EP0459571B1 - Ligne de transmission en mode à ondes lentes, du type microruban et circuit incluant une telle ligne - Google Patents

Ligne de transmission en mode à ondes lentes, du type microruban et circuit incluant une telle ligne Download PDF

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EP0459571B1
EP0459571B1 EP91201234A EP91201234A EP0459571B1 EP 0459571 B1 EP0459571 B1 EP 0459571B1 EP 91201234 A EP91201234 A EP 91201234A EP 91201234 A EP91201234 A EP 91201234A EP 0459571 B1 EP0459571 B1 EP 0459571B1
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EP
European Patent Office
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line
conductive layer
slow wave
strip
coupler
Prior art date
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EP91201234A
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German (de)
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EP0459571A1 (fr
Inventor
Patrick Société Civile S.P.I.D. Gamand
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Laboratoires dElectronique Philips SAS
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Laboratoires dElectronique Philips SAS
Koninklijke Philips Electronics NV
Philips Electronics NV
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Priority claimed from FR9008598A external-priority patent/FR2664448A1/fr
Priority claimed from FR9102813A external-priority patent/FR2673766A1/fr
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H01P3/081—Microstriplines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/185—Phase-shifters using a diode or a gas filled discharge tube
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P9/00—Delay lines of the waveguide type

Definitions

  • the invention relates to a wave transmission line, in slow wave mode, of the so-called microstrip type, including, on a support, a first conductive layer called the lower conductive layer acting as ground plane, a second conductive layer in the form of tape said upper conductive tape, of specific transverse dimension W2, and a layer of a non-conductive material said third material disposed between the two conductive layers, said transmission line having, longitudinally a specific dimension, with a periodic structure where each period , of length l, is formed of a first structure called bridge structure, of length l1 ⁇ l, followed by a second structure forming a capacity.
  • the invention also relates to an integrated circuit including at least one such line.
  • the invention also relates to an integrated circuit including a coupler formed of such lines.
  • the invention relates, among these circuits, to a transceiver device including an integrated circuit comprising a frequency duplexer for transmitting a first signal and receiving a second signal on a single pole.
  • the invention particularly finds its application in the production of integrable transmission lines, that is to say that can be included in integrated circuits, and more particularly in monolithic and microwave integrated circuits known under the name of MMIC's (of English: Monolithic Microwave Integrated Circuits).
  • the invention finds its application in the miniaturization of transmission lines, and allows the increase in the density of integration of integrated circuits including these lines, and / or the increase in the operating performance of these circuits.
  • this duplexer can be applied to the transmission and reception of signals in the microwave domain by means of a single antenna, the signals transmitted being isolated from the signals transmitted by this single antenna by means of the integrated duplexer.
  • This first document cited, in the description of its FIG. 7, relates to a microstrip type delay line formed successively, on a support, of a first conductive layer 27 covering the entire support 25 and forming a ground plane, d a layer of dielectric material 29 such as silica (SiO2) also covering the entire support, and a strip 31 of conductive material of uniform transverse dimension.
  • the line has a periodic structure longitudinally.
  • Each period of given length is formed by a first part 31B in which the layer of dielectric material has a first thickness to form, with the ground plane and the upper ribbon, a portion of microstrip type transmission line; and a second part 31A where the layer of dielectric material has a second thickness which is thinner to form, with the ground plane and the upper strip, a capacitance.
  • This second cited document relates, with reference to FIG.1, to a slow wave transmission line having a periodic structure which comprises a first part formed by a section of coplanar transmission line and a second part formed by a capacity.
  • the coplanar transmission line section is formed on the surface of a dielectric 4, of a central conductor 5 formed by a first part of a conductive strip and of two parts of ground plane 2 arranged on either side of the central conductors at a predetermined distance.
  • the second part of the periodic structure forms a capacitor having a first electrode constituted by a conductive layer 3, a dielectric layer 4, and a second electrode 5 constituted by a second part of the conductive tape.
  • the first electrode 3 is connected to the two parts of the ground plane 2.
  • the transmission line regions are collapsed to come to rest on the semi-insulating substrate 1.
  • microstrip type transmission line is also described in the publication entitled: “Properties of Microstrip Line on Si-So2 System", by HIDEKI HASEGAWA, et alii, in “IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.MTT -19, N ° 11, November 1971, pp.869-881 ".
  • a microstrip type line consists of a stacked structure formed of a metal layer acting as a ground plane, of a semiconductor layer of silicon (Si), of a dielectric layer of silica ( SiO2) and a metallic ribbon of predetermined transverse dimension.
  • This third document teaches that such a line admits the propagation of three fundamental modes.
  • the first is a quasi-TEM mode
  • the second is a so-called “skin effect” mode
  • the third is a so-called “slow wave” mode.
  • the third mode called “slow wave” appears when the operating frequency is low, of the order of 10 to 103 MHz, and when the resistivity of the semiconductor layer is also low, of the order of 10 ⁇ 4 to 102 ⁇ .cm.
  • this "slow wave” mode magnetic energy is distributed in the semiconductor layer, while electrical energy is stored in the dielectric layer. The sum of these energies is transmitted perpendicular to the layers, through the thin dielectric layer of silica (SiO2). The phase speed therefore decreases due to the transfer of energy to the semiconductor-dielectric interface (Si / SiO2).
  • phase constant is expressed in terms of normalized wavelengths: ⁇ g / ⁇ 0, a ratio which is equal to the speed of propagation in the line divided by the speed of light in a vacuum.
  • the upper limit frequency strongly depends on the resistivity of the semiconductor layer and becomes maximum when the resistivity reaches 10 ⁇ 1 ⁇ .cm, this frequency remaining less than GHz.
  • phase constant and the characteristic impedance of the line are also very dependent on the transverse dimension of the ribbon, and on the thickness of the semiconductor + dielectric layers separating the ground plane of the ribbon.
  • this document teaches that the operation in slow wave mode has high losses which could be reduced by constructing a multilayer structure between the ground plane and the ribbon, this multilayer structure being formed by the alternation of semiconductor layers and of layers. thin dielectrics to reduce skin effect losses. If such a multilayer structure were used to make a microstrip line operating in slow wave mode, then the dimension of the line could be reduced, which would make it possible to reduce the dimensions of integrated circuits with the line operating in the frequency domain of the order of GHz or lower.
  • a technical problem which currently arises is the monolithic integration of microwave circuits on semi-insulating substrate. Indeed, if a microwave circuit is not integrated monolithically, it is less efficient due to losses in the links between substrates, it operates at lower frequencies due to the parasitic capacitances which appear, it shows a higher consumption, and it is more expensive because it requires larger surfaces of semi-insulating substrates, and more manufacturing steps.
  • MICs Microwave Integrated Circuits
  • the object of the present invention is therefore to propose a transmission line in slow wave mode of the MICRORUBAN type, in which the propagation structure is fully compatible with integrated circuits, for example with microwave integrated circuits and in particular with MMICs.
  • an object of the invention is to propose a transmission line in slow wave mode of the MICRORUBAN type whose characteristics are independent of the characteristics of the substrate.
  • An object of the invention is to provide such a line devoid of ground plane on the rear face of the substrate.
  • An object of the invention is to propose such a line whose losses are not higher than those of microstrip lines operating in TEM or quasi-TEM conventional mode.
  • An object of the invention is to propose such a line whose dimensions are several times smaller than those of lines operating in TEM or quasi-TEM conventional mode, for identical line characteristics.
  • An object of the invention is to propose such a line capable of being associated with microwave circuits.
  • An object of the invention is to propose such a line, the production method of which is in complete synergy with the production methods of all conventional integrated circuits whatever the semiconductor substrate chosen for this circuit, without increasing the number of steps required. to processes, and using only layers or materials used in said processes.
  • the line according to the invention can then be included in an MMIC circuit with all the advantages already mentioned which result therefrom.
  • Another object of the invention is to provide a slow wave transmission line, the principle of which is based on such a periodic structure, the dimensions of which are further reduced and the performance of which is also improved, all by simply changing the design. in the step of drawing the masks of the integrated circuit.
  • This line has the property of having a higher deceleration than the line without recess, at equal frequency. This property makes it possible to produce, for the same application, even shorter lines, therefore even more easily integrated. When we know the problems linked to the integration of microwave lines, this result constitutes a first-rate industrial advantage, without any great additional technological difficulty.
  • Another object of the invention is to provide a coupler of the so-called Lange coupler type which is easily integrated, and in particular which is synergistically produced with current microwave integrated circuits, and whose performance is also improved compared to that we can expect known devices.
  • a Lange coupler is known to those skilled in the art from the publication "Integrated Stripline quadrature Hybrids", IEEE, MTT, Dec. 1969, pp.1150-1151.
  • This coupler is produced in microstrip technology, that is to say by means of microstrip conductors arranged on a first face of a substrate of given thickness, the second face of which receives the ground plane. Therefore, by this production method, this coupler is not fully compatible with current integrated circuit technologies.
  • This known coupler consists of an odd number, that is to say at least 3, of parallel transmission lines, connected 2 to 2 alternately to form an interdigitated structure.
  • the middle line is called the line main, and the coupler is completely symmetrical about the middle of the main line. In particular, its inputs and outputs are symmetrical.
  • the length L of the main line defines the operating frequency band of this coupler. This length L is of the order of a quarter of the wavelength ⁇ of the transported signal.
  • the operation of the Lange coupler is based on the following principle: an electromagnetic field coupling is formed between the parallel lines.
  • One of the aims of the invention is therefore to provide a Lange coupler whose design is compact and whose dimensions are minimized compared to those of known devices.
  • an integrated duplexer or active duplexer, is known from the publication entitled: “Distributed amplifiers as duplexer / low cross talk bidirectional element in S band” by OP LEISTEN, RJCOLLIER AND RNBATES in "Electronics Letters March 3, 1988 , Vol.24, N ° 5, p.264-265 ".
  • an integrated circuit for producing a transceiver device for transmitting a first signal at a first frequency and receiving a second signal at a second frequency on a single pole including a directional coupler which forms a duplexer of integrated frequencies, having two said first poles connected by electromagnetic coupling to two said second poles, coupler in which one of said first poles constitutes an input for the first signal and the other said first pole constitutes an output for the second signal, and a coupler in which one of said second poles constitutes an output for the first signal and an input for the second signal, and the other of said second poles is isolated.
  • FIGS. 1 and 2 to 6 This exemplary embodiment is illustrated by FIGS. 1 and 2 to 6.
  • Figure 1a shows a slow wave line seen from the above, of MICRORUBAN structure.
  • This line is produced on a substrate 10 which can be of any material whatsoever.
  • a substrate 10 which can be of any material whatsoever.
  • fully insulating, fully conducting, semi-insulating or semiconducting this unlimited choice of materials for producing the substrate makes it possible to apply the invention to all kinds of circuits, in all conceivable technologies, when the circuit comprises a transmission line.
  • Figure 2b shows a longitudinal section along the axis BB 'of the line in Figure 1a. This figure shows that, in Example I, to make the contact of the parts 3 of the tape 12 with the dielectric layer 2, the tape 12 is collapsed at the level of the parts 3. On the contrary, in the suspended parts 4, the strip 12 is raised by a height e1 with respect to the upper surface of the dielectric layer 2.
  • the hanging parts 4 are the parts in which the propagation takes place.
  • the strip 12 is suspended above a dielectric 1, of relative permissiveness ⁇ r1 .
  • Figure 2a shows a cross section of the line along the axis AA 'of Figure 1a, at a bridge 4, and Figure 2c shows a cross section of the line along the axis CC' of Figure 1a , at the level of a pillar 13.
  • ⁇ 1, ⁇ 2 the propagation constants respectively in the BRIDGE part 4, and in the PILLAR part 13.
  • l1, l2 the BRIDGE, PILLAR lengths already defined as l1 + l2 l Z1, Z2 the characteristic impedances respectively in the BRIDGES 4 and PILLARS 13 parts.
  • FIG. 3 represents the equivalent diagram of a unit cell of the line, that is to say comprising a half BRIDGE, a PILLAR and a second half-BRIDGE.
  • B is the susceptance of the discontinuity between BRIDGE 4 on dielectric 1 and PILLAR 13 MIM.
  • the line is in complete manufacturing synergy with an integrated circuit MMIC.
  • Table I brings together the preferred values of the parameters for implementing the line in this example I.
  • FIG. 1a also shows that the dielectric 2 has a length slightly greater than that of the ground plane 11 (which can be connected to ground by studs 21) to allow the realization of an input E by a stud 22a, and of an output O of the slow wave line by a pad 22b.
  • Figures 4, 5 and 6 give curves showing the performance of a line, obtained under the conditions where the elements of the line have the values given in table I.
  • Figure 4 shows the slow wave factor ⁇ 0 / ⁇ g as a function of frequency F in GHz. From this figure, we deduce that the relative effective permissiveness ⁇ reff is very high at low frequencies, frequencies for example less than 4 GHz, then remains almost constant between 4 and 20 GHz, with a value of the order of 20. This value must be compared with effective relative permissivity values known to those skilled in the art for conventional MICRORUBANS lines, and which are of the order of 6 to 8 when the line is made on alumina (Al2O3) or on a semiconductor.
  • FIG. 5 represents the real and imaginary parts, respectively Re (Z c ), and Im (Z c ), of the characteristic impedance Z c of this line.
  • the real part of the impedance Z c is extremely small. This line according to Example I will therefore find very interesting applications in the production of a low impedance line for an impedance transformer.
  • FIG. 6 shows on the one hand the losses ⁇ in the line, expressed in dB / cm, as a function of the frequency F in GHz, and on the other hand the losses ⁇ ′ in dB relative to the wavelength ⁇ g as a function of said frequency F. These losses per cm are slightly higher than those of a conventional MICRORUBAN line.
  • the slow wave line has a total length ⁇ reduced by approximately 2 times compared to a conventional MICRORUBAN line.
  • the performance of the slow wave line is not deteriorated compared to a conventional MICRORUBAN line, while on the contrary it has the advantage of being shorter, and therefore more easily integrated.
  • FIG. 1b seen from above and by FIG. 7 which is a section along the axis BB ′ of FIG. 1b.
  • the dielectric layer 2 was continuous from one end to the other of the line.
  • the layer 2 is eliminated under the BRIDGES.
  • it is essential for producing the MIM structure of the pillars 13.
  • it was considered that, in example I, its influence under the bridges 4 was negligible.
  • FIG. 1b This example is illustrated by FIG. 1b and by FIG. 8.
  • the slow wave line does not show any changes in the schematic representation seen from above and can therefore be illustrated by FIG. 1b.
  • Figure 8 is a section along the axis B-B 'of Figure 1b in this embodiment.
  • the dielectric 2 of the MIM structure of the pillars 13 has the same thickness as the dielectric 1 placed under the bridges 4.
  • the layer of dielectric 2 which could remain under the BRIDGES 4 in the example I should be excluded in this example III, as the possibility was shown in example II.
  • FIG. 1a This example can be illustrated by FIG. 1a, seen from above and by FIG. 9.
  • the slow wave line does not show any change in the schematic representation of FIG. 1a seen from above.
  • the main characteristic of this line is that the periodicity l shows a growth and in particular a geometric growth.
  • the growth factor can be included between 1 (1 being not included since we would then be in the case of the previous examples) and approximately 3.
  • Example I With regard to the actual technology of such a line of periodicity l not constant, the person skilled in the art can preferably adopt that of Example I which is particularly easy to implement. But nothing prevents the creation of new variants by applying to this example V the teaching drawn from examples II to IV.
  • FIG. 1d This example is illustrated by FIG. 1d seen from above and by FIG. 11.
  • the conductive layer 11 itself has a periodic structure, of period l.
  • a diode 13 ′ polarized by a DC bias voltage V DD has been produced which can have different values.
  • the DIODE 13 ′ is more conveniently a Schottky gate field effect transistor, the short circuited source S and the drain D of which are brought to the DC bias voltage V DD and the gate G of which is brought to ground M.
  • the substrate 10 is no longer any, as in the previous examples, but must include an active area 10a, of a semiconductor material, for example conductivity type N, the rest of the substrate 10b on either side of the active layer 10a being semi-insulating.
  • Regions 10a and 10b can be layers of material chosen from semiconductors such as: silicon (Si) or gallium arsenide (GaAs) for example.
  • the Schottky gate transistor 13 ′ is produced for example as follows: A semi-insulating layer 10b and regions 10a called active zones are produced by any means known to those skilled in the art of integrated circuits.
  • the active zones 10a are produced with a periodicity l chosen for the slow wave line.
  • the active areas 10a must have the necessary and sufficient dimensions to receive a Schottky gate field effect transistor. This technology is known to any person skilled in the art of integrated circuits.
  • the conductive layer 11 is then produced. outside the active regions 10a, the conductive layer 11, the material of which is preferably chosen from metals capable of forming a Schottky grid, has the transverse dimension W1 determined as in the previous examples.
  • the metal layer 11 is on the other hand narrowed (see FIG. 1d). Longitudinally, along the axis BB ′ of FIG. 1d, it has a dimension known as the gate width of the Schottky transistor and perpendicular to the axis BB ′, it has a small dimension of the order of ⁇ m known as the gate length of the transistor Schottky. Then ohmic contacts of a material 14 forming source pads S and drain D are arranged on either side of the gate G according to a conventional diagram of field effect transistor with Schottky gate.
  • the Schottky gate transistor 13 ′ is illustrated in FIG. 11 in section along the axis CC ′ in FIG. 1d.
  • the ribbon 12 is then produced, showing bridges 4 in the regions of the metal layer 12, where the latter has the dimension W1.
  • the ribbon 12 is divided into two parts 12a and 12b, the part 12a coming to establish the surface contact of the ohmic contact of source S, and the part 12b coming to establish the surface contact of the ohmic drain contact D for example .
  • the device is symmetrical with respect to the axis BB ′ as well as with respect to the axis CC ′ of FIG. 1d.
  • the parts 12a and 12b may consist of air bridges, or else a thin insulating dielectric layer such as the layer 2 described in the preceding examples may be provided at the same time under the bridges 4 and slightly overflowing the metal layer 11 in the Schottky grid regions, while leaving the ohmic contacts bare on which the ribbon parts 12a and 12b come to rest and establish the electrical contact.
  • the sources S and drain D of the transistors 13 ′ are short-circuited and the Schottky gate G is grounded M via the metal layer 11.
  • connection line 15 to connect at least one ohmic contact S or D to an adjustable bias voltage V DD .
  • the strip 12, its parts 12a and 12b can be produced by any metal suitable for producing the second interconnection levels of the integrated circuits. Consequently, the connection line 15 which connects the ohmic contacts can be produced using the same technology.
  • the ⁇ phase of the slow wave line is then electronically adjustable by adjusting the bias voltage V DD which varies the gate-source capacitance of the transistor 13 ′.
  • FIG. 12 schematically seen from above.
  • Figure 12 shows the connection of such a low impedance slow wave line and reduced surface area, with a high impedance coplanar line.
  • coplanar line is meant a line made on the main face of the integrated circuit or MMIC, showing a central conductive tape of small transverse dimension disposed between two conductive tapes of larger transverse dimension.
  • the impedance of the coplanar line depends on the transverse dimension of the central conductive tape in which the distance which separates it from the two other tapes generally connected to a reference potential or mass is propagated.
  • the phase shift (generally expressed in wavelength, for example ⁇ / 4, ⁇ / 2) depends on the length of the line.
  • Coplanar lines can be used for both high impedance lines and low impedance lines. But, if the high impedance coplanar lines have dimensions compatible with integrated circuits, on the other hand, the low-impedance coplanar lines have dimensions, notably transverse, which occupy an enormous surface of the integrated circuit, which is entirely unfavorable for monolithic integration.
  • the low impedance slow wave line then makes it possible, by calculating its length and its characteristics appropriately, to form a line having for example the same phase shift as a coplanar line, ( ⁇ / 4, ⁇ / 2).
  • the part P1 delimited by broken lines is the low impedance slow wave line according to the invention, and the part P2 is a high impedance coplanar line as known to those skilled in the art.
  • a first metallization level will form the ground plane 11 of the slow wave line P1 separating into two ribbons to form the ground lines 11a and 11b of the coplanar line P2.
  • the slow wave line P1 will include, produced on the conductive layer 11, a dielectric layer 2, as already described, extending beyond the ground plane 11 of the slow wave line P1 in the regions necessary to avoid short circuits between the ground plane 11 and the line 12 produced subsequently.
  • the slow wave line P1 will include the ribbon 12, realizing as already described pillars 13 and BRIDGES 4, ribbon 12 which continues directly on the substrate 10 between the ground lines 11a and 11b to form the coplanar structure of the line P2.
  • the dielectric layer 2 it is generally necessary for the dielectric layer 2 to extend beyond the ground plane 11 of the slow wave line P1 on the side of the coplanar line P2 to avoid short circuits between the ground plane 11 and the line 12.
  • the dielectric layer 2 is also extended beyond the ground plane 11, and the strip 12 is provided with a output O as shown in Figures 1a, 1b, 1c.
  • the low impedance slow wave line had a conductive plane 11, connectable to ground, in contact with the upper main surface of the substrate.
  • contact with another ground plane made on the second face of the substrate, or rear face of the substrate can be made as is known to those skilled in the art under the name of "metallized hole”.
  • FIG. 13 an example of application of the impedance transformer described in example VII is shown to an integrated circuit.
  • the circuit includes a transistor, for example with field effect T1, having a gate G1 for receiving a signal F1 in a band of given frequencies, having a drain D1 connected to a DC bias voltage V D1 through a load R1, having an output O1 for said signal and having a source S1 for example connected to ground M.
  • a transistor for example with field effect T1
  • having a gate G1 for receiving a signal F1 in a band of given frequencies having a drain D1 connected to a DC bias voltage V D1 through a load R1, having an output O1 for said signal and having a source S1 for example connected to ground M.
  • a circuit based on impedance transformer P1 + P2 can be applied to the gate G1 of the transistor T1.
  • a high impedance line P2, for example ⁇ / 4 is connected by one end to the gate G1 and by its other end both to a low impedance line P1 slow waves according to the invention and to a DC bias voltage V G1 .
  • the low impedance line P1 is therefore connected by one end to both P2 and V G1 , and its other end is open in this application.
  • the slow wave line according to the invention has wide applications in integrated circuits of all kinds as well as in MMICs (microwave) because its operation can be, as we said, indifferent to the substrate, which it presents small dimensions compared to other lines having the same characteristics, and that it is compatible with all the integrated circuit technologies used to date.
  • FIGS. 14a, 14b, 14e, 2c This exemplary embodiment is illustrated by FIGS. 14a, 14b, 14e, 2c.
  • FIG. 14a shows a slow wave line seen from above, of MICRORUBAN structure, having first characteristics identical to those of the line of Example II.
  • this line is produced on a substrate 10 which can be of any material whatsoever.
  • a substrate 10 which can be of any material whatsoever.
  • the structure also comprises, compared to Example II, an essential element consisting of parts 5 in which the layer 11 of the ground plane, like the dielectric layer 2, are hollowed out under the suspended parts 4, so that the surface of the substrate 10 appears.
  • the recess 5 is unique under each suspended part 4, and the longitudinal dimension of the recess 5 is: l3 ⁇ l1
  • the value of l3 can approach that of l1 to within a few%, or be equal.
  • the hanging parts 4 are the parts in which the propagation takes place. In these parts, the strip 12 is suspended above a single dielectric 1, of relative permissiveness ⁇ r1 .
  • FIG. 14e shows a cross section of the line along the axis AA ′ of FIG. 14a, at the level of a bridge 4, and FIG. 2c remains valid to show a cross section of the line along the axis CC ′ of FIG. 14a at the level of a pillar 13.
  • the value of the MIM capacities of the parts 13 is linked to l2, to e2 and ⁇ r2 .
  • the recesses 5 arranged in the bridge regions 4 play the role of inductors, making it possible to obtain an increase in the characteristic impedance of the line.
  • phase constant ⁇ is carried out in the same way as described in Example I. It follows from these calculations that by choosing: l1, l2, l3 ⁇ r1 , ⁇ r2 e′1 and e2 W1 and W2 appropriately, the phase speed of the line is low. Hence the existence of the so-called slow wave mode already described in Example I.
  • microstrip type propagation lines have always had comprising the superposition of three layers: a ground plane M, a dielectric layer and a microstrip conductor, as is precisely described in example I.
  • This 3-layer structure was the result of constant teaching of the state of the art, and this teaching was an obstacle to an evolution making it possible to obtain an improvement compared to the slow wave structure mentioned above.
  • an increase in the characteristic line impedance has been achieved, by forming the recesses 5 in the ground plane M under the bridges, recesses 5 which increase the role inductive of the line constituting the bridge.
  • the recesses 5 indeed produce the desired favorable effect of additional deceleration, by acting both on the characteristic impedance of the line, on the thickness of dielectric e′1 under the bridges, on the value of the permissiveness ⁇ r1 since the only most favorable dielectric can be found under the bridges, and all this by benefiting from a technology which is easy to implement, the recesses 5 being produced during conventional stages of integrated circuit technology.
  • Table II brings together the preferred values of the parameters for implementing the line in this example X.
  • FIG. 14a shows that the other characteristics of the line of example X are very comparable to those of the line of examples I and II shown in FIGS. 1a and 1b.
  • FIG. 5e is also valid for representing the real and imaginary parts, respectively Re (Z c ) and Im (Z c ) of the characteristic impedance Z c of this line.
  • Figure 6 is also valid for showing the losses ⁇ in the line, expressed in dB / cm, as a function of the frequency F in GHz.
  • the curve ⁇ ′ in this figure 6 represents the losses in dB per wavelength.
  • the slow wave line has a total length ⁇ reduced compared to the line of Example I.
  • the reduction in lengths is inversely proportional to the deceleration factor R.
  • R was of the order of 2.5, while R was of the order of 4 in the line described in Example I.
  • R is of the order of 4.5.
  • the performance of the slow wave line according to the invention is not deteriorated, while it is notably shorter.
  • the present slow wave line structure produces losses evaluated at around 1dB.
  • FIG. 14c seen from above and by FIG. 14d which is a section along the axis BB ′ of FIG. 14c.
  • a variant to this embodiment XI which proceeds from the same principle, is to provide for the capacities 13, capacities of different values, distributed alternately along the line.
  • One thus obtains, also, a period in the period of the line, and a consecutive improvement of the factor of slowing down of the line.
  • one of the slow wave lines described above is applied to the production of a Lange coupler.
  • the coupler known from the publication IEEE, MTT, Dec. 1969, p.1150-1151 cited is constituted by at least 3 parallel lines connected 2 to 2 alternately to form an interdigitated structure.
  • the cited publication shows a 3 dB coupler with 5 transmission lines. An electromagnetic field coupling appears between the adjacent parallel lines.
  • FIG. 16a shows schematically this coupler.
  • FIG. 16b represents the same coupler seen from above, in a simplified manner, produced by means of layers specific to integrated circuits.
  • the coupler comprises two so-called input poles N1 and N2, and two so-called output poles N3 and N4.
  • the Lange coupler consists of 5 parallel microstrip lines including a so-called main line 110, electrically connected to lines 111 and 114, and two lines 112 and 113 electrically connected to each other, and forming a structure interdigitated by the fact that line 112 is arranged between lines 110 and 111 and line 113 between lines 110 and 114.
  • the coupler is symmetrical: that is to say that if N3 and N4 are inputs, then N1 and N2 are outputs .
  • Lines 110 and 111 are electrically connected directly to pole N1 by a simple conductor 101.
  • the lines 110 and 114 are electrically connected directly to pole N4 by a single conductor 104.
  • Line 112 and line113 are electrically connected to poles N2 and N3 respectively by single conductors 102 and 103.
  • poles N2 and N3 are electrically connected, by this arrangement, crosswise with respect to the poles N1 and N4, as shown in Figure 16a and in Figure 16b.
  • the adjacent lines 110 and 112, the 110 and 113 are respectively parallel over a length L, while, in the interdigitated structure 110, 111, 112, the line 111 is parallel to the line 112 over a length equal to L / 2. It is the same in the interdigitated structure 110, 114, 113, where the line 114 is parallel to the line 113 over a length also L / 2.
  • the length L can be of the order of a quarter of the wavelength ⁇ of the signal transported according to the prior art.
  • Lines 111, 112, 110, 113, 114 of the Lange coupler can be produced using slow wave lines according to the invention.
  • the connections 115, 116, 117 and 118 are formed by means of a conductive layer arranged at a level different from the layers 11 and 12, with openings on the layer 12 at the appropriate places to form the electrical connection with layer 12 according to a technique known as VIA well known to those skilled in the art, and with portions of insulating layers in the parts where on the contrary the electrical connection is not desired with layers 11 or 12.
  • the other simple connections can be formed by means of parts of the conductive layer 12.
  • FIG. 16c represents an enlarged part of the coupler of FIG. 16b, in which it appears that the lines used by way of nonlimiting example to produce the coupler of example XII, are those described in example X.
  • FIG. 16d represents an enlarged part of the coupler of FIG. 16b, in which it appears that the recesses 5 of the parallel lines, for example 112, 110, 113, 114 can be grouped together, to form a single recess 5, the bridges 4 being respectively opposite for all the lines, and the pillars 13 also.
  • This device has a technological advantage over the previous one, due to its simplicity of construction; in fact the mask relating to the recesses 5 is less critical to position.
  • This coupler then accepts the same operating principle as the known coupler. By making the lines necessary for the formation of such a Lange coupler, by means of the slow wave lines according to the invention, we also obtain the advantages that this device is very efficient and much more compact, compatible with circuit projects. integrated at high density, and low cost for consumer applications, in the field of television or the automobile for example.
  • FIG. 17 shows on the curve M, the adaptation of the coupler in dB as a function of the frequency F, and on the curve K the coupling in dB, as a function of the frequency F.
  • a device conventional transceiver includes an input Q1 for a first signal V1, at the frequency F1, propagating through an amplifier ⁇ 1 then through a duplexer 50, to an antenna A, then to the outside environment .
  • This signal is applied to the N1 pole of the duplexer 50 and exits to the N3 pole of this duplexer 50.
  • This device further comprises an output Q2 for a second signal V2 at the frequency F2.
  • This signal is first received by the same antenna A then it propagates through the duplexer 50, in which it enters the pole N3 and through an amplifier ⁇ 2 towards the output Q2.
  • this coupler there are circulated in this coupler two signals V1 and V2 at two different frequencies F1 and F2.
  • the Lange coupler is broadband, greater than 1 octave, the difference between the frequencies F1 and F2 is not a drawback if it is less than this passband, for example less than 1 octave.
  • the length L of the main line will be chosen as a function of the wavelength ⁇ of the weakest signal, generally V2.
  • the increase in the number of fingers makes it possible to increase the coupling factor and to decrease the losses in the coupler.
  • the losses are 3 dB; with 6 fingers (or 7 lines), the losses are 2 dB, etc ...
  • the first signal V1 at the frequency F1 is applied to the pole N1 of the Lange coupler as shown in FIG. 16b, and exits through the pole N3, to be emitted then by an antenna A to the outside environment.
  • the second signal V2, at the frequency F2, picked up by the antenna is applied to the Lange coupler on the same pole N3 (so as to solve the problem of using a single antenna), and leaves the coupler by the pole No.
  • the fourth pole N4 of the Lange coupler is connected to ground through an impedance Z C.
  • the conductor 101 (or pole N1) is an input
  • the conductor 102 (or pole N2) is an output
  • the conductor 104 (or pole N4) is isolated
  • the conductor 103 (or pole N3) is both an input and an output.
  • the conductor 103 is for example only an input and the conductors 101 and 102 are then only phase-shifted outputs, the conductor 104 being insulated.
  • the coupler is connected as shown in FIG. 19 on the one hand to the antenna A and on the other hand to the amplifiers ⁇ 1 and ⁇ 2.
  • the signal V1 at the frequency F1 to be transmitted is processed by an amplifier ⁇ 1 with high gain and high insulation, and the signal V2 of frequency F2 received is processed by a low noise ⁇ 2 amplifier.
  • the operation of the transceiver device is as follows: The signal V1 to be transmitted at the frequency F1 first enters the node Q1 of the transmitter-receiver device, then is processed by the amplifier ⁇ 1.
  • the signal V1 to be transmitted at the frequency F1 also passes directly by conduction into the characteristic impedance Z c connected to the output pole N4;
  • the signal to be transmitted V1 at the frequency F1 then propagates from the pole N3 of the coupler to the outside environment by means of the antenna A.
  • the latter receives the second signal V2 at another frequency F2, of amplitude generally much lower than the first signal V1 of frequency F1.
  • This second signal V2 passes by conduction, directly from the input-output pole N3 to the output pole N2. Then the second signal V2 is processed as already said by the low noise amplifier ⁇ 2 and leaves the device at the node Q2.
  • Z c 50 ohms
  • w 9 microns
  • s 7 microns.
  • L ⁇ 200 ⁇ m for 60 GHz, or 1.5 mm for 10 GHz;
  • a Lange coupler in known microstrip technology can also be used in the same manner as described above, but its dimensions are larger.
  • the aims of the invention are achieved by using as duplexer 50, a coupler with branches, as described for example in the publication "Millimeter wave engineering and applications" by P. BHARTIA and IJ BAHL at John Wiley and Sons, New-York (A Wiley-Interscience Publication) p.355, or even in the publication de Microwave Journal, July 1988 p.119 and pp.122-123, entitled “Microstrip Power Dividers at mm-wave frequencies” by Mazen Hamadallah (p.115).
  • a branch coupler comprises two sections of line 201 and 202 of length L and of impedance Z c ⁇ 2, connected at each of their ends by two sections of line 203 and 204 of impedance Z c and of length L.
  • each of impedance Z c In series with the first line sections 201 and 202, there are line sections to form the poles N1 and N2 on the one hand, and N3 and N4 on the other hand, each of impedance Z c .
  • L ⁇ / 4 where ⁇ would be the wavelength of the only input signal applied to a pole, for example N3.
  • the N4 pole would be isolated.
  • a direct signal would be collected on the N1 pole and a coupled signal on the N2 pole.
  • a type of slow wave lines chosen from those described above is used, and on the other hand, as shown in FIG. 19, two input signals, one V1, are applied as before on pole N1, the other V2 on pole N3 (via the single antenna A).
  • the pole N4 is the isolated pole
  • the pole N2 is the output pole for the signal V2
  • the pole N3 is the output pole for the signal V1.
  • amplifiers ⁇ 1 and ⁇ 2 are added to the coupler to optimize the results.
  • Example XIII The technology used is the same as in Example XIII, and the results are identical except that which concerns the bandwidth which is less wide.
  • the branch coupler can be provided with several branches parallel to the branches 201 and 202.
  • the surface occupied by the device according to Example XIV is also slightly greater than that occupied by the device according to Example XIII, but this device is nevertheless perfectly integrable.
  • a generator 58 of signal V1 to the frequency F1 said local oscillator OL whose signal is applied to the amplifier ⁇ 1 possibly formed by two medium power amplifiers ⁇ ′1, ⁇ ⁇ 1, then the signal is applied to the pole N1 of the coupler 50.
  • the pole N3 is applied to the antenna A, the pole N relié is connected to earth via the impedance Z c , for example 50 ⁇ , the pole N2 is connected to the input of the amplifier ⁇ 2 optionally formed by two amplifiers low noise ⁇ ′2, ⁇ ⁇ 2.
  • the circuit according to the invention is both integratable and perfectly capable of working at such high frequencies. It therefore fully meets these conditions, however severe they may be.

Landscapes

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Description

  • L'invention concerne une ligne de transmission d'ondes, en mode ondes lentes, du type dit microruban, incluant, sur un support, une première couche conductrice dite couche conductrice inférieure faisant office de plan de masse, une seconde couche conductrice en forme de ruban dit ruban conducteur supérieur, de dimension transversale spécifique W₂, et une couche d'un matériau non-conducteur dit troisième matériau disposée entre les deux couches conductrices, ladite ligne de transmission ayant, longitudinalement une dimension spécifique, avec une structure périodique où chaque période, de longueur ℓ, est formée d'une première structure dite structure de pont, de longueur ℓ₁ < ℓ, suivie d'une seconde structure formant une capacité.
  • L'invention concerne également un circuit intégré incluant au moins une telle ligne.
  • L'invention concerne également un circuit intégré incluant un coupleur formé de telles lignes.
  • L'invention concerne, parmi ces circuits, un dispositif émetteur-récepteur incluant un circuit intégré comprenant un duplexeur de fréquences pour émettre un premier signal et recevoir un second signal sur un pôle unique.
  • L'invention trouve tout particulièrement son application dans la réalisation de lignes de transmission intégrables, c'est-à-dire pouvant être incluses dans des circuits intégrés, et plus spécialement dans les circuits intégrés monolithiques et hyperfréquences connus sous la dénomination de MMIC's (de l'anglais : Monolithic Microwave Integrated Circuits).
  • D'une façon générale, l'invention trouve son application dans la miniaturisation de lignes de transmission, et permet l'augmentation de la densité d'intégration des circuits intégrés incluant ces lignes, et/ou l'augmentation des performances de fonctionnement de ces circuits.
  • Dans le cas où on utilise un circuit intégré comprenant un duplexeur de fréquences selon l'invention, ce duplexeur peut être appliqué à l'émission et à la réception de signaux dans le domaine hyperfréquences au moyen d'une seule antenne, les signaux émis étant isolés des signaux transmis par cette antenne unique au moyen du duplexeur intégré.
  • Il est déjà connu de l'état de la technique, par le brevet GB 2 042 812, une ligne de transmission du type microruban.
  • Ce premier document cité, dans la description de sa FIG.7, concerne une ligne à retard du type microruban formée successivement, sur un support, d'une première couche conductrice 27 couvrant la totalité du support 25 et formant un plan de masse, d'une couche de matériau diélectrique 29 tel que la silice (SiO₂) couvrant aussi la totalité du support, et d'un ruban 31 de matériau conducteur de dimension transversale uniforme. La ligne a longitudinalement une structure périodique. Chaque période de longueur donnée est formée d'une première partie 31B où la couche de matériau diélectrique a une première épaisseur pour former, avec le plan de masse et le ruban supérieur, une portion de ligne de transmission de type microruban ; et d'une seconde partie 31A où la couche de matériau diélectrique a une seconde épaisseur plus faible pour former, avec le plan de masse et le ruban supérieur, une capacité.
  • Ces premières et secondes parties incluent en outre que :
    • le matériau diélectrique dans la première partie est exactement le même que le matériau diélectrique dans la structure de capacité, et est constitué de silice (SiO₂),
    • l'épaisseur de silice dans la première partie entre le plan de masse et le ruban conducteur supérieur est plus grande que dans la partie capacité entre ledit plan de masse et le ruban conducteur supérieur.
  • Ce premier document cité, dans la description de sa FIG.8, concerne une ligne à retard telle que décrite initialement en référence avec sa FIG.7. Cependant la ligne de la FIG.8 du document cité diffère de la ligne de la figure FIG.7 par le fait que :
    • le matériau diélectrique dans la première partie n'a pas la même permitivité que le matériau diélectrique dans la structure de capacité, c'est-à-dire a une permitivité plus élevée dans la structure de capacité que dans la première partie,
    • l'épaisseur de matériau diélectrique est totalement uniforme tout au long de la ligne, c'est-à-dire la même dans la première partie que dans la structure de capacité.
  • Il est en outre déjà connu de l'état de la technique, par le brevet GB 2 056 783, une ligne de transmission du type coplanaire.
  • Ce second document cité concerne, en référence avec sa FIG.1, une ligne de transmission à ondes lentes ayant une structure périodique qui comprend une première partie formée d'un tronçon de ligne de transmission coplanaire et d'une seconde partie formée d'une capacité. Le tronçon de ligne de transmission coplanaire est formé en surface d'un diélectrique 4, d'un conducteur central 5 formé par une première partie d'un ruban conducteur et de deux parties de plan de masse 2 disposées de part et d'autre des conducteurs centraux à une distance prédéterminée.
  • La deuxième partie de la structure périodique forme une capacité ayant une première électrode constituée par une couche conductrice 3, une couche diélectrique 4, et une seconde électrode 5 constituée par une seconde partie du ruban conducteur. La première électrode 3 est connectée aux deux parties de plan de masse 2.
  • Entre les régions de capacités, les régions de lignes de transmission sont affaissées pour venir reposer sur le substrat semi-isolant 1.
  • Par ailleurs, une ligne de transmission de type microruban est également décrite dans la publication intitulée : "Properties of Microstrip Line on Si-So₂ System", par HIDEKI HASEGAWA, et alii, dans "IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.MTT-19, N°11, Novembre 1971, pp.869-881".
  • Selon ce troisième document cité, une ligne de type microruban est constituée d'une structure empilée formée d'une couche métallique faisant office de plan de masse, d'une couche semiconductrice en silicium (Si), d'une couche diélectrique en silice (SiO₂) et d'un ruban métallique de dimension transversale prédéterminée.
  • Ce troisième document enseigne qu'une telle ligne admet la propagation de trois modes fondamentaux. Le premier est un mode quasi-TEM, le second est un mode dit à "effet de peau", et le troisième est un mode dit à "ondes lentes".
  • Plus la résistivité de la couche semiconductrice est grande, plus le mode de propagation se rapproche d'un mode TEM classique.
  • Le troisième mode dit à "ondes lentes" apparaît lorsque la fréquence de fonctionnement est faible, de l'ordre de 10 à 10³ MHz, et lorsque la résistivité de la couche semiconductrice est également faible, de l'ordre de 10⁻⁴ à 10² Ω.cm. Dans ce mode "ondes lentes" l'énergie magnétique est distribuée dans la couche semiconductrice, alors que l'énergie électrique est stockée dans la couche diélectrique. La somme de ces énergies est transmise perpendiculairement aux couches, à travers la couche diélectrique de silice (SiO₂) de faible épaisseur. La vitesse de phase diminue donc du fait du transfert d'énergie à l'interface semiconducteur-diélectrique (Si/SiO₂).
  • La constante de phase est exprimée en termes de longueurs d'onde normalisées : λg/λ₀, rapport qui est égal à la vitesse de propagation dans la ligne divisée par la vitesse de la lumière dans le vide. La fréquence limite supérieure dépend fortement de la résistivité de la couche semiconductrice et devient maximale lorsque la résistivité atteint 10⁻¹ Ω.cm, cette fréquence restant inférieure au GHz.
  • D'autre part, la constante de phase et l'impédance caractéristique de la ligne sont également très dépendantes de la dimension transversale du ruban, et de l'épaisseur des couches semiconductrice + diélectrique séparant le plan de masse du ruban.
  • En conclusion, ce document enseigne que le fonctionnement en mode ondes lentes présente des pertes élevées qui pourraient être diminuées en construisant une structure multicouches entre le plan de masse et le ruban, cette structure multicouches étant formée par l'alternance de couches semiconductrices et de couches diélectriques de faibles épaisseurs, afin de réduire les pertes par effet de peau. Si une telle structure multicouches était utilisée pour réaliser une ligne microruban fonctionnant en mode ondes lentes, alors la dimension de la ligne pourrait être réduite, ce qui permettrait de réduire les dimensions des circuits intégrés avec la ligne fonctionnant dans le domaine des fréquences de l'ordre du GHz ou inférieures.
  • Un problème technique qui se pose actuellement est l'intégration monolithique des circuits hyperfréquences sur substrat semi-isolant. En effet, si un circuit hyperfréquence n'est pas intégré monolithiquement, il est moins performant du fait des pertes dans les liaisons entre substrats, il fonctionne à des fréquences moins élevées du fait des capacités parasites qui apparaissent, il montre une plus forte consommation, et il est plus coûteux du fait qu'il requiert des surfaces plus grandes de substrats semi-isolants, et des étapes de fabrication plus nombreuses.
  • Or les lignes de transmission connues nécessaires à la réalisation des circuits hyperfréquences, par exemple les lignes microrubans fonctionnant en mode quasi TEM, occupent à ce jour une surface importante sur les substrats, rendant l'intégration monolithique difficile, dès que le circuit devient complexe.
  • Le problème technique de l'intégration monolithique des circuits MICs (de l'anglais Microwave Integrated Circuits) ne peut être résolu que si l'on résout préalablement le problème de la miniaturisation des lignes de transmission, tout en tenant compte du fait que leur réalisation doit rester en synergie de fabrication avec les autres éléments du circuit, par exemple les transistors et les lignes d'interconnexion, et en tenant compte du fait que les pertes dans les lignes ne doivent pas être augmentées et que la fréquence de fonctionnement doit être celle des circuits hyperfréquences.
  • Or, le dispositif connu du troisième document cité au titre de l'état de la technique ne répond pas à ces exigences. En effet : ou bien il fonctionne en mode quasi TEM et dans ce cas les dimensions des lignes sont trop importantes, ou bien il fonctionne en mode ondes lentes avec l'avantage d'un déphasage important et de plus faibles dimensions, mais dans ce cas il présente entre autres les inconvénients suivants :
    • le domaine de fréquences exploré est trop bas et non compatible avec les MMICs ;
    • le substrat présente une résistivité trop faible qui n'est pas compatible avec la réalisation des autres éléments des circuits MMICs, ou qui au moins limite leurs performances ;
    • la génération d'ondes lentes est très dépendante de la résistivité du substrat, ce qui entraîne que le dopage du substrat doit être très bien optimisé. Cette optimisation rend le procédé de réalisation d'un circuit incluant une telle ligne coûteux, avec néanmoins des risques de dispersion dans les performances ;
    • le dispositif formé par la ligne nécessite un plan de masse à l'arrière du substrat, ce qui résulte en difficultés technologiques pour réaliser des interconnexions ;
    • les pertes dans le fonctionnement en mode ondes lentes avec une seule couche semiconductrice sont très élevées ;
    • si l'on veut diminuer les pertes, pour profiter de l'avantage présenté par les lignes ondes lentes relatif à la diminution de leur dimension, alors la technologie de fabrication du substrat incluant des couches alternées semiconductrices-diélectriques rend le dispositif encore plus difficile à réaliser, plus coûteux et moins compatible avec l'intégration monolithique.
  • Il résulte donc de l'enseignement du troisième document cité que les lignes fonctionnant en mode ondes lentes sont attractives pour la réalisation de circuit monolithiques intégrés du fait que leurs dimensions pourraient être minimisées par rapport à ces lignes fonctionnant en mode TEM ou quasi-TEM classique, mais que d'autre part, leur domaine de fonctionnement, leurs performances, et leur technologie de réalisation sont incompatibles avec ceux requis pour les circuits MMICs.
  • L'objet de la présente invention est donc de proposer une ligne de transmission en mode ondes lentes du type MICRORUBAN, dans laquelle la structure de propagation est pleinement compatible avec les circuits intégrés, par exemple avec les circuits intégrés hyperfréquences et notamment avec les MMICs.
  • A cet effet, un objet de l'invention est de proposer une ligne de transmission en mode ondes lentes du type MICRORUBAN dont les caractéristiques sont indépendantes des caractéristiques du substrat.
  • Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dénuée de plan de masse sur la face arrière du substrat.
  • Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dont les pertes ne sont pas plus élevées que celles des lignes microrubans fonctionnant en mode TEM ou quasi-TEM classique.
  • Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dont les dimensions sont plusieurs fois inférieures à celles des lignes fonctionnant en mode TEM ou quasi-TEM classique, pour des caractéristiques de ligne identiques.
  • Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne capable d'être associée aux circuits hyperfréquences.
  • Un objet de l'invention est de proposer une telle ligne dont le procédé de réalisation est en complète synergie avec les procédés de réalisation de tous circuits intégrés classiques quel que soit le substrat semiconducteur choisi pour ce circuit, sans augmentation du nombre d'étapes nécessaires aux procédés, et n'utilisant que des couches ou matériaux mis en oeuvre dans lesdits procédés.
  • Selon l'invention, les problèmes sont résolus au moyen d'un circuit tel que décrit dans le préambule de la revendication 1, caractérisé en ce que chaque structure de pont inclut :
    • une partie de la couche conductrice inférieure,
    • une première partie du troisième matériau, laquelle est de nature diélectrique et est formée par l'air,
    • et un premier tronçon du ruban conducteur supérieur,

    cette structure de pont formant ainsi un pont à air.
  • La ligne selon l'invention peut alors être incluse dans un circuit MMIC avec tous les avantages déjà cités qui en résultent.
  • Un autre but de l'invention est de fournir une ligne de transmission à ondes lentes, dont le principe est fondé sur une telle structure périodique, dont les dimensions sont encore diminuées et dont les performances sont aussi améliorées, le tout en changeant simplement le dessin dans l'étape de dessin des masques du circuit intégré.
  • Ce but est atteint au moyen de la ligne susmentionnée, en outre caractérisée en ce que, dans chaque structure de pont, la première couche conductrice inférieure servant de plan de masse présente au moins un évidement.
  • Cette ligne possède la propriété de présenter un ralentissement plus élevé que la ligne sans évidement, à fréquence égale. Cette propriété permet de réaliser, pour une même application, des lignes encore plus courtes, donc encore plus facilement intégrables. Quand on connaît les problèmes liés à l'intégration des lignes hyperfréquences, ce résultat constitue un avantage industriel de premier ordre, sans grande difficulté technologique supplémentaire.
  • D'autre part, la ligne de transmission obtenue étant plus courte, les pertes sont diminuées par rapport à celles qui se produisent dans la ligne connue.
  • Un autre but de l'invention est de fournir un coupleur du type dit coupleur de Lange qui soit facilement intégrable, et notamment qui soit en synergie de fabrication avec les circuits intégrés hyperfréquences actuels, et dont les performances soient également améliorées par rapport à celles que l'on peut attendre des dispositifs connus.
  • Un coupleur de Lange est connu de l'homme du métier par la publication "Integrated Stripline quadrature Hybrids", IEEE, MTT, Déc.1969, pp.1150-1151.
  • Ce coupleur est réalisé en technologie microrubans, c'est-à-dire au moyen de conducteurs microrubans disposés sur une première face d'un substrat d'épaisseur donnée, dont la seconde face reçoit le plan de masse. Donc, de par ce procédé de réalisation, ce coupleur n'est pas pleinement compatible avec les technologies de circuits intégrés actuels.
  • Ce coupleur connu est constitué par un nombre impair, c'est-à-dire au moins 3, de lignes de transmission parallèles, reliées 2 à 2 en alternance pour former une structure interdigitée. La ligne médiane est dite ligne principale, et le coupleur est complètement symétrique par rapport au milieu de la ligne principale. Notamment ses entrées et sorties sont symétriques.
  • La longueur L de la ligne principale définit la bande de fréquences de fonctionnement de ce coupleur. Cette longueur L est de l'ordre du quart de la longueur d'onde λ du signal transporté.
  • Le fonctionnement du coupleur de Lange est fondé sur le principe suivant : il se forme un couplage par champ électromagnétique entre les lignes parallèles. Ce couplage est du type capacitif ou inductif selon les rapports entre la longueur L de la ligne principale et la longueur d'onde λ des signaux qui se propagent dans le coupleur.
       Si λ/4 < L le couplage est capacitif,
       si λ/4 = L le couplage est à la fois capacitif et inductif,
       si λ/4 > L le couplage est inductif.
  • D'autre part, il existe un déphasage Δφ entre les signaux portés par les deux sorties. Ce déphasage Δφ est équivalent à 90° dans une bande de fréquences centrée sur celle où λ = 4L.
  • Du fait que la longueur d'onde de fonctionnement est liée aux dimensions du coupleur, il semblait a priori impossible de modifier ces dimensions, pour une longueur d'onde donnée, et dans une technologie choisie.
  • Or, comme on l'a vu précédemment, le concepteur de circuits intégrés pose le problème de la réduction toujours plus poussée des dimensions des composants, dans le but d'atteindre une plus grande densité d'intégration.
  • Un des buts de l'invention est donc de fournir un coupleur de Lange dont le dessin est compact et dont les dimensions sont minimisées par rapport à celles des dispositifs connus.
  • Ces buts sont atteints au moyen d'un circuit intégré incluant, réalisées sur le même support, plusieurs lignes à ondes lentes selon l'invention, qui sont associées pour former un coupleur directionnel.
  • En outre, un duplexeur intégré, ou duplexeur actif, est connu de la publication intitulée : "Distributed amplifiers as duplexer/low cross talk bidirectional element in S band" par O.P. LEISTEN, R.J.COLLIER ET R.N.BATES dans "Electronics Letters March 3, 1988, Vol.24, N°5, p.264-265".
  • Il faut d'abord rappeler que le problème technique qui se pose à l'homme du métier qui désire n'utiliser qu'une seule antenne pour l'émission et pour la réception de deux signaux à des fréquences différentes, avec des amplitudes différentes, est la réalisation d'un séparateur de signaux, encore appelé duplexeur, qui permet d'éviter la diaphonie, c'est-à-dire l'intermodulation des signaux émis et reçus.
  • Un autre problème technique qui se pose à l'homme du métier est la réalisation d'un tel duplexeur sous la forme intégrée. La résolution de ces problèmes permet de diminuer les coûts de fabrication, ce qui est un avantage important notamment dans les domaines des produits grand-public, comme le domaine de la télévision ou de l'électronique automobile par exemple.
  • Il est connu du document cité précédemment que le problème de la séparation des signaux émis et reçus peut être résolu par un duplexeur actif constitué par un amplificateur distribué intégrable travaillant en hyperfréquences.
  • L'amplificateur distribué décrit dans la publication citée présente cependant quelques inconvénients :
    • il est certes intégrable mais il occupe une surface importante ; bien que cette surface puisse être diminuée lorsque le circuit est conçu pour travailler dans le domaine des hyperfréquences (60 GHz), elle est cependant considérée par le concepteur de circuit intégré comme trop importante dans tous les cas ;
    • ce circuit est complexe à réaliser ;
    • la diaphonie due à ce circuit est encore trop importante ; notamment elle est beaucoup plus importante que celle de circulateurs hybrides non intégrables ; en effet l'intermodulation est due, dans le circuit décrit dans le document cité, à la non linéarité des éléments actifs ;
    • ce circuit est bruyant.
  • Ces problèmes sont résolus selon l'invention par un circuit intégré pour réaliser un dispositif émetteur-récepteur pour émettre un premier signal à une première fréquence et recevoir un second signal à une seconde fréquence sur un pôle unique, incluant un coupleur directionnel qui forme un duplexeur de fréquences intégré, ayant deux dits premier pôles reliés par couplage électromagnétique à deux dits second pôles, coupleur dans lequel l'un desdits premier pôles constitue une entrée pour le premier signal et l'autre dit premier pôle constitue une sortie pour le second signal, et coupleur dans lequel l'un desdits seconds pôles constitue une sortie pour le premier signal et une entrée pour le second signal, et l'autre desdits second pôles est isolé.
  • Le dispositif émetteur-récepteur selon l'invention présente alors les avantages suivants :
    • le duplexeur de fréquences, nécessaire à son fonctionnement, est intégrable, avec une surface occupée très inférieure à celle de l'amplificateur distribué connu ;
    • la diaphonie est quasiment nulle ;
    • le bruit est minimisé.
  • L'invention est décrite ci-après en détail, en référence avec les figures schématiques annexées parmi lesquelles :
    • la figure 1a qui représente une ligne de transmission en mode ondes lentes de type microruban, vu du dessus, dans l'exemple I de réalisation ;
    • la figure 1b qui représente une telle ligne de transmission dans l'exemple II de réalisation ;
    • la figure 1c qui représente une telle ligne de transmission dans l'exemple V de réalisation ;
    • la figure 1d qui représente une telle ligne de transmission vue du dessus dans l'exemple VI de réalisation ;
    • la figure 2a qui représente la ligne de la figure 1a en coupe transversale selon l'axe A-A′ de cette figure 1a ;
    • la figure 2b qui représente la ligne de la figure 1a en coupe longitudinale selon l'axe B-B′ de cette figure 1a ;
    • la figure 2c qui représente la ligne de la figure 1a en coupe transversale selon l'axe C-C′ de cette figure 1a ;
    • la figure 3 qui représente le schéma équivalent à une ligne selon la figure 1 ;
    • la figure 4 qui représente le facteur de ralentissement (ou d'ondes lentes) λ₀/λg en fonction de la fréquence F de propagation exprimée en GHz dans l'exemple I de réalisation ;
    • la figure 5 qui représente d'une part la partie réelle Re de l'impédance caractéristique Zc de la ligne, et d'autre part la partie imaginaire Im de cette impédance, dans l'exemple I, et en fonction de la fréquence F en GHz ;
    • la figure 6 qui représente d'une part les pertes a en dB/cm en fonction de la fréquence F en GHz, et d'autre part les pertes α′ en dB par rapport à la longueur d'onde λg en fonction de ladite fréquence F ;
    • la figure 7 qui représente la ligne de la figure 1b en coupe longitudinale selon l'axe B-B′ de cette figure 1b dans l'exemple II ;
    • la figure 8 qui représente la ligne décrite dans l'exemple III en coupe longitudinale ;
    • la figure 9 qui représente la ligne non revendiquée décrite dans l'exemple IV en coupe longitudinale ;
    • la figure 10 qui représente le facteur de ralentissement (ou d'ondes lentes) λ₀/λg en fonction de la fréquence F de propagation exprimée en GHz dans l'exemple V de réalisation ;
    • la figure 11 qui représente la ligne décrite dans l'exemple VI selon la coupe CC′ de la figure 1d.
    • la figure 12 qui représente, vue du dessus, schématiquement une ligne coplanaire connectée à une ligne ondes lentes selon l'invention ;
    • la figure 13 qui représente à titre exemplatif un circuit utilisant le dispositif de la figure 12 ;
    • la figure 14a montre une ligne à ondes lentes vue du dessus dans l'exemple de réalisation X ;
    • la figure 14b montre cette ligne en coupe grossie, selon l'axe BB′ de la figure 14a ;
    • la figure 14c montre une ligne à ondes lentes vue du dessus, dans l'exemple XI de réalisation ;
    • la figure 14d montre cette ligne en coupe grossie, selon l'axe BB′ de la figure 14c ;
    • la figure 14e montre la ligne de la figure 15a, ou bien de la figure 14c, en coupe selon l'axe AA′ ;
    • la figure 15a montre deix cpirbes rerésentatives du facteur de ralentissement R de lignes hyperfréquences, en fonction de la fréquence F, la courbe A concernant une ligne microruban selon la figure 1a sans évidements sous les ponts, et la seconde B concernant une ligne microruban munie d'évidements dans le plan de masse sous les ponts, tels que par exemple montrée sur les figures 14a ou 14c ;
    • la figure 15b montre 3 courbes représentatives du facteur de ralentissement R d'une ligne hyperfréquences correspondant au type de la figure 15a, en fonction de la fréquence F, et pour différentes valeurs du paramètre constitué par la hauteur e₁ de diélectrique 1 sous les ponts, la courbe C correspondant à e₁ = 2 µm, la courbe D à e₁ = 2,4 µm et la courbe E à e₁ = 2,8 µm ;
    • la figure 15c montre 3 courbes représentatives du facteur de ralentissement R d'une ligne hyperfréquences conforme au type de la figure 15a, en fonction de la période ℓ, pour différentes valeurs du paramètre constitué par le rapport ℓ₁/ℓ₂ où ℓ₁ est la longueur des ponts et ℓ₂ la longueur des piliers, à une valeur fixe de la fréquence F = 12 GHz ;
    • la figure 16a montre un coupleur de Lange représenté schématiquement ;
    • la figure 16b représente un coupleur de Lange vu du dessus, réalisé au moyen de lignes conformes à celles de la figure 15a, dans une technologie de circuit intégré ;
    • la figure 16c représente une partie agrandie d'un tel coupleur réalisé selon un premier exemple de mise en oeuvre ;
    • la figure 16d représente une partie agrandie d'un tel coupleur lorsqu'il est réalisé selon un second exemple de mise en oeuvre ;
    • la figure 17 représente deux courbes, l'une K du coefficient de couplage en dB en fonction de la fréquence F et l'autre M du coefficient d'accord en dB en fonction de la fréquence pour un coupleur du type de la figure 16b.
    • la figure 18 qui représente schématiquement un dispositif émetteur-récepteur à une seule antenne ;
    • la figure 19 qui représente schématiquement un dispositif émetteur-récepteur muni d'un coupleur de Lange ;
    • la figure 20 qui représente un coupleur à branches ;
    • la figure 21 qui représente un circuit de tête hyperfréquence de module réception-émission d'un radar ;
  • De nombreuses variantes de la ligne ondes lentes selon l'invention sont possibles. Toutes ces variantes ont en commun les éléments essentiels de l'invention qui vont être mis en lumière dans la description d'un premier exemple de réalisation, choisi parmi d'autres pour sa simplicité.
    • EXEMPLE I
  • Cet exemple de réalisation est illustré par les figures 1 et 2 à 6.
  • La figure 1a montre une ligne ondes lentes vue du dessus, de structure MICRORUBAN.
  • Cette ligne est réalisée sur un substrat 10 qui peut être en un matériau absolument quelconque. Par exemple : complètement isolant, totalement conducteur, semi-isolant ou semiconducteur ; ce choix illimité de matériaux pour réaliser le substrat permet d'appliquer l'invention à toutes les sortes de circuits, dans toutes les technologies envisageables, lorsque le circuit comprend une ligne de transmission.
  • Sur le substrat 10, la ligne comprend la succession de :
    • une couche conductrice 11, par exemple en un métal bon conducteur pouvant faire office de plan de masse de dimension transversale W1 ;
    • une couche diélectrique 2, de permitivité relative εr2 et d'épaisseur e₂, de longueur totale au moins égale à celle de la couche 11, et de dimension transversale W₃ ;
    • un ruban en un matériau conducteur, par exemple un métal bon conducteur 12 ; ce ruban 12, de faible dimension transversale W₂, forme avec les couches précédentes une structure périodique, de périodicité ℓ ; à cet effet, le ruban conducteur 12 comprend des parties 3 en contact avec la couche diélectrique 2, ces parties 3 étant de dimension longitudinale ℓ₂ (parallèlement à l'axe BB′), et des parties 4 suspendues entre deux parties 3, ces parties 4 suspendues ayant une dimension longitudinale ℓ₁ (parallèlement à l'axe B-B′), de sorte que : ℓ = ℓ₁ + ℓ₂ ;
      Figure imgb0001
    • les dimensions transversales des couches 11, 2, 12, sont telles que : W₂ ≦ W₃ ≦ W₁
  • La figure 2b montre une coupe longitudinale selon l'axe BB′ de la ligne de la figure 1a. Cette figure montre que, dans l'exemple I, pour effectuer le contact des parties 3 du ruban 12 avec la couche diélectrique 2, le ruban 12 est affaissé au niveau des parties 3. Au contraire, dans les parties suspendues 4, le ruban 12 est surélevé d'une hauteur e₁ par rapport à la surface supérieure de la couche diélectrique 2.
  • Les parties suspendues 4 sont les parties dans lesquelles se fait la propagation. Dans ces parties, le ruban 12 est suspendu au-dessus d'un diélectrique 1, de permitivité relative εr1.
  • Pour des raisons de simplification de language on appellera ci-après :
    • PONTS les parties 4 du ruban 12 suspendues au-dessus du diélectrique 1, les ponts 4 ayant une longueur ℓ₁, et constituant les régions de propagation ;
    • PILIERS les parties 13 formées de l'associationde la couche conductrice inférieure 12, de la couche diélectrique 2 d'épaisseur e₂ et des parties 3 du ruban 12, les piliers 13 formant une structure MIM (métal-isolant-métal) de longueur ℓ₂.
  • La figure 2a montre une coupe transversale de la ligne selon l'axe A-A' de la figure 1a, au niveau d'un pont 4, et la figure 2c montre une coupe transversale de la ligne selon l'axe CC′ de la figure 1a, au niveau d'un pilier 13.
  • De cet exemple de réalisation I, il ressort que les éléments essentiels pour réaliser une ligne ondes lentes résident dans :
    • une structure de ligne MICRORUBAN comprenant une couche conductrice inférieure 11, un ruban conducteur supérieur 12 et une partie intermédiaire diélectrique 1, 2 ;
    • le fait que cette structure est périodique, de période ℓ, formée de PONTS 4 suspendus sur un premier diélectrique 1, de permitivité relative εr1, de longueur ℓ₁, ces ponts dans lesquels se fait la propagation de l'onde étant disposés entre deux PILIERS 13 formés d'une structure capacitive (dans cet exemple I, la structure capacitive est une structure MIM constituée de la couche inférieure conductrice 11, de la couche diélectrique 2, de permitivité εr2 et du ruban conducteur 12, les piliers ayant une longueur ℓ₂ telle que ℓ₂ + ℓ₁ = ℓ
      Figure imgb0002
       ) ;
    • les valeurs des paramètres : εr1, εr2, ℓ, ℓ₁, e₁, la valeur de la capacité et W₁, W₂ de la structure de la ligne sont liées entre elles pour résulter en la propagation d'ondes lentes et fournir un déphasage important sur une longueur totale Δ de ligne de transmission courte. (Dans l'exemple I, la valeur de la capacité est liée à ℓ₁ et e₂).
  • En dehors de ces éléments essentiels :
    • le pas ℓ de la structure périodique peut être constant ou non. On décrira plus loin un exemple de réalisation de ligne à pas non constant ;
    • le matériau choisi pour réaliser le substrat n'a aucune influence sur le fonctionnement de la ligne ; le substrat ne sert que de support ;
    • le dessin de la ligne peut être linéaire, en méandre, en spirale ; tout autre dessin imaginable est possible.
    • la capacité peut être un élément passif ou actif.
    • en outre la couche diélectrique de la structure MIM peut être éventuellement formée de deux couches diélectriques superposées (2a, 2b). Ce genre de structure a deux couches diélectriques est connue de l'homme de métier et n'est donc pas représentée sur les dessins.
  • Ce sont ces caractéristiques qui conduisent à de nombreuses variantes de la ligne de transmission ondes lentes, particulièrement aisées à réaliser, particulièrement performantes et entre autres spécialement applicables à la réalisation de circuits MMICs.
  • En effet, le fonctionnment ondes lentes de la ligne, produisant des déphasages importants sur une faible longueur Δ résulte dans le fait que ces lignes sont plus facilement intégrable que les lignes MICRORUBANS connues.
  • Dans le but d'évaluer les performances d'une telle ligne, il est nécessaire d'évaluer la constante de propagation γ dans la longueur ℓ de la ligne.
  • On appellera ci-après :
       γ₁, γ₂ les constantes de propagation respectivement dans la partie PONT 4, et dans la partie PILIER 13.
       ℓ₁, ℓ₂ les longueurs PONTS, PILIERS déjà définies comme ℓ₁ + ℓ₂ = ℓ
       Z₁, Z₂ les impédances caractéristiques respectivement dans les parties PONTS 4 et PILIERS 13.
    La constante de propagation γ est liée aux pertes α dans la ligne et à la constante de phase β par la relation : γ = α + jβ.
    Figure imgb0003
    La constante de phase β dans la ligne est liée à la longueur d'onde λg de propagation dans la ligne par la relation : β = 2π/λ g
    Figure imgb0004
    La permitivité effective εreff est liée à la longueur d'onde normalisée λg/λ₀ déjà définie précédemment par :
       εreff = (λ₀/λg)² = (1/R)² où R est le facteur d'ondes lentes.
  • La figure 3 représente le schéma équivalent d'une cellule unitaire de la ligne, c'est-à-dire comprenant un demi PONT, un PILIER et un second demi-PONT.
  • On définit ϑ₁ = γ₁ ℓ₁
       et ϑ₂ = γ₂ ℓ₂
    D'autre part, B est la susceptance de la discontinuité entre le PONT 4 sur le diélectrique 1 et le PILIER 13 MIM.
  • En utilisant un procédé classique de calcul applicable aux structures périodiques, la constante de propagation γ est liée aux autres paramètres de la ligne définis précédemment pour la cellule unitaire du schéma équivalent de la figure 3, par la relation : ch(γ.ℓ) = {K⁺ ch(ϑ₁+ϑ₂) + K⁻h(ϑ₁-ϑ₂) - B/2(Z₁+Z₂)sh(ϑ₁+ϑ₂) - B/2(Z₁-Z₂)sh(ϑ₁-ϑ₂)}
    Figure imgb0005
    où K± = (1±K) avec K = Z₂/Z₁ + Z₁/Z₂ = B² Z₂Z₁
  • Cette relation permet le calcul de la constante de phase β. Il résulte de ces calculs qu'en choisissant :
       ℓ₁, ℓ₂
       εr1, εr2
       e₁ et e₂
       W₁ et W₂
    de manière appropriée, la vitesse de phase de la ligne est faible. D'où l'existence du mode dit ondes lentes.
  • Pour répondre aux conditions établies par ces calculs, on a réalisé dans cet exemple I, une ligne ondes lentes où :
    • le substrat 10 est semi-isolant de manière à intégrer la ligne dans un circuit MMIC,
    • le diélectrique 1 sous les PONTS 4 est l'air de permitivité relative εr1 = 1
    • le diélectrique 2 dans les piliers 13 de structure MIM est choisi entre la silice (SiO₂) et le nitrure de silicium (Si₃N₄) ; dans ces conditions, la permitivité relative de la couche diélectrique 2 a une valeur de l'ordre de 6 pour la silice (SiO₂) et une valeur de l'ordre de 7 pour le nitrure de silicium (Si₃N₄) ; on réalisera ces couches 2 dans les conditions technologiques très strictes, propres aux circuits intégrés, de manière à obtenir pour les permitivités εr2 ces valeurs élevées ; si les conditions technologiques sont moins strictes, les valeurs peuvent être moins élevées, de l'ordre de 4 ;
    • les couches conductrices 11 et 12 sont choisies parmi les métaux qui constituent d'ordinaire le premier niveau d'interconnexion d'un circuit intégré pour la couche conductrice inférieure 11, et le second niveau d'interconnexion d'un circuit intégré pour la couche conductrice supérieure 12 formant le ruban.
  • Ainsi, dans cet exemple de réalisation I, la ligne est en complète synergie de fabrication avec un circuit intégré MMIC.
  • Cependant, il est évident que d'autres choix peuvent être faits pour les matériaux.
  • Le tableau I ci-dessous rassemble les valeurs préférentielles des paramètres pour mettre en oeuvre la ligne dans cet exemple I.
    Figure imgb0006
  • La figure 1a montre en outre que le diélectrique 2 a une longueur légèrement supérieure à celle du plan de masse 11 (qui peut être raccordé à la masse par des plots 21) pour permettre la réalisation d'une entrée E par un plot 22a, et d'une sortie O de la ligne ondes lentes par un plot 22b.
  • Les figures 4, 5 et 6 donnent des courbes montrant les performances d'une ligne, obtenues dans les conditions où les éléments de la ligne ont les valeurs données dans le tableau I.
  • La figure 4 montre le facteur d'ondes lentes λ₀/λg en fonction de la fréquence F en GHz. De cette figure, on déduit que la permitivité effective relative εreff est très élevée aux basses fréquences, fréquences par exemple inférieures à 4 GHz, puis reste quasiment constante entre 4 et 20 GHz, avec une valeur de l'ordre de 20. Cette valeur doit être comparée avec des valeurs de permitivité relative effective connues de l'homme du métier pour des lignes MICRORUBANS classiques, et qui sont de l'ordre de 6 à 8 lorsque la ligne est réalisée sur alumine (Al₂O₃) ou sur semiconducteur.
  • La figure 5 représente les parties réelles et imaginaires, respectivement Re(Zc), et Im(Zc), de l'impédance caractéristique Zc de cette ligne. La partie réelle de l'impédance Zc est extrêmement faible. Cette ligne selon l'exemple I trouvera donc des applications très intéressantes dans la réalisation de ligne basse impédance pour transformateur d'impédance.
  • La figure 6 montre d'une part les pertes α dans la ligne, exprimées en dB/cm, en fonction de la fréquence F en GHz, et d'autre part les pertes α′ en dB par rapport à la longueur d'onde λg en fonction de ladite fréquence F. Ces pertes par cm sont légèrement plus élevées que celles d'une ligne MICRORUBAN classique.
  • Mais, du fait que la vitesse de phase est faible, la ligne ondes lentes a une longueur totale Δ réduite d'environ 2 fois par rapport à une ligne MICRORUBAN classique. Il en résulte que les performances de la ligne ondes lentes ne sont pas détériorées par rapport à une ligne MICRORUBAN classique, alors qu'elle présente au contraire l'avantage d'être plus courte, donc plus facilement intégrable.
    • EXEMPLE II
  • Cet exemple est illustré par la figure 1b vue du dessus et par la figure 7 qui est une coupe selon l'axe BB′ de la figure 1b.
  • Dans l'exemple I précédent, la couche diélectrique 2 était continue d'une extrémité à l'autre de la ligne. Dans cet exemple II, par contre, la couche 2 est éliminée sous les PONTS. Cependant, elle est indispensable pour réaliser la structure MIM des piliers 13. En fait, on considérait que, dans l'exemple I, son influence sous les ponts 4 était négligeable.
    • EXEMPLE III
  • Cet exemple est illustré par la figure 1b et par la figure 8.
  • La ligne ondes lentes ne présente pas de changements dans la représentation schématique vu du dessus et peut donc être illustrée par la figure 1b.
  • La figure 8 est une coupe selon l'axe B-B′ de la figure 1b dans cet exemple de réalisation. Selon la coupe de la figure 8, le diélectrique 2 de la structure MIM des piliers 13 présente la même épaisseur que le diélectrique 1 disposé sous les ponts 4. Par contre, la couche de diélectrique 2 qui pouvait subsister sous les PONTS 4 dans l'exemple I, doit être exclue dans cet exemple III, comme on en a montré la possibilité dans l'exemple II.
  • Pour obtenir le fonctionnement en mode ondes lentes, du fait que l'on a choisi ici : e₁ = e₂
    Figure imgb0007
    les autres paramètres vont varier considérablement par rapport à ceux qui sont présentés dans le tableau I. Plus particulièrement, les rapports des longueurs ℓ₁ et ℓ₂ seront très différents. Par contre, les permitivités respectivement εr1 et εr2 peuvent être les mêmes que dans l'exemple I, et par conséquent les diélectriques 1 et 2 peuvent être identiques à ceux de cet exemple.
    • EXEMPLE IV non revendiqué -
  • Cet exemple peut être illustré par la figure 1a, vu du dessus et par la figure 9.
  • La ligne ondes lentes ne présente pas de changement dans la représentation schématique de la figure 1a vu du dessus.
  • La figure 9 est une coupe selon l'axe B-B′ de la figure 1a dans cet exemple de réalisation. Selon la coupe de la figure 9, le diélectrique 1 et le diélectrique 2 sont réalisés au moyen du même matériau et présente donc la même permitivité relative : εr1 = εr2.
  • Pour obtenir le fonctionnement en mode ondes lentes, les autres paramètres de la ligne sont alors très différents de ceux dont les valeurs sont données dans le tableau I.
  • Plus particulièrement, les rapports entre les épaisseurs e₁ et e₂, les rapports entre les longueurs ℓ₁ et ℓ₂ seront très différents.
    • EXEMPLE V
  • Cet exemple est illustré par les figures 1c et 10.
  • Dans tous les exemples précédents, la courbe de la figure 4, représentant le facteur de ralentissement pouvait rester sensiblement valable, en ajustant les valeurs des différents paramètres.
  • Comme il était recherché, on obtenait dans tous les cas un facteur de ralentissement constant dans les moyennes et hyperfréquences (4 à 20 GHz). Il en résultait une variation de déphasage β en fonction de la fréquence F.
  • Au moyen de la ligne ondes lentes réalisée selon le principe de l'invention dans l'exemple V, on peut obtenir au contraire un déphasage β qui reste constant en fonction de la longueur d'onde. Il suffit pour cela de réaliser une structure de ligne ondes lentes dans laquelle le facteur de ralentissement λ₀/λg varie, par exemple ce facteur de ralentissement montrant une croissance qui se rapproche d'une forme hyperbolique, comme montré sur la courbe de la figure 10.
  • Dans ces conditions, le déphasage β = 2π/λg deviendra sensiblement constant en fonction de la fréquence F,dans la bande de fréquences 4 à 20 GHz.
  • Ce résultat est obtenu au moyen de la structure de ligne ondes lentes représentée schématiquement vue du dessus sur la figure 1c.
  • La caractéristique principale de cette ligne est que la périodicité ℓ montre une croissance et notamment une croissance géométrique. Le facteur de croissance peut être inclus entre 1 (1 étant non compris puisque l'on se trouverait alors dans le cas des exemples précédents) et environ 3.
  • En ce qui concerne la technologie proprement dite d'une telle ligne de périodicité ℓ non constante, l'homme du métier peut adopter de préférence celle de l'exemple I qui est particulièrement aisée à mettre en oeuvre. Mais rien n'empêche de créer de nouvelles variantes en appliquant à cet exemple V l'enseignement tiré des exemples II à IV.
    • EXEMPLE VI
  • Cet exemple est illustré par la figure 1d vue du dessus et par la figure 11.
  • Dans l'exemple précédent, l'homme du métier avait la possibilité d'agir sur le déphasage β par la mise en oeuvre d'une structure particulière de la ligne ondes lentes.
  • Dans cet exemple VI, on propose une structure donnant la possibilité d'agir électroniquement sur ledit déphasage β.
  • Tel que montré vu du dessus sur la figure 1d, la couche conductrice 11 présente elle-même une structure périodique, de période ℓ. Dans les régions 13′ correspondant aux PILIERS 13 de la figure 1a par exemple, on a réalisé une diode 13′ polarisée par une tension de polarisation continue VDD qui peut présenter différentes valeurs.
  • Dans l'exemple VI, la DIODE 13′ est plus commodément un transistor à effet de champ à grille Schottky, dont la source S et le drain D court-circuités sont portés à la tension de polarisation continue VDD et dont la grille G est portée à la masse M. Evidemment, dans la région du transistor ou DIODE 13′, le substrat 10 n'est plus quelconque, comme dans les exemples précédents, mais doit comporter une zone active 10a, d'un matériau semiconducteur, par exemple du type de conductivité N, le reste du substrat 10b de part et d'autre de la couche active 10a étant semi-isolant. Les régions 10a et 10b peuvent être des couches de matériau choisis parmi les semiconducteurs tels que : le silicium (Si) ou l'arséniure de gallium (GaAs) par exemple. Le transistor à grille Schottky 13′ est réalisé par exemple de la manière suivante :
       Une couche 10b semi-isolante et des régions 10a dites zones actives sont réalisées par tout moyen connu de l'homme du métier des circuits intégrés. Les zones actives 10a sont réalisées avec une périodicité ℓ choisie pour la ligne ondes lentes. Les zones actives 10a doivent présenter des dimensions nécessaires et suffisantes pour recevoir un transistor à effet de champ à grille Schottky. Cette technologie est connue de tout homme du métier des circuits intégrés.
  • La couche conductrice 11 est ensuite réalisée. en dehors des régions actives 10a, la couche conductrice 11, dont le matériau est choisi de préférence parmi les métaux aptes à former une grille Schottky, présente la dimension transversale W₁ déterminée comme dans les exemples précédents.
  • Dans les régions actives 10a, la couche métallique 11 est par contre étrécie (voir la figure 1d).
    Longitudinalement, selon l'axe BB′ de la figure 1d, elle présente une dimension dite largeur de grille du transistor Schottky et perpendiculairement à l'axe BB′, elle présente une dimension faible de l'ordre du µm dite longueur de grille du transistor Schottky. Puis des contacts ohmiques d'un matériau 14 formant des plots de source S et de drain D sont disposés de part et d'autre de la grille G selon un schéma classique de transistor à effet de champ à grille Schottky. Le transistor a grille Schottky 13′ est illustré par la figure 11 en coupe selon l'axe CC′ de la figure 1d.
  • Le ruban 12 est ensuite réalisé, montrant des ponts 4 dans les régions de la couche métallique 12, où cette dernière présente la dimension W₁.
  • Pour effectuer les contacts électriques entre le ruban 12 et les contacts ohmiques 14 de source S et de drain D de chaque transistor à effet de champ 13′, dans une réalisation particulièrement intéressante, le ruban 12 est partagé en deux parties 12a et 12b, la partie 12a venant établir le contact en surface du contact ohmique de source S, et la partie 12b venant établir le contact en surface du contact ohmique de drain D par exemple. Le dispositif est symétrique par rapport à l'axe BB′ ainsi que par rapport à l'axe CC′ de la figure 1d.
  • Afin d'éviter les courts-circuits entre le ruban 12 et la couche métallique 11, les parties 12a et 12b peuvent être constituées de ponts à air, ou bien une couche diélectrique isolante mince telle que la couche 2 décrite dans les exemples précédents peut être prévue à la fois sous les ponts 4 et débordant légèrement la couche métallique 11 dans les régions de grille Schottky, tout en laissant dénudés les contacts ohmiques sur lesquels les parties de ruban 12a et 12b viennent reposer et établir le contact électrique.
  • Par cette méthode, les sources S et drain D des transistors 13′ sont court-circuités et la grille Schottky G est mise à la masse M par l'intermédiaire de la couche métallique 11.
  • Il suffit ensuite de prévoir une ligne de connexion 15 pour raccorder au moins un contact ohmique S ou D à une tension de polarisation VDD ajustable.
  • Comme il a été dit précédemment, le ruban 12, ses parties 12a et 12b peuvent être réalisées par tout métal approprié à réaliser les seconds niveaux d'interconnexion des circuits intégrés. Par conséquent, la ligne de connexion 15 qui relie les contacts ohmiques peut être réalisée dans la même technologie.
  • La phase β de la ligne ondes lentes est alors réglable électroniquement par l'ajustage de la tension de polarisation VDD qui fait varier la capacité grille-source du transistor 13′.
    • EXEMPLE DE REALISATION VII
  • Cet exemple est illustré par la figure 12 schématiquement vu du dessus.
  • La ligne de transmission ondes lentes dont les éléments essentiels ont été donnés, et dont un certain nombre d'exemples parmi les nombreuses variantes possibles a été décrit dans les exemples I à VI, résout, comme on l'a vu, entre autres deux problèmes techniques cruciaux pour la mise en oeuvre des circuits intégrés en général et des MMIC's en particulier, à savoir :
    • elle présente une surface réduite ;
    • elle est réalisable sur la face principale du circuit intégré ;
    • ses connexions sont compatibles avec des éléments de circuits planaires ;
    • ses connexions sont compatibles avec les éléments réalisés sur la face principale du circuit intégré ;
    • cette ligne est notamment basse impédance.
  • La figure 12 représente la connexion d'une telle ligne ondes lentes basse impédance et de surface réduite, avec une ligne coplanaire haute impédance.
  • Par ligne coplanaire, il faut entendre une ligne réalisée sur la face principale du circuit intégré ou MMIC, montrant un ruban conducteur central de faible dimension transversale disposé entre deux rubans conducteurs de plus grande dimension transversale. L'impédance de la ligne coplanaire dépend de la dimension transversale du ruban conducteur central dans lequel se fait la propagation de la distance qui le sépare des deux autres rubans généralement connectés à un potentiel de référence ou masse. Le déphasage (généralement exprimé en longueur d'onde, par exemple λ/4, λ/2) dépend de la longueur de la ligne.
  • D'autres facteurs interviennent dans le calcul réel des caractéristique de la ligne tels que : l'épaisseur du ruban, la nature du substrat.
  • On peut réaliser au moyen des lignes coplanaires, aussi bien des lignes hautes impédances que des lignes basses impédances. Mais, si les lignes coplanaires hautes impédances ont des dimensions compatibles avec les circuits intégrés, par contre, les lignes coplanaires basses impédances ont des dimensions, notamment transversales, qui occupent une surface énorme du circuit intégré, ce qui est tout à fait défavorable à l'intégration monolithique.
  • La ligne ondes lentes basse impédance permet alors en calculant sa longueur et ses caractéristiques de manière appropriée de former une ligne présentant par exemple le même déphasage qu'une ligne coplanaire, (λ/4, λ/2).
  • Donc, lorsque se pose le problème de réaliser une ligne basse impédance, l'homme du métier a tout intérêt à adopter la structure de l'une des lignes ondes lentes selon l'invention, comme décrite précédemment.
  • D'autre part, lorsque se pose le problème de réaliser un transformateur d'impédance, l'homme du métier a tout intérêt à adopter la structure montrée vu de dessus sur la figure 12, montrant la connexion entre une ligne haute impédance coplanaire (par exemple λ/4) et une ligne basse impédance ondes lentes selon l'invention ( par exemple λ/4 également).
  • En effet, par rapport à une ligne coplanaire de même caractéristique, la ligne basse impédance ondes lentes selon l'invention va présenter :
    • une largeur réduite d'un facteur ≃ 10 ;
    • une longueur réduite d'un facteur ≃ 2 à 4.
  • Tel que représenté sur la figure 12, la partie P₁ délimitée par des traits discontinus est la ligne basse impédance ondes lentes selon l'invention, et la partie P₂ est une ligne coplanaire haute impédance telle que connue de l'homme du métier.
  • Sur le substrat 10, un premier niveau de métallisation va former le plan de masse 11 de la ligne ondes lentes P₁ se séparant en deux rubans pour former les lignes de masse 11a et 11b de la ligne coplanaire P₂.
  • La ligne ondes lentes P₁ comprendra, réalisée sur la couche conductrice 11, une couche diélectrique 2, comme déjà décrite, débordant le plan de masse 11 de la ligne ondes lentes P₁ dans les régions nécessaires pour éviter les courts-circuits entre le plan de masse 11 et la ligne 12 réalisée ultérieurement.
  • Ensuite, la ligne ondes lentes P₁ comprendra le ruban 12, réalisant comme déjà décrit des piliers 13 et des PONTS 4, ruban 12 qui se continue directement sur le substrat 10 entre les lignes de masse 11a et 11b pour former la structure coplanaire de la ligne P₂. A cet effet, il est généralement nécessaire que la couche diélectrique 2 déborde le plan de masse 11 de la ligne ondes lentes P₁ du côté de la ligne coplanaire P₂ pour éviter les courts-circuits entre le plan de masse 11 et la ligne 12.
  • Si une sortie O est souhaitée pour la ligne ondes lentes P₁, du côté opposé à sa connexion avec la ligne coplanaire P₁, la couche diélectrique 2 est prolongée aussi au-delà du plan de masse 11, et le ruban 12 est muni d'une sortie O comme montré sur les figures 1a, 1b, 1c.
    • EXEMPLE VIII
  • Cet exemple n'est pas illustré.
  • On a vu que la ligne ondes lentes basse impédance possédait un plan conducteur 11, raccordable à la masse, en contact avec la surface principale supérieure du substrat.
  • Si besoin est, le contact avec un autre plan de masse réalisé sur la seconde face du substrat, ou face arrière du substrat, peut être fait comme il est connu de l'homme du métier sous le nom de "trou métallisé".
    • EXEMPLE IX
  • Dans cet exemple, illustré par la figure 13, on montre un exemple d'application du transformateur d'impédance décrit dans l'exemple VII, à un circuit intégré.
  • Tel que représenté sur la figure 13, le circuit comporte un transistor, par exemple à effet de champ T₁, ayant une grille G₁ pour recevoir un signal F₁ dans une bande de fréquences donnée, ayant un drain D₁ connecté à une tension de polarisation continue VD1 à travers une charge R₁, ayant une sortie O₁ pour ledit signal et ayant une source S₁ par exemple connectée à la masse M.
  • Un circuit à base de transformateur d'impédance P₁ + P₂ peut être appliqué sur la grille G₁ du transistor T₁.
  • Une ligne haute impédance P₂, par exemple λ/4 est connectée par une extrémité à la grille G₁ et par son autre extrémité à la fois à une ligne basse impédance P₁ ondes lentes selon l'invention et à une tension de polarisation continue VG1.
  • La ligne basse impédance P₁ est donc connectée par une extrémité à la fois à P₂ et à VG1, et son autre extrémité est ouverte dans cette application.
  • La ligne ondes lentes selon l'invention à de larges applications dans les circuits intégrés de toutes sortes ainsi que dans les MMIC's (hyperfréquences) du fait que son fonctionnement peut être, comme on l'a dit, indifférent au substrat, qu'elle présente de faibles dimensions par rapport aux autres lignes ayant les mêmes caractéristiques, et qu'elle est compatible avec toutes les technologies de circuits intégrés utilisée à ce jour.
    • EXEMPLE X
  • Cet exemple de réalisation est illustré par les figures 14a, 14b, 14e, 2c.
  • La figure 14a montre une ligne ondes lentes vue du dessus, de structure MICRORUBAN, ayant des premières caractéristiques identiques à celles de la ligne de l'exemple II.
  • Ainsi, cette ligne est réalisée sur un substrat 10 qui peut être en un matériau absolument quelconque. Par exemple : complètement isolant, totalement conducteur, semi-isolant ou semiconducteur.
  • Sur le substrat 10, la ligne comprend la succession de :
    • une couche conductrice 11, par exemple en un métal bon conducteur pouvant faire office de plan de masse M dedimension transversale W1 ;
    • une couche diélectrique 2, de permitivité relative εr2 et d'épaisseur e₂, de dimension transversale W₃ ;
    • un ruban en un matériau conducteur, par exemple un métal bon conducteur 12 ; ce ruban 12, de faible dimension transversale W₂, forme avec les couches précédentes une structure périodique, de périodicité ℓ ; à cet effet, le ruban conducteur 12 comprend des parties 3 en contact avec la couche diélectrique 2, ces parties 3 étant de dimension longitudinale ℓ₂ (parallèlement à l'axe BB′), et des parties 4 suspendues entre deux parties 3, ces parties 4 suspendues ayant une dimension longitudinale ℓ₁ (parallèlement à l'axe B-B′), de sorte que : ℓ = ℓ₁ + ℓ₂ ;
      Figure imgb0008
    • les dimensions transversales des couches 11, 2, 12, sont telles que : W₂ ≦ W₃ ≦ W₁.
  • La structure comprend en outre par rapport à l'exemple II, un élément essentiel constitué par des parties 5 dans lesquelles la couche 11 de plan de masse, comme la couche diélectrique 2, sont évidées sous les parties suspendues 4, en sorte que la surface du substrat 10 apparaît. Dans cette exemple X, l'évidement 5 est unique sous chaque partie suspendue 4, et la dimension longitudinale de l'évidement 5 est : ℓ₃ ≦ ℓ₁
    Figure imgb0009
    Par exemple la valeur de ℓ₃ peut approcher celle de ℓ₁ à quelques % près, ou être égale.
  • La structure de la ligne selon l'exemple X apparaît plus clairement dans la représentation schématique agrandie montrée sur la figure 14b, en coupe longitudinale selon l'axe BB′ de la ligne de la figure 14a. Cette figure montre que, pour effectuer le contact des parties 3 du ruban 12 avec la couche diélectrique 2, le ruban 12 est affaissé au niveau des parties 3. Au contraire, dans les parties suspendues 4, le ruban 12 est surélevé d'une hauteur e′₁ par rapport à la surface supérieure du substrat qui apparaît dans l'évidement 5.
  • Les parties suspendues 4 sont les parties dans lesquelles se fait la propagation. Dans ces parties, le ruban 12 est suspendu au-dessus d'un seul diélectrique 1, de permitivité relative εr1.
  • Comme dans l'exemple II, on appelle ci-après :
    • PONTS les parties 4 du ruban 12 suspendues au-dessus du diélectrique 1, les ponts 4 ayant une longueur ℓ₁ ≃ ℓ₃ et constituant les régions de propagation ;
    • PILIERS les parties 13 formées de l'associationde la couche conductrice inférieure 12, de la couche diélectrique 2 d'épaisseur e₂ et des parties 3 du ruban 12, les piliers 13 formant une structure MIM (métal-isolant-métal) de longueur ℓ₂.
  • La figure 14e montre une coupe transversale de la ligne selon l'axe A-A′ de la figure 14a, au niveau d'un pont 4, et la figure 2c reste valable pour montrer une coupe transversale de la ligne selon l'axe CC′ de la figure 14a au niveau d'un pilier 13.
  • De cet exemple de réalisation X, il ressort que les éléments essentiels pour réaliser une ligne ondes lentes résident dans :
    • une structure de ligne MICRORUBAN comprenant une couche conductrice inférieure 11 formant plan de masse M, un ruban conducteur supérieur 12 et, une partie intermédiaire diélectrique 1, 2 ;
    • le fait que cette structure est périodique, de période ℓ, formée de PONTS 4 suspendus, de longueur ℓ₁, ces ponts dans lesquels se fait la propagation de l'onde étant disposés entre deux PILIERS 13 formés d'une structure capacitive. Dans cet exemple X, la structure capacitive est une structure MIM constituée de la couche inférieure conductrice 11, de la couche diélectrique 2, de permitivité εr2 et du ruban conducteur 12, les piliers ayant une longueur ℓ₂ telle que ℓ₂ + ℓ₁ = ℓ qui est la période de la structure :
    • le fait que sous les ponts 4, est formé dans la couche diélectrique 2 et le plan de masse 11 au moins un évidement 5 ayant une longueur : ℓ₃ ≦ ℓ₁
      Figure imgb0010
    • les valeurs des paramètres : εr1, εr2, ℓ₁, ℓ₂, ℓ₃, e′₁, la valeur de la capacité et W₁, W₂, W₃ de la structure de la ligne sont liées entre elles pour résulter en la propagation d'ondes lentes et fournir un déphasage important sur une longueur totale Δ de ligne de transmission courte.
  • Dans cet exemple X, la valeur des capacités MIM des parties 13 est liée à ℓ₂, à e₂ et εr2. D'autre part, les évidements 5 disposés dans les régions de pont 4 jouent le rôle de selfs, permettant d'obtenir une augmentation de l'impédance caractéristique de la ligne.
  • En dehors de ces éléments essentiels :
    • le pas ℓ de la structure périodique peut être constant ou non.
    • le matériau choisi pour réaliser le substrat n'a aucune influence sur le fonctionnement de la ligne ; le substrat ne sert que de support ;
    • le dessin de la ligne peut être linéaire, en méandre, en spirale ; tout autre dessin imaginable est possible.
    • la capacité peut être un élément passif ou actif. Dans l'exemple X, on a préféré un élément passif pour rendre la ligne plus compacte ; les lignes qui incluent des éléments actifs présentent d'autres propriétés explicitées précédemment.
    • en outre la couche diélectrique de la structure MIM peut être éventuellement formée de deux couches diélectriques superposées. Ce genre de structure à deux couches diélectriques pour réaliser une capacité est à la portée de l'homme de métier et n'est donc pas représentée sur les dessins.
  • Toutes ces caractéristiques qui conduisent à de nombreuses variantes de la ligne de transmission ondes lentes, particulièrement aisées à réaliser, particulièrement performantes, comme déjà décrites par exemple dans les modes de réalisation dérivés des exemples I, et II, tels que les exemples III, IV, V.
  • Dans cet exemple X, par rapport aux exemples I ou II l'augmentation du facteur de ralentissement, en liaison avec celle de l'impédance caractéristique de la ligne, permet réellement une diminution optimale des dimensions des lignes.
  • Dans le but d'évaluer les performances d'une telle ligne, il est nécessaire d'évaluer la constante de propagation γ dans la longueur ℓ de la ligne, ou période.
  • On appellera ci-après :
       γ₁, γ₂ les constantes de propagation respectivement dans la partie PONT 4, et dans la partie PILIER 13.
       ℓ₁, ℓ₂ les longueurs PONTS, PILIERS déjà définies comme ℓ₁ + ℓ₂ = ℓ
       ℓ₃ la longueur des évidements sous les ponts équivalents à ℓ₁,
       Z₁, Z₂ les impédances caractéristiques respectivement dans les parties PONTS 4 et PILIERS 13.
  • Le calcul de la constante de phase β est réalisé de la même manière que décrit dans l'exemple I. Il résulte de ces calculs qu'en choisissant :
       ℓ₁, ℓ₂, ℓ₃
       εr1, εr2
       e′₁ et e₂
       W₁ et W₂
    de manière appropriée, la vitesse de phase de la ligne est faible. D'où l'existence du mode dit ondes lentes déjà décrit dans l'exemple I.
  • Mais il s'est avéré que la façon dont l'homme du métier pouvait agir sur εr1 et sur e₁ qui sont des paramètres essentiels, était limitée du fait que, jusqu'à ce jour, les lignes de propagation du type microruban avaient toujours comporté la superposition de trois couches : un plan de masse M, une couche diélectrique et un conducteur microruban, comme il est précisément décrit dans l'exemple I.
  • Cette structure à 3 couches résultait d'un enseignement constant de l'état de la technique, et cet enseignement était un obstacle à une évolution permettant d'obtenir une amélioration par rapport à la structure à ondes lentes citée précédemment.
  • Le problème était donc de trouver une solution électronique pour augmenter le facteur d'ondes lentes dans le but de réduire encore les dimensions des lignes, ce qui permet à la fois de réduire les pertes par longueurs d'onde et d'augmenter encore les densités d'intégration, tout ceci sans ajouter de difficultés technologiques considérables.
  • Des expérimentations ont montré, comme il apparaît sur les courbes de la figure 15b qui représente les variations du facteur de ralentissement R = λ₀/λg en fonction de la fréquence F, pour différentes valeurs k1 de la hauteur e′₁ de diélectrique 1 sous les ponts, à savoir :
       pour la courbe C, e′₁ = 2 µm
       pour la courbe D, e′₁ = 2,4 µm
       pour la courbe E, e′₁ = 2,8 µm
    que le facteur de ralentissement R augmente lorsque l'épaisseur e′₁ de diélectrique 1 augmente, pour une même valeur de la fréquence F.
  • Cependant s'il est souhaitable d'augmenter en effet la hauteur e′₁ des ponts, l'homme du métier se heurte rapidement à un problème technologique rédhibitoire, car, si l'on choisit l'air comme diélectrique 1, pour la raison que l'air est le meilleur diélectrique, alors il devient aléatoire de réaliser les ponts au-dessus d'une certaine valeur de e₁, valeur maximale qui dépend évidemment aussi de la longueur ℓ₁ et de la largeur W₁ du conducteur 11.
  • Pour résoudre ce problème d'une façon satisfaisante, selon l'invention, on a réalisé une augmentation de l'impédance caractéristique de la ligne, en formant les évidements 5 dans le plan de masse M sous les ponts, évidements 5 qui augmentent le rôle inductif de la ligne constituant le pont.
  • On possède alors en plus des paramètres sur lesquels on pouvait agir selon l'exemple I pour augmenter le facteur de ralentissement, c'est-à-dire e₁, εr1, des possibilités d'amélioration supplémentaire grâce à l'effet de self de ces évidements.
  • La figure 15a représente le facteur de ralentissement R = λ₀/λg de lignes en fonction de la fréquence F ;
    • la courbe A représente ce facteur R, dans le cas d'une ligne selon l'exemple I : sans évidements ;
    • la courbe B représente ce facteur R dans le cas d'une ligne selon l'exemple X : avec évidements 5.

    De ces courbes, il apparaît très nettement que l'effet dû aux évidements est très important et bénéfique. Rien ne laissait prévoir à l'homme du métier que la réalisation de tels évidements sous les ponts produirait l'effet d'augmentation supplémentaire du facteur de ralentissement R et ceci en outre sans conduire à des désavantages plus grands que les avantages que l'on escomptait de l'augmentation de ce paramètre R, comme par exemple des pertes supplémentaires ou des perturbations non voulues de l'onde. En effet l'homme du métier sait bien que dès que l'on fait varier 1 paramètre dans un système qui comprend un nombre assez grand de paramètres, il devient difficile de prévoir l'effet exact obtenu, même dans le cas où l'on peut réaliser des simulations au moyen de programmes d'ordinateur. En effet dans ce dernier cas, on est toujours amené à supposer certains paramètres négligeables en théorie, lesquels s'avèrent dans la pratique précisément non négligeables.
  • Les évidements 5 produisent bien l'effet favorable recherché de ralentissement supplémentaire, en agissant à la fois sur l'impédance caractéristique de la ligne, sur l'épaisseur de diélectrique e′₁ sous les ponts, sur la valeur de la permitivité εr1 puisque le seul diélectrique le plus favorable peut se trouver sous les ponts, et tout ceci en bénéficiant d'une technologie facile à mettre en oeuvre, les évidements 5 étant réalisés au cours d'étapes conventionnelles de la technologie des circuits intégrés.
  • Ainsi une amélioration nette est encore obtenue par rapport aux exemples I et II, ceci d'une manière simple et élégante, sans courrir le risque d'envisager des valeurs rédhibitoires pour la valeur de la hauteur e′₁ des ponts.
  • Les courbes de la figure 15c représentent le facteur de ralentissement R = λ₀/λg en fonction de la période ℓ des lignes, pour une valeur donnée de la fréquence F (dans cet exemple de figure, F = 12 GHz et εr1 = 1, pour différentes valeurs du paramètre k₂ = ℓ₁/ℓ₂ où ℓ₁ est la longueur des ponts et ℓ₂ la longueur des piliers dans cet exemple X, avec ℓ₃ ≃ ℓ₁.
  • Les courbes de la figure 15c enseignent qu'il existe une valeur optimale où R passe par un maximum, qui dépend bien entendu des autres paramètres des lignes, et que l'homme du métier peut donc agir sur ces paramètres pour optimiser le système.
  • La diminution des dimensions de la ligne est telle que l'homme du métier peut alors songer à incorporer des dispositifs complexes, utilisant ces lignes, dans des circuits à haute densité d'intégration. Ceci était auparavant impossible. Les composants utilisant les lignes étaient réalisés sur des substrats juxtaposés aux circuits intégrés hyperfréquences et reliés par des fils fins, ce qui limitait la fréquence de coupure. Au contraire, en ayant la possibilité de réaliser les lignes sur le même substrat que les transistors hyperfréquences et autres composants des circuits intégrés, les connexions sont technologiquement identiques à celles du reste du circuit et elles ne limitent plus la fréquence.
  • Pour répondre aux conditions établies par ces calculs, on a réalisé dans cet exemple X, une ligne ondes lentes ayant les mêmes caractéristiques technologiques que celles de l'exemple I, par exemple les mêmes matériaux.
  • Cependant, il est évident que d'autres choix peuvent être faits pour les matériaux.
  • Le tableau II ci-dessous rassemble les valeurs préférentielles des paramètres pour mettre en oeuvre la ligne dans cet exemple X.
    Figure imgb0011
  • La figure 14a montre que les autres caractéristiques de la ligne de l'exemple X sont très comparables à celles de la ligne des exemples I et II montrées sur les figures 1a et 1b.
  • La figure 5e est aussi valable pour représenter les parties réelles et imaginaires, respectivement Re(Zc) et Im(Zc) de l'impédance caractéristique Zc de cette ligne.
  • La figure 6 est également valable pour montrer les pertes α dans la ligne, exprimées en dB/cm, en fonction de la fréquence F en GHz. La courbe α' de cette figure 6 représente les pertes en dB par longueur d'onde.
  • Du fait que la vitesse de phase est plus faible, la ligne ondes lentes a une longueur totale Δ réduite par rapport à la ligne de l'exemple I. La réduction des longueurs est inversement proportionnelle au facteur de ralentissement R. Or dans le cas d'une ligne microruban conventionnelle à environ 12 GHz, R était de l'ordre de 2,5, alors que R était de l'ordre de 4 dans la ligne décrite dans l'exemple I. Dans l'exemple X, comme le montre la figure 15a, à cette fréquence, R est de l'ordre de 4,5. Comme on l'a dit dans l'exemple I, les performances de la ligne ondes lentes selon l'invention ne sont pas détériorées, alors qu'elle est notablement plus courte.
  • Par exemple, pour un déphasage de 180°, dans la bande de fréquence KU, la présente structure de ligne ondes lentes produit des pertes évaluées à environ 1dB.
    • EXEMPLE XI
  • Cet exemple est illustré par la figure 14c vue du dessus et par la figure 14d qui est une coupe selon l'axe BB′ de la figure 14c.
  • Dans l'exemple X précédent, on a étudié le cas où l'on réalise seulement 1 évidement 5 sous chaque pont. Dans cet exemple, on réalise plusieurs évidements 5a, 5b, etc sous chaque pont, créant ainsi une période dans la période ℓ.
  • Les avantages sont que l'on obtient une augmentation supplémentaire du facteur de ralentissement R due aux discontinuités ainsi réalisées.
  • Une variante à cette réalisation XI qui procède du même principe, est de prévoir pour les capacités 13, des capacités de valeurs différentes, réparties de manière alternée le long de la ligne. On obtient ainsi, également, une période dans la période de la ligne, et une amélioration consécutive du facteur de ralentissement de la ligne.
  • D'autre part, la réalisation d'une ligne ayant à la fois la caractéristique de deux ou plusieurs évidements 5a, 5b etc.. sous les ponts, et des capacités de valeurs alternées pour les piliers 13 est aussi possible. En faisant varier ces différents facteurs, l'homme du métier obtiendra facilement les résultats les plus appropriés à chaque application envisagée.
    • EXEMPLE XII
  • Dans cet exemple, on applique l'une des lignes à ondes lentes décrites précédemment à la réalisation d'un coupleur de Lange.
  • Le coupleur connu de la publication IEEE, MTT, Déc.1969, p.1150-1151 citée est constitué par au moins 3 lignes parallèles reliées 2 à 2 en alternance pour former une structure interdigitée. La publication citée montre un coupleur 3 dB à 5 lignes de transmission. Un couplage par champ électromagnétique apparaît entre les lignes parallèles adjacentes.
  • La figure 16a ci-après représente schématiquement ce coupleur. La figure 16b représente le même coupleur vu du dessus, d'une manière simplifiée, réalisé au moyen de couches propres aux circuits intégrés.
  • Tel que représenté sur cette figure 16a, le coupleur comprend deux pôles dits d'entrée N₁ et N₂, et deux pôles dits de sortie N₃ et N₄. Selon la figure 16a, le coupleur de Lange est constitué de 5 lignes microrubans parallèles dont une ligne dite principale 110, reliée électriquement aux lignes 111 et 114, et deux lignes 112 et 113 reliées électriquement entre elles, et formant une structure interdigitée du fait que la ligne 112 est disposée entre les lignes 110 et 111 et la ligne 113 entre les lignes 110 et 114. Le coupleur est symétrique : c'est-à-dire que si N₃ et N₄ sont des entrées, alors N₁ et N₂ sont des sorties.
  • Les lignes 110 et 111 sont reliés électriquement directement au pôle N₁ par un simple conducteur 101. Les lignes 110 et 114 sont reliées électriquement directement au pôle N₄ par un simple conducteur 104. La ligne 112 et la ligne113 sont reliées électriquement aux pôles N₂ et N₃ respectivement par des simples conducteurs 102 et 103.
  • Ainsi :
    • le point milieu de la ligne principale 110 est relié d'une part à l'extrémité ouverte de la ramification 111 et d'autre part à l'extrémité ouverte de la ramification 114 ;
    • l'extrémité ouverte de la ligne 112 est reliée au point commun de la ligne 113 et du conducteur 103 ;
    • l'extrémité ouverte de la ligne 113 est reliée au point commun de la ligne 112 et du conducteur 102.
  • Les pôles N₂ et N₃ sont reliés électriquement, par ce montage, en croix par rapport aux pôles N₁ et N₄, comme montré sur la figure 16a et sur la figure 16b.
  • D'autre part, les lignes adjacentes 110 et 112, la 110 et 113, sont respectivement parallèles sur une longueur L, alors que, dans la structure interdigitée 110, 111, 112, la ligne 111 est parallèle à la ligne 112 sur une longueur égale à L/2. Il en est de même dans la structure interdigitée 110, 114, 113, où la ligne 114 est parallèle à la ligne 113 sur une longueur également L/2.
  • La longueur L peut être de l'ordre du quart de la longueur d'onde λ du signal transporté selon l'art antérieur.
  • Les lignes 111, 112, 110, 113, 114 du coupleur de Lange peuvent être réalisées au moyen des lignes à ondes lentes selon l'invention. Sur la figure 16b, les connexions 115, 116, 117 et 118 sont formées au moyen d'une couche conductrice disposée à un niveau différent des couches 11 et 12, avec des ouvertures sur la couche 12 aux endroits appropriés à former la connexion électrique avec la couche 12 selon une technique dite de VIA bien connue de l'homme du métier, et avec des portions de couches isolantes dans les parties où au contraire la connexion électrique n'est pas souhaitée avec les couches 11 ou 12. Les autres simples connexions peuvent être formées au moyen de parties de la couche conductrice 12.
  • La figure 16c représente une partie agrandie du coupleur de la figure 16b, dans laquelle il apparaît que les lignes utilisées à titre d'exemple non limitatif pour réaliser le coupleur de l'exemple XII, sont celles décrites dans l'exemple X.
  • Dans le cas de la figure 16c, les évidements 5 des lignes sont réalisés individuellement sous chaque pont 4.
  • La figure 16d représente une partie agrandie du coupleur de la figure 16b, dans laquelle il apparaît que les évidements 5 des lignes parallèles, par exemple 112, 110, 113, 114 peuvent être regroupés, pour former un seul évidement 5, les ponts 4 étant respectivement en vis-à-vis pour toutes les lignes, et les piliers 13 également. Ce dispositif présente un avantage technologique sur le précédent, du fait de sa simplicité de réalisation ; en effet le masque relatif aux évidements 5 est moins critique à positionner. Ce coupleur admet alors le même principe de fonctionnement que le coupleur connu. En réalisant les lignes nécessaires à la formation d'un tel coupleur de Lange, au moyen des lignes ondes lentes selon l'invention, on obtient en outre les avantages que ce dispositif est très performant et beaucoup plus compact, compatible avec les projets de circuits intégrés à haute densité, et d'un faible coût pour les applications grand public, dans le domaine de la télévision ou de l'automobile par exemple.
  • La figure 17 montre sur la courbe M, l'adaptation du coupleur en dB en fonction de la fréquence F, et sur la courbe K le couplage en dB, en fonction de la fréquence F. Ces courbes montrent que, en réalisant le coupleur au moyen des lignes de l'exemple X, ce coupleur peut être favorablement utilisé dans une large bande de fréquences, autour de 12 GHz.
    • EXEMPLE XIII
  • Tel que représenté sur la figure 18, un dispositif émetteur-récepteur classique, connu de tout homme du métier comprend une entrée Q₁ pour un premier signal V₁, à la fréquence F₁, se propageant à travers un amplificateur Δ₁ puis à travers un duplexeur 50, vers une antenne A, puis vers le milieu extérieur. Ce signal est appliqué au pôle N₁ du duplexeur 50 et sort au pôle N₃ de ce duplexeur 50.
  • Ce dispositif comprend en outre, une sortie Q₂ pour un second signal V₂ à la fréquence F₂. Ce signal est d'abord capté par la même antenne A puis il se propage à travers le duplexeur 50, dans lequel il entre au pôle N₃ et à travers un amplificateur Δ₂ vers la sortie Q₂.
  • Les problèmes qui se posent dans les émetteurs-récepteurs hyperfréquences, c'est-à-dire fonctionnant jusqu'à des fréquences autour de 60 GHz résident dans les faits que :
    • a) une seule antenne doit être utilisée pour des raisons économiques ;
    • b) le signal émis V₁ a généralement une amplitude très supérieure à celle du signal reçu V₂ ;
    • c) il ne doit cependant pas se produire d'intermodulation ;
    • d) le dispositif doit montrer une très bonne adaptation ;
    • e) les pertes doivent être faibles ;
    • f) la fréquence d'utilisation est éventuellement élevée, par exemple 60 GHz ;
    • g) le dispositif doit être intégrable. et éventuellement :
    • h) la bande de fréquence doit être large ;
  • Dans cet exemple XIII, ces problèmes sont résolus en utilisant comme duplexeur 50, un coupleur "de Lange" selon l'exemple XII connecté aux autres éléments du circuit d'une manière spéciale à l'invention.
  • Selon l'invention, on fait circuler dans ce coupleur deux signaux V₁ et V₂ à deux fréquences différentes F₁ et F₂. Comme le coupleur de Lange est large bande, supérieure à 1 octave, la différence entre les fréquences F₁ et F₂ n'est pas un inconvénient si elle est inférieure à cette bande passante, par exemple inférieure à 1 octave. On choisira cependant la longueur L de la ligne principale en fonction de la longueur d'onde λ du signal le plus faible, généralement V₂.
  • Dans des variantes de l'invention, pour augmenter le facteur de couplage, on peut prévoir une structure de coupleur de Lange ayant plusieurs structures interdigitées semblables à celles formées par les lignes 111 et 112 d'une part et 113 et 114 d'autre part. Le coupleur doit montrer un centre de symétrie.
  • L'augmentation du nombre des doigts permet d'augmenter le facteur de couplage et de diminuer les pertes dans le coupleur. Ainsi avec 4 doigts (ou 5 lignes), les pertes sont de 3 dB ; avec 6 doigts (ou 7 lignes), les pertes sont de 2 dB, etc...
  • D'autre part, l'augmentation du nombre de doigts permet aussi d'augmenter la bande passante du dispositif.
  • Selon l'invention, pour réaliser le dispositif émetteur-récepteur, le premier signal V₁ à la fréquence F₁ est appliqué sur le pôle N₁ du coupleur de Lange tel que représenté sur la figure 16b, et sort par le pôle N₃, pour être émis ensuite par une antenne A vers le milieu extérieur.
  • Le secon signal V₂, à la fréquence F₂, capté par l'antenne est appliqué au coupleur de Lange sur le même pôle N₃ (de manière à résoudre le problème de l'utilisation d'une antenne unique), et sort du coupleur par le pôle N₂.
  • Le quatrième pôle N₄ du coupleur de Lange est relié à la masse à travers une impédance ZC.
  • Donc, selon l'invention, le conducteur 101 (ou pôle N₁) est une entrée, le conducteur 102 (ou pôle N₂) est une sortie, le conducteur 104 (ou pôle N₄) est isolé, et le conducteur 103 (ou pôle N₃) est à la fois une entrée et une sortie.
  • Alors que, selon une utilisation connue de l'homme du métier, le conducteur 103 est par exemple uniquement une entrée et les conducteurs 101 et 102 sont alors uniquement des sorties déphasées, le conducteur 104 étant quant à lui isolé.
  • Le coupleur est raccordé comme montré sur la figure 19 d'une part à l'antenne A et d'autre part aux amplificateurs Δ₁ et Δ₂.
  • Ainsi pour atteindre les buts de l'invention, comme il est montré sur la figure 19, le signal V₁ à la fréquence F₁ à émettre est traité par un amplificateur Δ₁ à fort gain et forte isolation, et le signal V₂ de fréquence F₂ reçu est traité par un amplificateur Δ₂ bas bruit. Dans ce cas, le fonctionnement du dispositif émetteur-récepteur est le suivant :
       Le signal V₁ à émettre à la fréquence F₁ entre d'abord au noeud Q₁ du dispositif émetteur-récepteur, puis est traité par l'amplificateur Δ1. Il passe ensuite par couplage du pôle N₁ au pôle N₃ ;
       Le signal V₁ à émettre à la fréquence F₁ passe en outre directement par conduction dans l'impédance caractéristique Zc connectée au pôle de sortie N₄ ;
       Le signal à émettre V₁ à la fréquence F₁ se propage ensuite du pôle N₃ du coupleur vers le milieu extérieur au moyen de l'antenne A.
  • Cette dernière reçoit le second signal V₂ à une autre fréquence F₂, d'amplitude généralement beaucoup plus faible que le premier signal V₁ de fréquence F₁. Ce second signal V₂ passe par conduction, directement du pôle d'entrée-sortie N₃ au pôle de sortie N₂. Puis le second signal V₂ est traité comme déjà dit par l'amplificateur Δ₂ faible bruit et sort du dispositif au noeud Q₂.
  • Le second signal V₂ ou signal reçu à la fréquence F₂, passe cependant aussi par couplage du pôle N₃ au pôle N₁, mais :
    • d'une part, il est de faible amplitude ;
    • d'autre part, il se trouve, après le pôle N₂, devant la sortie de l'amplificateur Δ₁ à forts gain et isolation.

    Il ne peut donc pas être retrouvé au noeud Q₁ d'entrée.
  • De ce fait le but de l'invention qui est de réussir la propagation des signaux V₁ et V₂ sans intermodulation est atteint.
  • Si l'on considère la nouvelle utilisation d'un coupleur de Lange proposée par l'invention par rapport à celle connue de l'état de la technique, en fait, seul le signal V₂ est traité d'une manière sensiblement traditionnelle. En effet, pour ce signal, N₃ est une entrée et N₁ et N₂ sont des sorties couplées et déphasées. L'application du signal V₁ sur le système selon l'invention est alors une utilisation complètement originale.
  • En effet, d'une part, dans l'utilisation, selon l'invention le signal V₁ n'est pas traité du tout de la manière traditionnelle connue. Et d'autre part, l'état de la technique n'enseigne pas non plus à appliquer simultanément deux signaux différents, tels que V₁ et V₂ sur le même coupleur.
  • Une originalité de cette utilisation réside donc dans le fait d'appliquer à la fois au coupleur deux signaux V₁ et V₂, de fréquence et d'amplitude différents et d'obtenir la propagation de ces signaux sans intermodulation.
  • Les avantages obtenus par l'utilisation d'un coupleur de Lange monté selon l'invention sont nombreux :
    • on s'affranchit par ce montage, du fait que le coupleur de Lange est un élément passif, des effets des non-linéarités du dispositif actif (amplificateur distribué) connu de l'état de la technique ;
    • le coupleur de Lange est intégrable du fait de ses dimensions, au contraire d'autres dispositifs passifs connus de l'homme du métier sous le nom de circulateurs, qui permettaient aussi une séparation des signaux, mais qui, du fait qu'ils ne sont pas intégrables, sont exclus des technologies du futur ;
    • l'isolation du pôle N₁ vis-à-vis du pôle N₂ est très bonne (20 à 35 dB) ;
    • les pertes sont faibles (1 à 3 dB) ;
    • l'adaptation est très bonne (meilleure que 25 dB) ;
    • les "traces" de V₂ au pôle N₁ ne peuvent se retrouver au noeud d'entrée Q₁ ;
    • il n'y a donc pas d'intermodulation entre les signaux V₁ et V₂ ;
    • les pertes peuvent être minimisées au besoin comme il a été dit, et la bande de fréquence peut être choisie plus ou moins large, en agissant sur les facteurs w, s, L du coupleur de Lange, où w = w₂ des exemples précédents, et où s est l'espacement entre les lignes du coupleur ;
    • la structure du coupleur de Lange selon l'invention est aisée à mettre en oeuvre et d'un coût de réalisation faible ;
    • cette technologie est tout à fait compatible avec la technologie des circuits intégrés MMICs (Monolithic Microwave Integrated circuits) ;
  • Dans un exemple de réalisation on choisira, pour l'application aux hyperfréquences :
    Zc = 50 ohms ;   w = 9 microns ;   s = 7 microns.
    L ≃ 200 µm pour 60 GHz , ou bien 1,5 mm pour 10 GHz ;
  • Un coupleur de Lange en technologie microruban connue peut aussi être utilisé de la même manière que décrit ci-dessus, mais ses dimensions sont plus grandes.
    • EXEMPLE XIV
  • Dans cet exemple, les buts de l'invention sont atteints en utilisant comme duplexeur 50, un coupleur à branches, tel que décrit par exemple dans la publication "Millimeter wave engineering and applications" par P. BHARTIA et I.J. BAHL chez John Wiley and Sons, New-York (A Wiley-Interscience Publication) p.355, ou bien encore dans la publication de Microwave Journal, July 1988 p.119 et pp.122-123, intitulée "Microstrip Power Dividers at mm-wave frequencies" par Mazen Hamadallah (p.115).
  • Comme décrit dans ces publications, et illustré ci-après par la figure 20, un coupleur à branches comprend deux sections de ligne 201 et 202 de longueur L et d'impédance Zc√2, raccordées à chacune de leurs extrémités par deux sections de ligne 203 et 204 d'impédance Zc et de longueur L.
  • En série avec les premières sections de ligne 201 et 202, on trouve des sections de ligne pour former les pôles N₁ et N₂ d'une part, et N₃ et N₄ d'autre part, d'impédance chacune Zc.
  • Selon les documents cités, L = λ/4 où λ serait la longueur d'onde du seul signal d'entrée appliqué sur un pôle par exemple N₃. Le pôle N₄ serait isolé. Un signal direct serait recueilli sur le pôle N₁ et un signal couplé sur le pôle N₂.
  • Selon l'invention au contraire d'une part on utilise un type de lignes ondes lentes choisi parmi ceux décrits précédemment, et d'autre part comme montré sur la figure 19, on applique comme précédemment deux signaux d'entrée l'un V₁, sur le pôle N₁, l'autre V₂ sur le pôle N₃ (via l'antenne unique A). Le pôle N₄ est le pôle isolé, le pôle N₂ est le pôle de sortie pour le signal V₂ et le pôle N₃ est le pôle de sortie pour le signal V₁.
  • Comme dans l'exemple XIII, et tel qu'illustré par les figures 18 et 19, on adjoint au coupleur des amplificateurs Δ₁ et Δ₂ pour optimiser les résultats.
  • La technologie mise en oeuvre est la même que dans l'exemple XIII, et les résultats sont identiques sauf en ce qui concerne la bande passante qui est moins large.
  • Cependant, pour augmenter la bande passante, le coupleur à branches peut être muni de plusieurs branches parallèles aux branches 201 et 202.
  • La surface occupée par le dispositif selon l'exemple XIV est en outre un peu supérieure à celle qui est occupée par le dispositif selon l'exemple XIII, mais ce dispositif est néanmoins parfaitement intégrable.
    • EXEMPLE XI
  • Dans un exemple d'utilisation des circuits selon les exemples XIII ou XIV, pour réaliser une tête hyperfréquence d'un module d'émission-réception de radar, comme représenté sur la figure 21, on dispose d'un générateur 58 de signal V₁ à la fréquence F₁ dit oscillateur local OL dont le signal est appliqué sur l'amplificateur Δ₁ éventuellement formé de deux amplificateurs de moyenne puissance Δ′₁, Δ˝₁, puis le signal est appliqué sur le pôle N₁ du coupleur 50. Le pôle N₃ est appliqué sur l'antenne A, le pôle N₄ est relié à la terre par l'intermédiaire de l'impédance Zc, par exemple 50 Ω, le pôle N₂ est relié à l'entrée de l'amplificateur Δ₂ formé éventuellement de deux amplificateurs faible bruit Δ′₂, Δ˝₂. La sortie de l'amplificateur Δ₂ est appliquée sur un mélangeur 59 qui reçoit par ailleurs également le signal à la fréquence F₁ provenant de l'oscillateur local 58 et dont la sortie fournit la fréquence
    intermédiaire IF = |F₂-F₁|.
  • Les applications d'un tel circuit sont nombreuses :
    • . Communication sans fil (en anglais : MOBILE COMMUNICATION),
    • . Radar doppler,
    • . Application aux faisceaux hertziens, à l'électronique automobile (radar anti-collision, mesure des vitesses) etc... En particulier dans le domaine de l'automobile, on doit disposer d'une part de circuits l'automobile, on doit disposer d'une part de circuits intégrables pour des raisons de coûts de fabrication et d'autre part de circuits travaillant dans la bande 60 à 80 GHz pour des raisons d'encombrement spectral.
  • Le circuit selon l'invention est à la fois intégrable et parfaitement apte à travailler à des fréquences aussi élevées. Il répond donc tout à fait à ces conditions, aussi sévères soient elles.

Claims (21)

  1. Ligne de transmission d'ondes, en mode ondes lentes, du type dit microruban, incluant, sur un support (10), une première couche conductrice dite couche conductrice inférieure (11) faisant office de plan de masse, une seconde couche conductrice (12) en forme de ruban dit ruban conducteur supérieur, de dimension transversale spécifique W₂, et une couche d'un matériau non-conducteur dit troisième matériau (1,2) disposée entre les deux couches conductrices, ladite ligne de transmission ayant, longitudinalement une dimension spécifique, avec une structure périodique où chaque période, de longueur ℓ, est formée d'une première structure dite structure de pont, de longueur ℓ₁ < ℓ, suivie d'une seconde structure (13 ; 13′) formant une capacité, caractérisée en ce que chaque structure de pont inclut :
    - une partie de la couche conductrice inférieure (11),
    - une première partie (1) du troisième matériau, laquelle est de nature diélectrique et est formée par l'air,
    - et un premier tronçon (4) du ruban conducteur supérieur,
    cette structure de pont formant ainsi un pont à air.
  2. Ligne de transmission selon la revendication 1, caractérisée en ce que, dans chaque structure de pont, la première couche conductrice inférieure (11) servant de plan de masse présente au moins un évidement (5).
  3. Ligne selon la revendication 2, caractérisée en ce que, dans chaque structure de pont, les évidements (5a, 5b) dans le plan de masse sont respectivement en nombre supérieur à 1.
  4. Ligne selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que la structure de capacité forme une structure dite de pilier (13), ladite capacité étant de type MIM (métal-isolant-métal), constituée de l'empilement de la couche conductrice inférieure (11), d'une seconde partie (2) du troisième matériau, laquelle est de nature diélectrique, et d'un second tronçon (3) du ruban conducteur supérieur (12) de longueur ℓ₂, la somme des longueurs respectives ℓ₁ de la structure de pont et ℓ₂ de la structure de pilier étant égale à la valeur ℓ de la période.
  5. Ligne selon la revendication 4, caractérisée en ce que ladite seconde partie diélectrique (2) incluse dans la structure de pilier (13) formant une capacité MIM, a une épaisseur e₂ plus faible que celle e₁ de ladite première partie diélectrique dans la structure de pont, et forme une couche continue s'étendant au-delà de la structure de pilier (13) dans la structure de pont, et étant disposée, dans ladite structure de pont sur la première couche conductrice (11) faisant office de plan de masse et sous la première partie diélectrique (1) du troisième matériau constitué par l'air, cette couche diélectrique continue (2) ayant des dimensions suffisantes pour éviter les courts-circuits entre le ruban supérieur et la couche inférieure faisant office de plan de masse.
  6. Ligne selon la revendication 4, caractérisée en ce que ladite seconde partie diélectrique (2) est limitée à la structure de pilier (13) formant une capacité MIM, en ayant des dimensions suffisantes pour éviter les courts-circuits entre le ruban supérieur (3) et la couche inférieure (11) faisant office de plan de masse.
  7. Ligne selon l'une des revendications 4 à 6, caractérisée en ce que la seconde partie diélectrique (2) du troisième matériau est choisie entre la silice (SiO₂) et le nitrure de silicium (Si₃N₄), et en ce que, W₁ et W₂ étant les dimensions transversales respectives de la couche conductrice inférieure laquelle est en forme de ruban, et du ruban conducteur supérieur, εr1 et εr2 étant les permitivités relatives, et e₁ et e₂ étant les épaisseurs des première (1) et seconde (2) parties de troisième matériau respectivement dans la structure de pont et dans la structure de pilier formant une capacité MIM, les caractéristiques de la ligne sont données par εr1 = 1 (air) ; εr2 ≃ à 6 à 7 (silice ou nitrure de silicium) ; e₁ ≃ 1,5 µm à 2,5 µm ; e₂ ≃ e₁/10 ; ℓ₁ (longueur du pont) ≃ 100 µm ; ℓ₂ (longueur du pilier) ≃ ℓ1/10 ; W2 (ruban conducteur supérieur) ≃ 20 µm ; W₁ ≃ 100 µm (couche conductrice inférieure), et éventuellement ℓ3 (longueur de l'évidement du plan de masse sous les ponts) équivalente à ℓ₁.
  8. Ligne selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que la capacité de ladite seconde structure est réalisée par la capacité (13′) d'une diode ou par la capacité grille-source d'un transistor à effet de champ.
  9. Ligne selon la revendication 8, caractérisée en ce que, pour former un transistor à effet de champ dans la région de la seconde structure (13′), est disposée, dans ledit support (10) de la ligne, une zone active (10a) appropriée à recevoir ledit transistor, en ce que la couche conductrice inférieure est étrécie dans cette région pour avoir des dimensions transversales et longitudinales caractéristiques d'un contact Schottky pour former la grille (G) dudit transistor, en ce que cette grille est disposée parallèlement à l'axe longitudinal de la ligne, et en surface de la zone active (10a), entre deux plots ohmiques pour former la source (S) et le drain (D) dudit transistor, lesquels plots n'ont aucun contact électrique avec la couche conductrice inférieure (11), en ce que, longitudinalement de part et d'autre de la zone active, le ruban supérieur (12) est divisé en deux parties de ruban (12a, 12b) qui viennent respectivement établir un contact électrique avec les plots de source (S) et drain (D) dudit transistor, tout en évitant les courts-circuits entre la couche conductrice inférieure (11) et le ruban supérieur (12) dans les régions où ces éléments sont superposés avec une faible distance, et en ce que le ruban (12) et la couche conductrice inférieure (11) ont des moyens de connexions pour des moyens de polarisation en continu de potentiels différents, pour permettre le fonctionnement du transistor dans une zone susceptible de résulter en une capacité grille-source voulue pour le fonctionnement ondes lentes de la ligne.
  10. Ligne selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisée en ce que les capacités (13 ; 13′) ont des valeurs alternées le long de la ligne.
  11. Ligne selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisée en ce que la longueur e de la période de la ligne est constante pour obtenir un facteur de ralentissement λ₀/λg (défini par le rapport entre la longueur d'onde λ₀ de propagation dans le vide et la longueur d'onde λg de propagation dans la ligne) constant en même temps qu'un déphasage β non constant, en fonction de la fréquence dans la ligne.
  12. Ligne selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisée en ce que la longueur ℓ de la période est croissante pour obtenir un facteur de ralentissement λ₀/λg (défini par le rapport entre la longueur d'onde λ₀ de propagation dans le vide et la longueur d'onde λg de propagation dans la ligne), non constant, en même temps qu'un déphasage β constant en fonction de la fréquence dans la ligne.
  13. Ligne selon la revendication 12, caractérisée en ce que la longueur ℓ de la période croît géométriquement.
  14. Circuit intégré réalisé sur un support incluant au moins une ligne à ondes lentes selon l'une des revendications 1 à 13 réalisée sur ledit support.
  15. Circuit intégré selon la revendication 14, incluant en outre une ligne du type dit coplanaire, selon laquelle un ruban conducteur (12) est disposé en surface dudit support (10) entre deux lignes de masse (11a, 11b), circuit dans lequel le ruban (12) de la ligne coplanaire est disposé en continuité du ruban supérieur (12) de la ligne à ondes lentes, les deux lignes de masse (11a, 11b) sont raccordées à la couche conductrice inférieure (11) de la ligne ondes lentes en formant une seule couche, et une portion de couche électriquement isolante (2) est disposée entre le ruban supérieur (12) et la couche conductrice inférieure (11) dans la région de raccord entre les deux types de ligne pour éviter les courts-circuits.
  16. Circuit intégré réalisé sur un support, incluant, réalisées sur ledit support, plusieurs lignes à ondes lentes selon l'une des revendications 1 à 13, qui sont associées pour former un coupleur directionnel.
  17. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que ce coupleur est du type dit de Lange comprenant un nombre impair de lignes de transmission à ondes lentes interdigitées.
  18. Circuit selon la revendication 16, caractérisé en ce que ce coupleur est du type dit à branches.
  19. Circuit selon l'une des revendications 16 à 18, caractérisé en ce que, pour réaliser un dispositif émetteur-récepteur pour émettre un premier signal à une première fréquence et recevoir un second signal à une seconde fréquence sur un pôle unique, le coupleur directionnel forme un duplexeur de fréquences intégré, ayant deux dits premier pôles reliés par couplage électromagnétique à deux dits second pôles, coupleur dans lequel l'un desdits premier pôles constitue une entrée pour le premier signal et l'autre dit premier pôle constitue une sortie pour le second signal, et coupleur dans lequel l'un desdits seconds pôles constitue une sortie pour le premier signal et une entrée pour le second signal, et l'autre desdits second pôles est isolé.
  20. Circuit selon la revendication 19, caractérisé en ce que le pôle du duplexeur qui constitue à la fois la sortie pour le premier signal et l'entrée pour le deuxième est relié à une antenne unique d'émission-réception pour les premier et deuxième signaux.
  21. Circuit selon l'une des revendications 19 ou 20, caractérisé en ce qu'il est compris dans un radar.
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