JP2004301322A - 磁気軸受装置及び該磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプ - Google Patents

Abstract

【課題】 電磁石を励磁駆動するアンプ回路の素子数を減らすとともに、電磁石とアンプ回路との間を結ぶケーブルの本数を減らし、ターボ分子ポンプの製造、設置等に必要なコストを減少させることのできる磁気軸受装置及び該磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプを提供する。
【解決手段】 電磁石巻線１５１は、その一端が共通ノードＲに接続されている。また、その他端は、１つのトランジスタ４１１と１つのダイオード４１５とから構成されるアンプ回路４１０に接続されている。そして、電磁石巻線１５１の一端は、各電磁石において共通となっており、この共通ノードＲは、中間電圧維持回路４５１により、中間電圧Ｖｃを維持するように制御されている。
【選択図】 図２

Description

本発明は磁気軸受装置及び該磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプに係わり、特に、電磁石を励磁駆動するアンプ回路の素子数を減らすとともに、電磁石とアンプ回路との間を結ぶケーブルの本数を減らし、ターボ分子ポンプの製造、設置等に必要なコストを減少させることのできる磁気軸受装置及び該磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプに関する。

近年のエレクトロニクスの発展に伴い、メモリや集積回路といった半導体の需要が急激に増大している。
これらの半導体は、極めて純度の高い半導体基板に不純物をドープして電気的性質を与えたり、半導体基板上に微細な回路パターンを形成し、これを積層するなどして製造される。

そして、これらの作業は空気中の塵等による影響を避けるため高真空状態のチャンバ内で行われる必要がある。このチャンバの排気には、一般に真空ポンプが用いられているが、特に残留ガスが少なく、保守が容易である等の点からターボ分子ポンプが多用されている。

また、半導体の製造工程では、さまざまなプロセスガスを半導体の基板に作用させる工程が数多くあり、ターボ分子ポンプはチャンバ内を真空にするのみならず、これらのプロセスガスをチャンバ内から排気するのにも使用される。
さらに、ターボ分子ポンプは、電子顕微鏡等の設備において、粉塵等の存在による電子ビームの屈折等を防止するため、電子顕微鏡等のチャンバ内の環境を高度の真空状態にするのにも用いられている。

そして、このようなターボ分子ポンプは、半導体製造装置や電子顕微鏡等のチャンバからガスを吸引排気するためのターボ分子ポンプ本体と、このターボ分子ポンプ本体を制御する制御装置とから構成されている。
ターボ分子ポンプ本体の縦断面図を図１４に示す。

図１４において、ターボ分子ポンプ本体１００は、円筒状の外筒１２７の上端に吸気口１０１が形成されている。そして、外筒１２７の内方には、ガスを吸引排気するためのタービンブレードによる複数の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・を周部に放射状かつ多段に形成した回転体１０３が備えられている。

この回転体１０３の中心にはロータ軸１１３が取り付けられており、このロータ軸１１３は、例えば５軸制御の磁気軸受により空中に浮上支持かつ位置制御されている。
上側径方向電磁石１０４は、４個の電磁石がＸ軸とＹ軸にかつ＋方向と−方向に、それぞれの対をなして配置されている（図示しないが、必要に応じて電磁石１０４Ｘ＋、１０４Ｘ−、１０４Ｙ＋、１０４Ｙ−という）。そして、この上側径方向電磁石１０４に近接かつ対応されて４個の電磁石からなる上側径方向センサ１０７が備えられている。この上側径方向センサ１０７は回転体１０３の径方向変位を検出し、制御装置２００（図１５に示す）に送るように構成されている。

そして、この制御装置２００においては、上側径方向センサ１０７が検出した変位信号に基づき、ＰＩＤ調節機能を有する磁気軸受制御回路２０１により上側径方向電磁石１０４を励磁制御し、ロータ軸１１３の上側の径方向位置を調整する。

そして、このロータ軸１１３は、高透磁率材（鉄など）などにより形成され、上側径方向電磁石１０４の磁力により吸引されるようになっている。かかる調整は、Ｘ軸方向とＹ軸方向とにそれぞれ独立して行われる。

また、下側径方向電磁石１０５及び下側径方向センサ１０８は、上側径方向電磁石１０４及び上側径方向センサ１０７と同様に配置され、ロータ軸１１３の下側の径方向位置を上側の径方向位置と同様に調整している（下側径方向電磁石１０５についても、必要に応じて電磁石１０５Ｘ＋、１０５Ｘ−、１０５Ｙ＋、１０５−という）。

さらに、軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂは、ロータ軸１１３の下部に備えた円板状の金属ディスク１１１を上下に挟んで配置されている。金属ディスク１１１は、鉄などの高透磁率材で構成されている。ロータ軸１１３の軸方向変位を検出するために軸方向センサ１０９が備えられ、その軸方向変位信号が制御装置２００に送られるように構成されている。

そして、軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂは、この軸方向変位信号に基づき、ＰＩＤ調節機能を有する磁気軸受制御回路２０１により、励磁制御されるようになっている。軸方向電磁石１０６Ａは、磁力により金属ディスク１１１を上方に吸引し、軸方向電磁石１０６Ｂは、金属ディスク１１１を下方に吸引する。

このように、軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂが金属ディスク１１１に及ぼす磁力を適当に調節することで、ロータ軸１１３は軸方向に磁気浮上され、かつ空間に非接触で保持されるようになっている。
なお、この磁気軸受制御回路２０１に関しては、後述にて、さらに詳細に説明する。

一方、モータ１２１は、ロータ軸１１３を取り囲むように周状に配置された複数の磁極を備えている。各磁極は、ロータ軸１１３との間に作用する電磁力を介してロータ軸１１３を回転駆動するように、制御装置２００によって制御されている。

また、モータ１２１には図示しない回転数センサが組み込まれており、この回転数センサの検出信号によりロータ軸１１３の回転数が検出されるようになっている。
さらに、例えば下側径方向センサ１０８近傍に、図示しない位相センサが取り付けてあり、ロータ軸１１３の回転の位相を検出するようになっている。制御装置２００では、この位相センサと回転数センサの検出信号を共に用いて磁極の位置を検出するようになっている。

回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・とわずかの空隙を隔てて複数枚の固定翼１２３ａ、１２３ｂ、１２３ｃ・・・が配設されている。回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・は、それぞれ排気ガスの分子を衝突により下方向に移送するため、ロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成されている。

また、固定翼１２３も、同様にロータ軸１１３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して形成され、かつ外筒１２７の内方に向けて回転翼１０２の段と互い違いに配設されている。

そして、固定翼１２３の一端は、複数の段積みされた固定翼スペーサ１２５ａ、１２５ｂ、１２５ｃ・・・の間に嵌挿された状態で支持されている。
固定翼スペーサ１２５はリング状の部材であり、例えばアルミニウム、鉄、ステンレス、銅などの金属、又はこれらの金属を成分として含む合金などの金属によって構成されている。

固定翼スペーサ１２５の外周には、わずかの空隙を隔てて外筒１２７が固定されている。外筒１２７の底部にはベース部１２９が配設され、固定翼スペーサ１２５の下部とベース部１２９の間にはネジ付きスペーサ１３１が配設されている。そして、ベース部１２９中のネジ付きスペーサ１３１の下部には排気口１３３が形成され、外部に連通されている。

ネジ付きスペーサ１３１は、アルミニウム、銅、ステンレス、鉄、又はこれらの金属を成分とする合金などの金属によって構成された円筒状の部材であり、その内周面に螺旋状のネジ溝１３１ａが複数条刻設されている。
ネジ溝１３１ａの螺旋の方向は、回転体１０３の回転方向に排気ガスの分子が移動したときに、この分子が排気口１３３の方へ移送される方向である。

回転体１０３の回転翼１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ・・・に続く最下部には回転翼１０２ｄが垂下されている。この回転翼１０２ｄの外周面は、円筒状で、かつネジ付きスペーサ１３１の内周面に向かって張り出されており、このネジ付きスペーサ１３１の内周面と所定の隙間を隔てて近接されている。

ベース部１２９は、ターボ分子ポンプ本体１００の基底部を構成する円盤状の部材であり、一般には鉄、アルミニウム、ステンレスなどの金属によって構成されている。
ベース部１２９はターボ分子ポンプ本体１００を物理的に保持すると共に、熱の伝導路の機能も兼ね備えているので、鉄、アルミニウムや銅などの剛性があり、熱伝導率も高い金属が使用されるのが望ましい。

かかる構成において、回転翼１０２がモータ１２１により駆動されてロータ軸１１３と共に回転すると、回転翼１０２と固定翼１２３の作用により、吸気口１０１を通じてチャンバからの排気ガスが吸気される。
吸気口１０１から吸気された排気ガスは、回転翼１０２と固定翼１２３の間を通り、ベース部１２９へ移送される。このとき、排気ガスが回転翼１０２に接触する際に生ずる摩擦熱や、モータ１２１で発生した熱の伝導などにより、回転翼１０２の温度は上昇するが、この熱は、輻射又は排気ガスの気体分子などによる伝導により固定翼１２３側に伝達される。

固定翼スペーサ１２５は、外周部で互いに接合しており、固定翼１２３が回転翼１０２から受け取った熱や排気ガスが固定翼１２３に接触する際に生ずる摩擦熱などを外部へと伝達する。
ベース部１２９に移送されてきた排気ガスは、ネジ付きスペーサ１３１のネジ溝１３１ａに案内されつつ排気口１３３へと送られる。

なお、上記では、ネジ付きスペーサ１３１は回転翼１０２ｄの外周に配設し、ネジ付きスペーサ１３１の内周面にネジ溝１３１ａが刻設されているとして説明した。しかしながら、これとは逆に回転翼１０２ｄの外周面にネジ溝が刻設され、その周囲に円筒状の内周面を有するスペーサが配置される場合もある。

また、吸気口１０１から吸引されたガスがモータ１２１、下側径方向電磁石１０５、下側径方向センサ１０８、上側径方向電磁石１０４、上側径方向センサ１０７などで構成される電装部側に侵入することのないよう、電装部は周囲をステータコラム１２２で覆われ、この電装部内はパージガスにて所定圧に保たれている。

このため、ベース部１２９には図示しない配管が配設され、この配管を通じてパージガスが導入される。導入されたパージガスは、保護ベアリング１２０とロータ軸１１３間、モータ１２１のロータとステータ間、ステータコラム１２２と回転翼１０２間の隙間を通じて排気口１３３へ送出される。

ここに、ターボ分子ポンプ本体１００は、個々に調整された固有のパラメータ（例えば、機種の特定、機種に対応する諸特性）に基づいた制御を要する。この制御パラメータを格納するために、上記ターボ分子ポンプ本体１００は、その本体内に電子回路部１４１を備えている。電子回路部１４１は、ＥＥＰ−ＲＯＭ等の半導体メモリ及びそのアクセスのための半導体素子等の電子部品、その実装用の基板１４３等から構成される。

この電子回路部１４１は、ターボ分子ポンプ本体１００の下部を構成するベース部１２９の中央付近の図示しない回転数センサの下部に収容され、気密性の底蓋１４５によって閉じられている。

ところで、プロセスガスは、反応性を高めるため高温の状態でチャンバに導入されることがある。そして、これらのプロセスガスは、排気される際に冷却されてある温度になると固体となり排気系に生成物を析出する場合がある。そして、この種のプロセスガスがターボ分子ポンプ本体１００内で低温となって固体状となり、ターボ分子ポンプ本体１００内部に付着して堆積する。

例えば、Ａｌエッチング装置にプロセスガスとしてＳｉＣｌ₄が使用された場合、低真空（７６０［ｔｏｒｒ］〜１０^-2［ｔｏｒｒ］）かつ、低温（約２０［℃］）のとき、固体生成物（例えばＡｌＣｌ₃）が析出し、ターボ分子ポンプ本体１００内部に付着堆積することが蒸気圧曲線からわかる。これにより、ターボ分子ポンプ本体１００内部にプロセスガスの析出物が堆積すると、この堆積物がポンプ流路を狭め、ターボ分子ポンプ本体１００の性能を低下させる原因となる。そして、前述した生成物は排気口付近の温度が低い部分、特に回転翼１０２及びネジ付きスペーサ１３１付近で凝固、付着し易い状況にあった。

そのため、この問題を解決するために、従来はベース部１２９等の外周に図示しないヒータや環状の水冷管１４９を巻着させ、かつ例えばベース部１２９に図示しない温度センサ（例えばサーミスタ）を埋め込み、この温度センサの信号に基づきベース部１２９の温度を一定の高い温度（設定温度）に保つようにヒータの加熱や水冷管１４９による冷却の制御（以下ＴＭＳという。ＴＭＳ；Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ Ｓｙｓｔｅｍ）が行われている。

次に、このように構成されるターボ分子ポンプ本体１００及び制御装置２００に関し、上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５及び軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂを励磁駆動する磁気軸受制御回路２０１について、詳細に説明する。

磁気軸受制御回路及び制御回路の構成図を図１５に示す。
図１５において、制御装置２００は、上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５等の各電磁石に対応して設けられた磁気軸受制御回路２０１を備えている。そして、磁気軸受が５軸制御の場合には、制御装置２００内に１０個の磁気軸受制御回路２０１が存在している（全ては図示せず）。

ここに、磁気軸受制御回路２０１においては、そのＰＩＤ制御回路２０３に上側径方向センサ１０７等からの変位信号が入力されるようになっている。そして、ＰＩＤ制御回路２０３では、入力された変位信号に対してＰＩＤ制御を行い、上側径方向電磁石１０４の駆動に必要な電流値（以下、電流指令値という）を電流指令信号として電流誤差演算器２０５に出力するようになっている。

また、電流誤差演算器２０５では、ＰＩＤ制御回路２０３から出力された電流指令信号と、後述するアンプ回路２１０から出力される電磁石電流検出信号との誤差（以下、電流誤差値という）を算出するようになっている。そして、電流誤差演算器２０５は、この電流誤差値を電流誤差信号としてパルス制御回路２０７に出力するようになっている。

次に、このパルス制御回路２０７をアンプ回路２１０とともに説明する。
アンプ回路の回路図を図１６に示す。
図１６において、上側径方向電磁石１０４等の各電磁石を構成する電磁石巻線１５１は、その一端がトランジスタ２１１を介して電源２２１の正極２２１ａに接続されている。また、その他端は電磁石電流検出回路２３１及びトランジスタ２１２を介して電源２２１の負極２２１ｂに接続されている。

ここに、トランジスタ２１１、２１２は、いわゆるＮ型のパワーＭＯＳＦＥＴである。そして、トランジスタ２１１は、その一端であるドレイン端子２１１ａが正極２２１ａに接続されるとともに、その他端であるソース端子２１１ｂが電磁石巻線１５１の一端と接続されるようになっている。また、トランジスタ２１２は、その一端であるドレイン端子２１２ａが電磁石電流検出回路２３１に接続されるとともに、その他端であるソース端子２１２ｂが負極２２１ｂと接続されるようになっている。

一方、電流回生用のダイオード２１５は、そのカソード端子２１５ａが電磁石巻線１５１の一端に接続されるとともに、そのアノード端子２１５ｂが負極２２１ｂに接続されるようになっている。また、これと同様に、ダイオード２１６は、そのカソード端子２１６ａが正極２２１ａに接続されるとともに、そのアノード端子２１６ｂが電磁石電流検出回路２３１を介して電磁石巻線１５１の他端に接続されるようになっている。

そして、電磁石電流検出回路２３１は、例えばホールセンサ式電流センサであり、電磁石巻線１５１に流れる電流（以下、電磁石電流ｉＬという）の大きさを検出し、この検出した電流値（以下、検出電流値という）を電磁石電流検出信号として電流誤差演算器２０５に出力するようになっている。
さらに、電源２２１の正極２２１ａと負極２２１ｂとの間には、電源２２１の安定化のために、安定化キャパシタ２２３が接続されている。

なお、電磁石巻線１５１の一端とトランジスタ２１１との間（以下、ノードＰという）や、電磁石巻線１５１の他端と電磁石電流検出回路２３１との間（以下、ノードＱという）は、電磁石巻線１５１がターボ分子ポンプ本体１００側の素子であるため、図１５に示すように、制御装置２００とターボ分子ポンプ本体１００との間を接続するためのケーブル１７０を構成する配線となっている。

そして、以上のように構成されるアンプ回路２１０は、磁気軸受制御回路２０１が、上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５等の各電磁石に対応して設けられることを受けて、（上側径方向電磁石１０４以外の）他の下側径方向電磁石１０５及び軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂについても同様のアンプ回路２１０が構成されるようになっている。

一方、パルス制御回路２０７は、電流誤差演算器２０５から出力される電流誤差信号に基づいて、電磁石電流ｉＬを増減させるべく、ＰＷＭ制御による１周期である制御サイクルＴｓ内に発生させるパルス幅の大きさ（パルス幅時間Ｔｐ１、Ｔｐ２）を決めるようになっている。この際、パルス制御回路２０７には、所定周期（例えば２５ｋＨｚ）を有する搬送波が入力されるようになっており、この搬送波の持つ周期に基づき制御サイクルＴｓが決められるようになっている。その結果、制御サイクルＴｓ内に、パルス幅時間Ｔｐ１、Ｔｐ２を有する信号（以下、ゲート駆動信号という）をトランジスタ２１１、２１２のゲート端子に出力し、トランジスタ２１１、２１２のｏｎ／ｏｆｆを切り替えるようになっている。

かかる構成において、ＰＩＤ制御回路２０３から出力される電流指令値が電磁石電流検出回路２３１で検出された電流検出値より大きい場合、すなわち電磁石電流ｉＬを増加させる場合には、図１７に示すように、制御サイクルＴｓ中で、パルス幅時間Ｔｐ１に相当する時間分だけトランジスタ２１１、２１２の両方をｏｎにし、パルス幅時間Ｔｐ２（＝Ｔｓ−Ｔｐ１）だけトランジスタ２１１、２１２の両方をｏｆｆにする。

このとき、トランジスタ２１１、２１２が両方ｏｎのときは、正極２２１ａから負極２２１ｂへ、トランジスタ２１１、電磁石巻線１５１及びトランジスタ２１２を介して流れる電磁石電流ｉＬが、電磁石巻線１５１に供給される（このとき電磁石電流ｉＬは増加する）。一方、トランジスタ２１１、２１２が両方ｏｆｆのときは、負極２２１ｂから正極２２１ａへ、ダイオード２１５、電磁石巻線１５１及びダイオード２１６を介して回生する電磁石電流ｉＬが、電磁石巻線１５１に供給される（このとき電磁石電流ｉＬは、トランジスタ２１１、２１２が両方ｏｎの場合よりも減少する）。
従って、パルス幅時間Ｔｐ１をパルス幅時間Ｔｐ２よりも長くすることで、制御サイクルＴｓ内の電磁石電流ｉＬが（結果的に）増加される。

一方、ＰＩＤ制御回路２０３から出力される電流指令値が電磁石電流検出回路２３１で検出された電流検出値より小さい場合、すなわち電磁石電流ｉＬを減少させる場合には、上記と逆の考え方により、パルス幅時間Ｔｐ２をパルス幅時間Ｔｐ１よりも長くすることで、制御サイクルＴｓ内における電磁石電流ｉＬが減少される。

なお、このアンプ回路２１０において、トランジスタ２１１、２１２のどちらか１個をｏｎとすることで、特許文献１に示されるように、アンプ回路２１０内でフライホイール電流が保持される（図示略）。

特許３１７６５８４号公報

そして、アンプ回路２１０内にフライホイール電流を保持することで、アンプ回路２１０におけるヒステリシス損を減少させ、回路全体としての消費電力を低く抑えることができる。また、このようにトランジスタ２１１、２１２を制御することで、ターボ分子ポンプ本体１００に生じる高調波等の高周波ノイズを低減することができる。

ところで、上述のように、磁気軸受制御回路２０１は、上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５等の各電磁石に対応して配置されるものであるため、制御装置２００内には１０個のアンプ回路２１０が存在する。そして、このアンプ回路２１０が、１個の電磁石巻線１５１につき２個のトランジスタ２１１、２１２と２個のダイオード２１５、２１６が必要であることを考慮すると、全ての電磁石を励磁駆動するために、制御装置２００内に２０個のトランジスタとダイオードとが必要となる。

その一方で、これらのトランジスタ２１１、２１２やダイオード２１５、２１６は、いずれも電磁石巻線１５１に大きな電流を供給するため、その素子のサイズ（トランジスタであればチャンネル幅、ダイオードであれば接合面積）を大きくする必要がある。

従って、電磁石巻線１５１への十分な電流供給を可能にしつつ、アンプ回路２１０の小型化を図るのは困難であり、その結果として、制御装置２００の小型化を図ることも困難であった。
そのため、ターボ分子ポンプ本体１００及び制御装置２００をクリーンルーム等に設置する場合にも、制御装置２００に大きな面積が必要となってしまい、設置のためのコストが上昇するおそれがあった。

これに加え、上述のようにアンプ回路２１０と電磁石巻線１５１との間を結ぶノードＰ、Ｑは、制御装置２００とターボ分子ポンプ本体１００との間のケーブル１７０を構成する配線となっている。そして、アンプ回路２１０が制御装置２００内に１０個存在することを考慮すると、ケーブル１７０にはノードＰ、Ｑとして２０本の配線が存在する。
従って、ケーブル１７０の本数を減らすことができず、ケーブル１７０自体のコストの低減が困難であった。

さらに、このノードＰ、Ｑの配線に関しては、電磁石巻線１５１への大きな電流伝送するため、その配線の径を大きくする必要がある。
そのため、ケーブル１７０の径の小径化も困難であり、その結果として、ケーブル１７０のターボ分子ポンプ本体１００側の入出口となるコネクタ（図示せず）の小型化も困難であった。特に、ターボ分子ポンプ本体１００側のコネクタは、ターボ分子ポンプ本体１００内部の真空状態を維持しつつ、ケーブル１７０の入出力を可能にするという特殊性を有するため、このコネクタの小型化が困難であると、ターボ分子ポンプ全体としての製造コストの上昇に直結するおそれがあった。

本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、電磁石を励磁駆動するアンプ回路の素子数を減らすとともに、電磁石とアンプ回路との間を結ぶケーブルの本数を減らし、ターボ分子ポンプの製造、設置等に必要なコストを減少させることのできる磁気軸受装置及び該磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプを提供することを目的とする。

このため本発明は、回転体と、該回転体の半径方向位置及び／又は軸方向位置を電磁石により制御する位置制御手段と、第１の正極と負極との間に第１の電圧を発生する第１の電圧発生手段と、前記第１の正極と異なる第２の正極と前記負極との間に前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を発生し、該第２の電圧を維持する第２の電圧発生／維持手段と、前記第２の正極から前記負極へ供給される第１の供給電流及び／又は前記第２の正極から前記第１の正極へ回生される第１の回生電流により、前記電磁石を励磁制御する第１の励磁制御手段とを備えた磁気軸受装置であって、前記第１の励磁制御手段は、前記第１の供給電流の断接を行う第１のスイッチ素子と、該第１のスイッチ素子の断接を制御する第１の制御回路と、前記第１の回生電流を該回生の向きに流す第１の整流素子とを備えて構成した。

電磁石の駆動に際し、第１のスイッチ素子を接続することで、電磁石に第２の正極から負極に向かう第１の供給電流が供給される。一方、第１のスイッチ素子を切断することで、電磁石に第２の正極から第１の正極に向かう第１の回生電流が流れる。このとき、第２の正極は、第１の励磁制御手段により電圧が下降する方向に作用される。しかし、いずれの場合であっても、第２の電圧発生／維持手段により、第２の正極は、第２の電圧に維持される。従って、第１の励磁制御手段と第２の電圧発生／維持手段の作用により、電磁石に流れる電流の増減が可能となる。

このことにより、第１の励磁制御手段を第１のスイッチ素子と第１の整流素子のみで構成しても、電磁石の励磁制御が可能となる。
そのため、第１の励磁制御手段を構成する素子が減少し、これを備えた磁気軸受装置の故障率を下げることができる。これに加え、磁気軸受装置で消費する電力や、磁気軸受装置が発する熱を減らすことができる。
なお、第２の電圧は、第１の電圧の半分程度の大きさであることが望ましい。

また、本発明は、回転体と、該回転体の半径方向位置及び／又は軸方向位置を電磁石により制御する位置制御手段と、第１の正極と負極との間に第１の電圧を発生する第１の電圧発生手段と、前記第１の正極と異なる第２の正極と前記負極との間に前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を発生し、該第２の電圧を維持する第２の電圧発生／維持手段と、前記第１の正極から前記第２の正極へ供給される第２の供給電流及び／又は前記負極から前記第２の正極へ回生される第２の回生電流により、前記電磁石を励磁制御する第２の励磁制御手段とを備えた磁気軸受装置であって、前記第２の励磁制御手段は、前記第２の供給電流の断接を行う第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の断接を制御する第２の制御回路と、前記第２の回生電流を該回生の向きに流す第２の整流素子とを備えて構成した。

電磁石の駆動に際し、第２のスイッチ素子を接続することで、電磁石に第１の正極から第２の正極に向かう第２の供給電流が供給される。一方、第２のスイッチを切断することで、電磁石に負極から第２の正極に向かう第２の回生電流が流れる。このとき、第２の正極は、第２の励磁制御手段により電圧が上昇する方向に作用される。しかし、いずれの場合であっても、第２の電圧発生／維持手段により、第２の正極は、第２の電圧に維持される。従って、第２の励磁制御手段と第２の電圧発生／維持手段の作用により、電磁石に流れる電流の増減が可能となる。

このことにより、第２の励磁制御手段を第２のスイッチ素子と第２の整流素子のみで構成しても、請求項１と同様に、電磁石の励磁制御が可能となる。
従って、磁気軸受装置の設計において、設計容易な構成を選択可能であり、かつその制御においても、制御容易な構成を選択可能となる。

さらに、本発明は、回転体と、該回転体の半径方向位置及び／又は軸方向位置を複数個の電磁石により制御する位置制御手段と、第１の正極と負極との間に第１の電圧を発生する第１の電圧発生手段と、前記第１の正極と異なる第２の正極と前記負極との間に前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を発生し、該第２の電圧を維持する第２の電圧発生／維持手段と、前記第２の正極から前記負極へ供給される第１の供給電流及び／又は前記第２の正極から前記第１の正極へ回生される第１の回生電流により、前記複数個の電磁石のうち少なくとも１個を励磁制御する第１の励磁制御手段と、前記第１の正極から前記第２の正極へ供給される第２の供給電流及び／又は前記負極から前記第２の正極へ回生される第２の回生電流により、前記第１の励磁制御手段により励磁制御される電磁石以外の電磁石のうち少なくとも１個を励磁制御する第２の励磁制御手段とを備えた磁気軸受装置であって、前記第１の励磁制御手段は、前記第１の供給電流の断接を行う第１のスイッチ素子と、該第１のスイッチ素子の断接を制御する第１の制御回路と、前記第１の回生電流を該回生の向きに流す第１の整流素子とを有し、前記第２の励磁制御手段は、前記第２の供給電流の断接を行う第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の断接を制御する第２の制御回路と、前記第２の回生電流を該回生の向きに流す第２の整流素子とを有して構成した。

第２の電圧発生／維持手段により、第２の正極は、第２の電圧に維持される。従って、第１の励磁制御手段と第２の電圧発生／維持手段の作用により、また第２の励磁制御手段と第２の電圧発生／維持手段の作用により、電磁石に流れる電流の増減が可能となる。
このことにより、請求項１及び請求項２と同様の効果を得ることができる。

さらに、本発明は、前記第１の正極から前記第２の正極へ流れる電流と、該第２の正極から前記負極へ流れる電流とがほぼ均等化されるように、前記第１の励磁制御手段により励磁制御される電磁石と前記第２の励磁制御手段により励磁制御される電磁石とに、グループ分けして構成されたことを特徴とする。

複数個の電磁石が、第１の正極から第２の正極へ流れる電流と、第２の正極から負極へ流れる電流とがほぼ均等化するようにグループ分けされることで、第２の電圧発生／維持手段から供給しなければならない電流を減らすことができる。
従って、第２の電圧発生／維持手段を構成する回路のサイズを小さく構成でき、磁気軸受装置の一層の小型化を図ることができる。

さらに、本発明は、前記負極に一端が接続された抵抗と、該抵抗に対して前記電磁石に供給及び／又は該電磁石により回生される電流を流すことで、該電流の値を検出する電磁石電流検出手段とを備えて構成した。

電磁石電流検出手段は、一端が負極に接続された抵抗を用いて電磁石に供給等される電流の値を検出する。そのため、電磁石電流検出手段に高い電圧が入力されることはない。従って、電磁石電流検出手段に、例えば差動増幅器等を用いてもノイズが乗り難く、精度良く電流を検出することが可能となる。また、高精度な差動増幅器を用いたり、高価なホールセンサ式電流センサ等を用いたりする必要もないため、電磁石電流検出手段を簡単に構成することができ、部品コストを下げることができる。

さらに、本発明は、前記電磁石は複数個設けられており、該電磁石の一端は共通のノードであり、かつ該ノードは前記第２の電圧発生／維持手段によって前記第２の電圧に維持されることを特徴とする。

電磁石の一端が共通のノードとなっており、かつこのノードが第２の電圧発生／維持手段によって第２の電圧に維持されるため、第１の励磁制御手段（あるいは第２の励磁制御手段）及び第２の電圧発生／維持手段と、電磁石との間を結ぶ配線は、電磁石の一端の共通のノードと各電磁石の他端の配線のみとなる。
従って、これらの間に必要な配線数が減り、配線のためのコストを下げることができる。

さらに、本発明は、前記第２の電圧発生／維持手段は、前記電磁石の一端の電圧と電圧指令値との誤差を算出する電圧誤差演算器と、該電圧誤差演算器で算出された誤差に基づいて前記第２の電圧を調整するレギュレータ回路とを備えて構成した。

このことにより、第２の電圧発生／維持手段は、実際の電磁石の一端の電圧に基づき、この電圧を第２の電圧に維持するよう制御される。従って、第２の電圧発生／維持手段は、第１の励磁制御手段と第２の励磁制御手段とに共通に構成可能である。

さらに、本発明は、前記第２の電圧発生／維持手段は、前記第２の電圧を調整するレギュレータ回路を備え、前記レギュレータ回路と前記電磁石の一端との間に流れる電流の値が所定の制限値を超えないように制御されることを特徴とする。

レギュレータ回路では、レギュレータ回路と電磁石の一端との間に流れる電流の値が制限値を超えないように、この電流が制御される。そのため、制限値を適当な値とすることで、レギュレータ回路と電磁石の一端との間に流れる電流のリップルを減らすことができる。
従って、レギュレータ回路を構成する素子等に流れる電流を減らすことができるので、これらの素子からの発熱を減らすことができ、寿命を延ばすことができる。また、部品コストを下げることができ、かつ磁気軸受装置の信頼性を向上させることができる。
さらに、電磁石の一端の電圧のリップルを減らせるため、例えば電磁石の一端の電圧の安定化のために設けられる安定化キャパシタ等の容積を小さくすることができ、磁気軸受装置の小型化を図ることができる。

さらに、本発明は、前記制限値は、前記電磁石の一端の電圧と電圧指令値との誤差に基づき変更されることを特徴とする。

レギュレータ回路と電磁石の一端との間に流れる電流の制限値は、電磁石の一端の電圧と電圧指令値との誤差に基づき適宜変更される。従って、この誤差が大きいときには制限値を大きな値とすることで、制限値に影響を受けることなく、レギュレータ回路の制御を行うことが可能である。一方、誤差が小さいときには制限値を小さな値に変更することで、このときの電流のリップルを減らすことができる。

さらに、本発明は、前記レギュレータ回路は、前記電磁石の一端に接続されたチョークコイルと、該チョークコイルと前記負極との間に流れる電流の断接を行う第３のスイッチ素子と、前記負極から前記チョークコイルに向かって電流を流す第３の整流素子と、前記第１の正極と前記チョークコイルとの間に流れる電流の断接を行う第４のスイッチ素子と、前記チョークコイルから前記第１の正極に向かって電流を流す第４の整流素子とを備え、前記電磁石の一端の電圧を上昇させるとき、前記第４のスイッチ素子の断接を制御する一方で、前記第３のスイッチ素子を切断し続け、前記電磁石の一端の電圧を下降させるとき、前記第３のスイッチ素子の断接を制御する一方で、前記第４のスイッチ素子を切断し続けることを特徴とする。

電磁石の一端の電圧を上昇させるときには、第４のスイッチ素子に対して断接の制御を行う一方で、第３のスイッチ素子を切断し続ける。このとき、第４のスイッチ素子を接続している期間は電磁石の一端に供給される電流が増加するが、この第４のスイッチ素子を切断すると第３の整流素子を介した回生電流により電磁石の一端に供給される電流が減少する。そして、この電流を減少させるときには、第３のスイッチ素子が切断されているため、この電磁石の一端に供給される電流が負になることはない。

また、電磁石の一端の電圧を下降させる場合には、第３のスイッチ素子に対して断接の制御を行う一方で、第４のスイッチ素子を切断し続ける。このとき、第３のスイッチ素子を接続している期間は電磁石の一端に供給される電流が減少するが、この第３のスイッチ素子を切断すると第４の整流素子を介した回生電流により電磁石の一端に供給される電流が増加する。そして、この電流を増加させるときには、第４のスイッチ素子が切断されているため、この電磁石の一端に供給される電流が正になることはない。
従って、レギュレータ回路と電磁石の一端との間に流れる電流のリップルを減らすことができる。

さらに、本発明は、磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプであって、前記回転体は、回転翼及び該回転翼の中央に配設されたロータ軸を有し、前記位置制御手段は、該ロータ軸を空中に磁気浮上させることを特徴とする。

磁気軸受装置は、ターボ分子ポンプに搭載される。このことにより、この磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプの小型化を図ることができる。

さらに、本発明は、少なくとも前記回転体及び前記位置制御手段を有するターボ分子ポンプ本体と、少なくとも前記第１の励磁制御手段又は前記第２の励磁制御手段を有する制御装置とを備え、前記ターボ分子ポンプ本体と制御装置とが一体化されたことを特徴とする。

上述した第１の励磁制御手段や第２の励磁制御手段は、小型化が可能である。従って、この第１の励磁制御手段や第２の励磁制御手段を有する制御装置も小型化が可能となる。
そのため、制御装置とターボ分子ポンプ本体とは一体化が可能となり、制御装置とターボ分子ポンプ本体との間を結ぶ配線等を無くすことができる。
このことにより、ターボ分子ポンプの製造、配置等に必要なコストを減少させることができる。

以上説明したように本発明によれば、電磁石を第２の正極から負極に向かう第１の供給電流と、第２の正極から第１の正極に向かう第１の回生電流により励磁制御し、かつ第２の正極を第２の電圧に維持する第２の電圧発生／維持手段を備えて構成したので、電磁石を励磁駆動するアンプ回路の素子数を減らすことができる。

また、電磁石の一端を共通のノードとし、このノードを第２の電圧に維持するように構成したので、電磁石とアンプ回路との間を結ぶケーブルの本数を減らし、ターボ分子ポンプの製造、設置等に必要なコストを減少させることができる。

さらに、一端が負極に接続された抵抗を用いて電磁石に供給等される電流の値を検出する電磁石電流検出手段を備えて構成したので、電磁石電流検出手段に高い電圧が入力されるのを避け、精度良く電流を検出することが可能となる。そのため、電磁石電流検出手段を簡単に構成することができ、部品コストを下げることができる。

また、レギュレータ回路と電磁石の一端との間に流れる電流の値が制限値を超えないように、この電流が制御されるので、制限値を適当な値とすることで、レギュレータ回路と電磁石の一端との間に流れる電流のリップルを減らすことができる。

以下、本発明の第１の実施形態について説明する。
本発明の第１実施形態である磁気軸受制御回路及び制御回路の構成図を図１に示す。なお、図１５と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。

図１において、ターボ分子ポンプ本体３００は、その上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５等の各電磁石を構成する電磁石巻線１５１の一端が、それぞれの電磁石において共通のノードとなっている（このノードを共通ノードＲとする）。

これに対し、制御装置４００は、上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５等の各電磁石に対応して設けられた磁気軸受制御回路４０１を備えている。そして、磁気軸受が５軸制御の場合には、制御装置４００内に１０個の磁気軸受制御回路４０１が存在している。

ここに、磁気軸受制御回路４０１においては、従来と同様に、上側径方向センサ１０７等からの変位信号に基づいて、ＰＩＤ制御回路２０３及び電流誤差演算器２０５の制御により、電流誤差演算器２０５から電流誤差信号がパルス制御回路４０７に出力されるようになっている。

このパルス制御回路４０７をアンプ回路４１０とともに説明する。
アンプ回路の回路図を図２に示す。なお、図１６と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。
図２において、電磁石巻線１５１は、その一端が共通ノードＲに接続されている。また、その他端は、電磁石電流検出回路２３１及びトランジスタ４１１を介して電源２２１の負極２２１ｂに接続されている。

ここに、トランジスタ４１１は、従来と同様に、Ｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴであり、その一端であるドレイン端子４１１ａが電磁石電流検出回路２３１に接続されるとともに、その他端であるソース端子４１１ｂが負極２２１ｂと接続されている。

また、電流回生用のダイオード４１５は、そのカソード端子４１５ａが電源２２１の正極２２１ａに接続されるとともに、そのアノード端子４１５ｂがトランジスタ４１１のドレイン端子４１１ａに接続されるようになっている。

そして、電磁石電流検出回路２３１は、電磁石巻線１５１に流れる電磁石電流ｉＬの大きさを検出し、この検出した電流値を電磁石電流検出信号として電流誤差演算器２０５に出力するようになっている。なお、この電磁石電流検出回路２３１は、例えばホールセンサ式電流センサである。

また、この電磁石電流検出回路２３１は、ホールセンサ式電流センサで構成するほかに、例えば図３に示すように、電磁石巻線１５１の他端とトランジスタ４１１のドレイン端子４１１ａとの間に直列接続された検出抵抗２３２と、この検出抵抗２３２の両端の電位差を増幅し、検出抵抗２３２に流れる電流を検出するための差動増幅器２３７とで構成されても良い。この場合、検出抵抗２３２の一端は、抵抗２３３を介して、差動増幅器２３７の−側の入力端と接続されている。また、この差動増幅器２３７の−側の入力端は、抵抗２３５を介して、差動増幅器２３７の出力端と接続されている。さらに、検出抵抗２３２の他端は、抵抗２３４を介して、差動増幅器２３７の＋側の入力端と接続されている。また、この差動増幅器２３７の＋側の入力端は、抵抗２３６を介して、接地されている。なお、これらの抵抗２３３、…、２３６は、配線の寄生抵抗等のほかに、差動増幅器２３７のオフセット電圧の調整用に別途用意された抵抗素子をも含むものであり、抵抗２３３と抵抗２３４との抵抗値を一致させ、さらに抵抗２３５と抵抗２３６との抵抗値を一致させることで、差動増幅器２３７のオフセット電圧を小さくできるようになっている。
なお、この電磁石電流検出回路２３１は、電磁石巻線１５１の他端側ではなく、電磁石巻線１５１の一端側に接続されていても良い。

さらに、電源２２１の正極２２１ａと共通ノードＲとの間及び負極２２１ｂと共通ノードＲとの間には、電源２２１と共通ノードＲの電圧の安定化のために、それぞれに安定化キャパシタ４２３ａ、４２３ｂが接続されている。

なお、電磁石巻線１５１の他端とトランジスタ４１１との間（以下、ノードＳという）は、電磁石巻線１５１がターボ分子ポンプ本体３００側の素子であるため、従来と同様に、制御装置４００とターボ分子ポンプ本体３００との間のケーブル１７０を構成する配線となっている。

そして、以上のように構成されるアンプ回路４１０は、磁気軸受制御回路４０１が上側径方向電磁石１０４、下側径方向電磁石１０５等の各電磁石に対応して設けられることを受けて、従来と同様に、他の下側径方向電磁石１０５及び軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂについても同様のアンプ回路４１０が構成されるようになっている。

一方、パルス制御回路４０７は、電流誤差演算器２０５から出力される電流誤差信号に基づいて、電磁石電流ｉＬを増減させるべく、制御サイクルＴｓ内に発生させるパルス幅時間Ｔｐ１、Ｔｐ２を決めるようになっている。そして、パルス制御回路４０７は、このパルス幅時間Ｔｐ１、Ｔｐ２を有するゲート駆動信号をトランジスタ４１１のゲート端子に出力して、トランジスタ４１１のｏｎ／ｏｆｆを切り替えるようになっている。

さらに、図１において、制御装置４００は、上記のような磁気軸受制御回路４０１に加え、共通ノードＲに対して設けられた中間電圧維持回路４５１を備えている。
この中間電圧維持回路４５１では、その指令値設定回路４５３に、共通ノードＲの電位を何ボルトに設定するか決めるための設定信号が入力されるようになっている。そして、この指令値設定回路４５３は、入力された設定信号に基づき、共通ノードＲに必要な電圧値（以下、電圧指令値という）を電圧誤差演算器４５５に出力するようになっている。

また、電圧誤差演算器４５５では、指令値設定回路４５３から出力された電圧指令値と共通ノードＲの電圧値（以下、実電圧値という）との誤差（以下、電圧誤差値という）を算出するようになっている。そのため、この共通ノードＲの実電圧値は、そのまま電圧誤差演算器４５５に送られるようになっている。そして、電圧誤差演算器４５５は、この電圧誤差値を電圧誤差信号としてレギュレータ制御回路４５７に出力するようになっている。

このレギュレータ制御回路４５７をレギュレータ回路４６０とともに説明する。
図２において、共通ノードＲは、チョークコイル４７１及びレギュレータ電流検出回路４７２を順に介して、トランジスタ４６１、４６２及びダイオード４６５、４６６に接続されるようになっている（以下、このトランジスタ４６１等の接続ノードをノードＴという）。

ここに、トランジスタ４６１、４６２は、トランジスタ４１１等と同様に、Ｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴである。そして、このトランジスタ４６１は、その一端であるドレイン端子４６１ａがノードＴに接続されるとともに、その他端であるソース端子４６１ｂが（アンプ回路４１０と同じ）負極２２１ｂに接続されるようになっている。また、トランジスタ４６２は、その一端であるドレイン端子４６２ａが（アンプ回路４１０と同じ）正極２２１ａに接続されるとともに、その他端であるソース端子４６２ｂがノードＴに接続されるようになっている。

さらに、ダイオード４６５は、そのカソード端子４６５ａがノードＴに接続されるとともに、そのアノード端子４６５ｂが負極２２１ｂに接続されるようになっている。また、ダイオード４６６は、そのカソード端子４６６ａが正極２２１ａに接続されるとともに、そのアノード端子４６６ｂがノードＴに接続されるようになっている。

なお、チョークコイル４７１は、トランジスタ４６１、４６２からの急激な電流の増減によるノードＴの揺れ（すなわち、レギュレータ回路４６０から生じるリップル電流等に伴うノイズ）が直接共通ノードＲに伝わらないようにするための素子となっている。

また、このノードＴに接続されたレギュレータ電流検出回路４７２では、レギュレータ回路４６０から共通ノードＲに流れる電流を検知するようになっている。そして、トランジスタ４１１、ダイオード４１５等が破壊して、万一、チョークコイル４７１を流れる電流が増加しても、このレギュレータ電流検出回路４７２によりレギュレータ回路４６０から流れる電流を検知することで、ターボ分子ポンプ全体の破壊を未然に防ぎ、これを保護できるようになっている。

さらに、トランジスタ４６２に関しては、正極２２１ａの電圧Ｖｈを十分に転送できるようにするため、そのゲート端子に電圧Ｖｈ以上の電圧を印加することが望ましい。このとき、トランジスタ４６２のゲート端子には、例えばレギュレータ制御回路４５７からのレギュレータ駆動信号に対して簡易なブースト回路を介した信号を入力することにより、十分に電圧Ｖｈを転送できるようになる。

また、電磁石巻線１５１の一端とレギュレータ回路４６０とを結ぶ共通ノードＲは、レギュレータ回路４６０が制御装置４００側の回路であるため、図１に示すように、制御装置４００とターボ分子ポンプ本体３００との間のケーブル１７０を構成する配線となっている。

一方、レギュレータ制御回路４５７は、電圧誤差演算器４５５から出力される電圧誤差信号に基づいて、共通ノードＲを所定の中間電圧Ｖｃに維持すべく、このノードＴを正極２２１ａ又は負極２２１ｂに接続する時間を決めるようになっている。このとき、レギュレータ制御回路４５７による制御は、電圧誤差演算器４５５から出力される電圧誤差信号のみに基づき、他のタイミング等にはよらないようになっている。その結果、レギュレータ制御回路４５７は、レギュレータ駆動信号をトランジスタ４６１、４６２のゲート端子に出力し、トランジスタ４６１、４６２のｏｎ／ｏｆｆを切り替えるようになっている。

なお、レギュレータ回路４６０において維持される中間電圧Ｖｃとしては、正極２２１ａの電圧（電圧Ｖｈとする）と負極２２１ｂの電圧（電圧Ｖｌとする）の半分の電圧、すなわち（Ｖｈ＋Ｖｌ）／２であることが望ましい。

かかる構成において、ある電磁石巻線１５１Ａ（他の電磁石巻線と区別するため添字Ａを付す、以下同旨）についてのアンプ回路４１０Ａで電磁石電流ｉＬＡを増加させる場合には、図４に示すように、制御サイクルＴｓ中で、パルス幅時間Ｔｐ１Ａに相当する時間分だけトランジスタ４１１Ａをｏｎにし、パルス幅時間Ｔｐ２Ａだけトランジスタ４１１Ａをｏｆｆにする。

このとき、トランジスタ４１１Ａがｏｎのときは、共通ノードＲ（中間電圧Ｖｃを維持しているとする）から負極２２１ｂへ、電磁石巻線１５１及びトランジスタ４１１Ａを介して流れる電磁石電流ｉＬが、電磁石巻線１５１に供給される。一方、トランジスタ４１１Ａがｏｆｆのときは、共通ノードＲからアンプ回路４１０Ａの正極２２１ａへ、電磁石巻線１５１、ノードＳ及びダイオード４１５Ａを介して回生する電磁石電流ｉＬが、電磁石巻線１５１に供給される。
従って、パルス幅時間Ｔｐ１Ａをパルス幅時間Ｔｐ２Ａよりも長くすることで、制御サイクルＴｓ内の電磁石電流ｉＬＡが増加される。

一方、電磁石巻線１５１Ａとは別の電磁石巻線１５１Ｂ（添字Ｂを付す、以下同旨）についてのアンプ回路４１０Ｂで電磁石電流ｉＬＢを減少させる場合には、上記と逆の考え方により、パルス幅時間Ｔｐ２Ｂをパルス幅時間Ｔｐ１Ｂよりも長くすることで、制御サイクルＴｓ内における電磁石電流ｉＬＢが減少される。

ここで、ある制御サイクルＴｓ内で、上記のアンプ回路４１０Ａ、４１０Ｂのみに電磁石電流ｉＬの増減があったとすると、その場合のレギュレータ回路４６０の制御は、以下のようになる。

アンプ回路４１０Ａ、４１０Ｂで流す電磁石電流ｉＬＡ、ｉＬＢの和である全電磁石電流ｉＬｔｏｔは、共通ノードＲの電圧を中間電圧Ｖｃより下降させる。そして、共通ノードＲの電圧値が電圧誤差演算器４５５に送られると、電圧誤差演算器４５５は、レギュレータ制御回路４５７に共通ノードＲの電圧を上昇させる旨の電圧誤差信号を出力する。その結果、レギュレータ制御回路４５７では、正極２２１ａ側に接続されているトランジスタ４６２をｏｎにして、共通ノードＲの電圧を上昇させる。なお、この間トランジスタ４６１はｏｆｆにされる。
一方、共通ノードＲの電圧が中間電圧Ｖｃ以上になった場合には、トランジスタ４６２はｏｆｆにされる。
そして、このようなレギュレータ回路４６０における制御は、アンプ回路４１０が２個であっても、１０個であっても変わることはない。

以上により、アンプ回路４１０を１つのトランジスタ４１１と１つのダイオード４１５のみで構成しても、レギュレータ回路４６０で全電磁石電流ｉＬｔｏｔに対する制御を適宜行うことで、電磁石電流ｉＬの増減の制御が可能となる。
そのため、アンプ回路４１０を構成する素子が減少し、制御装置４００の小型化を図ることが可能となる。従って、制御装置４００等をクリーンルーム等に設置する場合にも、制御装置４００を省スペースに設置することができ、設置のためのコストを下げることができる。

また、制御装置４００を構成する素子数が減るため、この制御装置４００の故障率を下げることができる。さらに、制御装置４００として消費する電力や、これが発する熱を減らすことができる。

これに加え、アンプ回路４１０と電磁石巻線１５１の他端とを結ぶ配線はノードＳのみとなるため、５軸制御の磁気軸受であってもノードＳとしての配線は１０本である。また、共通ノードＲについての配線もターボ分子ポンプ本体３００からレギュレータ回路４６０に向かう１本だけであるため、全体として、制御装置４００と各電磁石の間を接続する配線が１１本となる。従って、ケーブル１７０自体のコストを下げることができる。

また、ケーブル１７０を構成する配線数が減るため、ケーブル１７０の径の小径化ができ、ターボ分子ポンプ本体３００側の入出口となるコネクタも小型化することができる。従って、このコネクタに要するコストを低減することができる。

さらに、制御装置４００自体の小型化により、制御装置４００の機能を容易にターボ分子ポンプ本体３００側に組み入れることができる。従って、制御装置４００とターボ分子ポンプ本体３００の一体化も可能であるため、これらの間を結ぶケーブル１７０やコネクタが不要となり、ターボ分子ポンプの製造、配置等に必要なコストを減少させることができる。

なお、本実施形態においては、レギュレータ回路４６０のトランジスタ４６２は、Ｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴであるとして説明したが、これに限られない。すなわち、トランジスタ４６２は、Ｐ型のパワーＭＯＳＦＥＴであっても良い。このとき、トランジスタ４６２には、そのゲート端子を駆動するためのブースト回路等を設ける必要が無くなる。そして、トランジスタ４６２をＰ型のパワーＭＯＳＦＥＴとした場合には、Ｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合の逆相のゲート駆動信号をトランジスタ４６２に入力すれば良い。

また、本実施形態においては、レギュレータ制御回路４５７によるレギュレータ回路４６０に対する制御は、電圧誤差演算器４５５から出力される電圧誤差信号のみに基づき、他のタイミング等にはよらない（すなわち、共通ノードＲの電圧と中間電圧Ｖｃとの比較結果に応じてのみトランジスタ４６１、４６２のｏｎ／ｏｆｆが制御される）として説明してきたが、これに限られない。すなわち、レギュレータ回路４６０に対する制御を所定の周期によりＰＷＭ制御を行っても良い。

このとき、図１において、中間電圧維持回路４５１のレギュレータ制御回路４５７には、所定の周期Ｔｒ（以下、制御サイクルＴｒという）を有する搬送波（図示略）が入力されるようになっている。そして、このレギュレータ制御回路４５７では、ＰＷＭ制御による１制御サイクルＴｒ中にトランジスタ４６１、４６２へ出力するレギュレータ駆動信号のパルス幅を制御するようになっている。

かかる構成において、共通ノードＲの電圧を上昇させるときのレギュレータ回路の制御を示すタイムチャートを図５に示す。なお、図５中、レギュレータ回路から供給される電流（以下、レギュレータ電流ｉＲという）はノードＴから共通ノードＲへの向きを正としている。
図５において、レギュレータ回路４６０のトランジスタ４６１、４６２は、制御サイクルＴｒ中に所定時間だけ１回ｏｎにされるようになっており、これらのトランジスタ４６１、４６２は、両方が同時にｏｎになったり、ｏｆｆになったりすることがないように制御されている。

そして、トランジスタ４６２のみがｏｎにされている時間は、ノードＴが正極２２１ａと接続されるので、正極２２１ａからノードＴ及びチョークコイル４７１を介して共通ノードＲに電流が流れて、レギュレータ電流ｉＲは増加するようになる。一方、トランジスタ４６１のみがｏｆｆにされると、ノードＴが負極２２１ｂと接続されるので、共通ノードＲからチョークコイル４７１及びノードＴを介して負極２２１ｂに電流が流れて、レギュレータ電流ｉＲは減少するようになる。

そして、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値に比べ相当程度低く電圧誤差が大きいときには、この電圧誤差に応じて制御サイクルＴｒ中でトランジスタ４６２をｏｎにする時間が、トランジスタ４６１をｏｎにする時間よりも長くされる。これにより、１制御サイクルＴｒ内ではレギュレータ電流ｉＲが増加される時間の方が長くなるため、制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲは制御サイクルＴｒ毎に増加するようになる。そのため、共通ノードＲの電圧は上昇するようになる。なお、共通ノードＲの電圧を上昇させる動作であるにもかかわらず、制御サイクルＴｒ中に負極２２１ｂ側のトランジスタ４６１をｏｎにしているのは、共通ノードＲの電圧をあまりにも急激に上昇させるとレギュレータ回路４６０及びレギュレータ制御回路４５７で構成するフィードバックループのゲインが大きくなり過ぎてしまい、系が発振するおそれがあるからである。

一方、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値よりも僅かに低く電圧誤差が小さいときには、この電圧誤差に応じて制御サイクルＴｒ中でトランジスタ４６２をｏｎにする時間とトランジスタ４６１をｏｎにする時間とがほぼ同じになるように制御される。そのため、制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲは略ゼロとなり、共通ノードＲの電圧が中間電圧Ｖｃに向かって収束するようになる。
なお、この場合制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲは略ゼロであるが、制御サイクルＴｒ中でいずれかのトランジスタ４６１、４６２が常にｏｎにされるように制御されるため、１制御サイクルＴｒ内ではレギュレータ電流ｉＲの増加及び減少が生じている。
以上により、レギュレータ回路４６０に対してＰＷＭ制御を行っても、共通ノードＲの電圧を中間電圧Ｖｃに維持することができる。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
第２実施形態である制御装置は、第１実施形態である制御装置４００に対して、そのアンプ回路４１０の構成のみを変更したものである。そのため、本実施形態における磁気軸受制御回路及び中間電圧維持回路の構成は、アンプ回路以外は第１実施形態の磁気軸受制御回路４０１及び中間電圧維持回路４５１と同様となっている。

本発明の第２実施形態であるアンプ回路の回路図を図６に示す。なお、図２、図１６と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。
図６において、電磁石巻線１５１は、第１実施形態と同様に、その一端が共通ノードＲに接続されている。また、その他端も、第１実施形態と同様に、電磁石電流検出回路２３１及びトランジスタ５１１を介して電源２２１の正極２２１ａに接続されている。

ここに、トランジスタ５１１は、いわゆるＮ型のパワーＭＯＳＦＥＴであり、その一端であるドレイン端子５１１ａが正極２２１ａに接続されるとともに、その他端であるソース端子５１１ｂが電磁石電流検出回路２３１と接続されるようになっている。

また、電流回生用のダイオード５１５は、そのカソード端子５１５ａがトランジスタ５１１のソース端子５１１ｂに接続されるとともに、そのアノード端子５１５ｂが負極２２１ｂに接続されるようになっている。

なお、トランジスタ５１１に関しては、トランジスタ４６２と同様に、正極２２１ａの電圧Ｖｈを十分に転送できるようにするため、そのゲート端子に電圧Ｖｈ以上の電圧を印加することが望ましい。このとき、トランジスタ５１１のゲート端子には、例えばパルス制御回路４０７からのゲート駆動信号に対して簡易なブースト回路を介した信号を入力することにより、十分に電圧Ｖｈを転送できるようになる。

そして、以上のように構成されるアンプ回路５１０は、第１実施形態と同様に、他の下側径方向電磁石１０５及び軸方向電磁石１０６Ａ、１０６Ｂについても同様のアンプ回路５１０が構成されるようになっている。

かかる構成において、アンプ回路５１０で電磁石電流ｉＬを増加させる場合には、制御サイクルＴｓ中で、パルス幅時間Ｔｐ１に相当する時間分だけトランジスタ５１１をｏｎにし、パルス幅時間Ｔｐ２だけトランジスタ５１１をｏｆｆにする。

このとき、トランジスタ５１１がｏｎのときは、正極２２１ａから共通ノードＲへ、トランジスタ５１１及び電磁石巻線１５１を介して流れる電磁石電流ｉＬが、電磁石巻線１５１に供給される。一方、トランジスタ５１１Ｂがｏｆｆのときは、アンプ回路５１０の負極２２１ｂから共通ノードＲへ、ダイオード５１５、ノードＳ及び電磁石巻線１５１を介して回生する電磁石電流ｉＬが、電磁石巻線１５１に供給される。

従って、パルス幅時間Ｔｐ１をパルス幅時間Ｔｐ２よりも長くすることで、制御サイクルＴｓ内の電磁石電流ｉＬが増加される。
一方、アンプ回路５１０で電磁石電流ｉＬを減少させる場合には、上記と逆の考え方により、パルス幅時間Ｔｐ２をパルス幅時間Ｔｐ１よりも長くすることで、制御サイクルＴｓ内における電磁石電流ｉＬが減少される。

これに対し、アンプ回路５１０を用いた場合の共通ノードＲに対するレギュレータ回路４６０の制御は、第１実施形態とほぼ同様であるが、アンプ回路４１０の場合と異なり、アンプ回路５１０は共通ノードＲに対してその電位を上昇させる方向に作用する。

アンプ回路５１０Ａ、５１０Ｂで流す電磁石電流ｉＬＡ、ｉＬＢの和である全電磁石電流ｉＬｔｏｔは、共通ノードＲの電圧を中間電圧Ｖｃより上昇させる。そして、共通ノードＲの電圧値が電圧誤差演算器４５５に送られると、電圧誤差演算器４５５は、レギュレータ制御回路４５７に共通ノードＲの電圧を下降させる旨の電圧誤差信号を出力する。その結果、レギュレータ制御回路４５７では、負極２２１ｂ側に接続されているトランジスタ４６１をｏｎにして、共通ノードＲの電圧を下降させる。なお、この間トランジスタ４６２はｏｆｆにされる。
一方、共通ノードＲの電圧が中間電圧Ｖｃ以下になった場合には、トランジスタ４６１はｏｆｆにされる。
そして、このようなレギュレータ回路４６０における制御は、アンプ回路５１０が２個であっても、１０個であっても変わることはない。

また、このような制御に代えて、本実施形態においても、第１実施形態で説明した図５の制御と同様に、レギュレータ回路４６０に対してＰＷＭ制御を行っても良い。この場合にも、中間電圧維持回路４５１のレギュレータ制御回路４５７には、制御サイクルＴｒを１周期とする搬送波（図示略）が入力されるようになっている。

次に、共通ノードＲの電圧を下降させるときのレギュレータ回路の制御を示すタイムチャートを図７に示す（共通ノードＲの電圧を上昇させるときの制御については図５参照）。
図７において、レギュレータ回路４６０のトランジスタ４６１、４６２は、図５と同様に、制御サイクルＴｒ中に所定時間だけ１回ｏｎにされるようになっている。

そして、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値に比べ相当程度高く電圧誤差が大きいときには、制御サイクルＴｒ中でトランジスタ４６１をｏｎにする時間が、トランジスタ４６２をｏｎにする時間よりも長くされることにより、制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲが制御サイクルＴｒ毎に減少するようになる。そのため、共通ノードＲの電圧が下降するようになる。

一方、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値よりも僅かに高く電圧誤差が小さいときには、トランジスタ４６２をｏｎにする時間とトランジスタ４６１をｏｎにする時間とはほぼ同じになるように制御される。これにより、制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲは略ゼロとなり、共通ノードＲの電圧が中間電圧Ｖｃに向かって収束するようになる。

このように、レギュレータ回路４６０では、共通ノードＲの電圧を検知しながらこの電圧の維持を行っているため、第１実施形態のようなアンプ回路４１０（図２）が負荷とされても、本実施形態のアンプ回路５１０（図６）が負荷とされても、負荷側の構成によらずレギュレータ回路４６０への制御を同じにすることができる。従って、本実施形態においても、第１実施形態と同じレギュレータ回路４６０を用いることができる。

そして、図６に示すような第１実施形態と異なるアンプ回路５１０の構成を採用しても、第１実施形態と同様に、１つのトランジスタ５１１と１つのダイオード５１５のみで電磁石電流ｉＬの増減を行うことができるので、アンプ回路の設計において、設計容易な回路構成を選択可能であり、その制御においても、制御容易な回路を選択可能となる。

なお、本実施形態においては、アンプ回路５１０のトランジスタ５１１は、Ｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴであるとして説明したが、これに限られない。すなわち、トランジスタ５１１は、トランジスタ４６２と同様に、Ｐ型のパワーＭＯＳＦＥＴであっても良い。このとき、トランジスタ５１１には、そのゲート端子を駆動するためのブースト回路等を設ける必要が無くなる。そして、トランジスタ５１１をＰ型のパワーＭＯＳＦＥＴとした場合には、Ｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合の逆相のゲート駆動信号をトランジスタ５１１に入力すれば良い。

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
第３実施形態である制御装置は、第１実施形態の制御装置４００（あるいは第２実施形態の制御装置）に対して、そのアンプ回路４１０、５１０の構成の仕方を変更したものである。従って、本実施形態における磁気軸受制御回路及び中間電圧維持回路の構成は、アンプ回路以外は第１実施形態の磁気軸受制御回路４０１及び中間電圧維持回路４５１（あるいは第２実施形態の磁気軸受制御回路及び中間電圧維持回路）と同様である。

本発明の第３実施形態であるアンプ回路の回路図を図８に示す。なお、図１、図２、図１６と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。また、上側径方向電磁石１０４や下側径方向電磁石１０５等を構成する電磁石巻線１５１Ａ、Ｂ、Ｃ・・・（以下、電磁石巻線１５１Ａ、Ｂ、Ｃ・・・に合わせて添字Ａ、Ｂ、Ｃ・・・を付す、以下同旨）についても同時に示すものとする。

図８において、電磁石巻線１５１Ａに関するアンプ回路６１０Ａでは、第１実施形態のトランジスタ４１１、ダイオード４１５と同一構成を有するトランジスタ６１１Ａ、ダイオード６１５Ａが、アンプ回路４１０と同じ接続関係になっている。

これに対し、電磁石巻線１５１Ａと別の電磁石巻線１５１Ｂに関するアンプ回路６１０Ｂでは、第２実施形態のトランジスタ５１１、ダイオード５１５と同一構成を有するトランジスタ６１１Ｂ、ダイオード６１５Ｂが、アンプ回路５１０と同じ接続関係になっている。

さらに、電磁石巻線１５１Ａ、１５１Ｂと別の電磁石巻線１５１Ｃに関するアンプ回路６１０Ｃでは、アンプ回路６１０Ａと同様に、第１実施形態と同様の構成となっている。

このように本実施形態においては、各電磁石に対するアンプ回路６１０Ａ、Ｂ、Ｃ・・・が、第１実施形態と同様の構成（アンプ回路４１０）を有するグループと、第２実施形態と同様の構成（アンプ回路５１０）を有するグループとの２つのグループに分けられている。

そして、このグループ分けの仕方についての具体的な一例を挙げるために、上側径方向電磁石１０４の電磁石１０４Ｘ＋、１０４Ｘ−と、下側径方向電磁石１０５の電磁石１０５Ｘ＋、１０５Ｘ−との関係について説明する。

例えば、回転体１０３全体をＸ軸の＋方向に位置制御する場合には、電磁石１０４Ｘ＋、１０５Ｘ＋に流れる電磁石電流ｉＬを増加させ、電磁石１０４Ｘ−、１０５Ｘ−に流れる電磁石電流ｉＬを減少させる。逆に、回転体１０３全体をＸ軸の−方向に位置制御する場合には、電磁石１０４Ｘ＋、１０５Ｘ＋に流れる電磁石電流ｉＬを減少させ、電磁石１０４Ｘ−、１０５Ｘ−に流れる電磁石電流ｉＬを増加させる。

このように、回転体１０３の位置制御に関し、上側径方向電磁石１０４と下側径方向電磁石１０５のＸ軸方向への制御は、ほぼ同様の制御をすることが多く、上側径方向電磁石１０４（例えば電磁石１０４Ｘ＋）に流れる電磁石電流ｉＬが増えると、下側径方向電磁石１０５（電磁石１０５Ｘ＋）に流れる電磁石電流ｉＬも増える傾向にある。そのため、電磁石１０４Ｘ＋、１０４Ｘ−と、電磁石１０５Ｘ＋、１０５Ｘ−とを異なるグループに入れることで、上側径方向電磁石１０４で共通ノードＲから負極２２１ｂに電流が流れるときには、下側径方向電磁石１０５で正極２２１ａから共通ノードＲに電流が流れるようになり、共通ノードＲの中間電圧Ｖｃを維持するために必要な全電磁石電流ｉＬｔｏｔを減らすことができる。

従って、これ以外の上側径方向電磁石１０４の電磁石１０４Ｙ＋、１０４Ｙ−と、下側径方向電磁石１０５の電磁石１０５Ｙ＋、１０５Ｙ−との関係においても、異なるグループに入れることが望ましい。

なお、これに対して、例えば上側径方向電磁石１０４の電磁石１０４Ｘ＋と電磁石１０４Ｘ−の関係については、回転体１０３をＸ軸の＋方向に位置制御する場合、電磁石１０４Ｘ＋の電磁石電流ｉＬが増加され、電磁石１０４Ｘ−の電磁石電流ｉＬが減少される傾向にあるので、これらは同一グループに入れることが望ましい。そのため、これ以外の電磁石１０４Ｙ＋と電磁石１０４Ｙ−、下側径方向電磁石１０５の電磁石１０５Ｘ＋と電磁石１０５Ｘ−や電磁石１０５Ｙ＋と電磁石１０５Ｙ−、さらに軸方向電磁石１０６Ａと軸方向電磁石１０６Ｂの関係においても、それぞれ同一グループに入れることが望ましい。

かかる構成において、第１実施形態と同様の構成を有するアンプ回路６１０Ａ等における電磁石電流ｉＬの制御の仕方は、第１実施形態と同様である。また、第２実施形態と同様の構成を有するアンプ回路６１０Ｂ等における電磁石電流ｉＬの制御の仕方も、第２実施形態と同様である。

また、レギュレータ回路４６０の制御に関しても、第１実施形態や第２実施形態と同様に、共通ノードＲの電圧を検知しながらその電圧の維持を行っている。従って、アンプ回路６１０Ａ等が共通ノードＲを下降させるように作用し、アンプ回路６１０Ｂが共通ノードＲを上昇させるように作用するため両方のトランジスタ４６１、４６２のｏｎ／ｏｆｆの制御がほぼ同時期に行われる点が第１実施形態や第２実施形態と異なるが、基本的にレギュレータ回路４６０の制御の仕方に変更はない。

また、このような制御に代えて、レギュレータ回路４６０に対してＰＷＭ制御を行った場合でも、共通ノードＲを上昇させる動作（図５）と共通ノードＲを下降させる動作（図７）とが適宜行われること以外は、これらと異ならない。

このことにより、第１実施形態や第２実施形態と異なるアンプ回路の構成の仕方を採用しても、これらと同様の作用、効果を得ることができる。
さらに、各電磁石について適宜グループ分けを行うことで、共通ノードＲの中間電圧Ｖｃを維持するために必要な全電磁石電流ｉＬｔｏｔを減らすことができる。従って、レギュレータ回路４６０を構成するトランジスタ４６１、４６２のサイズを小さく構成できるため、制御装置の一層の小型化を図ることができる。

次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
第１実施形態（図２）等で用いていた電磁石電流検出回路２３１は負極２２１ｂから浮いた位置（すなわち、共通ノードＲ付近）に配置され、かつ第１実施形態のアンプ回路４１０でトランジスタ４１１がｏｆｆ等にされたときに電磁石電流検出回路２３１には高い電圧（すなわち、中間電圧Ｖｃ程度）が入力されることから、図３に示したような差動増幅器２３７を有する電磁石電流検出回路２３１を用いると、オフセット電圧が拡大されてノイズが乗ってしまい、高精度に電磁石電流ｉＬを検出するのが困難となる場合があった。そのため、精度良く電磁石電流ｉＬの検出を行うために高精度な差動増幅器を用いたり、非接触型のホールセンサ式電流センサを用いる必要があり、部品コストが上昇する場合があった。
そこで、第４実施形態のアンプ回路は、第１実施形態等のアンプ回路で用いられていた電磁石電流検出回路２３１の構成を、一端を負極２２１ｂに接続するように変更したものである。

本発明の第４実施形態であるアンプ回路の回路図を図９に示す。なお、本実施形態では、第３実施形態の構成（図８）に基づき説明を行うが、第１実施形態及び第２実施形態の構成（図２、図６）でも同様である。

図９において、第１実施形態と同様の構成を有するアンプ回路８１０Ａ、８１０Ｃでは、図８において電磁石巻線１５１Ａ、１５１Ｃとトランジスタ６１１Ａ、６１１Ｃとの間に直列接続されていた電磁石電流検出回路２３１Ａ、２３１Ｃの代わりに、トランジスタ６１１Ａ、６１１Ｃと負極２２１ｂとの間に電磁石電流検出回路８３１Ａ、８３１Ｃがそれぞれ直列接続されている。

一方、第２実施形態と同様の構成を有するアンプ回路８１０Ｂでは、図８において電磁石巻線１５１Ｂとトランジスタ６１１Ｂとの間に直列接続されていた電磁石電流検出回路２３１Ｂの代わりに、ダイオード６１５Ｂと負極２２１ｂとの間に電磁石電流検出回路８３１Ｂが直列接続されている。

そして、これらの電磁石電流検出回路８３１Ａ、８３１Ｂ、８３１Ｃには、それぞれの一端が負極２２１ｂに接続され、かつそれぞれの他端がトランジスタ６１１Ａ、ダイオード６１５Ｂ、トランジスタ６１１Ｃに接続された検出抵抗８３２が設けられている。また、それぞれの検出抵抗８３２の他端には、この検出抵抗８３２に電流を流すことで、検出抵抗８３２の他端の電圧から電磁石電流ｉＬを検出するための検出器８３３が設けられている。そして、この検出器８３３は電磁石電流検出信号を出力するようになっている。

さらに、電源２２１の正極２２１ａのうち、安定化キャパシタ４２３ａに近い場所には、正極２２１ａの電源線に対して直列接続された検出抵抗８４２と、この検出抵抗８４２の両端の電位差を検出するための検出器８４３とからなる電源保護回路８４１が設けられている。そして、この電源保護回路８４１により、アンプ回路８１０Ａ等に過大な電流が供給されるのを防止できるようになっている。

かかる構成において、アンプ回路８１０Ａ、８１０Ｃでは、第１実施形態で説明したように、トランジスタ６１１Ａ、６１１Ｃがｏｎにされたときに共通ノードＲから負極２２１ｂへ向かって電磁石電流ｉＬが流れる。また、トランジスタ６１１Ａ、６１１Ｃがｏｆｆにされたときに共通ノードＲから正極２２１ａへ向かって電磁石電流ｉＬが流れる。そのため、電磁石電流検出回路８３１Ａ、８３１Ｃには、トランジスタ６１１Ａ、６１１Ｃがｏｎにされているときに電流が流れるので、このときに電磁石電流ｉＬの検出が行われる。一方、アンプ回路８１０Ｂでは、第２実施形態で説明したように、トランジスタ６１１Ｂがｏｎにされたときに正極２２１ａから共通ノードＲへ向かって電磁石電流ｉＬが流れる。また、トランジスタ６１１Ｂがｏｆｆにされたときに負極２２１ｂから共通ノードＲへ向かって電磁石電流ｉＬが流れる。そのため、電磁石電流検出回路８３１Ｂには、トランジスタ６１１Ｂがｏｆｆにされているときに回生電流が流れるので、このときに電磁石電流ｉＬの検出が行われる。以上の関係を図１０に示す。

なお、この図１０の関係から、電磁石電流検出回路８３１Ａ、８３１Ｃで電磁石電流ｉＬを検出するときの電磁石電流ｉＬの向きと、電磁石電流検出回路８３１Ｂで電磁石電流ｉＬを検出するときの電磁石電流ｉＬの向きとは、互いに逆向きになる。
また、本実施形態の場合、電磁石電流検出回路８３１で電磁石電流ｉＬを検出できるのは制御サイクルＴｓ中の半分程度の時間となるが、制御サイクルＴｓ中に一回程度電磁石電流ｉＬを検出できれば制御には十分なので、常時検出できなくても良い。

以上から、第１実施形態等と異なる電磁石電流検出回路８３１Ａ、８３１Ｂ、８３１Ｃを用いても電磁石電流ｉＬの検出を行うことができ、この検出結果に基づいて、アンプ回路８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃを制御することができる。

また、第１実施形態の電磁石電流検出回路２３１にはトランジスタ４１１がｏｆｆ等にされたときに高い電圧が入力されるため、高精度に電磁石電流ｉＬを検出するのが困難となる場合があったが、本実施形態の電磁石電流検出回路８３１Ａ、８３１Ｂ、８３１Ｃでは、一端が負極２２１ｂに接続された検出抵抗８３２を有し、この検出抵抗８３２の他端の電圧が検出器８３３に入力されるため、常に検出器８３３に高い電圧が入力されることはない。従って、検出器８３３にはオフセット電圧が生じないのでノイズが乗り難く、精度良く電磁石電流ｉＬを検出することが可能となる。そのため、高精度な差動増幅器を用いたり、高価なホールセンサ式電流センサを用いたりする必要もないため、電磁石電流検出回路８３１を簡単に構成することができ、部品コストを下げることができる。

次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
第５実施形態である制御装置は、第１実施形態等の制御装置に対して、レギュレータ回路４６０の制御の仕方を変更したものである。
本発明の第５実施形態であるアンプ回路の回路図を図１１に示す。なお、本実施形態では、第４実施形態の構成（図９）に基づき説明を行うが、第１実施形態、第２実施形態及び第３実施形態の構成（図２、図６及び図８）でも同様である。また、本実施形態では、レギュレータ回路に対して、図５、図７に示したようにＰＷＭ制御を行うものを例に説明する。

図１１において、レギュレータ回路９６０は、ノードＴとチョークコイル４７１との間にレギュレータ電流検出回路９７２を有している。このレギュレータ電流検出回路９７２は、第１実施形態等のレギュレータ電流検出回路４７２が有していたターボ分子ポンプの保護機能を有するほかに、このレギュレータ電流検出回路９７２で検出されたレギュレータ電流ｉＲの値を示すレギュレータ電流検出信号がレギュレータ制御回路９５７に入力されるようになっている。

また、このレギュレータ制御回路９５７には、図１に示す電圧誤差演算器４５５で演算された共通ノードＲの実電圧値と電圧指令値との誤差（電圧誤差信号）が入力されるようになっており、レギュレータ制御回路９５７では、レギュレータ電流ｉＲの値及び電圧誤差に基づいて、カレントモードコントロールが行われるようになっている。

ここで、本実施形態でいうカレントモードコントロールとは、レギュレータ制御回路９５７において、共通ノードＲへの電圧指令値と共通ノードＲの実電圧値との誤差に応じてレギュレータ回路９６０から供給されるレギュレータ電流ｉＲの制限値ｉＲＬ（正側を制限値＋ｉＲＬといい、負側を制限値−ｉＲＬという）を変更し、さらに、この制限値ｉＲＬを超えた場合にはトランジスタ４６１、４６２へ出力するレギュレータ駆動信号の出力を停止する制御をいう。そして、このレギュレータ制御回路９５７では、電圧指令値と実電圧値との誤差が大きいときには制限値ｉＲＬを大きな値に変更し、電圧の誤差が小さいときにはレギュレータ電流ｉＲの制限値ｉＲＬを小さな値に変更するようになっている。

かかる構成において、カレントモードコントロールにより共通ノードＲの電圧を上昇させるときのレギュレータ回路の制御を示すタイムチャートを図１２に示す。
図１２において、レギュレータ回路９６０では、正極２２１ａに接続されたトランジスタ４６２が、制御サイクルＴｒ中に制御サイクルＴｒの開始時間から所定時間だけ１回ｏｎにされるようになっている。これに対し、負極２２１ｂに接続されたトランジスタ４６１は制御サイクルＴｒ中ｏｆｆにされ続ける。

そして、トランジスタ４６２がｏｎにされている時間は、ノードＴが正極２２１ａと接続されるので、レギュレータ電流ｉＲは増加するようになる。一方、トランジスタ４６２がｏｆｆにされると、両方のトランジスタ４６１、４６２がｏｆｆになるが、ダイオード４６５を介して負極２２１ｂから共通ノードＲに向かって回生電流が流れるため、レギュレータ電流ｉＲは減少するようになる。

なお、上述した図５の場合には、レギュレータ電流ｉＲを減少させる際に、トランジスタ４６１をｏｎにして、このトランジスタ４６１を介してレギュレータ電流ｉＲを減少させていたが、本実施形態では、トランジスタ４６１をｏｎにしないでダイオード４６５を介した回生電流によりレギュレータ電流ｉＲが減少される。そのため、図５の制御と本実施形態の制御とでは、レギュレータ電流ｉＲの減少のさせ方が異なるが、ダイオード４６５の順方向抵抗をトランジスタ４６１のｏｎ抵抗と同等に調整することで、それぞれを流れる電流を同等にできるから、レギュレータ電流ｉＲの減少の程度を同じにすることもできる。

そして、このようなレギュレータ回路９６０において、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値に比べ相当程度低く電圧誤差が大きいときには、この電圧誤差に応じて制御サイクルＴｒ中でトランジスタ４６２をｏｎにする時間が、制御サイクルＴｒ中の１／２より長くされる。これにより、１制御サイクルＴｒ内ではレギュレータ電流ｉＲが増加される時間の方が長くなるため、制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲは制御サイクルＴｒ毎に増加するようになる。そのため、共通ノードＲの電圧は上昇するようになる。

また、このときは、電圧指令値と実電圧値との誤差が大きいことから、カレントモードコントロールによりレギュレータ制御回路９５７でのレギュレータ電流ｉＲの制限値＋ｉＲＬが十分に大きな値に設定される。そのため、実際にレギュレータ回路９６０から供給されるレギュレータ電流ｉＲが制限値＋ｉＲＬを超えることは少なく、この制限値＋ｉＲＬがレギュレータ回路９６０の制御に影響を与えることはない。
従って、この場合のタイムチャートは、図５の場合と略同様になる。

一方、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値よりも僅かに低く電圧誤差が小さいときには、トランジスタ４６２が僅かな時間だけｏｎにされる（すなわち、トランジスタ４６２への出力パルスのデューティが小さい）。そして、レギュレータ制御回路９５７において、電圧指令値と実電圧値との誤差が小さいときにはレギュレータ電流ｉＲの制限値＋ｉＲＬがカレントモードコントロールにより小さな値に変更される。このレギュレータ制御回路９５７においてレギュレータ電流検出回路９７２で検出されたレギュレータ電流ｉＲが制限値＋ｉＲＬを超えたと判断した場合には、トランジスタ４６２がすぐにｏｆｆにされる。
そのため、トランジスタ４６２がｏｎにされた僅かな時間に応じた分しかレギュレータ電流ｉＲが増加しないため、共通ノードＲの電圧も僅かずつしか上昇しなくなる。

なお、このようにトランジスタ４６２がｏｆｆにされることで、ダイオード４６５を介した回生電流によりレギュレータ電流ｉＲが減少するが、本実施形態ではトランジスタ４６１がｏｎにされることがないため、レギュレータ電流ｉＲが負になることはない。

次に、カレントモードコントロールにより共通ノードＲの電圧を下降させるときのレギュレータ回路の制御を示すタイムチャートを図１３に示す。
図１３において、レギュレータ回路９６０では、負極２２１ｂに接続されたトランジスタ４６１が、制御サイクルＴｒ中に所定時間だけ１回ｏｎにされるようになっている。このとき、トランジスタ４６１がｏｎにされる時間が制御サイクルＴｒの１／２以下の場合には、制御サイクルＴｒの１／２の時間を経過した時間からｏｎにされるが、トランジスタ４６１がｏｎにされる時間が制御サイクルＴｒの１／２より長い場合には、制御サイクルＴｒの１／２の時間以前から適宜ｏｎにされる。これに対し、正極２２１ａに接続されたトランジスタ４６２は制御サイクルＴｒ中ｏｆｆにされ続ける。

そして、トランジスタ４６１がｏｎにされている時間は、ノードＴが負極２２１ｂと接続されるので、レギュレータ電流ｉＲは減少するようになる。一方、トランジスタ４６１をｏｆｆにすると、ダイオード４６６を介して回生電流が流れるため、レギュレータ電流ｉＲが増加するようになる。

その結果、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値に比べ相当程度高く電圧誤差が大きいときには、制御サイクルＴｒ中でトランジスタ４６１をｏｎにする時間が、制御サイクルＴｒ中の１／２より長くされることで、制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲは制御サイクルＴｒ毎に減少するようになる。そのため、共通ノードＲの電圧が下降するようになる。

また、このときは、電圧指令値と実電圧値との誤差が大きいことから、カレントモードコントロールによりレギュレータ電流ｉＲの制限値−ｉＲＬの絶対値が十分に大きな値にされる。そのため、この制限値−ｉＲＬがレギュレータ回路９６０の制御に影響を与えることは少なく、この場合のタイムチャートは、図７の場合と略同様になる。

一方、共通ノードＲの実電圧値が電圧指令値よりも僅かに高く電圧誤差が小さいときには、トランジスタ４６１が僅かな時間しかｏｎにされない。これは、上述と同様に、レギュレータ制御回路９５７において、カレントモードコントロールによりレギュレータ電流ｉＲの制限値−ｉＲＬが小さな値に変更されるため、すぐにトランジスタ４６１がｏｆｆにされるからである。
そのため、トランジスタ４６１がｏｎにされた僅かな時間に応じた分だけしかレギュレータ電流ｉＲが減少しないため、共通ノードＲの電圧も僅かずつしか下降しなくなり、共通ノードＲの電圧が中間電圧Ｖｃに向かって収束するようになる。

なお、トランジスタ４６１がｏｆｆにされることで、ダイオード４６６を介した回生電流によりレギュレータ電流ｉＲが増加するが、本実施形態ではトランジスタ４６２がｏｎにされることはないため、レギュレータ電流ｉＲが正になることはない。

以上により、レギュレータ電流ｉＲの値及び電圧誤差に基づいて、適宜共通ノードＲの電圧を上昇させたり、共通ノードＲの電圧を下降させたりすることで、カレントモードコントロールにより共通ノードＲの電圧を中間電圧Ｖｃに維持することができる。
そして、本実施形態のカレントモードコントロールでは、電圧指令値と実電圧値との誤差が大きいときにはレギュレータ電流ｉＲの制限値ｉＲＬが大きな値にされることから、この制限値ｉＲＬがレギュレータ回路９６０の制御に影響を与えることは少ない。

また、電圧指令値と実電圧値との誤差が小さいとき、図５及び図７の場合には、制御サイクルＴｒ中に常に一方のトランジスタ４６１、４６２がｏｎにされていたため、制御サイクルＴｒ平均でのレギュレータ電流ｉＲの増減は僅かであっても、１制御サイクルＴｒ内でレギュレータ電流ｉＲに大きな増減が生じていた。これに対し、本実施形態のカレントモードコントロールでは、レギュレータ電流ｉＲの制限値ｉＲＬが小さな値に変更され、レギュレータ電流ｉＲがこの制限値ｉＲＬを超えないようにレギュレータ駆動信号の出力パルスのデューティが小さくされる。さらに、共通ノードＲの電圧を上昇させる際にはレギュレータ電流ｉＲが負になることはなく、かつ共通ノードＲの電圧を下降させる際にはレギュレータ電流ｉＲが正になることはない。そのため、電圧指令値と実電圧値との誤差が小さいときのレギュレータ電流ｉＲのリップルを減らすことができる。

従って、トランジスタ４６１、４６２、チョークコイル４７１及び安定化キャパシタ４２３ａ、４２３ｂに流れる電流を減らすことができるので、これらの素子からの発熱を減らすことができ、寿命を延ばすことができる。そのため、部品コストを下げることができ、かつターボ分子ポンプ全体の信頼性を向上させることができる。
また、共通ノードＲの電圧のリップルを減らせるため、安定化キャパシタ４２３ａ、４２３ｂの容積を小さくすることができる。そのため、制御装置の小型化を図ることが可能となり、制御装置等の設置のためのコストを下げることができる。

本発明の第１実施形態の磁気軸受制御回路及び制御回路の構成図 本発明の第１実施形態のアンプ回路の回路図 電磁石電流検出回路の回路図 アンプ回路の制御を示すタイムチャート レギュレータ回路の制御を示すタイムチャート（共通ノードＲの電圧を上昇させるとき） 本発明の第２実施形態のアンプ回路の回路図 レギュレータ回路の制御を示すタイムチャート（共通ノードＲの電圧を下降させるとき） 本発明の第３実施形態のアンプ回路の回路図 本発明の第４実施形態のアンプ回路の回路図 電磁石電流検出回路における電流検出のタイミングを示した図 本発明の第５実施形態のアンプ回路の回路図 カレントモードコントロールによるレギュレータ回路の制御を示すタイムチャート（共通ノードＲの電圧を上昇させるとき） カレントモードコントロールによるレギュレータ回路の制御を示すタイムチャート（共通ノードＲの電圧を下降させるとき） ターボ分子ポンプ本体の縦断面図 従来の磁気軸受制御回路及び制御回路の構成図 従来のアンプ回路の回路図 従来のアンプ回路の制御を示すタイムチャート

符号の説明

１００、３００ ターボ分子ポンプ本体
１０３ 回転体
１０４ 上側径方向電磁石
１０５ 下側径方向電磁石
１０６Ａ 軸方向電磁石
１０６Ｂ 軸方向電磁石
１５１ 電磁石巻線
１７０ ケーブル
２００、４００ 制御装置
２０１、４０１ 磁気軸受制御回路
２０５ 電流誤差演算器
２０７、４０７ パルス制御回路
２１０、４１０、５１０、６１０、８１０ アンプ回路
２３１、８３１ 電磁石電流検出回路
４５１ 中間電圧維持回路
４５５ 電圧誤差演算器
４５７、９５７ レギュレータ制御回路
４６０、９６０ レギュレータ回路
４７２、９７２ レギュレータ電流検出回路
Ｒ 共通ノード

Claims (12)

1. 回転体と、
   該回転体の半径方向位置及び／又は軸方向位置を電磁石により制御する位置制御手段と、
   第１の正極と負極との間に第１の電圧を発生する第１の電圧発生手段と、
   前記第１の正極と異なる第２の正極と前記負極との間に前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を発生し、該第２の電圧を維持する第２の電圧発生／維持手段と、
   前記第２の正極から前記負極へ供給される第１の供給電流及び／又は前記第２の正極から前記第１の正極へ回生される第１の回生電流により、前記電磁石を励磁制御する第１の励磁制御手段とを備えた磁気軸受装置であって、
   前記第１の励磁制御手段は、
   前記第１の供給電流の断接を行う第１のスイッチ素子と、
   該第１のスイッチ素子の断接を制御する第１の制御回路と、
   前記第１の回生電流を該回生の向きに流す第１の整流素子とを備えたことを特徴とする磁気軸受装置。
2. 回転体と、
   該回転体の半径方向位置及び／又は軸方向位置を電磁石により制御する位置制御手段と、
   第１の正極と負極との間に第１の電圧を発生する第１の電圧発生手段と、
   前記第１の正極と異なる第２の正極と前記負極との間に前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を発生し、該第２の電圧を維持する第２の電圧発生／維持手段と、
   前記第１の正極から前記第２の正極へ供給される第２の供給電流及び／又は前記負極から前記第２の正極へ回生される第２の回生電流により、前記電磁石を励磁制御する第２の励磁制御手段とを備えた磁気軸受装置であって、
   前記第２の励磁制御手段は、
   前記第２の供給電流の断接を行う第２のスイッチ素子と、
   該第２のスイッチ素子の断接を制御する第２の制御回路と、
   前記第２の回生電流を該回生の向きに流す第２の整流素子とを備えたことを特徴とする磁気軸受装置。
3. 回転体と、
   該回転体の半径方向位置及び／又は軸方向位置を複数個の電磁石により制御する位置制御手段と、
   第１の正極と負極との間に第１の電圧を発生する第１の電圧発生手段と、
   前記第１の正極と異なる第２の正極と前記負極との間に前記第１の電圧よりも低い第２の電圧を発生し、該第２の電圧を維持する第２の電圧発生／維持手段と、
   前記第２の正極から前記負極へ供給される第１の供給電流及び／又は前記第２の正極から前記第１の正極へ回生される第１の回生電流により、前記複数個の電磁石のうち少なくとも１個を励磁制御する第１の励磁制御手段と、
   前記第１の正極から前記第２の正極へ供給される第２の供給電流及び／又は前記負極から前記第２の正極へ回生される第２の回生電流により、前記第１の励磁制御手段により励磁制御される電磁石以外の電磁石のうち少なくとも１個を励磁制御する第２の励磁制御手段とを備えた磁気軸受装置であって、
   前記第１の励磁制御手段は、
   前記第１の供給電流の断接を行う第１のスイッチ素子と、
   該第１のスイッチ素子の断接を制御する第１の制御回路と、
   前記第１の回生電流を該回生の向きに流す第１の整流素子とを有し、
   前記第２の励磁制御手段は、
   前記第２の供給電流の断接を行う第２のスイッチ素子と、
   該第２のスイッチ素子の断接を制御する第２の制御回路と、
   前記第２の回生電流を該回生の向きに流す第２の整流素子とを有することを特徴とする磁気軸受装置。
4. 前記第１の正極から前記第２の正極へ流れる電流と、該第２の正極から前記負極へ流れる電流とがほぼ均等化されるように、
   前記第１の励磁制御手段により励磁制御される電磁石と前記第２の励磁制御手段により励磁制御される電磁石とに、グループ分けして構成されたことを特徴とする請求項３記載の磁気軸受装置。
5. 前記負極に一端が接続された抵抗と、
   該抵抗に対して前記電磁石に供給及び／又は該電磁石により回生される電流を流すことで、該電流の値を検出する電磁石電流検出手段とを備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の磁気軸受装置。
6. 前記電磁石は複数個設けられており、
   該電磁石の一端は共通のノードであり、かつ該ノードは前記第２の電圧発生／維持手段によって前記第２の電圧に維持されることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の磁気軸受装置。
7. 前記第２の電圧発生／維持手段は、
   前記電磁石の一端の電圧と電圧指令値との誤差を算出する電圧誤差演算器と、
   該電圧誤差演算器で算出された誤差に基づいて前記第２の電圧を調整するレギュレータ回路とを備えたことを特徴とする請求項６記載の磁気軸受装置。
8. 前記第２の電圧発生／維持手段は、前記第２の電圧を調整するレギュレータ回路を備え、
   前記レギュレータ回路と前記電磁石の一端との間に流れる電流の値が所定の制限値を超えないように制御されることを特徴とする請求項６記載の磁気軸受装置。
9. 前記制限値は、前記電磁石の一端の電圧と電圧指令値との誤差に基づき変更されることを特徴とする請求項８記載の磁気軸受装置。
10. 前記レギュレータ回路は、
    前記電磁石の一端に接続されたチョークコイルと、
    該チョークコイルと前記負極との間に流れる電流の断接を行う第３のスイッチ素子と、
    前記負極から前記チョークコイルに向かって電流を流す第３の整流素子と、
    前記第１の正極と前記チョークコイルとの間に流れる電流の断接を行う第４のスイッチ素子と、
    前記チョークコイルから前記第１の正極に向かって電流を流す第４の整流素子とを備え、
    前記電磁石の一端の電圧を上昇させるとき、前記第４のスイッチ素子の断接を制御する一方で、前記第３のスイッチ素子を切断し続け、
    前記電磁石の一端の電圧を下降させるとき、前記第３のスイッチ素子の断接を制御する一方で、前記第４のスイッチ素子を切断し続けることを特徴とする請求項８又は請求項９記載の磁気軸受装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか１項に記載の磁気軸受装置を搭載したターボ分子ポンプであって、
    前記回転体は、回転翼及び該回転翼の中央に配設されたロータ軸を有し、
    前記位置制御手段は、該ロータ軸を空中に磁気浮上させることを特徴とするターボ分子ポンプ。
12. 少なくとも前記回転体及び前記位置制御手段を有するターボ分子ポンプ本体と、
    少なくとも前記第１の励磁制御手段又は前記第２の励磁制御手段を有する制御装置とを備え、
    前記ターボ分子ポンプ本体と制御装置とが一体化されたことを特徴とする請求項１１記載のターボ分子ポンプ。

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