KR20110007157A - 이동통신시스템, 수신장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

이동통신시스템의 송신장치는, 송신하는 심볼을 확산부호와 함께 코드 다중하고, 역 푸리에 변환하고, 복수의 송신 안테나로부터 송신한다. 이동통신시스템의 수신장치는, 복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브캐리어의 신호성분을 추출하고, QR 분해 알고리즘으로 심볼을 추정한다. 확산부호를 요소로 포함하는 확산 행렬과, 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 어느 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 유니타리 행렬이 도출된다. 수신벡터, 유니타리 행렬 및 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보가 추정된다.

Description

이동통신시스템, 수신장치 및 방법 { MOBILE COMMUNICATION SYSTEM, RECEPTION DEVICE, AND METHOD }

본 발명은 이동통신 기술분야에 관련하며, 특히 멀티캐리어 부호분할 다중접속(MC-CDMA) 방식 및 멀티 인풋 멀티 아웃풋 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동통신시스템, 수신장치 및 방법에 관련한다.

멀티캐리어 전송방식은, 주파수대역을 복수의 좁은 대역(서브캐리어)으로 분할하고, 각 서브캐리어에서 독립적으로 신호를 전송하는 방식이다. 특히, 직교 주파수 분할 다중접속(OFDMA:Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 방식은, 각 서브캐리어가 서로 직교하도록 서브캐리어를 배치함으로써 주파수 이용효율을 높이고, 고속 대용량화를 도모한다. OFDMA 방식에서는, 서브캐리어간 간섭을 효과적으로 억제할 수 있으므로, 각 서브캐리어를 이용하여 신호를 병렬로 송신할 수 있으므로, 1심볼의 길이를 길게 할 수 있다. 또, 가드 인터벌(guard interval)을 어느 정도 길게 확보함으로써, 멀티패스 간섭을 효과적으로 억제할 수도 있다.

MC-CDMA 방식에서는, 전송되는 신호는 모든 서브캐리어에 부호 확산(code spread)된다. 이에 따라, 단순한 OFDM 방식의 경우보다도 주파수 다이버시티 효과가 높아지고, 신호 전송의 더 나은 고품질화를 도모할 수 있다.

한편, MC-CDMA 방식 및 MIMO 방식이 병용되는 경우, 신호는 주파수대역 전역에 부호 확산되므로, 하나의 수신 안테나에서 수신되는 수신신호는, 전체역(overall frequency band)에 확산된 송신신호가 송신 안테나 수만큼 다중된 합신호(sum signal)가 되어 있다. 단순한 OFDM 방식과 MIMO 방식이 병용되는 경우였다면, 그 합신호 중 특정 서브캐리어의 신호를 추출하고, 추출 후의 신호성분에 대해서 신호검출을 수행함으로써, 각 송신 안테나로부터 송신된 송신신호를 복원할 수 있다. 그러나, MC-CDMA 방식 및 MIMO 방식이 병용되는 경우, 합신호 중 특정 서브캐리어의 신호를 추출하는 것은 유의의하지 않다. 신호는 전체역에 확산되어 있기 때문이다. 신호를 역확산(despread)할 수 있다면, 합신호 중 특정의 신호성분을 추출할 수 있을지도 모르나, 그것은 곤란하다. 왜냐하면, 수신신호는 일반적으로 주파수 선택성 페이딩(frequency selective fading)의 영향을 받고 있으므로, 확산부호의 직교성이 붕괴되어 있을 우려가 있기 때문이다. 따라서, 전체역에 확산되고 그리고 다양한 신호가 다중된 신호를 한번에 신호 검출할 필요가 있다.

일 예로서, 송신 안테나수가 N이고, 데이터 변조다치수(data modulation level)가 B(예를 들면, 16QAM이면 B=4)이고, 상정되는 부호다중수가 P이며, 수신측에서 최우판정법(MLD:Maximum Likelihood Detection)에 의한 신호검출이 수행된다고 하자. 상술한 바와 같이, OFDM 방식이 사용되는 경우, 서브캐리어간 간섭은 효과적으로 억제되고, 가드 인터벌의 범위 내에 들어가는 멀티패스 간섭은 충분히 억제된다. 이 경우, 수신측에서 고찰하지 않으면 안되는 심볼 후보(symbol candidates) 총수는,

2^N×B

가 된다. 이에 대해서, MC-CDMA 방식의 경우, 부호다중수 P를 고려하지 않으면 안되는 심볼 후보 총수는,

2^N×B×P

에나 미친다. 코드 다중수에 따라서 후보수는 지수함수적으로 증가하므로, 신호 검출의 연산량은 상당히 커져버린다. MC-CDMA 방식의 MIMO 전송을 수행할 때, 신호 검출의 정밀도가 높기는 하나 연산량이 큰 MLD법의 적용을 곤란하게 해버린다. 한편, 제로포싱(ZF)법이나 최소제곱오차(MMSE)법과 같은 연산량이 작은 신호 검출법에서는, 신호 검출 정밀도의 열화가 우려된다. 수신측에서의 신호 검출 정밀도가 좋지 않다는 것은, 소요신호품질(소요 SINR)을 유지하기 위해서, 보다 강한 전력으로 신호를 송신하지 않으면 안되게 되는 것을 의미한다.

본 발명의 과제는, MIMO 방식의 이동통신시스템에서 MC-CDMA 방식이 사용되는 경우에, 수신측에서의 신호 검출 정밀도의 향상을 도모하는 것이다.

본 발명의 일 형태에서는, MC-CDMA 방식 및 MIMO 전송방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용되는 수신장치가 사용된다. 상기 이동통신시스템에서는, 송신되는 심볼 계열 중의 한군의 심볼(a set of symbols)은, 코드 다중용 확산부호(spreading codes)와 함께 코드 다중 신호로 변환된 후에 역 푸리에 변환되고, 복수의 송신 안테나로부터 송신된다.

해당 수신장치는,

복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브캐리어의 신호성분을 추출하는 수단;

추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘(decomposition algorithm)을 적용하고, 전송된 심볼을 추정하는 신호검출수단;을 갖는다.

상기 신호검출수단은,

상기 코드 다중용 확산부호를 행렬 요소(matrix elements)로 갖는 확산 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 어느 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬(triangular matrix)이 되도록 상기 유니타리 행렬(unitary matrix)을 구하는 수단;

각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정하는 수단;을 갖는다.

상기 신호검출수단은, 메트릭을 상기 심볼의 후보마다 마련하고, 상기 메트릭에 따라서 후보를 압축(narrowing)하는 수단(unit)을 더 가지며, 상기 메트릭은, 심볼 컨스텔레이션(constellation)에 있어서의 수신심볼 및 심볼의 후보간의 제곱 유클리드 거리(square Euclidean distances)를 나타내어도 좋다.

상기 채널 행렬 및 상기 확산 행렬의 행렬곱의 행 또는 열을 재정렬하기 위한 지시신호를, 상기 분해수단에 주는 재정렬 제어수단이, 해당 수신장치에 마련되어도 좋다. 상기 분해수단은, 상기 지시신호에 따라서, 행 또는 열이 재정렬된 상기 행렬곱이, 삼각 행렬 및 유니타리 행렬의 곱과 같아지도록, 상기 삼각 행렬 및 상기 유니타리 행렬을 구해도 좋다.

상기 추정수단이, M 알고리즘에 따라서 심볼을 추정할 때, 보다 강한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼이, 보다 약한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼보다도 먼저 추정되도록, 상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련하도록 해도 좋다.

제1 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 제1 서브캐리어의 서브캐리어 성분이 상기 추정수단에서 추정된 후에, 상기 제1 서브캐리어에서 제2 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 서브캐리어 성분이 상기 추정수단에서 추정되도록, 상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련해도 좋다.

상기 추정수단이, 상기 삼각 행렬의 열수 또는 행수와 같은 스테이지수를 이용하는 M 알고리즘을 사용하여 심볼의 후보를 압축할 때, 스테이지마다의 생존 심볼의 후보수는, 무선전파상황에 따라서 가변으로 제어되어도 좋다.

어느 스테이지에 이를 때까지 생존하고 있는 심볼 후보의 조합 각각에 대해서, 메트릭의 누계값이 산출되어, 상기 스테이지의 누계 메트릭으로서 기억되어도 좋다. 상기 추정수단은, 다음 스테이지에서 추가되는 심볼의 후보 메트릭과, 심볼 후보의 어느 조합에 대한 상기 누계 메트릭과의 합계값을, 심볼 후보의 다른 조합에 대한 누계 메트릭과 비교함으로써, 다음 스테이지에서 생존하는 심볼 후보의 조합을 결정해도 좋다.

상기 추정수단은, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 어느 조합에 대해서, 상기 메트릭의 총합을 산출하고, 상기 총합보다도 큰 총합을 가져오는 심볼의 조합을, 생존 후보로부터 제외해도 좋다.

본 발명의 일 형태에서는, MC-CDMA 방식 및 MIMO 전송방식을 사용하고, 송신장치 및 수신장치를 포함하는 이동통신시스템이 사용된다.

상기 송신장치는,

송신하는 심볼 계열 중의 한군의 심볼을, 코드 다중용 확산부호와 함께 코드 다중 신호로 변환하는 수단;

부호 확산 후의 한군의 심볼을 역 푸리에 변환하는 수단;

역 푸리에 변환 후의 심볼을 포함하는 신호를 복수의 송신 안테나로부터 송신하는 수단;을 갖는다.

상기 수신장치는,

복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브캐리어의 신호성분을 추출하는 수단;

추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 전송된 심볼을 추정하는 신호검출수단;을 갖는다.

상기 신호검출수단은,

상기 코드 다중용 확산부호를 행렬 요소로 갖는 확산 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 어느 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 상기 유니타리 행렬을 도출하는 수단;

각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정하는 수단;을 갖는다.

본 발명에 따르면, MIMO 방식의 이동통신시스템에서 MC-CDMA 방식이 사용되는 경우에, 수신측에서의 신호 검출 정밀도의 향상을 도모할 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시 예에서 사용되는 이동통신시스템을 나타내는 도이다.
도 2는 송신장치의 부분적인 기능 블록도를 나타낸다.
도 3은 부호확산부 및 코드다중부에서 수행되는 연산내용을 나타내는 개념도이다.
도 4는 수신장치의 부분적인 기능 블록도를 나타낸다.
도 5는 신호검출부의 일 예를 나타내는 도이다.
도 6은 보다 상세한 수신장치의 기능 블록도를 나타낸다.
도 7은 심볼의 조합을 판정하는 난이도(difficulty)가, 페이딩 상관(fading correlation)의 대소에 따라서 다른 상태를 나타내는 도이다.
도 8은 변형 예 3의 동작을 설명하기 위한 흐름도를 나타낸다.
도 9는 변형 예 4에서 사용되는 MLD부의 기능 블록도를 나타낸다.
도 10은 변형 예 4의 동작을 설명하기 위한 도를 나타낸다.
도 11은 수신신호점에 대해서 랭킹된 신호점 후보를 나타내는 도이다.
도 12는 변형 예 4의 동작을 설명하기 위한 흐름도를 나타낸다.
도 13은 변형 예 4의 동작을 설명하기 위한 도이다.
도 14는 변형 예 5의 동작을 설명하기 위한 도를 나타낸다.

설명의 편의상, 발명의 이해를 돕기 위해 구체적인 수치 예를 이용하여 설명이 이루어지나, 특별히 단서가 없는 한, 그들의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며 적절한 어떠한 값이 사용되어도 좋다.

본 발명의 실시 예는, 이하의 관점에서 설명된다.

1. 시스템

2. 송신장치

3. 수신장치

4. 동작

5. 신호검출부의 상세

6. 변형 예 1

7. 변형 예 2

8. 변형 예 2 - 방법 1, 방법 2

9. 변형 예 3

10. 변형 예 4

11. 변형 예 5

실시 예 1

<1. 시스템>

도 1은 본 발명의 실시 예에서 사용되는 이동통신시스템의 개략을 나타낸다. 도 1에는, 셀(50)과, 셀(50) 내에 재권하는 유저장치(100₁, 100₂, 100₃)와, 기지국(200)과, 액세스 게이트웨이(300)와, 코어 네트워크(400)가 도시되어 있다. 본 발명의 일 실시 예에서는, 하나 이상의 유저장치는, 기지국과 MIMO 방식 및 MC-CDMA 방식 쌍방을 이용하여 무선통신을 수행한다. 유저장치는 전형적으로는 이동국이나, 고정국이어도 좋다. 이 이동통신시스템에서는, 상하링크에 MIMO 방식 및 MC-CDMA 방식이 사용되고 있으나, 그들이 상향링크 또는 하향링크의 일방에만 사용되어도 좋다.

<2. 송신장치>

도 2는, 이동통신시스템에서 사용되는 송신장치의 일 예를 나타낸다. 본 실시 예에서는, 이 송신장치는 기지국장치에 구비되어 있으나, 다른 실시 예에서는 기지국에 구비되어 있어도 좋다. 도 2에는, 부호확산부(21)와, 코드다중부(22)와, 역 고속 푸리에 변환부(IFFT)(23)와, 가드 인터벌 부여부(+CP)(24)가 도시되어 있다.

부호확산부(21)는, 송신 대상의 일련의 심볼 계열을 수신하여, 각 심볼을 소정수개(예를 들면, N_D개)로 복제하고, 그 소정수개의 심볼에 확산부호를 승산하여, 부호확산을 수행한다. N_D는 이산 푸리에 변환(및 역 변환)의 윈도우 사이즈 또는 블록 사이즈를 나타낸다. 이 심볼 계열은, 전형적으로는, 오류정정부호화 및 데이터 변조 후의 심볼 계열이나, 보다 일반적으로는 적절한 어떠한 심볼 계열이어도 좋다.

코드다중부(22)는, 다른 확산부호가 적용된 심볼을 서브캐리어마다 가산하고, 코드 다중된 심볼 계열을 마련한다.

도 3은 부호확산부(21) 및 코드다중부(22)에서 수행되는 처리를 설명하기 위한 개념도이다. 도시된 예는, 연산 내용을 설명하기 위한 것이며, 도시의 구성 요소에 대응하는 하드웨어 요소나 기능 요소가 개개로 존재하는 것은 필수가 아니다. 도시된 예에서는, P개의 송신 심볼 d₁, ..., d_p가 마련되어 있다. 하나의 송신 심볼에는 하나의 확산코드가 마련된다. 확산코드의 확산율(확산코드 길이)은, 도시된 예에서는 N_D이다. 도 2의 송신장치가 기지국장치에 구비되어 있던 경우, P개의 송신 심볼 d_j 중의 하나하나가 1유저의 데이터이어도 좋으며, P개 중의 2개 이상이 1유저의 데이터이어도 좋다. 도 2의 송신장치가 유저장치인 경우, P개 모두가 그 유저장치의 데이터이다. 어느 쪽이든, 부호확산 후의 송신 심볼은 가산되고(∑), 코드 다중된다. 코드 다중 후의 송신 심볼은 역 고속 푸리에 변환부(23)에 입력된다.

역 고속 푸리에 변환부(IFFT)(23)는, 각 서브캐리어에 대응지어진 심볼을 역 고속 푸리에 변환하고, 주파수영역의 신호를 시간영역의 신호(송신 심볼)로 변환한다.

가드 인터벌 부여부(+CP)(24)는, 송신 심볼에 가드 인터벌을 부가하고, 후단의 송신신호 작성부(미도시)에 부여한다. 가드 인터벌은, 사이클릭 프리픽스(CP)법에 의해 마련되어도 좋다.

<3. 수신장치>

도 4는 이동통신시스템에서 사용되는 수신장치의 일 예를 나타낸다. 도 4에는, 가드 인터벌 제거부(-CP)(41)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(42)와, 신호검출부(44)가 도시되어 있다.

가드 인터벌 제거부(-CP)(41)는, 베이스밴드의 수신신호로부터 가드 인터벌을 제거한다.

고속 푸리에 변환부(FFT)(42)는, 수신신호를 고속 푸리에 변환하고, 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환한다.

신호검출부(44)는, 각 서브캐리어의 신호성분으로부터, 송신 심볼의 후보를 압축하고, 최종적으로 그것이 무엇인지를 결정한다. 후술하는 바와 같이 이 신호검출부(44)는, 수신신호를 각 송신 안테나로부터의 신호로 분리할 뿐만 아니라, 역확산도 수행할 수 있다. 적어도 이 점은 종래의 MIMO 방식과 다르다.

<4. 동작>

동작을 이어서 설명한다. 설명의 편의상, 도 2의 송신장치에서 n번째의 송신 안테나로부터 송신되는(부호확산 전의) 송신 심볼 계열을 x_n이라 쓰기로 한다. 따라서 x_n에는 코드 다중수만큼의 신호가 포함되어 있다. 또한 송신 심볼 x_n은 N_D개의 신호성분 또는 서브캐리어 성분을 갖는다. N_D는 이산 푸리에 변환 및 역 변환의 윈도우 사이즈(블록 사이즈)를 나타낸다.

x_n=[x_n1 x_n2 … x_nND]^T

여기서, T는 전치(transposition)를 나타내고, n은 N_TX 이하의 자연수이며, N_TX는 송신 안테나 총수이다.

또, 부호확산부(21)에서 i번째(i는 N_D 이하의 자연수) 서브캐리어에 적용되는 가중계수 w_i는, 다음 식과 같이 표현된다.

w_i=[w_i1 w_i2 … w_iND]^T

도 4의 수신장치에서 N_RX개의 수신 안테나를 통해서 한번에 수신된 모든 신호 Y를,

Y=[y₁ y₂ … y_ND]^T

와 같이 표현한다. y_i는 N_RX개의 수신 안테나에서 각각 수신된, i번째 서브캐리어에 관한 신호를 나타낸다.

y_i=[y_i1 y_i2 … y_iNRX]^T.

이 경우, i번째 서브캐리어에 관한 수신신호 y_i는, 다음 식과 같이 쓸 수 있다.

[수1]

H_i는, i번째 서브캐리어에 관한 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬이다. 채널 행렬 H_i는 다음 식과 같이 표현할 수 있다.

[수2]

채널 행렬 H_i는, N_RX행×N_TX열의 차원을 갖는 행렬이며, N_RX는 수신 안테나 총수이며, N_TX는 송신 안테나 총수이다. 채널 행렬의 행렬요소 h_{i , pq}는, p번째의 수신 안테나와 q번째의 송신 안테나와의 사이의 채널상태(전달함수) 중, i번째 서브캐리어 성분에 관한 것을 나타낸다. 채널 행렬이 행렬 요소는, 일 예로서, 파일럿신호의 수신상태로부터 도출되어도 좋다.

w_i는 상기 확산부호에 의한 가중계수를 표현하는 벡터이며, 0_ND는, N_D개의 요소를 갖는 0벡터이다.

x_n은 n번째의 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 나타낸다.

N_i는 i번째 서브캐리어에 관한 노이즈 성분을 나타낸다.

N_RX개의 수신 안테나 각각에서 수신한 N_D개의 서브캐리어 성분 모두를 모아서 표현하면, 다음 식과 같이 쓸 수 있다.

[수3]

Y=H×W×x＋N …(1)

이와 같은 신호가 도 4의 신호검출부(44)에 입력된다.

우선, 채널 행렬 H와 웨이트 행렬 W가, 어느 유니타리 행렬 Q와 상삼각 행렬 R의 곱으로 표현할 수 있도록 하는 유니타리 행렬 Q가 구해진다.

H×W=Q×R …(2)

여기서, 상삼각 행렬 R은, M행 M열의 정방행렬(M＝N_D×N_TX)로, 행렬요소 r_ij(i>j)가 모두 제로인 행렬이다.

[수4]

본 명세서에 있어서, 어느 행렬 A가 유니타리 행렬이라는 것은, A^HA=AA^H=1(단위행렬)을 만족하는 것을 말한다. 따라서, 행렬 A가 정방행렬인 것은 필수가 아닌 것에 유의를 요한다. 또, 위첨자가 아닌 'H'는 채널 행렬을 나타내나, 위첨자인 'H'는, 공액전치(conjugate transposition)를 나타낸다.

(1)식의 양변에 왼쪽부터 Q^H를 승산한 경우, 좌변은,

z＝Q^HY

라고 쓸 수 있다. 우변은,

Q^H×(H×W×x＋N)＝Q^H×(Q×R×x＋N)＝R×x＋Q^HN …(3)

라고 쓸 수 있다. 따라서, 유니타리 변환 후의 수신신호 z는, 노이즈를 무시하면, R×x로 표현할 수 있다.

z＝R×x …(4)

R은 상삼각 행렬이므로, M번째의 신호성분에 착목하면(M＝N_D×N_TX),

z_M＝r_MM×x_M …(5)

라고 쓸 수 있다. 이것은, M번째의 신호성분 x_M은, 다른 서브캐리어 및/또는 다른 송신 안테나로부터의 신호 간섭을 고려하지 않고, 상당히 간이하게 추정할 수 있는 것을 의미한다.

송신 심볼 추정의 제1 스테이지에서는, (5)식에 기초하여, x_M에 관한 송신 심볼 후보가 압축된다. x_M은, 심볼 콘스텔레이션(Constellation)상의 어느 하나의 점에 대응할 것이다. 예를 들면, QPSK라면 4가지의 가능성(또는 후보)이 있고, 64QAM이라면 64가지의 가능성이 있다. 가능한 모든 후보에 대해서, 유니타리 변환 후의 수신신호 z_M과, r_MM×(x_M의 후보＝s_M(x))와의 제곱 유클리드 거리가 계산되고, 그것이 생존 메트릭(surviving metric)으로서 사용된다.

이 생존 메트릭 중, 작은 순으로 S1개(S1≤C)의 후보가 남겨지고, 다른 후보는 파기된다. C는 심볼 콘스텔레이션에 포함되는 신호점의 총수(가능한 후보 총수)이다.

송신 심볼 추정의 제2 스테이지에서는, (4)식에 기초하는 다음 식이 사용된다.

x_M에 대해서는 제1 스테이지에서 산출된 S1개의 후보가 사용된다. x_{M -1}에 대해서도 전부 C가지의 후보가 존재한다. 따라서, x_M과 x_{M -1}의 가능한 모든 조합(S1×C개)에 대해서, 상기와 동일한 생존 메트릭이 계산된다.

우변 제2항은, 제1 스테이지에서 도출된 생존 메트릭의 값이다. 이 생존 메트릭 e2(s_M(x),s_{M -1}(x))의 작은 순으로 S2개(S2≤S1C)의 후보가 남겨지고, 다른 후보는 파기된다.

이후 동일한 처리가 반복적으로 수행되어, 생존 메트릭은 각 스테이지마다 누적적으로 증가되고, 최종 스테이지에서 가장 작은 메트릭을 가져오는 송신 심볼의 조합이, 실제로 송신된 것으로서 추정된다.

상기 설명에서는, (1)식에서 표현되는 방정식이, QR 분해 및 M 알고리즘을 이용하여 계산되었으나, (1)식을 푸는 관점에서는, QR 분해 등은 필수가 아니다. 예를 들면, 최소제곱오차법(MMSE:Minimum Mean Square Error)에 기초하여 수치계산이 수행되어도 좋다. 단, 연산 효율 등의 관점에서는 QR 분해 등을 수행하는 것이 바람직하다.

<5. 신호검출부의 상세>

도 5는, 도 4의 신호검출부의 상세를 나타내며, 주로 상기 동작 설명의 처리를 실행한다. 신호검출부는, QR 분해부(210)와, 신호변환부(212)와, 최우판정부(214)와, 우도출력부(215)를 갖는다. 최우판정부(214)는, 4개의 판정부(216-1, 216-2, 216-3, 216-4)를 갖는다. 도시의 간명화를 도모하기 위해, 판정부의 수는 4개밖에 도시되어 있지 않으나, 송신신호수에 맞추어 몇 개라도 마련되어도 좋다. 각 판정부는 동일한 처리 블록을 가지므로, 제4 판정부(216-4)가 그들을 대표하여 설명된다. 판정부는, 심볼 레플리카 생성부(218-4), 제곱 유클리드 거리 산출부(220-4)와, 생존 심볼 후보 선택부(222-4)를 갖는다.

또한, 당업자에게 자명한 바와 같이, 도 5 및 다른 블록의 각 처리요소는, 하드웨어로, 소프트웨어로 또는 그들의 조합으로서 마련되어도 좋다.

QR 분해부(210)는, 채널 행렬 H와 웨이트 행렬 W와의 곱이, 유니타리 행렬 Q 및 상삼각 행렬 R의 곱으로 표현할 수 있도록, 행렬 Q, R을 구한다(HW=QR).

신호변환부(212)는, 복수의 수신신호를 성분으로 하는 벡터 Y에, 유니타리 행렬 Q의 공액전치 행렬 Q^H를 승산함으로써, 신호변환을 수행한다. 이와 같은 유니타리 변환 후의 수신신호는, 노이즈를 무시하면, 상삼각 행렬 R과 송신 심볼 x와의 곱으로 표현된다.

z=Rx

최우판정부(214)는, 최우판정법(MLD법)에 의해, 송신신호의 심볼 후보를 압축한다. 판정부(216-4)의 심볼 레플리카 생성부(218-4)는, 상삼각 행렬 R의 행렬요소를 이용하여, 수신신호 x₄에 대응하는 송신신호의 심볼 후보를 생성한다. 심볼 후보수는 예를 들면 C개이다.

제곱 유클리드 거리 산출부(220-4)는, 유니타리 변환 후의 수신신호 z_i와, C개의 심볼 후보와의 제곱 유클리드 거리를 산출한다. 제곱 유클리드 거리는, 우도를 계산할 때의 기초가 되는 생존 메트릭을 나타낸다.

생존 심볼 후보 선택부(222-4)는, 각 후보에 대한 제곱 유클리드 거리에 기초하여, S₁(≤C)개의 심볼 후보를, 생존 심볼 후보로서 출력한다.

우도출력부(215)는, 최종단의 생존 심볼 후보 선택부로부터 출력된 심볼 후보의 우도(likelihood) 또는 확률(probability)을 산출한다. 보다 구체적으로는, 이 우도는, 대수우도비(LLR:Log Likelihood Ratio)로 표현된다. 우도출력부(215)로부터의 출력은, 신호분리 결과를 나타내고, 후단의 복조부(예를 들면, 터보 디코더)로 전송된다.

<6. 변형 예 1>

상기 실시 예에서는, F＝H×W가 QR 분해되었다. 그러나, 본 발명은 이것에 한정되지 않는다. 예를 들면, 다음 식과 같은 행렬 G가 QR 분해되도록 해도 좋다.

[수5]

여기서, N₀은 수신기에서 측정된 평균잡음전력이다. I는 N_TX행 N_TX열의 단위행렬이다. 이 경우의 유니타리 행렬 Q는, N_D(N_TX＋N_RX)행 (N_D×N_TX)열의 차원을 갖는 행렬이다. 삼각 행렬은, (N_D＋N_TX)행 (N_D×N_TX)열의 정방행렬이며, 상기 실시 예의 경우와 같은 차원을 갖는다. 상기 실시 예에서는, 수신신호 Y는, (N_D×N_RX)행 1열의 벡터였으나, 현재 변형 예에서는, (N_D×(N_TX＋N_RX))행 1열의 벡터이다. 단, N_D×N_TX개의 성분은 제로이다.

[수6]

이와 같이 수정된 수신신호 벡터 Y' 및 행렬 G를 이용하는 것은, MMSE형 QR 분해나 ZF형 QR 분해를 수행하는 관점에서 유리하다.

또, 상기 실시 예 등에서는 QR 분해에서 상삼각 행렬이 사용되고 있었으나, 하삼각 행렬을 사용하는 것도 등가적으로 가능하다.

<7. 변형 예 2>

상기 동작 설명에서 서술한 바와 같이, N_TX개의 송신 안테나로부터 N_D개의 서브캐리어에서 심볼이 송신된 경우, 수신신호 Y는, 노이즈를 생략하면 다음과 같이 쓸 수 있다.

H는 채널 행렬이다. W는 주파수 방향으로 부호확산할 때의 가중계수를 나타내는 확산 행렬(확산부호를 행렬요소로서 갖는다)이다. F는 채널 행렬 H와 확산 행렬 W의 행렬곱을 나타낸다. x는 송신되는 심볼을 나타낸다. 상기 동작 설명에서는, 행렬곱 F가 QR 분해되었다. 그리고, M 알고리즘에 따라서, 송신된 심볼이 순서대로 추정되었다. M 알고리즘의 총 스테이지수는, N_TX×N_D개이다. 수신신호 Y에 유니타리 행렬 Q^H가 승산되고, 최하위의 심볼부터 순서대로 추정이 수행된다.

R은 N_D×N_TX행 N_D×N_TX열의 상삼각 행렬이다.

그런데, 어느 행렬 A와 열 벡터 s의 곱은, 그 행렬 중의 열을 치환한 행렬 A'와 그것에 따라서 열 벡터 s의 성분을 치환한 것 s'와의 곱과 같다.

A×s＝A'×s'

예를 들면, 행렬 A가 2행 2열의 행렬이고, 열 벡터 s가 2행 1열의 열 벡터 s=(s1 s2)^T라고 하면, 다음 식이 성립한다.

[수7]

보다 고차 행렬의 경우라도, 이와 같은 관계는 성립한다. 행렬 중의 열의 재정렬은, 어떻게 수행되어도 좋다. 열 벡터 성분의 재정렬이 그것에 대응하고 있으면 되기 때문이다. 본 발명의 변형 예 2는, 이와 같은 성질을 활용하여, 상기 QR 분해가 수행된다.

행렬 F'은, 행렬 F(＝H×W)에 포함되어 있는 열을 어떠한 방법으로 치환한 것이다. 열 벡터 x'는, 그 치환방법에 대응하여, 열 벡터 x의 성분이 재정렬된 열 벡터이다.

M 알고리즘의 경우, 축차적인 심볼 레플리카 후보의 압축은, 송신된 심볼 벡터의 하위 심볼로부터 순서대로, 스테이지마다 수행된다. 따라서, 심볼의 추정을 어떠한 순서로 수행하는지는, 생존 심볼 레플리카 후보(surviving symbol replica candidates)의 선택 정밀도에 큰 영향을 준다. 본 변형 예 2는, 생존 심볼 레플리카 후보의 선택 정밀도, 나아가서는 심볼의 추정 정밀도가 향상되도록, 행렬 F의 열이 재정렬된다.

또한, 행렬의 행 및 열은 상대적인 개념이다. 따라서 본 실시 예의 구체적 설명과는 달리, 송신 심볼이 행 벡터로 정의되는 경우, 행렬 F에 포함되는 행이 재정렬된다. 본 실시 예와 같이, 송신 심볼이 열 벡터로 정의되었다고 해도, 본 발명의 일반성은 상실되지 않는다.

도 6은, 도 4에 도시되는 수신장치의 상세를 나타낸다. 도 6에는, 가드 인터벌 제거부(-CP)(41)와, 고속 푸리에 변환부(FFT)(42)와, QR 분해부(210)와, 신호변환부(212)와, MLD부(214)와, 우도출력부(215)와, 채널 추정부(62)와, 재정렬 제어부(64)가 도시되어 있다.

가드 인터벌 제거부(-CP)(41)는, 베이스밴드의 수신신호로부터 가드 인터벌을 제거한다.

고속 푸리에 변환부(FFT)(42)는, 수신신호를 고속 푸리에 변환함으로써, 시간영역의 신호를 주파수영역의 신호로 변환한다.

채널 추정부(62)는, 서브캐리어마다 무선채널상태를 추정하고, 채널 행렬 H를 도출한다. 상술한 바와 같이, 채널 행렬은, 서브캐리어마다 마련된다. 따라서 전체 채널 행렬 H는, N_RX×N_D행 N_TX×N_D열의 행렬이 된다. 채널 행렬의 행렬요소는, 일 예로서, 파일럿신호의 수신상태로부터 도출되어도 좋다.

QR 분해부(210)는, 채널 행렬 H, 웨이트 행렬 W 및 재정렬 제어부(64)로부터의 지시신호에 기초하여, 유니타리 행렬 Q 및 상삼각 행렬 R을 도출한다. 보다 구체적으로는, 채널 행렬 H 및 웨이트 행렬 W의 행렬곱 F의 열이, 지시신호에 따라서 재정렬됨으로써, 행렬 F'가 도출된다. 이 행렬 F'가, 유니타리 행렬 Q 및 상삼각 행렬 R의 곱으로 표현할 수 있도록, 행렬 Q, R이 구해진다(F'＝QR).

신호변환부(212)는, 복수의 수신신호를 성분으로 하는 Y에, 유니타리 행렬 Q의 공액전치 행렬 Q^H를 승산함으로써, 신호변환을 수행한다. 이와 같은 유니타리 변환 후의 수신신호는, 노이즈를 무시하면, 상삼각 행렬 R과 송신 심볼 x와의 곱으로 표현된다.

z＝Q^HY＝Rx.

MLD부(214)는, 최우판정법(MLD법)에 의해, 송신신호의 심볼 후보를 압축한다. 유니타리 행렬 Q^H가 승산된 후의 수신신호 Q^HY(＝Rx)에 대해서, MLD부(214)는, 하위의 심볼로부터 순서대로 브랜치 메트릭(branch metric)을 계산한다. 브랜치 메트릭은, 수신신호와 심볼 후보와의 제곱 유클리드 거리로 산출된다. 누적적인 브랜치 메트릭의 작은 순으로, 소정수개(M개)의 심볼 후보가, 생존 후보로서 선택되고, 처리는 다음 스테이지로 넘어간다. N_TX×N_D개의 총 스테이지 각각에 대해서, 브랜치 메트릭의 계산 및 생존 후보의 선택이 수행된다.

우도출력부(215)는, 최종단의 생존 심볼 후보 선택부로부터 출력된 심볼 후보의 우도를 산출한다. 보다 구체적으로는, 이 우도는, 대수우도비(LLR:Log Likelihood Ratio)로 표현된다. 우도출력부(215)로부터의 출력은, 신호분리 결과를 나타내고, 후단의 복호부로 전송된다.

재정렬 제어부(64)는 지시신호를 QR 분해부(210)에 부여한다. 지시신호는, 채널 행렬 H 및 웨이트 행렬 W의 행렬곱 F의 열이, 어떻게 재정렬되어야 하는지를 나타낸다. 상술한 수식 (9)는, 구체적인 재정렬 방법에 의존하지 않고 성립한다. 어떻게 재정렬되어야 하는지는, 일의적으로는 결정되지 않는다. 어떠한 관점에서, 적절한 재정렬 방법이 결정된다. 본 변형 예에서는 후술하는 바와 같이, 곱행렬 F의 열의 재정렬은, (방법 1)송신된 심볼의 수신전력(수신장치에서 수신된 전력)의 관점에서 이루어져도 좋으며, 및/또는 (방법 2)부호확산의 단위(서브캐리어마다)로 이루어져도 좋다.

<8. 변형 예 2 - 방법 1>

상기 방법 1(송신 안테나 단위의 순서 제어법)을 설명한다. 본 방법에서는, 곱행렬 F의 열의 재정렬은, 송신된 심볼이, 수신장치에서 어느 정도 강하게 수신되었는지에 따라서 결정된다. M 알고리즘으로 순서대로 심볼을 추정할 때, k번째의 스테이지(1≤k≤N_TXN_SF)에서는, 1∼(k-1)번째까지의 스테이지에서 추정된 심볼과, 삼각 행렬 R의 k번째 행이 사용된다. 이것은, 생존 심볼 레플리카 후보의 압축이, k번째까지 순서가 매겨진 송신 심볼에 대해서, 각각 행렬 R의 제(N_TXN_SF－k＋1)열의 제(N_TXN_SF－k＋1)행부터 N_TXN_SF행까지의 요소의 제곱합(신호전력)을 이용하여 수행되는 것을 의미한다. 따라서, 처음 스테이지일수록(특히, 초단에서는) 추정 처리는 간이하나, 심볼 레플리카 후보의 선택을 잘못할 확률도 놓다. 본 방법에서는, 각 송신 안테나로부터의 송신 심볼의 수신신호 전력을 측정하고, 수신신호 전력이 큰 송신 심볼일수록 상위의 우선순위로 추정된다. 수신전력이 높으면, 심볼 레플리카 후보의 선택은 잘못되기 어렵기 때문이다. 이와 같은 우선순위가 실현되도록, 곱행렬 F의 열 및 송신 심볼 x의 성분의 순서가 제어된다.

본 방법에 의한 주파수영역 확산과 부호다중을 적용한 OFDM MIMO 다중전송에서는, 부호 다중 후에 송신된 송신 심볼이, 송신 안테나수개 존재한다. 각 송신 안테나로부터 송신된 송신 심볼의 각 성분은, 동일한 수신신호 전력을 준다. 따라서 본 방법은, 보다 강한 수신전력을 가져오는 송신 안테나가 특정되고, 그 송신 안테나로부터 송신된 심볼이, 다른 송신 안테나의 심볼보다도 우선적으로(먼저) 추정된다. 각 송신 안테나로부터의 심볼에 대해서, 수신전력의 강약을 측정하는 방법은, 해당 기술분야에서 기지의 적절한 어떠한 방법이어도 좋다. 예를 들면, 채널 행렬의 행렬요소가 이용되어도 좋다. 상술한 바와 같이, i번째의 서브캐리어에 관한 채널 행렬 H_i는, N_RX행×N_TX열의 차원을 갖는 행렬이며, N_RX는 수신 안테나 총수이고, N_TX는 송신 안테나 총수이다. 채널 행렬의 행렬요소 h_{i , pq}는, p번째 수신 안테나와 q번째 송신 안테나 사이의 채널상태(전달함수) 중, i번째의 서브캐리어 성분에 관한 것을 나타낸다. 따라서,

를 모든 수신 안테나에 대해서(p＝1∼N_RX) 합계한 것은, q번째 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력 추정에 사용가능하다. 예를 들면, N_TX＝N_RX＝2, N_D=3이었다고 하자. 이 경우, i번째 서브캐리어(i=1, 2, 3)에 관해서, 다음 식이 성립한다.

제1 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력은,

에 의해 평가할 수 있다. 마찬가지로, 제2 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력은,

에 의해 평가할 수 있다. 제1 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력이, 제2 송신 안테나로부터의 심볼의 수신전력보다 컸다고 하자(P_Tx1＞P_Tx2). 본 방법의 경우, 제1 송신 안테나로부터의 심볼 x1=(x₁₁ x₁₂ x₁₃)^T는, 제2 송신 안테나로부터의 심볼 x2=(x₂₁ x₂₂ x₂₃)^T보다도 우선적으로 추정되어야 한다. 이것을 실현하기 위해, 곱행렬 F'의 열의 재정렬 및 송신 심볼 x 성분의 재정렬이 수행된다. 구체적으로는, 재정렬된 후의 송신 심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

제1 송신 안테나의 심볼을 우선하는 관점에서, 심볼 x₁의 요소가, 열 벡터의 하위에 오도록, 재정렬이 수행된다. 또한, 심볼 x₁ 중의 각 서브캐리어 성분 x₁₁, x₁₂, x₁₃이 어떠한 순서로 추정되어야 하는지는, 이 단계에서는 일의적으로는 결정되지 않는다. 일 예로서, 서브캐리어 번호의 작은 번호 순으로 사용되어도 좋다. 이 경우, 재정렬된 후의 송신 심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

작은 번호 순뿐만 아니라, 다른 순서가 사용되어도 좋다.

상기 안테나수나 서브캐리어수의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며, 보다 많은 값이 사용되어도 좋다.

<8. 변형 예 2 - 방법 2>

상기 방법 2(확산부호 단위의 순서 제어법)를 설명한다. M 알고리즘으로 생존 심볼 레플리카 부호가 선택되는 경우, 페이딩 상관이 큰 심볼의 조합은, 큰 오차를 도입하는 경향이 있다. 페이딩 상관이 크다는 것은, 심볼이 동일한 페이딩을 받고 있는 것을 의미한다. 반대로, 페이딩 상관이 작다는 것은, 심볼이 다른 페이딩을 받고 있는 것을 의미한다. 필수는 아니나, 페이딩 상관의 값은 0 이상 1 이하의 값을 취하며, 페이딩 상관은, 1에 가까울수록 크고, 0에 가까울수록 작다.

도 7은, 심볼의 조합을 판정하는 난이도가, 페이딩 상관의 대소에 따라서 다른 상태를 나타낸다. 설명의 편의상, 송신 안테나수 N_TX 및 수신 안테나수 N_RX는 둘다 2라고 한다. 제1 송신 안테나로부터는 심볼 1(x₁)이 송신된다. 제2 송신 안테나로부터는 심볼 2(x₂)가 송신된다. 송신 안테나로부터 송신되는 심볼은, QPSK 방식으로 데이터 변조되는 것으로 한다. 이 경우, 심볼은, 신호점 배치도(콘스텔레이션)상의 소정의 4개의 신호점 중 어느 하나이다. 심볼 1 및 심볼 2 각각에 4가지 가능성이 있으므로, 조합 총수는, 16가지가 된다. 수신장치에서는 심볼 1, 2가, 합성된 상태(r_i1, r_i2)로 수신된다. 상술한 바와 같이, 송신신호 및 수신신호는 다음 식의 관계를 만족하기 때문이다.

페이딩 상관이 작은 경우, 각 심볼은, 상당히 다른 페이딩을 받는다. 도 7의 오른쪽 위에 도시되는 바와 같이, 합성 후의 수신신호는, 16개의 심볼의 조합을 모두 구별할 수 있다. 따라서, 심볼 조합의 선택 정밀도는 높다. 이에 반해서, 페이딩 상관이 큰 경우, 각 심볼은, 동일한 페이딩을 받는다. 도시된 예에서는, 극단적인 예로서, 심볼 1, 2가 같은 페이딩 상관을 받은 경우를, 상정하고 있다. 도 7의 오른쪽 아래에 도시되는 바와 같이, 합성 후의 수신신호는, 16개의 심볼의 조합을 부분적으로밖에 구별하지 못한다. 심볼의 중복에 기인하여, 9개의 조합밖에 구별하지 못한다. 도면 중, '2 심볼 중복(overlapping)'이나 '4 심볼 중복'으로 도시되어 있는 신호점의 경우, 제곱 유클리드 거리나 위상(phase)을 비교하는 것만으로는, 중복하고 있는 심볼의 어느 것이 확실한지를 구별할 수 없기 때문이다.

주파수영역 확산과 부호다중을 적용한 OFDM-MIMO 다중전송에서는, 동일 안테나로부터 부호 다중되어 송신된 심볼은, 동일한 페이딩을 받기 쉽다(페이딩 상관이 커지기 쉽다.).

본 변형 예에서는, 이와 같은 사정을 감안하여, 동일한 페이딩을 받고 있는 심볼이 연속하여 추정되지 않도록, 재정렬이 수행된다. 어느 심볼을 추정한 후에, 그 심볼과는 다른 페이딩을 받고 있는 심볼이 추정되도록, 심볼 검출의 순서가 제어된다. 보다 구체적으로는, 어느 송신 안테나로부터 송신된 송신 심볼을 추정한 후에, 다른 송신 안테나로부터 송신된 송신 심볼이 추정되도록, 순서가 제어된다.

페이딩 상관의 유사여부 판정은, 적절한 어떠한 방법으로 이루어져도 좋다. 일 예로서, 채널 행렬의 행렬요소 h_{i , pq}의 진폭 및 위상의 유사여부에 따라, 페이딩 상관의 유사여부가 판정되어도 좋다. 예를 들면, i번째 서브캐리어에 관해서, a번째 및 b번째 송신 안테나로부터, 크기 1의 파일럿신호가 각각 송신되고, p번째 수신 안테나에서 수신되었다고 하자. 이 경우, 2개의 수신신호의 상관은, h_{i , pa}*h_{i , pb}로 평가되어도 좋다(*는 복소공액이다). 페이딩 상관의 유사여부 판정법은, 이것에 한정되지 않고, 다른 방법이 사용되어도 좋다.

페이딩 상관에 기초하여 재정렬한 심볼 검출 순서는, 서브캐리어 성분마다 전 송신 안테나의 심볼을 추정하는 것과 같은 순서가 될지도 모른다. 상술한 바와 같이, 같은 안테나로부터 송신된 신호는, 동일한 페이딩을 받으므로, 그들은 동일한 페이딩 상관을 가질 가능성이 높다. 반대로, 다른 안테나로부터 송신된 신호는, 다른 페이딩을 받기 쉬우므로, 그들은 다른 페이딩 상관을 가질 가능성이 높다. 따라서, 예를 들면 i번째의 서브캐리어 성분에 착목하여, 그 서브캐리어에서 송신된 N_TX개의 송신 심볼이, 추정된다. 그 후, 예를 들면 i＋1번째의 서브캐리어 성분에 착목하여, 그 서브캐리어에서 송신된 N_TX개의 송신 심볼이, 추정된다. 이하 마찬가지로, 처리가 수행된다. 이와 같이 함으로써, 페이딩 상관이 다른 경향이 강한 심볼을 순서대로 추정할 수 있다. 본 실시 예의 경우, 하나의 서브캐리어는 부호확산에 있어서의 1단위(1칩)에 상당한다. 따라서 본 방법은, 확산부호를 단위로 한 순서 제어법(order control method)이라고도 할 수 있다. 본 방법에서는, 일 예로서, 추정하는 심볼의 서브캐리어 성분은 작은 번호순이며, 그 서브캐리어 성분의 각각에 있어서, 전 송신 안테나만큼의 심볼이 추정된다.

예를 들면, 상기와 마찬가지로, N_TX＝N_RX＝2, N_D＝3이었다고 하자. 이 경우, 재정렬된 후의 송신 심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

이 예에서는, 서브캐리어 성분에 관한 추정의 순서는, 작은 번호순이다. 이것은 필수는 아니다. 작은 번호순 이외의 순서가 사용되어도 좋다. 예를 들면, 서브캐리어 성분끼리의 수신전력이 비교되고, 전력이 높은 순번이 병용되어도 좋다. 예를 들면, 제2, 제3 및 제1 서브캐리어 성분의 순번으로, 수신전력이 높았다고 하자. 변형 예 2의 방법 1에서 설명한 바와 같이, 추정 정밀도를 향상시키는 관점에서는, 수신전력이 높은 순으로, 재정렬을 수행하는 것이 바람직하다. 따라서, 이 경우에 바람직한 재정렬 후의 송신 심볼 x'는, 다음과 같이 쓸 수 있다.

상기 안테나 수나 서브캐리어 수의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며, 보다 많은 값이 사용되어도 좋다.

<9. 변형 예 3>

도 4 및 도 5를 참조하면서 설명된 바와 같이, M 알고리즘에서는, 스테이지마다 심볼 후보의 조합이 소정수개로 압축된다. 상기 예에서는, 제1 스테이지에서는 C개로 압축되고, 제2 스테이지에서는, S₂개(≤S₁C)로 압축되고, 제3 스테이지에서는 S₃개(≤S₂C)로 압축되고, 이하 동일하다. C는 심볼 콘스텔레이션에 포함되는 신호점의 수이며, 가능한 후보 총수이다(64QAM의 경우, C＝64이다.). S₁은 제1 스테이지에서의 생존수이며, 상기 예에서는 16이었다. 이와 같은 생존 후보수는, 모든 스테이지에서 일정하게 유지되어도 좋고, 가변으로 제어되어도 좋다. 본 변형 예 3에서는, 생존 후보수가 무선전파채널의 좋고 나쁨에 따라서 가변으로 제어된다.

보다 구체적으로 고찰한다. 송신장치로부터 심볼 s가 송신되고, 수신장치에서 z가 수신되는 확률(우도함수)은, 가우스 잡음을 상정하면, 다음 식과 같이 쓸 수 있다.

이 경우에 있어서, N₀＝σ²는 가우스 잡음전력을 나타낸다. Es는 제곱 유클리드 거리를 나타내고, Es=∥z-x(s)∥²로 정의된다. 따라서, 상기 수식은, 제곱 유클리드 거리가 Es인 심볼 후보의 확률(우도)은, exp[-Es/(2N₀)]으로 표현되는 것을 의미한다. 따라서, 제m 스테이지에 있어서의 누계 메트릭이 E_{m , min}＋XN₀ 이하인 심볼 후보의 확률은,

가 된다. 단, E_{m , min}는 제m 스테이지에 있어서의 제곱 유클리드 거리(수신신호점과 심볼 후보점간의 거리)의 최소값을 나타낸다. 또한, P_{m , max}＝exp[-E_{m , min}/(2N₀)]/√(2πN₀)이다. 이와 같이, 누계 메트릭이 E_{m , min}＋XN₀보다 작은 심볼의 후보가 생존하도록 함으로써, 생존 후보수를 조정할 수 있다. 상기 수식으로부터 알 수 있듯이, 확률변수 X>0이 클수록 확률(우도함수)은 크고, X>0이 작을수록 확률(우도함수)은 작아지게 된다. X의 값을 적절히 정함으로써, 무선채널상태에 따라서, 생존 후보수를 적절히 제어할 수 있다. 예를 들면, 무선채널상태가 좋은, 즉 N₀이 작은 경우, 각 스테이지에서 선택해야 할 생존 후보수는 작아도 되나, 본 변형 예 3에서는 E_{m , min}＋XN₀의 값은 작아지고 되고, 선택되는 후보수도 필요최소수로 압축된다. 한편, 무선채널상태가 좋지 않은, 즉 N₀이 큰 경우, 각 스테이지에서 선택하는 생존 후보수는 크게 할 필요가 있으나, 본 변형 예 3에서는 E_{m , min}＋XN₀의 값은 커지게 되고, 선택되는 후보수도 증대한다.

도 8은 변형 예 3의 동작을 설명하기 위한 흐름도이다. 흐름도는, 제m-1 스테이지의 누계 메트릭 E_{m -1,n} 및 심볼 후보점 수 C_{m -1,n}으로부터 제m 스테이지의 누계 메트릭 E_{m ,n} 및 심볼 후보점 수 C_{m ,n}이 도출되는 상태를 나타낸다. 단계 82에서는, 제m-1 스테이지에 있어서의 누계 메트릭 E_{m -1,n} 및 심볼 후보점을 이용하여, 제m 스테이지에 있어서의 누계 브랜치 메트릭 E_m이 산출된다. 단계 S83에서는, 산출된 누계 브랜치 메트릭 중, 최소값 E_{m , min}이 검출된다. 단계 S84에서는, 임계값 E_{m , min}＋XN₀이 계산된다. 무선채널상태에 따라서 X의 값은 적절히 조정되고 있는 것으로 한다. 단계 S85에서는, 메트릭을 비교하고, 생존 후보가 결정된다.

<10. 변형 예 4>

QRM-MLD 방식으로 심볼 후보를 압축할 때, 전 스테이지의 생존 후보 S_{m -1}과 다음 스테이지에서의 후보와의 모든 조합(S_{m -1}×C_{m -1,n})을 고찰하는 것은, 연산부담이 상당히 커져 버린다. 본 변형 예 4에서는, 압축시에 고찰하는 후보 수를 적게 제한하는 구체 예가 설명된다.

도 9는, 수신장치의 MLD부 중, 본 변형 예 4에 관련하는 부분의 기능 블록도를 나타낸다. 이것은, 도 5의 판정부(216)의 하나에 대응시켜도 좋다. 혹은 도 6의 MLD부에 대응시켜도 좋다. 설명의 편의상, 도 9에 도시되는 요소는, 도 5의 하나의 판정부의 처리를 실행하기 위한 것이라고 한다. 동작의 상세는 도 10에 관련하여 설명된다. 도 9에는, 신호점 공급부(1902)와, 복수의 제곱 유클리드 거리 계산부(1904-1∼N)와, 복수의 가산부(1906-1∼N)와, 선택제어부(1908)가 도시되어 있다. 신호점 공급부(1902)는, 제1∼제N 공급부(1901-1∼N)을 포함한다.

신호점 공급부(1902)는, 전 스테이지(전단계)에서 얻어진 신호점의 후보에 관한 정보를 수신하고, 이번 스테이지(단계)에서 사용하는 신호점의 후보를 마련한다. 스테이지와 단계는 동의적으로 사용되어도 좋다. 설명의 편의상, N＝16으로 한다. 제1∼제N 공급부(1901-1∼N)의 각각은 동일한 구성 및 기능을 가지므로, 제1 공급부(1901-1)를 예로 들어 설명한다. 제1 공급부(1901)는, 전단계에서 얻어진 신호점 후보의 하나를 수신하고, 이번 단계에서 판정의 대상이 되는 16개의 신호점을 마련한다. 16개의 신호점은, 16 QAM에 있어서의 신호점을 나타내고, 도 10의 하얀 점(602)으로 도시되는 바와 같은 점이다. 송신기는 16개의 신호점 중 어느 하나를 송신하고, 수신기에서 그것이 수신된다. 수신기에서 수신된 신호점은, 예를 들면, 도 10의 검은 점에 상당한다.

상기 <4. 동작>의 수식(4)에 있어서, M＝4라고 하면, 수식(4)는 다음 식과 같이 표현할 수 있다.

상술한 바와 같이, 우선 제4 수식에 기초하여, x₄가 추정된다. 기지의 r₄₄와, 수신신호 z₄에 기초하여, x₄의 후보가 결정된다. 다음으로, 상기 제3 수식에 기초하여, x₃의 후보가 결정된다. x₃＝(r₃₃)^-1(z₃-r₃₄x₄)이므로, 수신신호 z₃과, 기지의 값 r₃₄와, 전단에서 추정이 끝난 소정수개의 후보의 x₄에 기초하여, x₃의 후보가 추정된다. z₃'＝z₃－r₃₄x₄라고 두면, 이것은 도 10의 검은 점에 대응한다. 제1 공급부(1901-1)는, 이 단계에서 마련되는 16개의 신호점을, 수신신호에 기초하여 등급(랭킹)을 매긴다. 도 11은, 16개의 신호점을 랭킹한 후의 상태를 나타낸다. 도면 중의 숫자가 랭킹의 순위에 대응한다. z₃'에 가장 가까운 신호점(602)이 가장 가까운(확실한, 우도가 큰) 것을 나타내며, 랭킹 번호로서 1이 부여되어 있다. 랭킹의 번호는 어떠한 판단기준으로 부여되어도 좋으나, 일 예로서, 수신신호와 신호점간의 제곱 유클리드 거리에 기초하여 부여된다. 거리가 같은 경우, 어느 신호점을 우선할지는 미리 정해 두는 것이 바람직하다. 혹은 같은 거리의 신호점에 대해서 같은 랭킹 번호가 주어져도 좋다.

도 9의 제곱 유클리드 거리 계산부(1904-1∼N)는, 선택제어부(1908)의 제어 하에, 제1∼제N 공급부(1901-1∼N)로부터 출력되는 신호점간의 제곱 유클리드 거리 e_x,ix를 각각 계산한다(x=1, ..., N).

가산부(1906-1∼N)는, 신호점 후보의 각각에 대해서, 전단계에서 산출된 제곱 유클리드 거리 E_{m -1,1}∼E_{m -1,N}을, 이번 단계에서 산출되는 제곱 유클리드 거리 e_{1 , i1}∼e_{N, iN}에 각각 가산하고, 제곱 유클리드 거리의 누계값(누계 메트릭)으로서 각각 출력한다.

선택제어부(1908)는, 각 요소의 동작을 제어하고, 본 실시 예에 관한 주된 동작을 제어한다. 대체적으로, 본 변형 예에서는, 랭킹된 신호점 후보(신호점 공급부(1902) 내 전부 256개) 중에서, 확실한 순으로 신호점을 하나 취출하여 제곱 유클리드 거리를 계산하여, 비교하는 양을 갱신하고, 다음 신호점을 하나 취출하여 제곱 유클리드 거리를 계산하고, 이하 동일한 수순을 반복함으로써 16개의 신호점 후보를 얻는다. 제곱 유클리드 거리의 계산 횟수는 16회로 끝나는 점에서, 신호분리에 요하는 연산 부담이 현저히 경감된다.

도 12는, 본 변형 예에 따른 동작의 흐름도를 나타낸다. 흐름은 단계 2002에서 시작하여, 단계 2004로 진행한다. 단계 2004에서는, 계산에 사용되는 파라미터의 초기화가 수행된다. 파라미터 j는, 이번 단계에서 출력하는 전 16개의 신호점 후보 중의 하나를 나타내는 카운터값이며, j=1로 설정된다(1≤j≤N＝16). E_{m -1, 1}∼E_{m-1, N}은, m-1번째의 단계(전단계)에서 산출된 제곱 유클리드 거리의 누적값 또는 누적 메트릭이며, E_{m -1, 1}과 같은 개개의 누적 메트릭은 누적 브랜치 메트릭이라고도 불린다. 최대 누적 브랜치 메트릭 M_{m , 1}∼M_{m , N}은, 후술하는 대소 비교의 기준이 되는 양이며, 전단계에서 얻어진 누적 브랜치 메트릭 E_{m -1, 1}∼E_{m -1, N}에 각각 설정된다(M_{m , 1}＝E_{m-1, 1}, ..., M_{m , N}＝E_{m -1, N}). 현재 예에서는, N＝16이다. 랭킹 번호 i₁∼i_N은, 제1 공급부(1901-1)에 있어서의 16개의 신호점 후보에 대한 순서 또는 우도를 나타내고, 각각 1로 설정된다.

단계 2006에서는, 16개의 최대 브랜치 메트릭 M_{m , 1}∼M_{m , 16}의 크기가 비교되고, 가장 작은 것(M_{m , x})이 선택된다. 이 x는, 전단계의 신호점 후보 중 몇 번째 신호점 후보에 관련하는지를 나타낸다. 최대 브랜치 메트릭 M_{m , x}에 관련하는 신호점 후보는, 제x 공급부(1901-x)로부터 얻어진다.

단계 2008에서는, 이번 단계의 j번째의 신호점 후보로서, 최대 브랜치 메트릭 M_{m , x}에 관련하는 신호점 후보 중, 랭킹 번호 i_x로 지정되는 신호점 후보가 선택된다.

단계 2010에서는, 선택된 신호점 후보에 대한 제곱 유클리드 거리(e_{x , ix})가 계산된다. 누적 브랜치 메트릭 E_{m ,j}도, E_{m ,j}＝e_{x , ix}＋E_{m -1,x}에 따라서 계산된다.

단계 2012에서는, 각종 파라미터가 갱신된다. 최대 누적 브랜치 메트릭 M_{m ,x}는 E_{m ,j}로 갱신된다. 랭킹 번호 i_x는 하나 인크리먼트된다. 카운터값 j도 하나 인크리먼트된다.

단계 2014에서는, 카운터값 j가 최대값 N 이하인지 여부가 판정되고, N 이하이면 단계 2006으로 돌아가서 동일한 수순이 반복되고, 그렇지 않으면 단계 2016으로 진행하여 흐름은 종료한다.

하나의 단계에 있어서의 처리가 종료되면, 다음 단계에 있어서의 처리가 수행되고, 이하 동일하게 하여 최후 단계까지 이어진다. 신호분리 처리에서는, 최종적으로 생존한 16개의 신호점 후보 각각에 관한 누적 메트릭이 비교되고, 최소 누적 메트릭(제곱 유클리드 거리의 누계값)에 관한 신호점이, 수신 신호점에 대응하는 것으로서 결정된다.

도 13은, 도 12의 흐름도에 있어서의 j＝1∼5에 관한 동작 예를 나타낸다. 즉, 도 13은, 신호점 공급부(1902)에서 마련되는 16×16＝256개의 신호점 후보로부터, 5개의 신호점 후보를 취출하기까지의 상태를 모식적으로 나타내고 있다.

우선, j＝1의 경우에, x＝1이었다고 한다. 이 경우에는, 제1 공급부(1901-1)에서 마련되는 신호점 후보 중, 랭킹 번호 i₁＝1(초기값)로 지정되는 신호점 후보가 선택된다. 선택된 신호점 후보의 제곱 유클리드 거리 e_{1 , 1}이 계산되고, 그 거리는 전단계에서 산출되어 있는 누적값 E₁(정확히는, E_{m -1, 1}이나, 간단히 하기 위해 m-1의 첨자는 생략되어 도시되어 있다.)과 가산된다. 최대 누적 브랜치 메트릭 M_{m , 1}은, E_{m -1, 1}에서, e_{1 , 1}＋E_{m -1, 1}로 갱신된다. 랭킹 번호 i₁은 하나 인크리먼트된다(i₁＝2).

j＝2의 경우에, 단계 2006에서는, 갱신된 M_{m , 1}, 그 이외의 M_{m , 2}∼M_{m , 16}의 대소 비교가 수행되고, 다시 M_{m , 1}이 최소였다고 한다. 즉, x＝1이다. 이 경우는, 제1 공급부(1901-1)에서 마련되는 신호점 후보 중, 랭킹 번호 i₁＝2로 지정되는 신호점 후보가 선택된다. 선택된 신호점 후보의 제곱 유클리드 거리 e_{1 , 2}이 계산되고, 그 거리는 전단계에서 산출되어 있는 누적값 E₁과 가산된다. 최대 누적 브랜치 메트릭 M_{m, 1}은, e_{1 , 1}＋E_{m -1, 1}에서, e_{1 , 2}＋E_{m -1, 1}로 갱신된다. 랭킹 번호 i₁은 하나 인크리먼트된다(i₁＝3).

j＝3의 경우에, 단계 2006에서는, 갱신된 M_{m , 1}, 그 이외의 M_{m , 2}∼M_{m , 16}의 대소 비교가 수행되고, 이번에는 M_{m , 2}가 최소였다고 한다. 즉, x＝2이다. 이 경우는, 제2 공급부(1901-2)에서 마련되는 신호점 후보 중, 랭킹 번호 i₂＝1(초기값)로 지정되는 신호점 후보가 선택된다. 선택된 신호점 후보의 제곱 유클리드 거리 e_{2 , 1}이 계산되고, 그 거리는 전단계에서 산출되어 있는 누적값 E₂와 가산된다. 최대 누적 브랜치 메트릭 M_{m , 2}는, E_{m -1, 2}에서, e_{2 , 1}＋E_{m -1, 2}로 갱신된다. 랭킹 번호 i₂는 하나 인크리먼트된다(i₂＝2).

j＝4의 경우에, 단계 2006에서는, 갱신된 M_{m , 1}, M_{m , 2}, 그 이외의 M_{m , 3}∼M_{m , 16}의 대소 비교가 수행되고, M_{m , 1}이 최소였다고 한다. 즉, x＝1이다. 이 경우는, 제1 공급부(1901-1)에서 마련되는 신호점 후보 중, 랭킹 번호 i₁＝3으로 지정되는 신호점 후보가 선택된다. 선택된 신호점 후보의 제곱 유클리드 거리 e_{1 , 3}이 계산되고, 그 거리는 전단계에서 산출되어 있는 누적값 E₁과 가산된다. 최대 누적 브랜치 메트릭 M_{m , 1}은, e_{1 , 2}＋E_{m -1, 1}에서, e_{1 , 3}＋E_{m -1, 1}로 갱신된다. 랭킹 번호 i₁은 하나 인크리먼트된다(i₁＝4).

j＝5의 경우에, 단계 2006에서는, 갱신된 M_{m , 1}, M_{m , 2}, 그 이외의 M_{m , 3}∼M_{m , 16}의 대소 비교가 수행되고, M_{m , 2}가 최소였다고 한다. 즉, x＝2이다. 이 경우는, 제2 공급부(1901-2)에서 마련되는 신호점 후보 중, 랭킹 번호 i₂＝2로 지정되는 신호점 후보가 선택된다. 선택된 신호점 후보의 제곱 유클리드 거리 e_{2 , 2}가 계산되고, 그 거리는 전단계에서 산출되어 있는 누적값 E₂와 가산된다. 최대 누적 브랜치 메트릭 M_{m , 2}는, e_{2 , 1}＋E_{m -1, 2}에서, e_{2 , 2}＋E_{m -1, 2}로 갱신된다. 랭킹 번호 i₂는 하나 인크리먼트된다(i₂＝3).

이와 같이 하여, 5개의 신호점 및 누적 브랜치 메트릭이 산출되고, (1)∼(5)의 후보가 생존한다. 실제로는, 16개의 신호점 후보가 선택되기까지, 상기와 같은 처리가 수행된다.

<11. 변형 예 5>

상술한 바와 같이, QRM-MLD 방식으로 심볼 후보를 압축할 때, 전 스테이지의 생존 후보 S_{m -1}과 다음 스테이지에서 가능성이 있는 후보와의 모든 조합(S_{m -1}×C_{m -1,n})을 고찰하는 것은, 연산부담이 상당히 커져버린다. 이하에 설명되는 변형 예 5는, 변형 예 4와는 다른 방법으로 후보수를 적게 제한한다.

설명의 편의상, 상기 예와 마찬가지로, 4개의 심볼 x₁, x₂, x₃, x₄가 송신되고, 그들이 수신기에서 수신되는 것으로 한다. 변형 예 4에서는 데이터 변조방식으로 16QAM이 가정되어 있었으나, 본 변형 예 5에서는 설명의 간명화를 더 도모하기 위해 BPSK 방식이 가정된다. 즉, 각 심볼 x_i(i=1, 2, 3, 4)는, 각각 '－1' 또는 '1'의 신호점에 대응한다. 송신신호와 수신신호의 관계는 다음 식으로 표현되고, 이것은, 상기 <4. 동작>의 수식 (4)에 있어서, M＝4로 한 것에 상당한다.

도 14를 참조하면서, 본 변형 예 5에 의한 방법을 설명한다. 각 심볼 x_i(i=1, 2, 3, 4)는, 각각 '－1' 또는 '1'이다. 도면 중, x₄가, '－1'인 경우의 메트릭은 e11로 표현되고 '1'인 경우의 메트릭은 e12로 표현되어 있다. 상술한 바와 같이, 메트릭은, 콘스텔레이션상의 소정의 신호점과 수신신호점과의 사이의 제곱 유쿨리드 거리로 산출되는 양이다. 또한, x₄가 '－1'이고 x₃이 '－1'인 경우의 메트릭은 e21로 표현되어 있다. x₄가 '－1'이고 x₃이 '1'인 경우의 메트릭은 e22로 표현되어 있다. e21 및 e22는, x₄에 관한 메트릭과 x₃에 관한 메트릭의 누계 메트릭이다. 마찬가지로, x₄, x₃, x₂, x₁ 각각의 심볼 후보의 조합에 대해서 누계 메트릭 e31, e32, e33, e34, ..., e41, e42, ...가 표현되어 있다. 단, 이들 누계 메트릭 모두가 계산되는 것은 아니다. 우선, 4개의 송신 심볼 x₄, x₃, x₂, x₁의 어느 후보점의 조합 하나에 관해서, 누계 메트릭이 산출된다. 예를 들면, x₄＝'-1', x₃＝'-1', x₂＝'-1' 및 x₁＝'-1'이 선택되었다고 한다. 그리고, 누계 메트릭 e41이 계산된다. x₄＝'-1', x₃＝'-1', x₂＝'-1' 및 x₁＝'1'의 경우의 누계 메트릭 e42가 계산되고, 누계 메트릭 e41과 비교된다. 누계 메트릭이 작은 쪽이 확률이 높다(우도가 크다). 따라서, 최하행의 e41, e42, ... 중, 최소의 누계 메트릭을 가져오는 심볼 후보의 조합이 가장 확률이 높게 된다. 따라서, 최하행의 누계 메트릭 e41, e42, ...를 모두 산출하고, 그들의 대소 비교를 수행함으로써 누계 메트릭의 최소값을 찾아내고, 최적의 심볼 후보의 조합을 특정하는 것이, 이론상 가능하다. 그러나, 그것은 연산 부담이 크다.

한편, 누계 메트릭은 제곱 유클리드 거리를 가산하면서 계산되므로, 반드시 증가하는 성질을 갖는다. 예를 들면, 도 14에 있어서, 제1, 제2, 제3, 제4 스테이지의 메트릭 e11, e21, e31, e41은, 그 순번으로 커지게 된다. 거기서, 상기 제4 스테이지의 누계 메트릭 e41과 제2 스테이지의 누계 메트릭 e22를 비교한 결과, 후자의 누계 메트릭 e22가 컸다고 하자. 이 경우, 누계 메트릭 e22에 대응하는 제3 스테이지에서 산출되게 되는 e33, e34는, 누계 메트릭 e22보다 커지게 된다. 마찬가지로, e45, e46, e47, e48은 더 커지게 된다. 따라서, 본 변형 예 5에서는, 제4 스테이지의 누계 메트릭 e41과 제2 스테이지의 누계 메트릭 e22를 비교한 결과, 후자의 누계 메트릭 e22가 큰 경우, e22 이후의 심볼의 조합은 고찰 대상외로 한다. 즉, e33, e34, e45, e46, e47, e48의 누계 메트릭의 계산을 수행하지 않기로 한다. 이들은 누계 메트릭 e41보다 커지게 되기 때문이다. 이와 같이, 본 변형 예 5에서는, 어느 심볼 후보의 조합에 대응하는 누계 메트릭 e41이 산출되고, 그 누계 메트릭보다 큰 누계 메트릭 e22 등을 가져오는 조합에 대해서는, 생존 후보로부터 제외한다. 이에 따라, 누계 메트릭을 계산하는 횟수를 줄일 수 있다. 또한, 미리 정한 정수 R보다 큰 누계 메트릭 e22 등을 가져오는 조합에 대해서도, 생존 후보로부터 제외하도록 해도 좋다. R을, 최종적으로 탐색되는 최소 누적 메트릭보다는 크다고 기대되는 작은 값으로 설정함으로써 누계 메트릭을 계산하는 횟수를 더 줄일 수 있다.

이상 본 발명은 특정 실시 예를 참조하면서 설명되어 왔으나, 실시 예는 단순한 예시에 지나지 않으며, 당업자는 다양한 변형 예, 수정 예, 대체 예, 치환 예 등을 이해할 것이다. 발명의 이해를 돕기 위해 구체적인 수치 예를 이용하여 설명이 이루어졌으나, 특별히 단서가 없는 한, 그들의 수치는 단순한 일 예에 지나지 않으며 적절한 어떠한 값이 사용되어도 좋다. 발명의 이해를 돕기 위해 구체적인 수식을 이용하여 설명이 이루어졌으나, 특별히 단서가 없는 한, 그들의 수식은 단순한 일 예에 지나지 않으며 적절한 어떠한 수식이 사용되어도 좋다. 실시 예 또는 항목의 구분은 본 발명에 본질적이지 않으며, 2 이상의 실시 예 또는 항목에 기재된 사항이 필요에 따라서 조합하여 사용되어도 좋으며, 어느 실시 예 또는 항목에 기재된 사항이, 다른 실시 예 또는 항목에 기재된 사항에(모순되지 않는 한) 적용되어도 좋다. 설명의 편의상, 본 발명의 실시 예에 따른 장치는 기능적인 블록도를 이용하여 설명되었으나, 그와 같은 장치는 하드웨어로, 소프트웨어로 또는 그들의 조합으로 실현되어도 좋다. 본 발명은 상기 실시 예에 한정되지 않으며, 본 발명의 정신으로부터 일탈하지 않고, 다양한 변형 예, 수정 예, 대체 예, 치환 예 등이 본 발명에 포함된다.

본 국제출원은 2008년 4월 4일에 출원한 일본국 특허출원 제2008-098633호에 기초하는 우선권을 주장하는 것이며, 그 전 내용을 본 국제출원에 원용한다.

본 국제출원은 2008년 12월 10일에 출원한 일본국 특허출원 제2008-315034호에 기초하는 우선권을 주장하는 것이며, 그 전 내용을 본 국제출원에 원용한다.

50 셀
100 유저장치(UE)
200 기지국(eNB)
300 액세스 게이트웨이
400 코어 네트워크
21 부호확산부
22 코드다중부
23 역 고속 푸리에 변환부(IFFT)
24 가드 인터벌 부여부
41 가드 인터벌 제거부(-CP)
42 고속 푸리에 변환부(FFT)
44 신호검출부
62 채널추정부
64 재정렬 제어부
210 QR 분해부
212 신호변환부
214 최우(maximum likelihood)판정부
215 우도(likelihood)출력부
216-1∼4 판정부

Claims (11)

1. MC-CDMA 방식 및 MIMO 전송방식을 사용하는 이동통신시스템에서 사용되는 수신장치에 있어서, 상기 이동통신시스템에서는,
   송신되는 심볼 계열 중의 한군의 심볼은, 코드 다중용 확산부호와 함께 코드 다중 신호로 변환된 후에 역 푸리에 변환되고, 복수의 송신 안테나로부터 송신되며, 해당 수신장치는,
   복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브캐리어의 신호성분을 추출하는 수단;
   추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 전송된 심볼을 추정하는 신호검출수단;을 가지며,
   상기 신호검출수단은,
   상기 코드 다중용 확산부호를 행렬 요소로서 갖는 확산 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 어느 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 상기 유니타리 행렬을 구하는 분해수단;
   각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정하는 추정수단;
   을 갖는 수신장치.
2. 제 1항에 있어서,
   상기 추정수단이, 메트릭을 상기 심볼의 후보마다 마련하고, 상기 메트릭에 따라서 후보를 압축하는 수단을 더 가지며, 상기 메트릭은, 심볼 콘스텔레이션에 있어서의 수신심볼 및 심볼의 후보간의 제곱 유클리드 거리를 나타내도록 한 수신장치.
3. 제 2항에 있어서,
   상기 채널 행렬 및 상기 확산 행렬의 행렬곱의 행 또는 열을 재정렬하기 위한 지시신호를, 상기 분해수단에 주는 재정렬 제어수단이, 해당 수신장치에 마련되고,
   상기 분해수단은, 상기 지시신호에 따라서, 행 또는 열이 재정렬된 상기 행렬곱이, 삼각 행렬 및 유니타리 행렬의 곱과 같아지도록, 상기 삼각 행렬 및 상기 유니타리 행렬을 구하도록 한 수신장치.
4. 제 3항에 있어서,
   상기 추정수단이, M 알고리즘에 따라서 심볼을 추정할 때, 보다 강한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼이, 보다 약한 수신전력에 대응하는 송신 안테나의 심볼보다도 먼저 추정되도록, 상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련하도록 한 수신장치.
5. 제 3항에 있어서,
   제1 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 제1 서브캐리어의 서브캐리어 성분이, 상기 추정수단에서 추정된 후에,
   상기 제1 서브캐리어에서 제2 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 서브캐리어 성분이, 상기 추정수단에서 추정되도록,
   상기 재정렬 제어수단은 상기 지시신호를 마련하도록 한 수신장치.
6. 제 2항에 있어서,
   상기 추정수단이, 상기 삼각 행렬의 열수 또는 행수와 같은 스테이지수를 이용하는 M 알고리즘을 사용하여 심볼의 후보를 압축할 때,
   스테이지마다의 생존 심볼의 후보수는, 무선전파상황에 따라서 가변으로 제어되는 수신장치.
7. 제 2항에 있어서,
   상기 추정수단이, 상기 삼각 행렬의 열수 또는 행수와 같은 스테이지수의 M 알고리즘을 사용하여 심볼의 후보를 압축하고,
   어느 스테이지에 이를 때까지 생존하고 있는 심볼 후보의 조합 각각에 대해서, 메트릭의 누계값이 산출되어, 상기 스테이지의 누계 메트릭으로서 기억되고,
   상기 추정수단은, 다음 스테이지에서 추가되는 심볼의 후보 메트릭과, 심볼 후보의 어느 조합에 대한 상기 누계 메트릭과의 합계값을, 심볼 후보의 다른 조합에 대한 누계 메트릭과 비교함으로써, 다음 스테이지에서 생존하는 심볼 후보의 조합을 결정하는 수신장치.
8. 제 2항에 있어서,
   상기 추정수단은, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 어느 조합에 대해서, 상기 메트릭의 총합을 산출하고, 상기 총합보다도 큰 총합을 가져오는 심볼의 조합을, 생존 후보로부터 제외하는 수신장치.
9. MC-CDMA 방식 및 MIMO 전송방식을 사용하고, 송신장치 및 수신장치를 포함하는 이동통신시스템에 있어서, 상기 송신장치는,
   송신하는 심볼 계열 중의 한군의 심볼을, 코드 다중용 확산부호와 함께 코드 다중 신호로 변환하는 수단;
   부호 확산 후의 한군의 심볼을 역 푸리에 변환하는 수단;
   역 푸리에 변환 후의 심볼을 포함하는 신호를 복수의 송신 안테나로부터 송신하는 수단;을 가지며,
   상기 수신장치는,
   복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브캐리어의 신호성분을 추출하는 수단;
   추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 전송된 심볼을 추정하는 신호검출수단;을 가지며,
   상기 신호검출수단은,
   상기 코드 다중용 확산부호를 행렬 요소로 갖는 확산 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 어느 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 상기 유니타리 행렬을 도출하는 분해수단;
   각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보를 추정하는 추정수단;
   을 갖는 이동통신시스템.
10. 제 9항에 있어서,
    상기 송신장치가 유저장치에 구비되고, 상기 수신장치가 기지국장치에 구비되도록 한 이동통신시스템.
11. MC-CDMA 방식 및 MIMO 전송방식이 사용되고, 송신장치 및 수신장치를 포함하는 이동통신시스템에서 사용되는 방법에 있어서,
    송신하는 심볼 계열 중의 한군의 심볼을, 코드 다중용 확산부호와 함께 코드 다중 신호로 변환하는 단계;
    부호 확산 후의 한군의 심볼을 역 푸리에 변환하는 단계;
    역 푸리에 변환 후의 심볼을 포함하는 신호를 복수의 송신 안테나로부터 송신하는 단계;가 상기 송신장치에서 수행되고,
    복수의 수신 안테나에서 수신한 신호를 푸리에 변환하고, 각 서브캐리어의 신호성분을 추출하는 단계;
    추출된 신호성분에 QR 분해 알고리즘을 적용하고, 전송된 심볼을 추정하는 신호검출단계;가 상기 수신장치에서 수행되고,
    상기 신호검출단계는,
    상기 코드 다중용 확산부호를 행렬 요소로 갖는 확산 행렬과, 상기 송신 및 수신 안테나간의 무선채널상태를 나타내는 채널 행렬과, 어느 유니타리 행렬과의 곱이 삼각 행렬이 되도록 상기 유니타리 행렬이 도출되고,
    각 수신 안테나에서 수신한 신호성분을 포함하는 수신 벡터에 상기 유니타리 행렬을 승산한 벡터와, 상기 삼각 행렬을 이용하여, 각 송신 안테나로부터 송신된 심볼의 후보가 추정되도록 한 방법.

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