KR20110113714A - 인터버 회로 - Google Patents

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KR20110113714A
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하지메 카츠시마
켄지 모리모토
사토시 야마무라
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가부시키가이샤 산샤덴키세이사쿠쇼
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Abstract

인버터 회로는, 제1, 제2스위치 소자와, 상기 제1, 제2스위치 소자 사이에 직렬적으로 접속된 제1의 1차권선을 구비하고, 또한, 출력 전압을 얻기 위한 2차권선을 구비하는 출력 트랜스를 구비한다. 인버터 회로는, 또한, 제1전압원과 제2전압원과 제어부를 구비한다. 제1전압원은, 상기 제1의 1차권선이 상기 제2스위치 소자에 접속되는 제1접속점과 상기 제1스위치 소자 사이에 접속되어, 상기 제1의 1차권선을 통하여 상기 제1스위치 소자에 전압을 인가한다. 제2전압원은, 상기 제1의 1차권선이 상기 제1스위치 소자에 접속된 제2접속점과 상기 제2스위치 소자 사이에 접속되어, 상기 제1의 1차권선을 통하여 상기 제2스위치 소자에 전압을 인가한다. 제어부는, 상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자를 교호로 온 오프한다. 인버터 회로는, 또한, 스너버 콘덴서의 충전 전하를 회생하기 위한 제1, 제2회생 스너버 회로를 구비한다.

Description

인터버 회로{INVERTER CIRCUIT}
본 발명은, 트랜스의 1차측에 스너버 회로와 회생 회로를 구비한 인버터 회로에 관한 것이다.
인버터 회로에서는, 스위치 소자가 오프 한 때에, 트랜스의 1차측과 2차측 사이의 리키지 인덕턴스의 작용으로 스위치 소자에 서지 전압이 인가되는 것을 방지하기 위해, 스위치 소자에 병렬로 스너버 회로가 접속된다. 또한, 스너버 회로의 스너버 콘덴서에 충전된 충전 전하를 전원으로 회생하는 회생 회로를 설치한 것도 제안되어 있다. 이 회생 회로를 설치하는 것에 의해, 충전 전하가 스너버 저항에 의해 열소비 되지 않고, 또한 스너버 콘덴서의 충전 에너지가 전원으로 회생되기 때문에, 인버터 회로의 효율을 높일 수 있다.
특허문헌 1에 나타난 인버터는, 상기와 같은 스너버 회로와 회생 회로를 구비한 것이다. 이 인버터 회로는, 1차측에 제1스위치 소자와 제2스위치 소자가 접속되어 있다. 제1스위치 소자에 병렬로 스너버 회로가 접속되어 있다. 또한, 스너버 회로와 전원 사이에는 회생 회로가 접속되어 있다. 스너버 회로는, 스너버 다이오드와 스너버 콘덴서의 직렬 회로로 구성되어 있다. 회생 회로는, 회생용 스위치 소자와, 리액터 및 회생용 다이오드의 직렬 회로로 구성되어 있다. 제2스위치 소자에 대하여도, 동일하게 스너버 회로와 회생 회로가 접속된다.
상기 인버터 회로에서는, 제어부가 제1스위치 소자와 제2스위치 소자를 교호로 온 오프하여, 회생용 스위치 소자를 일정시간만큼 온한다. 회생용 스위치 소자가 온하고 있을 때에, 스너버 콘덴서에 충전되어 있는 전하를 완전 방전하여 전원으로 회생한다.
일본 특개 2003-219653호 공보
그러나, 상기의 인버터 회로는, 스너버 콘덴서의 완전 충방전을 반복하기 때문에, 이 방전시의 전류에 의한 로스와 충전시의 전류에 의한 로스의 합계가, 스위칭 오프시의 로스 개선분보다 커지는 일이 있다. 이하의 설명과 같이, 이 현상은 경부하 시에 생긴다.
지금, 스위치 소자가 오프한 때를 생각해 본다. 상기 리키지 인덕턴스의 축적 에너지가 스너버 콘덴서에 충전되어 가기 때문에, 스위치 소자의 양단 전압은 서서히 상승하여 간다. 이 때문에, 스위칭 오프는 ZVS(Zero Voltage Switching) 동작으로 되어, 스위칭 오프 시 로스의 개선이 생긴다.
그러나, 경부하 시에는 스위치 소자에 흐르는 전류가 적으므로, 스위칭 오프시에서는 ZVS 동작이 되어도 로스는 그만큼 크게 되지 않는다. 따라서, 경부하 시에서는, ZVS 동작에 의한 로스의 개선분보다, 스너버 콘덴서의 충방전시에 의한 로스의 편이 크게 되는 경우가 생길 수 있다.
이와 같이, 상기 특허문헌 1에 나타낸 바와 같은 인버터 회로에서는, 경부하시에 있어서 효율이 나쁘게 되는 문제가 있다.
그래서, 본 발명의 목적은, 부하의 크기에 관계없이 고효율인 인버터 회로를 제공하는 것에 있다.
본 발명의 인버터 회로는, 제1스위치 소자와, 제2스위치 소자와, 상기 제1스위치 소자 및 상기 제2스위치 소자를 통하여 1차측에 전류가 공급되어, 2차측으로부터 부하에 대한 전류가 출력되는 출력 트랜스와, 상기 제1스위치 소자에 역병렬로 접속되는 제1프리휠 다이오드와, 상기 제2스위치 소자에 역병렬로 접속되는 제2프리휠 다이오드와, 상기 제1스위치 소자에 병렬로 접속되고, 제1스너버 다이오드와 제1스너버 콘덴서의 직렬 회로를 포함하는 제1스너버 회로와, 상기 제2스위치 소자에 병렬로 접속되고, 제2스너버 다이오드와 제2스너버 콘덴서의 직렬 회로를 포함하는 제2스너버 회로와, 상기 제1스위치 소자 및 상기 제2스위치 소자에 전압을 인가하는 전압원과, 상기 제1스너버 회로와 상기 전압원 사이에 접속되는 제1회생 회로와, 상기 제2스너버 회로와 상기 전압원 사이에 접속되는 제2회생 회로를 구비하고 있다.
제1스위치 소자, 제2스위치 소자는, 예를 들어 IGBT(절연 게이트형 바이폴라 트랜지스터)나 MOS-FET로 구성된다. 제1스너버 회로, 제2스너버 회로의 작용으로 제1스위치 소자, 제2스위치 소자에 서지 전압이 인가되는 것을 방지하며, 제1회생 회로, 제2회생 회로로, 스너버 회로에 충전된 전하를 전원으로 회생한다.
상기 제1회생 회로는, 제3스위치 소자와, 제1리액터와, 제1회생용 다이오드의 직렬 회로를 포함하며, 상기 제2회생 회로는, 제4스위치 소자와, 제2리액터와 제2회생용 다이오드의 직렬 회로를 포함하고 있다.
또한, 인버터 회로는, 상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자를 교호로 온 오프하고, 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자를 교호로 온 오프하는 제어부를 구비하고 있다. 이하에 설명하는 바와 같이, 이 제어부에 있어서, 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자를 교호로 온 오프하는 기간(Tb)을 출력 전력의 크기에 대응하여 제어하는 것이, 본 발명의 특징으로 하는 점이다.
상기 제어부는, 상기 제1스위치 소자를 온하는 때로부터 기간 Tb 만큼 상기 제3스위치 소자를 온한다. 제1회생 회로는, 상기 제3스위치 소자가 온 하면, 제1스너버 콘덴서에 충전되어 있는 전하를 제1회생용 다이오드를 통하여 전원으로 회생한다. 이 때, 제어부는, 출력 검출부에서 검출된 출력 전력의 크기에 대응하여 기간 Tb의 길이를 제어한다. 출력 검출부는, 예를 들면, 정전압을 출력하는 DC-DC 컨버터 회로에서 출력 전류를 검출하는 센서를 설치하는 것으로 구성된다.
예를 들어, 제어부는, 출력 전류가 소정 전류 이상일 때는 기간 Tb를, 상기 제1스너버 콘덴서의 충전 전하가 대략 완전 방전되는 시간으로 설정하고, 출력 전류가 소정 전류 미만일 때는 기간 Tb를, 상기 제1스너버 콘덴서의 충전 전하가 부분적으로 방전되는 시간으로 설정한다. 대략 완전 방전되는 시간이란, 제1스너버 콘덴서의 충전 전하가 완전하게 방전되는 시간과, 대략 완전하게 방전되는 시간을 포함한다.
또 다른 예로서, 상기 제어부는, 출력 전류가 소정 전류 이상일 때는 기간 Tb를, 상기 제1스너버 콘덴서의 충전 전하가 대략 완전 방전되는 시간으로 설정하고, 출력 전류가 소정 전류 미만일 때는 기간 Tb를 제로로 설정한다.
또, 다른 실시예로서, 상기 제어부는, 출력 전류가 작게 됨에 대응하여, 기간 Tb를 짧게 설정한다.
제4회생 회로에 대해서도, 제어부에 의해, 제4스위치 소자의 온 기간 Tb가 상기 제3회생 회로와 동일하게 제어된다.
본 발명에 의하면, 스너버 회로와 회생 회로를 구비한 구성에서, 출력 전력의 크기에 관계없이 고효율을 유지할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1실시형태인 DC-DC 컨버터 회로의 회로도이다.
도 2는 소프트 스위칭 모드의 타이밍 챠트이다.
도 3은 하드 스위칭 모드의 타이밍 챠트이다.
도 4는 모드에 따른 효율과 스위치 소자 양단 전압을 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 제2실시형태인 DC-DC 컨버터 회로의 회로도이다.
도 6은 커런트 밸런스트 푸시 풀형 인버터 회로의 기본 구성도이다.
도 7은 소프트 스위칭 모드의 타이밍 챠트이다.
도 8은 하드 스위칭 모드의 타이밍 챠트이다.
도 1은, 본 발명의 제1실시형태인 DC-DC 컨버터 회로의 회로도이다. 이 DC-DC 컨버터 회로는, 인버터 회로와 출력 트랜스(이하, 트랜스라 칭한다)(T)의 2차측에 접속된 정류 회로와, 제어부(CNT)에 의해 구성되어 있다.
인버터 회로는, 직렬로 접속된 제1스위치 소자(S1)와 제2스위치 소자(S2)를 구비하며, 이들의 접속점에는 트랜스(T)의 1차측 권선의 제1단자가 접속되어 있다. 전원(Vin)은 제1전압원 콘덴서(C1)와 제2전압원 콘덴서(C2)의 직렬 회로에 병렬로 접속되고, 각 콘덴서(C1,C2)의 접속점에는 트랜스(T)의 1차측 권선의 제2단자가 접속되어 있다. 각 콘덴서(C1,C2)에는, 각각 (1/2) Vin이 충전된다. 이상의 접속 형태로부터, 본 인버터 회로는 하프 브리지형 인버터 회로로서 동작한다.
상기 제1스위치 소자(S1)에는, 역병렬로 프리휠 다이오드(df1)가 접속되어 있다. 또한, 스위치 소자(S1)에는, 병렬로 제1스너버 회로(SB1)가 접속되어 있다. 제1스너버 회로(SB1)는, 제1스너버 다이오드(ds1)와 제1스너버 콘덴서(cs1)의 직렬회로로 구성되어 있다. 제1스너버 회로(SB1)와, 콘덴서(C1) 및 콘덴서(C2)의 접속점 사이에는, 제1회생 회로(RG1)가 접속되어 있다. 제1회생 회로(RG1)는, 제3스위치 소자(S3)와, 리액터(Lf)와, 제1회생 다이오드(df3)를 구비하고 있다. 리액터(Lf)는, 콘덴서(C1) 및 콘덴서(C2)의 접속점과 제3스위치 소자(S3)의 사이에 접속된다. 제1회생 다이오드(df3)는, 제3스위치 소자(S3)와 제1스너버 콘덴서(Cs1)의 사이에 접속되어 있다.
또한, 제2스위치 소자(S2)에는, 역병렬로 프리휠 다이오드(df2)가 접속되어 있다. 또한, 스위치 소자(S2)에는, 병렬로 제2 스너버 회로(SB2)가 접속되어 있다. 제2스너버 회로(SB2)는, 제2스너버 다이오드(ds2)와 제2스너버 콘덴서(Cs2)의 직렬회로로 구성되어 있다. 제2스너버 회로(SB2)와, 콘덴서(C1) 및 콘덴서(C2)의 접속점 사이에는, 제2회생 회로(RG2)가 접속되어 있다. 제2회생 회로(RG2)는, 제4스위치 소자(S4)와, 리액터(Lf)와, 제2회생 다이오드(df4)로 구성되어 있다. 리액터(Lf)는, 콘덴서(C1) 및 콘덴서(C2)의 접속점과 제4스위치 소자(S4)의 사이에 접속된다. 제2회생 다이오드(df4)는, 제4스위치 소자(S4)와 제2스너버 콘덴서(Cs2)의 사이에 접속된다.
또한, 상기 리액터(Lf)는, 제1회생 회로(RG1)와 제2회생 회로(RG2)에 겸용되어 있다. 제3스위치 소자(S3)와 전원 사이에 접속되어 있는 다이오드(df5)와, 제4스위치 소자(S4)와 전원 사이에 접속되어 있는 다이오드(df6)는, 역류방지용 다이오드이다.
트랜스(T)의 2차측에는, 정류용 다이오드 d1과 d2가 접속되고, 또한, 평활용 리액터(Lo)와 평활용 콘덴서(Co)가 접속되어 있다. 평활 출력 단자에는 부하(Ro)가 접속되어 있다.
또한, 2차측의 출력 회로에는 출력 전류를 검출하는 전류 검출 센서(출력 검출부)(DC)와, 저항(R1,R2)으로 구성되어 출력 전압을 검출하기 위한 전압 검출부(DV)가 접속되어 있다.
제어부(CNT)는, 제어신호(G1,G2)를 출력하여, 제1스위치 소자(S1), 제2스위치 소자(S2)를, 휴지기간을 사이에 두고 온 오프 제어한다. 제어부(CNT)는, 전압검출부(DV)에서 검출한 출력 전압이 정전압으로 되도록 제어신호(G1,G2)의 펄스폭을 제어한다. 또한, 제어부(CNT)는, 전류 검출 센서(DC)에서 검출한 출력 전류의 크기, 즉 출력 전력의 크기에 대응하여 제3스위치 소자(S3) 및 제4스위치 소자(S4)의 온 시간(Tb)을 제어한다. 상세하게는 후술하는 바와 같이, 시간(Tb)는, 출력 전압이 350W 이상(일정 전력 이상)일 때에는, 리액터(Lf)와 스너버 콘덴서(Cs)(Cs1 또는 Cs2)의 공진 주기의 2분의 1인 π√(Lf·Cs) 정도로 설정되고, 출력 전압이 350W 미만(일정 전력 미만)일 때는, 스위칭 주기(T)의 0.005 정도인 150ns로 설정된다.
도 2, 도 3은, 상기 DC-DC 컨버터 회로의 타이밍 챠트이다. 도 2는, 출력 전력이 350W 이상일 때의 타이밍 챠트를 나타내고, 도 3은, 출력 전력의 크기가 350W 미만일 때(경부하시)의 타이밍 챠트를 나타내고 있다. 즉, 도 2는, 제어부(CNT)가 전류 검출 센서(DC)에서 검출한 출력 전류가 일정(350W/정격전압) 이상인 때의 타이밍 챠트를 나타내고, 도 3은, 제어부(CNT)가 전류 검출 센서(DC)에서 검출한 출력 전류가 일정(350W/정격전압) 미만인 때의 타이밍 챠트를 나타내고 있다.
도 2를 참조하여, 출력 전류의 크기가 일정 이상일 때의 동작에 대해 설명한다.
전류 검출 센서(DC)에서 검출한 전류가 일정 이상인 것을 제어부(CNT)가 판정하고 있는 때, 도 2의 타이밍 챠트를 따라서 동작한다.
시각 t0 이전에서는, 제어신호(G1,G2)는 오프이기 때문에, 제1스위치 소자(S1), 제2스위치 소자(S2)는 함께 오프이다. 스위치 소자(S1)의 양단 전압(S1Vds)은, 콘덴서(C1,C2)의 전압(VC1,VC2)과 동일하게 (1/2)Vin이다(Vin은 전원 전압).
트랜스(T)의 1차측 권선(np)과 2차측 권선(ns) 사이의 리키지 인덕턴스(Le), 및 회로의 잔류 인덕턴스에 축적한 에너지에 의한 충전 전류 때문에 스너버 콘덴서(Cs1)의 전압(VCs1)은, VCs1=Vin이다. 스너버 다이오드(ds1)는, 콘덴서(Cs1)의 방전을 방지하기 때문에, 그 콘덴서(Cs1)의 전압은 유지되어 있다.
시각 to에서 스위치 소자(S1)가 온 한다. 그러면, 트랜스(T)를 통하여 부하(Ro)에 전력이 공급되어, 스위치 소자(S1)에 전류(S1Id)가 흐르기 시작한다. 전류(S1Id)는, 트랜스(T)의 1차측과 2차측 사이의 리키지 인덕턴스(Le)의 감류 작용에 의해 일정 경사로 직선적으로 증가하고, 그 때문에, 스위칭 온은 ZCS(Zero Current Switching) 동작이 된다. 이 때, 스위치 소자(S2)의 양단 전압(S2Vd)은 Vin이다.
제어부(CNT)는, 제어신호(G1)을 온 함과 동시에 제어신호(G3)을 온 하여, 제3스위치 소자(S3)를 온 한다. 스위치 소자(S3)가 온 함으로써, 제1회생 회로(RG1)에 의해 제1스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하가 콘덴서(C1)에 회생된다. 즉, 제1회생 회로(RG1)에서는, 회생용 리액터(Lf)와 스너버 콘덴서(Cs1)가 공진하여, 그 콘덴서(Cs1)의 충전 전하가, 회생용 리액터(Lf), 스위치 소자(S3), 회생용 다이오드(df3)를 통하여 콘덴서(C1)에 회생된다.
제어부(CNT)는, 스위치 소자(S3)를, 시각 to로부터 시간 Tb만큼 온 한다. 시간(Tb)은, 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하가 완전 방전되기에 충분한 시간으로 설정된다. 도 2에서, 시각 to에서 스위치 소자(S3)가 온 하면, 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하에 기초하여, 전류(ICs1)가 회생 회로(RG1)에 회생 전류로서 흐르기 시작한다. 이 때, 리액터(Lf)와 스너버 콘덴서(Cs1)가 공진하고, 또한, 회생용 다이오드(df3)의 작용에 의해, 스너버 콘덴서(Cs1)로부터 흐르는 전류(ICs1)는 정현파 전류의 정의 반사이클분의 전류가 된다. 공진 전류가 제로된 때(공진 주기 (2π√(Lf·Cf))의 1/2 경과시)가 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하가 완전 방전된 때이며, 도 2에서는 시각 t1이다. 그래서, 제어부(CNT)는, 이 시각 t1을 조금 초과하는 시각 t2까지 스위치 소자(S3)의 온을 계속한다. 이에 의해, 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하 전부가 콘덴서(C1)에 회생된다.
시각 t3에서, 제어부(CNT)는 제어신호(G1)을 오프 하고, 이에 의해 스위치 소자(S1)가 오프 한다. 그러면, 리키지 인덕턴스(Le)의 축적 에너지로 스너버 콘덴서(Cs1)가 서서히 충전되어 간다. 이 때 스위치 소자(S1)의 양단 전압(S1Vds)은, 시각 t3로부터 서서히 상승하기 때문에 스위칭 오프 동작은 ZVS(Zero Voltage Switching) 동작이 된다(이하, 이 동작을 소프트 스위칭이라 칭한다). 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전위(VCs1)의 변위는, 충전 기간의 후반에서 상기 리키지 인덕턴스(Le)와 스너버 콘덴서(Cs1)의 공진계에 의한 것으로 되고, 최종적으로 Vin으로 클램프된다. 이것으로 1/2주기의 동작이 완료하고, 이어서, 제어부(CNT)에 의해 제어신호(G2,G4)가 온되어, 스위치 소자(S2), 제2스너버 회로(SB2), 제2회생 회로(RG2)에 대해서 상기와 동일한 동작이 이루어진다.
다음, 도 3을 참조하여, 출력 전류의 크기가 일정 미만일 때(경부하시)의 동작에 대해서 설명한다.
후술하는 바와 같이, 트랜스(T)의 리키지 인덕턴스(Le) 및 회로의 잔류 인덕턴스를 에너지원으로 한 충전 전류 때문에, 스너버 콘덴서(Cs1)의 전압(VCs1)은, VCs1=Vin+0.5α이다. 그 전압(VCs1)은, 스너버 다이오드(ds1)에 의해 유지되어 있다.
시각 to에서 스위치 소자(S1)가 온 한다. 그러면, 트랜스(T)를 통하여 부하(Ro)에 전력이 공급되어, 스위치 소자(S1)에 전류(S1Id)가 흐르기 시작한다. 전류(S1Id)는, 트랜스(T)의 1차측과 2차측의 리키지 인덕턴스(Le)의 감류 작용에 의해 일정의 경사로 직선적으로 증가하고, 그 때문에, 스위칭 온은 ZCS(Zero Current Switching) 동작이 된다. 이 때, 스위치 소자(S2)의 양단 전압(S2Vds)은 Vin이다.
제어부(CNT)는, 제어신호(G1)을 온함과 동시에 제어신호(G3)를 온하여, 제3스위치 소자(S3)를 온한다. 스위치 소자(S3)가 온함으로써, 제1회생 회로(RG1)에 의해 제1스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하가 콘덴서(C1)에 회생되기 시작한다. 여기서, 제어부(CNT)는, to-t1 사이의 시간(Tb)를, VCs1=Vin+0.5α식에서 0.5α가 방전되기(회생되는)에 필요한 시간으로 설정한다. 구체적으로는, 스위칭 주기(T)로 한 경우에, 0.005T정도의 짧은 시간(150ns)로 설정한다.
시간(Tb) 내에서, 스너버 콘덴서(Cs1)으로부터 전류(ICs1)가 콘덴서(C1)에 흐른다. 전압(VCs1)은, α만큼 하강하여, 시간(Tb) 경과시의 전압은, VCs1=Vin+0.5α-α=Vin-0.5α로 된다. 당연, 스위치 소자(S1)가 온하여도 스너버 다이오드(ds1)의 방전 방지 작용에 의해, 콘덴서(Cs1)의 전하가 스위치 소자(S1)에서 단락되는 것은 아니다.
시각 t3에서, 스위치 소자(S1)가 오프 하면, 전류(S1Id)를 계속 흘리려고 하는 리키지 인덕턴스(Le)의 유기전압이 전압 VC1(Viv/2)에 가산되어, S1Vds=Le의 유기전압+Vin/2로 된다. 이 유기전압이 Vin/2로 되면, 스위치 소자(S2)에 병렬 접속되어 있는 프리휠 다이오드(df2)가 통전하고, 전류(S1Id)가 콘덴서(C2)에 흘러 리키지 인덕턴스(Le)의 에너지가 전원으로 회생된다. 이 때문에, 이상적으로는 상기 유기전압이 Vin/2로 클램프되어 전압 S1Vds은 전압 Vin 이상으로는 되지 않는다.
그러나, 실용 회로에서는, 리키지 인덕턴스(Le) 이외에 존재하는 잔류 인덕턴스(예를 들어, 콘덴서(C1)와 스위치 소자(S1) 사이나, 콘덴서(C2)와 다이오드(df2) 사이에 존재하는 잔류 인덕턴스)나, 다이오드(df2)의 도통 지연에 의해, 전압(S1Vds)은 전압 Vin 이상으로 상승하려고 한다. 이 에너지로 다이오드(ds1)를 통하여 스위치 소자(S1)에 병렬 접속되어 있는 콘덴서(Cs1)가 충전된다. 그리고, 시간 t3-t4에서 전압(VCs1)은 α만큼 상승하고, 이 때의 전압(VCs1)은, VCs1=Vin-0.5α+α=vin+0.5α가 된다.
또한, 시간 t3-t4에서 콘덴서(Cs1)의 전압은 기존에 Vin-o.5α로 충전되어 있기 때문에, 전압(S1Vds)의 경사는 가파르다. 이 때문에 스위칭 오프는 ZVS 동작으로 되지 않는다(이하, 이 동작을 하드 스위칭이라 칭한다).
시각 t4에서 전류(S1Id)가 제로로 되면, 전압(Vds)은 리키지 인덕턴스(Le) 및 회로의 잔류 인덕턴스와, 스위치 소자(S1)의 출력 캐패시턴스, 부유 캐패시턴스의 공진에 의한 링킹을 거쳐, 전압 0.5Vin으로 수속한다. 콘덴서(Cs1)의 전압(VCs1)은, 다이오드(ds1)의 방전 방지에 의해 Vin+0.5α로 유지된다. 이것으로 1/2 주기의 동작이 완료하고, 이어서, 제어부(CNT)에 의해 제어신호(G2,G4)가 온되어, 스위치 소자(S2), 제2스너버 회로(SB2), 제2회생 회로(RG2)에 대하여 상기와 동일한 동작이 이루어진다.
도 2는, 전압(S1Vds)이 ZVS 동작을 수행하기 위한, 여기서는, 소프트 스위칭 모드라 칭한다. 도 3은, 전압(S1Vds)이 ZVS 동작을 수행하지 않기 위한, 여기서는, 하드 스위칭 모드(후술하는 바와 같이, Tb>0을 위한 제2모드)라 칭한다.
상기 예에서는, 출력 전류가 소정 전류 미만일 때에는, 시간(Tb)을 스위칭 주기(T)의 0.005 정도 k 150ns로 설정하였으나, 이 시간(Tb)을 제로로 설정하는 선택사항도 있다.
도 4는, 시간(Tb)을 3개의 모드로 설정한 때의 회로의 효율을 나타내고 있다.
제1모드는, 도 2에 나타낸 소프트 스위칭 모드이다. 제2, 제3모드는, 도 3에 나타낸 하드 스위칭 모드로서, 제2모드는 Tb=150ns, 제3모드는 Tb=0으로 설정된다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 출력 전력이 350W 이상일 때에는, 제1모드가 가장 효율이 좋다. 이 모드에서는, 도 2의 타이밍 챠트에 나타낸 바와 같이, 시간(Tb)에서 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하가 완전 방전되어, 시간 t3-t4에서 전압 Vin으로 될 때까지 충전된다. 출력 전력이 350W 이상일 때에는, 이 방전 및 충전 때의 소비 전력에 의한 로스보다, ZVS 동작시의 로스(도 2참조)의 편이 충분히 크다. 이 때문에, 제어부(CNT)는 소프트 스위칭 모드를 선택하여, 도 2의 타이밍 챠트에 나타낸 동작을 수행한다.
한편, 출력 전력이 350W 미만의 경부하일 때에는, 제3모드가 가장 효율이 좋고, 다음으로 제2모드의 효율이 좋다. 상기 제2모드에서는, 도 3의 타이밍 챠트에 나타낸 바와 같이, 시간(Tb)에서 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하가 α분(일부) 방전되어, 시간 t3-t4에서 전압 Vin으로 될 때까지 α분 충전된다. 경부하 때에는, 물론, 도 2에 나타낸 바와 같은 제1모드로 시간(Tb)을 설정하면, 시간 Tb에서의 완전 방전과, 시간 t3-t4에서의 충전에 의해 소비 전력에 의한 로스의 편이, ZVS 동작시의 로스(도 2 참조)보다 크게 되어 버린다. 그래서, 경부하 때에는, 제어부(CNT)는, 도 3과 같이 제2모드가 되도록 시간 Tb를 설정한다. 제2모드 대신에 제3모드를 선택하는 것도 가능하다.
본 실시형태의 회로에서는, 제어부(CNT)는, 출력 전력이 350W를 기준으로 하여, 그 이상의 출력 전력에서는 제1모드(소프트 스위칭 모드)로 스위칭 제어를 수행하고, 350W 미만에서는, 제2모드(하드 스위칭 모드에서 Tb=150ns의 모드)로 스위칭 제어를 수행한다. 350W 미만에서는, 제3모드(하드 스위칭 모드에서 Tb=0의 모드)로 스위칭 제어를 수행하는 것도 가능하다. 그러나, 350W 미만일 때에, 제3모드로 스위칭 제어를 수행하면, 스너버 콘덴서의 충전 전하가 방전되지 않기 때문에 스위치 소자의 양단 전압이 서서히 높아져 간다. 그래서, 이와 같은 경우는, 정기적으로, 또는, 부정기적으로 하드 스위칭의 제3모드에서 하드 스위칭의 제2모드로 절환하면 좋다.
더욱이, 다른 실시예로서, 출력 전류가 적어짐에 대응하여, 시간 Tb을 연속적으로 또는 비연속적으로 짧게 설정하는 것도 가능하다.
또한, 소프트 스위칭 모드(제1모드)로부터 하드 스위칭 모드(제2모드 또는 제3모드)로의 절환을 수행하는 부하점은, 정격 부하를 100%로 한 경우, 30~50%의 범위 내로 설정하는 것이 바람직하다.
이상과 같이, 본 실시형태에 의하면, 스너버 회로와 회생 회로를 구비한 DC-DC 인버터 회로의 경부하 시에서의 효율을 개선할 수 있다.
도 5는, 본 발명의 제2실시형태인 DC-DC 컨버터 회로의 회로도이다. 이 DC-DC 컨버터 회로는, 인버터 회로와 드랜스(T)의 2차측에 접속한 정류 회로와, 제어부(CNT)로 구성되어 있다. 인버터 회로는, 상세하게는 후술하는 커런트 밸런스트 푸시 풀형(Current Balanced P.P 형) 인버터 회로로 구성된다.
커런트 밸런스트 푸시 풀형 인버터 회로의 기본 회로를 도 6에 나타낸다.
이 인버터 회로는, 제1스위치 소자(S1)와, 제2스위치 소자(S2)와, 제1스위치 소자(S1)의 정극측과 제2스위치 소자(S2)의 정극측 사이에 직렬적으로 접속되는 제1의 1차권선 P1(P1a,P1b)과, 제1스위치 소자(S1)의 부극측과 제2스위치 소자(S2)의 부극측 사이에 직렬적으로 접속되는 제2의 1차권선 P2(P2a,P2b)를 구비하고 있다. 또한, 제1의 1차권선(P1)의 센터 탭과 제2의 1차권선(P2)의 센터 탭 사이에 접속되는 전원(V)과, 제1의 1차권선(P1)의 제1단자와 제2의 1차권선(P2)의 제1단자 사이에 접속되는 제1전압원인 콘덴서(C1)와, 제1의 1차권선(P1)의 제2단자와 제2의 1차권선(P2)의 제2단자 사이에 접속되는 제2전압원인 콘덴서(C2)를 구비하고 있다. 트랜스(T)의 2차 권선(S)에는, 다이오드 브리지 정류 회로와, 정류 출력을 평활하는 리액터(Lo)와 부하(Ro)가 접속되어 있다.
상기 구성에 있어서, 제1스위치 소자(S1)와 제2스위치 소자(S2)는, 제어부(도시하지 않음)에 의해 교호로 온 오프된다.
제1스위치 소자(S1)가 온하여, 제1전압원인 콘덴서(C1)와 제2전압원인 콘덴서(C2)에 의해, 제1의 1차권선(P1), 제2의 1차권선(P2)에 각각 전압(V)이 인가되어, 2차권선(S)에 출력 전압(Vs)이 발생하면, 부하(Ro)에 출력 전류(Io)가 흐른다. 이에 의해, 1차권선(P1,P2)에는 각각 0.5Io·a가 흐른다(트랜스의 권선비 = 1:a). 이 때, 콘덴서(C1)로부터 스위치 소자(S1)에 흐르는 전류와, 콘덴서(C2)로부터 스위치 소자(S1)에 흐르는 전류를 합성한 소자 전류 ID1은, ID1=Io·a이다.
콘덴서(C1), 콘덴서(C2)의 충전 전류(직류) IC1', IC2'는, 각각 출력 전력을 전원 전압에서 제한 Ii의 반분(0.5Ii)이다. 따라서, 콘덴서(C1), 콘덴서(C2)에 흐르는 합성 전류(Ic1, Ic2)는, 각각 방전 전류-충전 전류 = 0.5(ID1-Ii)로 된다.
한편, 1차권선(P1a, P2b)에 흐르는 전류는 충전 전류가 감산된 것으로 되고, 1차권선(P1b, P2a)에 흐르는 전류는 충전 전류가 가산된 것으로 된다. 즉,
IP1a, IP2b = 0.5(ID1-Ii)
IP1b, IP2a = 0.5(ID1+Ii)
이다. 이 전류 언밸런스는 문제없다. 왜냐하면, 스위치 소자(S1, S2)가 교호로 온 오프 하는 것으로(전류(轉流)하는 것으로) 평균 권선 전류의 평활이 확보되기 때문이다. 따라서, 특히 트랜스의 코어가 편자한다고 하는 문제를 발생하는 것은 아니다.
또한, 전원(V)에서 보아, P1a, P1b, P2a, P2b의 각 권선의 극성은 각각 역극성이다. 이 때문에, 전원 전압에서 트랜스(T)를 직접, 여자하는 것은 아니다. 또한, 1차권선 P1과 P2에 각각 유입하는 충전 전류 Ic1'과 Ic2'는 역방향이기 때문에, 코어가 직류 자화한다고 하는 문제도 없다.
상기의 구성에서, 제1의 1차권선(P1)과 제2의 1차권선(P2)에 각각 인가되는 교번 전압는 전원 전압(V)이 되어, 풀 브리지형과 같게 된다. 또한, 제1의 1차권선 P1과 제2의 1차권선 P2에 마련된 센터 탭은 전원(V)으로부터의 에너지 공급용이고, 출력 전력 공급에는, 도 6의 태선으로 나타낸 전류가 흐르는 것에 의해, 제1의 1차권선 P1과 제2의 1차권선 P2의 전권선이 이용된다. 이 때문에, 센터 탭 푸시 풀형과 같이, 반 사이클 마다 노는 권선이 생기지 않는다. 즉, P1a와 P1b 사이의 리키지 인덕턴스, 및 P2a와 P3b 사이의 리키지 인덕턴스를 고려할 필요가 없고, 그 때문에, 전류시에 서지 전압이 발생하지 않는다. 따라서, 서지 전압을 방지할 목적으로서, P1a와 P1b 사이, P2a와 P2b 사이, P1과 P2 사이를 밀결합시킬 필요가 없다. 또한, 전원(V)로부터는, 콘덴서 C1, C2에 대하여, 항시, 충전 전류 0.5Ii가 제1의 1차권선(P1)과 제2의 1차권선(P2)를 통하여 흐르고 있다. 이 충전시에 있어서는, 그들의 권선 P1,P2 사이의 누설 인덕턴스가 리플 성분을 제거하는 필터로서 기능하기 때문에, 전원(V)에서 공급되는 전류 Ii는 연속한 직류로 된다. 그 때문에, 전원(V)으로서는, 리플 성분을 꺼리는(리플에 의해 수명 특성을 나쁘게 한다) 전지, 예를 들면 연료전지를 사용할 수 있다. 또한, 제1의 1차권선(P1)과 2차 권선(S)의 결합, 및 제2의 1차권선(P2)과 2차권선(S)의 결합은, 분류를 평형시키는 것이 필요하기 때문에 대칭으로 하지 않으면 안된다.
이와 같이, 커런트 밸런스트 푸시 풀형 인버터 회로는, 하프 브리지형 인버터 회로와 같이 스위치 소자에 대전류를 흘릴 필요가 없고, 또한, P1a와 P1b 사이의 리키지 인덕턴스나 P2a와 P3b 사이의 리키지 인덕턴스에 의한 서지 전압의 대책을 고려하지 않아도 좋은 등의 이점이 있다.
도 5에 나타낸 DC-DC 컨버터 회로는, 이상의 기본 구성을 구비하는 커런트 밸런스트 푸시 풀형 인버터 회로를 이용하고 있다. 더욱이, 이 커런트 밸런스트 푸시 풀형 인버터 회로에, 도 1에 나타낸 하프 브리지형 인버터 회로와 같이 스너버 회로 및 회생 회로가 부가된다. 즉, 스너버 회로는, 제1스위치 소자(S1)에 병렬로 접속되는 제1스너버 회로와, 제2스위치 소자(S2)에 병렬로 접속되는 제2스너버 회로로 구성되어 있다. 또한, 회생 회로는, 제1스너버 회로와 제1콘덴서(C1)의 사이에 접속되는 제1회생 회로와, 제2스너버 회로와 제2콘덴서(C2) 사이에 접속되는 제2회생 회로로 구성되어 있다.
상기 제1스너버 회로는, 제1스너버 다이오드(ds1)와 제1스너버 콘덴서(Cs1)의 직렬 회로로 구성되어 있다. 제1회생 회로는, 제3스위치 소자(S3)와, 제1리액터(Lf1)와, 제1회생 다이오드(df3)로 구성되어 있다. 회생시에는, 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전하는 콘덴서(C1)에 회생된다. 상기 제2스너버 회로는, 제2스너버 다이오드(ds2)와 제2스너버 콘덴서(Cs2)의 직렬 회로로 구성되어 있다. 제2회생 회로는, 제4스위치 소자(S4)와, 제2리액터(Lf2)와, 제2회생 다이오드(df4)로 구성되어 있다. 회생시에는, 스너버 콘덴서(Cs2)의 충전 전하는 콘덴서(C2)에 회생된다. 이들의 스너버 회로와 회생 회로의 동작에 대해서는, 도 1에 나타낸 하프 브리지형 인버터 회로의 것과 동일하다. 또한, 도 5에서는, 리키지 인덕턴스(Le)를 트랜스(T)의 2차측에 표시하고 있으나, 도 1과 같이 1차측에 표시하여도 등가적으로 동일하다.
이상의 커런트 밸런스트 푸시 풀형 인버터 회로에 있어서도, 제어부(CNT)는, 시간 Tb를 도 1에 나타낸 하프 브리지형 인버터 회로와 동일하게 제어한다. 도 7, 도 8에 나타낸 바와 같이, 회로의 동작도 도 2, 도 3과 동일하다. 상위점은, 도 7, 도 8에서는, 스너버 콘덴서(Cs1)의 충전 전압(VCs1)이 2Vin에 클램프 되는 것에 대하여, 도 2, 도 3에서는, 충전 전압(VCs1)이 Vin에 클램프 되는 점이다.
이상의 실시형태에서는, 출력 전력의 크기를 검출하는 것에, 정전압 출력을 수행하는 제어하에서 트랜스의 2차측 출력 전류를 검출하는 전류 검출 센서(출력 검출부) DC를 설치하고 있으나, 이를 대신하여 1차측의 전류를 검출하는 센서를 설치하는 것도 가능하다. 또한, 정전류 출력을 수행하는 경우는, 출력 전압을 검출하는 저항 분압 회로를 트랜스의 2차측에 설치하고, 출력 전압에 기초하여 출력 전력을 검출하는 것도 가능하다.
또한, 도 4의 제3모드를 수행하는 경우, 제1, 제2스너버 콘덴서(Cs1,Cs2)의 전압을 검출하는 회로를 설치하고, 이 전압이 소정값 이상으로, 또 부하 전류나 부하 전압이 일정 미만일 때에, 스위치 소자(S3,S4)를 단기간 온하도록 하여도 좋다. 또한, 스너버 콘덴서(Cs1,Cs2)의 전압이 소정값을 초과하지 않도록, 이 스위치 소자의 온 시간을 동적으로 제어하는 것도 가능하다.
본 발명은, 상기 하프 브리지형 인버터 회로와 커런트 밸런스트 푸시 풀형 인버터 회로 외, 풀 브리지형 인버터 회로, 푸시 풀형 인버터 회로에도 적용 가능하다.
S1-제1스위치 소자
S2-제2스위치 소자
S3-제3스위치 소자
S4-제4스위치 소자
SB1-제1스너버 회로
SB2-제2스너버 회로
RG1-제1회생 회로
RG2-제2회생 회로
CNT-제어부

Claims (6)

  1. 제1스위치 소자와,
    제2스위치 소자와,
    상기 제1스위치 소자 및 상기 제2스위치 소자를 통하여 1차측에 전류가 공급되고, 2차측으로부터 부하에 대한 전류가 출력되는 출력 트랜스와,
    상기 제1스위치 소자에 역병렬로 접속된 제1프리휠 다이오드와,
    상기 제2스위치 소자에 역병렬로 접속된 제2프리휠 다이오드와,
    상기 제1스위치 소자에 병렬로 접속되고, 제1스너버 다이오드와 제1스너버 콘덴서의 직렬 회로를 포함하는 제1스너버 회로와,
    상기 제2스위치 소자에 병렬로 접속되고, 제2스너버 다이오드와 제2스너버 콘덴서의 직렬 회로를 포함하는 제2스너버 회로와,
    상기 제1스위치 소자 및 상기 제2스위치 소자에 전압을 인가하는 전압원과,
    상기 제1스너버 회로와 상기 전압원 사이에 접속된 제1회생 회로와,
    상기 제2스너버 회로와 상기 전압원 사이에 접속된 제2회생 회로를 구비하고,
    상기 제1회생 회로는, 제3스위치 소자와, 제1리액터와, 제1회생용 다이오드의 직렬 회로를 포함하며,
    상기 제2회생 회로는, 제4스위치 소자와, 제2리액터와, 제2회생용 다이오드의 직렬 회로를 포함하고, 또한,
    상기 제1스위치 소자와 상기 제2스위치 소자를 교호로 온 오프하고, 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자를 교호로 온 오프하는 제어부와,
    출력 전력의 크기를 검출하는 출력 검출부를 구비하고,
    상기 제어부는, 상기 출력 검출부에서 검출한 출력 전력의 크기에 대응하여 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자의 온 시간을 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1리액터와 상기 제2리액터는 1개의 리액터로 겸용되고,
    상기 전압원은, 제1전압원 콘덴서와 제2전압원 콘덴서의 직렬 회로와 그 직렬 회로에 병렬로 접속된 전원으로 구성되며,
    상기 제1회생 회로는, 상기 제1스너버 회로와 상기 제1전압원 콘덴서 사이에 접속되고,
    상기 제2회생 회로는, 상기 제2스너버 회로와 상기 제2전압원 콘덴서 사이에 접속되며,
    상기 제1회생 회로의 상기 제1리액터는 상기 제3스위치 소자와 상기 제1전압원 콘덴서 사이에 접속되고,
    상기 제2회생 회로의 상기 제2리액터는 상기 제4스위치 소자와 상기 제2전압원 콘덴서 사이에 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 인버터 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 출력 트랜스는,
    상기 제1스위치 소자의 정극측과 상기 제2스위치 소자의 정극측 사이에 접속되는 제1의 1차권선과, 상기 제1스위치 소자의 부극측과 상기 제2스위치 소자의 부극측 사이에 접속된 제2의 1차권선을 구비하고,
    상기 전압원은,
    상기 제1의 1차권선이 상기 제2스위치 소자에 접속된 제1접속점과 상기 제1스위치 소자 사이에 접속되어, 상기 제1의 1차권선을 통하여 상기 제1스위치 소자에 전압을 인가하는 제1전압원과,
    상기 제1의 1차권선이 상기 제1스위치 소자에 접속된 제2접속점과 상기 제2스위치 소자 사이에 접속되어, 상기 제1의 1차권선을 통하여 상기 제2스위치 소자에 전압을 인가하는 제2전압원과,
    상기 제1의 1차권선의 센터 탭과, 상기 제2의 1차권선의 센터 탭 사이에 접속되어, 상기 제1, 제2전압원에 대하여 상기 제1의 1차권선 및 상기 제2의 1차권선을 통하여 에너지 공급하는 전원을 구비하는 인버터 회로.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 출력 검출부에서 검출한 출력 전력이 일정전력 이상일 때는 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자의 온 시간을, 상기 제1스너버 콘덴서와 상기 제2스너버 콘덴서의 충전 전하가 대략 완전 방전되는 시간으로 설정하고, 상기 출력 검출부에서 검출한 출력 전력이 일정전력 미만일 때는 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자의 온 시간을, 상기 제1스너버 콘덴서와 상기 제2스너버 콘덴서의 충전 전하가 부분적으로 방전되는 시간으로 설정하는 인버터 회로.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 출력 검출부에서 검출한 출력 전력이 일정전력 이상일 때는 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자의 온 시간을, 상기 제1스너버 콘덴서와 상기 제2스너버 콘덴서의 충전 전하가 대략 완전 방전되는 시간으로 설정하고, 상기 출력 검출부에서 검출한 출력 전력이 일정전력 미만일 때는 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자의 온 시간을 제로로 설정하는 인버터 회로.
  6. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 출력 검출부에서 검출한 출력 전력이 적게 됨에 대응하여, 상기 제3스위치 소자와 상기 제4스위치 소자의 온 시간을 짧게 설정하는 인버터 회로.
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