KR20080009110A

KR20080009110A - 스텝 다운（ｓｔｅｐ－ｄｏｗｎ） 조정기를 사용한 ｌｅｄ전류 바이어스 제어 회로 및 그 방법

Info

Publication number: KR20080009110A
Application number: KR1020077026093A
Authority: KR
Inventors: 안소니 지. 러셀; 크리스 비. 바르톨로메우스
Original assignee: 카탈리스트 세미컨덕터, 인크.
Priority date: 2005-04-25
Filing date: 2006-04-24
Publication date: 2008-01-24
Also published as: US20060238174A1; WO2006116576A2; WO2006116576A3; US7323828B2; TW200641746A; JP2008539565A

Abstract

본 발명은 전기 회로 분야에 관한 것으로, 특히 LED 애플리케이션에 대해 정확한 전류 바이어스 제어를 제공하기 위한 회로에 관한 것이다. 고전력 LED를 구동하기에 특히 적합한 스텝 다운 스위칭 조정기 회로는 CCM과 DCM 사이의 크로스오버 지점에 동작을 유지하는 XCM 제어 회로를 포함한다. 상기 XCM 동작은 '0'과 요구된 최대 전류 사이를 상승 및 하강하는 인덕터 전류 파형을 제공한다. XCM 제어 회로의 하나 이상의 비교기는 인덕터 전류 상승 및 하강 단계 사이의 스위칭을 제어하는 데 사용될 수 있다. 이와 같이, 복잡한 피드백 루프 로직 및 PID 제어 PWM 신호 생성 로직이 사용되지 않을 수 있으며, 외부 센스 저항기 및 관련된 인터페이스 핀에 대한 요구가 제거될 수 있다.

Description

스텝 다운（ＳＴＥＰ－ＤＯＷＮ） 조정기를 사용한 ＬＥＤ 전류 바이어스 제어 회로 및 그 방법{LED CURRENT BIAS CONTROL USING A STEP DOWN REGULATOR}

본 발명은 전자 회로 분야에 관한 것으로, 특히 LED(Light Emitting Diode) 애플리케이션에 대해 정확한 전류 바이어스 제어를 제공하는 회로에 관한 것이다.

LED는 애노드 및 캐소드 사이의 전류에 반응하여 광자를 방사하는 다이오드이다. LED는 다른 광 소스와 비교하여 작은 크기, 효율성 및 내구성 때문에 현대 조명 애플리케이션에서 종종 사용된다. LED가 적합한 애플리케이션의 범위는 고효율성 증대 및 고출력 LED의 발전 때문에 계속해서 증가하고 있다. 예를 들면, 많은 종류의 자동차 라이트(light) 요소(예를 들면, 내부 라이트, 외부 신호 라이트)가 LED 소스로 업데이트된다.

이러한 고-전력 애플리케이션(즉, 로드(load) 전압(예를 들면, 백색 LED를 위한 3.6V)과 입력 공급 전압(예를 들면, 차량 배터리용의 12V) 사이에 상당한 전압 차이가 존재하는 애플리케이션)의 LED에 적당한 전력을 공급하기 위해서, "스텝 다운(step-down)" 또는 "벅(buck)" 스위칭 조정기가 대체로 사용된다. 스위칭 조정기는 저장 요소(대체적으로 인덕터)에 에너지를 펄스로 순식간에 보내는 데 입력 전압을 사용하며, 상기 저장된 에너지는 이후에 로드 요소(예를 들면, LED)에 전달 된다. 상기 스위칭 방법론은 총 로드 전류가 최대와 최소 전류 레벨 사이에서 상승 및 하강하게 한다. 출력부의 작은 필터 캐패시터는 일정한 로드 전류를 LED에 제공하도록 전류 램프(ramp)를 평탄하게 하기 위해 포함될 수 있다.

상기 스위칭 동작에 반응한 LED의 광 출력이 일정한 광 출력으로 관찰될 것이기 때문에, 스위칭 조정기는 LED를 구동하는 데 적합하며, LED의 실제 출력 레벨은 LED에 제공된 평균 전류에 의해 결정된다.

도 1A는 LED(D110)를 구동하는 전통적인 스텝 다운 스위칭 조정기 회로(100)를 도시한다. 회로(100)는 요구된 평균 구동 전류를 제공하면서 고 입력 전압(VBATT) (예를 들면, 12V 배터리 전압)이 요구된 LED 구동 전압(예를 들면, 백색 LED를 위한 3.6V)으로 강압하는 벅 회로이다. 스위칭 조정기 회로(100)는 센스 저항기(R150), LED(D110), 인덕터(L120) 및 공급 전압(VBATT)과 접지 사이에 직렬로 연결된 스위칭 트랜지스터(Q140)를 포함한다. 쇼트키 다이오드(S130)가 공급 전압(VBATT)과 인덕터(L120)의 출력 단자 사이에 연결되고(즉, 트랜지스터(Q140)에 연결된 인덕터(L120)의 다운스트림 단자), 출력 캐패시터(C160)는 공급 전압(VBATT)과, LED(D110)와 인덕터(L120)간의 접합부 사이에 연결된다. 마지막으로, PID(Proportional-Integral-Derivative) 제어기(101)는 센스 저항기(R150)를 통한 입력단, 인덕터(L120)와 쇼트키 다이오드(S130) 사이의 접합부에 연결된 입력단, 및 스위칭 트랜지스터(Q140)의 게이트에 연결된 출력단을 포함한다.

LED(D110)를 구동하기 위해서, PID 제어기(101)는 인덕터(L120)와 쇼트키 다이오드(S130)의 접합부의 변화하는 전압을 측정하는 동시에 센스 저항기(R150)를 통한 전압 강하(LED(D110)에 흐르는 전류에 비례)를 측정함으로써 LED(D110)에 흐르는 전류를 모니터한다. 검출된 로드 (LED) 전류에 응답하여, PID 생성기(101)는 펄스 폭 변조(PWM) 제어 신호(PWM1)를 트랜지스터(Q140)의 게이트에 제공한다. 제어 신호(PWM1)는 로직 HIGH 레벨 및 로직 LOW 레벨 사이를 전환하는 구형파 입력 신호를 제공하여 트랜지스터(Q140)를 on/off한다. 트랜지스터(Q140)를 on/off하여 인덕터(L120)를 충전 및 방전시켜 요구된 평균 로드 전류를 LED(D110)에 제공한다. 한편, 캐패시터(C160)는 LED(D110)에 상대적으로 일정한 출력 전압을 제공하는 상기 스위칭 동작을 위한 필터로서 동작한다.

이와 같이, 스위칭 조정기 회로(100)의 동작을 상세하게 설명하기 위해서, 제어 신호(PWM1)가 로직 HIGH 상태일 때, 트랜지스터(Q140)가 on되고, 전기적 경로가 공급 전압(VBATT)과 접지 사이에 제공된다. 전류는 LED(D110)을 통해 흐르기 시작하고 인덕터(L120)의 마그네틱 필드를 충전한다. 인덕터(L120)가 충전됨에 따라서, 인덕터(L120)(그리고 LED(D110))에 흐르는 전류(I_IND)는 증가한다. 공급 전압(VBATT)이 DC 전압이므로, 전류(I_IND)는 인덕터(L120)의 인덕턴스에 의해 나눠진 인덕터(L120)에 걸린 전압과 같은 비율로 선형으로 증가한다. 예를 들면, 공급 전압(VBATT)이 12V이고 LED(D110)의 순방향 전압이 3V이면, 인덕터(L120)에 걸린 전압은 9V(12V - 3V)이다. 따라서, 인덕터(L120)가 인덕턴스(L)을 가지면, 전류(I_IND)가 증가하는 비율은 9V/L 이다.

제어 신호(PWM1)가 로직 LOW 상태로 전환되면, 트랜지스터(Q140)는 off되고 인덕터(L120)에 걸린 전압은 인덕터 전류(I_IND)의 레벨을 유지하는데 필요한 값으 로 즉시 변경된다. 예를 들면, 상기 예를 사용하여(공급 전압(VBATT) = 12V, LED(D110) Vf = 3V), 인덕터(L120)의 입력 단자(즉, LED(D110)에 연결된 인덕터(L120)의 업스트림 단자)는 9V로 유지될 것이다. 따라서, 인덕터(L120)의 출력 단자는 공급 전압(VBATT) 값과 쇼트키 다이오드(S130)의 순방향 전압 값의 합으로 올라간다. 쇼트키 다이오드(S130)가 0.2V의 순방향 전압을 가지면, 스위칭 트랜지스터(Q140)가 꺼진 직후 인덕터(L120)의 출력 단자는 12.2V (12V + 0.2V)가 될 것이다.

이와 같이, 트랜지스터(Q140)가 꺼진 직후, 인덕터(L120)는 쇼트키 다이오드(S130)를 통해 공급 전압(VBATT)으로 방전하기 시작하므로 LED(D110)를 통하는 전류 흐름을 유지한다. 그러나, 스위칭 사이클의 상기 단계 동안의 전류 흐름은 인덕터(L120)에 저장된 마그네틱 필드에 의해 발생되기 때문에, 전류(I_IND)는 상기 마그네틱 필드가 방산하므로 감소한다. 인덕터(L120)에 걸린 전압이 상기 방전 단계 동안 상대적으로 일정한 레벨로 유지되기 때문에, 전류(I_IND)는 인덕터(L120)의 인덕턴스에 의해 나눠진 인덕터(L120)에 걸린 전압과 또 다시 같은 선형 비율로 감소한다. 예를 들면, VBATT가 12V이고, LED(D110)의 순방향 전압이 3V이면, 인덕터(L120)의 입력 단자는 9V(12V - 3V)일 것이고, 동시에 인덕터(L120)의 출력 단자는 12.2V일 것이다(쇼트키 다이오드(S130)가 0.2V의 순방향 전압을 가질 때). 따라서, 인덕터(L120)에 걸린 전압은 3.2V(12.2V - 9V)이고, I_IND가 감소하는 비율은 3.2V/L이다.

전통적인 스위칭 모드 조정기는 연속 전도 모드(CCM: Continuous Conduction mode) 또는 불연속 전도 모드(DCM: Discontinuous Conduction Mode)로 동작한다. CCM 동작에서, 인덕터 전류(I_IND)는 '0(zero)'이 아닌 2 가지 전류 값 사이를 순환한다. 도 1B는 CCM 동작에서 시간에 대한 인덕터 전류(I_IND)의 샘플 그래프(GC)를 도시한다. 그래프(GC)는 최소 전류(IC_MIN)와 최대 전류(IC_MAX) 사이를 상승 및 하강한다. 그래프(GC)의 선형 증가 및 감소 프로파일 때문에, 평균 전류(IC_AVG)는 아래 수학식 1과 같이 단순히 최대 전류(IC_MAX)와 최소 전류(IC_MIN)의 평균이다.

IC_AVG = (IC_MAX + IC_MIN) / 2

상기 평균 전류 결정은 인덕터 전류(I_IND)에 대한 상승하강 파형의 일부의 상대적인 기울기와 관계가 없다는 것을 주의해야한다.

DCM 동작 동안, 인덕터 전류는 방전 사이클의 일부동안 '0'으로 떨어지는 것이 허용된다. 다시 말하면, 인덕터의 마그네틱 필드는 붕괴하는 것이 허용되고, 따라서 전류는 더 이상 인덕터(L120)(그리고 LED(D110))를 통해 흐르지 않는다. 일정 시간 후에, 제어 신호(PWM1)는 트랜지스터(Q140)를 다시 on시키고, 전류(I_IND)는 '0'에서부터 증가하기 시작한다. 도 1C는 상기 DCM 작동 중에서 시간에 대한 인덕터 전류(I_IND)의 샘플 그래프(GD)를 도시한다. 그래프(GD)는 초기에 '0'에서 최대 전류(ID_MAX)로 상승하고, 이후에 '0'으로 하강하여 오프타임 기간(D)동안 '0'으로 남아 있는다. DCM 동작 중의 평균 전류(ID_AVG)는 따라서 아래 수학식 2와 같이, 시간의 비에 의해 계산된 최대 전류(ID_MAX)의 절반과 같으며, 인덕터 전류(I_IND)는 '0'이 아닌 값이다.

IC_AVG = (ID_MAX/2) * (1 - D/T)

여기서 T는 전류 파형의 기간이다(즉, 연속하는 피크 간의 시간).

상기된 것과 같이, LED의 출력은 LED에 공급된 평균 전류에 의해 결정된다. 따라서, CCM 동작 동안의 평균 전류(IC_AVG)의 정확한 생성 및 DCM 동작 동안의 평균 전류(ID_AVG)의 정확한 생성은 적합한 LED 기능에 중요하다. 불행하게도, CCM 또는 DCM 동작에 대한 정확한 평균 전류 제어는 대단히 복잡할 수 있다. 예를 들면, 스위칭 조정기 회로(100)(도 1A)가 CCM에서 동작할 때, 최대 전류(IC_MAX) 및 최소 전류(IC_MIN) 값은 제어 신호(PWM1)의 듀티 사이클(duty cycle)에 의해 결정된다. 특히, 제어 신호(PWM1)의 각 사이클의 로직 HIGH 부분은 인덕터 전류(I_IND)가 최소 전류(IC_MIN)로부터 최대 전류(IC_MAX)까지 올라가려면 충분히 길어야 하는 동시에, 각 사이클의 로직 LOW 부분은 인덕터 전류(I_IND)가 전류(IC_MAX)로부터 전류(IC_MIN)까지 내려가려면 충분히 길어야 한다. 그러나, 동작 특성의 변화 때문에(예를 들면, 공급 전화(VBATT)의 실제 값, LED(D110)의 실제 순방향 전압, 및 인덕터(L120)의 실제 인덕턴스는 회로에 따라서 약간은 모두 변화할 것이다), 스위칭 제어에 응답하여 생성된 인덕터 전류(I_IND)의 실제 값을 측정하는 데 추가적인 회로 소자가 사용되어야 한다. 또한, 이러한 추가적인 전류 모니터링 회로 소자로부터 기인한 피드백 루프는 결과 제어 신호(PWM1)를 적절하게 조정하기 위해 정교한 제어를 요구할 수 있다. 대체적으로, 실행 복잡성 및 비용 을 더욱 증가시키는 PID 제어기(예를 들면, PID 제어기(100))가 사용된다. 유사한 결점이 DCM의 사용에 적용되며, 각 사이클(즉, 도 1C 의 오프타임 기간(D))동안 오프타임 기간의 추가 때문에 더욱 심한 어려움이 있다.

전통적인 스위칭 조정기 회로(회로(100)와 같은)에 대한 다른 문제점은 PID 제어기의 적절한 기능을 허용하도록 로드 전류를 모니터링하는 것이 센스 저항기가 LED와 함께 직렬로 배치되는 것을 요구하는 것이다. 센스 저항기는 불필요한 전력 소비를 최소화하도록 상대적으로 커야하고, 따라서 스위칭 조정기 회로의 외부에 보통 존재한다. 그러나, 상기 외부 배치는 이후에 스위칭 조정기 회로에 대한 패키징이 센스 저항기에 걸린 전압의 측정을 가능하게 하도록 추가적인 핀을 포함할 것을 요구한다. 핀 수의 증가는 전통적인 스위칭 조정기 IC 에 대한 더욱 바람직하고 작은 칩 패키징의 사용을 배제할 수 있다.

따라서, 정확한 평균 로드 전류를 제공하도록 쉽게 설정될 수 있는 단순한 스위칭 조정기를 제공하는 것이 바람직하다.

전통적인 스위칭 조정기 회로는 요구된 평균 로드 전류를 생성하기 위해 복잡한 전류 모니터링 회로 소자 및 피드백 제어 로직을 요구한다. CCM와 DCM 사이의 크로스오버 지점에 전도 모드를 유지하기 위해 단순한 제어 회로를 사용함으로써, 평균 로드 전류는 쉽게 예측될 수 있고, 이에 의해 PWM 제어 신호 및 부수적인 전류 모니터링 회로 소자에 대한 필요를 제거한다. 또한, 최소 로드 전류가 '0'인 XCM(Crossover Conduction Mode)에서 동작함으로써, 상기 방식으로 동작된 스위칭 조정기에 의해 전달된 평균 전류는 단순히 최대 인덕터 전류의 함수이다. 따라서, 최대 인덕터 전류만이 스위칭 조정기 회로가 요구된 평균 로드 전류를 제공하도록 한정될 필요가 있으며, 이에 의해 설정 요구를 매우 단순화한다.

일 실시예에서, 스텝 다운 스위칭 조정기는 로드(LED 와 같은)에 제공된 인덕터 전류가 '0'과 지정된 최대 전류 사이에서 변하도록 동작될 수 있다. 충전 단계의 동작 동안, 로드와 직렬인 인덕터는 상위 및 하위 공급 전압 사이에 연결되기 때문에, 인덕터가 충전되면서, 인덕터에 흐르는 전류(그리고 로드에 흐르는 전류)는 선형으로 증가한다. 인덕터 전류가 요구된 최대 레벨에 도달한 것을 검출하면, 상위 및 하위 공급 전압 사이의 회로는 차단되고(즉, 인덕터는 공급 전압 중 하나로부터 연결이 끊어진다), 인덕터는 인덕터와 로드 사이에 루프를 생성하는 바이패스 쇼트키 다이오드를 통해 방전된다. 인덕터가 방전됨에 따라, 인덕터 전류는 최대 전류로부터 선형으로 감소한다. 인덕터 전류가 '0'에 도달한 것을 검출하면, 상위 및 하위 공급 전압 사이의 회로는 완성되고(즉, 인덕터가 공급 전압에 다시 연결된다), 따라서 전류는 인덕터가 충전됨에 따라 증가하기 시작한다.

일 실시예에서, 상위 공급 전압과 하위 공급 전압 사이의 회로를 차단하는 지시(즉, 방전 모드로 전환)는 상위와 하위 공급 전압 사이의 회로를 차단/완성하는 스위칭 제어 회로에 걸린 전압 강하를 모니터링 함으로써 최대 요구 인덕터 전류를 검출하는 "정지 사이클" 제어 회로에 의해서 제공될 수 있다. 스위칭 제어 회로에 대한 저항을 결정함으로써(예를 들면, 스위칭 제어 회로의 스위칭 트랜지스터에 대한 저항), 로드 전류가 요구된 최대 레벨일 때 스위칭 제어 회로에 걸린 문턱 전압 강하는 계산될 수 있다. 스위칭 제어 회로에 걸린 상기 전압 강하가 상기 문턱 전압에 도달하면, 정지 사이클 제어 회로는 스위칭 제어 회로가 상위 및 하위 공급 전압 사이의 회로를 차단하고 방전 단계의 동작으로 교번하도록 지시할 수 있다.

다른 실시예에서, 상위 공급 전압과 하위 공급 전압 사이의 회로를 완성하라는 지시는 바이패스 쇼트키 다이오드의 바이어스 상태를 모니터함으로써 인덕터 전류가 '0'으로 떨어지는 시점을 검출하는 "시작 사이클" 제어 회로에 의해 제공될 수 있다. 방전 상태의 동작 동안, 쇼트키 다이오드는 인덕터에 의해 순방향 바이어스되어 로드 전류가 계속 흐르도록 허용한다. 그러나, 일단 인덕터의 마그네틱 필드가 붕괴하면, 쇼트키 다이오드는 순방향 바이어스를 벗어나고 로드 전류는 '0'으로 떨어진다. 시작 사이클 제어 회로가 순방향 바이어스를 벗어나는 쇼트키 다이오드를 검출하면, 시작 사이클 제어 회로는 스위칭 제어 회로에게 상위 및 하위 공급 전압 사이의 회로를 완성하여 충전 단계의 동작으로 교번하도록 지시할 수 있다.

일 실시예에서, 상기된 시작 및 정지 사이클 제어 회로는 비교기와 원샷을 사용하여 실행될 수 있다. 방전 단계 동안, 쇼트키 다이오드와 인덕터 사이의 접합부의 전압이 쇼트키 다이오드에 연결된 공급 전압으로 상승(또는 회로에 따라서 하강)할 때, 시작 사이클 제어 회로의 비교기는 상승 에지를 생성할 수 있다. 상기 비교기에 의해 생성된 상승 에지 신호는 시작 사이클 제어 신호의 원샷에 의해 "시작" 펄스 신호로 전환될 수 있다. 시작 펄스는 이후에 스위칭 제어 회로의 래치에 제공되어 스위칭 트랜지스터를 on시키는 레벨로 래치의 출력을 설정하여 상위와 하위 공급 전압 사이의 회로를 완성한다. 따라서 충전 단계의 동작을 다시 시작한다.

한편, 쇼트키 다이오드와 인덕터 사이의 접합부의 전압이 충전 단계 동안 문턱 값에 도달할 때(요구된 최대 로드 전류에 도달된 것을 표시) 정지 사이클 제어 회로의 비교기는 상승 에지를 생성할 수 있다. 상기 상승 에지 신호는 정지 사이클 제어 회로의 원샷에 의해 "정지" 펄스 신호로 전환될 수 있다. 정지 펄스는 이후에 스위칭 제어 회로의 래치에 제공되어 래치의 출력을 스위칭 트랜지스터를 off시켜 상위와 하위 공급 전압 사이의 회로를 차단하는 레벨로 설정하고, 이에 의해 방전 단계의 동작을 재시작한다.

본 발명은 다음의 설명과 도면을 참조하여 더욱 잘 이해될 수 있을 것이다.

도 1A 는 전통적인 스위칭 조정기 회로의 회로도이고,

도 1B 및 1C 는 스위칭 조정기 회로에 대한 CCM 및 DCM 동작의 전류 파형 그래프이고,

도 2A 는 XCM 조정기 회로 소자를 병합한 스위칭 조정기 회로의 회로도이고,

도 2B 는 스위칭 조정기 회로에 대한 XCM 동작의 전류 파형 그래프이고,

도 3 은 XCM 조정기 회로 소자를 병합한 다른 스위칭 조정기 회로의 회로도이다.

전통적인 스위칭 조정기 회로는 요구된 평균 로드 전류를 생성하기 위해 복잡한 전류 모니터링 회로와 피드백 제어 로직을 요구한다. CCM과 DCM 사이의 크로스오버 지점에서 컨덕터 모드를 유지하기 위해 단순 제어 회로를 사용함으로써, 평균 로드 전류는 쉽게 예측될 수 있고, 이에 의해 PWM 제어 신호와 부수적인 전류 모니터링 회로 소자에 대한 필요가 제거될 수 있다. 또한, 최소 로드 전류가 '0'인 상기 XCM 에서 동작함으로써, 상기와 같이 작동된 스위칭 조정기에 의해 전달된 평균 전류는 단순히 최대 인덕터 전류의 함수이다. 따라서, 최대 인덕터 전류만이 스위칭 조정기 회로가 요구된 평균 로드 전류를 제공하도록 한정될 필요가 있고, 이에 의해 설정 요구를 매우 단순화한다.

도 2 는 LED(D210)를 구동하는 스텝 다운 스위칭 조정기 회로(200)의 회로도를 도시한다. 스위칭 조정기 회로(200)의 동작은 예를 들기 위한 목적으로 구동 LED(D210)에 대하여 기술되었다. LED(D210)는 특정 평균 전류를 요구하는 임의의 다른 종류의 로드로 대체될 수 있다.

스위칭 조정기 회로(200)는 인덕터(L220), 쇼트키 다이오드(S230), 스위칭 제어 회로(240), 시작 사이클 제어 회로(250), 정지 사이클 제어 회로(260), 및 선택적 출력 캐패시터(C270)를 포함한다. LED(D210), 인덕터(L220), 및 스위칭 제어 회로(240)는 공급 전압 단자(201)와 공급 전압 단자(201)(공급 전압(VBATT)을 수신하도록 연결됨)와 공급 전압 단자(202)(접지됨) 사이에 직렬로 연결되며, LED(D210)의 애노드 및 캐소드는 인덕터(L22)에 각각 연결된다. 쇼트키 다이오드(S230)가 인덕터(L220)의 출력 단자(222)(즉, 인덕터(L220)의 다운스트림 단자) 와 공급 전압 단자(201) 사이에 연결되며(쇼트키 다이오드(S230)의 애노드 및 캐소드는 인덕터(L220) 및 공급 전압 단자(201)에 각각 연결된다), 출력 캐패시터(C270)는(만약 존재한다면) LED(D210)를 통해 연결된다. 한편, 시작 사이클 제어 회로(250)의 입력은 인덕터(L220)의 공급 전압 단자(201)와 출력 단자(222)에 연결되고, 정지 사이클 제어 회로(260)의 입력은 인덕터(L220)의 출력 단자(222) 및 기준 입력 단자(203)(기준 전압(VREF)을 수신하도록 연결된)에 연결된다. 최종적으로, 시작 사이클 제어 회로(250) 및 정지 사이클 제어 회로(260)의 출력은 스위칭 제어 회로(240)의 입력에 연결된다.

스위치 제어 회로(240)는 공급 전압 단자(202)와 인덕터(L220) 사이의 연결을 생성 및 차단하기 위한 회로를 포함한다. 예를 들기 위한 목적으로, 상기 스위칭 능력은 공급 전압 단자(202)와 인덕터(L220)의 출력 사이에 연결된 스위칭 제어 회로(240)의 NMOS 트랜지스터(Q245)에 의해 제공된다(트랜지스터(Q245)의 저항은 저항기(R245)에 의해 나타내진다). 그러나, 임의의 다른 종류의 스위칭 요소(또는 회로)가 사용될 수 있다. 스위칭 제어 회로(240)가 트랜지스터(Q245)를 on시켜 공급 전압 단자(202)를 인덕터(L220)에 연결함으로써 공급 전압 단자(201 및 202) 사이의 회로를 완성할 때, 전류(I_IND)는 인덕터(L220)의 마그네틱 필드가 충전됨에 따라 인덕터(L220)를 통해(그리고 LED(D210)를 통해) 흐르기 시작한다. 도 1A 에 대하여 상기된 것과 같이, 스위칭 조정기 회로(200)에 대한 상기 "충전" 단계의 동작 동안, 인덕터 전류(I_IND)는 인덕터(L220)의 인덕턴스로 나눠진 인덕터(L220)에 걸린 전압에 선형으로 비례하여 증가한다.

정지 사이클 제어 회로(260)가 인덕터 전류(I_IND)가 요구된 최대 전류에 도달했음을 검출하면, 정지 사이클 제어 회로(260)는 스위칭 제어 회로(240)가 트랜지스터(Q245)를 off시키는 정지 신호(S_OFF)를 생성하도록 하여 충전 단계의 동작을 종료한다(그리고 아래 더욱 상세히 기술된 방전 단계의 동작을 개시한다). 일 실시예에서, 정지 사이클 제어 회로(260)는 인덕터(L220)의 출력 단자(222)의 전압(VMON)을 모니터링 함으로써 상기 최대 전류 검출을 수행할 수 있다. 증가된 인덕터 전류(I_IND)가 트랜지스터(Q245)에 걸린 전압 강하(트랜지스터(Q245)의 저항(R245) 때문에)를 증가시키기 때문에, 전압(VMON)은 인덕터 전류(I_IND)가 증가함에 따라 증가한다. 저항(R245)은 전형적으로 매우 작기 때문에, 적은 전류와 관련된 전압(VMON)의 변화는 인덕터 전류(I_IND)에 대한 파형의 선형성에 상당한 영향을 미치지 않을 것이다. 정지 사이클 제어 회로(260)는 인덕터 전류(I_IND)가 요구된 최대 전류 레벨과 같을 때 전압(VMON)의 기대치에 부합하도록 선택된 기준 전압(VREF)을 전압(VMON)과 비교할 수 있다. 예를 들면, 일 실시예에서, 기준 전압(VREF)은 스위칭 트랜지스터(Q245)의 "on" 저항과 인덕터 전류(I_IND)의 요구된 최대 값을 곱함으로써 결정될 수 있다. 이와 같이, 전류(I_IND)의 최대 값은 적절한 기준 전압(VREF)을 정지 사이클 제어 회로(260)에 공급함으로써 설정될 수 있다.

스위칭 제어 회로(240)가 인덕터(L220)와 공급 전압 단자(202) 사이의 연결을 차단하면(이에 의해 공급 전압 단자(201 및 202) 사이의 회로를 차단하면), 인덕터(L220)는 그것의 출력 단자(222)에 전압(VMON)을 즉시 상승시킴으로써 공급 전 압(VBATT)과 쇼트키 다이오드(S230)의 순방향 전압의 합을 제공하여 전류(I_IND)의 임의의 변화에 저항하도록 시도한다. 예를 들면, 공급 전압(VBATT)이 12V와 같고 0.2V의 순방향 전압을 가진 쇼트키 다이오드(S230)에 있어서, 공급 전압 단자(202)로부터 인덕터(L220)를 차단하는 스위칭 제어 회로(240)에 응답하여, 인덕터(L220)는 즉시 전압(VMON)을 12.2V(12V + 0.2V)로 상승시키고, 이에 의해 전류(I_IND)가 계속해서 흐르는 것을 허용한다(LED(D210), 인덕터(L220), 및 쇼트키 다이오드(S230)에 의해 형성된 루프 내에서).

스위칭 조정기 회로(200)에 대한 상기 "방전" 단계의 동작 동안, 전류(I_IND)는 인덕터(L220)에 저장된 마그네틱 필드에 의해 구동되어 진다. 따라서, 전류(I_IND)는 인덕터(L220)이 방전됨에 따라서 선형으로 감소한다. 시작 사이클 제어 회로(250)가 인덕터 전류(I_ND)가 '0'으로 떨어졌음을 검출하면, 시작 사이클 제어 회로(250)는 스위칭 제어 회로(240)가 트랜지스터(Q245)를 on시키는 시작 신호(S_ON)를 생성하고, 이에 의해 방전 단계의 동작을 종료하며 충전 단계를 재시작한다. 일 실시예에서, 시작 사이클 제어 회로(250)는 인덕터(L220)의 출력 단자(222)의 전압(VMON)을 모니터링 함으로써 상기 "'0' 전류" 검출을 수행할 수 있다. 인덕터(L220)의 마그네틱 필드가 붕괴하고 전류(I_IND)가 '0'으로 떨어지면 전압(VMON)은 공급 전압(VBATT)으로 떨어진다. 이와 같이, 전압(VMON)이 공급 전압(VBATT)에 도달할 때 시작 신호(S_ON)를 생성함으로써, 시작 사이클 제어 회로(250)는 적당한 XCM 동작을 위해 방전 단계로부터 충전 단계로 스위칭 시점에 대해 정확한 제어를 제공할 수 있다. 회로(200)의 동작이 충전 및 방전 단계 사이에 서 앞뒤로 교번하기 때문에, 만약 존재한다면, 캐패시터(C270)는 출력 전압 필터링을 제공하고, 이에 의해 LED(D210)에 더욱 안정적인 로드 전압이 제공되는 것을 허용한다.

이와 같이, 시작 사이클 제어 회로(250), 정지 사이클 제어 회로(260), 및 스위칭 제어 회로(240)는 인덕터 전류(I_IND)가 '0'으로 떨어지면 공급 전압 단자(202)에 인덕터(L220)를 연결하고, 인덕터 전류(I_IND)가 요구된 최대 전류에 도달하면 인덕터(L220)와 공급 전압 단자(202) 사이의 연결을 차단하는 종합 조정기 제어 회로를 형성한다. 일 실시예에서, 시작 사이클 제어 회로(250)는 쇼트키 다이오드(S230)가 순방향 바이어스를 벗어나면(예를 들면, 전압(VMON)이 공급 전압(VBATT)의 레벨로 떨어지면) 시작 신호(S_ON)를 생성하는 임의의 회로를 포함할 수 있고, 정지 사이클 제어 회로(260)는 스위칭 회로에 걸린 전압이 문턱 레벨로 상승하면(예를 들면, 전압(VMON)이 기준 전압(VREF)의 레벨로 상승하면) 정지 신호(S_OFF)를 생성하는 임의의 회로를 포함할 수 있고, 스위칭 제어 회로(240)는 신호(S_ON 및 S_OFF)에 각각 응답하여 인덕터(L220)와 공급 전압 단자(202)를 연결 및 차단하는 임의의 회로를 포함할 수 있다.

예를 들면, 시작 사이클 제어 회로(250) 및 정지 사이클 제어 회로(260)는 원샷(252 및 262)을 피드(feed)하는 비교기(251 및 261)를 각각 포함할 수 있다. 원샷(252 및 262)은 스위칭 제어 회로(240)의 SR 래치(241)의 세트 단자 및 리셋 단자에 각각 입력하고, 래치(241)의 출력은 스위칭 트랜지스터(Q245)의 게이트를 구동한다. 이후에, 비교기(251 및 261)를 적절하게 설정함으로써, 스위칭 제어 회 로(240)는 스위칭 조정기 회로(200)가 다이오드(D210)를 통하는 전류가 '0'일 때 그것의 충전 단계의 동작으로부터 그것의 방전 단계의 동작으로 교번하고, 다이오드(D210)를 통하는 전류가 요구된 최대 전류에 도달할 때 방전으로부터 충전 동작으로 교번하도록 제어될 수 있다.

예를 들면, 비교기(251)의 비-반전 및 반전 입력은 공급 전압 단자(201)와 인덕터(L220)의 출력 단자(222)에 각각 연결될 수 있다. 원샷(252)은 비교기(251)의 출력의 상승 에지에 응답하는 로직 HIGH 펄스로써 시작 신호(S_ON)를 생성하도록 설정된다. 비교기(251)가 상승 에지 출력을 생성하는 유일한 때는 인덕터(L220)의 마그네틱 필드가 붕괴할 때이다(즉, 쇼트키 다이오드(S230)가 순방향 바이어스를 벗어나고 인덕터(L220)의 단자(222)가 공급 전압(VBATT)으로 떨어질 때). 이때, 인덕터(L220)는 LED(D210)을 통해 어떤 전류도 더이상 공급할 수 없다. 따라서, 원샷(252)은 전류(I_IND)가 '0'에 도달하면 신호(S_ON)만을 발생할 것이다. 신호(S_ON)의 로직 HIGH 펄스는 이후에 스위칭 제어 회로(240)의 SR 래치(241)에 제공되어 SR 래치(241)의 출력을 로직 HIGH 레벨로 전환하고, 이에 의해 스위칭 트랜지스터(Q245)를 on시킨다. 이와 같이, 시작 사이클 제어 회로(250)는 LED(D210)를 통하는 전류가 '0'에 도달하면 방전 상태로부터 충전 상태로 스위칭 조정기 회로(200)의 동작을 교번할 수 있다.

한편, 비교기(261)의 비-반전 입력 및 반전 입력은 인덕터(L220)의 출력 단자(222) 및 기준 전압 단자(203)에 각각 연결될 수 있다. 원샷(262)은 비교기(261)의 출력의 상승 에지에 반응하는 로직 HIGH 펄스로써 정지 신호(S_OFF)를 생성하도록 설정된다. 비교기(261)가 상승 에지를 생성하는 유일한 때는 전류(I_IND)가 기준 전압(VREF)의 레벨로 스위칭 트랜지스터(Q245)에 걸린 전압 강하를 상승시키기에 충분히 높을 때이다; 즉, 인덕터(L220)를 통하는 요구된 최대 전류가 도달될 때이다. 따라서, 원샷(262)은 전류(I_IND)가 요구된 최대 레벨에 도달하면 신호(S_OFF)만을 발생할 것이다. 신호(S_OFF)의 로직 HIGH 펄스는 이후에 로직 LOW 레벨로 래치(241)의 출력을 교번하도록 래치(241)의 리셋 단자에 제공될 수 있고, 이에 의해 스위칭 트랜지스터(Q245)를 off시킨다. 이와 같이, 정지 사이클 제어 회로(260)는 인덕터(L220)를 통하는 전류가 요구된 최대 전류에 도달하면 충전 단계로부터 방전 단계로 스위칭 조정기 회로(200)의 동작을 교번할 수 있다.

이와 같이, 스위칭 제어 회로(240), 시작 사이클 제어 회로(250), 및 정지 사이클 제어 회로(260)는 스위칭 조정기 회로(200)의 동작을 효과적으로 "기록(clock)"하며, 이에 의해 '0'과 요구된 최대 전류 사이에서 선형으로 상승 및 하강하는 주기적 전류 파형을 인덕터(L220)를 통해 생성한다. 상기 모드의 동작은 전통적인 CCM과 DCM의 동작 사이에 있기 때문에 XCM 동작으로 나타내질 수 있다. 전통적인 스위칭 조정기 회로(도 1A 의 회로(100)과 같은)와는 다르게, 스위칭 조정기 회로(200)는 상기 XCM의 동작 모드를 제공하기 위해 임의의 복잡한 PWM 생성 로직 또는 피드백 제어 로직을 요구하지 않는다. 또한, XCM 동작은 LED(D210)에 조화를 이루는 외부 센스 저항기에 대한 요구를 제거하고, 이에 의해 스위칭 조정기 회로(200)의 임의의 칩 패키징에 요구된 핀의 개수를 최소화한다.

도 2B 는 도 2A 에 도시된 스위칭 조정기 회로(200)에 의해 생성될 수 있는 예시적인 XCM 그래프(GX)를 도시한다. 그래프(GX)는 전류 '0'과 최대 전류(IX_MAX) 사이에서 상승 및 하강한다. 그래프(GX)에서 최소 전류가 '0' 이기 때문에, LED(D210)에 전달된 평균 전류(IX_AVG)는 아래 수학식 3 과 같이 단순히 최대 전류(IX_MAX)의 절반이다:

IX_AVG = IX_MAX / 2

도 2A 에 대해 상기한 것과 같이, 최대 전류(IX_MAX)는 기준 전압(VREF)에 의해 결정된다. 따라서, 스위칭 조정기 회로(200)는 적절한 기준 전압(VREF)을 단순히 제공함으로써 임의의 요구된 평균 전류(IX_AVG)를 LED(D210)에 제공하도록 쉽게 설정될 수 있다. 주목할 것은 스위칭 조정기 회로(200)내에서 장치 작동 허용 오차 때문에 충전 단계로부터 방전 단계(즉, 그래프(GX)의 계곡의 골)로 전이는 '0'에서 정확하게 그리고 순간적으로 일어나지 않을 수 있다. 예를 들면, 시작 사이클 제어 회로(250)는 상기 전이가 실제로 발생하기 바로 직전 또는 직후에 인덕터 전류(I_IND)가 '0'으로 떨어지는 것을 검출할 수 있다. 그러나, 도 3B에 도시된 이상적인 XCM 프로파일로부터 이러한 적은 편차는 상당한 성능 하락을 전형적으로 야기하지는 않는다. 예를 들면, LED에 공급된 평균 전류는 광 출력의 임의의 가시적으로 검출가능한 변화가 관찰될 수 있기 전에 최소 10%는 전형적으로 변화해야한다.

주목할 것은 XCM 파형(도 2B 에 도시된)을 생성하는 다양한 스위칭 조정기 회로는 쉽게 명백해질 것이다. 예를 들면, 도 3은 낮은 공급 전압(도 3A의 스위칭 조정기 회로(300)에서와 같은)보다는 높은 공급 전압에서 교번함으로써 XCM 동작을 제공하는 스텝 다운 스위칭 조정기 회로(300)를 도시한다. 도 3은 LED(D210)를 구동하기 위한 스위칭 조정기 회로(300)의 회로도를 도시한다. 스위칭 조정기 회로(300)의 동작은 구동 LED(D310)에 대하여 예를 들기 위한 목적으로 기술되었다. LED(D310)는 제어 가능한 평균 전류를 요구하는 임의의 다른 종류의 로드로 대체될 수 있다.

스위칭 조정기(300)는 인덕터(L320), 쇼트키 다이오드(S330), 스위칭 제어 회로(340), 시작 사이클 제어 회로(350), 정지 사이클 제어 회로(360), 및 선택적 출력 캐패시터(C370)를 포함한다. 스위칭 제어 회로(340), 인덕터(L320), 및 LED(D310)는 공급 전압 단자(301)(공급 전압(VBATT)를 수신하도록 연결됨) 및 공급 전압 단자(302)(접지됨) 사이에 직렬로 연결되며, LED(D310)의 애노드 및 캐소드는 인덕터(L320) 및 공급 전압 단자(302)에 각각 연결된다. 출력 캐패시터(C370)는(만약 존재한다면) LED(D310)와 병렬로 연결되며, 쇼트키 다이오드(S330)는 공급 전압 단자(302)와 인덕터(L320)의 입력 단자(322)(즉, 인덕터(L320)의 업스트림 단자) 사이에 연결되며, 쇼트키 다이오드(S330)의 애노드 및 캐소드는 인덕터(L320) 및 공급 전압 단자(302)에 각각 연결된다. 반면, 시작 사이클 제어 회로(350)의 입력은 공급 전압 단자(302) 및 인덕터(L320)의 입력 단자(321)에 연결되고, 정지 사이클 제어 회로(360)의 입력은 인덕터(L320)의 입력 단자(321) 및 기준 입력 단자(303)(기준 전압(VREF2)을 수신하도록 연결됨)에 연결된다. 마지막으로, 시작 사이클 제어 회로(350) 및 정지 사이클 제어 회로(360)의 출력은 스위칭 제어기 회 로(340)의 입력에 연결된다.

스위칭 제어 회로(340)는 인덕터(L320)와 공급 전압 단자(301) 사이의 연결을 성립 및 차단하기 위한 회로 소자를 포함한다. 예를 들기 위한 목적으로, 상기 스위칭 능력은 공급 전압 단자(302)(트랜지스터(Q345)의 저항은 저항기(R245)에 의해 나타내진다) 및 인덕터(L320)의 입력 단자(321) 사이에 연결된 스위칭 제어 회로(340)의 PMOS 트랜지스터(Q345)에 의해 제공된다. 그러나, 임의의 다른 종류의 스위칭 요소(또는 회로)가 사용될 수 있다.

스위칭 제어 회로(340)가 트랜지스터(Q345)를 on시켜 공급 전압 단자(301)와 인덕터(L320)를 연결시키면, 전류(I_IND)는 인덕터(L320)의 마그네틱 필드가 충전됨에 따라(즉, 충전 단계의 동작) 인덕터(L320)를 통해서(그리고 LED(D310)를 통해) 흐르기 시작한다. 정지 사이클 제어 회로(360)는 요구된 최대 전류가 언제 도달했는 지 측정하기 위해(예를 들면, 스위칭 제어 회로(340)에 걸린 전압 강하를 모니터링 함으로써) 상기 인덕터 전류를 모니터할 수 있다. 예를 들면, 기준 전압(VREF2)은 공급 전압(VBATT)에서 요구된 최대 전류와 트랜지스터(Q345)의 저항(즉, R345)의 곱을 뺀 값으로 정의될 수 있다. 정지 사이클 제어 회로(360)는 이후에 인덕터(L320)의 입력 단자(321)의 전압(VMON2)과 기준 전압(VREF2)을 비교할 수 있고, 전압(VMON2)이 전압(VREF2)의 레벨로 상승하면 트랜지스터(Q345)를 off시키도록 스위칭 제어 회로(340)에 지시한다(정지 신호(S_OFF)를 발생시킴으로써).

트랜지스터(Q345)가 off되어 공급 전압 단자(301)와 인덕터(L320) 사이의 연결이 차단되면, 인덕터(L320)는 쇼트키 다이오드(S330)의 순방향 전압에 의해 전 압(VMON2)을 즉시 그라운드 아래로 강하시킴으로써 전류(I_IND)의 임의의 변화에 저항을 시도한다. 예를 들면, 0.2V의 순방향 전압을 가지는 쇼트키 다이오드(S330)에 있어서, 인덕터(L320)는 트랜지스터(Q345)의 off에 반응하여 전압(VMON2)을 -0.2V(접지 - 0.2V)로 끌어내리고, 이에 의해 전류(I_IND)가 계속해서 흐르는 것을 허용한다(인덕터(L320), LED(D310), 및 쇼트키 다이오드(S330)에 의해 형성된 루프 내에서).

상기 방전 단계의 동작 동안, 전류(I_IND)는 인덕터(L320)에 저장된 마그네틱 필드에 의해 공급된다. 인덕터(L320)가 방전함에 따라서, 전류(I_IND)는 인덕터(L320)의 마그네틱 필드가 붕괴할 때까지 선형으로 감소하고, 전류(I_IND)는 '0'으로 떨어진다. 이때, 쇼트키 다이오드(S330)는 순방향 바이어스를 벗어나고 전압(VMON2)은 접지로 돌아온다. 시작 사이클 제어 회로(350)가 전류(I_IND)가 '0'으로 떨어진 것을 검출하면(예를 들어, 전압(VMON2)이 접지로 다시 상승한 것을 검출함으로써), 시작 사이클 제어 회로(350)는 시작 신호(S_ON)를 생성한다. 시작 신호(S_ON)는 스위칭 제어 회로가 트랜지스터(Q345)를 다시 on시키도록 지시하고, 전류(I_IND)는 인덕터(L320)가 충전됨에 따라 다시 상승하기 시작한다. 만약 존재한다면, 캐패시터(C370)는 회로(300)의 동작이 충전 및 방전 단계 사이를 교번하면서 출력 전압 필터링을 제공하고, 이에 의해 LED(D310)에 더욱 안정적인 로드 전압이 제공되도록 허용한다.

이와 같이, 시작 사이클 제어 회로(350), 정지 사이클 제어 회로(360), 및 스위칭 제어 회로(340)는 인덕터 전류(I_IND)가 '0'으로 떨어질 때 공급 전압 단 자(301)를 인덕터(L320)에 연결하고, 인덕터 전류(I_IND)가 요구된 최대 전류에 도달할 때 공급 전압 단자(301)와 인덕터(L320) 사이의 연결을 차단하여 XCM 동작을 제공하는 스위칭 조정기 회로(300)를 위한 종합 조정기 제어 회로를 형성한다. 일 실시예에서, 시작 사이클 제어 회로(350)는 쇼트키 다이오드(S330)가 순방향 바이어스를 벗어나면 시작 신호(S_ON)를 생성하는 임의의 회로를 포함할 수 있고, 정지 사이클 제어 회로(360)는 스위칭 회로에 걸린 전압 강하가 문턱 레벨로 상승하면 정지 신호(S_OFF)를 생성하는 임의의 회로를 포함할 수 있고, 스위칭 제어 회로(340)는 신호(S_ON 및 S_OFF)에 각각 반응하여 공급 전압 단자(301)와 인덕터(L320)를 연결하고 연결을 차단하는 임의의 회로를 포함할 수 있다.

예를 들면, 시작 사이클 제어 회로(350) 및 정지 사이클 제어 회로(360)는 원샷(352 및 362)을 각각 피드(feed)하는 비교기(351 및 361)를 각각 포함할 수 있다. 차례로, 원샷(352 및 362)은 스위칭 제어 회로(340)의 SR 래치(341)의 리셋 단자 및 세트 단자를 각각 피드하며, 래치(341)의 출력은 스위칭 트랜지스터(Q345)의 게이트를 구동한다. 비교기(351 및 361)를 적절하게 설정함으로써, 스위칭 제어 회로(340)는 다이오드(D310)를 통하는 전류가 '0'으로 떨어지면 스위칭 조정기 회로(300)가 그것의 충전 단계 동작으로부터 그것의 방전 단계 동작으로 교번하고, 다이오드(D310)를 통하는 전류가 요구된 최대 전류로 상승하면 방전으로부터 충전 동작으로 교번하도록 제어될 수 있다.

예를 들면, 비교기(351)의 반전 및 비-반전 입력은 공급 전압 단자(302)와 인덕터(L320)의 입력 단자(321)에 각각 연결될 수 있다. 원샷(352)은 비교기(351) 의 출력의 상승 에지에 반응하는 로직 HIGH 펄스로써 시작 신호(S_ON)를 생성하도록 설정된다. 비교기(351)가 상승 에지 출력을 생성하는 유일한 때는 인덕터(L320)의 마그네틱 필드가 붕괴할 때이다(즉, 쇼트키 다이오드(S330)가 순방향 바이어스를 벗어나고 인덕터(L320)의 단자(321)의 전압이 접지로 상승할 때). 이때, 인덕터(L320)는 LED(D310)를 통하여 전류를 더 이상 공급할 수 없다. 따라서, 원샷(352)은 전류(I_IND)가 '0'에 도달하면 신호(S_ON)만을 펄스로 발송할 것이다. 신호(S_ON)의 로직 HIGH 펄스는 이후에 스위칭 제어 회로(340)의 SR 래치(341)에 제공되어 SR 래치(341)의 출력을 로직 LOW 레벨로 교번하고, 이에 의해 스위칭 트랜지스터(Q345)를 on시킨다. 이와 같이, 시작 사이클 제어 회로(350)는 인덕터(L320)를 통하는 전류가 '0'에 도달하면 스위칭 조정기 회로(300)의 동작을 방전 상태로부터 충전 상태로 교번할 수 있다.

한편, 비교기(361)의 비-반전 입력 및 반전 입력은 인덕터(L320)의 입력 단자(321) 및 기준 전압 단자(303)에 각각 연결될 수 있다. 원샷(362)은 비교기(361)의 출력의 상승 에지에 반응하여 로직 HIGH 펄스로써 정지 신호(S_OFF)를 생성하도록 설정된다. 비교기(361)가 상승 에지를 생성하는 유일한 때는 전류(I_IND)가 스위칭 트랜지스터(Q345)에 걸린 전압 강하가 기준 전압(VREF2)의 레벨로 상승하도록 충분히 높을 때이다; 즉, LED(D310)를 통하는 요구된 최대 전류가 도달되었을 때). 따라서, 원샷(362)은 전류(I_IND)가 요구된 최대 레벨에 도달하면 신호(S_OFF)만을 펄스로 발송할 것이다. 신호(S_OFF)의 로직 HIGH 펄스는 이후에 래치(341)의 세트 단자에 제공되어 래치(341)의 출력을 로직 HIGH 레벨로 교번 하며, 이에 의해 스위칭 트랜지스터(Q345)를 off시킨다. 이와 같이, 정지 사이클 제어 회로(360)는 인덕터(L320)를 통하는 전류가 요구된 최대 전류에 도달하면 스위칭 조정기 회로(300)의 동작을 충전 단계로부터 방전 단계로 교번할 수 있다.

이와 같이, 스위칭 제어 회로(340), 시작 사이클 제어 회로(350), 및 정지 사이클 제어 회로(360)는 스위칭 조정기 회로(300)의 동작을 효과적으로 "기록(clock)"하고, 이에 의해 XCM의 동작 모드에서 스위칭 조정기 회로(300)를 동작한다. 도 2A 에 도시된 스위칭 조정기 회로(200)와 같이, 스위칭 조정기 회로(300)는 상기 XCM의 동작 모드를 제공하기 위해 PWM 생성 로직 또는 피드백 제어 로직(및 임의의 외부 센스 저항기)에 대한 요구를 제거함과 동시에, LED(D310)에 대한 평균 전류의 단순한 한정을 허용한다(즉, 기준 전압(VREF2)에 적절한 값을 세팅함으로써).

본 발명은 일부 실시예와 관련하여 설명되었지만, 본 발명은 개시된 실시예에 의해 한정되지 않고 기술 분야의 평균 지식을 가진 당업자에게 있어 명확한 다양한 변형이 가능하다. 예를 들면, 변동 전압 소스는 변화되는 LED(S230 및 S330)에 제공된 평균 전류를 각각 허용하기 위해(예를 들면, 출력광의 색상을 조정하기 위해) 도 2A 및 3의 기준 전압(VREF 및 VREF2)을 각각 제공하도록 포함될 수 있다. 이와 같이, 본 발명은 다음의 청구범위에 의해서만 제한된다.

Claims

로드에 평균 전류를 제공하는 스위칭 조정기에 있어서,

인덕터, 및

상기 평균 전류를 상기 로드에 공급하기 위해 상기 인덕터를 충전 및 방전하는 크로스오버 컨덕터 모드(XCM: Crossover Conductor Mode) 제어 회로를 포함하고,

상기 XCM 제어 회로는 상기 인덕터를 통한 상기 전류가 '0'(Zero)으로 떨어지는 것을 검출하면 상기 인덕터하는 것을 검출하면 상기 인덕터를 방전하기 시작하는 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 1 항에 있어서,

상기 미리 지정된 최대 전류가 상기 평균 전류의 2 배와 같은 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 1 항에 있어서,

제 1 전압 공급 단자;

제 2 전압 공급 단자; 및

상기 인덕터의 제 1 단자와 상기 제 1 전압 공급 단자 사이에 연결된 쇼트키(Schottky) 다이오드를 추가로 포함하고,

상기 XCM 제어 회로는 상기 인덕터를 충전하도록 상기 인덕터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 연결을 생성하고, 상기 XCM 제어 회로는 상기 인덕터를 방전하도록 상기 인덕터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 연결을 차단하는 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 3 항에 있어서,

상기 인덕터가 충전될 때, 상기 쇼트키 다이오드는 순방향 바이어스 상태이고,

상기 XCM 제어 회로는,

상기 인덕터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 상기 연결을 생성 및 차단하는 스위칭 제어 회로; 및

상기 쇼트키 다이오드가 순방향 바이어스를 벗어나 떨어지면 상기 스위칭 제어 회로에 상기 인덕터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 상기 연결을 생성하도록 지시하는 시작 사이클 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 4 항에 있어서,

상기 XCM 제어 회로는,

상기 스위칭 제어 회로의 전압 강하가 문턱 전압에 도달하면, 상기 스위칭 제어 회로에 상기 인덕터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 상기 연결을 차단하도록 지시하는 정지 사이클 제어 회로를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 5 항에 있어서,

상기 시작 사이클 제어 회로는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자의 제 1 전압이 상기 제 1 공급 전압 단자의 제 1 공급 전압과 같은 것을 검출하고, 검출된 경우 제 1 펄스를 생성하기 위해 제 1 원샷에 연결된 제 1 비교기를 포함하고,

상기 정지 사이클 제어 회로는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자의 제 1 전압이 기준 전압과 같은 것을 검출하고, 검출된 경우 제 2 펄스를 생성하기 위해 제 2 원샷에 연결된 제 2 비교기를 포함하고,

상기 스위칭 제어 회로는, 상기 인덕터의 상기 제 1 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간에 연결된 트랜지스터; 및 상기 트랜지스터의 게이트에 연결된 출력을 가지는 SR 래치를 포함하고,

상기 SR 래치는 상기 제 1 펄스와 제 2 펄스에 반응하여 각각 상기 트랜지스 터를 on/off하도록 설정된 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 6 항에 있어서,

상기 쇼트키 다이오드의 애노드는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자에 연결되고 상기 쇼트키 다이오드의 캐소드는 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결되고,

상기 제 1 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자에 연결된 제 1 비반전 입 력 및 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결된 제 1 반전 입력을 포함하고,

상기 제 1 원샷의 제 1 출력은 상기 SR 래치의 세트 단자에 연결되고,

상기 제 2 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자에 연결된 제 2 비반전 입력 및 상기 기준 전압을 받기 위한 제 2 반전 입력을 포함하고,

상기 제 2 원샷의 제 2 출력은 상기 SR 래치의 리셋 단자에 연결되고,

상기 트랜지스터는 NMOS 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 7 항에 있어서,

상기 트랜지스터는 저항을 구비하고,

상기 기준 전압은 상기 저항 및 미리 지정된 최대 전류의 곱과 같은 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 6 항에 있어서,

상기 쇼트키 다이오드의 애노드는 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결되고 상기 쇼트키 다이오드의 캐소드는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자에 연결되고,

상기 제 1 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자에 연결된 제 1 비반전 입력 및 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결된 제 1 반전 입력을 포함하고,

상기 제 1 원샷의 제 1 출력은 상기 SR 래치의 리셋 단자에 연결되고,

상기 제 2 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 1 단자에 연결된 제 2 비반전 입 력 및 상기 기준 전압을 받기 위한 제 2 반전 입력을 포함하고,

상기 제 2 원샷의 제 2 출력은 상기 SR 래치의 세트 단자에 연결되고,

상기 트랜지스터는 PMOS 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기.
제 9 항에 있어서,

상기 트랜지스터는 저항을 구비하고,

상기 기준 전압은 상기 제 2 공급 전압 단자의 공급 전압에서 상기 저항과 상기 미리 지정된 최대 전류의 곱을 뺀 값과 같은 것을 특징으로 하는 스위칭 조정 기.
로드에 평균 전류를 제공하는 스위칭 조정기를 작동하는 방법에 있어서,

상기 스위칭 조정기는 상기 로드와 직렬로 연결된 인덕터를 포함하고,

상기 인덕터를 충전하는 것은 상기 로드를 통해 흐르는 전류를 증가하게 하고, 상기 인덕터를 방전하는 것은 상기 로드를 통해 흐르는 전류를 감소하게 하고,

상기 방법은 상기 증가한 전류가 최대 전류에 도달하는 것이 검출될 때까지 상기 인덕터를 충전하는 단계; 상기 감소한 전류가 '0' 에 도달하는 것이 검출될 때까지 상기 인덕터를 방전하는 단계; 및 충전 및 방전의 상기 단계를 교번하는 단계를 포함하고,

상기 최대 전류는 상기 평균 전류의 2 배와 실질적으로 같은 것을 특징으 로 하는 스위칭 조정기 작동 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 인덕터를 충전하는 단계는 트랜지스터의 전압 강하가 문턱 전압에 도달할 때까지 상기 인덕터를 상기 트랜지스터를 통해 제 1 공급 전압에 연결하는 것을 포함하고,

상기 인덕터의 제 1 단자는 상기 로드의 제 1 단자에 연결되고, 상기 인덕터의 제 2 단자는 쇼트키 다이오드에 의해 상기 로드의 제 2 단자에 연결되고,

상기 인덕터를 방전하는 단계는 상기 쇼트키 다이오드가 순방향 바이어스를 벗어나 떨어지면 상기 인덕터를 상기 제 1 공급 전압에 연결하는 단계를 포함하고,

상기 쇼트키 다이오드는 상기 충전하는 단계 동안 순방향 바이어스 상태인 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기 작동 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 쇼트키 다이오드가 순방향 바이어스를 벗어나 떨어지면 상기 인덕터를 상기 제 1 공급 전압으로 연결하는 단계는,

상기 인덕터와 상기 쇼트키 다이오드 간의 접합부의 테스트 전압을 상기 로드의 상기 제 2 단자에 연결된 제 2 공급 전압과 비교하는 단계; 및

상기 테스트 전압이 상기 제 2 공급 전압에 도달하면 상기 트랜지스터를 on하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 조정기 작동 방법.
전기 회로에 있어서

제 1 공급 전압을 받기 위한 제 1 공급 전압 단자;

제 2 공급 전압을 받기 위한 제 2 공급 전압 단자;

상기 제 1 공급 전압 단자에 연결된 로드;

인덕터의 제 1 단자가 상기 로드에 연결된 인덕터;

상기 제 1 공급 전압 단자와 상기 인덕터의 제 2 단자 사이에 연결된 쇼트키 다이오드; 및

상기 인덕터를 통한 전류가 미리 지정된 최대 전류에 도달한 것이 검출되면 상기 제 2 공급 전압 단자로부터 상기 인덕터의 상기 제 2 단자를 차단하고 상기 인덕터를 통한 전류가 '0' 에 도달한 것이 검출되면 상기 제 2 공급 전압 단자에 상기 인덕터의 상기 제 2 단자를 연결하기 위한 XCM 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 14 항에 있어서,

상기 로드는 LED를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 14 항에 있어서,

상기 인덕터를 통한 상기 전류가 증가하면, 상기 쇼트키 다이오드가 순방향 바이어스 상태이고,

상기 XCM 제어 회로는,

상기 인덕터의 상기 제 2 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 연결을 생 성 및 차단하는 스위칭 제어 회로; 및

상기 쇼트키 다이오드가 순방향 바이어스를 벗어나 떨어지면 상기 인덕터의 상기 제 2 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 상기 연결을 생성하도록 상기 스위칭 제어 회로에 지시하는 시작 사이클 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 16 항에 있어서,

상기 XCM 제어 회로는,

상기 스위칭 제어 회로의 전압 강하가 문턱 전압에 도달하면, 상기 인덕터의 상기 제 2 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간의 상기 연결을 차단하도록 상기 스위칭 제어 회로에 지시하는 정지 사이클 제어 회로를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 17 항에 있어서,

상기 시작 사이클 제어 회로는 제 1 원샷에 연결된 제 1 비교기를 포함하고, 상기 인덕터의 상기 제 2 단자의 제 1 전압이 제 2 공급 전압과 같은 것을 제 1 비교기가 검출하면 제 1 원샷은 제 1 펄스를 생성하고,

상기 정지 사이클 제어 회로는 제 2 원샷에 연결된 제 2 비교기를 포함하고, 상기 인덕터의 상기 제 2 단자의 제 1 전압이 기준 전압과 같은 것을 제 2 비교기가 검출하면 제 2 원샷은 제 2 펄스를 생성하고,

상기 스위칭 제어 회로는 상기 인덕터의 상기 제 2 단자와 상기 제 2 전압 공급 단자 간에 연결된 트랜지스터; 및 상기 트랜지스터의 게이트에 연결된 출력을 가지는 SR 래치를 포함하고,

상기 SR 래치는 상기 제 1 펄스와 제 2 펄스에 반응하여 각각 상기 트랜지스터를 on/off하도록 설정된 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 쇼트키 다이오드의 애노드는 상기 인덕터의 상기 제 2 단자에 연결되고 상기 쇼트키 다이오드의 캐소드는 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결되고,

상기 제 1 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 2 단자에 연결된 제 1 비반전 입력 및 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결된 제 1 반전 입력을 포함하고,

상기 제 1 원샷의 제 1 출력은 상기 SR 래치의 세트 단자에 연결되고,

상기 제 2 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 2 단자에 연결된 제 2 비반전 입력 및 상기 기준 전압을 수신하는 제 2 반전 입력을 포함하고,

상기 제 2 원샷의 제 2 출력은 상기 SR 래치의 리셋 단자에 연결되고,

상기 트랜지스터는 NMOS 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 19 항에 있어서,

상기 트랜지스터는 저항을 구비하고,

상기 기준 전압은 상기 저항 및 미리 지정된 최대 전류의 곱과 같은 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 18 항에 있어서,

상기 쇼트키 다이오드의 애노드는 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결되고 상기 쇼트키 다이오드의 캐소드는 상기 인덕터의 상기 제 2 단자에 연결되고,

상기 제 1 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 2 단자에 연결된 제 1 비반전 입력 및 상기 제 1 공급 전압 단자에 연결된 제 1 반전 입력을 포함하고,

상기 제 1 원샷의 제 1 출력은 상기 SR 래치의 리셋 단자에 연결되고,

상기 제 2 비교기는 상기 인덕터의 상기 제 2 단자에 연결된 제 2 비반전 입력 및 상기 기준 전압을 받기 위해 제 2 반전 입력을 포함하고,

상기 제 2 원샷의 제 2 출력은 상기 SR 래치의 세트 단자에 연결되고,

상기 트랜지스터는 PMOS 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 회로.
제 21 항에 있어서,

상기 트랜지스터는 저항을 구비하고,

상기 기준 전압은 상기 제 2 전압에서 상기 저항 및 상기 미리 지정된 최대 전류의 곱을 뺀 값과 같은 것을 특징으로 하는 전기 회로.
LED를 구동하는 방법에 있어서,

선형으로 증가한 전류가 문턱 전류 레벨에 도달할 때까지 상기 선형으로 증가한 전류를 상기 LED에 공급하는 단계;

선형으로 감소한 전류가 '0' 에 도달할 때까지 상기 선형으로 감소한 전류를 상기 LED에 공급하는 단계; 및

상기 선형으로 증가한 전류와 상기 선형으로 감소한 전류를 교번하여 공급하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 구동 방법.