KR20150014349A - 풀브릿지 전력 변환 장치 - Google Patents

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히데키 쇼지
세이지 카와베리
시게키 나카지마
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도요시스템 가부시키가이샤
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Abstract

리플 전류를 억제하도록 풀브릿지 회로를 동작시키는 풀브릿지 전력 변환 장치를 제공한다.
스위치 제어부(20)는, 풀브릿지 회로(10)를 구성하는 각 스위치 소자의 온·오프 동작을 제어하는 제어 신호를 스위치 소자마다 생성하여, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)를 교대로 온·오프시키는 동시에 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)를 교대로 온·오프시키고, 풀브릿지 회로(10)로부터 부하(21)로 공급하는 공급 전류를 출력시키며, 공급 전류가 출력되지 않는 기간에, 스위치 소자(Q1; 11) 및 스위치 소자(Q3; 13)를 함께 온 상태로 하고 풀브릿지 회로(10)의 출력점간 제 3을 접속하여 관성 전류를 흘리는 것을 특징으로 한다.

Description

풀브릿지 전력 변환 장치{FULL-BRIDGE POWER CONVERTER}
본 발명은, 직류 전력을 풀브릿지 회로에 의해 변환 출력하는 풀브릿지 전력 변환 장치에 관한 것이다.
4개의 스위치 소자에 의해 구성된 풀브릿지 회로를 사용한 전력 변환 장치로서, 예컨대 일본국 특허공보 제2664163호에 기재된 것이 있다.
상기 장치는 정현파의 교류 전력에 상당하는 펄스 출력을 행하는 것인데, 직류 전력을 출력할 경우에는, 풀브릿지 회로의 출력측에 정류 소자 등을 구비하며, 또한 평활 콘덴서를 접속 삽입하여 출력 전력의 평활화를 도모하고 있다.
이러한 전력 변환 장치는, 풀브릿지 회로에 있어서 스위칭을 행하는 전력이 큰 경우나 출력단에 접속되는 부하가 큰 경우에는, 상당한 리플 성분이 출력 전류에 포함된다. 이러한 리플 전류를 제거하기 위해 상기 평활 콘덴서가 구비되어 있는데, 상기 평활 콘덴서에는 리플 전류를 흘리기 위한 내량(耐量)이 필요해지며, 큰 전력을 출력하는 장치에 있어서는 큰 리플 전류가 흘러도, 또한 경년 변화에 대해서도 충분한 신뢰성이 있는 평활 콘덴서를 구비할 필요가 있다.
4개의 스위치 소자를 이용한 풀브릿지 회로는, 대각(對角)으로 배치된 한 쌍의 스위치 소자의 온·오프 동작을 동기시키며, 또한 다른 한 쌍의 스위치 소자를 상기의 쌍과는 온·오프 동작을 반전시켜 동작시킨다. 이와 같이 스위치 동작을 행함으로써, 2개의 출력 단자 사이에는 고전위와 저전위의 전압이 교대로 인가되며, 즉 펄스 형상으로 경시 변화하는 전압이 인가되어 상기 출력 단자에 접속된 부하에 전류가 흐른다. 부하에 공급되는 전력, 혹은 전류값은, 상기 인가 전압의 펄스 폭, 즉 온 듀티(on duty)에 의해 관리된다.
여기에서, 온 듀티를 "D", 스위칭 주기를 "T", 입력 전압의 값을 "Vp"로 했을 때, 출력 전압(Eo)은, Eo=(2D-1)Vp가 된다.
또한, 풀브릿지 회로의 출력측에 접속되는 평활 인덕터를 "L", 풀브릿지 회로의 출력 순간 전압을 "Vb(t)"로 했을 때, 출력 전류(Io)는, Io=1/L∫(Vb(t)-Eo)dt가 된다.
일본국 특허공보 제2664163호
종래의 풀브릿지 회로를 이용한 전력 변환 장치는 상기한 바와 같이 구성되어 있어, 스위칭 동작에 의해 입출력 전류에 발생하는 리플 성분을 흡수하기 위해 상당한 리플 내량을 갖는 평활 콘덴서를 구비할 필요가 있다.
특히 입력측에는, 직류의 출력 전류와 동일한 실효값을 갖는 매우 큰 리플 전류가 발생하기 때문에, 콘덴서의 병렬수를 증대시킬 필요가 있어, 장치가 대형화되며 비용도 커진다는 문제점이 있었다.
본 발명은, 상기와 같은 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로, 리플 전류를 억제하도록 풀브릿지 회로를 동작시키는 풀브릿지 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관한 풀브릿지 전력 변환 장치는, 제 1 스위치 소자의 일단(一端)과 제 2 스위치 소자의 일단을 직렬 접속하고, 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 직렬 접속하며, 상기 직렬 접속된 제 1 및 제 2 스위치 소자와 상기 직렬 접속된 제 3 및 제 4 스위치 소자를 병렬 접속하여 이루어진 풀브릿지 회로와, 상기 제 1 스위치 소자로부터 상기 제 4 스위치 소자의 온·오프 동작을 각각 제어하는 스위치 제어부와, 상기 제 1 스위치 소자의 타단(他端)과 제 3 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 1 접속점, 및 상기 제 2 스위치 소자의 타단과 제 4 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 2 접속점의 사이에 접속된 입력 콘덴서와, 상기 제 1 스위치 소자의 일단과 제 2 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 3 접속점에 일단을 접속하는 제 1 인덕터와, 상기 제 1 인덕터의 타단에 일단을 접속하고, 상기 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 4 접속점에 타단을 접속하는 출력 콘덴서를 구비하며, 상기 제 1 접속점과 제 2 접속점의 사이에 직류 전압이 입력되어, 상기 출력 콘덴서의 양단(兩端)에 부하(負荷)가 접속되었을 때, 상기 스위치 제어부는, 각 스위치 소자의 온·오프 동작을 제어하는 제어 신호를 스위치 소자마다 생성하고, 상기 제 1 스위치 소자와 제 2 스위치 소자를 교대로 온·오프시키는 동시에 상기 제 3 스위치 소자와 제 4 스위치 소자를 교대로 온·오프시켜, 상기 풀브릿지 회로로부터 상기 부하로 공급하는 공급 전류를 출력시키고, 상기 공급 전류가 출력되지 않는 기간에, 상기 제 1 스위치 소자 및 제 3 스위치 소자를 함께 온 상태로 하고 상기 제 3 접속점과 제 4 접속점의 사이를 접속하여 관성 전류를 흘리며, 상기 제 1 스위치 소자와 상기 제 3 스위치 소자 중에서, 온 상태가 되는 시간 폭이 좁은 쪽의 상기 시간 폭을 Tm, 온 상태의 시간 폭이 넓은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태와 상기 온 상태의 시간 폭이 좁은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태가 동일해지는 중복 기간을 Td, 상기 시간 폭(Tm)에 대한 상기 중복 기간(Td)의 비율을 나타내는 드라이브 중복률을 Rd=(Td/Tm)×100%로 했을 때, 상기 드라이브 중복률(Rd)이 50% 이상 100% 이하가 되도록 상기 각 스위치 소자의 동작을 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한, 드라이브 중복률을 크게 하기 위한 수단으로서, 상기 스위치 제어부는, 스위치 소자를 온 상태로 하는 기간의 중심 시점, 및 오프 상태로 하는 기간의 중심 시점을 기준으로 하여 스위칭 동작의 천이(遷移) 타이밍을 정하는 것을 특징으로 한다. 그 외에, 온 상태로의 천이를 일치시키는 제어, 혹은 오프 상태로의 천이를 일치시키는 제어를 행한다.
또한, 상기 제 4 접속점과 상기 출력 콘덴서의 타단과의 사이에 직렬 접속된 제 2 인덕터를 더 구비하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 리플 전류를 억제하도록 풀브릿지 회로를 동작시킴으로써, 평활 콘덴서의 사용량을 삭감하는 것이 가능해지며, 소형화, 저비용화가 가능해진다. 또한, 출력 리플의 저감에 의해, 출력 정밀도, 안정도의 향상이 가능해진다.
도 1은, 본 발명의 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 개략 구성을 도시하는 회로도이다.
도 2의 (a), (b), (c)는, 일반적인 스위치 소자의 동작을 도시하는 설명도이다.
도 3의 (a), (b), (c)는, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 각 스위치 소자의 동작을 도시하는 설명도이다.
도 4의 (a), (b), (c)는, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작 제어를 도시하는 설명도이다.
도 5의 (a), (b)는, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치에 흐르는 관성 전류를 도시하는 설명도이다.
도 6의 (a), (b)는, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작을 도시하는 설명도이다.
도 7의 (a), (b)는, 풀브릿지 회로의 입력 전압 및 출력 전류를 도시하는 설명도이다.
도 8의 (a), (b)는, 실시예 2에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작 제어를 도시하는 설명도이다.
이하, 이 발명의 실시의 일 형태를 도면에 근거하여 설명한다.
실시예 1
도 1은, 본 발명의 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 개략 구성을 도시하는 회로도이다. 도시한 풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 4개의 스위치 소자(Q1; 11)~(Q4; 14)에 의해 구성되는 풀브릿지 회로(10)를 구비하고 있다.
스위치 소자(Q1; 11)~(Q4; 14)는, 예를 들면 MOSFET 등의 반도체 소자로 이루어지며, 특히 큰 전력을 출력하는 경우에는 파워 MOSFET이 이용된다.
스위치 소자(Q1; 11)~(Q4; 14)로서, n채널 MOSFET을 사용한 경우에는, 스위치 소자(Q1; 11) 및 스위치 소자(Q3; 13)의 드레인끼리 접속되며, 스위치 소자(Q1; 11)의 소스와 스위치 소자(Q2; 12)의 드레인이 접속된다. 또한, 스위치 소자(Q3; 13)의 소스가 스위치 소자(Q4; 14)의 드레인에 접속되며, 스위치 소자(Q2; 12) 및 스위치 소자(Q4; 14)의 소스끼리 접속된다. 또한, 스위치 소자(11~14)의 각 게이트는, 스위치 제어부(20)에 각각 접속되어, 풀브릿지 회로(10)가 구성되어 있다.
스위치 소자(Q1; 11)~(Q4; 14)는, 드레인·소스 사이, 즉 접점 사이에 기생 다이오드를 가지고 있으며, 후술하는 관성 전류가 흐를 때, 상기 기생 다이오드에서는 리커버리 특성 등이 부족한 경우에는, 적당한 정격(定格) 다이오드가 각 스위치 소자의 접점 사이에 접속된다.
여기에서는 MOSFET을 스위치 소자로서 이용한 풀브릿지 회로(10)를 예시하여 설명하지만, 풀브릿지 회로(10)에 흐르는 전류 용량, 내압 특성, 스위칭 속도 등을 만족하는 것이면, 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)나 IGBT 등을 스위치 소자로서 사용해도 된다.
스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)의 접속점, 및 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점의 사이에는, 입력 전압(V1)이 인가되며, 이들의 접속점은 풀브릿지 회로(10)의 입력점이 된다. 이 입력점은, 상기 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 입력 단자에 접속된다.
상기 풀브릿지 회로(10)의 2개의 입력점의 사이에는 입력 전류의 평활을 행하는 입력 콘덴서(15)가 접속된다.
스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)의 접속점, 및 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점은, 풀브릿지 회로(10)의 출력점이 된다.
도 1에 예시한 풀브릿지 회로(10)는, 2개의 출력점 중, 예를 들면 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)의 접속점에 인덕터(16)의 일단이 접속된다. 또한, 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점에는 출력 콘덴서(17)의 일단이 접속되며, 상기 출력 콘덴서(17)의 타단은 인덕터(16)의 타단에 접속된다.
출력 콘덴서(17)의 양단은, 상기 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 단자에 접속되며, 이 출력 단자에는 부하(21)가 접속된다.
여기에서는, 풀브릿지 회로(10)의 출력점과 부하(21)를 접속하는 출력 라인 중, 일방의 출력 라인에만 인덕터(16)를 직렬로 삽입(직렬 접속)하고 있지만, 출력 라인의 양측에 각각 인덕터를 직렬로 삽입해도 된다. 이와 같이 2개의 인덕터를 구비하는 경우에는, 인덕터(16) 이외에, 도시하지 않은 제 2 인덕터의 일단을 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점에 접속하며, 상기 제 2 인덕터의 타단을 출력 콘덴서(17)의 일단에 접속한다. 또한, 이때, 부하(21)는, 인덕터(16)와 출력 콘덴서(17)의 접속점과, 제 2 인덕터와 출력 콘덴서(17)의 접속점의 사이에 접속된다. 즉, 부하(21)는 출력 콘덴서(17)의 양단에 접속된다.
스위치 제어부(20)는, 각 스위치 소자(11~14)의 게이트 전압을 제어하는 것으로, 프로세서나, 제어 프로그램 등을 기억하여 저장하는 메모리 등에 의해 구성되어 있다. 또한, 부하(21)의 종류나 전력 공급의 목적 등에 대응시켜, 외부로부터 각 스위치 소자(11~14)의 동작을 설정할 수 있도록 상기 스위치 제어부(20)를 구성해도 된다.
부하(21)는, 예컨대, 충전을 반복하는 것이 가능한 2차 전지이며, 구체적으로는 차량용, ESS(에너지 저장 시스템)용 등의 배터리 셀, 배터리 모듈, 배터리 팩 등이다.
또한, 부하(21)로서, 다른 장치의 직류 버스 등이 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에 접속된다.
다음으로 동작에 대해 설명한다.
풀브릿지 회로(10)의 2개의 입력점 사이에는, 외부로부터 직류의 전압(V1)이 인가된다.
풀브릿지 전력 변환 장치(1)가 부하(21)에 전력을 공급할 때, 스위치 제어부(20)는, 전압(V1)이 공급되어 있는 상태에서 스위치 소자(Q1; 11)~(Q4; 14)의 스위칭 동작을 후술하는 바와 같이 제어하여, 풀브릿지 회로(10)의 출력점으로부터 직류 전류를 출력시킨다.
도 2는, 일반적인 스위치 소자의 동작을 도시하는 설명도이다. 이 도면은, 풀브릿지 회로의 일반적인 동작을 예시한 것으로, 상기 풀브릿지 회로를 구성하는 4개의 스위치 소자의 동작 타이밍을 도시한 타이밍 차트이다. 도면 중, 하이 레벨을 나타내고 있는 기간이 온 상태, 로우 레벨을 나타내고 있는 기간이 오프 상태이다.
여기에서 도시한 온·오프 동작은, 도 1의 스위치 소자(11)에 상당하는 스위치 소자(Q1), 스위치 소자(12)에 상당하는 스위치 소자(Q2), 스위치 소자(13)에 상당하는 스위치 소자(Q3), 스위치 소자(14)에 상당하는 스위치 소자(Q4)의 각 동작을 나타내고 있다.
도 2의 (a)는, 스위치 소자(Q1)의 온 듀티를 50%로 제어한 경우의 각 스위치 소자(Q2~Q4)의 온·오프 동작을 도시하고 있다. 이 스위칭 동작에서는, 각 스위치 소자(Q1~Q4)의 온 듀티 및 오프 듀티(off duty)는 모두 50%가 된다.
도 2의 (b)는, 스위치 소자(Q1)의 온 듀티를 50%보다 크게 제어한 경우의 각 스위치 소자(Q2~Q4)의 온·오프 동작을 도시하고 있다. 또한, 도 2의 (c)는, 스위치 소자(Q1)의 온 듀티를 50%보다 작게 제어한 경우의 각 스위치 소자(Q2~Q4)의 온·오프 동작을 도시하고 있다.
참고로, 여기에서는 스위치 소자(Q1)와 스위치 소자(Q3)의 접속점(제 1 입력점)에 고전위측의 전압이 인가되며, 스위치 소자(Q2)와 스위치 소자(Q4)의 접속점(제 2 입력점)에 저전위측의 전압이 인가되어 있다.
부하(21)로서 예를 들면 배터리 셀을 풀브릿지 회로(10)의 출력점 사이에 접속하고, 상기 배터리 셀의 충전과 방전을 임의인 시점(타이밍)에서 전환하여 행하는 경우에는, 풀브릿지 회로(10)의 스위칭 동작을 적당히 제어하여 상기의 출력점 사이에 발생하는 전위의 고저(高低)를 반전시키며, 풀브릿지 회로(10)로부터 배터리 셀로 충전 전류를 흘리는 상태와, 배터리 셀로부터 풀브릿지 회로(10)로 방전 전류를 흘리는 상태를 발생시키고 있다.
또한, 풀브릿지 회로(10)에 접속되는 부하의 기능이나 종류에 따라, 전류의 역류를 방지하기 위해 풀브릿지 회로(10)의 출력점에 정류 회로가 접속되는 경우도 있다.
도 3은, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 각 스위치 소자의 동작을 도시하는 설명도이다. 이 도면은, 도 1의 풀브릿지 회로(10)의 동작예를 도시한 것으로, 스위치 소자(Q1; 11), 스위치 소자(Q2; 12), 스위치 소자(Q3; 13), 스위치 소자(Q4; 14)의 동작 타이밍을 도시한 타이밍 차트이다. 도면 중, 하이 레벨을 나타내고 있는 기간이 온 상태, 로우 레벨을 나타내고 있는 기간이 오프 상태이다.
도 3의 (a)는, 각 스위치 소자(11~14)의 온 듀티를 50%로 한 경우를 도시하고 있다.
도 3의 (b)는, 스위치 소자(Q1; 11)의 온 듀티를 50%보다 크게 한 경우의 각스위치 소자의 동작을 도시하고 있다. 상세하게는, 상기 스위치 소자(Q1; 11)와 함께 스위치 소자(Q4; 14)의 온 듀티를 50%보다 크게 하고, 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q3; 13)의 온 듀티를 50%보다 작게 한 경우의 동작을 도시하고 있다.
또한, 도 3의 (c)는, 스위치 소자(Q1; 11)의 온 듀티를 50%보다 작게 한 경우의 각 스위치 소자의 동작을 도시하고 있다. 상세하게는, 상기 스위치 소자(Q1; 11)와 함께 스위치 소자(Q4; 14)의 온 듀티를 50%보다 작게 하고, 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q3; 13)의 온 듀티를 50%보다 크게 한 경우의 동작을 도시하고 있다.
풀브릿지 회로(10)를 동작시킬 때, 제 1 입력점과 제 2 입력점의 사이에 관통 전류가 흐르는 것을 방지하기 위해, 스위칭 동작에는 데드 타임이 마련된다. 데드 타임은, 예를 들면 도 3의 (a)에 있어서는, 스위치 소자(Q2; 12)를 오프 상태로 천이시킨 후, 스위치 소자(Q1; 11)를 온 상태로 천이시키기 위해 부가하는 지연 시간이며, 스위치 소자의 스위칭 스피드에 기인(起因)하여, 직렬 접속된 2개의 스위치 소자가 모두 온 상태로 되는 것을 방지하기 위해 마련되어 있다. 한편, 데드 타임은, 본 실시예에서의 풀브릿지 회로(10)의 스위칭 동작에도 마련되어 있지만, 본 발명의 특징이 되는 스위칭 동작을 나타낸 경우에는 미소한 시간이 되기 때문에, 상술한 도 2, 도 3, 또한 이후의 설명에 이용하는 각 도면에는 도시되어 있지 않다. 또한, 이 동작 설명에서는 데드 타임에 착안하는 것을 생략한다.
도 3의 (a), (b), (c)에 도시한 스위칭 동작에는, 고전위측의 입력 전압이 인가되는 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)가 함께 온 상태로 되는 기간이 마련되어 있다. 또한, 저전위측의 입력 전압이 인가되는 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)가 함께 온 상태로 되는 기간이 마련되어 있다.
한편, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)가 함께 온 상태로 되는 기간과, 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)가 함께 온 상태로 되는 기간은 존재하지 않는다. 또한, 부하(21)에 전력을 공급하는 목적 등에 따라, 도 3의 (b)에 도시한 스위칭 동작만 행하는 경우, 도 3의 (c)에 나타낸 스위칭 동작만 행하는 경우, 또한 도 3의 (b)와 도 3의 (c)의 스위칭 동작을 조합하여 행하는 경우 등이 있다.
도 3의 (a)에 도시한 바와 같이, 온 듀티를 50%로 하여, 각 스테이터스의 모든 천이 타이밍(모든 스위치 소자의 온으로부터 오프로의 천이 및 오프로부터 온으로의 천이)을 일치시키면, 풀브릿지 회로(10)의 2개의 출력점 사이의 전위차가 없어져, 전류가 흐르고 있어도 풀브릿지 회로(10)는 전력을 출력하지 않는다. 이 사이, 인덕터(15)에 사전에 축적된 에너지(W=1/2·LI^2)의 방출에 의한 관성 전류, 또는 전지 등(부하(21))에 의한 전류가 흐른다.
풀브릿지 회로(10)가 입력(V1)으로부터 출력으로 에너지를 전달하기 위해서는, 예를 들면 도 3의 (b) 또는 도 3의 (c)에 도시한 바와 같이, 스위치 소자(Q1; 11), (Q2; 12)와, 스위치 소자(Q3; 13), (Q4; 14)의 사이에서, 온으로부터 오프로의 천이 타이밍, 또는 오프로부터 온으로의 천이 타이밍 중 어느 것, 혹은 모든 천이 타이밍이 동기하지 않도록 각 스위치 소자를 동작시킨다.
도 3의 (b)에 도시한 스위칭 동작에서는, 직렬 접속되어 있는 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)의 온·오프 상태를 반전시켜 스위칭 타이밍을 동기시키며, 또한, 직렬 접속되어 있는 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)의 온·오프 상태를 반전시켜 스위칭 타이밍을 동기시키고 있다.
또한, 이 스위칭 동작에서는, 스위치 소자(Q1; 11) 및 스위치 소자(Q3; 13)의 오프 상태로부터 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키며, 또한 스위치 소자(Q2; 12) 및 스위치 소자(Q4; 14)의 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다.
또한, 이 스위칭 동작에서는, 스위치 소자(Q1; 11)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(Q2; 12)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다. 또한, 스위치 소자(Q3; 13)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(Q4; 14)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다. 여기에서, 예를 들면 스위치 소자(Q1; 11)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(Q3; 13)가 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키지 않는다. 한편, 이 스위칭 동작은, 양(正)전압을 출력하는 경우이다.
스위치 제어부(20)는, 상기한 바와 같이 양전압을 출력하는 경우에는, 스위치 소자(Q1; 11)의 온 듀티를 스위치 소자(Q3)의 온 듀티보다 크게 하며, 후술하는 음(負)전압을 출력하는 경우에는 반대로 작게 한다.
상기한 바와 같이 각 스위치 소자의 동작을 제어함으로써, 예를 들면 도 3의 (b)에 "전달 기간"으로 하여 도시한 바와 같이, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q4; 14)가 함께 온 상태로 되며, 또한 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q3; 13)가 함께 오프 상태로 되는 기간이 발생한다.
예를 들면, 각 스위치 소자에 n채널 MOSFET을 사용하고, 도 1에 도시한 전압(V1)의 고전위측 전압을 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)의 접속점(제 1 입력점)에 인가하며, 또한 전압(V1)의 저전위측 전압을 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점(제 2 입력점)에 전압(V1)의 저전위측 전압을 인가한 경우, 도 3의 (b)에 도시한 "전달 기간"과 같이 각 스위치 소자가 온·오프하고 있을 때에는, 스위치 소자(Q1; 11)의 드레인측으로부터 상기 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 1 출력점)으로 전류가 흘러, 인덕터(16)를 통해 부하(21)로 공급 전류가 흐른다. 또한, 부하(21)로부터 귀환하는 전류가 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 2 출력점)으로 흘러들어가며, 또한 상기 스위치 소자(Q4; 14)의 소스측으로 흐른다.
도 3의 (c)에 도시한 스위칭 동작에서는, 도 3의 (b)에 도시한 바와 같이, 직렬 접속되어 있는 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)의 온·오프 상태를 반전시켜 스위칭 타이밍을 동기시키며, 또한 직렬 접속되어 있는 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)의 온·오프 상태를 반전시켜 스위칭 타이밍을 동기시키고 있다.
또한, 스위치 소자(Q1; 11) 및 스위치 소자(Q3; 13)의 오프 상태로부터 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키며, 또한 스위치 소자(Q2; 12) 및 스위치 소자(Q4; 14)의 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다.
또한, 이 스위칭 동작에서는, 스위치 소자(Q1; 11)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(Q2; 12)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다. 또한, 스위치 소자(Q3; 13)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(Q4; 14)가 온 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키고 있다. 여기에서, 예를 들면 스위치 소자(Q1; 11)가 오프 상태로 천이하는 타이밍과 스위치 소자(Q3; 13)가 오프 상태로 천이하는 타이밍을 동기시키지 않는다.
스위치 제어부(20)는, 상기한 바와 같이 각 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어할 때, 스위치 소자(Q3; 13)의 온 듀티를, 스위치 소자(Q1; 11)의 온 듀티보다 크게 하고 있다. 이때, 출력 전압은 음전압이 된다.
또한, 상기한 바와 같이 각 스위치 소자의 동작을 제어함으로써, 예를 들면 도 3의 (c)에 "전달 기간"으로 하여 나타낸 바와 같이, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q4; 14)가 함께 오프 상태로 되며, 또한 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q3; 13)가 함께 온 상태로 되는 기간이 발생한다.
상기한 바와 같이, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)의 접속점에 전압(V1)의 고전위측의 전압을 인가하며, 또한 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점에 저전위측의 전압을 인가하고 있는 경우, 도 3의 (c)에 도시한 "전달 기간"과 같이 각 스위치 소자가 온·오프하고 있을 때에는, 스위치 소자(Q3; 13)의 드레인측으로부터 상기 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 2 출력점)으로 전류가 흐르며, 이 접속점으로부터 부하(21)로 공급 전류가 흐른다. 또한, 부하(21)로부터 귀환하는 전류가 인덕터(16)를 통해 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)의 접속점(풀브릿지 회로(10)의 제 1 출력점)로 흘러들어가며, 또한 상기 스위치 소자(Q2; 12)의 소스측으로 흐른다.
풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 상술한 바와 같이 도 3의 (b) 또는 도 3의 (c)에 나타낸 "전달 기간"에 있어서, 입력한 전압(V1)을 이용하여 풀브릿지 회로(10)의 출력점으로부터 전류를 출력한다. 이 풀브릿지 회로(10)의 출력점으로부터 출력되는 전류는, 인덕터(16)의 초크 작용에 의해 직류 전류로 되어 있으며, 출력 콘덴서(17)에 의해 더욱 평활화되어 부하(21)로 출력된다.
예를 들면, 파워 MOSFET을 사용하여 풀브릿지 회로(10)를 구성한 경우, 이 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에는, 부하(21)로서 배터리 셀 등이 접속된다. 배터리 셀 단체(單體)를 접속하여, 충방전 등의 시험을 행할 때에는, "전달 기간"에 있어서 출력점 사이의 전압을 5[V]로 하여 10[A]~360[A]의 전류를 상기 부하(21)로 출력한다.
또한, 부하(21)로서 배터리 모듈을 접속했을 때에는, 출력점 사이의 전압을 60[V]로 하여 최대 500[A]의 전류를 출력한다.
또한, 부하(21)로서 배터리 팩을 접속했을 때에는, 출력점 사이의 전압을 500[V]로 하여 최대 500[A]의 전류를 출력한다.
종래와 같이 풀브릿지 회로를 동작시킨 경우(예컨대, 도 2에 도시한 바와 같이 동작시킨 경우)에는, 입력 콘덴서에 흐르는 리플 전류의 실효값(Irms)은, 출력 전류와 동일해진다. 예를 들면 출력 전류가 500[A]인 경우, 리플 전류의 실효값(Irms)=500[A]가 된다. 이에 대해, 본 발명에 관한 풀브릿지 회로(10)와 같이 동작한 경우에는, 리플 전류의 실효값(Irms)은, 전달 기간의 비율(전달 기간/스위칭 동작의 1주기)로 압축된다.
도 4는, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작 제어를 도시하는 설명도이다. 이 도면은, 실시예 1의 스위치 제어부(20)로부터 출력되는 제어 신호에 의해, 풀브릿지 회로(10)를 구성하는 스위치 소자의 동작을 제어한 경우의 타이밍 차트이며, 각 스위치 소자의 제어 로직을 도시하고 있다. 또한, 이 도면은, 스위치 소자를 온 상태로 제어하는 기간을 하이 레벨로 나타내고, 오프 상태로 제어하는 기간을 로우 레벨로 나타내고 있다.
도 4의 (a)는, 예를 들면 도 1의 스위치 소자(Q1; 11)의 스위칭 동작을 도시하고 있다. 도 4의 (b)는, 도 4의 (a)에 도시한 스위치 소자(Q1; 11)의 동작에 대응시켜, 예를 들면 스위치 소자(Q3; 13)를 도 2에 도시한 바와 같이 온·오프시키는 동작을 도시하고 있다. 도 4의 (c)는, 도 4의 (a)의 스위치 소자(Q1; 11)의 동작에 대응시켜, 예를 들면 스위치 소자(Q3; 13)를 도 3에 도시한 바와 같이 온·오프시키는 동작을 도시하고 있다.
스위치 제어부(20)가, 예를 들면 출력 전류를 조정하기 위해, 예를 들면 도 4의 (a)에 파선으로 도시한 바와 같이 스위치 소자(Q1; 11)의 온 듀티를 크게 한 경우, 일반적인 풀브릿지 회로에서의 동작 제어에서는, 스위치 소자(Q1; 11)의 스위칭 동작과 대칭이 되는 스위치 소자(Q3; 13)의 온 듀티를 작게 하는 제어가 행해지며, 도 4의 (b)에 파선으로 도시한 바와 같이, 오프 상태로부터 온 상태로 천이하는 타이밍(상승 타이밍)을 느리게 하는 제어 신호가 스위치 소자(Q3; 13)로 출력된다.
실시예 1의 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에 있어서는, 상기한 바와 같이 스위치 소자(Q3; 13)의 온 듀티를 작게 했을 때, 도 4의 (c)에 파선으로 도시한 바와 같이, 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍(하강 타이밍)을 빠르게 하는 제어 신호가 스위치 소자(Q3; 13)로 출력된다.
도 4의 (a)와 도 4의 (b)에 도시한 바와 같이, 종래부터 행해지고 있는 일반적인 스위칭 동작에서는, 병렬로 배치 접속된 2개의 스위치 소자에 있어서 온 상태로 되는 기간이 겹치지 않도록, 또한 오프 상태로 되는 기간이 겹치지 않도록 스위칭 동작이 제어된다.
이에 대해, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에서는, 도 4의 (a)와 도 4의 (c)에 도시한 바와 같이, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)의 사이에 있어서,또한, 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)의 사이에 있어서, 온 상태가 겹치는 기간을 발생시키는 동시에, 오프 상태가 겹치는 기간을 발생시켜 관성 전류가 흐르는 기간이 마련되어 있다.
스위치 제어부(20)는, 2개의 출력점에 저전위측의 전압과 고전위측의 전압을 선택적으로 전환하여 공급하고, 2개의 출력점의 전압 극성을 반전시키는 전달 기간과, 상기 출력점 사이를 쇼트하여 0[V]로 하는 휴지 기간을 마련함으로써, +Vo, -Vo, 0[V]의 3레벨의 전압을 제어하고 있다. 참고로, 상기 Vo는, 출력점 사이에 발생하는 전압이다.
도 5는, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치에 흐르는 관성 전류를 도시하는 설명도이다. 이 도면은, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)가 동작할 때 흐르는 관성 전류를 파선으로 도시하는 것이다.
도 5의 (a)는, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)가 온 상태로 되며, 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)가 오프 상태로 되어 있을 때 흐르는, 인덕터(16)에 의한 관성 전류를 도시하고 있다. 또한, 도 5의 (b)는, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)가 오프 상태로 되며, 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)가 온 상태로 되어 있을 때 흐르는, 인덕터(16)에 의한 관성 전류를 도시하고 있다.
각 스위치 소자가 도 5의 (a)에 도시한 상태에서는, 풀브릿지 회로(10)의 출력점 사이는, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)에 의해 접속된다. 각 스위치 소자가 이러한 상태로 되어 있을 때에는, 입력점에 공급되는 전력은 출력점에는 전달되지 않으며, 인덕터(16)에 축적된 에너지(전력)가 방출된다. 이 에너지 방출에 의해 관성 전류가 발생하여, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)로부터 부하(21)에 계속적으로 전류가 흐른다.
도면 중, 파선의 화살표로 도시한 관성 전류는, 인덕터(16)에서 발생하여 부하(21)의 일단으로 흐르고, 부하(21)의 타단으로부터 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)가 접속된, 풀브릿지 회로(10)의 제 2 출력점으로 흘러들어가며, 온 상태의 스위치 소자(Q3; 13)의 접점 사이를 흐른다. 또한, 온 상태의 스위치 소자(Q1; 11)의 접점 사이를 흐르며, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)가 접속되어 있는 제 1 출력점에 도달한다. 그리고, 제 1 출력점으로부터 인덕터(16)로 흐른다.
각 스위치 소자가 도 5의 (b)에 도시한 상태로 온·오프했을 때, 풀브릿지 회로(10)의 출력점 사이는, 스위치 소자(Q2; 12)와 스위치 소자(Q4; 14)를 통해 접속된다. 각 스위치 소자가 이러한 상태로 되어 있을 때에도, 입력점에 공급되는 전력은 상기 출력점에는 전달되지 않으며, 상술한 바와 같이 인덕터(16)에서 발생한 관성 전류가 흐른다.
도면 중, 파선의 화살표로 도시한 관성 전류는, 인덕터(16)로부터 부하(21)의 일단으로 흘러들어가고, 부하(21)의 타단으로부터 스위치 소자(Q3; 13)와 스위치 소자(Q4; 14)가 접속되어 있는 제 2 출력점으로 흘러들어가고, 온 상태의 스위치 소자(Q4; 14)의 접점 사이를 흐르며, 또한 온 상태의 스위치 소자(Q2; 12)의 접점 사이를 흘러 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q2; 12)가 접속되어 있는 제 1 출력점에 도달한다. 그리고, 제 1 출력점으로부터 인덕터(16)로 흐른다.
도 6은, 실시예 1에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작을 도시하는 설명도이다. 이 도면은, 풀브릿지 회로(10)의 각 스위치 소자의 온·오프 상태를 도시하는 타이밍 차트로서, 하나의 스위치 소자의 동작 패턴을 나타내는 상태 천이(A)와, 다른 스위치 소자의 동작 패턴을 나타내는 상태 천이(B)를 도시하고 있다.
도 6에 도시한 각 상태는, 하이 레벨의 부분이 온 상태를 나타내고, 로우 레벨의 부분이 오프 상태를 나타내고 있다.
또한, 상태 천이(A)는 예를 들면 스위치 소자(Q1; 11)의 온·오프 동작을 나타내며, 상태 천이(B)는 스위치 소자(Q3; 13)의 온·오프 동작을 나타내고 있다. 상태 천이(A)와 상태 천이(B)는, 스위치 소자(Q1; 11)와 스위치 소자(Q3; 13)의 온·오프 상태가 반전하여 천이하는 것을 나타내고 있다.
여기에서, 상태 천이(A)와 상태 천이(B) 중, 온 상태의 기간이 짧은(시간 폭이 좁은) 쪽의 상태 천이에서의 상기 시간 폭을 "Tm", 상태 천이(A)의 온 상태와 상태 천이(B)의 온 상태가 겹치는 기간을 "Td"로 했을 때, 시간 폭(Tm)에 대한 겹치는 기간(Td)의 비율을, 드라이브 중복률(Rd)이라고 한다(Rd=Td/Tm). 도 6에 예시한 것은, 하나의 상태(여기서는 온 상태)로 되어 있는 시간 폭이 좁은 쪽이 상태 천이(A)이며, 하나의 상태(온 상태)의 시간 폭이 넓은 쪽이 상태 천이(B)이다.
도 6의 (a)는, 종래부터 행해지고 있는 일반적인 스위칭 동작을 도시하고 있으며, 예를 들면 스위치 소자(Q1; 11)의 동작 패턴을 나타내는 상태 천이(A)와, 스위치 소자(Q3; 13)의 동작 패턴을 나타내는 상태 천이(B)를 도시하고 있다.
도 6의 (a)에 예시한 스위칭 동작은, 각 스위치 소자가 온 상태로부터 오프 상태로 천이할 때, 또는 오프 상태로부터 온 상태로 천이할 때 발생하는 지연 시간(상술한 데드 타임)은 미소하여, 「0」으로 간주해서 되는 정도이다. 여기에서, 상태 천이(A) 중에서 로우 레벨이 되어 있는 기간과, 상태 천이(B) 중에서 하이 레벨이 되어 있는 기간을 각각 "Tm"으로 했을 때, 기간(Td)을 「0」으로 간주함으로써, 드라이브 중복률(Rd)은 Td/Tm=0이 되어, 도 5에 도시한 관성 전류가 흐르는 기간은 발생하지 않는다.
도 6의 (b)는, 실시예 1에 따른 풀브릿지 회로(10)의 스위칭 동작의 일례를 도시하고 있다. 도 6의 (a)와 같이, 도 6의 (b)의 상태 천이(A)는 예를 들면 스위치 소자(Q1; 11)의 동작 패턴을 나타내는 것이며, 상태 천이(B)는 스위치 소자(Q3; 13)의 동작 패턴을 나타내는 것이다.
도 6의 (b)에 있어서, 하이 레벨측의 시간 폭은, 상태 천이(A)보다 상태 천이(B) 쪽이 좁다. 또한, 로우 레벨측의 시간 폭은, 상태 천이(B)보다 상태 천이(A) 쪽이 좁다. 이들 중 좁은 쪽의 시간 폭을 "Tm"으로 한다. 또한, 상태 천이(B)가 시간 폭(Tm)에서 하이 레벨로 되어 있는 기간 중, 상태 천이(A)가 하이 레벨로 되어 있는 기간을 "Td"로 한다. 또한, 상태 천이(A)가 시간 폭(Tm)에서 로우 레벨로 되어 있는 기간 중, 상태 천이(B)가 로우 레벨로 되어 있는 기간을 "Td"로 한다. 상술한 관성 전류는 기간(Td) 사이에 흐르기 때문에, 드라이브 중복률(Rd)이 클수록, 관성 전류가 흐르는 기간이 길어진다.
또한, 대칭적으로 입력 전압(전압(V1))을 이용한 전류가 출력되는 기간이 짧아진다. 환언하면, 상태 천이(A)가 온 상태이며 상태 천이(B)가 오프 상태로 되는 기간과, 상태 천이(A)가 오프 상태이며 상태 천이(B)가 온 상태로 되는 기간이 짧아진다.
이와 같이 입력 전압(전압(V1))을 스위칭하여 전류를 출력하는 기간을 억제하여 리플 성분의 크기를 억제하며, 또한 전류 출력을 행하지 않는 기간에 관성 전류를 흘려, 부하(21)로 흘러들어가는 직류 전류를 유지한다.
스위치 제어부(20)는, 예를 들면 10[kW] 이상의 전력을 출력 부하(21)로 출력하는 경우에는, 풀브릿지 회로(10)의 각 스위치 소자를 20[kHz] 이하로 스위칭 시키며, 부하(21)가 가벼운 경우에는 수백[kHz]로 스위칭시킨다. 또한, 출력 전력의 크기에 따라, 도 4에 도시한 바와 같이 각 스위치 소자의 온 듀티를 조정하여, 상술한 드라이브 중복률(Rd=(Td/Tm)×100%)이, 예를 들면 50% 이상이 되도록 각 스위치 소자의 제어 신호를 생성하며, 풀브릿지 회로(10)를 동작시킨다.
여기에서, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 전류를 "I"로 했을 때, 도 6의 (a)에 도시한 바와 같이 드라이브 중복률(Rd)을 0%으로 한 동작에서는, 입력 콘덴서(15)에 흐르는 리플 전류의 실효값(Irms)=출력 전류값(I)이 된다.
또한, 전류가 출력되는 온 듀티를 "D"로 했을 때, 드라이브 중복률(Rd)을 100%(Td=Tm)로 한 동작에서는, 리플 전류의 실효값(Irms)은 I×(1-2D)에 비례한 것이 된다.
예를 들면, 풀브릿지 회로(10)에 40[V]의 전압(V1)이 입력되어, 부하(21)의 양단에 4[V]의 전압이 발생하도록 동작할 때, 스위치 제어부(20)는 온 듀티(D)를 45%로 하여 각 스위치 소자를 가동시킨다. 이 동작에 있어서, Rd=100%로 한 경우에는, Rd=0%인 경우에 비해 리플 전류의 실효값이 1/10이 된다.
입력 콘덴서(15)(평활 콘덴서)에 있어서는, 종래와 같이 Rd=0%에서 동작하면 리플 내량이 360[A] 필요해지는 경우에도, Rd=100%에서 동작시킴으로써, 36[A] 정도의 리플 내량을 갖는 것도 사용하는 것이 가능해진다.
도 7은, 풀브릿지 회로의 입력 전압 및 출력 전류를 도시하는 설명도이다. 이 도면은, 풀브릿지 회로(10) 등의 입력점의 전압과 출력점의 전류의 경시 변화를 도시하는 타임 차트이다. 참고로, 도면 중의 입력 전압은, 풀브릿지 회로(10)의 2개의 출력점 사이에 발생하는 전압이며, 또한, 도면 중의 출력 전류는, 출력점으로부터 출력되는 전류에 포함되는 리플 성분으로, 출력 콘덴서(17)에 흐르는 AC 성분의 전류이다.
도 7의 (a)는, 도 2의 (a)에 도시한 스위칭 동작을 행한 경우의, 입력 전압 및 출력 전류를 도시하며, 도 7의 (b)는, 예를 들면 도 3의 (b)에 도시한 스위칭 동작을 행한 경우의 입력 전압 및 출력 전류를 도시하고 있다.
도 2 (a)에 도시한 스위칭 동작을 행한 경우에는, 2개의 출력점에 인가되는 고전위측과 저전위측의 전압이 스위칭 동작에 대응하여 반전하며, 풀브릿지 회로(10)의 임의인 출력점의 전압은, 도 7의 (a)에 도시한 입력 전압과 같이 변화한다. 이와 같이, 출력점 사이에서 전위의 고저가 반전하는 경우, 교류 성분의 전류가 출력 콘덴서(17) 등의 평활 콘덴서로 흐르며, 예를 들면 도 7의 (a)에 도시한 출력 전류와 같은 리플 전류가 발생한다.
예를 들면, 도 3의 (b)에 도시한 스위칭 동작을 행한 경우에는, 풀브릿지 회로(10)의 출력점 사이의 전압은, 도 7의 (b)에 도시한 입력 전압과 같이 변화한다.
도 3의 (b)에 예시한 스위칭 동작에서는, 전압(V1)을 이용하여 전류가 출력되는 기간(도면 중 하이 레벨의 기간)은, 상기 전류가 출력되지 않는 기간(도면 중 로우 레벨의 기간)에 비해 짧다. 즉, 리플 전류가 증가하는 기간을 짧게 억제하고 있으므로, 도 7의 (b)에 도시한 출력 전류와 같이, 도 7의 (a)에 도시한 것에 비해 피크 값이 작은 리플 전류가 발생한다.
또한, 도 3의 (c)에 도시한 스위칭 동작에 있어서도, 도 3의 (b)에 도시한 스위칭 동작과 같이 리플 전류가 증가하는 기간을 짧게 억제하고 있으므로, 도 7의 (b)에 도시한 출력 전류와 같이 피크 값이 작은 리플 전류가 발생한다.
도 3의 (b)에 예시한 스위칭 동작에서는, 스위치 소자(Q3; 13)의 온 상태와 스위치 소자(Q2; 12)의 온 상태가 겹치는 기간, 및 스위치 소자(Q1; 11)의 오프 상태와 스위치 소자(Q4; 14)의 오프 상태가 겹치는 기간은 없으므로, 제 1 및 제 2 출력점 사이에 있어서 고전위측의 전압과 저전위측의 전압이 반전하는 경우는 없다. 구체적으로는, 전압(V1)을 사용하여 전류를 출력할 때, 제 1 출력점에는 고전위측의 전압이 인가되며, 제 2 출력점에는 저전위측의 전압이 인가된다.
상기한 바와 같이 풀브릿지 회로(10)가 동작할 때, 부하(21)로서, 예를 들면 배터리 셀 등의 2차 전지를 접속한 경우에는, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)로부터 부하(21)로 전류를 공급하여 충전을 행할 수 있다. 이 경우에는, 예컨대, 풀브릿지 회로(10)의 제 1 출력점에 부하(21)(2차 전지)의 고전위측 전극을 접속하며, 제 2 출력점에 부하(21)의 저전위측 전극을 접속한다. 그리고, 풀브릿지 회로(10)의 제 1 및 제 2 입력점의 사이에, 상술한 바와 같이 전압(V1)을 입력하여, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)로부터 충전 전류를 출력한다.
또한, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)를 이용하여, 2차 전지의 각 특성(예를 들면 충방전 특성)을 측정하는 것이나, 다른 부하, 혹은 다른 부하로 전력을 공급하는 전원 장치 등을, 풀브릿지 회로(10)의 제 1 및 제 2 입력점의 사이에 접속하여, 상기 다른 부하로 전력을 공급할 수도 있다. 즉, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 쌍방향 컨버터로서 사용하는 것도 가능하다.
부하(21)(2차 전지)로부터 풀브릿지 전력 변환 장치(1)로 방전 전류를 흘리는 경우에는, 예를 들면 부하(21)(2차 전지)의 고전위측의 전극을 풀브릿지 회로(10)의 제 1 출력점에 접속하며, 또한 부하(21)(2차 전지)의 저전위측의 전극을 풀브릿지 회로(10)의 제 2 출력점에 접속한다.
이와 같이 부하(21)(2차 전지)와 풀브릿지 회로(10)가 접속되어 있을 때, 예를 들면 도 3의 (b)에 도시한 스위칭 동작을 행하여, 풀브릿지 회로(10)의 제 1 입력점에 고전위측의 전압을 발생시키며, 제 2 입력점에 저전위측의 전압을 발생시켜, 제 1 입력점과 제 2 입력점의 사이에 접속된 예를 들면 다른 부하에, 부하(21)(2차 전지)로부터 방출된 전력을 공급한다.
풀브릿지 회로(10)의 입력측에 접속되는 상술한 전원 장치로서, 예를 들면 태양광 발전 장치 등이 있으며, 태양광 발전 장치로부터 다른 부하로 공급하는 전력이 부족할 때, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)를 통해, 부하(21)(2차 전지)에 축전 되어 있는 전력을 보조적으로 공급할 수 있으며, 또한 적당히, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)를 가동시켜 부하(21)(2차 전지)에 충전을 행할 수도 있다.
상술한 일련의 동작 설명은, 출력 전압이 양, 출력 전류도 양(충전 전류)이라는 전제에 의한 것이지만, 이 실시예 1에 따른 풀브릿지 회로(10)는, 도 2, 도 3의 드라이브 로직의 차이에 관계없이, 출력 전압의 양음, 및 출력 전류의 양음(충전 전류와 방전 전류) 중 어느 동작에 대해서도 가능하며, 「4상한(象限)」의 동작을 할 수 있는 구성을 갖고 있다.
풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 전류(Io)는,
Io=1/L∫{Vb(t)-Eo}dt+Ii...(1)
(여기에서, "Ii"는 적분 정수: 출력 전류의 초기값, "L"은 인덕터(16)의 인덕턴스)와 같은 (1)식으로 나타내며, 풀브릿지 회로(10)의 출력 순간 전압(Vb(t))의 적분에 의해 주어진다.
상기 (1)식은, 풀브릿지 회로(10)를 동작시키는 제어 신호의 듀티비의 값(예를 들면 온 듀티)은, 미분 동작에 있어서 상기 풀브릿지 회로(10)의 출력 순간 전압(Vb(t))을 변화시키는 것을 나타내고 있다. 또한, 이 듀티비의 값에 의해, 상기 풀브릿지 전력 변환 장치(1)로부터 출력되는 전류를 제어할 수 있으며, 그 제어 범위는, 충전, 방전(양음)의 전류에 이른다.
풀브릿지 전력 변환 장치(1)의 출력 전압(Eo)은,
Eo=V1(2D-1)...(2)
와 같은 (2)식으로 나타내며, 풀브릿지 회로(10)의 동작에서의 듀티비(온 듀티)의 값(D)은 1차식으로 주어진다. 온 듀티가 50% 이상에서는 양의 전압이 되며, 50% 이하가 되면 음의 전압이 된다. 이와 같이, 풀브릿지 전력 변환 장치(1)가 제어하는 전압 범위는 양음에 이른다.
상세한 설명을 생략하였지만, 도 2, 도 3의 드라이브 로직의 차이에 관계없이, 출력 전류 전압 극성의 각 상한에 있어서 회로 동작이 가능하지만, 상기 도 2, 3에 각각 도시한 3개의 기술(도면 중 (ａ), (b), (c))은 어느 상한에 있어서도 입력측과 출력측의 리플 전류를 저감하는 것이 가능하다.
도 3의 (c)에 도시한 스위칭 동작을 행한 경우에도, 풀브릿지 회로(10)의 제 1 및 제 2 출력점의 사이에 있어서 고전위측의 전압과 저전위측의 전압이 반전하는 경우는 없다. 이 스위칭 동작에서는, 도 3의 (b)에 도시한 것과는 각 출력점에 발생하는 전위의 고저가 반대가 되며, 전압(V1)을 상술한 바와 같이 풀브릿지 회로(10)의 제 1 입력점과 제 2 입력점의 사이에 입력했을 때에는, 풀브릿지 회로(10)의 제 1 출력점에 저전위측의 전압이 발생하고, 제 2 출력점에 고전위측의 전압이 발생한다.
부하(21)로서 2차 전지를 상술한 바와 같이 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에 접속하고 있을 때, 도 3의 (c)에 도시한 스위칭 동작을 행하여 부하(21)(2차 전지)에 음전압을 인가하여, 예를 들면 방전 특성을 측정할 수 있다. 또한, 부하(21)(2차 전지)를 활성화시킬 때에는, 우선 도 3의 (c)에 도시한 스위칭 동작을 행하여 음전압을 인가하면서, 양전압을 인가하여(도 3의 (b)의 스위칭 동작을 행하여) 충전을 행한다.
이상과 같이, 실시예 1의 풀브릿지 전력 변환 장치에 따르면, 풀브릿지 회로(10)에 입력되는 전압(V1)을 이용하여 전류 출력을 행하는 기간을 짧게 하며, 전압(V1)을 이용한 전류가 출력되지 않는 기간에 인덕터(16)에 축적된 에너지를 이용하여 관성 전류를 흐르도록 하였으므로, 풀브릿지 회로(10)의 출력 전류에 포함되는 리플 전류를 작게 억제할 수 있어, 고정밀도의 전류를 출력하는 것이 가능해진다.
또한, 풀브릿지 회로(10)의 입력측에 발생하는 리플 전류를 작게 억제할 수 있고, 리플 내량이 작은 입력 콘덴서(15)를 사용하는 것이 가능해지며, 또한 주변회로의 비용의 억제, 전력 손실의 저감에 의한 효율화, 장치의 소형화 등을 도모할 수 있다.
실시예 2
실시예 1에 의한 풀브릿지 전력 변환 장치(1)에서는, 풀브릿지 회로(10)의 스위치 소자가 온 상태로 천이하는 타이밍이나, 오프 상태로 천이하는 타이밍을 기준으로 하여, 각 스위치 소자의 온 상태나 오프 상태가 겹치도록 제어하고 있다.
각 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어할 때, 온 제어 기간의 중심 시점, 또한 오프 제어 기간의 중심 시점을 기준으로 한 경우에 있어서도, 실시예 1에서 설명한 바와 같이 각 스위치 소자의 온 상태나 오프 상태를 겹치게 할 수 있어, 발생하는 리플 전류를 작게 억제할 수 있다.
실시예 2에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치는, 실시예 1에서 설명한 바와 동일하게 구성되어 있다. 여기에서는, 실시예 1에서 설명한 바와 동일한 구성에 대해 중복 설명을 생략하고, 실시예 1에서 각 부분에 부여한 부호를 이용하여 설명한다.
또한, 실시예 2에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치는, 실시예 1에서 설명한 바와 대략 동일하게 동작한다. 여기에서는, 실시예 1에서 설명한 동작과 동일한 부분에 대해 중복 설명을 생략하고, 실시예 2의 풀브릿지 전력 변환 장치의 특징이 되는 동작을 설명한다.
도 8은, 실시예 2에 따른 풀브릿지 전력 변환 장치의 동작 제어를 도시하는 설명도이다. 이 도면은, 실시예 2에 따른 스위치 제어부(20)로부터 출력되는 제어 신호에 의해, 풀브릿지 회로(10)를 구성하는 스위치 소자의 동작을 제어한 경우의 타이밍 차트로서, 각 스위치의 제어 로직을 나타내고 있다. 또한, 이 도면은, 스위치 소자를 온 상태로 제어하는 기간을 하이 레벨로 나타내고, 오프 상태로 제어하는 기간을 로우 레벨로 나타내고 있다.
도 8의 (a)에 도시한 스위칭 동작과 도 8의 (b)에 도시한 스위칭 동작은, 각온 상태의 기간의 중심 시점, 및 오프 상태의 기간의 중심 시점을 기준으로 동기시킨 것이다.
예를 들면, 도 8의 (a)를 스위치 소자(Q1; 11)의 동작으로 하고, 도 8의 (b)를 스위치 소자(Q3; 13)의 동작으로 했을 때, 도면 중, 실선으로 나타낸 바와 같이 각 스위치 소자의 온 듀티를 50%, 드라이브 중복률(Rd)을 0%으로 한 경우에는, 전압(V1)을 이용한 전류는 풀브릿지 회로(10)의 출력점으로부터 출력되지 않는다.
실시예 2의 스위치 제어부(20)는, 온 상태의 기간 및 오프 상태의 기간의 중심 시점을 기준으로 하여, 도면 중 파선으로 나타낸 바와 같이 각 천이 타이밍을, 지연 또는 빠르게 함으로써, 실시예 1에서 설명한 "전달 기간"을 마련하며, 또한, "휴지 기간"에 관성 전류가 흐르는 기간을 마련하여, 각 스위치 소자의 스위칭 동작을 제어한다.
도 8의 (a)에 도시한 스위칭 동작에서는, 오프 상태로 하는 기간을 단축하는 동시에, 온 상태로 하는 기간을 길게 하여 온 듀티를 50%보다 크게 하고 있다.
상세하게는, 온 상태의 기간 및 오프 상태의 기간의 중심 시점을 고정해 두고, 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍을 늦추고 있다. 또한, 오프로부터 온으로 천이하는 타이밍을 빠르게 하고 있다.
도 8의 (b)에 도시한 스위칭 동작에서는, 온 상태로 하는 기간을 단축하는 동시에, 오프 상태로 하는 기간을 길게 하여 온 듀티를 50% 미만으로 하며, 오프 듀티를 50%보다 크게 하고 있다.
상세하게는, 온 상태의 기간 및 오프 상태의 기간의 중심 시점을 고정해 두고, 오프 상태로부터 온 상태로 천이하는 타이밍을 늦추고 있다. 또한, 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍을 빠르게 하고 있다.
소망하는 드라이브 중복률을 갖는 제어 신호를 생성할 때에는, 상술한 온 상태로부터 오프 상태로 천이하는 타이밍, 오프로부터 온으로 천이하는 타이밍 중 어느 하나, 혹은 양쪽의 타이밍을 조정하여, 소망하는 드라이브 중복률(Rd)을 갖도록 각 스위치 소자로 출력하는 제어 신호를 생성한다.
상술한 바와 같이 설정·생성한 각 제어 신호를, 각각의 스위치 소자에 입력함으로써, 실시예 2의 풀브릿지 전력 변환 장치(1)는, 실시예 1에 있어서 도 3 등을 사용하여 설명한 바와 같이 동작한다. 또한, 실시예 1의 풀브릿지 전력 변환 장치(1)와 마찬가지로, 부하(21)에 전류를 출력하거나, 또는 풀브릿지 회로(10)의 제 1 및 제 2 입력점에 접속된, 다른 부하나 전원 장치로 전류를 공급한다.
이상과 같이 실시예 2에 따르면, 스위치 제어(20)는, 스위치 소자가 온 상태 및 오프 상태를 유지하는 기간의 중심 시점을 기점으로 하여, 소망하는 드라이브 중복률(Rd)이 되도록 각 제어 신호를 생성하게 하였으므로, 풀브릿지 회로(10)에 입력되는 전압(V1)을 이용하여 전류를 출력하지 않고 있는 기간에 관성 전류가 흐르는 기간을 확실하게 마련할 수 있어, 발생하는 리플 전류를 작게 억제할 수 있다.
또한, 각 스위치 소자의 스위칭 스피드의 차이나 편차 등의 영향을 작게 하여, 높은 정밀도로 소망하는 드라이브 중복률(Rd)을 갖는 스위칭 동작을 행할 수 있다.
1 : 풀브릿지 변환 장치
10 : 풀브릿지 회로
11, 12, 13, 14 : 스위치 소자
15 : 입력 콘덴서
16 : 인덕터
17 : 출력 콘덴서
20 : 스위치 제어부
21 : 부하

Claims (3)

  1. 제 1 스위치 소자의 일단(一端)과 제 2 스위치 소자의 일단을 직렬 접속하고, 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 직렬 접속하며, 상기 직렬 접속된 제 1 및 제 2 스위치 소자와 상기 직렬 접속된 제 3 및 제 4 스위치 소자를 병렬 접속하여 이루어진 풀브릿지 회로와,
    상기 제 1 스위치 소자로부터 상기 제 4 스위치 소자의 온·오프 동작을 각각 제어하는 스위치 제어부와,
    상기 제 1 스위치 소자의 타단(他端)과 제 3 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 1 접속점, 및 상기 제 2 스위치 소자의 타단과 제 4 스위치 소자의 타단을 접속하는 제 2 접속점의 사이에 접속된 입력 콘덴서와,
    상기 제 1 스위치 소자의 일단과 제 2 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 3 접속점에 일단을 접속하는 제 1 인덕터와,
    상기 제 1 인덕터의 타단에 일단을 접속하고, 상기 제 3 스위치 소자의 일단과 제 4 스위치 소자의 일단을 접속하는 제 4 접속점에 타단을 접속하는 출력 콘덴서를 구비하며,
    상기 제 1 접속점과 제 2 접속점의 사이에 직류 전압이 입력되어, 상기 출력 콘덴서의 양단(兩端)에 부하(負荷)가 접속되었을 때,
    상기 스위치 제어부는,
    각 스위치 소자의 온·오프 동작을 제어하는 제어 신호를 스위치 소자마다 생성하고,
    상기 제 1 스위치 소자와 제 2 스위치 소자를 교대로 온·오프시키는 동시에 상기 제 3 스위치 소자와 제 4 스위치 소자를 교대로 온·오프시켜, 상기 풀브릿지 회로로부터 상기 부하로 공급하는 공급 전류를 출력시키고,
    상기 공급 전류가 출력되지 않는 기간에, 상기 제 1 스위치 소자 및 제 3 스위치 소자를 함께 온 상태로 하고 상기 제 3 접속점과 제 4 접속점의 사이를 접속하여 관성 전류를 흘리며,
    상기 제 1 스위치 소자와 상기 제 3 스위치 소자 중에서, 온 상태가 되는 시간 폭이 좁은 쪽의 상기 시간 폭을 Tm, 온 상태의 시간 폭이 넓은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태와 상기 온 상태의 시간 폭이 좁은 쪽의 스위치 소자의 온·오프 상태가 동일해지는 중복 기간을 Td, 상기 시간 폭(Tm)에 대한 상기 중복 기간(Td)의 비율을 나타내는 드라이브 중복률을 Rd=(Td/Tm)×100%로 했을 때, 상기 드라이브 중복률(Rd)이 50% 이상 100% 이하가 되도록 상기 각 스위치 소자의 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 풀브릿지 전력 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    스위치 소자를 온 상태로 하는 기간의 중심 시점, 및 오프 상태로 하는 기간의 중심 시점을 기준으로 하여 스위칭 동작의 천이(遷移) 타이밍을 정하는 것을 특징으로 하는 풀브릿지 전력 변환 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 4 접속점과 상기 출력 콘덴서의 타단과의 사이에 직렬 접속된 제 2 인덕터를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 풀브릿지 전력 변환 장치.
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