피던스는 50Ω이다. 능동 전자 차분 디바이스(1004)의 입력 임피던스는 일부 구현들에서 500Ω으로부터 다른 구현들에서 ＞1MΩ까지의 범위일 수 있다. 이는 차분 디바이스 입력들에 의해 추출된 신호 전력이 무시될 수 있는 것을 의미한다. 따라서, 차분 디바이스를 공급하는 포트에서 고 임피던스를 갖고서 작동하도록 설계되는 커넥터 타입을 선택하고, 격리된 출력이 고 임피던스를 제공하도록 설계되는 전압 타입의 아이솔레이터들을 사용하는 것이 유리하다. 따라서 도 10에 나타내는 시스템 구성은 전압원 아이솔레이터(1006) 및 차분 디바이스 포트에서 고 임피던스를 갖는 신호 커넥터(1002) 양자를 포함한다. 이러한 구현의 핵심적인 특징들 중 하나는 송신 손실이 이상적인 경우에서 적어도 현재 0dB인 것이다.
도 11은 신호 커넥터로서 고속 스위치를 사용하는 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템(1100)을 나타낸다. 이 구성은 본 교시의 특히 단순한 구현으로 이어진다. 이 구현의 기본적인 동작은 이하와 같이 이해될 수 있다. 연속하는 신호는 그의 최대 주파수 성분의 적어도 2배인 레이트로 그 신호를 샘플링함으로써 완전히 특징지어질 수 있다. 이는 종종 나이퀴스트 샘플링 정리(Nyquist sampling theorem)라고 불린다. 나이퀴스트 샘플링의 결과들 중의 하나는 연속하는 신호를 연속해서 감시할 필요가 없다는 것이다: 그의 나이퀴스트 레이트로 연속하는 신호를 관찰하는 것 - 즉, 샘플링하는 것 -이 충분하다. 순시 샘플링(instantaneous sampling) - 즉, 제로타임에서 - 은 명백하게 이론적인 개념이다. 실제 엔지니어링 목적을 위해서, 샘플링 간격의 길이가 샘플들 간의 간격에 비해서 짧은 경우에 샘플은 순시적이라고 간주된다. 예를 들면, 샘플들 간의 시간 간격의 1%만 남는 샘플링 펄스는 종종 이론적으로 이상적인 샘플링에 근사하는 충분히 짧은 것으로 간주된다.
샘플링을 구현하기 위해서, 하나는, 샘플의 짧은 시간 주기 동안에 수신기에 대한 입력 - 이 경우에는 안테나(1102)로부터 들어오는 신호 -과 접속하고, 그 후 입력을 수신기로부터 개방 - 즉 접속해제 - 할 수 있는 고속 스위치를 사용할 수 있다. 이는 샘플들 간의 시간의 남아있는 99% 동안에, 샘플링 스위치가 개방되고, 따라서 수신기가 입력에 접속되지 않는 것을 의미한다. 고속 스위치 커넥터(1100)는 송신기를 안테나(1102)에 접속하도록 상호 샘플링(inter-sampling) 간격을 활용한다. 송신기가 시간의 거의 100% 동안에 안테나(1102)에 접속되기 때문에 송신기 전력 손실은 무시할 수 있다. 고속 스위치 신호 커넥터에 의해, 송신기 및 수신기는 결코 안테나(1102)에 동시에 접속되지 않는다. 따라서, 송신 신호는 수신 경로에 들어갈 기회를 갖지 않는다. 이는 일부 응용에 대하여 차분 디바이스, 아이솔레이터, 신호 프로세서 및 본 명세서에서 설명된 송신 신호 조정기의 필요성을 제거할 수 있다.
고속 스위치가 STAR를 위해 설계되지 않은 시스템들에서의 종래의 송신-수신(T/R) 스위치와 위상적으로 유사하지만, 도 3d에 나타낸 고속 스위치 커넥터의 기능이 구별되는 것을 언급하는 것은 중요하다. 종래의 T/R 스위치의 경우, 스위치는 10 밀리초와 1초 간의 속도로 작동할 필요만 있다. 따라서 종래의 T/R 스위치는 본 작동에 중심인, 샘플링 기능을 수행하기에 충분히 빠르게 작동하지 못한다.
일부 시스템 응용에서, 도 2 내지 도 11에서 설명된 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템들을 사용하여 충분한 성능이 달성될 수 있지만, 다른 시스템 응용들에서는, 신호 프로세싱 기술들로 프론트 엔드 성능을 증가시킬 필요가 있을 것이다. 본 교시의 임의의 실시예에서, 신호 프로세싱은 증진된 성능을 달성하기 위해서 프론트 엔드와 합체될 수 있다. 당업자에게 분명한 바와 같이, 신호 프로세싱으로 본 명세서에서 설명된 임의의 프론트 엔드 시스템들을 증가시킬 수 있고; 우리는 도 10에 나타낸 예시적인 프론트 엔드 시스템 아키텍처를 증가시키도록 선택함으로써 이를 도시한다.
도 12는 도 10에 나타낸 예시적인 프론트 엔드 시스템을 증가시키기 위해서 디지털 신호 프로세싱(1202)을 사용하는 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템(1200)의 블럭도를 나타낸다. 이러한 예시적인 시스템은 도 6b와 관련하여 설명된 다운 변환을 갖는 디지털 신호 프로세서를 사용한다. 또한, 이러한 예시적인 시스템은 도 7b와 관련하여 설명된 벡터 변조기 타입의 송신 신호 조정기를 사용한다. 차분 디바이스의 출력의 일부는, 중간 주파수(IF)일 수 있는 보다 낮은 주파수로 다운된 신호의 주파수 스펙트럼을 번역하는 다운 변환기(down converter)(1206)에 공급된다. 대안으로, 통상 기저대로 불리는 제로 주파수로 다운된 모든 방식이 번역될 수 있다. 송신 신호의 일부는 또한 차분 디바이스의 출력이 변환되어 있는 동일 주파수로 변환되려는 것의 제약에 의해 다운 변환된다. 이들 신호 양자가 다운 변환되면, 이들은 아날로그 디지털 변환기들(ADC)(1204)을 통하여 디지털 형태로 변환된다.
디지털 도메인에서, 디지털 신호 프로세서(1202)는 차분 디바이스(1208) 출력에서 잔류 송신 성분을 격리하도록 차분 디바이스(1208) 출력과 송신 신호를 상관시키는데 사용된다. 그러면 신호 프로세서(1202)는 차분 디바이스(1208) 출력에서 존재하는 잔류 송신 신호를 최소화하기 위해서 차분 디바이스(1208) 내에 주입될 필요가 있는 송신 신호의 최적 복소수값의 추정을 수행한다. 신호 프로세서(1202)의 출력은 IQ 송신 신호 조정기(1212) 상에 원하는 세팅들을 포함하는 2개의 신호를 포함한다. 도 12에 나타낸 예에서, 우리는 IQ 송신 신호 조정기(1212)로서 벡터 변조기를 사용하고 있기 때문에, 복소수 세팅들은 송신기 신호의 동상(I) 및 직각위상(Q) 부분들을 위한 것이다. 많은 벡터 변조기들이 아날로그 입력을 요구하기 때문에, 도 12는 요구되는 변환을 실행하기 위한 디지털 아날로그 변환기(DAC)들을 나타낸다.
도 12는 적응형 신호 프로세서(1202) 및 DAC들(1210)에 의해 공급된 복소수 세팅들을 사용하여 RF 주파수들에서 Tx 신호에 대해 작동하는 IQ 송신 신호 조정기(1212)를 나타낸다. 적응형 신호 프로세서 및 DAC는, 그 근사법의 이점들과 함께 이하의 도 21에 나타내는 바와 같이, IF 주파수들에서 그 자신의 조정된 송신 신호를 생성하고, 이 신호를 RF 주파수들로 업 변환할 수도 있다. 그러나, 도 12에 나타낸 바와 같이 RF 주파수들에서 Tx 신호에 대해 작동하는 것은 주파수 업 변환에 대한 필요성을 제거하기 때문에 상당히 단순하다.
도 13은 아날로그 신호 프로세싱이 도 10에 나타낸 예시적인 프론트 엔드 시스템을 증가시키는데 사용될 수 있는 방법을 도시하는 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템(1300)의 블럭도를 나타낸다. 이러한 예시적인 시스템에 대하여, 우리는 도 6c와 관련하여 설명된 바와 같이 주파수 변환이 없는 아날로그 신호 프로세서(1302)를 선택했다. 송신기 및 차분 디바이스 출력들이 아날로그 신호들이므로, 아날로그 신호 프로세서(1302)는 아날로그 디지털 변환기들을 필요로 하지 않는다. 요구되는 프로세싱이 수행될 수 있는 하나의 방식은, 아날로그 디바이스들로부터 상업적으로 입수 가능한 듀얼 I/Q 복조기인, AD8333과 같은 다수의 기능을 포함하는 집적 회로에 의한 것이다. 요구되는 아날로그 곱셈들은, 아날로그 디바이스들로부터 또한 상업적으로 입수 가능한 전압-출력 4 상한 곱셈기(voltage-output, 4-quadrant multiplier)인, AD835와 같은 집적 회로로 또한 수행될 수 있다. 적절한 합산, 스케일링(scaling) 및 집적도(integration)를 갖는 아날로그 곱셈기들의 출력은 디지털 아날로그 변환기들에 대한 필요 없이 직접 벡터 변조기 입력들을 구동할 수 있다.
다시 도 2를 참조하면, 일부 작동 방법에서, 감산기(210)에 도달하는 송신 신호의 2개의 버전이 동일한 지연을 갖도록 처리된다. 이는 감산기 + 신호 프로세서 + Tx 신호 조정기(214) + 주파수 변환들(사용된 경우)을 통해 지연들을 매칭시키는 경로(206) 내에 지연을 삽입함으로써 달성될 수 있다. 그러나, 이러한 작동 방법들 중 일부에서는, 동일한 지연을 갖는 감산기(210) 입력들에서 송신 신호의 2개의 버전을 정확히 제공하는 것은 비교적 어렵다. 예를 들면, 작동 조건들이 안테나(204) 부근에서 송신 신호의 큰 반사가 있을 때에는, 그러면 제거될 필요가 있는 Tx 신호의 2개의 카피가 있을 것이다: 하나의 카피는 안테나에 대한 입력에서 반사되는 것이고, 다른 카피는 안테나(204) 부근의 물체에 반사되는 것이다. 이러한 작동 조건들 하에서는, Tx 신호의 제2 지연 카피를 갖고, 그 카피를 제2 Tx 신호 조정기에 공급하는 것이 바람직하다. 일 실시예에서, 이는 Tx 신호를 신호 프로세서 내부에 디지털 형태로 저장하도록 신호 프로세서(212)를 사용하여 달성된다.
이제 도 21을 참조하면, 송신 신호의 다수의 적절하게 지연된 카피를 감산기에 제공하기 위한 본 교시에 따른 시스템(2100)을 도시하고 있다. 도 21에서 설명되는 시스템은 도 12와 관련하여 설명한 디지털 신호 프로세싱(1202)을 사용하는 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템(1200)과 유사하다. 시스템(2100)은 시스템(1200)에서의 능동 전자 차분 디바이스(1208), 다운 변환기들(1206), 및 아날로그 디지털 변환기들(1204)을 포함한다. 그러나, 시스템(2100)에서는, 적응형 신호 프로세서(1202)가 Tx 신호의 다수의 지연된 카피를 생성하기 위한 수단도 포함한다. 적응형 신호 프로세서(1202)는 업 변환기(2102)에 전기적으로 접속되고 그 후에 능동 전자 차분 디바이스(1208)에 전기적으로 접속되는 디지털 아날로그 변환기(1210)에 전기적으로 접속된다.
일부 작동 모드에서, Tx 신호는 다운 변환되고 아날로그 디지털 변환기(1204)를 통해 진행하며 그 후에 신호 프로세서(1202) 내에 저장된다. 이와 같이, Tx 신호의 다수의 적절하게 지연된 카피는 디지털 도메인에서 생성될 수 있고, 결과로서 생긴 신호들이 디지털 아날로그 변환기(1210)에 의해 믹서와 같은 주파수 변환기에 의해 업 변환되는 아날로그 신호로 다시 변환될 수 있다. 대안으로, 업 변환이 디지털적으로 수행될 수 있고 그 후에 디지털 아날로그 변환기에 공급될 수 있다. 이러한 접근법의 하나의 강력한 양태는 송신 신호의 각 카피마다의 적절한 지연들이 잘 알려진 기술들을 사용하는 신호 프로세싱에 의해 결정될 수 있는 것이다. 지연들은 신호 조건들이 변함에 따라 갱신될 수 있다.
도 2 내지 도 13에서의 본 교시의 모든 실시예는 수신 경로로부터 고전력 송신 신호를 제거함에 있어서 효과적일 것이다. 송신 신호 강도가 단지 수신 신호와 동일한 정도의 크기이거나 수신 신호보다 크기가 작은 경우, 그러면 보다 적은 하드웨어가 요구될 수 있다.
도 14는 송신 신호 강도가 단지 수신 신호와 같이 강하거나 그보다 약할 때에 일부 실시예에 대하여 유용한 도 2와 관련하여 설명된 동일 개구 임의 주파수 STAR 시스템에서의 하드웨어의 서브세트 시스템(1400)을 도시한다. 3 포트 신호 커넥터(1402)가 안테나(1408)에 대한 분리 송신 경로(1404) 및 수신 신호 경로(1406)의 접속을 허용하는데 필요하고, 아이솔레이터(1410)가 안테나가 작동하는 신호 환경으로부터 송신 경로(1404)를 차단하는데 필요하다. 일 실시예에서, 3 포트 신호 커넥터(1402)는 페라이트 서큘레이터이다. 그러나, 아날로그 신호 차분 디바이스는 요구되지 않을 수 있고, 따라서 송신 신호 조정기도 요구되지 않을 것이다. 송신 신호가 비교적 작기 때문에, 송신 신호는 수신 신호 경로 내의 임의의 성분들을 포화시키지 않으며, 필요하다고 생각되는 경우, 수신 신호 경로로부터 송신 신호의 제거가 잘 알려진 디지털 신호 프로세싱 기술을 사용하여 달성될 수 있다.
여기까지는 수신 경로로부터 제거될(감산될) 필요가 있는 큰 신호가 수신될 신호를 검출하는 것인 동일 안테나를 통해 송신될 신호이었다. 송신 신호는 2개의 핵심적인 양태들에서 수신 신호로부터 구분될 수 있다: (1) 송신 신호는 수신 신호보다 더욱 강하고 (2) 송신 신호는 어떠한 경우에도 송신 신호에 의해 운반되고 있는 정보를 복구하도록 복조될 필요가 없다. 복조될 필요가 없는 큰 신호가 수신 경로에 들어가는 다른 클래스의 시스템 구성이 있다. 이러한 큰 신호가 우호적인 경우에는, 일반적으로 코사이트(co-site) 간섭이라 불린다. 큰 신호가 사실상 적대적인 경우에는 재밍(jamming)이라 불린다. 이러한 경우들에서, 큰 신호는 수신기가 원하는 수신 신호(들)를 처리, 즉 복조할 수 있도록 제거될 필요가 있다. 코사이트 및 재밍 신호들을 제거하는 다양한 수단이 잘 알려져 있다. 하나의 공통적인 접근법은 큰 신호를 억제하는 반면에 수신 신호(들)를 통과하게 하도록 RF 필터들을 사용하는 것이다. 이러한 기술들은, 물론 수신 및 코사이트/재밍 신호들이 비결합 주파수 대역들을 점유할 때에만 유효하다. 이제 본 발명의 교시는 코사이트 및 재밍 신호들을 억제하는데 적용될 것이며, 여기서 수신 및 코사이트/재밍 신호들의 주파수 스펙트럼들이 중첩될 수 있다.
도 15는 고 임피던스가 송신 신호 경로(1506) 내의 광자 아이솔레이터(1504)의 출력에 의해 보여지고, 모든 신호가 주파수 다운 변환되고 나서 아날로그로부터 디지털 도메인으로 변환된 후에 종래의 디지털 신호 프로세서(1508)가 수신 경로(1510)로부터 송신 신호를 제거하는데 사용되는 신호 커넥터(1502)를 포함하는, 도 14에서의 시스템(1400)의 실시예인 하나의 예시적인 시스템(1500)을 도시한다. 비협력적인 간섭원(noncooperative interfering source)들의 경우, 간섭 제거기에 공급되는 간섭들의 리퍼런스 카피가 자가 생성되어야 한다. 문제가 있는 간섭들이 관심있는 신호(SOI : signal of interest)에 대하여 진폭이 크다는 사실을 제외하고는, 우리는 종종 이러한 간섭들에 대하여 그 밖에 무엇인가를 알고 있다고 가정할 수 없다. 따라서, 간섭들의 리퍼런스 카피를 생성하기 위해서는, 존재할 수 있는 큰 간섭들만을 감지하고 SOI를 무시하는 방법을 필요로 한다. 간섭원을 우선적으로 검출하는 알려진 방법은 최대 감도가 간섭원의 방향으로 향하게 되는 지향성 안테나들을 사용하는 것이다. 그러나, 이러한 기술들의 유효성은 안테나 빔의 지향성 및 간섭원과 SOI 간의 각도 분리에 크게 의존한다. 따라서, 본 교시의 하나의 특징은 안테나로부터 들어오고 있는 복합 SOI + 간섭 신호 스트림으로부터 강한 간섭 신호의 리퍼런스 카피를 추출하기 위한 접근법이다.
도 16은 본 교시에 따른 간섭 신호의 리퍼런스 카피를 생성하는 시스템(1600)을 도시한다. 안테나(1602) 출력의 일부가 태핑되고(tapped) N-비트 양자화기(N-bit quantizer; 1604)에 공급되며, 여기서 N은 강한 간섭을 양자화하는데 충분하지만 간섭 신호보다도 매우 작은 SOI를 또한 양자화하는데는 충분히 크지 않다. 이와 같이, N-비트 양자화기는 큰 신호들만을 통과시키고 작은 신호들을 억제하는 일종의 역 리미터(reverse limiter)로서 기능한다. 이와 같이 간섭들의 리퍼런스 카피를 생성하는 것과 간섭 제거기에서 리퍼런스 카피를 프로세싱하는 것에 포함되는 지연은 도 16에 나타낸 바와 같이 안테나(1602)로부터 간섭 제거기로 안내하는 신호 경로에서 재생될 수 있다. 자가 생성된 리퍼런스의 동작을 입증하기 위해서, "고전력" 간섭이 100MHz에서 1V 사인파이었고 "저전력" SOI가 107MHz에서 0.1V 사인파인, 시뮬레이션을 수행하였다.
도 17은 도 16에서의 아키텍처의 시뮬레이션의 결과들을 도시하는 것으로서, 1-비트 양자화기의 출력은, 차분 디바이스에서 저전력 107MHz SOI로부터 감산을 허용하는, 100MHz에서 고전력 간섭의 카피를 생성한다. 도 17에 도시된 플롯들은 N-비트 양자화기에 대한 입력을 나타내는 한편, 주 플롯은 파라미터로서 비트들의 수를 갖는 양자화기의 출력을 나타낸다. 간섭에 의해 SOI보다 10배 강한 팩터만, 즉 양자화의 단일 비트가 큰 간섭을 "통과"시키고 보다 작은 SOI를 감지하는데 완전히 실패하며, 4비트가 간섭과 SOI 양자를 완전히 감지하는데 충분하다. 2비트에 의해, SOI는 고전력 간섭 이하의 ~20dB이다.
우리가 단순한 사인곡선(sinusoid)보다도 더 복잡한 스펙트럼 컨텐츠를 갖는 큰 간섭들을 제거하기를 원할 것이라는 점을 고려하면, 우리는 이 컨텐츠를 보존하도록 다수 비트의 양자화를 필요로 할 것이라는 것을 이러한 시뮬레이션으로 가정하였다. 따라서, 우리는 SOI보다도 매우(단지 10dB가 아닌) 강한 간섭들의 영향만을 효과적으로 제거할 수 있을 것이다.
도 18은, 마치 목욕물(간섭(들)) 버리려다 아이(SOI)까지 버리게 되는 것과 같이, SOI를 억제하게 되는 결과에 대한 우려없이 우리가 사용할 수 있는 양자화의 비트들의 수에 대하여 안테나에서의 신호 대 간섭비 간의 관계를 나타내는 플롯이다. 비트들의 수는 간섭 신호 스펙트럼의 복잡도의 메트릭(metric)이다.
도 19는 간섭 제거기에서 자가 생성된 리퍼런스를 사용하는 본 교시에 따른 시스템(1900)의 블럭도를 도시한다. 시스템(1900)은 도 16과 관련하여 설명된 바와 같이 간섭의 리퍼런스 카피를 생성하는 N-비트 양자화기(1902)를 포함한다. 아날로그 프로세서(1904) 및 디지털 프로세서(1906)는 간섭 신호를 제거하도록 큰 신호 차분 디바이스(1908)를 갖는 피드백 루프에서 사용된다. RF 지연부(1910)는 차분 디바이스(1908)의 +와 - 포트 간의 지연을 매칭하는데 사용된다.
도 2 내지 도 19는 송신 및 수신 안테나가 하나의 프론트 엔드에 의해 어드레싱된 하나의 방사 구성요소로 구성되는 시스템들에 관한 것이다. 대안으로, 도 1, 도 2, 도 8 내지 도 16, 및 도 19에서의 안테나 심볼은 모두가 단일의 프론트 엔드에 의해 동일한 송신 신호를 공급하고 동일한 프론트 엔트에서 처리하기 위해 합성되는 그들의 수신 신호들을 갖는 방사 구성요소들의 어레이를 표현할 수 있다. 그러나, 많은 실제 시스템에서는, 각 방사 구성요소, 또는 그 자체의 프론트 엔드에 의해 어드레싱될 이러한 구성요소들의 큰 어레이에서 방사 구성요소들의 작은 그룹에 대하여 더욱 유리하다. 이 경우, 각 프론트 엔드는, 그의 방사 구성요소 또는 방사 구성요소들의 작은 그룹에 의해 송신되고 있는 송신 신호 뿐만 아니라, 송신된 신호들이 안테나 구성요소들 간의 상호 커플링과 같이 당 기술분야에서 알려진 현상을 통해 이러한 프론트 엔드의 안테나에 의해 부분적으로 송신될 어레이 내의 임의의 또는 모든 다른 구성요소들에 의해 송신되고 있는 신호들의 수신 신호 경로 내의 존재에 의한 영향을 완화시킬 필요가 있을 수 있다.
도 20은 점선 박스 내측의 하드웨어의 집합으로 나타낸 프론트 엔트(2004)에 부착된 안테나 구성요소(2002) 뿐만 아니라, 이러한 N 방사 구성요소들의 어레이 내의 N-1 다른 방사 구성요소들에 의해 송신되고 있는 신호들의 영향을 완화시키기 위한 본 교시에 따른 시스템(2000)을 도시한다.
시스템(2000)은 도 2와 관련하여 설명된 단일 구성요소 프론트 엔드의 일반적인 형태이다. 2개의 도면 간의 차이는 하나만의 송신 신호 조정기 대신에 현재 번호 N이 있는 것을 주목할 수 있다. 이는 안테나 어레이 내의 각각의 N 구성요소들에 대하여 하나이다. 도 2의 단일 안테나 시스템 프론트 엔드에서, 아이솔레이터(2004)가 단일 송신 신호 조정기(2006)에 공급하는 송신 신호의 카피가, 신호의 N-방향 분할을 산출하도록 공동의 트리 구성에 채용된 2-방향 진행파 저항 전력 분배기들(Wilkinson 분배기들)과 같은 N-방향 RF 분배기(2008)에 의해 현재 N 파트로 분할된다.
송신 신호의 N 감쇄된(적어도 N의 팩터에 의해) 카피들 중 하나는 도 2에서 행한 바와 같이 정확히 이 프론트 엔드의 송신 신호 조정기(2006)에 공급된다. 이 프론트 엔드의 송신 신호의 남아있는 N-1 감쇄된 카피들은 이 프론트 엔드 밖에서 라우팅되고, 각각이 N-1 다른 안테나 구성요소(2002) 프론트 엔드들(2004)의 각각에서의 송신 신호 조정기들(2006) 중의 하나에 접속된다. 따라서, 도 20에 나타낸 하나의 구성요소의 프론트 엔드(2004)에서의 다른 N-1 송신 신호 조정기들(2006) 각각이 다른 N-1 안테나 구성요소들(2002)에 의해 송신되고 있는 신호의 감쇄된 카피를 수신한다. 이러한 신호 조정기(2006)의 출력들은 도 20에 나타낸 바와 같이, N-방향 RF 합성기(2010)에서, 이 안테나 구성요소의 송신 신호 상에 작용하는 송신 신호 조정기(2006)의 출력과 함께 합성된다.
N-방향 RF 분배기(2008)에 일치하면, 이 N-방향 RF 합성기(2010)는, 예를 들면 RF 신호들의 N-방향 합성을 산출하도록 공동의 트리 구성에 채용된 2-방향 진행파 전력 합성기들(Wilkinson 전력 합성기들)로 구성될 수 있다. 송신 신호들의 합성된 카피들은 차분 디바이스(2012)에서의 이 프론트 엔드의 안테나 구성요소(2002)에 의해 수신된 신호로부터 감산된다. 도 2에서와 같이, 차분 디바이스(2012)의 출력은 신호 프로세서(2014)에 공급된다. 또한, 신호 프로세서(2014)는 도 2에서의 신호 프로세서가 행하는 바와 같이 각 구성요소의 송신 신호의 그 자체의 감쇄된 카피를 수신한다. 그러나, 명료화를 위해서, 이러한 특징을 도 20에 나타내지 않았지만, 당업자들에게는 이해될 것이다.

Claims (1)

  1. 동일 개구 임의 주파수 (same-aperture any-frequency) 동시 송수신 (simultaneously transmit and receive; STAR) 시스템으로서,
    a. 안테나에 전기적으로 결합된 제1 포트, 송신 신호 경로에 전기적으로 결합된 제2 포트, 및 수신 신호 경로에 전기적으로 결합된 제3 포트를 갖는 신호 커넥터 - 상기 신호 커넥터는 상기 송신 신호 경로 내의 송신 신호를 안테나에 전달하고 수신 신호 경로 내의 수신 신호를 전달하고, 상기 송신 신호 및 상기 수신 신호는 임의 주파수를 점유함 -;
    b. 상기 송신 신호 경로에 전기적으로 결합된 제1 입력 및 상기 신호 커넥터의 상기 제3 포트에 전기적으로 결합된 제2 입력을 갖는 신호 차분 디바이스 (signal differencing device) - 상기 신호 차분 디바이스는 상기 수신 신호 경로 내의 상기 송신 신호의 일부를 감산하고, 이에 따라 출력에서 상기 수신 신호의 더욱 정확한 카피(copy)를 제공함 -; 및
    c. 상기 신호 차분 디바이스의 출력에 결합된 입력 및 상기 신호 차분 디바이스의 상기 제1 입력에 결합된 출력을 갖는 신호 프로세서 - 상기 신호 프로세서는 상기 차분 디바이스의 상기 출력과 상기 송신 신호의 카피를 상관시키고 상기 신호 차분 디바이스의 상기 제1 입력에 제공함 - 를 포함하고,
    상기 송신 신호 및 상기 수신 신호는 동일한 시간에서 동일한 신호 주파수 대역을 점유하는, 동일 개구 임의 주파수 동시 송수신 시스템.
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