JP2008539565A - 降圧電圧調整器を用いた発光ダイオード電流バイアス制御 - Google Patents

Abstract

【課題】高出力ＬＥＤ駆動用に高精度の駆動電流を供給でき単純な回路構成で効率の高い降圧スイッチング型電圧調整器を提供する。
【解決手段】高出力ＬＥＤの駆動に特に適した降圧スイッチング型電圧調整器は、連続導通モード（ＣＣＭ）と断続導通モード（ＤＣＭ）との間の転換点で動作を維持する転換点導通モード（ＸＣＭ）を有する。このＸＣＭ動作は出力電流零と最大値との間で漸増および漸減を繰り返すインダクタ電流波形を生ずる。ＸＣＭ制御回路の中の一つ以上の比較器を、インダクタ電流漸増段階とインダクタ電流漸減段階との間の切換えの制御に用いる。この構成により、複雑な饋還ループ論理回路および比例微積分回路の制御によるＰＷＭ信号発生論理回路を不要にし、外付けの電流検出用抵抗器およびそれに伴う接続用ピンを不要にする。
【選択図】図２Ａ

Description

この発明は電子回路に関し、より詳しくいうと、この発明は発光ダイオードのための高精度電流バイアス制御回路に関する。

発光ダイオード（ＬＥＤ）はその陽極と陰極との間を流れる電流に応答して光子を放出するダイオードである。ＬＥＤは他の光源に比べて寿命、効率および寸法の面で優れているために新型の照明用によく用いられている。ＬＥＤが適している応用分野は、高効率高出力ＬＥＤの開発に伴って絶えず拡大している。例えば、多様な自動車用照明素子（例えば、車両内部照明用、車両外部照明用）がＬＥＤ光源に代わりつつある。

これら大電力用途（すなわち、負荷電圧（例えば白色光ＬＥＤの場合は約３．６Ｖ）と入力電源電圧（例えば車載電池では約１２Ｖ）との間の電圧差が大きい用途）でＬＥＤに適切に電力供給するには、通常は「降圧」または「バック」スイッチング型電圧調整器を用いる。スイッチング型電圧調整器は、入力電圧を高速切換えして電磁エネルギーを蓄積素子（通常はインダクタ）に蓄積し、その蓄積した電磁エネルギーを負荷素子（たとえばＬＥＤ）に伝達する。このスイッチング手法によると、総負荷電流値が最大電流レベルと最小電流レベルとの間で繰返し漸増および漸減する。この漸増および漸減電流を平滑化するように小さいフィルタを出力側に配置してＬＥＤに一定の負荷電流を供給する。したがって、スイッチング型電圧調整はＬＥＤの駆動に適している。すなわち、このスイッチング動作に応答したＬＥＤの光出力は、ＬＥＤの実際の出力レベルがＬＥＤへの供給電流平均値で定まるので、一定光出力として観察されるからである。

図１ＡはＬＥＤ Ｄ１０を駆動するための従来慣用の降圧スイッチング型電圧調整器回路１００を示す。回路１００は高い入力電圧ＶＢＡＴＴ（例えば電池電圧１２Ｖ）を所望のＬＥＤ駆動電圧（例えば、白色光ＬＥＤの場合は３．６Ｖ）に降圧した所望の平均駆動電流を供給するバック（ｂｕｃｋ）スイッチング型電圧調整器回路である。この回路１００は、検出用抵抗器Ｒ１５０，ＬＥＤ Ｄ１１０，インダクタＬ１２０，およびスイッチングトランジスタＱ１４０を電源電圧ＶＢＡＴＴ供給点と接地電位点との間に直列接続した直列回路を含む。出力キャパシタＣ１６０を電源電圧ＶＢＡＴＴ供給点とＬＥＤ Ｄ１１０およびインダクタＬ１２０の接続点との間に接続し、SchottkyダイオードＳ１３０を電池電圧ＶＢＡＴＴ供給点とインダクタＬ１２０の出力端子（すなわち、トランジスタＱ１４０に接続したインダクタＬ１２０の下流側端子）との間に接続する。また、この回路１００は、上記検出用抵抗器Ｒ１５０の両端子とインダクタＬ１２０およびSchottkyダイオードＣ１３０の接続点とに接続した入力と、スイッチングトランジスタＱ１４０のゲートに接続した出力とを有する比例微積分（ＰＩＤ）コントローラ１０１を備える。

ＬＥＤ Ｄ１１０を駆動するには、ＰＩＤコントローラ１０１が検出用抵抗器Ｒ１５０の両端子間電圧降下（ＬＥＤ Ｄ１１０を流れる電流に比例）を測定するとともにインダクタＬ１２０とSchottkyダイオードＳ１３０との間の接続点の変動電圧を測定することによりＬＥＤ Ｄ１１０の電流値をモニタする。負荷（ＬＥＤ）電流の検出値に応答してＰＩＤコントローラ１０１は、パルス幅変調（ＰＷＭ）を受けた制御信号ＰＷＭ１をトランジスタＱ１４０のゲートに加える。この制御信号ＰＷＭ１は、トランジスタＱ１４０をそれぞれオン状態およびオフ状態に切り換える論理ハイのレベルおよび論理ロウのレベルを有する矩形波入力信号である。トランジスタＱ１４０をオンオフ切換えすることにより、インダクタＬ１２０を充放電させて所望の平均負荷電流をＬＥＤ Ｄ１１０に供給する。一方、キャパシタＣ１６０はこのスイッチング動作の結果をフィルタ処理して比較的に一定した出力電圧をＬＥＤ Ｄ１１０の両端子間に加える。

このスイッチング型電圧調整器回路１００の動作をより詳しく述べると、制御信号ＰＷＭ１が論理ハイの状態ではトランジスタＱ１４０がオンになり、電源電圧ＶＢＡＴＴ供給点と接地電位点との間に電流経路が形成される。その状態で電流がＬＥＤ Ｄ１１０を通じて流れ始め、インダクタＬ１２０に電磁エネルギーを蓄積させる。インダクタＬ１２０の電磁エネルギー蓄積が増加するに伴い、インダクタＬ１２０を流れる（したがってＬＥＤ Ｄ１１０を流れる）電流Ｉ＿ＩＮＤが増加する。電源電圧ＶＢＡＴＴはＤＣ電圧であるので、電流Ｉ＿ＩＮＤはインダクタＬ１２０の端子電圧をインダクタＬ１２０のインダクタンスで割った値に等しい割合で直線状に増加する。例えば、電源電圧ＶＢＡＴＴが１２ＶでありＬＥＤ Ｄ１１０の順方向電圧が３Ｖである場合は、インダクタＬ１２０にかかる電圧は９Ｖ（１２Ｖ−３Ｖ）となる。したがって、インダクタＬ１２０のインダクタンスがＬである場合は、電流Ｉ＿ＩＮＤの増加速度は９Ｖ／Ｌとなる。

制御信号ＰＷＭ１が論理ロウ状態に切り換わると、トランジスタＱ１４０はオフ状態になり、インダクタＬ１２０の端子電圧は、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤのレベルを維持するのに必要な値に直ちに変動する。例えば、上述の例（電源電圧ＶＢＡＴＴ＝１２Ｖ、ＬＥＤ Ｄ１１０ Ｖｆ＝３Ｖ）の場合は、インダクタＬ１２０の入力端子（すなわち、ＬＥＤ Ｄ１１０に接続した上流側端子）は９Ｖに維持される。したがって、インダクタＬ１２０の出力端子の電圧は電源電圧ＶＢＡＴＴ＋SchottkyダイオードＳ１３０順方向電圧の値に跳ぶ。SchottkyダイオードＳ１３０の順方向電圧が０．２Ｖである場合は、スイッチングトランジスタＱ１４０のオフ状態への切換直後のインダクタＬ１２０の出力端子の電圧は１２．２Ｖ（１２Ｖ＋０．２Ｖ）になる。

上述のとおり、トランジスタＱ１４０のオフ状態への切換の直後にインダクタＬ１２０がSchottkyダイオードＳ１３０を通じて電源電圧ＶＢＡＴＴ供給点に放電を始め、それによってＬＥＤ Ｄ１１０を流れる電流を維持する。しかし、スイッチングサイクルのこの段階での電流はインダクタＬ１２０に蓄積された電磁エネルギーによって生ずるので、電流Ｉ＿ＩＮＤは、上述の場合と同様に、インダクタＬ１２０の端子電圧をインダクタＬ１２０のインダクタンス値で割った値に等しい割合で直線的に減少する。例えば、電源電圧ＶＢＡＴＴが１２ＶでありＬＥＤ Ｄ１１０の順方向電圧が３Ｖである場合は、インダクタＬ１２０の入力端子は９Ｖ（１２Ｖマイナス３Ｖ）で、インダクタＬ１２０の出力端子は１２．２Ｖ（SchottkyダイオードＳ１３０の順方向電圧が０．２Ｖの場合）となる。したがって、インダクタＬ１２０の端子電圧は３．２Ｖ（１２．２Ｖマイナス９Ｖ）となり、電流Ｉ＿ＩＮＤの減少速度は３．２Ｖ／Ｌとなる。

従来慣用のスイッチング型電圧調整器は、連続電流モード（ＣＣＭ）または断続導通モード（ＤＣＭ）で動作する。ＣＣＭ動作では、零でない二つの電流値の間でインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤは循環変動する。図１ＢはＣＣＭ動作の場合のインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤの時間変動グラフＧＣの例を示す。グラフＧＣは電流最小値ＩＣ＿ＭＩＮと電流最大値ＩＣ＿ＭＡＸとの間で漸増し漸減する。グラフＧＣの直線状漸増および漸減により、平均電流ＩＣ＿ＡＶＧは、次式、すなわち
［式１］ ＩＣ＿ＡＶＧ＝（ＩＣ＿ＭＡＸ＋ＩＣ＿ＭＩＮ）／２
で示されるとおり、単に電流最大値ＩＣ＿ＭＡＸおよび電流最小値ＩＣ＿ＭＩＮの平均値となる。なお、この平均電流値算出はインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤの波形の漸増部および漸減部の相対的勾配とは無関係であることが認識されよう。

ＤＣＭ動作中は、放電サイクルの一部にわたってインダクタ電流は零まで低下し得る。すなわち、インダクタに蓄積された電磁エネルギーが消失して、その結果インダクタＬ１２０を流れる電流（すなわちＬＥＤ Ｄ１１０を流れる電流）が零になり得る。ある時間の経過ののち制御信号ＰＷＭ１がトランジスタＱ１４０をオン状態に復帰させ、電流Ｉ＿ＩＮＤが零から増加し始める。図１ＣはこのＤＣＭ動作についてのインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤの時間変化のグラフの例ＧＤを示す。グラフＧＤは当初零から電流最大値ＩＤ＿ＭＡＸまで漸増し、次に零に漸減し、オフ状態期間Ｄにわたり零に留まる。したがって、ＤＣＭ動作の場合の平均電流ＩＤ＿ＡＶＧは、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが零以外の値をとる時間長部分でスケーリングした電流最大値ＩＤ＿ＭＡＸの半分に等しく、その関係は次式、すなわち
［式２］ ＩＤ＿ＡＶＧ＝（ＩＤ＿ＭＡＸ／２）＊（１−Ｄ／Ｔ）
で表される。ここで、Ｔは電流波形の周期（すなわち、相続くピーク相互間の時間長）である。

上述のとおり、ＬＥＤの出力はそのＬＥＤに供給される電流の平均値で定まる。したがって、ＣＣＭ動作中に平均電流値ＩＣ＿ＡＶＧを高精度で発生すること、およびＣＣＭ動作中に平均電流値ＩＤ＿ＡＶＧを高精度で発生することがＬＥＤの適正動作のために重要である。残念ながら、ＣＣＭ動作またはＤＣＭ動作のための高精度の平均電流制御は極めて複雑である。例えば、スイッチング型電圧調整器回路１００（図１Ａ）がＣＣＭモードで動作しているときは、最大電流ＩＣ＿ＭＡＸの値および最小電流ＩＣ＿ＭＩＮの値は制御信号ＰＷＭ１のデューティサイクルで定まる。より詳細に述べると、制御信号ＰＷＭ１の各サイクルの論理ハイの部分の長さが、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤのＩＣ＿ＭＩＮからＩＣ＿ＭＡＸへの漸増のために十分長く、上記各サイクルの論理ロウの部分の長さが、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤのＩＣ＿ＭＡＸからＩＣ＿ＭＩＮへの漸減のために十分長くなければならない。しかし、動作特性のばらつき（例えば、電流電圧ＶＢＡＴＴの実際の値、ＬＥＤ Ｄ１１０の実際の順方向電圧値、およびインダクタＬ１２０の実際のインダクタンス値には回路相互間でばらつきがある）のために、上記スイッチ制御に応答して生ずるインダクタ電流の実際の値の測定に負荷回路を用いる必要がある。また、上記の付加的電流モニタ回路の採用によって必要になる饋還ループは、制御信号ＰＷＭ１を正しく制御するように複雑な制御を必要とする。通常はＰＩＤコントローラ（例えばＰＩＤコントローラ１００）を用い、そのために実用化の複雑性とコストが増大する。上述の欠点がＤＣＭモードの利用についても生じ、各サイクル期間中のオフ時間の付加（すなわち、図１Ｃのオフ状態の期間）により困難はいっそう大きくなる。

従来慣用のスイッチング型電圧調整器回路（上記回路１００など）のもう一つの問題点は、ＰＩＤコントローラの適切な動作の確保のための負荷電流のモニタ動作がＬＥＤに直列の検出用抵抗器の挿入を必要とすることである。この検出用抵抗器は、不要電力消費の最小化のために抵抗値の比較的大きいものにしなければならず、したがって、スイッチング型電圧調整器回路に外付けしなければならない。しかし、この部品を外付けするには、スイッチング型電圧調整器回路のパッケージに、検出用抵抗器の端子電圧の測定を可能にする付加ピンを設ける必要がある。ピン数の増加は、慣用のスイッチング型電圧調整器ＩＣのより好ましいチップパッケージングを困難にする。

ＵＳＰ ３ ７３６ ４９５ ＵＳＰ ３ ７５４ １８２ ＵＳＰ ５ ３５９ ２８０ ＵＳＰ ５ ９５９ ４４３

したがって、高精度の平均負荷電流を供給するように容易に構成できる単純なスイッチング型電圧調整器を提供する必要がある。

従来慣用のスイッチング型電圧調整器回路は所望の平均負荷電流の発生のために複雑な電流モニタ回路および饋還制御論理回路を必要とする。連続導通モードと断続導通モードとの間の転換点における導通モードの維持のために単純な制御回路を用いることによって、平均負荷電流値の予測は容易になり、ＰＷＭ制御信号は不要になり、それに伴う電流モニタ回路も不要になる。さらに、最小負荷電流が零になる転換点導通モード（ＸＣＭ）で動作させることによって、スイッチング型電圧調整器回路からの平均電流が最大インダクタ電流の関数になる。したがって、スイッチング型電圧調整器回路に所望の平均負荷電流を生じさせるのに最大インダクタ電流を画定するだけでよく、回路構成要件を大幅に単純化できる。

一つの実施例では、降圧スイッチング型電圧調整器を、負荷（ＬＥＤなど）へのインダクタ電流が零と所定の最大電流値との間で変動するように動作させることができる。エネルギー蓄積段階では負荷と直列接続のインダクタを高い方の電源電圧供給源と低い方の電源電圧供給源との間に接続し、インダクタの変動に伴いそのインダクタを流れる電流（すなわち負荷を流れる電流）が直線的に増加するようにする。そのインダクタ電流が所望の最大値レベルに達したことを検出すると、上記高い方の電源電圧供給源と低い方の電源電圧供給源との間の回路が非導通（すなわち、インダクタが上記二つの電源電圧供給源から接続解除される）となり、インダクタの蓄積エネルギーをインダクタと負荷との間のループを形成するバイパスSchottkyダイオードを通じて放電する。インダクタからの電磁エネルギーの放電とともにインダクタ電流は最大値から直線的に減少する。インダクタ電流が零に達したことを検出すると、上記高い方の電源電圧の供給源と低い方の電源電圧の供給源との間の回路が導通状態になって（すなわち、インダクタが電源電圧供給点に再び接続される）、インダクタによる電磁エネルギー蓄積に伴いインダクタ電流が増加し始める。

一つの実施例では、上記高い方の電源電圧供給源と低い方の電源電圧供給源との間の回路を非導通にする（すなわち、放電モードに切り換える）指示を「ストップサイクル」制御回路、すなわち上記高い方の電源電圧供給源と低い方の電源電圧供給源との間の回路を非導通／導通にする切換制御回路の両端子間の電圧降下をモニタすることにより所望のインダクタ電流最大値を検出する「ストップサイクル」制御回路から供給することができる。上記切換制御回路の抵抗値（例えば、上記切換制御回路のスイッチングトランジスタの抵抗値）を定めることによって、負荷電流が所望の最大値レベルにあるときの切換制御回路における上記電圧降下の閾値を算出できる。切換制御回路における上記電圧降下が上記閾値に達すると、上記ストップサイクル制御回路が、切換制御回路に対して上記高い方の電源電圧供給源と低い方の電源電圧供給源との間の回路を非導通にし放電モードに切り換える指示を与えることができる。

もう一つの実施例では、上記高い方の電源電圧供給源と低い方の電源電圧供給源との間の回路を導通状態にする指示を「スタートサイクル」制御回路、すなわちバイパスSchottkyダイオードのバイアス状態のモニタ動作によりインダクタ電流が零に低下する点を検出する「スタートサイクル」制御回路から供給できる。動作の放電段階の期間中は、Schottkyダイオードはインダクタにより順方向にバイアスされて負荷電流の継続を可能にする。しかし、インダクタ中の電磁エネルギーが消失すると、Schottkyダイオードは順方向バイアス状態から外れ、負荷電流は零に低下する。スタートサイクル制御回路がSchottkyダイオードの順方向バイアス状態からの逸脱を検出すると、そのスタートサイクル制御回路は、上記高い方の電源電圧供給源と低い方の電源電圧供給源との間の回路を導通状態にして電磁エネルギー蓄積状態に戻す切換えを切換制御回路に指示することができる。

一つの実施例では、上述のスタートサイクル制御回路およびストップサイクル制御回路を比較器および単安定マルチバイブレータで構成できる。上記放電段階の期間中にスタートサイクル制御回路の中の比較器は、Schottkyダイオードとインダクタとの間の接続点の電圧がそのSchottkyダイオードへの供給電圧まで上がる（または回路構成によっては下がる）と、上昇前縁を生じ得る。比較器が発生するこの上昇前縁信号をスタートサイクル制御回路の中の単安定マルチバイブレータにより「スタート」パルス信号に変換する。このスタートパルスを切換制御回路の中のラッチに供給して、上記高い方の電源電圧供給点と低い方の電源電圧供給点との間の回路を導通状態にするようにスイッチングトランジスタをオン状態にするレベルに上記ラッチの出力をセットし、上記電磁エネルギー蓄積段階を再開する。

一方、ストップサイクル制御回路の中の比較器は、Schottkyダイオードとインダクタとの間の接続点の電圧が電磁エネルギー蓄積段階の期間中に閾値に達する（所望の最大負荷電流値に達したことを表す）と、上昇前縁を生ずることができる。この上昇前縁信号はストップサイクル制御信号の中の単安定マルチバイブレータにより「ストップ」パルス信号に変換できる。このストップパルスを切換制御回路の中のラッチに供給してスイッチングトランジスタをオフ状態にし、高い方の電源電圧供給点と低い方の電源電圧供給点との間の回路を非導通状態にするレベルにラッチ出力をセットし、蓄積電磁エネルギーの放電段階を再開するようにする。

ＬＥＤなどの負荷への平均負荷電流を単純な回路構成で高精度に制御できる降圧スイッチング型電圧調整器を提供できる。

従来慣用のスイッチング型電圧調整器は所望の平均負荷電流の発生のために複雑な電流モニタ回路および饋還制御論理回路を必要とする。連続導通モードと断続導通モードとの間の転換点で導通モードを維持するための単純な制御回路を用いることによって、平均負荷電流の予測が容易になり、ＰＷＭ制御信号およびそれに伴う電流モニタ回路が不要になる。また、最小負荷電流が零になる上記転換点で導通モード（ＸＣＭ）で動作させることにより、そのモードで動作するスイッチング型電圧調整器からの平均電流を最大インダクタ電流の関数にすることができる。したがって、所望の平均負荷電流をスイッチング型電圧調整器に生じさせるのに最大インダクタ電流を画定するだけでよく、回路構成要件が著しく単純化される。

図２ＡはＬＥＤ Ｄ２１０駆動用の降圧スイッチング型電圧調整器２００の回路図である。このスイッチング型電圧調整器２００の動作をＬＥＤ Ｄ２１０の駆動について述べる以下の説明は例示だけを目的とするものである。ＬＥＤ Ｄ２１０は特定の平均電流供給を要する他の種類の負荷にも置換できる。

スイッチング型電圧調整器２００はインダクタＬ２２０と、SchottkyダイオードＳ２３０と、切換制御回路２４０と、スタートサイクル制御回路２５０と、ストップサイクル制御回路２６０と、オプションの出力キャパシタＣ２７０とを含む。ＬＥＤ Ｄ２１０と、インダクタＬ２２０と、切換制御回路２４０とを、電源電圧端子２０１（電源電圧ＶＢＡＴＴを受けるように接続）と電源電圧端子２０２（接地電位点に接続）との間に直列に接続し、ＬＥＤ Ｄ２１０の陽極および陰極を上記供給電圧端子２０１およびインダクタＬ２２０にそれぞれ接続する。出力端子Ｃ２７０（もし用いた場合）をＬＥＤ Ｄ２１０の両端子に接続し、SchottkyダイオードＳ２３０をインダクタＬ２２０の出力端子２２２（すなわち、インダクタＬ２２０の下流側端子）と電源電圧端子２０１との間に接続する（SchottkyダイオードＳ２３０の陽極および陰極をインダクタＬ２２０および電源電圧端子２０１にそれぞれ接続する）。一方、スタートサイクル制御回路２５０の入力を電源電圧端子２０１およびインダクタＬ２２０の出力端子２２２に接続し、ストップサイクル制御回路２６０の入力をインダクタＬ２２０の出力端子２２２および基準電圧入力端子２０３（基準電圧ＶＲＥＦを受けるように接続）に接続する。次に、これらスタートサイクル制御回路２５０およびストップサイクル制御回路２６０を切換制御回路２４０の入力に接続する。

切換制御回路２４０は電源電圧端子２０２とインダクタＬ２２０との間の接続を導通状態にしたり非導通状態にしたりする回路を含む。この導通状態および非導通状態の切換えは、例えば、インダクタＬ２２０の出力と電源電圧端子２０２との間に接続したＮＭＯＳトランジスタＱ２４５（このトランジスタＱ２４５の内部抵抗成分を抵抗器Ｒ２４５として図示）で行う。これ以外の切換素子（または回路）を用いることもできる。切換制御回路２４０がトランジスタＱ２４５をオン状態にして電源電圧端子２０１および２０２の間の回路を端子２０２とインダクタＬ２２０との接続を通じて導通状態にすると、電流Ｉ＿ＩＮＤがインダクタＬ２２０への電磁エネルギーの蓄積を伴いインダクタＬ２２０を通じて（したがってＬＥＤ Ｄ２１０を通じて）流れ始める。図１Ａについて述べたとおり、切換制御回路２００の電磁エネルギー蓄積動作の期間中は、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤがインダクタＬ２２０の端子電圧を同インダクタＬ２２０のインダクタンスで割った値に比例した割合で直線的に増加する。

このインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが所望の最大電流値に達したことをストップサイクル制御回路２６０が検出すると、この回路２６０は切換制御回路２４０にトランジスタＱ２４５をオフ状態に切り換えさせるストップ信号Ｓ＿ＯＦＦを発生し、これによって上記電磁エネルギー蓄積動作段階を終了させる（後述の放電段階を開始させる）。一つの実施例では、ストップサイクル制御回路２６０は上記最大電流検出をインダクタＬ２２０の出力端子２２２の電圧ＶＭＯＮをモニタすることによって行う。電圧ＶＭＯＮはインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤの増加に伴って増加する。すなわち、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが増加すると、トランジスタＱ２４５における（抵抗Ｒ２４５による）電圧降下が大きくなるからである。なお、抵抗Ｒ２４５は通常はごく小さいので、小電流関連の電圧ＶＭＯＮ変動はインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤの波形の直線性に目立った影響を及ぼさない。ストップサイクル制御回路２６０は電圧ＶＭＯＮを基準電圧ＶＲＥＦ、すなわちインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが所望最大電流値に等しいときの電圧ＶＭＯＮの期待値に対応するように選んだ基準電圧ＶＲＥＦと比較する。例えば、一つの実施例では、基準電圧ＶＲＥＦはインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤの所望の最大値とトランジスタＱ２４５のオン抵抗との乗算により算出する。このようにして電流Ｉ＿ＩＮＤの最大値をストップサイクル制御回路２６０への適切な基準電圧ＶＲＥＦの供給によりセットすることができる。

切換制御回路２４０がインダクタＬ２２０と電源電圧端子２０２との間の接続を非導通状態にする（それによって電源電圧端子２０１および２０２の間の回路を非導通状態にする）と、インダクタＬ２２０は、その出力端子２２２の電圧ＶＭＯＮを電源電圧ＶＢＡＴＴ＋SchottkyダイオードＳ２３０順方向電圧に直ちに上昇させることによって、電流Ｉ＿ＩＮＤの変化に抵抗しようとする。例えば、ＶＢＡＴＴが１２Ｖに等しくSchottkyダイオードＳ２３０の順方向電圧が０．２Ｖである場合は、切換制御回路２４０による電源電圧端子２０２からインダクタＬ２２０への回路の非導通化に応答して、インダクタＬ２２０は電圧ＶＭＯＮを直ちに１２．２Ｖ（１２Ｖ＋０．２Ｖ）に上昇させ、電流Ｉ＿ＩＮＤが引き続き流れるようにする（ＬＥＤ Ｄ２１０、インダクタＬ２２０およびSchottkyダイオードＳ２３０が形成するループを通じて）。

スイッチング型電圧調整器２００の上記「放電」段階の期間中は、インダクタＬ２２０に蓄積された電磁エネルギーが電流Ｉ＿ＩＮＤの供給源となる。したがって、この電流Ｉ＿ＩＮＤはインダクタＬ２２０からの放電に伴い直線的に減少する。この電流Ｉ＿ＩＮＤが零に低下したことをスタートサイクル制御回路２５０が検出すると、この制御回路２５０はスタート信号Ｓ＿ＯＮを発生し、この信号で制御回路２４０にトランジスタＱ２４５をオン状態に切り換えさせ、上記放電段階の終了および電磁エネルギー蓄積期間の再開に導く。一つの実施例では、スタートサイクル制御回路２５０はインダクタＬ２２０の出力端子の電圧ＶＭＯＮをモニタすることにより「零電流」検出を行う。電圧ＶＭＯＮは、インダクタＬ２２０の電磁エネルギーが消散して電流Ｉ＿ＩＮＤが零に低下すると、電源電圧ＶＢＡＴＴに低下する。すなわち、電圧ＶＭＯＮが電源電圧ＶＢＡＴＴに達したときスタート信号Ｓ＿ＯＮを生ずることにより、スタートサイクル制御回路２５０が上記放電段階からエネルギー蓄積段階への転換点の正確な制御を行い、正しいＸＣＭ動作を実現する。キャパシタＣ２７０を用いた場合は、このキャパシタＣ２７０は、上記回路２００の動作が上記放電段階およびエネルギー蓄積段階に繰返し切り換わるに伴い出力電圧フィルタ処理を行い、ＬＥＤ Ｄ２１０への負荷電圧をより安定化するようにする。

このようにして、スタートサイクル制御回路２５０，ストップサイクル制御回路２６０および切換制御回路２４０は、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが零に減少したときインダクタＬ２２０を電源電圧端子２０２に接続し、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが所望の最大電流値に達したときインダクタと電源電圧端子２０２との間の接続を非導通にする電圧調整器制御回路を構成する。一つの実施例では、スタートサイクル制御回路２５０はSchottkyダイオードＳ２３０が順方向バイアスを喪失したとき（すなわち電圧ＶＭＯＮが電源電圧ＶＢＡＴＴのレベルまで低下したとき）スタート信号を発生する任意の回路で構成でき、ストップサイクル制御回路２６０は切換回路の電圧降下が閾値電圧に達したとき（すなわち、電圧ＶＭＯＮが基準電圧ＶＲＥＦのレベルまで上昇したとき）ストップ信号Ｓ＿ＯＦＦを発生する任意の回路で構成でき、切換制御回路２４０は信号Ｓ＿ＯＮおよびＳ＿ＯＦＦにそれぞれ応答してインダクタＬ２２０と電源電圧端子２０２との間の接続をそれぞれ導通状態および非導通状態にする任意の回路で構成できる。

例えば、スタートサイクル制御回路２５０およびストップサイクル制御回路２６０は、単安定マルチバイブレータ２５２および２６２にそれぞれ比較出力を送る比較器２５１および２６１を備えて構成できる。これら単安定マルチバイブレータ２５２および２６２の出力を切換制御回路２４０の中のＳＲラッチ２４１のセット端子およびリセット端子にそれぞれ加えて、ラッチ２４１の出力でスイッチングトランジスタＱ２４５のゲートを制御するようにする。比較器２５１および２６１の構成を適宜選択することにより、切換制御回路２４０を、スイッチング型電圧調整器２００がＬＥＤ Ｄ２１０の電流が零のとき上記電磁エネルギー蓄積段階から放電段階へ、ＬＥＤ Ｄ２１０の電流が所望の最大電流値に達したとき放電段階からエネルギー蓄積段階へそれぞれ切り換わる形で制御することができる。

例えば、比較器２５１の非反転および反転入力を電源電圧端子２０１およびインダクタＬ２２０の出力端子２２２にそれぞれ接続することができる。単安定マルチバイブレータ２５２は比較器２５１の出力の上昇前縁に応答して論理ハイパルスとしてスタート信号Ｓ＿ＯＮを生ずるように構成する。比較器２５１が上昇前縁出力を生ずるのは、インダクタＬ２２０の電磁エネルギーが消散したとき（すなわち、SchottkyダイオードＳ２３０が順方向バイアスを喪失してインダクタＬ２２０の端子２２２の電圧が電源電圧ＶＢＡＴＴまで低下したとき）だけである。その時点でインダクタＬ２２０からＬＥＤ Ｄ２１０への電流供給は既に止まっている。したがって、単安定マルチバイブレータ２５２は電流Ｉ＿ＩＮＤが零に達したときだけパルス信号Ｓ＿ＯＮを生ずる。信号Ｓ＿ＯＮの論理ハイのパルスは切換制御回路２４０の中のＳＲラッチ２４１に送られてそのＳＲラッチ２４１の出力を論理ハイに切り換え、スイッチングトランジスタＱ２４５をオン状態にする。このようにして、スタートサイクル制御回路２５０は、スイッチング型電圧調整器の動作を、ＬＥＤ Ｄ２１０の電流が零に達したとき、上記放電段階からエネルギー蓄積段階に切り換えることができる。

一方、比較器２６１の非反転入力および反転入力はインダクタＬ２２０の出力端子２２２および基準電圧端子２０３にそれぞれ接続する。単安定マルチバイブレータ２６２は比較器２６１の上昇前縁に応答してストップ信号Ｓ＿ＯＦＦを論理ハイのパルスとして生ずるように構成してある。比較器２６１が上昇前縁の出力を生ずるのは、電流Ｉ＿ＩＮＤがスイッチングトランジスタＱ２４５の電圧降下を基準電圧ＶＲＥＦのレベルまで上げるのに十分な大きさであるとき、すなわちインダクタＬ２２０を通じた電流が所望の最大値に達したときだけである。したがって、単安定マルチバイブレータ２６２は電流Ｉ＿ＩＮＤが所望の最大値レベルに達したときだけパルス信号Ｓ＿ＯＦＦを生ずる。信号Ｓ＿ＯＦＦの論理ハイのパルスはラッチ２４１のリセット端子に加え、ラッチ２４１の出力を論理ロウのレベルに切り換え、トランジスタＱ２４５をオフ状態にする。このようにして、ストップサイクル制御回路２６０は、スイッチング型電圧調整器２００の動作を、インダクタＬ２２０の電流が所望の最大値に達したとき、エネルギー蓄積段階から放電段階に切り換えることができる。

上述のとおり、切換制御回路２４０，スタートサイクル制御回路２５０およびストップサイクル制御回路２６０はスイッチング型電圧調整器２００の動作に実効的に「クロック」制御を施し、零と所望の最大電流値との間で直線的に漸増および漸減するインダクタＬ２２０経由の周期変動電流波形を生ずる。この動作モードを転換点導通モード（ＸＣＭ）と呼ぶ。すなわち、従来慣用のＣＣＭモードおよびＤＣＭモードの間に位置づけられるからである。スイッチング型電圧調整器２００は、従来慣用の電圧調整器（図１Ａの電圧調整器回路１００など）と異なり、上記ＸＣＭモードの動作を行うのに複雑なＰＷＭ発生論理回路または饋還制御論理回路を必要としない。また、ＸＣＭモードの動作はＬＥＤ Ｄ２１０と直列接続の検出用外付け抵抗器を不要にし、スイッチング型電圧調整器２００のＩＣパッケージのピン数を最小にする。

図２Ｂは図２Ａに示したスイッチング型電圧調整器２００で発生できる例示用のＸＣＭのグラフＧＸを示す。グラフＧＸは電流零と最大電流ＩＸ＿ＭＡＸとの間で漸増および漸減する。グラフＧＸの中の最小電流値は零であるので、ＬＥＤ Ｄ２１０に供給される平均電流ＩＸ＿ＡＶＧは最大電流ＩＸ＿ＭＡＸの半分であり、次式すなわち
［式３］ ＩＸ＿ＡＶＧ＝ＩＸ＿ＭＡＸ／２
で表される。図２Ａを参照して上に述べたとおり、最大電流ＩＸ＿ＭＡＸは基準電圧ＶＲＥＦで定まる。したがって、スイッチング型電圧調整器２００は、適切な基準電圧ＶＲＥＦを供給するだけで所望の平均電流ＩＸ＿ＡＶＧをＬＥＤ Ｄ２１０に供給する形に容易に構成できる。なお、スイッチング型電圧調整器２００の内部回路の動作余裕度のために、電磁エネルギー蓄積段階から放電段階への遷移（すなわち、グラフＧＸの「谷」の最下点）は正確に電流零の点で即時に起こる。例えば、スタートサイクル制御回路２５０は、インダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが零に低下したことを、その電流零への実際の到達のわずかに前か後で検出できる。しかし、図３Ｂに示した理想的なＸＣＭプロフィールから少しずれても通常は目立った性能の劣化を引き起こすことはない。例えば、ＬＥＤへの平均電流が少なくとも１０％変化しなければ、通常はＬＥＤ出力光に視覚認識可能な変化は観察されない。

なお、上記ＸＣＭ波形（図２Ｂに示した）を発生するスイッチング型電圧調整器には多様な構成があり得ることは明らかであろう。例えば、図３は降圧スイッチング型電圧調整器３００，すなわちＸＣＭモード動作を低い方の電源電圧（図２Ａの電圧調整器２００の場合のように）の切換えでなく高い方の電源電圧の切換えによって行う電圧調整器３００を示す。図３はＬＥＤ Ｄ２１０駆動用のスイッチング型電圧調整器３００の回路図である。このスイッチング型電圧調整器３００の動作を、例示だけを目的として、ＬＥＤ Ｄ３１０について述べる。制御可能な平均電流を必要とする任意の負荷をＬＥＤ Ｄ３１０の代わりに配置することができる。

スイッチング型電圧調整器３００はインダクタＬ３２０，SchottkyダイオードＳ３３０，切換制御回路３４０，スタートサイクル制御回路３５０，ストップサイクル制御回路３６０およびオプションの出力キャパシタＣ３７０を含む。切換制御回路３４０，インダクタＬ３２０およびＬＥＤ Ｄ３１０は電源電圧端子３０１（電源電圧ＶＢＡＴＴを受ける）と電源電圧端子３０２（接地電位点に接続）との間に互いに直列接続して挿入し、ＬＥＤ Ｄ３１０の陽極および陰極をインダクタＬ３２０および電源電圧端子３０２にそれぞれ接続する。出力キャパシタＣ３７０（用いた場合）をＬＥＤ Ｄ３１０の両端子に接続し、SchottkyダイオードＳ３３０を電源端子３０２とインダクタＬ３２０入力端子３２１とに接続し、SchottkyダイオードＳ３３０の陽極および陰極が上記端子３０２およびインダクタＬ３２０にそれぞれ接続されるようにする。一方、スタートサイクル制御回路３５０の二つの入力を上記端子３０２およびインダクタＬ３２０の入力端子３２１に接続し、ストップサイクル制御回路３６０の二つの入力をインダクタＬ３２０の入力端子３２１および基準電圧入力端子３０３（基準電圧ＶＲＥＦ２を受ける）に接続する。また、スタートサイクル制御回路３５０の出力およびストップサイクル制御回路３６０の出力は切換制御回路３４０の二つの入力に接続する。

切換制御回路３４０はインダクタＬ３２０および電源電圧端子３０１の間の接続を導通状態および非導通状態にする回路を含む。上記切換えのための回路素子は、例えば、回路３４０の中にＰＭＯＳトランジスタＱ３４５，すなわち電源電圧端子３０２とインダクタＬ３２０の入力端子３２１との間に挿入したＰＭＯＳトランジスタＱ３４５（このトランジスタＱ３４５の内部抵抗を抵抗器Ｒ２４５で表示）で構成する。しかし、上記以外の切換素子（または回路）を採用してもよい。

切換制御回路３４０がトランジスタＱ３４５をオン状態に切り換えて電源電圧端子３０１およびインダクタＬ３２０を接続すると、電流Ｉ＿ＩＮＤがインダクタＬ３２０における電磁エネルギー蓄積（すなわち充電段階）に伴いインダクタＬ３２０（したがってＬＥＤ Ｄ３１０）を流れ始める。このインダクタ電流をストップサイクル制御回路３６０がモニタして、所望の最大電流値に達した時点を判定する（例えば、切換制御回路３４０における電圧降下をモニタすることにより）。例えば、基準電圧ＶＲＥＦ２は電源電圧ＶＢＡＴＴから所望最大電流とトランジスタＱ３４５の内部抵抗（すなわちＲ３４５）との積を減算した値に設定できる。そうすると、ストップサイクル制御回路３６０はインダクタＬ３２０入力端子３２１の電圧ＶＭＯＮ２と基準電圧ＶＲＥＦ２とを比較し、電圧ＶＲＥＦ２のレベルに達したときトランジスタＱ３４５をオフに切り換えるよう切換制御回路３４０に指示を出す。

トランジスタＱ３４５がオフ状態に切り換えられて電源電圧端子３０１とインダクタＬ３２０との間の接続を非導通状態にすると、インダクタＬ３２０は、電圧ＶＭＯＮ２をSchottkyダイオードＳ３３０の順方向電圧だけ接地電位以下に直ちに引き下げることによって電流Ｉ＿ＩＮＤの変動に抵抗しようとする。例えば、順方向電圧０．２ｖのSchottkyダイオードの場合は、インダクタＬ３２０は電圧ＶＭＯＮ２をトランジスタＱ３４５のオフへの切換えに応答して−０．２Ｖ（接地電位マイナス０．２Ｖ）に引き下げて、電流Ｉ＿ＩＮＤが（インダクタＬ３２０，ＬＥＤ Ｄ３１０およびSchottkyダイオードＳ３３０から成るループ内で）流れ続けられるようにする。

この放電段階の期間中は電流Ｉ＿ＩＮＤはインダクタＬ３２０に蓄積された電磁エネルギーによって供給される。インダクタＬ３２０からの放電に伴い、電流Ｉ＿ＩＮＤはインダクタＬ３２０の中の電界が消散するまで直線状に減少し、零になる。その時点でSchottkyダイオードＳ３３０は順方向バイアスから逸脱し、電圧ＶＭＯＮ２は接地電位に戻る。スタートサイクル制御回路３５０が電流Ｉ＿ＩＮＤの零への到達を検出すると（例えば、電圧ＶＭＯＮ２が接地電位まで上がってきたことを検出することにより）、スタートサイクル制御回路３５０はスタート信号Ｓ＿ＯＮを発生する。スタート信号Ｓ＿ＯＮは、切換制御回路に対して、トランジスタＱ３４５をオン状態に戻すよう指示し、電流Ｉ＿ＩＮＤはインダクタＬ３２０への電磁エネルギー蓄積に伴い再び増加し始める。キャパシタＣ３７０を採用していた場合は、このキャパシタＣ３７０が、上記電磁エネルギーの蓄積段階および放電段階を回路３００で繰り返している間に出力電流フィルタ処理を行い、それによってより安定度の高い負荷電圧をＬＥＤ Ｄ３１０の両端子に供給できるようにする。

上述のとおり、スタートサイクル制御回路３５０，ストップサイクル制御回路３６０および切換制御回路３４０は、スイッチング型電圧調整器３００用の総合調整器制御回路、すなわちインダクタ電流Ｉ＿ＩＮＤが零まで減少したとき電源電圧端子３０１をインダクタＬ３２０に接続し、インダクタＩ＿ＩＮＤが所望の最大電流値に達したとき電源電圧端子３０１とインダクタＬ３２０との間の接続を非導通状態にし、それによってＸＣＭ動作を行う総合調整器制御回路を形成する。一つの実施例では、スタートサイクル制御回路３５０を、SchottkyダイオードＳ３３０が順方向バイアスを喪失したときスタート信号Ｓ＿ＯＮを発生する任意の回路で構成し、ストップサイクル制御回路３６０を切換回路における電圧降下が閾値レベルに達した際にストップ信号Ｓ＿ＯＦＦを発生する任意の回路で構成し、切換制御回路３４０を上記信号Ｓ＿ＯＮおよびＳ＿ＯＦＦにそれぞれ応答して電源電圧端子３０１とインダクタＬ３２０との間の接続をそれぞれ導通状態および非導通状態にする任意の回路で構成する。

例えば、スタートサイクル制御回路３５０およびストップサイクル制御回路３６０には比較器３５１および３６１をそれぞれ含め、比較出力を単安定マルチバイブレータ３５２および３６２に供給するようにすることができる。一方、単安定マルチバイブレータ３５２および３６２の出力は切換制御回路３４０の中のＳＲラッチのリセット端子およびセット端子にそれぞれ接続して、ラッチ３４１の出力でトランジスタＱ３４５のゲートを駆動する。比較器３５１および３６１を適切に構成することにより、切換制御回路３４０で、スイッチング型電圧調整器３００がＬＥＤ Ｄ３１０の電流の零への低下時に電磁エネルギー蓄積段階から放電段階に切り換わり、ＬＥＤ Ｄ３１０の最大電流値到達時に上記放電段階からエネルギー蓄積段階に切り換わるように制御することができよう。

例えば、比較器３５１の反転入力端子および非反転入力端子を電源電圧端子３０２およびインダクタＬ３２０の入力端子３２１にそれぞれ接続する。単安定マルチバイブレータ３５２は、比較器３５１の出力における上昇前縁に応答してスタート信号Ｓ＿ＯＮを論理ハイのパルスとして生ずるように構成する。比較器３５１から上昇前縁が出力されるのは、インダクタＬ３２０の蓄積電磁エネルギーが消散したとき（すなわち、SchottkyダイオードＳ３３０が順方向バイアスを喪失しインダクタＬ３２０の端子３２１の電圧が接地電位に上昇してきたとき）だけである。この時点でインダクタＬ３２０はＬＥＤ Ｄ３１０に電流をそれ以上供給できない。したがって、単安定マルチバイブレータ３５２は電流Ｉ＿ＩＮＤが零に達したときだけ信号Ｓ＿ＯＮを出力する。そうすると、信号Ｓ＿ＯＮの論理ハイのパルスは切換制御回路３４０の中のＳＲラッチ３４１に供給されてＳＲラッチ３４１の出力を論理ロウのレベルに切り換え、スイッチングトランジスタＱ３４５をオン状態に切り換える。このようにして、スタートサイクル制御回路３５０はスイッチング型電圧調整器３００の動作をインダクタＬ３２０の電流が零に達したとき放電段階から電磁エネルギー蓄積段階に切り換える。

一方、比較器３６１の非反転入力および反転入力はインダクタＬ３２０の入力端子３２１および基準電圧端子３０３にそれぞれ接続する。単安定マルチバイブレータ３６２は比較器３６１の出力の上昇前縁に応答してストップ信号Ｓ＿ＯＦＦを論理ハイのパルスとして発生するように構成する。比較器３６１が上昇前縁を生ずるのは、電流Ｉ＿ＩＮＤがスイッチングトランジスタＱ３４５の端子間電圧降下を基準電圧ＶＲＥＦ２のレベルまで上げるに十分な大きさを有するとき、すなわちＬＥＤ Ｄ３１０の電流が所望の最大値に達したときだけである。したがって、単安定マルチバイブレータは電流Ｉ＿ＩＮＤが所望の最大電流値に達したときだけパルス信号Ｓ＿ＯＦＦを生ずる。信号Ｓ＿ＯＦＦの論理ハイのパルスはラッチ３４１のセット端子に加えられてラッチ３４１の出力を論理ハイのレベルに切り換え、それによってスイッチングトランジスタＱ３４５をオフ状態にする。このようにして、ストップサイクル制御回路３６０はスイッチング型電圧調整器３００の動作をインダクタＬ３２０の電流の所望最大値への到達時に電磁エネルギー蓄積段階から放電段階に切り換えることができる。

上述のとおり、切換制御回路３４０，スタートサイクル制御回路３５０およびストップサイクル制御回路３６０はスイッチング型電圧調整器３００に実効的に「クロック」制御を施し、この電圧調整器３００を上記ＸＣＭモードで動作させる。図２Ａに示したスイッチング型電圧調整器２００と同様に、このスイッチング型電圧調整器３００もＸＣＭモードの動作の実現にＰＷＭ発生論理回路または饋還制御論理回路（および外付けの検出用抵抗器）を必要とせず、ＬＥＤ Ｄ３１０への平均電流の画定を単純化する（すなわち、基準電圧ＶＲＥＦ２の適切な値を設定することにより）。

この発明をいくつかの実施例に関連づけて上に述べてきたが、この発明がこれら実施例に限定されず、当業者に自明の多様な変形が可能であることは理解されよう。図２Ａおよび図３において基準電圧ＶＲＥＦおよびＶＲＥＦ２を供給するのに可変電圧源を備え、ＬＥＤ Ｓ２３０およびＳ３３０への平均電流をそれぞれ可変にすることもできる（例えば、ＬＥＤ出力光の色を変えるように）。すなわち、この発明は特許請求の範囲の記載のみによって画定されるものである。

ＬＥＤ駆動用などに用途特化した単純な構成の降圧スイッチング型電圧調整器の製造に利用でき、この種の電圧調整器の用途拡大に寄与を期待できる。

従来のスイッチング型電圧調整器回路の回路図。 スイッチング型電圧調整器の動作の連続電流モード（ＣＣＭ）の電流波形のグラフ。 スイッチング型電圧調整器の動作の断続電流モード（ＤＣＭ）の電流波形のグラフ。 転換点導通モード（ＸＣＭ）電圧調整回路を組み入れたスイッチング型電圧調整器の回路図。 スイッチング型電圧調整器のＸＣＭ動作における電流波形のグラフ。 ＸＣＭ電圧調整回路を組み入れたもう一つのスイッチング型電圧調整器の回路図。

符号の説明

１００、２００，３００ スイッチング型電圧調整器回路
１０１ 比例微積分コントローラ（ＰＩＤ）
Ｄ１１０，Ｄ２１０，Ｄ３１０ 発光ダイオード（ＬＥＤ）
Ｌ１２０，Ｌ２２０，Ｌ３２０ インダクタ
Ｓ１３０，Ｓ２３０，Ｓ３３０ Schottkyダイオード
Ｑ１４０，Ｑ２４５，Ｑ３４５ スイッチングトランジスタ
２４０，３４０ 切換制御回路
２５０，３５０ スタートサイクル制御回路
２５１，３５１，２６１，３６１ 比較器
２５２，３５２，２６２，３６２ 単安定マルチバイブレータ
２６０，３６０ ストップサイクル制御回路
２７０，３７０ 出力キャパシタ（オプション）

Claims (23)

1. 負荷に平均電流を供給するスイッチング型電圧調整器であって、
   インダクタと、
   前記平均電流を前記負荷に供給するように前記インダクタへの電磁エネルギー蓄積およびそのインダクタからの放電を行う転換点導通モード（ＸＣＭ）制御回路と
   を含み、
   前記ＸＣＭ制御回路が、前記インダクタを流れる電流が零に低下したことを検出すると前記インダクタへの電磁エネルギー蓄積を開始し、
   前記ＸＣＭ制御回路が、前記インダクタを流れる電流が予め定めた最大電流に達したことを検出すると前記インダクタの放電を開始する
   スイッチング型電圧調整器。
2. 前記予め定めた最大電流が前記平均電流の２倍に等しい請求項１記載のスイッチング型電圧調整器。
3. 第１の電圧供給端子と、
   第２の電圧供給端子と、
   前記インダクタの第１の端子と前記第１の電圧供給端子との間に接続したSchottkyダイオードと
   をさらに含み、
   前記ＸＣＭ制御回路が前記インダクタの前記第１の端子と前記第２の電圧供給端子との間の接続を導通状態にして前記インダクタへの前記電磁エネルギー蓄積を行うようにし、
   前記ＸＣＭ制御回路が前記インダクタの前記第１の端子と前記第２の電圧供給端子との間の接続を非導通状態にして前記インダクタを放電させる
   請求項１記載のスイッチング型電圧調整器。
4. 前記インダクタの電磁エネルギー蓄積中は前記Schottkyダイオードが順方向にバイアスされ、
   前記ＸＣＭ制御回路が、
   前記インダクタの前記第１の端子と前記第２の電圧供給端子との間の接続を導通状態および非導通状態にする切換制御回路と、
   前記Schottkyダイオードが順方向バイアスを喪失したとき前記インダクタの前記第１の端子と前記第２の電圧供給端子との間の接続を導通状態にするように前記切換制御回路に指示するスタートサイクル制御回路と
   を含む請求項３記載のスイッチング型電圧調整器。
5. 前記ＸＣＭ制御回路が、前記切換制御回路における電圧降下が閾値電圧に達したとき前記インダクタの前記第１の端子と前記第２の電圧供給端子との間の前記接続を非導通状態にするように前記切換制御回路に指示するストップサイクル制御回路をさらに含む請求項４記載のスイッチング型電圧調整器。
6. 前記スタートサイクル制御回路が、第１の単安定マルチバイブレータに接続されて前記インダクタの前記第１の端子の第１の電圧が前記第１の電圧供給端子の第１の供給電圧と等しいことを検出したとき第１のパルスを発生する第１の比較器を含み、
   前記ストップサイクル制御回路が、第２の単安定マルチバイブレータに接続されて前記インダクタの前記第１の端子の前記第１の電圧が基準電圧と等しいことを検出したとき第２のパルスを発生する第２の比較器を含み、
   前記切換制御回路が、
   前記インダクタの前記第１の端子と前記第２の電圧供給端子との間に接続したトランジスタと、
   前記トランジスタのゲートに出力を接続したＳＲラッチであって、前記第１のパルスおよび前記第２のパルスにそれぞれ応答して前記トランジスタをオン状態およびオフ状態にそれぞれ切り換えるように構成したＳＲラッチと
   を含む請求項５記載のスイッチング型電圧調整器。
7. 前記Schottkyダイオードの陽極を前記インダクタの前記第１の端子に、陰極を前記第１の電圧供給端子にそれぞれ接続し、
   前記第１の比較器が前記インダクタの前記第１の端子に接続した第１の非反転入力と前記第１の電圧供給端子に接続した第１の反転入力とを含み、
   前記第１の単安定マルチバイブレータの第１の出力を前記ＳＲラッチのセット端子に接続し、
   前記第２の比較器が前記インダクタの前記第１の端子に接続した第２の非反転入力と前記基準電圧を受ける第２の反転入力とを含み、
   前記第２の単安定マルチバイブレータの第２の出力を前記ＳＲラッチのリセット端子に接続し、
   前記トランジスタをＮＭＯＳトランジスタで構成した
   請求項６記載のスイッチング型電圧調整器。
8. 前記トランジスタがオン抵抗を有し、
   前記基準電圧が前記オン抵抗と前記予め定めた最大電流との積に等しい
   請求項７記載のスイッチング型電圧調整器。
9. 前記Schottkyダイオードの陽極を前記第１の電圧供給端子に、その陰極を前記インダクタの前記第１の端子にそれぞれ接続し、
   前記第１の比較器が前記インダクタの前記第１の端子に接続した第１の非反転入力と前記第１の電圧供給端子に接続した第１の反転入力とを含み、
   前記第１の単安定マルチバイブレータの第１の出力を前記ＳＲラッチのリセット端子に接続し、
   前記第２の比較器が前記第１の端子に接続した第２の非反転入力と前記基準電圧を受ける第２の反転入力とを含み、
   前記第２の単安定マルチバイブレータの第２の出力を前記ＳＲラッチのセット端子に接続し、
   前記トランジスタをＰＭＯＳトランジスタで構成した
   請求項６記載のスイッチング型電圧調整器。
10. 前記トランジスタがオン抵抗を有し、
    前記基準電圧が前記第２の電圧供給端子の供給電圧から前記オン抵抗と前記予め定めた最大電流との積を減算した値に等しい
    請求項９記載のスイッチング型電圧調整器。
11. 負荷に平均電流を供給するスイッチング型電圧調整器であって、前記負荷と直列に接続したインダクタを含み、そのインダクタへの電磁エネルギー蓄積が前記負荷への上昇電流を生じそのインダクタからの放電が前記負荷への下降電流を生ずるスイッチング型電圧調整器を動作させる方法において、
    前記インダクタを、前記上昇電流が前記平均電流の２倍に実質的に等しい最大電流に達したと検出されるまで前記電磁エネルギー蓄積を行う過程と、
    前記インダクタを、前記下降電流が零に達したと検出されるまで放電させる過程と、
    前記電磁エネルギー蓄積を行う過程と前記放電させる過程とを交互に行う過程と
    を含む方法。
12. 前記インダクタへの電磁エネルギー蓄積を行う過程が、前記インダクタを第１の電圧供給端子へトランジスタを通じてそのトランジスタにおける電圧降下が閾値電圧に達するまで接続する過程を含み、
    前記インダクタの第１の端子が前記負荷の第１の端子に接続され、前記インダクタの第２の端子が前記負荷の第２の端子にSchottkyダイオード、すなわち前記放電の過程の期間中順方向にバイアスされるSchottkyダイオードにより接続され、
    前記インダクタを放電させる過程が、前記Schottkyダイオードが順方向バイアスを喪失したとき前記インダクタを前記第１の電圧供給端子に接続する過程を含む
    請求項１１記載の方法。
13. 前記Schottkyダイオードが順方向バイアスを喪失したとき前記インダクタを前記第１の電圧供給端子に接続する過程が、
    前記インダクタと前記Schottkyダイオードとの接続点の被試験電圧を、前記負荷の前記第２の端子に接続した第２の電源電圧と比較する過程と、
    前記被試験電圧が前記第２の電源電圧に達したとき前記トランジスタをオン状態にする過程と
    を含む
    請求項１２記載の方法。
14. 第１の電源電圧を受ける第１の電源電圧端子と、
    第２の電源電圧を受ける第２の電源電圧端子と、
    前記第１の電源電圧端子に接続した負荷と、
    第１の端子を前記負荷に接続したインダクタと、
    前記第１の電源電圧端子と前記インダクタの第２の端子との間に接続したSchottkyダイオードと、
    前記インダクタを流れる電流が予め定めた最大電流に達したことが検出されたとき前記インダクタの前記第２の端子と前記第２の電源電圧端子との間の接続を非導通状態にし、前記インダクタを流れる電流が零に達したことが検出されたとき前記インダクタの前記第２の端子と前記第２の電源電圧端子との間の接続を導通状態にする転換点導通モード（ＸＣＭ）制御回路と
    を含む電子回路。
15. 前記負荷がＬＥＤを含む請求項１４記載の電子回路。
16. 前記インダクタを流れる電流が上昇している間は前記Schottkyダイオードが順方向バイアスされており、
    前記ＸＣＭ制御回路が、
    前記インダクタの前記第２の端子と前記第２の電源電圧端子との間の接続を導通状態および非導通状態にする切換制御回路と、
    前記Schottkyダイオードが順方向バイアスを喪失したとき前記インダクタの前記第２の端子と前記第２の電源電圧端子との間の接続を導通状態にするように前記切換制御回路に指示するスタートサイクル制御回路と
    を含む
    請求項１４記載の電子回路。
17. 前記ＸＣＭ制御回路が、前記切換制御回路における電圧降下が閾値電圧に達したとき前記インダクタの前記第２の端子と前記第２の電源電圧端子との間の接続を非導通状態にするように前記切換制御回路に指示するストップサイクル制御回路をさらに含む請求項１６記載の電子回路。
18. 前記スタートサイクル制御回路が、第１の単安定マルチバイブレータに接続されて前記インダクタの前記第２の端子の第１の電圧が前記第２の供給電圧と等しいことを検出したとき第１のパルスを発生する第１の比較器を含み、
    前記ストップサイクル制御回路が、第２の単安定マルチバイブレータに接続されて前記インダクタの前記第２の端子の前記第１の電圧が基準電圧と等しいことを検出したとき第２のパルスを発生する第２の比較器を含み、
    前記切換制御回路が、
    前記インダクタの前記第２の端子と前記第２の電源電圧端子との間に接続したトランジスタと、
    前記トランジスタのゲートに出力を接続したＳＲラッチであって、前記第１のパルスおよび前記第２のパルスにそれぞれ応答して前記トランジスタをオン状態およびオフ状態にそれぞれ切り換えるように構成したＳＲラッチと
    を含む請求項１７記載の電子回路。
19. 前記Schottkyダイオードの陽極を前記インダクタの前記第２の端子に、その陰極を前記第１の電源電圧端子にそれぞれ接続し、
    前記第１の比較器が前記インダクタの前記第２の端子に接続した第１の非反転入力と前記第１の電源電圧端子に接続した第１の反転入力とを含み、
    前記第１の単安定マルチバイブレータの第１の出力を前記ＳＲラッチのセット端子に接続し、
    前記第２の比較器が前記インダクタの前記第２の端子に接続した第２の非反転入力と前記基準電圧を受ける第２の反転入力とを含み、
    前記第２の単安定マルチバイブレータの第２の出力を前記ＳＲラッチのリセット端子に接続し、
    前記トランジスタをＮＭＯＳトランジスタで構成した
    請求項１８記載の電子回路。
20. 前記トランジスタがオン抵抗を有し、
    前記基準電圧が前記オン抵抗と前記予め定めた最大電流との積に等しい
    請求項１９記載の電子回路。
21. 前記Schottkyダイオードの陽極を前記第１の電源電圧端子に、その陰極を前記インダクタの前記第１の端子にそれぞれ接続し、
    前記第１の比較器が前記インダクタの前記第２の端子に接続した第１の非反転入力と前記第１の電源電圧端子に接続した第１の反転入力とを含み、
    前記第１の単安定マルチバイブレータの第１の出力を前記ＳＲラッチのリセット端子に接続し、
    前記第２の比較器が前記インダクタの前記第２の端子に接続した第２の非反転入力と前記基準電圧を受ける第２の反転入力とを含み、
    前記第２の単安定マルチバイブレータの第２の出力を前記ＳＲラッチのセット端子に接続し、
    前記トランジスタをＰＭＯＳトランジスタで構成した
    請求項１８記載の電子回路。
22. 前記トランジスタがオン抵抗を有し、
    前記基準電圧が前記第２の電源電圧端子の電圧から前記オン抵抗と前記予め定めた最大電流との積を減算した値に等しい
    請求項２１の電子回路。
23. ＬＥＤを駆動する方法であって、
    前記ＬＥＤに直線的に増加する電流をその電流が閾値電流レベルに達するまで供給する過程と、
    前記ＬＥＤに直線的に減少する電流をその電流が零に達するまで供給する過程と、
    前記直線的に増加する電流を供給する過程と前記直線的に減少する電流を供給する過程とを交互に行う過程と
    を含む方法。

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