KR101996963B1 - 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기 - Google Patents

넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기 Download PDF

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Abstract

넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기를 개시한다.
출력전압에 따라 바뀌는 에러전압 증폭 비율을 바꾸기 위해 입력전압 및 출력전압 각각에 따른 삼각파 발생기를 포함하고, 공정상 발생하는 입력오프셋이나 지연시간에 의해 발생하는 오차를 줄이기 위해 프리휠링 스위치를 추가하여 정확도가 높은 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기에 관한 것이다.

Description

넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기{Apparatus of Zero Current Sensor Operating at Wide Output Voltages Range}
본 발명의 실시예는 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기에 관한 것이다.
이 부분에 기술된 내용은 단순히 본 발명의 실시예에 대한 배경 정보를 제공할 뿐 종래기술을 구성하는 것은 아니다.
벅 컨버터(Buck Converter)는 로드(Load) 전류의 상태에 따라 CCM(Continuous Conduction Mode) 또는 DCM(Discontinuous Conduction Mode) 상태로 동작한다. CCM은 인덕터(Inductor) 전류가 '0' 이하로 내려가지 않아서 문제가 되지 않지만, DCM에서 인덕터 전류가 '0' 이하로 내려가면 역전류에 의해서 효율이 감소하는 문제가 발생한다.
따라서, 벅 컨버터에서는 DCM으로 동작할 때 전류가 '0' 이하로 내려가지 않도록 제로 전류 감지기를 이용하여 정확히 전류를 측정하고, 측정결과에 따라 파워스위치(이하, "파워 NMOS 스위치"라 함)를 턴오프(Turn Off)시키는 것이 중요하다.
기존의 제안되었던 벅 컨버터(Buck Converter)의 제로 전류 감지기는 파워 NMOS 스위치가 꺼졌을 때, 전압 증폭기를 사용하여 파워 그라운드(PGND) 전압과 파워 스위치 사이 노드 전압의 증폭되는 정도를 이용하여 제로 전류를 감지한다. 하지만 파워 NMOS 스위치의 저항인 Ron(Turn on Resistance)이 작기 때문에 제로 전류의 감지 전압이 작다. 따라서 Power NMOS에 흐르는 전류와 Ron의 곱에 의해서 생기는 전압의 차이가 작기 때문에 기존 전류센서를 사용할 경우 Power NMOS의 양단에 형성된 전압이 작아서 전압증폭기의 출력 값에 지연(Delay)이 발생한다. 또한, 공정 차이에 의해서 발생하는 전압증폭기의 입력오프셋(Input Offset)은 전류센서의 정확도를 감소시킨다.
또한, 기존의 벅 컨버터(Buck Converter)의 부하 전류가 변하는 과도 상태 일 때, 제로 전류 감지기는 파워 스위치 사이의 전압과 파워 그라운드(PGND) 전압만으로 제로 전류를 감지하기 때문에 과도 상태에 따른 변화를 신속하게 받아들이지 못하는 문제점이 있다.
따라서 부하전류가 바뀌는 과도상태에서도 Power NMOS를 오프시키는 시간의 정확도를 높이고, 파워 손실 없이 빠르게 제로 전류를 감지하는 장치가 요구된다.
본 발명의 실시예는 출력전압에 따라 바뀌는 에러전압 증폭 비율을 바꾸기 위해 입력전압 및 출력전압 각각에 따른 삼각파 발생기를 포함하고, 공정상 발생하는 입력오프셋이나 지연시간에 의해 발생하는 오차를 줄이기 위해 프리휠링 스위치를 추가하여 정확도가 높은 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기를 제공하는 데 주된 목적이 있다.
본 발명의 실시예의 일 측면에 의하면, 노드 전압 VX가 인가되는 인덕터 L 양단에 접속된 프리휠링 스위치 MF; 상기 인덕터 L 양단에 접속되어 양단 전압차를 측정하는 제1 비교기; 상기 제1 비교기의 출력신호 및 출력 전압의 변화를 기초로 형성된 전압(VEA)을 기반으로 입력 전압 및 출력 전압에 따른 제로 전류를 감지하는 DCM 교정회로; 상기 DCM 교정회로로부터 출력되는 SWN _OFF 신호를 기반으로 PWM(Pulse Width Modulation) 제어를 수행하는 PWM 제어기; 일단에 전원 VDD가 인가되고 타단은 상기 인덕터 L에 접속되며, 상기 PWM 제어기로부터 출력되는 PWM 신호에 대응하여 스위칭이 이루어지는 스위치 MP; 및 일단은 상기 인덕터 L에 접속되고 타단은 접지되며, 상기 PWM 제어기로부터 출력되는 PWM 신호에 대응하여 스위칭이 이루어지는 스위치 MN을 포함하는 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기를 제공한다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 의하면, 제로 전류 감지기는 넓은 전압 범위에서 동작 가능하며, 정확하게 제로 전류를 감지할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 의하면, 출력전압에 따른 파워 스위치의 공급 주기를 자가 조정함으로써, 정확하게 제로 감지 시간을 측정하는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 의하면, 부하 전류가 변하는 과도상태에서도 빠르고 정확한 제로 전류의 감지를 통해 전력손실을 줄일 수 있는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 벅 컨버터의 파워 스위치(Power NMOS)가 턴오프되는 시간에 따른 인덕터 전류 방향을 나타낸 도면이다.
도 2는 종래의 실시예에 따른 제로 전류 감지기를 나타낸 도면이다.
도 3은 종래의 실시예에 따른 제로 전류 감지기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 4는 종래의 실시예에 따른 부하 전류 변화에 따른 제로전류 감지기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 넓은 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기를 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 프리휠링 스위치가 턴온될 때 비교기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압에 따른 제로 전류 감지기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 과도상태에서의 제로전류 감지기의 동작을 나타낸 도면이다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 일반적인 벅 컨버터의 파워 스위치(Power NMOS)가 턴오프되는 시간에 따른 인덕터 전류 방향을 나타낸 도면이다.
도 1의 (a)는 벅 컨버터의 인덕터 내에 전류가 남아있는 경우를 나타낸다. 인덕터 내에 남아 있는 전류가 부하에 연결된 커패시터 COUT을 충전시키면서 출력 전압은 증가시키게 되고, 예상된 전압보다 높은 값을 얻게 된다.
도 1의 (b)는 벅 컨버터의 인덕터 내에 역전류가 발생하는 경우를 나타낸다. 인덕터 내에 역전류가 발생하면 부하에 충전시켰던 커패시터 COUT의 전하를 방전시키면서 출력 전압을 감소시킨다. 따라서, 파워 손실 없이 정확한 제로 전류 감지 기법이 필요하다.
도 2는 종래의 실시예에 따른 제로 전류 감지기를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 기존에 제안되었던 제로 전류 감지기는 부하전류가 바뀌는 과도상태에서 정확한 제로 전류를 감지하기 위해 DCM(Discontinuous Conduction Mode) 교정회로(210)를 추가로 포함한다.
DCM 교정회로(210)는 삼각파 신호(VRAMP)와 파워 NMOS 스위치 MN의 출력전압(VEA_MIX)과 비교하여 파워 NMOS 스위치 MN의 꺼지는 시간(SWN_OFF)을 측정한다. 여기서, NMOS 스위치 MN의 출력전압(VEA _MIX)은 아날로그 가산기를 이용하여 파워 NMOS 스위치 에러전압(VZERO)과 전압 교정 루프 에러전압(K * VEA)을 더한 값을 의미한다. 파워 NMOS 스위치 에러전압(VZERO)은 파워 NMOS 스위치가 꺼졌을 때 측정한 VX와 GND의 에러전압 값을 의미한다. 하지만, 파워 NMOS 스위치 에러전압(VZERO)은 부하 전류가 바뀌었을 때에 따른 출력전압의 변화를 느리게 받아들이면서 제로 전류를 감지하는데 시간이 오래 걸린다. 따라서, 출력 전압의 변화를 곧바로 감지하는 에러전압(VEA)을 K 배 만큼 증폭시킨 전압 교정 루프 에러전압(K * VEA)을 DCM 교정회로에 전달한다. 전압 교정 루프 에러전압(K * VEA)의 증폭비율 K의 값은 [수학식 1] 내지 [수학식 4]를 통해 산출된다.
Figure 112017131213418-pat00001
(VL: 인덕터 양단의 전압, IL: 인덕터에 흐르는 전류, L: 인덕턴스)
Figure 112017131213418-pat00002
(TON: MN 스위치 턴온 시간, TOFF: MN 스위치 턴오프 시간, VIN: 입력전압, VOUT: 출력전압, IL-ON: MN 스위치의 턴온 상태에서 인덕터에 흐르는 전류, L: 인덕턴스)
Figure 112017131213418-pat00003
(TON: MN 스위치 턴온 시간, TOFF: MN 스위치 턴오프 시간, VOUT: 출력전압, IL-OFF: MN 스위치의 턴오프 상태에서 인덕터에 흐르는 전류, L: 인덕턴스)
Figure 112017131213418-pat00004
(TON: MN 스위치 턴온 시간, TOFF: MN 스위치 턴오프 시간, VIN: 입력전압, VOUT: 출력전압)
입력 전압 / 출력전압에 대한 K 값은 K= １＋TOFF/TON 의 값으로 나타낼 수 있으며, 에러전압을 증폭시켜 DCM 교정회로(210)의 파워 NMOS 스위치의 에러전압(VEA)과 K 배 시킨 에러전압(K * VEA)을 아날로그 가산기를 이용해 더한 전압(VEA _MIX)과 삼각파 신호(VRAMP)를 비교하여 파워 NMOS 스위치가 꺼지는 시간(SWN_OFF)을 감지한다.
도 3은 종래의 실시예에 따른 제로 전류 감지기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 3의 (a)와 같이, 역전류가 발생한 경우 VEA _ZERO 값은 증가한다. 도 3의 (a)와 같이, 인덕터 전류가 남는다면 VEA_ZERO 전압은 감소된다.
따라서, 다음 주기에 VEA _MIX 신호를 증가 또는 감소시키면서 도 3의 (b)와 같이 파워 NMOS 스위치의 꺼지는 시간을 찾을 수 밖에 없다. 한편, 도 3의 (b)와 같이 최적화된 파워 NMOS 스위치가 꺼지는 시간을 산출하는 경우, 산출된 최적화된 파워 NMOS 스위치가 꺼지는 시간은 원하는 출력전압을 고정시켰을 때만 해당된다.
도 4에 도시된 바와 같이, 벅 컨버터의 출력전압 값이 작아지거나 커지는 경우, 부하 전류에 따른 동작을 확인하면 오차가 발생한다.
[수학식 4]에 따라 출력 전압이 변화하면, TON : TOFF 의 비율이 변하게 되고, 전압 교정 루프 에러전압(K * VEA)의 증폭비율 K의 값은 바뀌어야 한다.
하지만, 종래의 실시예에 따른 제로 전류 감지기는 전압 교정 루프 에러전압(K * VEA)의 증폭비율 K가 고정되어있기 때문에 부하 전류가 바뀌는 경우, 최적화시킨 파워 NMOS 스위치가 꺼지는 시간이 Terror 만큼의 오차가 생기게 된다. 이에 따라 종래의 실시예에 따른 제로 전류 감지기는 부하 전류가 증가할 때는 인덕터의 과전류가 발생되고, 부하전류가 감소할 때는 인덕터의 역전류가 발생되면서 파워손실이 생기게 된다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 넓은 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기를 나타낸 도면이다.
본 발명의 실시예에 따른 벅 컨버터의 제로 전류 감지기는 넓은 전압 범위에서 동작 가능한 구성을 갖는다.
도 5를 참조하면, 본 실시예에 따른 제로 전류 감지기는 노드 전압 VX가 인가되는 인덕터 L의 양단에 접속된 프리휠링 스위치 MF와, 인덕터 L 양단에 접속되어 양단 전압차를 측정하는 제1 비교기와, 제1 비교기의 출력신호 및 출력 전압의 변화를 기초로 형성된 전압(VEA)을 기반으로 입력 전압 및 출력 전압에 따른 제로 전류를 감지하는 DCM 교정회로(510), DCM 교정회로(510)로부터 출력되는 SWN _OFF 신호를 기반으로 PWM(Pulse Width Modulation) 제어를 수행하는 PWM 제어기(PWM Control)와, 일단에 전원 VDD가 인가되고 타단은 인덕터 L에 접속되며, PWM 제어기로부터 출력되는 PWM 신호에 대응하여 스위칭이 이루어지는 스위치 MP와, 일단은 인덕터 L에 접속되고 타단은 접지되며, PWM 제어기로부터 출력되는 PWM 신호에 대응하여 스위칭이 이루어지는 스위치 MN을 포함한다. 여기서, DCM 교정회로(510)는 제2 비교기의 출력단과 연결되며, 제2 비교기의 비반전단자는 VREF와 연결되고, 반전단자는 출력 전압(VOUT)과 연결된다. 제2 비교기는 VREF과 VOUT을 비교한 값(VEA)을 DCM 교정회로(510) 및 PWM 제어기로 출력한다.
본 실시예에 따른 벅 컨버터는 PWM 제어기에 의해서 스위치 MP가 턴온 상태에 있을 때는 인덕터 L에 전류가 저장되고, 스위치가 MP가 턴오프되고 스위치 MN이 턴온되었을 때 인덕터 L의 전류가 방전되는데, 이때 본 실시예에 따른 제로 전류 감지기가 동작한다. 여기서, MP는 PMOS, MN은 NMOS를 각각 의미한다.
본 실시예에 따른 넓은 출력전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기는 출력 전압에 따른 TOFF를 자가 조정을 하기 위해 DCM 교정회로(510)를 추가한다. DCM 교정회로(510)는 입력전압에 비례하는 기울기를 가진 삼각파 신호를 생성하는 회로 및 출력전압에 비례하는 기울기를 가진 삼각파 신호를 생성하는 회로를 포함한다.
Figure 112017131213418-pat00005
(TON: MN 스위치 턴온 시간, TOFF: MN 스위치 턴오프 시간, VIN: 입력전압, VOUT: 출력전압)
Figure 112017131213418-pat00006
(TON: MN 스위치 턴온 시간, TOFF: MN 스위치 턴오프 시간, VIN: 입력전압, VOUT: 출력전압)
Figure 112017131213418-pat00007
(total TOFF: 전체 TOFF 시간, TON: MN 스위치 턴온 시간, TOFF: MN 스위치 턴오프 시간, VIN: 입력전압, VOUT: 출력전압)
제로 전류 감지기에서 [수학식 5]를 통해 산출된 VEA는 K 배 증폭된 값이 아니며, VEA는 TON 시간부터 입력전압 / 출력전압의 비를 가진 삼각파 신호를 이용하여 전체 TOFF(total TOFF = TON + TOFF) 시간을 측정한다.
입력 전압 및 출력 전압의 비를 갖는 삼각파를 생성하기 위해, 본 실시예에 따른 제로 전류 감지기는 VEA와 입력전압에 따른 삼각파 신호를 비교하여 TON 시간을 산출하고, VEA _MIX(VEA + VZERO)와 TON 시간부터 시작하는 출력전압에 따른 삼각파 신호를 비교하여 전체 TOFF 시간을 산출한다. 즉, [수학식 7]과 같이, 두 개의 삼각파 신호를 추가함으로써, TON 와 전체 TOFF 시간을 출력 전압에 따라 출력되는 삼각파 신호를 자가 조절할 수 있다.
도 2에 도시된 종래의 제로 전류 감지기는 파워 NMOS 스위치의 Ron저항이 작아서 작은 입력 때문에 전압 증폭기의 출력에 지연시간이 발생하며, 이러한 문제점으로 인해 정확한 제로 전류 감지가 어렵다.
한편, 도 5에 도시된 본 실시예에 따른 제로 전류 감지기는 인덕터 양단에 연결된 프리휠링 스위치의 양단간의 전압을 비교하여 인덕터 전류의 방향을 판단할 수 있다. 예를 들어, 본 실시예에 따른 제로 전류 감지기는 파워 NMOS 스위치가 꺼지는 순간 두 전압을 비교했을 때, VX > VOUT 이면 VZERO의 전압을 증가하는 UP 신호를 출력하고, VX < VOUT 이면 VZERO의 전압을 감소하는 DOWN 신호를 출력하여 제로 전류 감지시간을 미세하게 조절할 수 있다.
본 실시예에 따른 DCM 교정회로(510)는 제3 비교기와, 과도 전압비 생성부(520) 및 출력 전압 가산부(530)를 포함한다.
제3 비교기의 비반전단자는 과도 전압비 생성부(520)와 연결되고, 제3 비교기의 반전단자는 출력 전압 가산부(530)와 연결된다.
구체적으로, 제3 비교기의 비반전단자는 캐패시터 C1과 연결되고, 제3 비교기의 비반전단자와 캐패시터 C1 사이의 접점과 전압 VDD 인가단이 연결된다. 여기서, 전압 VDD 인가단과 상기 접점 사이에는 전류원 스위치 IS_ZERO를 포함할 수 있다.
제3 비교기의 비반전단자는 접지와의 연결 사이에 NMOS 스위치를 포함한다. 여기서, NMOS 스위치는 PWM 제어기와 연결된 MN과 동일한 스위치인 것이 바람직하나 반드시 이에 한정되는 것은 아니다. 과도 전압비 생성부(520)는 NMOS 스위치의 턴온 시간과 턴오프 시간(입출력 전압)의 비율을 생성하여 입출력 전압의 변화에 대응하는 삼각파 신호(VRAMP _ZERO)를 생성한다. NMOS 스위치는 PWM 제어기로부터 획득한 RST(리셋) 신호에 의해 동작한다.
또한, 제3 비교기의 반전단자는 아날로그 가산기와 연결되고, 아날로그 가산기는 출력 전압을 기반으로 출력된 VEA와 프리휠링 스위치의 출력신호를 기반으로 형성된 VZERO를 더한 VEA _MIX 신호를 제3 비교기로 출력한다. 여기서, VZERO는 전압 VDD 인가단과 아날로그 가산기 사이에 형성되어 전류를 공급하는 제1 스위치와, 아날로그 가산기와 접지 사이에 형성되어 전류를 방전시키는 제2 스위치로부터 형성된 전압을 의미한다.
도 6은 본 발명의 프리휠링 스위치가 턴온될 때 비교기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 6를 참조하면, 도 6의 (a)는 스위치 MP가 턴온 상태일 때, 전류가 인덕터 L에 저장되는 것을 방해하지 않기 위해서 프리휠링 스위치 MF를 턴오프시키고, EN 신호에 의해서 제1 비교기는 동작되지 않는다.
도 6의 (b)는 전류센서가 '0'이 되었을 때이다. 전류센서가 제로 전류가 되기 전에 측정하여 인덕터 L에 남은 전류가 스위치 MN을 통해서 순환하게 된다. 그때 제1 비교기의 양단 전압을 EN 신호를 통해서 측정하면 UP 신호가 '1'로 발생하게 된다.
도 6의 (c)는 전류센서가 '0'이 되었을 때를 느리게 측정하여 인덕터의 전류가 음(-)으로 떨어져 역전류가 흐르는 상태이다. 그때 제1 비교기의 양단 전압을 측정하면 UP 신호가 '0'으로 발생하게 된다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 출력 전압에 따른 제로 전류 감지기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 7에서는 입력전압 및 출력전압에 따른 삼각파 신호의 생성과 그에 따른 TON과 전체 TOFF 시간의 변화를 나타낸다. 도 7에 도시된 바와 같이, 출력전압이 0.6V, 1.2V, 1.5V 일 때, 각각의 출력전압마다 삼각파 신호의 기울기가 다르게 출력되기 때문에, TON과 전체 TOFF 시간이 각각 다르게 나타나는 것을 확인할 수 있다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 과도상태에서의 제로전류 감지기의 동작을 나타낸 도면이다.
도 8에서는 부하 전류가 변화했을 때, 변화에 따른 제로전류 감지기의 동작을 나타낸다. 도 8의 (a)에 도시된 바와 같이, 기존의 제로 전류 감지기는 TON과 TOFF 시간이 고정되어 있기 때문에 출력 전압이 변하면 에러 전압 증폭 비율 K가 고정되어 있기 때문에 파워 NMOS 스위치는 늦게 꺼지면서 역전류가 발생한다.
도 8의 (a)에 도시된 바와 같이, 본 실시예에 따른 제로 전류 감지기는 출력전압이 변했을 때, 입력전압 및 출력전압에 따른 삼각파 신호의 기울기가 다르기 때문에 VEA _MIX에 도달하는 시간이 다르게 되면서 TON과 TOFF 시간이 자가 조정된다. 즉, 본 실시예에 따른 넓은 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기는 파워 NMOS 스위치의 꺼지는 시간이 자가 조정되면서 과도상태일 때 발생하는 전력손실을 줄일 수 있다.
이상의 설명은 본 발명의 실시예의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명의 실시예가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 실시예의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명의 실시예들은 본 발명의 실시예의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 실시예의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 실시예의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 실시예의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
210: 종래의 DCM 교정회로
510: DCM 교정회로 520: 과도 전압비 생성부
530: 출력 전압 가산부

Claims (4)

  1. 노드 전압 VX가 인가되는 인덕터 L 양단에 접속된 프리휠링 스위치 MF;
    상기 인덕터 L 양단에 접속되어 양단 전압차를 측정하는 제1 비교기;
    상기 제1 비교기의 출력신호 및 출력 전압의 변화를 기초로 형성된 전압(VEA)을 기반으로 입력 전압 및 출력 전압에 따른 제로 전류를 감지하는 DCM 교정회로;
    상기 DCM 교정회로로부터 출력되는 SWN_OFF 신호를 기반으로 PWM(Pulse Width Modulation) 제어를 수행하는 PWM 제어기;
    일단에 전원 VDD가 인가되고 타단은 상기 인덕터 L에 접속되며, 상기 PWM 제어기로부터 출력되는 PWM 신호에 대응하여 스위칭이 이루어지는 스위치 MP; 및
    일단은 상기 인덕터 L에 접속되고 타단은 접지되며, 상기 PWM 제어기로부터 출력되는 PWM 신호에 대응하여 스위칭이 이루어지는 스위치 MN
    을 포함하되, 상기 DCM 교정회로는 제2 비교기로부터 인가된 상기 전압(VEA)을 입력받고, 상기 전압(VEA)은 상기 제2 비교기에서 VREF과 VOUT을 비교하여 출력된 값인 것을 특징으로 하는 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 DCM 교정회로는,
    제3 비교기, 과도 전압비 생성부 및 출력 전압 가산부를 포함하되,
    상기 제3 비교기의 비반전단자는 상기 과도 전압비 생성부와 연결되고, 상기 제3 비교기의 반전단자는 상기 출력 전압 가산부와 연결되는 것을 특징으로 하는 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제3 비교기는,
    상기 과도 전압비 생성부로부터 입출력 전압의 변화에 대응하는 삼각파 신호(VRAMP_ZERO)를 입력받고, 상기 출력 전압 가산부로부터 VOUT을 기반으로 출력된 VEA와 프리휠링 스위치의 출력신호를 기반으로 형성된 VZERO를 가산한 VEA _MIX 신호를 입력받으며, 상기 삼각파 신호(VRAMP _ZERO) 및 VEA _MIX 신호를 비교하여 MN의 동작을 제어하기 위한 SWN _OFF 신호를 상기 PWM 제어기로 출력하는 것을 특징으로 하는 넓은 출력 전압 범위에서 동작하는 제로 전류 감지기.
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