KR20160131140A - 전압 컨버터 및 이를 포함하는 전력 관리 장치 - Google Patents

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Abstract

전압 컨버터는 컨버팅(converting) 회로 및 스위칭 제어 회로를 포함한다. 상기 컨버팅 회로는 스위칭 노드에 연결된 인덕터, 상기 스위칭 노드와 접지 전압 사이에 연결되고 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 인덕터에 충전 하고 상기 인덕터에 충전된 전압을 방전하는 제1 스위칭 소자 및 상기 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결되는 제2 스위칭 소자를 구비한다. 상기 스위칭 제어 회로는 상기 제1 스위칭 소자로 흐르는 감지 전류에 기초한 제1 감지 신호와 제2 감지 신호 및 상기 출력 노드의 출력 전압이 분할된 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 상기 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 상기 입력 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 조절한다.

Description

전압 컨버터 및 이를 포함하는 전력 관리 장치{VOLTAGE CONVERTER AND POWER MANAGEMENT DEVICE INCLUDING THE SAME}
본 발명은 전원 공급 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 전압 컨버터 및 이를 포함하는 전력 관리 장치에 관한 것이다.
전자 회로 및 전자 기기는 외부에서 입력되는 전압을 변환하여 전원 전압을 공급하는 전원 공급 장치를 포함한다. 일반적으로 전자 기기는 전원 공급 장치로서 사용되는 전압 컨버터를 포함하며, 특히 안정적인 전원 전압을 효율적으로 공급하기 위하여 상대적으로 크기가 작고 높은 효율을 가지는 DC-DC 컨버터를 포함한다.
본 발명의 일 목적은 전력 전달 효율을 높이고, 모드 전환을 안정적으로 수행할 수 있는 전압 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 목적은 상기 전압 컨버터를 포함하는 전력 관리 장치를 제공하는 것이다.
상기 일 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터는 컨버팅(converting) 회로 및 스위칭 제어 회로를 포함한다. 상기 컨버팅 회로는 스위칭 노드에 연결된 인덕터, 상기 스위칭 노드와 접지 전압 사이에 연결되고 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 인덕터에 충전 하고 상기 인덕터에 충전된 전압을 방전하는 제1 스위칭 소자 및 상기 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결되는 제2 스위칭 소자를 구비한다. 상기 스위칭 제어 회로는 상기 제1 스위칭 소자로 흐르는 감지 전류에 기초한 제1 감지 신호와 제2 감지 신호 및 상기 출력 노드의 출력 전압이 분할된 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 상기 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 상기 입력 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 시간-기반(time-based)으로 조절한다.
예시적인 실시예에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로는 온-타임 컨트롤러, 펄스 생성 회로, 모드 컨트롤러 및 구동 컨트롤러를 포함할 수 있다. 상기 온-타임 컨트롤러는 상기 입력 전원 전압과 기준 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 제한하는 온-타임 제어 펄스를 생성할 수 있다. 상기 펄스 생성 회로는 상기 기준 전압, 상기 감지 전류의 레벨을 나타내는 상기 제1 감지 신호, 상기 감지 전류의 제로 레벨을 나타내는 상기 제2 감지 신호, 상기 피드백 전압 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초하여 상기 펄스 폭 변조를 수행하여 제1 펄스 신호를 생성하고, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하여 제2 펄스 신호를 생성하고, 상기 기준 전압과 상기 피드백 전압의 차이를 나타내는 모드 신호를 생성할 수 있다. 상기 모드 컨트롤러는 상기 모드 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초한 동작 모드에 따라 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 출력 펄스 신호로 제공할 수 있다. 상기 구동 컨트롤러는 상기 출력 펄스 신호에 기초하여 상기 구동 제어 신호를 출력할 수 있다.
상기 모드 컨트롤러는 상기 제1 펄스 신호의 활성화 구간인 제1 온-타임과 상기 온-타임 제어 펄스의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교한 결과에 기초하여 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 상기 출력 펄스 신호로 선택할 수 있다.
상기 모드 컨트롤러는 상기 제1 온-타임이 상기 제2-타임보다 기준 횟수만큼 작은 경우에 상기 동작 모드를 펄스 폭 변조 모드에서 펄스 주파수 변조 모드로 천이시킬 수 있다.
상기 온-타임 컨트롤러는 인에이블 신호 생성기, 전류 미러 회로 및 온-타임 펄스 생성기를 포함할 수 있다. 상기 인에이블 신호 생성기는 외부로부터 제공되는 제어 신호들과 기준 펄스 신호에 기초하여 제1 인에이블 신호와 제2 인에이블 신호를 생성할 수 있다. 상기 전류 미러 회로는 상기 제1 인에이블 신호에 응답하여 기준 전류를 미러링하여 충전 전류를 생성할 수 있다. 상기 온-타임 펄스 생성기는 상기 제1 인에이블 신호, 상기 제2 인에이블 신호, 상기 충전 전류 및 상기 기준 전압에 기초하여 상기 온-타임 제어 펄스를 생성할 수 있다.
상기 인에이블 신호 생성기는 제1 앤드 게이트, 제2 앤드 게이트 및 인버터를 포함할 수 있다. 상기 제1 앤드 게이트는 상기 제어 신호들 중 캘리브레이션 인에이블 신호와 상기 기준 펄스 신호에 대하여 앤드 연산을 수행할 수 있다. 상기 제2 앤드 게이트는 상기 제1 앤드 게이트의 출력과 상기 제어 신호들 중 상기 온-타임 컨트롤러의 활성화를 지시하는 컨트롤러 활성화 신호에 대하여 앤드 연산을 수행하여 상기 제1 인에이블 신호를 출력할 수 있다. 상기 인버터는 상기 제1 인에이블 신호를 반전시켜 상기 제2 인에이블 신호를 출력하는 인버터를 포함할 수 있다.
상기 온-타임 펄스 생성기는 제1 커패시터, 제1 스위치, 적어도 하나의 제2 스위치와 적어도 하나의 제2 커패시터, 비교기 및 플립플롭을 포함할 수 있다. 상기 제1 커패시터는 상기 전류 미러 회로와 연결되는 제1 노드와 접지 전압 사이에 연결되어 상기 충전 전류를 저장할 수 있다. 상기 제1 스위치는 상기 제1 노드와 상기 접지 전압 사이에 상기 제1 커패시터와 병렬로 연결되고, 상기 제2 인에이블 신호에 응답하여 스위칭될 수 있다. 상기 적어도 하나의 제2 스위치와 적어도 하나의 제2 커패시터는 상기 제1 노드와 상기 접지 전압 사이에 서로 직렬로 연결될 수 있다. 상기 비교기는 상기 제1 노드의 램프 전압과 상기 기준 전압을 비교할 수 있다. 상기 플립플롭은 상기 제1 인에이블 신호를 입력받는 셋 단자, 상기 비교기의 출력을 입력받는 리셋 단자 및 상기 온-타임 제어 펄스를 제공하는 출력 단자를 구비할 수 있다.
상기 제2 스위치는 외부로부터 인가되는 스위칭 제어 신호에 응답하여 스위칭되고, 상기 적어도 하나의 제2 커패시터는 상기 입력 전원 전압 및 캘리브레이션 코드에 상응하는 보정 전압 중 적어도 하나를 저장할 수 있다.
상기 램프 전압의 레벨에 따라서 상기 온-타임 제어 펄스의 온-타임이 가변될 수 있다.
상기 펄스 생성 회로는 제1 펄스 생성기 및 제2 펄스 생성기를 포함할 수 있다. 상기 제1 펄스 생성기는 상기 기준 전압, 상기 피드백 전압 및 상기 제1 감지 신호에 기초하여 상기 제1 펄스 신호를 생성할 수 있다. 상기 제2 펄스 생성기는 상기 기준 전압, 상기 피드백 전압, 상기 제2 감지 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초하여 상기 제2 펄스 신호를 생성할 수 있다.
상기 제2 펄스 생성기는 제1 히스테리시스 비교기, 제2 히스테리시스 비교기, 제1 오어 게이트, 제2 오어 게이트 및 플립플롭을 포함할 수 있다. 상기 제1 히스테리시스 비교기는 상기 피드백 전압 및 상기 기준 전압의 차이에 해당하는 펄스 주파수 변조 신호를 출력하되, 가변 히스테리시스 윈도우를 가질 수 있다. 상기 제2 히스테리시스 비교기는 상기 기준 전압 및 상기 피드백 전압의 차이에 해당하는 상기 모드 신호를 출력할 수 있다. 상기 제1 오어 게이트는 상기 펄스 주파수 변조 신호 및 상기 제2 감지 신호에 대하여 오어 연산을 수행할 수 있다. 상기 제2 오어 게이트는 상기 모드 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 대하여 오어 연산을 수행할 수 있다. 상기 플립플롭은 상기 제1 오어 게이트의 출력을 수신하는 셋 단자, 상기 제2 오어 게이트의 출력을 수신하는 리셋 단자 및 상기 제2 펄스 신호를 제공하는 출력 단자를 구비할 수 있다.
상기 모드 컨트롤러는 시간 비교기, 카운터, 신호 생성기 및 선택 회로를 포함할 수 있다. 상기 시간 비교기는 상기 제1 펄스 신호의 활성화 구간인 제1 온-타임과 상기 온-타임 제어 펄스의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교하여 시간 비교 신호를 출력할 수 있다. 상기 카운터는 상기 시간 비교 신호가 제1 논리 레벨을 가지는 경우, 상기 시간 비교 신호를 카운팅하여 카운팅 출력 신호를 제공할 수 있다. 상기 신호 생성기는 상기 카운팅 출력 신호와 상기 모드 신호에 기초하여 리셋 신호와 선택 신호를 생성할 수 있다. 상기 선택 회로는 상기 선택 신호에 응답하여 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 선택하여 상기 출력 펄스 신호로 제공할 수 있다.
상기 카운터는 상기 시간 비교 신호가 상기 제1 논리 레벨을 연속적으로 기준 횟수만큼 갖는 경우에 상기 카운팅 출력 신호를 제1 논리 레벨로 출력할 수 있다.
상기 신호 생성기는 상기 모드 신호가 제1 논리 레벨이고, 상기 카운팅 출력 신호가 제1 논리 레벨인 경우에 상기 선택 신호를 제1 논리 레벨로 출력할 수 있다.
예시적인 실시예에 있어서, 상기 제1 스위칭 소자는 n-채널 파워 스위치이고, 상기 제2 스위칭 소자는 상기 스위칭 노드와 상기 출력 노드 사이에 연결되는 다이오드이고, 상기 전압 컨버터는 비동기 부스트 컨버터일 수 있다.
예시적인 실시예에 있어서, 상기 제1 스위칭 소자는 n-채널 파워 스위치이고, 상기 제2 스위칭 소자는 상기 스위칭 노드와 상기 출력 노드 사이에 연결되는 p-채널 파워 스위치이고, 상기 전압 컨버터는 동기 부스트 컨버터일 수 있다.
예시적인 실시예에 있어서, 상기 컨버팅 회로는 상기 입력 전원 전압과 상기 인덕터 사이에 연결되고, 부스팅 제어 신호에 응답하여 스위칭되어 상기 입력 전원 전압을 상기 인덕터로 전달하는 제3 스위칭 소자를 더 포함할 수 있다. 상기 제3 스위칭 소자는 p-채널 파워 스위치일 수 있다.
상기 일 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터는 컨버팅(converting) 회로 및 스위칭 제어 회로를 포함한다. 상기 컨버팅 회로는 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결된 인덕터, 제1 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 인덕터에 충전하고, 제2 구동 제어 신호에 응답하여 상기 인덕터에 충전된 전압을 방전시킨다. 상기 전압 컨버터는 상기 인덕터를 통과하여 흐르는 인덕터 전류에 기초한 제1 감지 신호와 제2 감지 신호 및 상기 출력 노드의 출력 전압이 분할된 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 상기 구동 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 상기 입력 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 조절한다.
예시적인 실시예에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로는 온-타임 컨트롤러, 펄스 생성 회로, 모드 컨트롤러 및 구동 컨트롤러를 포함할 수 있다. 상기 온-타임 컨트롤러는 상기 입력 전원 전압과 상기 기준 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 제한하는 온-타임 제어 펄스를 생성할 수 있다. 상기 펄스 생성 회로는 기준 전압, 상기 인덕터 전류의 레벨을 나타내는 상기 제1 감지 신호, 상기 인덕터 전류의 제로 레벨을 나타내는 상기 제2 감지 신호, 상기 피드백 전압 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초하여 상기 펄스 폭 변조를 수행하여 제1 펄스 신호를 생성하고, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하여 제2 펄스 신호를 생성하고, 상기 기준 전압과 상기 피드백 전압의 차이를 나타내는 모드 신호를 생성할 수 있다. 상기 모드 컨트롤러는 상기 모드 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초한 동작 모드에 따라 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 출력 펄스 신호로 제공할 수 있다. 상기 구동 컨트롤러는 상기 출력 펄스 신호에 기초하여 상기 제1 구동 제어 신호와 상기 제2 구동 제어 신호를 출력할 수 있다.
예시적인 실시예에 있어서, 상기 출력 전압의 레벨은 상기 입력 전원 전압의 레벨보다 낮고, 상기 전압 컨버터는 벅 컨버터일 수 있다.
상기 일 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예들에 따른 전력 관리 장치는 기준 전압 발생 회로, 리셋 신호 발생 회로 및 전압 컨버터를 포함한다. 상기 기준 전압 발생 회로는 파워 인에이블 신호에 기초하여 기준 전압을 발생한다. 상기 리셋 신호 발생 회로는 상기 파워 인에이블 신호 및 상기 기준 전압에 기초하여 리셋 신호를 발생한다. 상기 전압 컨버터는 출력 노드에서 제공되는 출력 전압이 분할된 피드백 전압 및 상기 기준 전압에 기초하여 펄스 주파수 변조(PFM)와 펄스 폭 변조(PWM)를 수행하여 구동 제어 신호를 생성하고, 상기 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 출력 전압으로 변환한다. 상기 전압 컨버터는 컨버팅(converting) 회로 및 스위칭 제어 회로를 포함한다. 상기 컨버팅 회로는 스위칭 노드에 연결된 인덕터, 상기 스위칭 노드와 접지 전압 사이에 연결되고 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 인덕터에 충전 하고 상기 인덕터에 충전된 전압을 방전하는 제1 스위칭 소자 및 상기 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결되는 제2 스위칭 소자를 구비한다. 상기 스위칭 제어 회로는 상기 제1 스위칭 소자로 흐르는 감지 전류에 기초한 제1 전류 감지 신호와 제2 전류 감지 신호 및 상기 출력 노드의 출력 전압이 분할된 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 상기 구동 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 상기 입력 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 조절한다.
본 발명에 실시예들에 따르면, 인덕터를 흐르는 인덕터 전류 및 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 적어도 하나의 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압에 기초하여 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하고, 온-타임 제어 펄스를 기초로 모드 전환을 수행할 수 있다. 따라서 모드 전환을 안정적으로 수행하여 안정성을 높일 수 있고, 전력 전달 효율도 증가시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 3a 및 도 3b는 도 1 또는 도 2의 전압 컨버터의 컨버팅 회로의 동작을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 도 1의 전류 감지 회로를 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 펄스 생성 회로의 구성을 나타낸다.
도 6은 도 5의 제1 펄스 생성기의 여러 신호들을 나타내는 타이밍도이다.
도 7은 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 온-타임 컨트롤러의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 8은 도 7의 온-타임 컨트롤러의 구성을 상세히 나타내는 회로도이다.
도 9a는 도 8의 온-타임 컨트롤러의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 9b는 도 5의 펄스 생성 회로에서 제2 펄스 생성기의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 10은 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 모드 컨트롤러의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 11은 도 1 및 도 2의 전압 컨버터가 펄스 주파수 변조 모드에서 인덕터의 충전 시간, 즉 온-타임을 조절하는 것을 나타낸다.
도 12는 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 부하에 따른 모드 전환을 나타낸다.
도 13은 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터의 효율을 나타내는 그래프이다.
도 14는 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 15a 및 도 15b는 도 14의 전압 컨버터의 컨버팅 회로의 동작을 나타낸다.
도 16은 도 14의 전압 컨버터의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 도 16의 일부분을 확대한 도면이다.
도 18은 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 19는 본 발명의 실시예들에 따른 전력 관리 장치를 나타내는 블록도이다.
도 20은 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 전력 관리 시스템의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 21은 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 전력 관리 시스템의 다른 예를 나타내는 블록도이다.
도 22는 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터를 포함하는 전자 장치의 실시 예를 나타내는 블록도이다.
도 23은 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 모바일 시스템의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 24는 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 컴퓨팅 시스템의 일 예를 나타내는 블록도이다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 구성요소에 대해 사용하였다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위로부터 이탈되지 않은 채 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전압 컨버터(10)는 컨버팅 회로(100), 커패시터(C1), 피드백부(40), 기준 전압 생성기(70), 전류 감지 회로(150) 및 스위칭 제어 회로(160)를 포함할 수 있다. 도 1에서 부하(50)는 설명의 편의를 위하여 도시된 것으로 전압 컨버터(10)는 부하(50)를 포함하지 않을 수 있다. 전압 컨버터(10)는 또한 SMPS(switching mode power supply) 또는 파워 컨버터(power converter) 등으로 호칭될 수 있다.
컨버팅 회로(100)는 인덕터(L), 제1 스위칭 소자(120), 제2 스위칭 소자(D) 및 제3 스위칭 소자(110)를 포함할 수 있다. 제1 스위칭 소자(120)는 스위칭 노드(SN)와 접지 전압 사이에 연결되는 n-채널 파워 스위치일 수 있고, 제2 스위칭 소자(D)는 다이오드일 수 있다. 제3 스위칭 소자(110)는 입력 전원 전압(Vin)과 인덕터(L) 사이에 연결되고, 외부로부터 제공되는 부스팅 제어 신호(BSTEN)에 응답하여 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 전달할 수 있다.
평활용 커패시터(C1)는 출력 노드(NO)와 접지 전압 사이에 연결된다. 피드백부(40)는 출력 노드(NO)와 접지 전압 사이에 커패시터(C1)와 병렬로 연결되고, 피드백 노드(FN)에서 서로 연결되는 저항들(R1, R2)로 구성되어 출력 노드(NO)에서 제공되는 출력 전압(Vout)을 분할하여 피드백 전압(VFB)으로서 제공한다. 출력 노드(NO)에서 부하(50)로는 부하 전류(ILOAD)가 흘러 들어간다. 코일(L)과 커패시터(C1)는 출력 전압(Vout)의 리플을 제거하는 로우 패스 필터의 기능을 수행한다.
제1 스위칭 소자(120)는 제1 로직 레벨의 구동 제어 신호(GP)에 응답하여 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 충전하고, 제2 로직 레벨의 구동 제어 신호(GP)에 응답하여 인덕터(L)에 충전된 전압을 출력 노드(NO)로 전달할 수 있다. 제1 스위칭 소자(120)는 스위칭 노드(SN)에 연결되는 드레인, 접지 전압에 연결되는 소스 및 구동 제어 신호(GP)가 인가되는 게이트를 구비하는 n-채널 파워 스위치를 포함할 수 있다.
제2 스위칭 소자(D)는 다이오드로 구현될 수 있고, 출력 노드(NO)로부터 스위칭 노드(SN)로 전류가 흐르는 것을 방지할 수 있다.
전류 감지 회로(150)는 제1 스위칭 소자(120)로 흐르는 감지 전류(ISEN)에 기초하여 감지 전류(ISEN)의 레벨을 나타내는 제1 감지 신호(CS)와 감지 전류(ISEN)의 영-전류 레벨을 나타내는 제2 감지 신호(ZCS)를 출력할 수 있다. 기준 전압 생성기(70)는 기준 전압(VREF)을 생성할 수 있다.
스위칭 제어 회로(160)는 제1 감지 신호(CS)와 제2 감지 신호(ZCS) 및 피드백 전압(VFB)에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 구동 제어 신호(GP)를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전압(Vin)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 시간-기반으로 조절할 수 있다. 즉 스위칭 제어 회로(160)는 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전압(Vin)에 기초하여 구동 제어 신호(GP)의 활성화 구간을 시간-기반으로 조절할 수 있다.
스위칭 제어 회로(160)는 펄스 생성 회로(200), 온-타임 컨트롤러(300), 모드 컨트롤러(400) 및 구동 컨트롤러(470)를 포함할 수 있다.
온-타임 컨트롤러(300)는 입력 전원 전압(Vin)과 기준 전압(VREF)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 제한하는 온-타임 제어 펄스(VON)를 생성할 수 있다. 펄스 생성 회로(200)는 기준 전압(VREF), 제1 감지 신호(CS), 제2 감지 신호(ZCS), 피드백 전압(VFB) 및 온-타임 제어 펄스(VON)에 기초하여 상기 펄스 폭 변조를 수행하여 제1 펄스 신호(PWMO)를 생성하고, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하여 제2 펄스 신호(PFMO)를 생성하고, 기준 전압(VREF)과 피드백 전압(VFB)의 차이를 나타내는 모드 신호(MD)를 생성할 수 있다. 온-타임 컨트롤러(300)는 외부로부터 인가되는 컨트롤러 활성화 신호(OTCEN)에 응답하여 활성화된 후 동작할 수 있다.
모드 컨트롤러(400)는 모드 신호(MD) 및 온-타임 제어 펄스(VON)에 기초한 동작 모드에 따라 제1 펄스 신호(PWMO) 및 제2 펄스 신호(PFMO) 중 하나를 선택하여 출력 펄스 신호(PLO)로 제공할 수 있다. 모드 컨트롤러(400)는 제1 펄스 신호(PWMO)의 활성화 구간인 제1 온-타임과 온-타임 제어 펄스(VON)의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교한 결과에 기초하여 제1 펄스 신호(PWMO) 및 제2 펄스 신호(PFMO) 중 하나를 출력 펄스 신호(PLO)로 선택할 수 있다.
구동 컨트롤러(470)는 출력 펄스 신호(PLO)에 기초하여 구동 제어 신호(GP)를 출력할 수 있다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 전압 컨버터(10a)는 컨버팅 회로(100a), 커패시터(C1), 피드백부(40), 기준 전압 생성기(70), 전류 감지 회로(150) 및 스위칭 제어 회로(160)를 포함할 수 있다.
컨버팅 회로(100a)는 인덕터(L), 제1 스위칭 소자(120), 제2 스위칭 소자(130) 및 제3 스위칭 소자(110)를 포함할 수 있다. 제1 스위칭 소자(120)는 스위칭 노드(SN)와 접지 전압 사이에 연결되는 n-채널 파워 스위치일 수 있고, 제2 스위칭 소자(130)는 스위칭 노드(SN)와 출력 노드(NO) 사이에 연결되는 p-채널 파워 스위치일 수 있다. 제3 스위칭 소자(110)는 입력 전원 전압(Vin)과 인덕터(L) 사이에 연결되고, 외부로부터 제공되는 부스팅 제어 신호(BSTEN)에 응답하여 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 전달할 수 있다. 제2 스위칭 소자(130)는 스위칭 노드(SN)에 연결되는 소스, 출력 노드(NO)에 연결되는 드레인 및 구동 제어 신호(GP)를 수신하는 게이트를 구비하는 p-채널 파워 스위치일 수 있다.
따라서 도 1의 전압 컨버터(10)는 비동기 부스트 컨버터일 수 있고, 도 2의 전압 컨버터(10a)는 동기 부스트 컨버터일 수 있다.
도 3a 및 도 3b는 도 1 또는 도 2의 전압 컨버터의 컨버팅 회로의 동작을 나타낸다.
도 1, 도 2 및 도 3a를 참조하면, 제1 로직 레벨의 구동 제어 신호(GP)에 응답하여 제1 스위칭 소자(120)가 턴-온되면, 컨버팅 회로(100, 100a)는 전류 빌드-업 동작(current build-up operation)을 수행하여 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 저장할 수 있다. 컨버팅 회로(100, 100a)가 전류 빌드-업 동작을 수행하는 경우, 컨버팅 회로(100, 100a)에는 제1 전류 경로(IPATH11)가 형성될 수 있다. 또한, 컨버팅 회로(100, 100a)가 전류 빌드-업 동작을 수행하는 경우 인덕터(L)의 인덕터 전류(IL)는 감지 전류(ISEN)와 실질적으로 동일하다.
도 1, 도 2 및 도 3b를 참조하면, 제2 로직 레벨의 구동 제어 신호(GP)에 응답하여 제1 스위칭 소자(120)가 턴-오프되고, 제2 스위칭 소자(130)가 턴-온되면, 컨버팅 회로(100, 100a)는 전류 트랜스퍼 동작(current transfer operation)을 수행하여 인덕터(L)에 저장된 에너지를 출력 노드(NO)에 전달할 수 있다. 컨버팅 회로(100, 100a)가 전류 트랜스터 동작을 수행하는 경우, 컨버팅 회로(100, 100a)에는 제2 전류 경로(IPATH12)가 형성되어, 로드(50)에 부하 전류(ILOAD)가 제공될 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시예들에 따른 도 1의 전류 감지 회로를 나타내는 블록도이다.
도 4를 참조하면, 전류 감지 회로(150)는 전류 센서(151) 및 영전류 센서(153)를 포함할 수 있다. 전류 센서(151)는 감지 전류(ISEN)의 레벨을 감지하여 제1 감지 신호(CS)를 출력할 수 있다. 영전류 센서(153)는 감지 전류(ISEN)의 제로 레벨을 감지하여 제2 감지 신호(ZCS)를 출력할 수 있다. 제1 감지 신호(CS)와 제2 감지 신호(ZCS)는 전압 신호일 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 펄스 생성 회로의 구성을 나타낸다.
도 5를 참조하면, 펄스 생성 회로(200)는 제1 펄스 생성기(210) 및 제2 펄스 생성기(230)를 포함할 수 있다.
제1 펄스 생성기(210)는 기준 전압(VREF), 피드백 전압(VFB) 및 제1 감지 신호(CS)에 기초하여 제1 펄스 신호(PWMO)를 생성할 수 있다. 제2 펄스 생성기(230)는 기준 전압(VREF), 피드백 전압(VFB), 제2 감지 신호(ZCS) 및 온-타임 제어 펄스(VON)에 기초하여 제2 펄스 신호(PFMO)를 생성할 수 있다.
제1 펄스 생성기(210)는 에러 증폭기(211), 히스테리시스 비교기(213) 및 RS-플립플롭(215)을 포함할 수 있다. 에러 증폭기(211)는 기준 전압(VREF)과 피드백 전압(VFB)의 차이를 증폭하여 에러 전압(VER)을 출력할 수 있다. 히스테리시스 비교기(213)는 제1 감지 신호(CS)와 에러 전압(VER)의 차이를 나타내는 펄스폭변조 신호(PWMS)를 출력할 수 있다. RS-플립플롭(215)은 일정한 주기를 갖는 클럭 신호(CLK)를 입력받는 셋 단자(S), 펄스폭변조 신호(PWMS)를 입력받는 리셋 단자(R) 및 제1 펄스 신호(PWMO)를 제공하는 출력 단자(Q)를 구비할 수 있다. 따라서, 제1 펄스 신호(PWMO)는 클럭 신호(CLK)의 상승 에지에 응답하여 셋되고, 펄스폭변조 신호(PWMS)의 상승 에지에 응답하여 리셋될 수 있다.
제2 펄스 생성기(230)는 제1 히스테리시스 비교기(231), 제2 히스테리시스 비교기(233), 제1 오어 게이트(235), 제2 오어 게이트(237) 및 RS-플립플롭(239)을 포함할 수 있다.
제1 히스테리시스 비교기(231)는 피드백 전압(VFB) 및 기준 전압(VREF)의 차이에 해당하는 펄스 주파수 변조 신호(PFMS)를 출력하되, 가변 히스테리시스 윈도우를 가질 수 있다. 제2 히스테리시스 비교기(233)는 기준 전압(VREF) 및 피드백 전압(VFB)의 차이에 해당하는 모드 신호(MD)를 출력할 수 있다. 제1 오어 게이트(235)는 펄스 주파수 변조 신호(PFMS) 및 제2 감지 신호(ZCS)에 대하여 오어 연산을 수행할 수 있다. 제2 오어 게이트(237)는 모드 신호(MD) 및 온-타임 제어 펄스(VON)에 대하여 오어 연산을 수행할 수 있다. RS-플립플롭(239)은 제1 오어 게이트(235)의 출력을 수신하는 셋 단자(S), 제2 오어 게이트(237)의 출력을 수신하는 리셋 단자(R) 및 제2 펄스 신호(PFMO)를 제공하는 출력 단자(Q)를 구비할 수 있다. 따라서 제2 펄스 신호(PFMO)는 제2 감지 신호(ZCS)의 상승 에지나 펄스 주파수 변조 신호(PFMS)의 상승 에지에 응답하여 셋되고, 모드 신호(MD)의 상응 에지나 온-타임 제어 펄스(VON)의 상승 에지에 응답하여 리셋될 수 있다.
도 6은 도 5의 제1 펄스 생성기의 여러 신호들을 나타내는 타이밍도이다.
도 6에서 VREF'로 나타나 있는 것은 피드백 전압(VFB)의 레벨이 기준 전압(VREF)과 일치할 때의 출력 전압(Vout)의 레벨을 나타낸다. 출력 전압(Vout)이 기준 전압(VREF1)에 대응하는 VREF'보다 낮은 동안(도 6의 T1의 기간)은 에러 전압(VER)이 로우 레벨이 된다. 이 동안(T1)에는 제1 펄스 신호(PWMO)가 로우 레벨이 된다.
T1 기간에 출력 전압(Vout)이 점차 낮아지고 이에 따라 피드백 노드(FN)의 레벨이 낮아진다. 그리고 출력 전압(Vout)이 기준 전압(VREF')보다 낮아지면, 에러 증폭기(211)의 출력이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화된다. 타이밍들(t11, t12) 사이의 구간 동안에 제1 감지 신호(CS)의 레벨이 에러 전압(VER)의 레벨보다 낮기 때문에 히스테리시스 비교기(즉, PWM 비교기, 213)는 펄스 폭 변조 신호(PWMS)를 로우 레벨로 출력한다. 타이밍들(t12, t13) 사이의 구간 동안에 제1 감지 신호(CS)의 레벨이 에러 전압(VER)의 레벨보다 높기 때문에 펄스 폭 변조 신호(PWMS)가 하이 레벨로 변화하고, 타이밍(t13)에 클럭 신호가 하이 레벨로 천이한다. 따라서 제1 펄스 신호(PWMO)는 타이밍(t11)에 클럭 신호(CLK)의 상승 에지에 응답하여 셋 되고, 타이밍(t12)에 펄스 폭 변조 신호(PWMS)의 상승 에지에 응답하여 리셋되고, 타이밍(t13)에 클럭 신호(CLK)의 상승 에지에 응답하여 셋될 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 온-타임 컨트롤러의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 8은 도 7의 온-타임 컨트롤러의 구성을 상세히 나타내는 회로도이다.
도 7 및 도 8을 참조하면, 온-타임 컨트롤러(300)는 인에이블 신호 생성기(310), 전류 미러 회로(330) 및 온-타임 펄스 생성기(350)를 포함할 수 있고, 또한 추가적으로 기준 전류 생성기(320)를 포함할 수 있다. 기준 전류 생성기(320)는 기준 전류(IBGR)를 생성하여 전류 미러 회로(330)에 제공할 수 있다.
인에이블 신호 생성기(310)는 외부로부터 제공되는 제어 신호들(CLEN, OECEN)과 기준 펄스 신호(PLON)에 기초하여 제1 인에이블 신호(EN)와 제2 인에이블 신호(ENB)를 생성할 수 있다. 제1 인에이블 신호(EN)와 제2 인에이블 신호(ENB)는 상보적인 신호일 수 있다. 전류 미러 회로(330)는 제1 인에이블 신호(EN)에 응답하여 기준 전류(IBGR)를 미러링하여 충전 전류(ICH)를 생성할 수 있다. 온-타임 펄스 생성기(350)는 제1 인에이블 신호(EN), 제2 인에이블 신호(ENB), 충전 전류(ICH), 기준 전압(VREF) 및 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 온-타임 제어 펄스(VON)를 생성할 수 있다.
인에이블 신호 생성기(310)는 제1 앤드 게이트(310), 제2 앤드 게이트(313) 및 인버터(315)를 포함할 수 있다. 제1 앤드 게이트(310)는 캘리브레이션 인에이블 신호(CLEN) 및 기준 펄스 신호(PLON)에 대하여 앤드 연산을 수행할 수 있다. 제2 앤드 게이트(313)는 제1 앤드 게이트(311)의 출력과 온-타임 컨트롤러(300)의 활성화를 지시하는 컨트롤러 활성화 신호(OTCEN)에 대하여 앤드 연산을 수행하여 제1 인에이블 신호(EN)를 출력할 수 있다. 인버터(315)는 제1 인에이블 신호(EN)를 반전시켜 제2 인에이블 신호(ENB)를 출력할 수 있다.
전류 미러 회로(330)는 엔모스 트랜지스터들(331, 332, 333) 및 피모스 트랜지스터들(334, 335)을 포함하여 구성될 수 있다.
엔모스 트랜지스터(331)는 기준 전압(IBGR)을 수신하는 드레인, 제1 인에이블 신호(EN)를 수신하는 게이트 및 노드(N1)에 연결되는 소스를 구비할 수 있다. 엔모스 트랜지스터(332)는 노드(N1)에 연결되는 드레인, 노드(N1)에 연결되는 게이트 및 접지 전압에 연결되는 소스를 구비할 수 있다. 엔모스 트랜지스터(333)는 노드(N2)에 연결되는 드레인, 노드(N1)에 연결되는 게이트 및 접지 전압에 연결되는 소스를 구비할 수 있다.
피모스 트랜지스터(334)는 전원 전압(VDD)에 연결되는 소스, 노드(N2)에 연결되는 게이트 및 노드(N2)에 연결되는 드레인을 구비할 수 있다. 피모스 트랜지스터(335)는 전원 전압(VDD)에 연결되는 소스, 노드(N2)에 연결되는 게이트 및 충전 전류(ICH)가 제공되는 드레인을 구비할 수 있다. 피모스 트랜지스터(335)의 드레인은 노드(N3)에서 온-타임 펄스 생성기(350)에 연결될 수 있다.
엔모스 트랜지스터들(331, 332, 333)은 제1 전류 미러를 구성할 수 있고, 엔모스 트랜지스터(333)와 피모스 트랜지스터들(334, 335)은 제2 전류 미러를 구성할 수 있다. 따라서 노드(N3)에 제공되는 충전 전류(ICH)는 엔모스 트랜지스터들(331, 332, 333)과 피모스 트랜지스터들(334, 335)의 크기에 따라서 기준 전류(IBGE)의 크기와 동일하거나 정수배일 수 있다.
온-타임 펄스 생성기(350)는 제1 스위치(351), 제1 커패시터(352), 제2 스위치(353), 제2 커패시터(354), 비교기(355) 및 RS-플립플롭(356)을 포함하여 구성될 수 있다.
제1 스위치(351)는 노드(N3)와 접지 전압 사이에 연결되고, 제2 인에이블 신호(ENB)에 응답하여 스위칭되어 제1 커패시터(352) 및 제2 커패시터(354)에 저장된 전압을 디스차지시키거나, 전류 미러 회로(330)에 잔류된 전류를 싱킹시킬 수 있다. 제1 커패시터(352)는 노드(N3)와 접지 전압 사이에 제1 스위치(351)와 병렬로 연결되고, 충전 전류(ICH)에 상응하는 전압을 저장할 수 있다. 제2 스위치(353)와 제2 커패시터(354)는 노드(N3)와 접지 전압 사이에 직렬로 연결될 수 있다. 제2 스위치(353)와 제2 커패시터(354)는 노드(N3)와 접지 전압 사이에 복수개가 연결될 수 있는데, 제2 커패시터(354)는 입력 전원 전압(Vin) 및 캘리브레이션 코드에 상응하는 보정 전압 중 적어도 하나를 저장할 수 있고, 제2 스위치(353)는 외부로부터 인가되는 스위칭 제어 신호(SCS)에 응답하여 스위칭되어 노드(N3)에 제2 커패시터(354)에 저장된 전압을 제공할 수 있다.
비교기(355)는 제1 인에이블 신호(EN)에 응답하여 활성화되고, 노드(N3)의 전압인 램프 전압(VRMP)과 기준 전압(VREF)을 비교하여, 비교 결과에 해당하는 출력 신호(CMPO)를 제공할 수 있다. 따라서 램프 전압(VRMP)의 레벨은 제1 커패시터(352) 및 제2 커패시터(353)에 저장된 전압의 레벨에 따라 증가하고, 출력 신호(CMPO)는 램프 전압(VRMP)의 레벨의 증가에 따라 기준 전압(VREF)에 도달하는 속도가 증가할 수 있다. 또한 램프 전압(VRMP)의 레벨은 적어도 입력 전원 전압(Vin)의 레벨과 관계되므로, 출력 신호(CMPO)의 레벨이 기준 전압(VREF)의 레벨에 도달하는 속도는 적어도 입력 전원 전압(Vin)의 레벨과 관계된다.
RS-플립플롭(356)은 제1 인에이블 신호(EN)를 입력받는 셋 단자(S), 비교기(355)의 출력(CMPO)을 입력받는 리셋 단자(R) 및 온-타임 제어 펄스(VON)를 제공하는 출력 단자(Q)를 구비할 수 있다. 따라서 -타임 제어 펄스(VON)는 제1 인에이블 신호(EN)의 상승 에지에 응답하여 셋되고, 비교기 출력 신호(CMPO)의 상승 에지에 응답하여 리셋될 수 있다. 따라서, 출력 신호(CMPO)의 레벨이 기준 전압(VREF)의 레벨에 도달하는 속도는 적어도 입력 전원 전압(Vin)의 레벨과 관계되므로, 온-타임 제어 펄스(VON)의 활성화 구간인 온-타임은 입력 전원 전압(Vin)의 레벨과 관계된다. 따라서 온-타임 컨트롤러(300)는 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 피드포워드 방식으로 인덕터(L)의 충전 시간을 시간-기반으로 조절할 수 있다. 또한 제2 커패시터(354)는 캘리브레이션 코드에 상응하는 보정 전압을 저장할 수 있으므로, 온-타임 컨트롤러(300)는 프로세스 변화 및 온도 변화에 따른 편차를 상쇄시키는 성분을 반영하여 인덕터(L)의 충전 시간을 시간-기반으로 조절할 수 있다.
도 9a는 도 8의 온-타임 컨트롤러의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 8 및 도 9a를 참조하면, 컨트롤러 활성화 신호(OTCEN)와 캘리브레이션 인에이블 신호(CLEN)는 타이밍들(t21~t28)에서 활성화되고, 기준 펄스 신호(PLON)는 타이밍들(t21~t22, t24~t25, t27~t28)에서 활성화되므로, 제1 인에이블 신호(EN)의 활성화구간은 기준 펄스 신호(PLON)와 실질적으로 동일할 수 있다. 타이밍들(t23, t25, t28) 각각에서 램프 전압(VRMP)의 레벨이 기준 전압(VREF)의 레벨과 같으므로 타이밍들(t23, t25, t28) 각각에서 비교기 출력 신호(CMPO)가 짧게 활성화된다. 캘리브레이션 코드가 입력됨에 따라, 타이밍들(t23, t25, t28)에서 램프 전압(VRMP)의 레벨이 순차적으로 증가하게 된다. 따라서, 온-타임 제어 펄스(VON)는 기준 펄스 신호(PLON)의 상승 에지에 동기되어 활성화되고(셋되고), 비교기 출력 신호(CMPO)의 상승 에지에 동기되어 비활성화(리셋)될 수 있다.
도 9b는 도 5의 펄스 생성 회로에서 제2 펄스 생성기의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 5, 도 9a 및 도 9b를 참조하면, 타이밍들(t31~t34, t35~t38, t39~t42)사이들의 각각의 구간에서는 피드백 전압(VFB)이 증가하고, 타이밍들(t34~t35, t38~t39, t42~t43)사이들의 각각의 구간에서는 피드백 전압(VFB)이 감소한다. 타이밍들(t35, t39) 각각에서 인덕터 전류(IL)의 레벨이 제로 레벨이므로 제2 감지 신호(ZCS)가 짧은 시간 동안 활성화된다. 기준 전압(VREF)와 피드백 전압(VFB)의 차이에 의하여 제1 히스테리시스 비교기(231)의 출력인 펄tm 주파수 변조 신호(PFMS)는 타이밍들(t31~t34, t35~t38, t39~t42)사이들의 각각의 구간에서 활성화되고, 제2 히스테리시스 비교기(233)의 출력인 모드 신호(MD)는 타이밍들(t34~t35, t38~t39, t42~t43)사이들의 각각의 구간에서 활성화된다.
온-타임 제어 전압(VON)은 타이밍들(t32~t33, t36~t37, t40~t41)사이들의 각각의 구간에서 활성화된다. 따라서 제1 오어 게이트(235)의 출력(S)은 타이밍들(t31~t34, t35~t38, t39~t42)사이들의 각각의 구간에서 활성화되고, 제2 오어 게이트(237)의 출력(R)은 타이밍들(t32~t33, t34~t35, t36~t37, t37~t38, t40~t41, t42~t43)사이들의 각각의 구간에서 활성화된다. 이에 따라, 제2 펄스 신호(PFMO)는 제1 오어 게이트(237)의 출력의 상승 에지에 응답하여 활성화되고, 제2 오어 게이트(237)의 출력의 상승 에지에 응답하여 비활성화된다. 즉, 제2 펄스 신호(PFMO)는 타이밍들(t31~t32, t35~t36, t39~t40)사이들의 각각의 구간에서 활성화된다.
도 10은 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 모드 컨트롤러의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 10을 참조하면, 모드 컨트롤러(400)는 시간 비교기(410), 카운터(420), 신호 생성기(430) 및 선택 회로(440)를 포함할 수 있다.
시간 비교기(410)는 제1 펄스 신호(PWMO)의 활성화 구간인 제1 온-타임과 온-타임 제어 펄스(VON)의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교하여 시간 비교 신호(TOUT)를 출력할 수 있다. 시간 비교기(410)는 제1 펄스 신호(PWMO)의 활성화 구간인 제1 온-타임이 온-타임 제어 펄스(VON)의 활성화 구간인 제2 온-타임보다 작은 경우에 시간 비교 신호(COUT)를 제1 논리 레벨로 출력할 수 있다. 카운터(420)는 시간 비교 신호(TOUT)가 제1 논리 레벨을 가지는 경우, 시간 비교 신호(TOUT)를 카운팅하여 카운팅 출력 신호(COUT)를 제공할 수 있다. 카운터(420)는 시간 비교 신호가 상기 제1 논리 레벨을 연속적으로 기준 횟수만큼 갖는 경우에 카운팅 출력 신호(COUT)를 제1 논리 레벨로 출력할 수 있다.
신호 생성기(430)는 카운팅 출력 신호(COUT)와 모드 신호(MD)에 기초하여 리셋 신호(RST)와 선택 신호(SS)를 생성할 수 있다. 신호 생성기(430)는 리셋 신호(RST)는 카운터(420)에 제공하고, 선택 신호(SS)는 선택 회로(440)에 제공할 수 있다. 신호 생성기(430)는 모드 신호(MD)가 제1 논리 레벨이고, 카운팅 출력 신호(COUT)가 제1 논리 레벨인 경우에 선택 신호(SS)를 제1 논리 레벨로 출력할 수 있다. 신호 생성기(430)는 제1 논리 레벨의 카운팅 출력 신호(COUT)에 응답하여 리셋 신호(RST)를 카운터(420)로 출력하여 카운터(420)를 리셋시킬 수 있다.
선택 회로(440)는 선택 신호(SS)에 응답하여 제1 펄스 신호(PWMO) 및 제2 펄스 신호(PFMO) 중 하나를 선택하여 출력 펄스 신호(PLO)로 출력할 수 있다. 즉 선택 회로(440)는 모드 신호(MD)가 제1 논리 레벨이고, 카운팅 출력 신호(COUT)가 제1 논리 레벨인 경우에 제2 펄스 신호(PFMO)를 출력 펄스 신호(PLO)로 선택할 수 있다.
도 11은 도 1 및 도 2의 전압 컨버터가 펄스 주파수 변조 모드에서 인덕터(L)의 충전 시간, 즉 온-타임을 조절하는 것을 나타낸다.
도 11을 참조하면, 온-타임 컨트롤러(530)는 입력 전원 전압(Vin)에 기초한 인덕터 전류(IL)의 피크 레벨(IPEAK)에 따라 펄스 주파수 변조 모드에서 구동 제어 신호(GP)의 온-타임을 적응적으로 조절할 수 있다. 즉, 인덕터 전류(IL)의 피크 레벨(IPEAK)의 높을 때는 구동 제어 신호(GP)의 온-타임을 온-타임(TON1)으로 조절하고, 인덕터 전류(IL)의 피크 레벨(IPEAK)의 낮을 때는 구동 제어 신호(GP)의 온-타임을 온-타임(TON2)으로 조절할 수 있다. 종래의 전압 컨버터에서는 펄스 주파수 변조 모드에서 인덕터 전류의 피크 레벨이 낮아지는 경우, 인덕터 전류를 센싱하는 정확도가 급격히 감소되고, 또한 피드백 방식을 사용하기 때문에 피드백 지연, 경로 지연등이 추가되는 문제점이 발생하였다. 하지만 본 발명의 실시예들에 따르면, 피드 포워드 방식의 시간-기반으로 인덕터 전류의 충전 시간을 조절하므로 이러한 문제점들을 해결할 수 있다.
도 12는 도 1 및 도 2의 전압 컨버터에서 부하에 따른 모드 전환을 나타낸다.
도 12를 참조하면, 도 1 및 도 2의 전압 컨버터(부스터 컨버터, 10, 10a)는 제1 구간(INT11) 및 제2 구간(INT12)에서는 펄스 폭 변조 모드에서 동작하고, 제3 구간(INT13)에서는 펄수 주파수 변조 모드로 동작한다. 펄스 폭 변조 모드로 동작하는 제1 구간(INT11)에서는 구동 제어 신호(GP)의 온-타임이 구동 제어 펄스(VON)의 온-타임보다 크다. 펄스 폭 변조 모드로 동작하는 제2 구간(INT12)에서는 구동 제어 신호(GP)의 온-타임이 구동 제어 펄스(VON)의 온-타임보다 작다. 도 10의 모드 컨트롤러(400)의 카운터(420)는 구동 제어 신호(GP)의 온-타임이 구동 제어 펄스(VON)의 온-타임보다 작은 회수를 카운팅하여 작은 회수가 기준 회수와 동일한 경우에 카운팅 출력 신호(COUT)를 제1 로직 레벨로 출력할 수 있다. 카운팅 출력 신호(COUT)가 제1 로직 레벨이고, 모드 신호(MD)가 제1 로직 레벨인 경우에 도 1 및 도 2의 전압 컨버터(부스터 컨버터, 10, 10a)는 제3 구간(INT13)에서와 같이 펄스 주파수 변조 모드에서 동작할 수 있다.
도 13은 본 발명의 실시예들에 따른 도 1 및 도 2의 전압 컨버터의 효율을 나타내는 그래프이다.
도 13에서 구간(INT21)은 도 1의 부하(50)에 전달되는 부하 전류(ILOAD)가 매우 작은 경우를 나타내고, 구간(INT22)은 부하(50)에 전달되는 부하 전류(ILOAD)가 매우 작은 경우를 나타내고, 구간(INT23)은 부하(50)에 전달되는 부하 전류(ILOAD)가 큰 경우를 나타낸다. 또한 도 13에서 참조 번호(451)는 본 발명의 실시예들과 비교하기 위하여 본 발명을 적용하지 않은 경우에 입력 전원 전압(Vin)을 3.3V의 출력 전압(Vout)으로 부스팅한 경우를 나타내고, 참조 번호(453)는 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터에서 입력 전원 전압(Vin)을 3.3V의 출력 전압(Vout)으로 부스팅한 경우를 나타내고, 참조 번호(457)는 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터에서 입력 전원 전압(Vin)을 5.5V의 출력 전압(Vout)으로 부스팅한 경우를 나타낸다. 또한 참조 번호들(456, 457, 458)은 각각의 경우에서 부하 전류(ILOAD)의 증가에 따라 펄스 주파수 변조 모드에서 펄스 폭 변조 모드로 모드 전환이 이루어진 것을 나타낸다.
도 13을 참조하면, 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터(10, 10a)의 전력 전달 효율이 펄스 주파수 변조 모드와 펄스 폭 변조 모드에서 모두 개선되었음을 알 수 있다.
도 14는 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 14를 참조하면, 전압 컨버터(20)는 컨버팅 회로(60), 커패시터(C1), 피드백부(40), 기준 전압 생성기(70), 전류 감지 회로(510) 및 스위칭 제어 회로(515)를 포함할 수 있다. 도 14에서 부하(50)는 설명의 편의를 위하여 도시된 것으로 전압 컨버터(20)는 부하(50)를 포함하지 않을 수 있다. 전압 컨버터(20)는 또한 SMPS(switching mode power supply) 또는 파워 컨버터(power converter) 등으로 호칭될 수 있다.
컨버팅 회로(60)는 인덕터(L), 제1 스위칭 소자(61), 제2 스위칭 소자(63)를 포함할 수 있다. 인덕터(L)는 스위칭 노드(SW)와 출력 노드(NO) 사이에 연결될 수 있다. 제1 스위칭 소자(61)는 입력 전원 전압(Vin)과 스위칭 노드(SW)에 연결되고, 제1 구동 제어 신호(GP1)에 응답하여 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 충전시킬 수 있다. 제2 스위칭 소자(63)는 스위칭 노드(SW)와 접지 전압 사이에 연결되고, 제2 구동 제어 신호(GP2)에 응답하여 인덕터(L)에 충전된 전압을 방전시킬 수 있다.
제1 스위칭 소자(61)는 입력 전원 전압(Vin)에 연결되는 소스, 제1 구동 제어 신호(GP1)를 수신하는 게이트 및 스위칭 노드(SW)에 연결되는 드레인을 구비하는 피모스 트랜지스터일 수 있다. 제2 스위칭 소자(63)는 스위칭 노드(SW)에 연결되는 드레인, 제2 구동 제어 신호(GP2)를 수신하는 게이트 및 접지 전압에 연결되는 소스를 구비하는 엔모스 트랜지스터일 수 있다. 제1 구동 제어 신호(GP1)와 제2 구동 제어 신호(GP2)는 동일한 논리 레벨을 가질 수 있다.
평활용 커패시터(C1)는 출력 노드(NO)와 접지 전압 사이에 연결된다. 피드백부(40)는 출력 노드(NO)와 접지 전압 사이에 커패시터(C1)와 병렬로 연결되고, 피드백 노드(FN)에서 서로 연결되는 저항들(R1, R2)로 구성되어 출력 노드(NO)에서 제공되는 출력 전압(Vout1)을 분할하여 피드백 전압(VFB1)으로서 제공한다. 출력 노드(NO)에서 부하(50)로는 부하 전류(ILOAD)가 흘러 들어간다. 코일(L)과 커패시터(C1)는 출력 전압(Vout)의 리플을 제거하는 로우 패스 필터의 기능을 수행한다.
제1 스위칭 소자(61)와 제2 스위칭 소자(63)는 제2 로직 레벨의 제1 구동 제어 신호(GP1)와 제2 구동 제어 신호(GP2)에 응답하여 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 충전하고, 제1 로직 레벨의 제1 구동 제어 신호(GP1)와 제2 구동 제어 신호(GP2)에 응답하여 인덕터(L)에 충전된 전압을 출력 노드(NO)로 전달할 수 있다.
전류 감지 회로(510)는 인덕터(L)로 흐르는 감지 전류(ISEN1), 즉 인덕터 전류(IL1)에 기초하여 감지 전류(ISEN1)의 레벨을 나타내는 제1 감지 신호(CS1)와 감지 전류(ISEN1)의 영-전류 레벨을 나타내는 제2 감지 신호(ZCS1)를 출력할 수 있다. 기준 전압 생성기(70)는 기준 전압(VREF)을 생성할 수 있다.
스위칭 제어 회로(515)는 제1 감지 신호(CS1)와 제2 감지 신호(ZCS1) 및 피드백 전압(VFB)에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 제1 구동 제어 신호(GP1)와 제2 구동 제어 신호(GP2)를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절할 수 있다. 즉 스위칭 제어 회로(515)는 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전압(Vin)에 기초하여 제1 구동 제어 신호(GP1)의 로우-활성화 구간을 시간-기반으로 조절할 수 있다.
스위칭 제어 회로(515)는 펄스 생성 회로(520), 온-타임 컨트롤러(530), 모드 컨트롤러(540) 및 구동 컨트롤러(550)를 포함할 수 있다.
온-타임 컨트롤러(530)는 입력 전원 전압(Vin)과 기준 전압(VREF)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 제한하는 온-타임 제어 펄스(VON1)를 생성할 수 있다. 펄스 생성 회로(520)는 기준 전압(VREF), 제1 감지 신호(CS1), 제2 감지 신호(ZCS1), 피드백 전압(VFB1) 및 온-타임 제어 펄스(VON1)에 기초하여 상기 펄스 폭 변조를 수행하여 제1 펄스 신호(PWMO1)를 생성하고, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하여 제2 펄스 신호(PFMO1)를 생성하고, 기준 전압(VREF)과 피드백 전압(VFB1)의 차이를 나타내는 모드 신호(MD1)를 생성할 수 있다.
모드 컨트롤러(540)는 모드 신호(MD1) 및 온-타임 제어 펄스(VON1)에 기초한 동작 모드에 따라 제1 펄스 신호(PWMO1) 및 제2 펄스 신호(PFMO1) 중 하나를 선택하여 출력 펄스 신호(PLO1)로 제공할 수 있다. 모드 컨트롤러(540)는 제1 펄스 신호(PWMO1)의 활성화 구간인 제1 온-타임과 온-타임 제어 펄스(VON1)의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교한 결과에 기초하여 제1 펄스 신호(PWMO1) 및 제2 펄스 신호(PFMO1) 중 하나를 출력 펄스 신호(PLO1)로 선택할 수 있다.
구동 컨트롤러(550)는 출력 펄스 신호(PLO1)에 기초하여 출력 펄스 신호(PLO1)를 반전시켜 제1 구동 제어 신호(GP1)와 제2 구동 제어 신호(GP2)를 각각 제1 스위칭 소자(61)와 제2 스위칭 소자(GP2)에 제공할 수 있다.
도 15a 및 도 15b는 도 14의 전압 컨버터의 컨버팅 회로의 동작을 나타낸다.
도 14 및 도 15a를 참조하면, 제2 로직 레벨의 제1 구동 제어 신호(GP1)와 제2 구동 제어 신호(GP2)에 각각 응답하여 제1 스위칭 소자(61)가 턴-온되고, 제2 스위칭 소자(63)가 턴-오프되면, 컨버팅 회로(60)는 전류 빌드-업 동작(current build-up operation)을 수행하여 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 저장할 수 있다. 컨버팅 회로(60)가 전류 빌드-업 동작을 수행하는 경우, 컨버팅 회로(60)에는 제1 전류 경로(IPATH21)가 형성될 수 있다.
도 14 및 도 15b를 참조하면, 제1 로직 레벨의 제1 구동 제어 신호(GP1)와 제2 구동 제어 신호(GP2)에 각각 응답하여 제1 스위칭 소자(61)가 턴-오프되고 제2 스위칭 소자(63)가 턴-온되면, 컨버팅 회로(100, 100a)는 전류 트랜스퍼 동작(current transfer operation)을 수행하여 인덕터(L)에 저장된 에너지를 출력 노드(NO)에 전달할 수 있다. 컨버팅 회로(60)가 전류 트랜스터 동작을 수행하는 경우, 컨버팅 회로(60)에는 제2 전류 경로(IPATH22)가 형성되어, 로드(50)에 부하 전류(ILOAD)가 제공될 수 있다.
도 14의 전압 컨버터(20)는 입력 전원 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환하고, 출력 전압(Vout)의 레벨은 입력 전압(Vin)의 레벨보다 낮을 수 있다. 따라서, 도 14의 전압 컨버터(40)는 벅 컨버터일 수 있다.
도 14의 벅 컨버터(20)의 동작은 도 1 내지 도 13을 참조하여 설명한 도 1 및 도 2의 전압 컨버터(10, 10a)의 동작과 실질적으로 유사하므로 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 16은 도 14의 전압 컨버터의 동작을 설명하기 위한 도면이고, 도 17은 도 16의 일부분을 확대한 도면이다.
도 16 및 도 17을 참조하면, 동작 초기에 부하 전류(ILOAD)의 레벨이 낮으므로, 전압 컨버터(20)는 펄스 폭 변조 모드에서 동작한다. 시간(t1") 이전의 상기 변조 모드에서는 상술한 바와 같이, 전압 컨버터(20)는 스위칭 제어 회로(515)에서 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하여 손실을 감소시켜 전력 전달 효율을 증가시킬 수 있다.
시간들(t1", t2") 사이에서 부하 전류(ILOAD)가 증가하게 되면, 전압 컨버터(20)는, 전압 컨버터(20)는 동작 모드는 PFM 모드에서 PWM 모드로 전환된다.
시간들(t1", t2") 사이에서 부하 전류(ILOAD)가 증가하게 되면 시간(t2") 이후에 전압 컨버터(10)는 PWM 모드에서 동작하게 된다. 도 17의 모드 전환 구간(491)에서도 부하 전류(ILOAD)가 증가함에 따라 부하(50)에 전달되는 전류는 인덕터 전류(IL)의 평균값에 해당하므로 인덕터 전류(IL)가 제로 값에 도달하는 경우보다 높은 효율로 전력이 부하(50)에 전달됨을 알 수 있다.
도 18은 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 18을 참조하면, 전압 컨버터(600)는 컨버팅 회로(610), 커패시터(C1), 피드백부(40), 기준 전압 생성기(670), 전류 감지 회로(620) 및 스위칭 제어 회로(625)를 포함할 수 있다. 도 18에서 부하(50)는 설명의 편의를 위하여 도시된 것으로 전압 컨버터(600)는 부하(50)를 포함하지 않을 수 있다. 전압 컨버터(600)는 또한 SMPS(switching mode power supply) 또는 파워 컨버터(power converter) 등으로 호칭될 수 있다.
컨버팅 회로(610)는 인덕터(L), 제1 스위칭 소자(611), 제2 스위칭 소자(612), 제3 스위칭 소자(613), 제4 스위칭 소자(614)를 포함할 수 있다. 인덕터(L)는 제1 스위칭 노드(SW1)와 제2 스위칭 노드(SW2)에 연결될 수 있다. 제1 스위칭 소자(611)는 입력 전원 전압(Vin)과 제1 스위칭 노드(SW1) 사이에 연결되고, 제1 구동 제어 신호(GP21)에 응답하여 벅-모드에서 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 충전시킬 수 있다. 제2 스위칭 소자(612)는 제1 스위칭 노드(SW1)와 접지 전압 사이에 연결되고, 제2 구동 제어 신호(GP22)에 응답하여 벅-모드에서 인덕터(L)에 충전된 전압을 방전시킬 수 있다.
제3 스위칭 소자(613)는 제2 스위칭 노드(SW2)와 접지 전압 사이에 연결되고 부스트 모드에서 입력 전원 전압(Vin)을 인덕터(L)에 충전시킬 수 있다. 제4 스위칭 소자(614)는 제2 스위칭 노드(SW2)와 출력 노드(NO) 사이에 연결되고 제4 구동 제어 신호(GP24)에 응답하여 부스트 모드에서 인덕터(L)에 충전된 전압을 방전시킬 수 있다.
제1 스위칭 소자(611)는 입력 전원 전압(Vin)에 연결되는 소스, 제1 구동 제어 신호(GP1)를 수신하는 게이트 및 스위칭 노드(SW)에 연결되는 드레인을 구비하는 피모스 트랜지스터일 수 있다. 제2 스위칭 소자(612)는 제1 스위칭 노드(SW1)에 연결되는 드레인, 제2 구동 제어 신호(GP2)를 수신하는 게이트 및 접지 전압에 연결되는 소스를 구비하는 엔모스 트랜지스터일 수 있다. 제3 스위칭 소자(613)는 제2 스위칭 노드(SW2)에 연결되는 드레인, 제3 구동 제어 신호(GP23)를 수신하는 게이트 및 접지 전압에 연결되는 소스를 구비하는 엔모스 트랜지스터일 수 있다. 제4 스위칭 소자(614)는 제2 스위칭 노드(SW2)에 연결되는 소스, 제4 구동 제어 신호(GP24)를 수신하는 게이트 및 출력 노드(NO)에 연결되는 드레인을 구비하는 피모스 트랜지스터일 수 있다.
평활용 커패시터(C1)는 출력 노드(NO)와 접지 전압 사이에 연결된다. 피드백부(40)는 출력 노드(NO)와 접지 전압 사이에 커패시터(C1)와 병렬로 연결되고, 피드백 노드(FN)에서 서로 연결되는 저항들(R1, R2)로 구성되어 출력 노드(NO)에서 제공되는 출력 전압(Vout2)을 분할하여 피드백 전압(VFB2)으로서 제공한다. 출력 노드(NO)에서 부하(50)로는 부하 전류(ILOAD)가 흘러 들어간다. 코일(L)과 커패시터(C1)는 출력 전압(Vout2)의 리플을 제거하는 로우 패스 필터의 기능을 수행한다.
컨버팅 회로(610)는 벅 모드에서 입력 전원 전압(Vin)을 강압하여 출력 전압(Vout1)을 생성하고, 부스트 모드에서 입력 전원 전압(Vin)을 승압하여 출력 전압(Vout1)을 생성하며, 벅-부스트 모드에서 입력 전원 전압(Vin)을 강압 또는 승압하여 출력 전압(Vout1)을 생성할 수 있다.
벅 모드에서 출력 전압(Vout2)의 레벨은 입력 전원 전압(Vin)의 레벨보다 낮고, 부스트 모드에서 출력 전압(Vout2)의 레벨은 입력 전원 전압(Vin)의 레벨보다 높고, 벅-부스트 모드에서 출력 전압(Vout2)의 레벨은 입력 전원 전압(Vin)과 유사할 수 있다.
벅-모드에서 제4 스위칭 소자(614)는 턴-온 상태를 유지하고, 제3 스위칭 소자(613)는 턴오프 상태를 유지하며, 제1 스위칭 소자(611)와 제2 스위칭 소자(612)가 교번적으로 턴온될 수 있다. 벅-부스트 모드에서 제1 스위칭 소자(611)와 제2 스위칭 소자(612)가 교번적으로 턴온되고, 제3 스위칭 소자(613)와 제4 스위칭 소자(614)가 교번적으로 턴온될 수 있다. 또한 부스트 모드에서는 제1 스위칭 소자(611)는 턴-온 상태를 유지하고, 제2 스위칭 소자(612)는 턴오프 상태를 유지하며, 제3 스위칭 소자(613)와 제4 스위칭 소자(614)가 교번적으로 턴온될 수 있다.
전류 감지 회로(510)는 인덕터(L)로 흐르는 제1 감지 전류(ISEN21), 즉 인덕터 전류(IL)에 기초하여 제1 감지 전류(ISEN21)의 레벨을 나타내는 제1 감지 신호(CS21)와 감지 전류(ISEN21)의 영-전류 레벨을 나타내는 제2 감지 신호(ZCS21)를 출력하고, 제3 스위칭 소자(613)로 흐르는 제2 감지 전류(ISEN22)에 기초하여 제2 감지 전류(ISEN22)의 레벨을 나타내는 제3 감지 신호(CS22)와 제2 감지 전류(ISEN22)의 영-전류 레벨을 나타내는 제4 감지 신호(ZCS22)를 출력할 수 있다.
스위칭 제어 회로(630)는 제1 감지 신호(CS21), 제2 감지 신호(ZCS21), 제3 감지 신호(CS22), 제4 감지 신호(ZCS22) 및 피드백 전압(VFB2)에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 제1 내지 제4 구동 제어 신호들(GP21~GP24)을 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절할 수 있다. 즉 스위칭 제어 회로(630)는 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전압(Vin)에 기초하여 벅-모드에서는 제1 구동 제어 신호(GP21)의 로우-활성화 구간을 시간-기반으로 조절하고, 부스트 모드에서는 제3 구동 제어 신호(GP23)의 활성화 구간을 시간-기반으로 조절할 수 있다.
스위칭 제어 회로(625)는 펄스 생성 회로(630), 온-타임 컨트롤러(640), 모드 컨트롤러(650) 및 구동 컨트롤러(660)를 포함할 수 있다.
온-타임 컨트롤러(640)는 입력 전원 전압(Vin)과 기준 전압(VREF)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 제한하는 온-타임 제어 펄스들(VON21, VON22)을 생성할 수 있다. 펄스 생성 회로(630)는 기준 전압(VREF), 제1 감지 신호(CS21), 제2 감지 신호(ZCS21), 제3 감지 신호(CS22), 제4 감지 신호(ZCS22), 피드백 전압(VFB2) 및 온-타임 제어 펄스들(VON21, VON22)에 기초하여 상기 펄스 폭 변조를 수행하여 제1 펄스 신호(PWMO2)를 생성하고, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하여 제2 펄스 신호(PFMO2)를 생성하고, 기준 전압(VREF)과 피드백 전압(VFB2)의 차이를 나타내는 모드 신호(MD2)를 생성할 수 있다.
모드 컨트롤러(650)는 모드 신호(MD2) 및 온-타임 제어 펄스들(VON21, VON22)에 기초한 동작 모드에 따라 제1 펄스 신호(PWMO2) 및 제2 펄스 신호(PFMO2) 중 하나를 선택하여 출력 펄스 신호(PLO2)로 제공할 수 있다. 모드 컨트롤러(650)는 벅 모드에서 제1 펄스 신호(PWMO1)의 활성화 구간인 제1 온-타임과 온-타임 제어 펄스(VON21)의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교한 결과에 기초하여 제1 펄스 신호(PWMO2) 및 제2 펄스 신호(PFMO2) 중 하나를 출력 펄스 신호(PLO2)로 선택할 수 있다. 모드 컨트롤러(650)는 부스트 모드에서 제1 펄스 신호(PWMO1)의 활성화 구간인 제1 온-타임과 온-타임 제어 펄스(VON22)의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교한 결과에 기초하여 제1 펄스 신호(PWMO2) 및 제2 펄스 신호(PFMO2) 중 하나를 출력 펄스 신호(PLO2)로 선택할 수 있다.
구동 컨트롤러(650)는 출력 펄스 신호(PLO2)에 기초하여 동작 모드에 따라 제1 내지 제4 구동 제어 신호들(GP21~GP24)을 각각 제1 내지 제4 스위칭 소자들(611~614)에 제공할 수 있다.
부스트 모드에서 전압 컨버터(600)의 동작은 도 1 내지 도 13을 참조하여 설명한 전압 컨버터(10, 10a)의 동작과 실질적으로 유사하고, 벅 모드에서 전압 컨버터(600)의 동작은 도 14 내지 도 17을 참조하여 설명한 전압 컨버터(20)의 동작과 실질적으로 유사하다.
도 19는 본 발명의 실시예들에 따른 전력 관리 장치를 나타내는 블록도이다.
도 19를 참조하면, 전력 관리 장치(700)는 기준 전압 발생 회로(710), 리셋 신호 발생 회로(720) 및 전압 컨버터(730)를 포함한다.
기준 전압 발생 회로(710)는 파워 인에이블 신호(PEN)에 기초하여 기준 전압(VREF)을 발생한다. 실시예에 따라서, 기준 전압 발생 회로(710)는 분배 저항들을 이용한 전압 분할 회로의 형태로 구현될 수도 있고, 온도 변화에 둔감한 더욱 안정적인 기준 전압(VREF)을 제공하는 밴드-갭 레퍼런스(band-gap reference) 회로의 형태로 구현될 수도 있다. 도시하지는 않았지만, 상기와 같이 밴드-갭 레퍼런스 회로의 형태로 구현되는 경우에, 기준 전압 발생 회로(710)는 스타트-업(start-up) 회로, 복수의 PMOS 트랜지스터들, 복수의 저항들 및 복수의 PNP 트랜지스터들을 포함할 수 있다.
리셋 신호 발생 회로(720)는 파워 인에이블 신호(PEN) 및 기준 전압(VREF)에 기초하여 리셋 신호(RST)를 발생한다. 도시하지는 않았지만, 리셋 신호 발생 회로(720)는 파워 인에이블 신호(PEN)에 기초하여 리셋 인에이블 신호를 발생하는 리셋 인에이블부, 기준 전압(VREF) 및 상기 리셋 인에이블 신호에 기초하여 리셋 디스에이블 신호를 발생하는 리셋 디스에이블부, 및 상기 리셋 인에이블 신호 및 상기 리셋 디스에이블 신호에 기초하여 리셋 신호(RST)를 발생하는 래치부를 포함할 수 있다.
전압 컨버터(730)는 도 1의 전압 컨버터(10), 도 2의 전압 컨버터(10a), 도 14의 전압 컨버터(20) 및 도 18의 전압 컨버터(600) 중 하나를 포함할 수 있다.
전압 컨버터(730)는 스위칭 제어 회로(731), 컨버팅 회로(732) 및 출력 회로(733)를 포함할 수 있다. 스위칭 제어 회로(531)는 컨버팅 회로(732)를 구동하기 위한 적어도 하나의 구동 제어 신호(GP)를 생성하고 생성하고 컨버팅 회로(732)는 적어도 하나의 구동 제어 신호(GP)에 응답하여 입력 전원 전압(Vin)을 출력 전압(Vout)으로 변환한다. 출력 회로(733)는 도 1의 평활 커패시터(C1) 및 피드백부(40)를 포함할 수 있고, 출력 전압(Vout)에 기초하여 부하 전류를 부하에 제공할 수 있다. 따라서 스위칭 제어 회로(731)는 컨버팅 회로(732)에 포함되는 인덕터를 흐르는 인덕터 전류 및 피드백 전압(VFB)에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 적어도 하나의 구동 제어 신호(GP)를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터(L)의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하고, 온-타임 제어 펄스를 기초로 모드 전환을 수행할 수 있다. 따라서 전압 컨버터(530)는 모드 전환을 안정적으로 수행하여 안정성을 높일 수 있고, 전력 전달 효율도 증가시킬 수 있다.
도 20은 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 전력 관리 시스템의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 20을 참조하면, 전력 관리 시스템(800)은 인쇄 회로 기판(printed circuit board; PCB, 810) 상에 실장된 전력 관리 장치(820) 및 복수의 집적 회로들(630a, 630b, ..., 630n)을 포함한다.
전력 관리 장치(820)는 도 19의 전력 관리 장치(700)일 수 있다. 전력 관리 장치(820)는 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 출력 전압(Vout)을 발생하며, 파워 인에이블 신호(PEN)에 기초하여 리셋 신호(RST)를 발생한다. 따라서 전력 관리 장치(820)는 도 1의 전압 컨버터(10), 도 2의 전압 컨버터(10a), 도 14의 전압 컨버터(20) 및 도 18의 전압 컨버터(600) 중 하나를 포함할 수 있다. 따라서 전압 컨버터는 인덕터를 흐르는 인덕터 전류 및 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 적어도 하나의 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하고, 온-타임 제어 펄스를 기초로 모드 전환을 수행할 수 있다. 따라서 전력 관리 장치(820)는 모드 전환을 안정적으로 수행하여 안정성을 높일 수 있고, 전력 전달 효율도 증가시킬 수 있다.
복수의 집적 회로들(830a, 830b, ..., 830n)은 리셋 신호(RST)에 기초하여 출력 전원 전압(Vout)이 정상 상태에 도달할 때까지는 리셋 상태를 유지하며, 출력 전원 전압(Vout)이 정상 상태에 도달한 후에는 상기 리셋 상태를 해제하고 출력 전원 전압(Vout)에 기초하여 구동된다.
도 21은 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 전력 관리 시스템의 다른 예를 나타내는 블록도이다.
도 21 참조하면, 전력 관리 시스템(900)은 시스템 온 칩(system on chip; SOC, 910) 및 필터(940)를 포함한다.
시스템 온 칩(910)은 전력 관리 장치(920) 및 기능 블록(930)을 포함한다.
전력 관리 장치(910)는 도 19의 전력 관리 장치(700)일 수 있다. 전력 관리 장치(910)는 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 출력 전류를 발생하며, 파워 인에이블 신호(PEN)에 기초하여 리셋 신호(RST)를 발생한다. 전력 관리 장치(910)에 포함되는 전압 컨버터는 도 1 내지 도 18을 참조하여 설명한 바와 같이, 인덕터를 흐르는 인덕터 전류 및 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 적어도 하나의 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하고, 온-타임 제어 펄스를 기초로 모드 전환을 수행할 수 있다. 따라서 전력 관리 장치(920)는 모드 전환을 안정적으로 수행하여 안정성을 높일 수 있고, 전력 전달 효율도 증가시킬 수 있다.
필터(930)는 인덕터(LS) 및 커패시터(CS)를 포함하는 로우 패스 필터의 형태로 구현될 수 있다.
기능 블록(930)은 리셋 신호(RST)에 기초하여 출력 전원 전압(Vout)이 정상 상태에 도달할 때까지는 리셋 상태를 유지하며, 출력 전원 전압(Vout)이 정상 상태에 도달한 후에는 상기 리셋 상태를 해제하고 출력 전원 전압(Vout)에 기초하여 구동된다.
도 21에서는 필터(940)가 시스템 온 칩(910)의 외부에 배치되는 것으로 도시되었지만, 실시예에 따라서 상기 필터(940)는 시스템 온 칩(910)의 내부에 포함될 수도 있다.
도 22는 본 발명의 실시예들에 따른 전압 컨버터를 포함하는 전자 장치의 실시 예를 나타내는 블록도이다.
도 22를 참조하면, PC(personal computer), 태블릿 컴퓨터 (tablet computer), 넷-북(netbook), e-리더(e-reader), PDA(personal digital assistant), PMP(portable multimedia player), MP3 플레이어, 또는 MP4 플레이어와 같은 데이터 처리 장치로 구현될 수 있는 전자 장치(1000)는 파워 매니지먼트 IC(1050)와 배터리(1060)를 포함한다.
파워 매니지먼트 IC(1050)는 배터리(1060)로부터 파워를 공급받고, 프로세서(1010), 이미지 센서(1020), 디스플레이(1030), 또는 메모리(1040)의 파워를 관리한다. 파워 매니지먼트 IC(1050)는 도 1의 전압 컨버터(10), 도 2의 전압 컨버터(10a), 도 14의 전압 컨버터(20) 및 도 18의 전압 컨버터(600) 중 하나를 포함할 수 있다. 따라서 파워 매니지먼트 IC(1050)는 인덕터를 흐르는 인덕터 전류 및 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 적어도 하나의 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하고, 온-타임 제어 펄스를 기초로 모드 전환을 수행할 수 있다. 따라서 파워 매니지먼트 IC(1050)는 모드 전환을 안정적으로 수행하여 안정성을 높일 수 있고, 전력 전달 효율도 증가시킬 수 있다.
전자 장치(1000)의 이미지 센서(1020)는 광학 신호를 디지털 신호로 변환하고, 변환된 디지털 신호는 프로세서(1010)의 제어하에 메모리(1040)에 저장되거나 또는 디스플레이(1030)를 통하여 디스플레이된다. 또한, 메모리(1040)에 저장된 디지털 신호는 프로세서(1010)의 제어하에 디스플레이(1040)를 통하여 디스플레이된다.
도 23은 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 모바일 시스템의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 23을 참조하면, 모바일 시스템(1100)은 어플리케이션 프로세서(1110), 연결(connectivity)부(1120), 휘발성 메모리(1130), 비휘발성 메모리(1140), 사용자 인터페이스(1150) 및 파워 서플라이(1160)를 포함한다. 실시예에 따라서, 모바일 시스템(1100)은 휴대폰(Mobile Phone), 스마트 폰(Smart Phone), 개인 정보 단말기(Personal Digital Assistant; PDA), 휴대형 멀티미디어 플레이어(Portable Multimedia Player; PMP), 디지털 카메라(Digital Camera), 음악 재생기(Music Player), 휴대용 게임 콘솔(Portable Game Console), 네비게이션(Navigation) 시스템 등과 같은 임의의 모바일 시스템일 수 있다.
어플리케이션 프로세서(1110)는 인터넷 브라우저, 게임, 동영상 등을 제공하는 어플리케이션들을 실행할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(1110)는 전력 관리 장치(1111)를 포함한다. 전력 관리 장치(1111)는 도 1의 전압 컨버터(10), 도 2의 전압 컨버터(10a), 도 14의 전압 컨버터(20) 및 도 18의 전압 컨버터(600) 중 하나를 포함할 수 있다. 따라서 전압 컨버터는 인덕터를 흐르는 인덕터 전류 및 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 적어도 하나의 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하고, 온-타임 제어 펄스를 기초로 모드 전환을 수행할 수 있다. 따라서 전력 관리 장치(1111)는 모드 전환을 안정적으로 수행하여 안정성을 높일 수 있고, 전력 전달 효율도 증가시킬 수 있다.
연결부(1120)는 외부 장치와 통신을 수행할 수 있다. 예를 들어, 연결부(1120)는 범용 직렬 버스(Universal Serial Bus; USB) 통신, 이더넷(Ethernet) 통신, 근거리 자기장 통신(Near Field Communication; NFC), 무선 식별(Radio Frequency Identification; RFID) 통신, 이동 통신(Mobile Telecommunication), 메모리 카드 통신 등을 수행할 수 있다.
휘발성 메모리(1130)는 어플리케이션 프로세서(1110)에 의해 처리되는 데이터를 저장하거나, 동작 메모리(Working Memory)로서 작동할 수 있다. 예를 들어, 휘발성 메모리(1130)는 DRAM(Dynamic Random Access Memory), SRAM(Static Random Access Memory), 모바일 DRAM 또는 이와 유사한 메모리로 구현될 수 있다.
비휘발성 메모리(1140)는 모바일 시스템(1100)을 부팅하기 위한 부팅 코드를 저장할 수 있다. 예를 들어, 비휘발성 메모리(1140)는 EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), 플래시 메모리(Flash Memory), PRAM(Phase Change Random Access Memory), RRAM(Resistance Random Access Memory), NFGM(Nano Floating Gate Memory), PoRAM(Polymer Random Access Memory), MRAM(Magnetic Random Access Memory), FRAM(Ferroelectric Random Access Memory) 또는 이와 유사한 메모리로 구현될 수 있다.
사용자 인터페이스(1150)는 키패드, 터치 스크린과 같은 하나 이상의 입력 장치, 및/또는 스피커, 디스플레이 장치와 같은 하나 이상의 출력 장치를 포함할 수 있다. 파워 서플라이(1160)는 모바일 시스템(1100)의 동작 전압을 공급할 수 있다. 또한, 실시예에 따라, 모바일 시스템(1100)은 카메라 이미지 프로세서(Camera Image Processor; CIS), 베이스밴드 칩 셋(baseband chipset)과 같은 모뎀 등을 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 모뎀은 GSM, GPRS, WCDMA, HSxPA 등의 통신을 지원하는 모뎀 프로세서일 수 있다.
모바일 시스템(1100) 또는 모바일 시스템(1100)의 구성요소들은 다양한 형태들의 패키지를 이용하여 실장될 수 있는데, 예를 들어, PoP(Package on Package), BGAs(Ball grid arrays), CSPs(Chip scale packages), PLCC(Plastic Leaded Chip Carrier), PDIP(Plastic Dual In-Line Package), Die in Waffle Pack, Die in Wafer Form, COB(Chip On Board), CERDIP(Ceramic Dual In-Line Package), MQFP(Plastic Metric Quad Flat Pack), TQFP(Thin Quad Flat-Pack), SOIC(Small Outline Integrated Circuit), SSOP(Shrink Small Outline Package), TSOP(Thin Small Outline Package), TQFP(Thin Quad Flat-Pack), SIP(System In Package), MCP(Multi Chip Package), WFP(Wafer-level Fabricated Package), WSP(Wafer-Level Processed Stack Package) 등과 같은 패키지들을 이용하여 실장될 수 있다.
도 24는 도 19의 전력 관리 장치를 포함하는 컴퓨팅 시스템의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 24를 참조하면, 컴퓨팅 시스템(1200)은 프로세서(1210), 입출력 허브(1220), 입출력 컨트롤러 허브(1230), 적어도 하나의 메모리 모듈(1240) 및 그래픽 카드(1250)를 포함한다. 실시예에 따라서, 컴퓨팅 시스템(1200)은 개인용 컴퓨터(Personal Computer; PC), 서버 컴퓨터(Server Computer), 워크스테이션(Workstation), 노트북(Laptop), 휴대폰(Mobile Phone), 스마트 폰(Smart Phone), 개인 정보 단말기(personal digital assistant; PDA), 휴대형 멀티미디어 플레이어(portable multimedia player; PMP), 디지털 카메라(Digital Camera), 디지털 TV(Digital Television), 셋-탑 박스(Set-Top Box), 음악 재생기(Music Player), 휴대용 게임 콘솔(portable game console), 네비게이션(Navigation) 시스템 등과 같은 임의의 컴퓨팅 시스템일 수 있다.
프로세서(1210)는 특정 계산들 또는 태스크들을 실행하는 특정 소프트웨어를 실행하는 것과 같이 다양한 컴퓨팅 기능들을 실행할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(1210)는 마이크로프로세서 또는 중앙 처리 장치(Central Processing Unit; CPU)일 수 있다. 프로세서(1210)는 전력 관리 장치(1211)를 포함한다. 전력 관리 장치(1211)는 도 1의 전압 컨버터(10), 도 2의 전압 컨버터(10a), 도 14의 전압 컨버터(20) 및 도 18의 전압 컨버터(600) 중 하나를 포함할 수 있다. 따라서 전압 컨버터는 인덕터를 흐르는 인덕터 전류 및 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 적어도 하나의 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 입력 전원 전압(Vin)에 기초하여 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 피드-포워드 방식으로 조절하고, 온-타임 제어 펄스를 기초로 모드 전환을 수행할 수 있다.
실시예에 따라서, 프로세서(1210)는 하나의 프로세서 코어를 포함하거나, 복수의 프로세서 코어들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(1210)는 듀얼 코어(Dual-Core), 쿼드 코어(Quad-Core), 헥사 코어(Hexa-Core) 등의 멀티 코어(Multi-Core)를 포함할 수 있다. 또한, 도 21에는 하나의 프로세서(1210)를 포함하는 컴퓨팅 시스템(1200)이 도시되어 있으나, 컴퓨팅 시스템(1200)은 복수의 프로세서들을 포함할 수 있다.
프로세서(1210)는 메모리 모듈(1240)의 동작을 제어하는 메모리 컨트롤러(미도시)를 포함할 수 있다. 프로세서(1210)에 포함된 메모리 컨트롤러는 집적 메모리 컨트롤러(Integrated Memory Controller; IMC)라 불릴 수 있다. 상기 메모리 컨트롤러와 메모리 모듈(1240) 사이의 메모리 인터페이스는 복수의 신호선들을 포함하는 하나의 채널로 구현되거나, 복수의 채널들로 구현될 수 있다. 또한, 각 채널에는 하나 이상의 메모리 모듈(1240)이 연결될 수 있다. 실시예에 따라서, 메모리 컨트롤러는 입출력 허브(1220) 내에 위치할 수 있다. 상기 메모리 컨트롤러를 포함하는 입출력 허브(1220)는 메모리 컨트롤러 허브(Memory Controller Hub; MCH)라 불릴 수 있다.
입출력 허브(1220)는 그래픽 카드(1250)와 같은 장치들과 프로세서(1210) 사이의 데이터 전송을 관리할 수 있다. 입출력 허브(1220)는 다양한 방식의 인터페이스를 통하여 프로세서(1210)에 연결될 수 있다. 예를 들어, 입출력 허브(1220)와 프로세서(1210)는, 프론트 사이드 버스(Front Side Bus; FSB), 시스템 버스(System Bus), 하이퍼트랜스포트(HyperTransport), 라이트닝 데이터 트랜스포트(Lightning Data Transport; LDT), 퀵패스 인터커넥트(QuickPath Interconnect; QPI), 공통 시스템 인터페이스(Common System Interface; CSI) 등의 다양한 표준의 인터페이스로 연결될 수 있다. 도 21에는 하나의 입출력 허브(1220)를 포함하는 컴퓨팅 시스템(1200)이 도시되어 있으나, 실시예에 따라, 컴퓨팅 시스템(1200)은 복수의 입출력 허브들을 포함할 수 있다.
입출력 허브(1220)는 장치들과의 다양한 인터페이스들을 제공할 수 있다. 예를 들어, 입출력 허브(1220)는 가속 그래픽 포트(Accelerated Graphics Port; AGP) 인터페이스, 주변 구성요소 인터페이스-익스프레스(Peripheral Component Interface-Express; PCIe), 통신 스트리밍 구조(Communications Streaming Architecture; CSA) 인터페이스 등을 제공할 수 있다.
그래픽 카드(1250)는 AGP 또는 PCIe를 통하여 입출력 허브(1220)와 연결될 수 있다. 그래픽 카드(1250)는 영상을 표시하기 위한 디스플레이 장치(미도시)를 제어할 수 있다. 그래픽 카드(1250)는 이미지 데이터 처리를 위한 내부 프로세서 및 메모리를 포함할 수 있다. 실시예에 따라, 입출력 허브(1220)는, 입출력 허브(1220)의 외부에 위치한 그래픽 카드(1250)와 함께, 또는 그래픽 카드(1250) 대신에 입출력 허브(1220)의 내부에 그래픽 장치를 포함할 수 있다. 입출력 허브(1220)에 포함된 그래픽 장치는 집적 그래픽(Integrated Graphics)이라 불릴 수 있다. 또한, 메모리 컨트롤러 및 그래픽 장치를 포함하는 입출력 허브(1220)는 그래픽 및 메모리 컨트롤러 허브(Graphics and Memory Controller Hub; GMCH)라 불릴 수 있다.
입출력 컨트롤러 허브(1230)는 다양한 시스템 인터페이스들이 효율적으로 동작하도록 데이터 버퍼링 및 인터페이스 중재를 수행할 수 있다. 입출력 컨트롤러 허브(1230)는 내부 버스를 통하여 입출력 허브(1220)와 연결될 수 있다. 예를 들어, 입출력 허브(1020)와 입출력 컨트롤러 허브(1030)는 다이렉트 미디어 인터페이스(Direct Media Interface; DMI), 허브 인터페이스, 엔터프라이즈 사우스브릿지 인터페이스(Enterprise Southbridge Interface; ESI), PCIe 등을 통하여 연결될 수 있다.
입출력 컨트롤러 허브(1230)는 주변 장치들과의 다양한 인터페이스들을 제공할 수 있다. 예를 들어, 입출력 컨트롤러 허브(1230)는 범용 직렬 버스(Universal Serial Bus; USB) 포트, 직렬 ATA(Serial Advanced Technology Attachment; SATA) 포트, 범용 입출력(General Purpose Input/Output; GPIO), 로우 핀 카운트(Low Pin Count; LPC) 버스, 직렬 주변 인터페이스(Serial Peripheral Interface; SPI), PCI, PCIe 등을 제공할 수 있다.
실시예에 따라, 프로세서(1210), 입출력 허브(1220) 및 입출력 컨트롤러 허브(1230)는 각각 분리된 칩셋들 또는 집적 회로들로 구현되거나, 프로세서(1210), 입출력 허브(1220) 또는 입출력 컨트롤러 허브(1230) 중 2 이상의 구성요소들이 하나의 칩셋으로 구현될 수 있다.
본 발명은 높은 전력 전달 효율 및 안정적인 모드 전환을 필요로 하는 임의의 전자 회로 및 전자 시스템에 적용될 수 있으며, 특히 시스템 온 칩 등과 같은 반도체 장치에 전력을 공급하는 전력 관리 장치에 적용될 수 있다.
상기에서는 본 발명의 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 하기의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (20)

  1. 스위칭 노드에 연결된 인덕터, 상기 스위칭 노드와 접지 전압 사이에 연결되고 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 인덕터에 충전 하고 상기 인덕터에 충전된 전압을 방전하는 제1 스위칭 소자 및 상기 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결되는 제2 스위칭 소자를 구비하는 컨버팅(converting) 회로; 및
    상기 제1 스위칭 소자로 흐르는 감지 전류에 기초한 제1 감지 신호와 제2 감지 신호 및 상기 출력 노드의 출력 전압이 분할된 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 상기 구동 제어 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 상기 입력 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 시간-기반(time-based)으로 조절하는 스위칭 제어 회로를 포함하는 전압 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로는,
    상기 입력 전원 전압과 기준 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 제한하는 온-타임 제어 펄스를 생성하는 온-타임 컨트롤러;
    상기 기준 전압, 상기 감지 전류의 레벨을 나타내는 상기 제1 감지 신호, 상기 감지 전류의 제로 레벨을 나타내는 상기 제2 감지 신호, 상기 피드백 전압 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초하여 상기 펄스 폭 변조를 수행하여 제1 펄스 신호를 생성하고, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하여 제2 펄스 신호를 생성하고, 상기 기준 전압과 상기 피드백 전압의 차이를 나타내는 모드 신호를 생성하는 펄스 생성 회로;
    상기 모드 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초한 동작 모드에 따라 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 출력 펄스 신호로 제공하는 모드 컨트롤러; 및
    상기 출력 펄스 신호에 기초하여 상기 구동 제어 신호를 출력하는 구동 컨트롤러를 포함하는 전압 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 모드 컨트롤러는 상기 제1 펄스 신호의 활성화 구간인 제1 온-타임과 상기 온-타임 제어 펄스의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교한 결과에 기초하여 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 상기 출력 펄스 신호로 선택하는 전압 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 모드 컨트롤러는 상기 제1 온-타임이 상기 제2-타임보다 기준 횟수만큼 작은 경우에 상기 동작 모드를 펄스 폭 변조 모드에서 펄스 주파수 변조 모드로 천이시키는 전압 컨버터.
  5. 제2항에 있어서, 상기 온-타임 컨트롤러는
    외부로부터 제공되는 제어 신호들과 기준 펄스 신호에 기초하여 제1 인에이블 신호와 제2 인에이블 신호를 생성하는 인에이블 신호 생성기;
    상기 제1 인에이블 신호에 응답하여 기준 전류를 미러링하여 충전 전류를 생성하는 전류 미러 회로; 및
    상기 제1 인에이블 신호, 상기 제2 인에이블 신호, 상기 충전 전류 및 상기 기준 전압에 기초하여 상기 온-타임 제어 펄스를 생성하는 온-타임 펄스 생성기를 포함하는 전압 컨버터.
  6. 제5항에 있어서, 상기 인에이블 신호 생성기는
    상기 제어 신호들 중 캘리브레이션 인에이블 신호와 상기 기준 펄스 신호에 대하여 앤드 연산을 수행하는 제1 앤드 게이트;
    상기 제1 앤드 게이트의 출력과 상기 제어 신호들 중 상기 온-타임 컨트롤러의 활성화를 지시하는 컨트롤러 활성화 신호에 대하여 앤드 연산을 수행하여 상기 제1 인에이블 신호를 출력하는 제2 앤드 게이트; 및
    상기 제1 인에이블 신호를 반전시켜 상기 제2 인에이블 신호를 출력하는 인버터를 포함하는 전압 컨버터.
  7. 제5항에 있어서, 상기 온-타임 펄스 생성기는
    상기 전류 미러 회로와 연결되는 제1 노드와 접지 전압 사이에 연결되어 상기 충전 전류를 저장하는 제1 커패시터;
    상기 제1 노드와 상기 접지 전압 사이에 상기 제1 커패시터와 병렬로 연결되고, 상기 제2 인에이블 신호에 응답하여 스위칭되는 제1 스위치;
    상기 제1 노드와 상기 접지 전압 사이에 서로 직렬로 연결되는 적어도 하나의 제2 스위치와 적어도 하나의 제2 커패시터;
    상기 제1 노드의 램프 전압과 상기 기준 전압을 비교하는 비교기; 및
    상기 제1 인에이블 신호를 입력받는 셋 단자, 상기 비교기의 출력을 입력받는 리셋 단자 및 상기 온-타임 제어 펄스를 제공하는 출력 단자를 구비하는 플립플롭을 포함하는 전압 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제2 스위치는 외부로부터 인가되는 스위칭 제어 신호에 응답하여 스위칭되고,
    상기 적어도 하나의 제2 커패시터는 상기 입력 전원 전압 및 캘리브레이션 코드에 상응하는 보정 전압 중 적어도 하나를 저장하는 전압 컨버터.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 램프 전압의 레벨에 따라서 상기 온-타임 제어 펄스의 온-타임이 가변되는 전압 컨버터.
  10. 제2항에 있어서, 상기 펄스 생성 회로는
    상기 기준 전압, 상기 피드백 전압 및 상기 제1 감지 신호에 기초하여 상기 제1 펄스 신호를 생성하는 제1 펄스 생성기; 및
    상기 기준 전압, 상기 피드백 전압, 상기 제2 감지 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초하여 상기 제2 펄스 신호를 생성하는 제2 펄스 생성기를 포함하는 전압 컨버터.
  11. 제10항에 있어서, 상기 제2 펄스 생성기는
    상기 피드백 전압 및 상기 기준 전압의 차이에 해당하는 펄스 주파수 변조 신호를 출력하되, 가변 히스테리시스 윈도우를 가지는 제1 히스테리시스 비교기;
    상기 기준 전압 및 상기 피드백 전압의 차이에 해당하는 상기 모드 신호를 출력하는 제2 히스테리시스 비교기;
    상기 펄스 주파수 변조 신호 및 상기 제2 감지 신호에 대하여 오어 연산을 수행하는 제1 오어 게이트;
    상기 모드 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 대하여 오어 연산을 수행하는 제2 오어 게이트; 및
    상기 제1 오어 게이트의 출력을 수신하는 셋 단자, 상기 제2 오어 게이트의 출력을 수신하는 리셋 단자 및 상기 제2 펄스 신호를 제공하는 출력 단자를 구비하는 플립플롭을 포함하는 전압 컨버터.
  12. 제2항에 있어서, 상기 모드 컨트롤러는
    상기 제1 펄스 신호의 활성화 구간인 제1 온-타임과 상기 온-타임 제어 펄스의 활성화 구간인 제2 온-타임을 비교하여 시간 비교 신호를 출력하는 시간 비교기;
    상기 시간 비교 신호가 제1 논리 레벨을 가지는 경우, 상기 시간 비교 신호를 카운팅하여 카운팅 출력 신호를 제공하는 카운터;
    상기 카운팅 출력 신호와 상기 모드 신호에 기초하여 리셋 신호와 선택 신호를 생성하는 신호 생성기; 및
    상기 선택 신호에 응답하여 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 선택하여 상기 출력 펄스 신호로 제공하는 선택 회로를 포함하는 전압 컨버터.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 카운터는 상기 시간 비교 신호가 상기 제1 논리 레벨을 연속적으로 기준 횟수만큼 갖는 경우에 상기 카운팅 출력 신호를 제1 논리 레벨로 출력하는 전압 컨버터.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 신호 생성기는 상기 모드 신호가 제1 논리 레벨이고, 상기 카운팅 출력 신호가 제1 논리 레벨인 경우에 상기 선택 신호를 제1 논리 레벨로 출력하는 전압 컨버터.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자는 n-채널 파워 스위치이고, 상기 제2 스위칭 소자는 상기 스위칭 노드와 상기 출력 노드 사이에 연결되는 다이오드이고,
    상기 전압 컨버터는 비동기 부스트 컨버터인 전압 컨버터.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자는 n-채널 파워 스위치이고, 상기 제2 스위칭 소자는 상기 스위칭 노드와 상기 출력 노드 사이에 연결되는 p-채널 파워 스위치이고,
    상기 전압 컨버터는 동기 부스트 컨버터인 전압 컨버터.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 컨버팅 회로는 상기 입력 전원 전압과 상기 인덕터 사이에 연결되고, 부스팅 제어 신호에 응답하여 스위칭되어 상기 입력 전원 전압을 상기 인덕터로 전달하는 제3 스위칭 소자를 더 포함하고,
    상기 제3 스위칭 소자는 p-채널 파워 스위치인 전압 컨버터.
  18. 스위칭 노드와 출력 노드 사이에 연결된 인덕터, 제1 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 인덕터에 충전하고, 제2 구동 제어 신호에 응답하여 상기 인덕터에 충전된 전압을 방전시키는 컨버팅 회로; 및
    상기 인덕터를 통과하여 흐르는 인덕터 전류에 기초한 제1 감지 신호와 제2 감지 신호 및 상기 출력 노드의 출력 전압이 분할된 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 상기 구동 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 상기 입력 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 조절하는 스위칭 제어 회로를 포함하는 전압 컨버터.
  19. 제18항에 있어서, 상기 스위칭 제어 회로는,
    상기 입력 전원 전압과 상기 기준 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 제한하는 온-타임 제어 펄스를 생성하는 온-타임 컨트롤러;
    기준 전압, 상기 인덕터 전류의 레벨을 나타내는 상기 제1 전류 감지 신호, 상기 인덕터 전류의 제로 레벨을 나타내는 상기 제2 전류 감지 신호, 상기 피드백 전압 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초하여 상기 펄스 폭 변조를 수행하여 제1 펄스 신호를 생성하고, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하여 제2 펄스 신호를 생성하고, 상기 기준 전압과 상기 피드백 전압의 차이를 나타내는 모드 신호를 생성하는 펄스 생성 회로;
    상기 모드 신호 및 상기 온-타임 제어 펄스에 기초한 동작 모드에 따라 상기 제1 펄스 신호 및 상기 제2 펄스 신호 중 하나를 출력 펄스 신호로 제공하는 모드 컨트롤러; 및
    상기 출력 펄스 신호에 기초하여 상기 제1 구동 제어 신호와 상기 제2 구동 제어 신호를 출력하는 구동 컨트롤러를 포함하고,
    상기 출력 전압의 레벨은 상기 입력 전압의 레벨보다 낮고,
    상기 전압 컨버터는 벅 컨버터인 전압 컨버터.
  20. 파워 인에이블 신호에 기초하여 기준 전압을 발생하는 기준 전압 발생 회로;
    상기 파워 인에이블 신호 및 상기 기준 전압에 기초하여 리셋 신호를 발생하는 리셋 신호 발생 회로; 및
    출력 노드에서 제공되는 출력 전압이 분할된 피드백 전압 및 상기 기준 전압에 기초하여 펄스 주파수 변조(PFM)와 펄스 폭 변조(PWM)를 수행하여 구동 제어 신호를 생성하고, 상기 구동 제어 신호에 응답하여 입력 전원 전압을 상기 출력 전압으로 변환하는 전압 컨버터를 포함하고, 상기 전압 컨버터는
    스위칭 노드에 연결된 인덕터, 상기 스위칭 노드와 접지 전압 사이에 연결되고 상기 구동 제어 신호에 응답하여 상기 입력 전원 전압을 상기 인덕터에 충전 및 방전하는 제1 스위칭 소자 및 상기 스위칭 노드와 상기 출력 노드 사이에 연결되는 제2 스위칭 소자를 구비하는 컨버팅(converting) 회로; 및
    상기 제1 스위칭 소자로 흐르는 감지 전류에 기초한 제1 전류 감지 신호와 제2 전류 감지 신호 및 상기 출력 노드의 출력 전압이 분할된 피드백 전압에 기초하여 펄스 폭 변조(PWM)와 펄스 주파수 변조(PFM)를 수행하여 상기 구동 신호를 생성하되, 상기 펄스 주파수 변조를 수행하는 경우 적어도 상기 입력 전압에 기초하여 상기 인덕터의 충전 시간을 시간-기반으로 조절하는 스위칭 제어 회로를 포함하는 전력 관리 회로.
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US15/041,723 US10069412B2 (en) 2015-05-06 2016-02-11 Voltage converter for power management
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101996963B1 (ko) * 2017-12-29 2019-07-05 충북대학교 산학협력단 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기
KR20220029104A (ko) * 2020-09-01 2022-03-08 고려대학교 산학협력단 다중 위상 하이브리드 승/강압 dc-dc 컨버터 및 그 동작 방법

Families Citing this family (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9577527B2 (en) * 2015-03-20 2017-02-21 Active-Semi, Inc. Current metering for transitioning between operating modes in switching regulators
US9634569B1 (en) * 2015-10-14 2017-04-25 Dialog Semiconductor (Uk) Limited DC-to-DC output current sensing
CN105356730B (zh) * 2015-12-10 2018-03-06 杭州士兰微电子股份有限公司 误差放大装置和包含所述误差放大装置的驱动电路
KR102592901B1 (ko) * 2016-02-26 2023-10-24 삼성디스플레이 주식회사 Dc-dc 컨버터, 이를 이용한 dc-dc 컨버팅 방법 및 이를 포함하는 표시 장치
US10770912B2 (en) * 2016-03-25 2020-09-08 Anpec Electronics Corporation Charging device and control method thereof
TWI584556B (zh) * 2016-03-25 2017-05-21 茂達電子股份有限公司 充電裝置及其控制方法
US10148174B2 (en) * 2016-03-28 2018-12-04 Qualcomm Incorporated Duty cycle estimator for a switch mode power supply
GB201607622D0 (en) * 2016-04-30 2016-06-15 Powerventure Semiconductor Ltd Switching converter
CN108306348B (zh) * 2017-01-13 2021-07-27 华邦电子股份有限公司 锂电池控制电路以及锂电池充电器
US10659887B2 (en) * 2017-06-27 2020-05-19 Cirrus Logic, Inc. High efficiency transducer driver
US9985522B1 (en) * 2017-09-13 2018-05-29 Nxp Usa, Inc. Digital control algorithm using only two target voltage thresholds for generating a pulse width modulated signal driving the gate of a power MOS to implement a switch mode power supply
DE102017127263B4 (de) * 2017-11-20 2021-02-18 Infineon Technologies Ag Schaltwandler, der pulsweitenmodulation und currentmode-steuerung verwendet
US11070131B2 (en) * 2018-01-24 2021-07-20 Texas Instruments Incorporated Methods, apparatus and circuits to control timing for hysteretic current-mode boost converters
US10211796B1 (en) * 2018-05-24 2019-02-19 Nxp B.V. Common mode voltage ramping in Class-D amplifiers minimizing AM band emissions in passive keyless entry systems
US10811185B2 (en) * 2018-09-13 2020-10-20 Analog Devices Global Unlimited Company Saturation prevention of current transformer
KR102602533B1 (ko) * 2018-09-21 2023-11-15 삼성전자주식회사 로드 스위치 회로 및 이를 이용한 배터리 전력 제어 방법
US10291126B1 (en) * 2018-10-18 2019-05-14 BravoTek Electronics Co., Ltd. Single-inductor multiple-output DC/DC converters with pulse-skipping mode and deadtime switch control
US10969808B2 (en) * 2019-04-01 2021-04-06 Texas Instruments Incorporated On-time timer circuit with external clock for switching converter control
US11601051B2 (en) * 2019-06-18 2023-03-07 Qualcomm Incorporated Connection terminal pattern and layout for three-level buck regulator
US11139738B2 (en) * 2020-01-06 2021-10-05 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Current load based mode control for converter circuit
US11469669B2 (en) * 2020-01-31 2022-10-11 Texas Instruments Incorporated Methods and circuitry to detect PFM mode entry in wide duty range DC converter
CN111614254B (zh) * 2020-04-29 2021-12-31 荣耀终端有限公司 供电电路
KR20220059982A (ko) * 2020-11-02 2022-05-11 삼성전자주식회사 전압 변환기, 전압 변환기를 포함하는 스토리지 장치, 그리고 전압 변환기의 동작 방법
TWI765407B (zh) * 2020-11-10 2022-05-21 啟碁科技股份有限公司 具有可動態配置回授電壓之電壓調節電路
US11689102B2 (en) * 2021-01-11 2023-06-27 Qualcomm Incorporated Boost converter circuit with feedforward path for improved load regulation
EP4102708A4 (en) 2021-04-23 2023-01-18 Contemporary Amperex Technology Co., Limited CONVERTER CONTROL METHOD AND APPARATUS, AND COMPUTER READABLE STORAGE MEDIA
WO2022266792A1 (zh) * 2021-06-21 2022-12-29 迪克创新科技有限公司 斜坡发生器、图像传感器和产生斜坡电压的方法
CN113904542B (zh) * 2021-09-15 2024-01-19 上海交通大学 自适应控制的宽动态范围超低功耗降压转换器
KR20230072209A (ko) * 2021-11-17 2023-05-24 엘지디스플레이 주식회사 표시 장치

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007132667A1 (ja) * 2006-05-15 2007-11-22 Panasonic Corporation 双方向電源装置
US20150061626A1 (en) * 2013-09-05 2015-03-05 Intersil Americas LLC Smooth transition of a power supply from a first mode, such as a pulse-frequency-modulation (pfm) mode, to a second mode, such as a pulse-width-modulation (pwm) mode

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060128194A (ko) 2005-06-09 2006-12-14 삼성전기주식회사 슬립모드 ｐｗｍ 방식 ｄｃ―ｄｃ 컨버터
JP4855793B2 (ja) 2006-02-06 2012-01-18 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
JP4836624B2 (ja) 2006-03-23 2011-12-14 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
JP4855887B2 (ja) 2006-10-03 2012-01-18 トレックス・セミコンダクター株式会社 Ｐｗｍ／ｐｆｍ制御回路及びスイッチング電源回路
KR101176179B1 (ko) 2007-03-14 2012-08-22 삼성전자주식회사 전압 변환 모드 제어 장치 및 그 제어 방법
US7974107B2 (en) 2007-08-28 2011-07-05 Iwatt Inc. System and method for controlling a current limit with primary side sensing using a hybrid PWM and PFM control
KR101528764B1 (ko) * 2008-06-23 2015-06-15 삼성전자주식회사 톱니파 발생 회로 및 이를 포함하는 스위치 모드 파워서플라이
US8285502B2 (en) * 2008-11-21 2012-10-09 L&L Engineering, Llc Digital compensator for power supply applications
US8755203B2 (en) 2008-12-30 2014-06-17 Dialog Semiconductor Inc. Valley-mode switching schemes for switching power converters
JP5170117B2 (ja) * 2010-01-18 2013-03-27 株式会社村田製作所 スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP5566859B2 (ja) * 2010-11-17 2014-08-06 株式会社東芝 電源回路
US8912773B2 (en) 2011-01-20 2014-12-16 International Rectifier Corporation Synchronous buck converter including multi-mode control for light load efficiency and related method
KR101332562B1 (ko) 2011-09-29 2013-11-25 주식회사엘디티 직류-직류 변환기의 동작모드 제어 장치
JP2014007809A (ja) 2012-06-22 2014-01-16 Renesas Electronics Corp 半導体集積回路およびその動作方法
JP2014050308A (ja) 2012-09-04 2014-03-17 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータとその制御方法
JP2014107989A (ja) * 2012-11-28 2014-06-09 Toshiba Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US9401637B2 (en) 2013-03-13 2016-07-26 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Switching regulator with adaptive PWM/PFM modulator
TWI496402B (zh) * 2013-07-29 2015-08-11 Anpec Electronics Corp 電流式降壓轉換器及使用其之電子系統
US9093899B2 (en) * 2013-09-30 2015-07-28 Micrel, Inc. Timer based PFM exit control method for a boost regulator
KR101793312B1 (ko) 2013-11-29 2017-11-02 주식회사 엘지화학 전해질막, 이를 포함하는 막 전극 접합체 및 이를 포함하는 연료전지
KR102194973B1 (ko) * 2014-01-28 2020-12-24 삼성전자주식회사 전압 컨버터 및 이를 포함하는 전력 관리 장치
US9831777B2 (en) * 2015-06-29 2017-11-28 Fairchild Korea Semicondcutor Ltd. Switch control circuit and converter including the same
EP3188351B1 (en) * 2015-12-28 2020-12-02 Rohm Co., Ltd. Buck converter with duty ratio based fault detection

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007132667A1 (ja) * 2006-05-15 2007-11-22 Panasonic Corporation 双方向電源装置
US20150061626A1 (en) * 2013-09-05 2015-03-05 Intersil Americas LLC Smooth transition of a power supply from a first mode, such as a pulse-frequency-modulation (pfm) mode, to a second mode, such as a pulse-width-modulation (pwm) mode

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101996963B1 (ko) * 2017-12-29 2019-07-05 충북대학교 산학협력단 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기
KR20220029104A (ko) * 2020-09-01 2022-03-08 고려대학교 산학협력단 다중 위상 하이브리드 승/강압 dc-dc 컨버터 및 그 동작 방법

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