KR20150140630A

KR20150140630A - 자기 베어링 장치, 및 상기 자기 베어링 장치를 구비한 진공 펌프

Info

Publication number: KR20150140630A
Application number: KR1020157021129A
Authority: KR
Inventors: 도시아키 가와시마
Original assignee: 에드워즈 가부시키가이샤
Priority date: 2013-04-16
Filing date: 2014-03-07
Publication date: 2015-12-16
Also published as: EP2988009B1; EP2988009A1; US20160252099A1; JP2014209016A; JP6144527B2; CN105121875B; US10371159B2; EP2988009A4; CN105121875A; KR102196603B1; WO2014171222A1

Abstract

(과제) 자기 베어링의 제어 전원 전압을 얻는데 사용되고 있던 DC/DC 컨버터를 생략함으로써, 회로의 저비용화, 소형화를 도모한 자기 베어링 장치, 및 상기 자기 베어링 장치를 구비한 진공 펌프를 제공한다.
(해결 수단) 회전체의 반경 방향 위치와 축방향 위치를 검출하는 위치 검출 수단과, 위치 검출 수단으로 검출된 반경 방향 위치와 축방향 위치를 기초로 반경 방향 위치와 축방향 위치를 전자석에 의해 제어하는 자기 베어링 수단과, 전자석과 전원 사이를 단접하는 스위칭 소자를 포함하는 여자 회로와, 전자석을 흐르는 전류를 신호 검출하는 전자석 전류 검출 수단과, 전원의 전압을 신호 검출하는 전원 전압 검출 수단과, 스위칭 소자를 펄스 제어하는 펄스폭을 타이밍마다 연산하는 펄스폭연산 수단을 구비하고, 펄스폭이, 전원 전압 검출 수단으로 검출된 전원의 전압 및 전자석 전류 검출 수단으로 검출된 전류를 기초로 연산된다.

Description

자기 베어링 장치, 및 상기 자기 베어링 장치를 구비한 진공 펌프{MAGNETIC BEARING DEVICE, AND VACUUM PUMP PROVIDED WITH SAID MAGNETIC BEARING DEVICE}

본 발명은 자기 베어링 장치, 및 상기 자기 베어링 장치를 구비한 진공 펌프에 관한 것이며, 특히 자기 베어링의 제어 전원 전압을 얻는데 사용되었던 DC/DC 컨버터를 생략함으로써, 회로의 저비용화, 소형화를 도모한 자기 베어링 장치, 및 상기 자기 베어링 장치를 구비한 진공 펌프에 관한 것이다.

자기 베어링은 반도체 제조 공정에서 사용되는 터보 분자 펌프 등의 회전 기기에 사용된다. 터보 분자 펌프의 자기 베어링의 구성예에 의거해, 종래의 자기 베어링 여자 회로에 대해서 설명한다.

자기 베어링의 구성예로서 터보 분자 펌프의 단면도를 도 4에 나타낸다. 도 4에 있어서, 터보 분자 펌프는, 가스를 배기하기 위한 터빈 블레이드에 의한 복수의 회전 날개(101a, 101b, 101c…)를 다단으로 구비한 회전체(103)를 구비한다.

이 회전체(103)를 축받이하기 위해서, 상측 래디얼 방향 전자석(105a), 하측 래디얼 방향 전자석(107a) 및 액시얼 방향 전자석(109a)을 설치함으로써 자기 베어링이 구성되어 있다. 또, 상측 래디얼 방향 센서(105b), 하측 래디얼 방향 센서(107b), 액시얼 방향 센서(109b)를 구비한다.

상측 래디얼 방향 전자석(105a) 및 하측 래디얼 방향 전자석(107a)은, 각각의 횡단면도를 나타내는 도 5와 같이 구성된 전자석 권선에 의해 4개의 전자석이 구성된다. 이들 4개의 전자석은, 2개씩 대향 배치되고, X축방향 및 Y축방향의 2축의 자기 베어링을 구성한다.

상세하게는, 인접하는 2개의 코어 볼록부에 각각 감긴 전자석 권선(111, 111)을 1세트로 하여 서로 역극성에 배치함으로써 1개의 전자석이 형성된다. 이 전자석은, 회전체(103)를 사이에 끼고 대향하는 코어 볼록부의 전자석 권선(113, 113)에 의한 전자석과 1개의 쌍을 구성하고, 각각이 회전체(103)를 X축의 양의 방향 또는 음의 방향으로 흡인한다.

또, X축과 직교하는 Y축방향에 있어서는, 2개의 전자석 권선(115, 115)과, 이에 대향하는 2개의 전자석 권선(117, 117)에 대해서도, 상기 동일하게, Y축방향에 대해서 대향하는 전자석으로서 1개의 쌍을 구성한다.

액시얼 방향 전자석(109a, 109a)은, 그 종단면도를 나타내는 도 6과 같이, 회전체(103)의 아마츄어(armature)(103a)를 사이에 끼는 2개의 전자석 권선(121, 123)에 의해, 1개의 쌍으로서 구성된다. 각 전자석 권선(121, 123)에 의한 2개의 전자석(109a, 109a)은, 각각 아마츄어(103a)를 회전축선의 양의 방향 또는 음의 방향으로 흡인력을 작용시킨다.

또, 상측 래디얼 방향 센서(105b), 하측 래디얼 방향 센서(107b)는, 상기 전자석(105a, 107a)과 대응하는 XY 2축에 배치된 4개의 센싱 코일로 이루어지고, 회전체(103)의 경방향 변위를 검출한다. 액시얼 방향 센서(109b)는 회전체(103)의 축방향 변위를 검출한다. 이들 센서는, 각각의 검출 신호를 도시하지 않은 자기 베어링 제어 장치에 보내도록 구성되어 있다.

이들 센서 검출 신호에 의거해, 자기 베어링 제어 장치가 PID 제어 등에 의해 상측 래디얼 방향 전자석(105a), 하측 래디얼 방향 전자석(107a) 및 액시얼 방향 전자석(109a, 109a)을 구성하는 합계 10개의 전자석의 흡인력을 개개로 조절함으로써, 회전체(103)를 자기 부상 지지하도록 구성되어 있다.

다음에, 상술한 바와 같이 구성되는 자기 베어링의 각 전자석을 여자 구동하는 자기 베어링 여자 회로에 대해서 설명한다. 전자석 권선에 흐르는 전류를 펄스폭 변조 방식에 의해 제어하는 자기 베어링 여자 회로의 예를 도 7에 나타낸다.

도 7에 있어서, 1개의 전자석을 구성하는 전자석 권선(111)은, 그 일단이 트랜지스터(131)를 통해 전원(133)의 양극에 접속되고, 타단이 트랜지스터(132)를 통해 전원(133)의 음극에 접속되어 있다.

그리고, 전류 회생용 다이오드(135)의 캐소드가 전자석 권선(111)의 일단에 접속되고, 애노드가 전원(133)의 음극에 접속되어 있다. 마찬가지로, 다이오드(136)의 캐소드가 전원(133)의 양극에 접속되고, 애노드가 전자석 권선(111)의 타단에 접속되어 있다. 전원(133)의 양극과 음극 사이에는 안정화를 위해 전해 콘덴서(141)가 접속되어 있다.

또, 트랜지스터(132)의 소스측에는 전류 검출 회로(139)가 사이에 설치되고, 전류 검출 회로(139)에서 검출된 전류가 제어 회로(137)에 입력되게 되어 있다.

이상과 같이 구성되는 여자 회로(110)는, 전자석 권선(111)에 대응되는 것이며, 다른 전자석 권선(113, 115, 117, 121, 123)에 대해서도 동일한 여자 회로(110)가 구성된다. 따라서, 5축 제어형 자기 베어링의 경우에는, 합계 10개의 여자 회로(110)가 전해 콘덴서(141)와 병렬로 접속되어 있다.

이러한 구성에 있어서, 트랜지스터(131, 132)의 양쪽을 on하면 전류가 증가하고, 양쪽을 off하면 전류가 감소한다. 그리고, 어느 한 쪽을 on하면 플라이 휠 전류가 유지된다. 플라이 휠 전류를 흐르게 함으로써, 히스테리시스손을 감소시켜, 소비 전력을 낮게 억제할 수 있다.

또, 고조파 등의 고주파 노이즈를 저감할 수 있다. 그리고, 이 플라이 휠 전류를 전류 검출 회로(139)로 측정함으로써 전자석 권선(111)을 흐르는 전자석 전류 IL가 검출 가능하다. 제어 회로(137)는, 전류 지령치와 전류 검출 회로(139)에 의한 검출치를 비교해 펄스폭 변조에 의한 1주기 내의 펄스폭을 결정하고, 트랜지스터(131, 132)의 게이트에 신호 송출한다.

전류 지령치가 검출치보다 큰 경우에는, 도 8에 나타낸 바와 같이 1주기 Ts(예를 들면 Ts=100μs) 중에서 1회만큼 펄스폭 시간 Tp에 상당하는 시간분, 트랜지스터(131, 132)의 양쪽을 on한다. 이 때 전자석 전류 IL이 증가한다.

한편, 전류 지령치가 검출치보다 작은 경우에는, 도 9에 나타낸 바와 같이 1주기 Ts 중에서 1회만큼 펄스폭 시간 Tp에 상당하는 시간분, 트랜지스터(131, 132)의 양쪽을 off한다. 이 때 전자석 전류 IL이 감소한다.

여기에, 펄스폭 Tp는 전류 지령치 IR, 전자석 전류 IL, 전자석 인덕턴스 Lm, 전자석 저항 Rm, 전원 전압 Vd로부터 구한다. 키르히호프(Kirchhoff)의 법칙에 의하면, 전자석 권선(111)을 흐르는 전자석 전류 IL과 전원 전압 Vd 사이에는, 수학식 1이 성립한다.

따라서, IR-IL만큼 전류치를 변화시키는데 필요한 펄스폭 Tp는, 수학식 2와 같이 구할 수 있다.

여기서, 전원 전압 Vd는 도 10에 나타낸 바와 같이, AC 입력 전원(1)으로부터 AC/DC 주전원(3) 및 DC/DC 컨버터(5)를 거쳐 저전압화된 것이다. 그리고, 이 전원 전압 Vd는 전자석 파워 앰프(7)에 입력되고 여자 회로(110)의 전원으로서 사용되고 있다(특허 문헌 1 참조).

또한, AC/DC 주전원(3)의 출력은 모터 구동 회로(9)에도 입력되고 모터(121)에 전력 공급되고 있다. 또, DC/DC 컨버터(5)의 출력은 소형 보조 전원(11)에 입력된 후, 5V, +15V, -15V 등의 제어 전원으로서 생성되어 제어 회로(137)에 보내지고 있다. 이 제어 회로(137)에는 DSP(15)(디지털 시그널 프로세서)가 내장되어 있다.

이와 같이, 전원 전압 Vd는 DC/DC 컨버터(5)를 거쳐 저전압화된 것을 이용하고 있기 때문에, AC/DC 주전원(3)의 출력 전압은 모터(121)의 가속 혹은 감속 등의 회전 상태로 크게 변동하지만, 전원 전압 Vd는 항상 안정되어 있다. 따라서, 종래는, 전원 전압 변동을 그다지 고려하지 않아도 전자석 파워 앰프(7)의 출력을 안정적으로 제어할 수 있었다. 이와 같이, 종래의 전원 장치에서는 전원 전압 Vd를 얻는데 DC/DC 컨버터(5)를 탑재하고 있었으므로, 회로의 비용이 크고, 치수도 컸다. 또, 부품 점수가 많기 때문에, 고장률도 높아지고 있었다.

또한, 현재 주류로 되고 있는 제어 장치와 진공 펌프의 일체형 제품에서는 회로 실장 스페이스가 적기 때문에, 치수의 소형화가 특히 중요하게 되어 있다. 이 점, 베어링리스 모터로, 전자석 파워 앰프를 DC/DC 컨버터를 통하지 않고 주전원의 높은 전압으로 구동하고 있는 예(특허 문헌 2 참조)도 있지만, 이 예에서는 특히 전압 전원 변동을 고려하고 있지 않고, 자기 베어링의 안정성이 뒤떨어질 우려가 있었다.

일본국 특허 공개 2003-293980호 공보 일본국 특허 공개 2010-200524호 공보 일본국 특허 공개 2003-172354호 공보

본 발명은 이러한 종래의 과제를 감안하여 이루어진 것이며, 자기 베어링의 제어 전원 전압을 얻는데 사용되고 있던 DC/DC 컨버터를 생략함으로, 회로의 저비용화, 소형화를 도모한 자기 베어링 장치, 및 상기 자기 베어링 장치를 구비한 진공 펌프를 제공하는 것을 목적으로 한다.

이 때문에 본 발명(청구항 1)은, 회전체와, 상기 회전체의 반경 방향 위치 또는 축방향 위치를 검출하는 위치 검출 수단과, 상기 반경 방향 위치 또는 상기 축방향 위치를 전자석에 의해 제어하는 자기 베어링 수단과, 상기 전자석과 전원 사이를 단접(斷接)하는 스위칭 소자를 포함하는 여자 회로와, 상기 전자석을 흐르는 전류를 검출하는 전자석 전류 검출 수단과, 상기 전원의 전압을 검출하는 전원 전압 검출 수단과, 상기 스위칭 소자를 펄스 제어하는 펄스폭을 타이밍마다 연산하는 펄스폭 연산 수단을 구비하고, 상기 펄스폭이, 상기 전원 전압 검출 수단으로 검출된 상기 전압 및 상기 전자석 전류 검출 수단으로 검출된 상기 전류를 기초로 연산되는 것임을 특징으로 한다.

펄스폭이, 전원 전압 검출 수단으로 검출된 전원의 전압 및 전자석 전류 검출 수단으로 검출된 전류를 기초로 연산된다. 이 때문에, 전압이 오른 만큼 펄스폭의 변화를 줄일 수 있어 자기 베어링 제어를 안정시킬 수 있다. 즉, 전원 전압에 따라 전자석 앰프 제어 특성을 변경함으로써, 안정성의 확보가 가능하다. 이상에 의해, DC/DC 컨버터를 생략하고, 전자석 파워 앰프도 고전압 상태로 구동 가능하다. 이 때문에, 회로의 저비용화, 소형화를 도모할 수 있다. 또, 회로의 고장률을 감소할 수 있다.

또, 본 발명(청구항 2)은, 상기 전자석 전류 검출 수단으로 검출된 상기 전류의 전류치와 전류 지령치의 전류 오차에 의거해 제1의 보정 연산이 이루어지고, 현재의 상기 펄스폭에 의거해 제2의 보정 연산이 이루어지고, 상기 전자석의 저항분에 의한 전압 강하에 의거해 제3의 보정 연산이 이루어지고, 상기 제3의 보정 연산과 상기 제2의 보정 연산에 포함되어 있는 직류분의 오차가 적분에 의해 보정 연산되는 것을 특징으로 한다.

제2의 보정 연산과 제3의 보정 연산을 행함에 따라 발생하는 직류분의 오차를 적분에 의해 보정 연산한다. 즉, PWM 제어 펄스폭의 예측 제어의 오차에 의해 발생하는 전류의 직류 오차를 감소하기 위해서, 예측 제어 루프와는 별도로 적분 보상항을 추가한다.

또한, 본 발명(청구항 3)은, 상기 여자 회로의 상기 스위칭 소자를 단접하는 스위칭 주파수가 상기 위치 검출 수단의 캐리어 주파수의 짝수배로 된 것을 특징으로 한다.

전원 전압이 고전압의 경우, PWM 제어에 의한 노이즈의 발생도 그만큼 커진다고 상정된다. 그래서, 여자 회로의 스위칭 소자를 단접하는 스위칭 주파수를 위치 검출 수단의 캐리어 주파수의 2배로 동기시킴으로써 위치 검출 수단에 혼입되는 노이즈를 억제한다. 이상에 의해, DC/DC 컨버터를 생략하고, 전원 전압이 고전압이 되는 경우에도 안정된 자기 베어링 제어를 행할 수 있다.

또한, 본 발명(청구항 4)은, 회전체와, 상기 회전체의 반경 방향 위치 또는 축방향 위치를 검출하는 위치 검출 수단과, 상기 반경 방향 위치 또는 상기 축방향 위치를 전자석에 의해 제어하는 자기 베어링 수단과, 상기 전자석과 전원 사이를 단접하는 스위칭 소자를 포함하는 여자 회로와, 상기 전자석을 흐르는 전류를 검출하는 전자석 전류 검출 수단을 구비하고, 상기 전자석 전류 검출 수단이 상기 스위칭 소자의 어스측에 배치된 것을 특징으로 한다.

스위칭 소자의 어스측에 전자석 전류 검출 수단을 배치함으로써, 전원 전압이 고전압이었던 경우에도 전자석을 흐르는 전류의 검출시에 전자석의 전압 스윙의 영향을 받기 어렵게 할 수 있다. 이 때문에, 저비용으로 노이즈가 적은 전자석 전류를 얻을 수 있다. 또, 스위칭 소자의 어스측에 전자석 전류 검출 수단을 배치함으로써, 전류 검출시에는 고전압이 걸리지 않고, 고전압에 대응한 전류 계측 수단을 사용하지 않아도 된다. 또, 전자석에 걸리는 전압 스윙에 의해, 노이즈가 발생하는데, 검출되는 전자석의 전류가 주기적인 파형이므로, 정확한 전류치를 계측하기 위해서는, 노이즈 필터(예를 들면, 로우 패스·필터)를 사용할 수 없다. 그 때문에, 노이즈의 영향을 받기 쉬워질 우려가 있었지만, 본 발명(청구항 4)과 같이, 전자석 전류 검출 수단을 스위칭 소자의 어스측에 배치함으로써, 노이즈 필터를 이용하지 않고, 저비용으로 정밀도가 높은 전자석 전류의 취득이 가능해진다. 이상에 의해, DC/DC 컨버터를 생략하고, 전자석 파워 앰프도 고전압 상태로 구동 가능하다. 이 때문에, 회로의 저비용화, 소형화를 도모할 수 있다. 또, 회로의 고장률을 감소할 수 있다.

또한, 본 발명(청구항 5)은, 상기 전자석 전류 검출 수단은, 적어도 저항 소자와 차동 증폭기로 이루어지고, 상기 전자석에 흐르는 전류에 의한 상기 저항 소자의 전압 강하에 의해서 발생하는 상기 저항 소자 양단의 전압을 상기 차동 증폭기에 입력하고, 상기 차동 증폭기의 출력 전압에 의거해, 상기 전자석에 흐르는 전류를 검출하는 것을 특징으로 한다.

이에 의해, 전원 전압이 고전압인 경우라도 노이즈에 영향을 받지 않고 정밀도가 높은 전자석 전류를 얻을 수 있다.

또한, 본 발명(청구항 6)은 진공 펌프의 발명이며, 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 기재된 자기 베어링 장치를 구비한 것을 특징으로 한다.

제어 장치와 진공 펌프 일체형의 제품의 치수를 소형화할 수 있으므로, 설치 스페이스가 적은 장소에도 진공 펌프를 채용할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 펄스폭이, 전원 전압 검출 수단으로 검출된 전원의 전압 및 전자석 전류 검출 수단으로 검출된 전류를 기초로 연산되도록 구성했으므로, 전압이 오른 만큼 펄스폭의 변화를 줄일 수 있어 자기 베어링 제어를 안정시킬 수 있다. 즉, 전원 전압에 따라 전자석 앰프 제어 특성을 변경함으로써, 안정성의 확보가 가능하다.

그리고, DC/DC 컨버터를 생략하고, 전자석 파워 앰프도 고전압 상태로 구동 가능하다. 이 때문에, 회로의 저비용화, 소형화를 도모할 수 있다. 또, 회로의 고장률을 감소할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시형태의 전체 블럭도
도 2는 자기 베어링 여자 회로(전류 검출 인터페이스 부분을 포함한다)
도 3은 KL과 전자석 전류 IL의 관계를 나타내는 도면
도 4는 터보 분자 펌프의 단면도
도 5는 래디얼 방향 전자석의 횡단면도
도 6은 액시얼 방향 전자석의 종단면도
도 7은 종래의 자기 베어링 여자 회로의 예
도 8은 전류 지령치가 검출치보다 큰 경우의 제어를 나타내는 타임 차트
도 9는 전류 지령치가 검출치보다 작은 경우의 제어를 나타내는 타임 차트
도 10은 종래의 전체 블럭도

이하, 본 발명의 실시형태에 대해서 설명한다. 본 발명의 실시형태의 전체 블럭도를 도 1에 나타낸다. 종래의 전체 블럭도인 도 10과 비교하면 알 수 있듯이, 본 발명의 실시형태에서는 종래 구비하고 있던 DC/DC 컨버터(5)를 생략하고 있다. 그리고, AC/DC 주전원(3)의 출력 전압은 저전압화되지 않은 채 전자석 파워 앰프(7) 및 소형 보조 전원(11)에 직접 입력되게 되어 있다.

즉, 전원 전압 Vd는 120V~140V 정도의 고전압 상태이다. 이와 같이 통상 운전시의 120V에서 140V 정도로까지 변동하는 것은, 모터(121)로부터의 회생 상황에 따라 140V 정도까지 전압이 상승하는 경우가 있기 때문이다.

또, 도 1에 나타낸 바와 같이 이 AC/DC 주전원(3)의 출력 전압인 전원 전압 Vd는 제어 회로(137)의 A/D 컨버터(17)에 입력되고 아날로그/디지털 변환된 후, DSP(15)에 입력되게 되어 있다. 제어 회로(137)의 DSP(15)에서 이 전원 전압 Vd를 기초로 연산된 펄스폭 신호는, 도 2의 전자석 파워 앰프(7)의 자기 베어링 여자 회로(110)에 나타내는 트랜지스터(131, 132)의 게이트에 대해 신호 송출되게 되어 있다.

우선, 전류 지령치 IR이 검출된 전자석 전류 IL보다 큰 경우(모드 1)에 대해서, 수학식 1을 기초로 제어 회로(137)의 소프트웨어에 의해 전개된 연산식은 수학식 3과 같이 된다.

여기서, P(n)는 극성이며, IL(곡절 부호)(n+1)는 타이밍 n의 다음 타이밍에 있어서의 전자석 전류의 추정치를 의미한다. 마찬가지로, 전류 지령치 IR이 검출된 전자석 전류 IL보다 작은 경우(모드 2)에 있어서의 제어 회로(137)의 소프트웨어에 의해 전개되는 연산식은 수학식 4와 같이 된다.

따라서, 수학식 3과 수학식 4로부터 수학식 5가 성립한다.

이로부터, 타이밍 n에 있어서의 펄스폭 Tp(n)이 작으면 모드 1에서도 전류가 줄어든다. 또, 수학식 6이 성립한다.

펄스폭 Tp(n+1)를 다시 정리하면, 수학식 7과 같이 된다.

단, KA는 피드백 게인, 전류 지령치 IR(n+1)은 타이밍 n의 다음 타이밍에 있어서의 전류 지령치, IL(n)은 이번 실측된 전자석 전류치이다.

이 P(n+1)의 극성을 펄스폭 Tp(n+1)가 양이 되도록 하면 된다. 따라서, P(n+1)＞0이라면 모드 1로 하고, 한편 P(n+1)≤0이라면 모드 2로 한다.

전자석 인덕턴스 Lm은 코일 권수 N, 갭 길이 l, 갭 면적 S, 투자율 μ을 이용하여 수 8과 같이 도출된다.

투자율 μ은 히스테리시스 특성에 의해, 전자석 전류 IL에 의해 크게 변화하므로, 펄스폭 Tp(n+1)를 다른 형태에 표현하면, 수학식 9와 같이 된다.

KL은 인덕턴스 보정 게인으로, 검출되는 전자석 전류 IL의 크기에 따라 전자석 인덕턴스의 기준치 L₀을 보정하기 위한 보정 계수이다. 전자석 전류 IL의 정상 전류치가 클수록 전자석 인덕턴스 Lm이 감소하므로, 인덕턴스 보정 게인을 감소시킬 필요가 있다.

KL과 전자석 전류 IL의 관계를 도 3에 나타낸다. 여기서, 수학식 9 중의 제1 항목인 (IR(n+1)-IL(n))×KL에 상당하는 항은, DSP(15)에서 연산된 전류 지령치 IR과 실제로 검출된 전자석 전류 IL 사이의 전류의 오차를 보정하는 기능을 갖고 있다.

또, 수학식 9 중의 제2 항목인 P(n)×Vd×Tp(n)/L₀에 상당하는 항은, 현재의 펄스폭을 갖고 보정하여 다음 펄스폭을 결정하는 항이다. DSP(15)에서는 마이크로컴퓨터가 일정시간마다 샘플링적으로 연산하고 있다. 이 때문에, 연산의 시간차가 있어, 연산에서부터 다음 연산 시간까지의 동안에 실제로 흐르고 있는 전류가 바뀌어 버릴 가능성이 있다. 그 시간 동안의 차를 이 전회 펄스폭의 제2 항목으로 보정하는 기능을 갖고 있다. 단, 이 제2 항목의 보정은, 현재 타이밍의 곧 다음의 타이밍에 있어서 순간에는 연산 결과를 반영하지 않도록 해도 된다. 예를 들면, 무슨 사이클인지 연산하여, 노이즈 등에 의한 영향이 없는 것을 확인하고 나서 연산 결과를 반영하도록 해도 된다.

또한, 수학식 9 중의 제3 항목인 2RmTsIL(n)/L₀에 상당하는 항은, 전자석 권선(111)에는 현실에는 저항분이 있어, 그 저항분에 의해 전압 강하를 발생시킨다. 이 때문에, 그 저항분에 의한 전압 강하를 보정하는 기능을 갖고 있다.

또한, 수학식 9 중의 제2 항목, 제3 항목에 의한 보정은 교류 성분에 대해서는 이상적으로 이론대로 기능한다. 단, 전자석 인덕턴스의 기준치 L₀이나 전자석 저항 Rm은 현실적으로는 정확하게 규정하는 것은 어려워, 제조상의 불균일이나 사용 환경상 등에 의한 이론치로부터의 오차가 발생하고 있다.

이 때문에, 직류 성분에 대해서는 이 오차가 오프셋분으로서 남아 버린다. 이러한 수학식 9 중의 제2 항목, 제3 항목으로 보정을 행함으로써 발생하는 직류 오차를 수학식 10과 같이 제4 항목으로서 적분항을 더함으로써 보정한다. 즉, PWM 제어 펄스폭의 예측 제어의 오차에 의해 발생하는 전류의 직류 오차를 감소하기 위해서, 예측 제어 루프와는 별도로 적분 보상항을 추가한다.

단, Yi(n)는 수학식 11과 같이 DSP(15)에서 연산된 전류 지령치 IR과 실제로 검출된 전자석 전류 IL 사이의 전류의 오차를 Ki배가 된 것을 각 타이밍마다 축적한 것이다.

Ki는 수학식 12에 나타내는 적분 계수이며, 경험적으로 정하는 것이다. 여기서, 샘플링 시간 Ts는 예를 들면 40μs이며, 주파수 f는 예를 들면 약 1헤르츠 정도이다.

또한, 이 Yi(n)에 대해서는 상한치, 하한치를 정하고 클램프한다. 또, 전원 전압 Vd는, 일정 이하가 되지 않도록 클램프한다. 수학식 10으로부터 알 수 있듯이 전원 전압 Vd를 분모에 갖는 항이 있으므로, 발진하여 제어 불능이 되는 것을 방지하기 위함이다.

이러한 구성에 있어서, 자기 베어링을 DSP(15)의 소프트웨어로 제어한다. 전원 전압 Vd를 AD 컨버터(17)에서 아날로그/디지털 변환하여 DSP(15)에 도입한다. 그리고, 수학식 10과 같이 전원 전압 Vd에 따른 PWM 제어 펄스폭을 연산해, 전자석(111)을 구동한다.

예를 들면 전원 전압 Vd가 모터(121)의 브레이크 동작에 의해 1.2배가 된 경우, 전원 전압 Vd를 고려하지 않고 제어하면 동일한 펄스폭으로 전류가 1.2배로 증가해 버린다. 그리고, 제어 루프의 게인이 올라 자기 베어링 제어가 불안정하게 될 우려가 있다.

그러나, 수학식 10으로 제어하면 전압이 오른 만큼 펄스폭의 변화를 줄일 수 있어 자기 베어링 제어가 안정된다. 즉, 전원 전압에 따라 전자석 앰프 제어 특성을 변경함으로써, 안정성의 확보가 가능하다.

이상에 의해, DC/DC 컨버터를 생략하고, 전자석 파워 앰프(7)도 고전압 상태로 구동 가능하다. 이 때문에, 회로의 저비용화, 소형화를 도모할 수 있다. 또, 회로의 고장률을 감소할 수 있다. 또한, 제어 장치와 진공 펌프 일체형 제품의 치수를 소형화할 수 있으므로, 설치 스페이스가 적은 장소에도 진공 펌프를 채용할 수 있다.

또한, 본 실시형태는 DSP(15)의 소프트웨어로 구성하는 것으로 설명했는데, 전자 회로로 구성되어도 된다.

다음에, DC/DC 컨버터(5)를 생략하고, AC/DC 주전원(3)의 고전압을 갖고 전원 전압 Vd로 한 경우의 상측 래디얼 방향 센서(105b), 하측 래디얼 방향 센서(107b), 액시얼 방향 센서(109b)에 대한 영향에 대해서 고찰한다.

이들 변위 센서는 예를 들면 캐리어 주파수가 25kHz로 구동되고 있다. 여기서, 변위 센서의 변위 신호 추출시에는, 변위 센서의 변위 신호를 정밀도 높게 추출하기 위해, 이 변위 신호에 대해 캐리어 주파수와 주파수를 동일하게 하는 직사각형파의 동기 검파 펄스를 갖고 변조하는 동기 검파 방식을 채용한다.

그러나, 이 동기 검파 방식에 의한 경우, 기본파 이외에도 3배파, 5배파…에서도 감도를 갖는다. 한편, 2배파, 4배파…에서는 반대로 감도를 갖지 않는다. 본 실시형태의 전원 전압 Vd는 고전압 때문에, PWM 제어에 의한 노이즈의 발생도 그만큼 종래보다도 큰 것이 상정된다.

여기서, 전자석(111)의 스위칭 주파수를 변위 센서의 캐리어 주파수의 2배로 동기시킴으로써 변위 센서에 혼입되는 노이즈를 억제한다. 이상에 의해, DC/DC 컨버터(5)를 생략하고, 전원 전압 Vd가 고전압이었던 경우에도 안정된 자기 베어링 제어를 행할 수 있다.

다음에, DC/DC 컨버터(5)를 생략하고, AC/DC 주전원(3)의 고전압을 갖고 전원 전압 Vd로 한 경우의 전자석 전류 IL의 전류 검출에 대한 영향에 대해서 고찰한다. 도 2와 같이, 트랜지스터(132)의 어스측에 전류 검출 회로(139)를 배치함으로써, 본 실시형태의 전원 전압 Vd가 고전압이었던 경우에도 전자석 전류 IL의 전류 검출시에 전자석(111)의 전압 스윙의 영향을 받기 어렵게 할 수 있다. 또, 이 배치에 의해, 전류 검출 회로(139)에 고전압이 걸리지 않고, 전류 검출 회로(139)에 고전압 대책이 불필요해진다. 전자석(111)에 걸리는 전압 스윙에 의한 노이즈는 검출되는 전자석의 전류가 주기적인 파형이므로, 정확한 전류치를 계측하기 위해는, 노이즈 필터(예를 들면, 로우 패스·필터)를 사용할 수 없다. 그러나, 트랜지스터(132)의 어스측에 전류 검출 회로(139)를 배치함으로써, 노이즈 필터를 사용하지 않아도 노이즈의 영향을 저감하는 것이 가능해진다. 이 때문에, 저비용으로 노이즈가 적은 전자석 전류 IL을 얻을 수 있다.

또, 이 때 전원 전압 Vd가 고전압이므로, 여자 회로(110)의 전원 전압 Vd측의 어스(21)에 노이즈가 중첩됨과 더불어, 제어 회로(137)측의 어스(23)에도 노이즈가 중첩되어 어스간에 전위가 발생하기 쉬운 상태로 되어 있다.

그래서, 종래의 DC/DC 컨버터(5)를 갖고 있었을 때와 같이 전류 검출 회로(139)로부터 추출한 전압을 그대로 A/D 컨버터에 입력하는 것이 아니라, 도 2의 자기 베어링 여자 회로에 있어서의 전류 검출 인터페이스 부분을 보고 알 수 있도록, 일단 차동 증폭기(27)에서 전류 검출 회로(139)로부터 추출한 전압과 어스(21)의 전압의 차를 취하기로 했다.

이에 의해, 전원 전압 Vd가 고전압인 경우여도, 노이즈에 영향을 받지 않고 정밀도가 높은 전자석 전류 IL을 얻을 수 있다. 또 상기 설명에서는, 차동 증폭기(27)에서 전류 검출 회로(139)로부터 추출한 전압과 어스(21)의 전압의 차를 취하는 것으로 했지만, -전원의 전압과의 차를 취하는 것으로 해도 된다.

또한, 본 발명은, 본 발명의 정신을 일탈하지 않는 한 다양한 개변을 할 수 있어, 상술한 실시형태 및 각 변형예는, 다양하게 조합할 수 있다.

1:입력 전원
3:주전원
5:DC/DC 컨버터
7:전자석 파워 앰프
9:모터 구동 회로
11:소형 보조 전원
15:DSP
17:A/D컨버터
21, 23:어스
27:차동 증폭기
103:회전체
105a:상측 래디얼 방향 전자석
105b:상측 래디얼 방향 센서
107a:하측 래디얼 방향 전자석
107b:하측 래디얼 방향 센서
109a:액시얼 방향 전자석
109b:액시얼 방향 센서
110:여자 회로
111:전자석
121:모터
131, 132:트랜지스터
133:전원
135, 136:다이오드
137:제어 회로
139:전류 검출 회로

Claims

회전체와, 상기 회전체의 반경 방향 위치 또는 축방향 위치를 검출하는 위치 검출 수단과, 상기 반경 방향 위치 또는 상기 축방향 위치를 전자석에 의해 제어하는 자기 베어링 수단과, 상기 전자석과 전원 사이를 단접(斷接)하는 스위칭 소자를 포함하는 여자 회로와, 상기 전자석을 흐르는 전류를 검출하는 전자석 전류 검출 수단과, 상기 전원의 전압을 검출하는 전원 전압 검출 수단과, 상기 스위칭 소자를 펄스 제어하는 펄스폭을 타이밍마다 연산하는 펄스폭 연산 수단을 구비하고, 상기 펄스폭이, 상기 전원 전압 검출 수단으로 검출된 상기 전압 및 상기 전자석 전류 검출 수단으로 검출된 상기 전류를 기초로 연산되는 것임을 특징으로 하는 자기 베어링 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 전자석 전류 검출 수단으로 검출된 상기 전류의 전류치와 전류 지령치의 전류 오차에 의거해 제1의 보정 연산이 이루어지고, 현재의 상기 펄스폭에 의거해 제2의 보정 연산이 이루어지고, 상기 전자석의 저항분에 의한 전압 강하에 의거해 제3의 보정 연산이 이루어지고, 상기 제3의 보정 연산과 상기 제2의 보정 연산에 포함되어 있는 직류분의 오차가 적분에 의해 보정 연산되는 것을 특징으로 하는 자기 베어링 장치.
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
상기 여자 회로의 상기 스위칭 소자를 단접하는 스위칭 주파수가 상기 위치 검출 수단의 캐리어 주파수의 짝수배로 된 것을 특징으로 하는 자기 베어링 장치.
회전체와, 상기 회전체의 반경 방향 위치 또는 축방향 위치를 검출하는 위치 검출 수단과, 상기 반경 방향 위치 또는 상기 축방향 위치를 전자석에 의해 제어하는 자기 베어링 수단과, 상기 전자석과 전원 사이를 단접하는 스위칭 소자를 포함하는 여자 회로와, 상기 전자석을 흐르는 전류를 검출하는 전자석 전류 검출 수단을 구비하고, 상기 전자석 전류 검출 수단이 상기 스위칭 소자의 어스측에 배치된 것을 특징으로 하는 자기 베어링 장치.
청구항 1, 청구항 2, 청구항 3 또는 청구항 4에 있어서,
상기 전자석 전류 검출 수단은, 적어도 저항 소자와 차동 증폭기로 이루어지고, 상기 전자석에 흐르는 전류에 의한 상기 저항 소자의 전압 강하에 의해서 발생하는 상기 저항 소자 양단의 전압을 상기 차동 증폭기에 입력하고, 상기 차동 증폭기의 출력 전압에 의거해, 상기 전자석에 흐르는 전류를 검출하는 것을 특징으로 하는 자기 베어링 장치.
청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 기재된 자기 베어링 장치를 구비한 것을 특징으로 하는 진공 펌프.