KR20070057287A - 무선 통신시스템에서 다중캐리어 순방향 링크를 사용하는방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신시스템에서 다중캐리어 순방향 링크를 사용하는방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

cdma2000 1X 를 사용하는 원거리통신 시스템으로 하여금 cdma 3X 를 사용하는 것이 쉽게 전환되도록 하는 방법 및 장치. 다른 실시형태에서, 본 발명은 향상된 스펙트럼 관리를 제공하고, cdma2000 1X 시분할 듀플렉싱 (TDD) 역방향 링크와 함께 표준 cdma2000 1X 역방향 링크의 동시 활용을 가능케하고, 부가 서비스가 현재의 코드분할 다중접속 (CDMA) 시스템에 부가되는 경우에, 전체 교체와 대조적으로 하드웨어 보충을 제공한다.
무선통신, 다중캐리어, 순방향 링크

Description

무선 통신시스템에서 다중캐리어 순방향 링크를 사용하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS USING A MULTI-CARRIER FORWARD LINK IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1 은 무선 통신에 사용되는 주파수 스펙트럼을 나타낸다.
도 2 는 본 발명에 따라서 사용되는 단일 cdma2000 1X 역방향 링크 및 cdma2000 3X 다중캐리어 순방향 링크를 나타낸다.
도 3 은 본 발명에 따라서 사용되는 TDD 채널을 위한 대역에서의 공간을 제공하는 CDMA 역방향 링크 대역에서의 그루핑을 나타낸다.
도 4a 는 본 발명에 따라서 사용되는 이동국에 대한 일반적인 구성의 블록도이다.
도 4b 는 본 발명에 따라서 사용되는 일반적인 채널 구조의 블록도이다.
도 5a 는 본 발명에 따라서 사용되는 디지털 신호 처리 장치의 상호접속 및 하드웨어 컴포넌트 부분의 블록도이다.
도 5b 는 본 발명에 따라서 사용되며, 도 5a 에 도시한 디멀티플렉서 (511) 의 예시적인 배치를 나타낸다.
도 5c 는 본 발명에 따라서 사용되며, 도 5a 에 도시한 디멀티플렉서 (511) 의 다른 배치를 나타낸다.
도 5d 는 본 발명에 따라서 사용되는 디지털 신호 처리 장치의 상호접속 및 하드웨어 컴포넌트의 블록도이다.
도 5e 는 본 발명에 따라서 사용되며, 도 5d 에 도시한 변조기 (526) 의 하드웨어 상호접속 및 하드웨어 컴포넌트 부분의 블록도이다.
도 6a 는 본 발명에 따라서 사용되는 디지털 신호 처리 기지국 장치의 상호접속 및 하드웨어 컴포넌트 부분의 블록도이다.
도 6b 는 본 발명에 따라서 사용되며 도 6a 에 도시한 복조기 (604) 의 상호접속 및 하드웨어 컴포넌트 부분의 블록도이다.
도 7 은 1X 스펙트럼 및 3x 역방향 링크 스펙트럼을 나타내는 도면이다.
본 발명은 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 무선 통신시스템에서 정보를 송신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
관련 기술의 설명
도 1 은 통상의 원거리 통신시스템에서 사용되는 무선 주파수 스펙트럼부를 나타낸다. 800 MHz 부근을 중심으로 하는 주파수 영역 (100) 은 셀룰러 주파수 영역으로 전통적으로 알려져왔고, 1900 MHz 부근을 중심으로 하는 주파수 영역 (102) 은 개인 휴대 통신 (PCS) 과 관련하여 새롭게 규정된 주파수 영역이다. 각 주파수 영역들, 즉 셀룰러 및 PCS 는 2 부분으로 나뉘어진다. 셀룰러 주파 수 영역 (100) 에서는, 이동 통신 장치로부터 셀룰러 기지국과 같은 기지국으로의 통신에 사용되는 역방향 링크부 (104) 가 있다. 순방향 링크 통신, 즉 셀룰러 기지국으로부터 이동 통신 장치로의 통신에 셀룰러 주파수 영역 (100) 의 부분 (106) 이 사용된다. 유사한 방식으로, 역방향 링크 통신, 즉 이동 통신 장치로부터 기지국으로의 통신에 PCS 주파수 영역 (102) 의 부분 (108) 이 사용된다. 순방향 링크 통신, 즉 기지국으로부터 이동 통신 장치로의 통신에 PCS 주파수 영역 (102) 의 부분 (110) 이 사용된다.
각 주파수 영역들은 서로 다른 서비스 제공자들과 통상적으로 관련된 대역으로 나뉘어진다. 셀룰러 주파수 영역 (100) 의 경우에, 주파수 대역 (112, 114) 은 각각 역방향 링크 및 순방향 링크 통신을 위한 대역 "A" 로 나타낸다. 역방향 링크는 이동국을 기지국에 접속시키는 대역이고, 순방향 링크는 기지국을 이동국에 접속시키는 대역이다. 특정의 지리적인 영역에서, 이동 통신을 수행하기 위하여, 셀룰러 서비스 제공자에게 주파수 대역 "A" 가 할당된다. 유사하게, 동일 지리적 영역에서, 다른 셀룰러 서비스 제공자에게 (역방향 링크 통신을 위한) 주파수 대역 (116), 및 (순방향 링크 통신을 위한) 주파수 대역 (118) 이 할당되며, 대역 "B" 로 나타낸다. 송신 주파수와 수신 주파수는 45 MHz 만큼 분리되어 있으며, 송신 대역과 수신 대역 간의 최소 간격은 20 MHz 이다. 이 최소 간격은 순방향 링크와 역방향 링크 간의 간섭을 피하기 위함이며, 이동국에서 순방향 및 역방향 링크 신호들을 분리하는 다이플렉서 (diplexer) 를 사용하게 하기 위함이다.
몇 년 전에, 미국 정부는 PCS 주파수 스펙트럼을 서비스 제공자에게 경매하였다. 셀룰러 주파수 영역에 있어서처럼, PCS 주파수 영역은 서로 다른 서비스 제공자가 특정 지리적 영역 내에서 라이센싱된 특정 주파수 대역을 사용할 수 있도록 수 개의 대역으로 나뉘어진다. PCS 대역은 A, B, C, D, E, 및 F 라 한다. A 대역은 역방향 링크 대역 (120) 및 순방향 링크 대역 (122) 을 포함한다. B 대역은 역방향 링크 대역 (124) 및 순방향 링크 대역 (126) 을 포함한다. C 대역은 역방향 링크 대역 (128) 및 순방향 링크 대역 (130) 을 포함한다. A, B, 및 C 대역들의 역방향 링크 및 순방향 링크 대역은 각각 15 MHz 폭을 가진다. D 대역은 역방향 링크 대역 (132) 및 순방향 링크 대역 (134) 을 포함한다. E 대역은 역방향 링크 대역 (136) 및 순방향 링크 대역 (138) 을 포함한다. 유사하게, F 대역은 역방향 링크 대역 (140) 및 순방향 링크 대역 (142) 을 포함한다. D, E, 및 F 의 역방향 링크 및 순방향 링크 대역은 각각 5 MHz 폭을 가진다. 서로 다른 셀룰러 및 PCS 대역 각각은 역방향 링크 및 순방향 링크 방향 모두에서 복수의 통신 캐리어를 지원할 수 있다.
도 1 에 나타낸 것처럼, 특정 영역에서 8 개나 되는 서로 다른 무선 통신 서비스 제공자 - 각각이 25 MHz (순방향 링크 및 역방향 링크) 의 총 할당된 대역폭을 갖는 2 개의 셀룰러 서비스 제공자, 및 각각이 A, B, 및 C 블록에 대한 30 MHz 또는 D, E, 및 F 블록에 대한 10 MHz 의 총 할당된 대역폭을 갖는 6 개의 PCS 서비스 제공자 - 를 가지는 것이 가능하다. 이 제공자들은 전화 호, 데이터, 제어 명령, 또는 이 특허출원에서 단독 및 총칭하여 정보 신호라 하는 다른 유형의 정보 를 송수신하는 서로 다른 기술을 사용할 수도 있다. 예컨대, 이하 설명하는 것과 같이 제공자에 의하여 시분할 듀플렉싱 기술, 주파수 분할 듀플렉싱 기술, 또는 코드분할 다중접속 (CDMA) 기술이 사용될 수도 있다. 또한, 캐리어가 CDMA 를 사용하는 경우, IS-95-A 및 IS-95-B 와 같은 다양한 CDMA 릴리스가 이용가능하다.
최근에, 더 많은 서비스 옵션에 대한 소비자 요구에 응답하여, 국제 전기 통신 연합 (International Telecommunications Union, ITU) 은 3 세대 무선 통신에 대한 제안안을 요청했다. 3 세대 제안안은 무선 이메일, 웹 브라우징, 및 회사 근거리망 접속 뿐만 아니라 화상회의, 전자상거래, 및 멀티미디어를 포함하는 선행 기술의 성능을 확장하고자 한다. ITU 에 대한 후보 제출안 중 하나가 미국 통신 산업 협회 (TIA) 의 소위원회 TR45.5 에 의해 제안되었으며, cdma2000 이라 불리며 그 후 발전해왔으며, IS-2000 이라는 이름 하에서 계속 발전해왔다. 제안된 cdma2000 시스템은 3 개의 동작 모드, 1X, 3X 직접확산 (DS), 3X 다중캐리어 (MC) 를 포함한다. 이들 모드들 각각은 주파수 분할 듀플렉스 (FDD) 또는 시분할 듀플렉스 (TDD) 에서 동작될 수 있다.
1X FDD 모드는 순방향 및 역방향 링크 모두에 대해 1.25 MHz 대역폭 내에서 동작하며, 1.25 MHz 대역폭에서 높은 용량을 제공하며, 고속 데이터 송신을 지원한다. 확산 레이트는 1X 시스템의 순방향 및 역방향 링크 모두에 대해 1.2288 Mcps 이다. 3X FDD 모드는 순방향 및 역방향 링크 모두에 대해 3.75 MHz 내에서 동작한다. 3X 모드 순방향 링크는 직접 확산 또는 다중캐리어 송신 포맷을 사용한다. 3X 직접 확산 모드에서는, 3.6864 Mcps 의 칩 레이트를 갖는 단일 순방향 링크 캐리어가 사용되며, 3X 다중캐리어 모드에서는, 1.2288 Mcps 의 확산 레이트로 각각 확산되는 3 개의 캐리어로 순방향 링크가 구성된다. 1X TDD 모드는 순방향 및 역방향 링크 모두에 대해 1.25 MHz 대역폭 내에서 동작한다. 3X 직접 확산 및 다중캐리어 TDD 모드는 순방향 및 역방향 링크 모두에 대해 단일 3.75 MHz 내에서 동작한다.
3X FDD 모드를 사용하고, 다중캐리어 포맷을 사용하여 순방향 링크를 제공함으로써, 통신 시스템은 현재의 IS-95 시스템과 완전히 호환가능하다. 즉, cdma2000 순방향 링크 구조는 현재의 PCS 시스템에 대해 "오버레이" 될 (overlaid) 수도 있다. 순방향 링크 다중캐리어 시스템을 현재의 시스템과 호환가능하게 하는 하나의 속성은, 그것이 순방향 링크에서 송신되는 신호들의 직교성을 유지한다는 것이다. 역방향 링크는 직교하지 않으므로, cdma2000 시스템은 3.6864 Mcps 에 대한 직접 확산을 사용한다. 사용되는 경우에, 시분할 듀플렉스 (TDD) 동작 모드는 순방향 링크 및 역방향 링크 모두가 단일 1.25 MHz 대역에서 송신되도록 한다. TDD 순방향 링크는 첫번째 시간 간격에서 송신되며, TDD 역방향 링크는 중복되지 않는 두번째 시간 간격에서 송신된다. 시간 간격들 모두에서의 송신은 1.2288 Mcps 확산 레이트로 직접 확산된다.
전술한 바와 같이, 이메일 다운로딩 및 웹 브라우징과 같은 매우 높은 데이터 전송을 요구사양을 가질 수도 있는 정보를 송신하도록, cdma2000 3X 와 같은 3 세대 시스템이 설계되어 있다. 예컨대, 이동국 사용자는 웹 사이트로부터 페이지가 그의 휴대폰에 다운로딩되도록 요구하는 짧은 메시지를 전송할 수도 있다. 이 짧은 요구는 기지국으로의 역방향 링크로 송신되는 경우 거의 대역폭을 요구하지 않지만, 기지국으로부터 이동국에 대한 순방향 링크로의 웹사이트의 적시 다운로딩은 상당한 대역폭을 요구할 것이다. 페이지에 대한 요구는 수백 바이트의 길이일 수도 있지만, 특히 그 페이지가 그래픽 또는 그림을 포함하는 경우에는 웹 사이트로부터의 응답은 수만 바이트일 수 있다. 그러나, 현재 제안된 3 세대 시스템에서는, 역방향 링크 송신에 할당된 대역폭은 순방향 링크 송신에 할당된 대역폭과 같다.
순방향 링크에 할당된 대역폭이 역방향 링크에 할당된 대역폭과 다르도록 하는 방법 및 장치가 요구된다. 그 방법 및 장치의 하나의 버전이 향상된 스펙트럼 관리를 위해 제공된다. 또한, 그 방법 및 장치는 cdma2000 1X 와 같은 기술의 사용자가 cdma2000 3X 와 같은 새로운 버전의 기술로 쉽게 전환할 수 있도록 해야 한다.
넓게는, 본 발명은 무선 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 무선 원거리통신 시스템에서 사용되는 순방향 링크 및 역방향 링크 설계에 관한 것이다. 다양한 실시형태에서, 본 발명은 cdma2000 1X 모드를 사용하는 시스템이 cdma2000 3X 모드를 사용하도록 쉽게 전환할 수 있도록 한다. 다른 실시형태에서, 본 발명은 향상된 스펙트럼 관리를 제공하며, 순방향 링크에서 사용되는 대역폭이 역방향 링크에서의 대역폭과 다르도록 한다. 또한, 본 발명은 불필요한 방사 (emission) 를 줄이며, 보다 효율적인 대역폭의 사용을 가능하게 한다.
일 실시형태에서, 본 발명은 스펙트럼 사용을 향상시키는 방법을 제공한다. 그 방법으로, 단일 cdma2000 1X 역방향 링크 (1X RL) 가 cdma2000 3X 순방향 링크 (3X FL) 와 결합하여 사용된다. 3X FL 은 3 개의 1.2288 Mcps 캐리어를 가지며, 1X RL 은 하나의 1.2288 Mcps 캐리어를 사용한다. 3X FL 캐리어는 이하 설명하는 바와 같이 인접한 "주파수 빈 (bin)" 을 점유하거나, 또는 그 빈들이 인접하지 않을 수도 있다. 3X 캐리어 빈들이 인접한 예시적인 실시형태에서, 1X 캐리어 빈은 중심 주파수 빈 영역에 위치할 수도 있다. 다른 실시형태에서, 1X 캐리어 빈은 3 개의 주파수들 중 어느 하나에 위치할 수도 있다. 통상, 1X 캐리어 빈은 제공자 할당된 주파수 대역 내, 즉 복수의 제공자에 의해 허용된 위치인 셀룰러 주파수 스펙트럼 또는 PCS 스펙트럼 내에 위치할 수 있다. 대체 실시형태에서, 3X FL 캐리어는 1X RL 캐리어에 사용되는 칩 레이트보다 높은 칩 레이트를 가지는 하나 이상의 캐리어를 사용한다.
다른 실시형태에서, 본 발명은 디지털 신호 처리 장치에 의해 실행가능한 디지털 정보를 포함하는 제품의 아티클 (article) 을 제공한다. 다른 실시형태에서, 본 발명은 본 발명의 방법을 수행하는데 사용되는 장치를 제공한다. 상기 장치는 원격국 및 그 중에서도 특히 원격국에 정보 신호를 통신하는데 사용되는 트랜시버를 갖는 하나 이상의 기지국을 구비할 수도 있다. 또한, 명백하게도, 신호를 수신하기 위하여, 원격국은 기지국으로부터, 그리고 응용가능하다면 아마도 인공위성으로부터 송수신하는 트랜시버를 포함한다. 또한, 상기 장치는 망 또 는 그 구성부 중 하나와 통신적으로 결합되는 마이크로프로세서와 같은 하나 이상의 디지털 처리 장치를 포함할 것이다.
본 발명은 그 사용자들에게 많은 장점을 제공한다. 하나의 장점은 서비스 제공자에게 향상된 스펙트럼 관리를 제공한다는 것이다. 다른 장점은 현재의 하드웨어를 한번에 전체적으로 교체할 필요가 없이 원하는 경우에 점증적으로 cdma2000 1X 시스템을 cdma2000 3X 시스템 서비스로 업그레이드할 수 있다는 것이다. 이하 설명한 바와 같이, 그 서비스 유형에 대한 요구가 증가함에 따라 부가적인 하드웨어가 특정 서비스 유형을 제공하기 위하여 부가될 수 있다. 이것은 제공자로 하여금 그 사용자들이 요구하는 단지 그 서비스를 경제적으로 제공하도록 한다. 또한, 본 발명은 이하의 발명의 상세한 설명을 살펴보면, 더욱 더 분명해질 많은 장점 및 이점을 제공한다.
예시적인 실시형태의 상세한 설명
동작
도 2-6b 는 본 발명의 다양한 방법 및 장치의 모습의 예들을 나타낸다. 설명을 용이하게 하기 위하여, 그러나 어떠한 의도된 제한없이, 이 예시들은 디지털 신호 처리 장치를 배경으로 기재되며, 그 하나의 예가 이하 다양한 방법 실시형태의 설명에 따라서 기재된다.
본 발명의 예시적인 실시형태는 CDMA 시스템에 기초한다. CDMA 시스템은 TIA 에 의해 마련되었으며 그 명칭이 "SPREAD SPECTRUM DIGITAL TECHNOLOGY - MOBILE AND PERSONAL COMMUNICATIONS STANDARDS" 인 TIA/EIA/IS-2000, 및 그 명칭 이 "MOBILE STATION-BASE STATION COMPATIBILITY STANDARD FOR DUAL-MODE WIDEBAND SPREAD SPECTRUM CELLULAR SYSTEM" 인 TIA/EIA/IS-95x 에 개시되어 있으며, 여기서 모두를 참조로 포함한다. IS-2000 에 개시된 바와 같이, 표준 cdma2000 3X 다중캐리어 (MC) 순방향 링크 (FL) 시스템은 단일 3X 캐리어를 사용하는 역방향 링크 (RL) 와 쌍을 이루는 3 개의 1.2288 Mcps 캐리어를 사용한다. 이 단일 캐리어는 3.6864 Mcps 의 직접 확산 칩 레이트를 제공한다. 본 발명은 이 통상의 구성보다 개량된다.
이하 개시되는 바와 같이 본 발명의 방법들은 광범위한 서비스에 응용된다. 이 서비스들은 음성 및 데이터 서비스를 포함하나, 본 발명은 전형적으로 RL 부하 요건보다 훨씬 큰 FL 부하 요건을 갖는 이메일 및 웹 브라우징과 같은 데이터 서비스에 특히 적합하다.
스펙트럼 관리
일 실시형태에서, 본 발명은 도 2 에 도시한 바와 같은 cdma2000 MC FL 및 단일 cdma2000 1X 역방향 링크를 사용한다. cdma2000 PCS 구성에 있어서, 각 MC FL 캐리어는 1.25 MHz 만큼씩 분리되어 있다. 도면에서, 1X RL 캐리어는 중심 "주파수 빈" 에 나타나 있으며, 주파수 빈이라는 용어는 대역 클래스 내의 1.25 MHz 대역을 나타낸다. 그러나, 다른 실시형태에서, 1X RL 캐리어가 3 개의 MC FL 주파수들 중 각각에 대응하는 3 개의 가능한 주파수 빈들 중 어느 하나에 위치할 수 있다. 도 2 의 예시에서, 3 개의 가능한 빈들은 각각 1.25 MHz, 2.5 MHz, 및 3.75 MHz 의 각 캐리어에 대하여 중심 주파수를 갖는다. 3X MC FL 은 2.5 MHz 에 중심이 위치한다. 다른 실시형태에서, 1X RL 캐리어는 제공자에게 할당된 어떠한 주파수 빈에도 위치할 수 있다.
당업계에 공지되어 있고, 이하 설명되는 바와 같이, 이동국은 제공자의 대역 내의 어떠한 주파수에 대하여도 1X RL 을 송신할 수 있다. 서로 다른 RL 주파수들을 생성하는데 사용될 수 있는 많은 공지된 방법들이 있다. 반도체와 같은 디지털 신호 처리 장치에 사용되는 작은 결합구조들은 비교적 낮은 전력 소모를 갖는 고 (高) 클록 레이트의 사용을 가능케한다. 따라서, 제공자에게 할당된 대역폭에 걸쳐 변할 수 있는 RL 파형을 생성하는 것은 상당히 실용적이다. 특히, 전술한 3 개의 빈들을 생성하는 것은 상당히 간단하다. 본 발명의 하나의 이점은 본 발명을 구현하는 cdma2000 1X 기술의 물리 계층 구조에 실제로 어떠한 변화도 없다는 점으로, 물리 계층이란 이동국과 데이터의 송수신을 담당하는 기지국 간의 통신 프로토콜을 말한다. 예컨대, RL 전력 제어를 위한 전력 제어 신호가 3 개의 FL 다중캐리어로 전송될 수 있으며, FL 전력 제어를 위한 전력 제어 스트림이 단일 RL 캐리어로 전송될 수 있다.
넓은 주파수 영역 및 발생하는 비대칭 구조에 걸쳐 cdma2000 1X RL 을 이동시킴으로써, RL 은 주파수 대역의 한 부분으로 그루핑 (grouping) 될 수 있으며, FL 은 주파수 대역의 다른 부분으로 그루핑될 수 있다. 이것은 스펙트럼 관리에서 신규의 종전에 발견되지 않은 기회를 가능케한다. 그러한 하나의 배치가 도 3 에 도시되어 있다. 여기서, RL 이 함께 그루핑되어, 1X 및 3X FDD 채널 및 1X 시분할 듀플렉싱된 (TDD) 채널을 사용하는 제공자의 대역에 공간을 남긴다. 특히, FDD 서비스가 보다 중요한 서비스로 간주되는 경우, TDD 활용은 간섭 문제가 반대의 경우보다 덜 문제가 되는 RL 상에 있다는 점에 유의해야 한다. FDD 와 TDD 서비스 간의 주파수 대역들의 분리는 FDD 와 TDD 서비스 간의 간섭을 거의 없애는데 충분하다. 따라서, 이동국과 기지국 간의 충분한 주파수 분리가 있는 경우, TDD 이동국 송신기는 FDD 기지국 송신기와 같은 주파수 대역을 사용할 수도 있다. 도 7 은 이동국으로부터의 1X 와 3X 역방향 링크 모두에 대한 방사를 나타낸다. 이상적으로는, 송신된 스펙트럼은 정확하게 1X 에 대하여 1.2288 MHz 또는 3X 에 대하여 3.6864 MHz 의 대역폭일 것이다. 그러나, 송신기에서의 상호변조 왜곡은 원하지 않는 방사를 야기한다. 도 7 에서 볼 수 있는 바와 같이, 송신기에서 상호변조 왜곡으로 인한 페디스털 (pedestal) 은 1X 역방향 링크 보다 3X 역방향 링크를 가진 대역폭에서 더욱 더 넓다. 페디스털에서의 종결은 3 차 상호변조 프로덕트 때문이며, 그 후의 페디스털은 7 차 상호변조 프로덕트 때문이다. 각 페디스털의 대역폭은 거의 칩 레이트와 동일하다. 따라서, 3 차 페디스털을 포함하는 3X 역방향 링크의 대역폭은 칩 레이트의 거의 3 배, 즉 11.0592 MHz 이다. 대조적으로, 3 차 페디스털을 포함하여 1X 역방향 링크의 대역폭은 칩 레이트의 거의 3 배, 즉 3.6864 MHz 이다. 보다 선형인 전력 증폭기를 사용함으로써, 상호변조 왜곡이 감소될 수 있다 (그래서, 원하지 않는 방사가 감소될 수 있다). 그러나, 이동국에서의 보다 선형인 전력 증폭기는 동일한 전력 출력에 대해 더 많은 배터리 전력을 요한다. 이동국의 설계 목적이 보다 긴 배터리 수명을 갖는 것이기 때문에, 원하지 않는 방사와 배터리 수명 간의 트레이 드오프 (tradeoff) 가 있다. 설명으로부터 쉽게 알 수 있듯이, 3X 파형은 TDD 및 다른 시스템에 대하여 더 큰 보호 대역을 가져오는 대역폭면에서 더 넓은 방사를 갖는다. 기지국으로부터의 방사가 또한 문제지만, 기지국은 그 주 전원으로 배터리 전원을 사용하지 않는다. 따라서, 보다 선형인 전력 증폭기를 갖는 것이 이동국에서의 경우보다 현저히 어렵지 않다.
데이터 유형에 의한 순방향 링크 배포
cdma2000 MC FL 송신 시스템을 사용하는 제안된 발명의 일 실시형태에서, 각 정보 채널은 순방향 링크의 3 개의 캐리어들 각각을 따라서 균등하게 분배되어 있다. 예컨대, 순방향 링크로 데이터 신호를 송신하는 경우, 그 데이터 신호에 대한 심볼은 각 캐리어로 송신되는 심볼의 1/3 에 균등하게 분배된다. 이 방법의 이점은 최대 주파수 다이버시티를 제공하고, 신호 송신의 의존성을 증가시킨다는 것이다. 이 방법은 페이딩과 같은 주파수 의존 전파 (propagation) 에 의해 야기되는 문제점을 최소화한다.
그러나, 이 균등-분배 실시형태는 다중캐리어 순방향 링크가 제공할 수 있는 유연성을 감소시킨다. 따라서, 본 발명의 다른 실시형태에서는, 서로 다른 캐리어들을 사용하여 서로 다른 정보 유형들이 송신된다. 예컨대, 음성 데이터와 같은 기본 채널 데이터는 제 1 캐리어로 송신되지만, 고속 디지털 데이터와 같은 보조 채널 데이터는 제 2 캐리어로 송신될 수도 있다. 이것은 시스템으로 하여금 그 서비스하는 영역의 요구에 적응하게 하고, 서비스 제공자로 하여금 그 고객에 제공되는 서비스를 점증적으로 증가시키는 것을 가능케한다.
예컨대, 제공자가 3 개의 캐리어 FL 시스템을 갖는 경우, 초기에 1X 대역으로 음성 서비스를 제공하도록 결정할 수도 있다. 나중에, 그 고객의 요구에 응답하여, 제 2 대역이 부가 음성 서비스를 전송하기 위하여 사용될 수 있으며, 또는 고속 디지털 데이터를 전송할 목적으로 그 대역이 할당될 수도 있다. 따라서, 본 발명의 이 실시형태에서, 서로 다른 데이터 유형을 전송하도록 대역들이 할당된다.
또 다른 실시형태에서, 3 개의 cdma2000 1X FL 이 단일 cdma2000 1X RL 과 함께 인접한 주파수로 제공된다. 다중-코드 송신에 사용되는 기술과 달리, 다중 FL 코드 채널이 서로 다른 주파수로 이동국에 할당된다. 코드 채널의 어떠한 조합도 3 개의 주파수에 대해 사용될 수 있다. 예컨대, 307.2 kbps FL 코드 채널이 FL 캐리어들 각각에 대해 제공되어, 921.6 kbps 의 총 데이터 레이트가 제공될 수 있다. 다른 실시형태에서, 앞에서 설명한 스펙트럼 관리 방법이 이 방법과 함께 사용될 수 있다. 다른 배치에서, 순방향 링크 채널 중 하나가 RL 과 기본 채널에 대한 전력 제어 정보를 전달한다. 통상, 기본 채널은 음성, 인증과 같은 저속 레이트, 및 제어 정보를 전송하는 채널이다. 다른 주파수들이 기본 채널, 및/또는 아마도 다른 채널과 결합하여 동작하는 보조 채널에 사용되어, 높은 데이터 레이트 서비스가 제공될 수 있다.
이 실시형태들은 현재의 기지국 (BS) 하드웨어가 사용되고, 필요하다면 부가 하드웨어로 보충되어 순방향 링크 송신 레이트가 증가될 수도 있다는 장점을 가진다. 전체 기지국을 대체하는 것에 비하여, 현재의 하드웨어를 보충하는 것은 덜 비싸다. 또한, 본 발명의 방법은 제공자로 하여금 cdma2000 1X 시스템으로부터 cdma2000 3X 시스템으로 쉽게 전환할 수 있도록 한다. 그러나, 현재의 BS 하드웨어를 재사용하기 위하여, 약간의 단순화가 다양한 구현에 있어 필요할 수도 있다. 그러한 하나의 단순화는, 하나의 주파수로 송신 전력을 제어하는데 사용되는 고속 (800 Hz) 순방향 링크 전력 제어가 다른 주파수들로 송신 전력을 제어하는데 사용될 수 없다는 것이다. 이 상황은 특정 BS 설계가 각 주파수에 대하여 별도의 하드웨어 카드를 사용하는 경우에 발생한다. 별도의 하드웨어 카드는 공통의 구성에서 주파수들간 고속 전력 제어 스트림의 전달을 가능케하지 않는다.
또한, 고속 데이터 채널, 특히 긴 인터리버들을 갖는 채널들에 있어서, 시스템 용량을 최대화하는 것이 목적인 경우, 고속 순방향 링크 전력 제어가 항상 전력을 제어하는 최상의 기술인 것은 아니다. 따라서, 이 실시형태에서, 당업계에 널리 공지된 것인 전력 제어의 저속 형태가 사용되어야 한다. 예컨대, 이 부가 주파수들에 대하여 FL 전력 제어를 수행하는 하나의 방법은 현재 많은 IS-95 시스템에 행해지는 것과 같이 선택기로부터 송신 전력을 제어하는 것이다. 선택기에서의 알고리즘은 언제 이동국으로 송신되는 전력이 변경될 필요가 있는지를 판정하고, 매 프레임마다 그 이득을 BS 에 전송한다. 이 기술에 대한 보다 상세한 설명은, TIA 에 의해 발행되고 그 명칭이 "MSC-BS INTERFACE (A-INTERFACE) FOR PUBLIC 800 MHZ" 인 TIA/EIA/IS-634 에 게재되어 있으며, 여기서 참조로 포함한다.
결과적으로, 고속 순방향 전력 제어는 기본 제어 채널, 및 아마도 몇몇의 보조 채널들을 포함하는 하나의 FL 주파수 상에 사용될 수 있다. 저속 전력 제어 는 부가적인 보조 채널을 포함하는 다른 FL 주파수 상에 사용될 수 있다.
하드웨어 구성요소 및 상호접속
전술한 바와 같은 기계로 판독가능한 명령 시퀀스를 수행하는데 사용되는 디지털 신호 처리 장치가 도 4a-6b 에 나타낸 바와 같은 다양한 하드웨어 구성요소들과 상호접속들에 의해 구체화될 수도 있다.
도 4a 는 본 발명에 따라서 사용하기 위해 구성된 이동국 (MS; 401) 의 개략 블록의 표시를 나타낸다. MS (401) 는 cdma2000 3X MC 순방향 링크를 사용하여 기지국 (미도시) 으로부터의 신호를 수신한다. 그 신호는 후술하는 바와 같이 처리된다. MS (401) 는 cdma2000 1X RL 을 사용하여 기지국에 정보를 송신한다.
도 4b 는 본 발명에 따라서 MS (401) 에 의한 송신용 정보를 준비하는데 사용되는 채널 구조의 보다 상세한 블록 표시를 나타낸다. 도면에서, 이하 신호라고 하는 송신될 정보가 비트 블록들으로 구성된 비트들로 송신된다. CRC 및 테일 비트 생성기 (생성기; 403) 는 신호를 수신한다. 생성기 (403) 는 순환 반복 코드를 사용하여, 수신기에 의해 수신되는 경우 신호의 품질을 판정하는 것을 보조하는 패리티 검사 비트들을 생성한다. 이 비트들이 신호에 포함된다. 또한, 테일 비트 - 고정된 비트들 시퀀스 - 가 데이터 블록의 끝에 부가되어 인코더 (405) 를 알려진 상태까지 리셋시킨다.
인코더 (405) 는 신호를 수신하고, 에러 정정의 목적으로 신호에 반복을 만든다. 서로 다른 "코드" 가 반복을 신호 내에 어떻게 만들 것인지를 결정하는 데 사용될 수도 있다. 이 인코딩된 비트들이 심볼들로 불린다. 반복 생성기 (407) 는 수신하는 심볼을 소정의 횟수로 반복하여, 송신 에러로 인하여 손실되는 심볼들의 부분들이 전송된 정보의 전체 품질에 영향을 주지 않도록 한다. 블록 인터리버 (409) 는 심볼들을 취하여, 그들을 점블링 (jumble) 한다. 긴 코드 생성기 (411) 는 그 점블링된 심볼들을 수신하고, 소정의 칩 레이트로 생성된 의사난수 잡음 시퀀스를 사용하여 그들을 스크램블링 (scramble) 한다. 각 심볼은 그 스크램블링 시퀀스의 의사난수 칩들 중 하나와 XOR 된다.
상기 방법에 관하여 설명한 바와 같이, 하나 이상의 캐리어 (채널) 를 사용하여 정보가 송신될 수도 있다. 따라서, 도 5a 에 도시한 디멀티플렉서 (DEMUX; 511) 는 입력 신호 "a" 를 취하여, 입력 신호가 복구될 수 있는 방식으로 이를 다중 출력 신호로 나눈다. 도 5b 에 도시한 바와 같이, 일 실시형태에서, 신호 "a" 는 각 신호가 선택된 데이터-유형을 나타내는 3 개의 별도의 신호로 나뉘어지고, 데이터-유형 신호마다 하나의 FL 채널을 사용하여 송신된다. 다른 실시형태에서, 도 5c 에 도시한 바와 같은, DEMUX (511) 는 신호 "a" 를 데이터-유형마다 2 개의 구성요소로 나눈다. 이 배치와 관계없이, 본 발명은 부모 신호로부터 생성된 개별 신호가 하나 이상의 채널을 사용하여 송신될 수 있다는 점에 주목한다.
또한, 이 기술은 신호가 동일 FL 채널을 완전히 또는 부분적으로 사용하여 송신되는 복수의 사용자에게 응용될 수 있다. 예컨대, 4 명의 서로 다른 사용자들로부터의 신호가 동일한 3 개의 FL 채널을 사용하여 전송될 경우, 이 신호들 각각은 각 신호를 서로 다른 FL 채널을 사용하여 전송될 3 개의 구성요소로 각각 디멀티플렉싱하는 것에 의하여 "채널화" 된다. 각 채널에 대하여, 각 신호들은 멀티플렉싱되어, FL 채널 당 하나의 신호가 형성된다. 그 후, 여기서 설명하는 기술을 사용하여, 신호가 송신된다. 그 후, 도 5a 로 되돌아가서, 디멀티플렉싱된 신호가 왈쉬 인코더 (513) 에 의하여 인코딩되고, 승산기 (517) 에 의하여 2 개의 구성요소, 구성요소 I 및 Q 로 확산된다. 이 구성요소는 합산기 (519) 에 의하여 합산되어, 송신기 (521) 에 의하여 이동국 (미도시) 으로 통신된다.
도 5d 는 무선 통신 장치 (500) 에 구체화되는 본 발명의 송신 시스템의 예시적인 실시형태의 기능 블록도를 나타낸다. 당업자는 도면에 나타낸 특정 기능 블록들이 본 발명의 다른 실시형태에 존재하지 않을 수도 있다는 것을 알 수 있다. 도 5e 의 블록도는 IS-2000, 즉 CDMA 애플리케이션을 위한 cdma2000 이라 하는 TIA/EIA 표준 IS-95C 에 따른 동작에 일치하는 실시형태에 대응한다. 본 발명의 다른 실시형태는 ETSI 및 ARIB 표준화 단체에 의해 제안된 광대역 CDMA (WCDMA) 표준을 포함하는 다른 표준에 유용하다. 당업자는, WCDMA 표준에서의 역방향 링크 변조와 IS-95C 표준에서의 역방향 링크 변조 간의 광범위한 유사성 때문에, WCDMA 표준에 대한 본 발명의 확장이 달성될 수도 있다는 것을 알 수 있다.
도 5d 의 예시적인 실시형태에서, 무선 통신 장치는 그 명칭이 "HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조로 포함하는 미국 특허출원번호 제 08/886/604 호에 개시된 바와 같은 짧은 직교 확산 시퀀스에 의해 서로 구별되는 복수의 별도의 정보 채널들을 송 신한다. 5 개의 별도의 코드 채널, 1) 제 1 보조 데이터 채널 (532) 2) 파일롯 및 전력 제어 심볼들의 시간 멀티플렉싱된 채널 (534) 3) 전용 제어 채널 (536) 4) 제 2 보조 데이터 채널 (538) 5) 기본 채널 (540) 이 무선통신 장치에 의해 송신된다. 제 1 보조 데이터 채널 (532) 및 제 2 보조 데이터 채널 (538) 은 팩시밀리, 멀티미디어 애플리케이션, 비디오, 전자 메일 메시지 또는 다른 형태의 디지털 데이터와 같은 기본 채널 (540) 의 용량을 초과하는 디지털 데이터를 전송한다. 파일롯 및 전력 제어 심볼들의 그 멀티플렉싱된 채널 (534) 은 파일롯 심볼들을 전송하여 기지국에 의한 데이터 채널의 코히어런트 복조를 가능하게 하고, 전력 제어 비트들을 전송하여 무선 통신 장치 (500) 와 통신하는 기지국 또는 기지국들의 송신 에너지의 제어를 가능케 한다. 제어 채널 (536) 은 무선 통신 장치 (500) 의 동작 모드, 무선 통신 장치 (500) 의 성능, 다른 필요한 시그날링 정보와 같은 제어 정보를 기지국에 전송한다. 기본 채널 (540) 은 무선 통신 장치로부터 기지국으로의 주요 정보를 전송하는데 사용되는 채널이다. 음성 송신의 경우, 기본 채널 (540) 은 음성 데이터를 전송한다.
보조 데이터 채널 (532, 538) 은 미도시된 수단에 의해 송신을 위해 인코딩되고 처리되어, 변조기 (526) 에 제공된다. 전력 제어 비트들이 반복 생성기 (522) 에 제공되어, 그 비트들이 멀티플렉서 (MUX; 524) 에 제공되기 전에 전력 제어 비트들의 반복을 제공한다. MUX (524) 에서, 잉여 전력 제어 비트들이 파일롯 심볼들과 시간 멀티플렉싱되어, 라인 (534) 으로 변조기 (526) 에 제공된다.
메시지 생성기 (512) 는 필요한 제어 정보 메시지를 생성하고, 그 제어 메시 지를 CRC 및 테일 비트 생성기 (514) 에 제공한다. CRC 및 테일 비트 생성기 (514) 는 기지국에서의 디코딩의 정확성을 검사하는데 사용되는 패러티 비트들인 순환 반복 검사 비트들 세트를 첨부하고, 기지국 수신기 서브시스템에서의 디코더의 메모리를 소거하기 위하여 제어 메시지에 소정의 테일 비트들을 첨부한다. 그 후, 메시지가 인코더 (516) 에 제공되어, 그 제어 메시지에 대한 전방 에러 정정 코딩이 제공된다. 그 인코딩된 심볼들이 반복 생성기 (518) 에 제공되어, 그 인코딩된 심볼들이 반복되어 전송에서의 부가적인 시간 다이버시티가 제공된다. 그 후, 그 심볼들이 인터리버 (520) 에 제공되어, 소정의 인터리빙 포맷에 따라서 그 심볼들이 재배열된다. 그 인터리빙된 심볼들이 라인 (536) 으로 변조기 (526) 에 제공된다.
가변 레이트 데이터 소스 (502) 는 가변 레이트 데이터를 생성한다. 예시적인 실시형태에서, 가변 레이트 데이터 소스 (502) 는 그 명칭이 "VARIABLE RATE VOCODER" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조로 포함하는 미국 특허 제 5,414,796 호에 개시된 것과 같은 가변 레이트 음성 인코더이다. 가변 레이트 보코더는, 그 사용이 무선 통신 장치의 배터리 수명을 증가시키고, 감지되는 음성 품질에 대한 영향을 최소화하면서 시스템 용량을 증가시키기 때문에, 무선 통신에서 유행한다. TIA 는 IS-96, IS-127, 및 IS-733 과 같은 표준안에서 가장 유행하는 가변 레이트 음성 인코더를 명문화했다. 이 가변 레이트 음성 인코더들은 음성 액티버티의 레벨에 따라서 풀 레이트, 1/2 레이트, 1/4 레이트, 또는 1/8 레이트라 하는 4 개의 가능한 레이트로 음성 신호를 인코딩한다. 레이트는 음성 프레임을 인코딩하는데 사용되는 비트들의 수를 나타내며, 프레임 베이스에 따라 변한다. 풀 레이트는 소정의 최대 비트들의 수를 사용하여 프레임을 인코딩하고, 1/2 레이트는 소정의 최대 비트들의 수의 1/2 을 사용하여 프레임을 인코딩하고, 1/4 레이트는 소정의 최대 비트들의 수의 1/4 을 사용하여 프레임을 인코딩하고, 1/8 레이트는 소정의 최대 비트들의 수의 1/8 을 사용하여 프레임을 인코딩한다.
가변 레이트 데이터 소스 (502) 는 그 인코딩된 음성 프레임을 CRC 및 테일 비트 생성기 (504) 에 제공한다. CRC 및 테일 비트 생성기 (504) 는 기지국에서의 디코딩의 정확성을 검사하는데 사용되는 패러티 비트인 순환 반복 검사 비트들 세트를 첨부하고, 기지국에서 디코더의 메모리를 소거하기 위하여 제어 메시지에 소정의 테일 비트들 세트를 첨부한다. 그 후, 프레임이 인코더 (506) 에 제공되어, 음성 프레임에 대한 전방 에러 정정 코딩이 제공된다. 그 인코딩된 심볼이 반복 생성기 (508) 에 제공되어, 그 인코딩된 심볼의 반복이 제공된다. 그 후, 그 심볼들이 인터리버 (510) 에 제공되어, 소정의 인터리빙 포맷에 따라서 재배열된다. 그 인터리빙된 심볼들이 라인 (540) 으로 변조기 (526) 에 제공된다.
예시적인 실시형태에서, 변조기 (526) 는 코드분할 다중접속 변조 포맷에 따라서 그 데이터 채널을 변조하고, 그 변조된 정보를 송신기 (TMTR; 530) 에 제공하여, 그 신호를 증폭 및 필터링하고, 안테나를 통한 송신을 위하여 듀플렉스 (528) 를 통하여 신호를 제공한다. IS-95 및 cdma2000 시스템에서, 20 ms 프레임이 전력 제어 그룹이라 하는 16 개의 동일한 수의 심볼들로 나누어진다. 전력 제어에 대한 기준은, 각 전력 제어 그룹에 대하여 프레임을 수신하는 기지국이 기지국에서의 수신된 역방향 링크 신호의 충분성의 판정에 응답하여 전력 제어 명령을 명한다는 사실에 기초한다.
도 5e 는 도 5d 의 변조기 (526) 의 예시적인 실시형태의 기능 블록도를 나타낸다. 제 1 보조 데이터 채널 데이터가 라인 (532) 로 확산 요소 (542) 에 제공되어, 소정의 확산 시퀀스에 따라서 그 보조 채널 데이터가 커버링된다. 예시적인 실시형태에서, 확산 요소 (542) 는 짧은 왈쉬 시퀀스 (++--) 를 가지고 그 보조 채널 데이터를 확산한다. 그 확산된 데이터가 상대 이득 요소 (544) 에 제공되어, 파일롯 및 전력 제어 심볼들의 에너지에 비례하여 그 확산된 보조 채널 데이터의 이득이 조정된다. 그 이득 조정된 보조 채널 데이터가 합산 요소 (546) 의 제 1 합산 입력에 제공된다. 그 파일롯 및 전력 제어 멀티플렉싱된 심볼들이 라인 (534) 로 합산 요소 (546) 의 제 2 합산 입력에 제공된다.
제어 채널 데이터가 라인 (536) 으로 확산 요소 (548) 에 제공되어, 소정의 확산 시퀀스에 따라서 보조 채널 데이터가 커버링된다. 예시적인 실시형태에서, 확산 요소 (548) 는 그 보조 채널 데이터를 짧은 왈쉬 시퀀스 (++++++++--------) 를 가지고 확산한다. 그 확산된 데이터가 상대 이득 요소 (550) 에 제공되어, 그 파일롯 및 전력 제어 심볼들의 에너지에 비례하여 그 확산된 제어 채널 데이터의 이득이 조정된다. 그 이득 조정된 제어 데이터가 합산 요소 (546) 의 제 3 합산 입력에 제공된다. 합산 요소 (546) 는 그 이득 조정된 제어 데이터 심볼들, 그 이득 조정된 보조 채널 심볼들과 그 시간 멀티플렉싱된 파일롯 및 전력 제어 심볼들을 합산하고, 그 합을 승산기 (562) 의 제 1 입력 및 승산기 (568) 의 제 1 입력에 제공한다.
제 2 보조 채널이 라인 (538) 로 확산 요소 (552) 에 제공되어, 소정의 확산 시퀀스에 따라서 그 보조 채널 데이터가 커버링된다. 예시적인 실시형태에서, 확산 요소 (552) 는 그 보조 채널 데이터를 짧은 왈쉬 시퀀스 (+-) 를 가지고 확산한다. 그 확산된 데이터가 상대 이득 요소 (554) 에 제공되어, 그 확산된 보조 채널 데이터의 이득이 조정된다. 그 이득 조정된 보조 채널 데이터가 합산기 (556) 의 제 1 합산 입력에 제공된다.
기본 채널 데이터가 라인 (540) 으로 확산 요소 (558) 에 제공되어, 소정의 확산 시퀀스에 따라서 기본 채널 데이터가 커버링된다. 예시적인 실시형태에서, 확산 요소 (558) 는 그 기본 채널 데이터를 짧은 왈쉬 시퀀스 (++++----++++----) 를 가지고 확산한다. 그 확산된 데이터가 상대 이득 요소 (560) 에 제공되어, 그 확산된 기본 채널 데이터의 이득이 조정된다. 그 이득 조정된 기본 채널 데이터가 합산 요소 (556) 의 제 2 합산 입력에 제공된다. 합산 요소 (556) 는 그 이득 조정된 제 2 보조 채널 데이터 심볼들과 그 기본 채널 데이터 심볼들을 합산하고, 그 합을 승산기 (564) 의 제 1 입력과 승산기 (566) 의 제 1 입력에 제공한다.
예시적인 실시형태에서, 2 개의 서로 다른 짧은 PN 시퀀스 (PNI, PNQ) 를 사 용하는 의사난수 확산이 그 데이터를 확산하는데 사용된다. 예시적인 실시형태에서, 짧은 PN 시퀀스들, PNI 및 PNQ 가 긴 PN 코드에 의해 승산되어, 부가 프라이버시가 제공된다. 의사난수 시퀀스의 생성은 당업계에 널리 공지되어 있으며, 그 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 이고 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조로 포함하는 미국 특허 제 5,103,459 호에 개시되어 있다. 긴 PN 시퀀스가 승산기 (570 , 572) 의 제 1 입력에 제공된다. 짧은 PN 시퀀스 PNI 가 승산기 (570) 의 제 2 입력에 제공되고, 짧은 PN 시퀀스 PNQ 가 승산기 (572) 의 제 2 입력에 제공된다.
승산기 (570) 로부터의 그 결과인 PN 시퀀스가 각각 승산기 (562, 564) 의 제 2 입력들에 제공된다. 승산기 (572) 로부터의 그 결과인 PN 시퀀스가 각각 승산기 (566, 568) 의 제 2 입력들에 제공된다. 승산기 (562) 로부터의 프로덕트 시퀀스가 감산기 (574) 의 합산 입력에 제공된다. 승산기 (564) 로부터의 프로덕트 시퀀스가 합산 요소 (576) 의 제 1 합산 입력에 제공된다. 승산기 (566) 로부터의 프로덕트 시퀀스가 감산기 (574) 의 감산 입력에 제공된다. 승산기 (568) 로부터의 프로덕트 시퀀스가 합산 요소 (576) 의 제 2 합산 입력에 제공된다.
감산기 (574) 로부터의 차이 시퀀스가 기저대역 필터 (578) 에 제공된다. 기저대역 필터 (578) 는 서로 다른 시퀀스에 대한 필요한 필터링을 수행하고, 그 필터링된 시퀀스를 이득 요소 (582) 에 제공한다. 이득 요소 (582) 는 그 신호의 이득을 조정하고, 그 이득 조정된 신호를 업컨버터 (586) 에 제공한다. 업컨버터 (586) 는 QPSK 변조 포맷에 따라서 그 이득 조정된 신호를 업컨버팅하고, 그 업컨버팅된 신호를 합산기 (590) 의 제 1 입력에 제공한다.
합산 요소 (576) 로부터의 합산 시퀀스가 기저대역 필터 (580) 에 제공된다. 기저대역 필터 (580) 는 차이 시퀀스에 대한 필요한 필터링을 수행하고, 그 필터링된 시퀀스를 이득 요소 (584) 에 제공한다. 이득 요소 (584) 는 그 신호의 이득을 조정하고, 그 이득 조정된 신호를 업컨버터 (588) 에 제공한다. 업컨버터 (588) 는 QPSK 변조 포맷에 따라서 그 이득 조정된 신호를 업컨버팅하고, 그 업컨버팅된 신호를 합산 요소 (590) 의 제 2 입력에 제공한다. 합산 요소 (590) 는 2 개의 QPSK 변조된 신호들을 합산하고, 그 결과를 송신기 (미도시) 에 제공한다.
도 6a 에 의하면, 본 발명에 따른 기지국 (600) 의 선택부들의 기능 블록도가 도시되어 있다. 무선 통신 장치 (500) (도 5e) 로부터의 역방향 링크 RF 신호들이 수신기 (RCVR; 602) 에 의해 수신되어, 그 수신된 역방향 링크 RF 신호가 기저대역 주파수로 다운컨버팅된다. 예시적인 실시형태에서, 수신기 (602) 는 QPSK 복조 포맷에 따라서 그 수신 신호를 다운컨버팅한다. 그 후, 복조기 (604) 는 그 기저대역 신호를 복조한다. 또한, 복조기 (604) 는 도 6b 를 참조하여 설명된다.
그 복조된 신호가 누산기 (606) 에 제공된다. 누산기 (606) 는 심볼들의 여분으로 송신된 전력 제어 그룹들의 심볼 에너지를 합산한다. 그 누산된 심볼의 에너지들이 디인터리버 (608) 에 제공되어, 소정의 디인터리빙 포맷에 따라 재배열된다. 그 재배열된 심볼들이 디코더 (610) 에 제공되어, 그 송신된 프레임의 추정치가 제공된다. 그 후, 그 송신된 프레임의 추정치가 CRC 체크 (612) 에 제공되어, 그 송신된 프레임에 포함된 CRC 비트들에 기초하여 프레임 추정치의 정확성이 판정된다.
예시적인 실시형태에서, 기지국 (600) 은 역방향 링크 신호에 대한 블라인드 (blind) 디코딩을 수행한다. 블라인드 디코딩은 수신기가 송신 레이트를 사전에 알지 못하는 가변 레이트 데이터를 디코딩하는 방법을 말한다. 예시적인 실시형태에서, 기지국 (600) 은 가능한 각 레이트 가정에 따라서 그 데이터를 누산, 디인터리빙, 및 디코딩한다. 최상의 추정치로 선택된 프레임은 심볼 에러 레이트, CRC 체크, 및 야마모토 메트릭과 같은 품질 메트릭에 기초한다.
각 레이트 가정에 대한 프레임의 추정치가 제어 프로세서 (615) 에 제공되고, 또한 그 디코딩된 추정치의 각각에 대한 품질 메트릭 세트가 제공된다. 품질 메트릭은 그 심볼 에러 레이트, 야마모토 메트릭, 및 CRC 체크를 포함할 수도 있다. 제어 프로세서는 선택적으로 그 디코딩된 프레임 중 하나를 원격국 사용자에게 제공하거나, 또는 프레임 삭제를 선언한다.
복조기 (604) 의 예시적인 단일 복조 체인의 확장된 기능 블록도가 도 6b 에 나타나 있다. 바람직한 실시형태에서, 복조기 (604) 는 각 정보 채널에 대하여 하나의 복조 체인을 갖는다. 도 6b 의 예시적인 복조기 (604) 는 도 6a 의 예 시적인 변조기 (604) 에 의해 변조된 신호들에 대한 복소 복조를 수행한다. 전술한 바와 같이, 수신기 (RCVR; 602) 는 그 수신된 역방향 링크 RF 신호를 기저대역 주파수로 다운컨버팅하여, Q 및 I 기저대역 신호들을 생성한다. 역확산기 (614, 616) 는 도 5d 로부터 긴 코드를 사용하여 각각 I 및 Q 기저대역 신호들을 역확산한다. 기저대역 필터 (BBF; 618, 620) 는 각각 I 및 Q 기저대역 신호들을 필터링한다.
역확산기 (622, 624) 는 각각 도 5e 의 PNI 시퀀스를 사용하여 I 및 Q 신호들을 역확산한다. 유사하게, 역확산기 (626, 628) 는 각각 도 5e 의 PNQ 시퀀스를 사용하여 Q 및 I 신호들을 역확산한다. 역확산기 (622, 624) 의 출력들이 합성기 (630) 에서 합성된다. 합성기 (632) 에서 역확산기 (628) 의 출력이 역확산기 (624) 의 출력으로부터 감산된다. 그 후, 각 합성기 (630, 632) 의 출력은 도 5e 의 특정 관심있는 채널을 커버링하는데 사용된 왈쉬 코드와 함께 왈쉬 언커버러 (uncoverer) (634, 636) 에서의 왈쉬 언커버러들이다. 그 후, 왈쉬 언커버러 (634, 636) 의 출력들 각각이 누산기 (642, 644) 에 의해 하나의 왈쉬 심볼에 걸쳐 합산된다.
또한, 합성기 (630, 632) 의 출력들 각각이 누산기 (638, 640) 에 의해 하나의 왈쉬 심볼에 걸쳐 합산된다. 그 후, 누산기 (638, 640) 의 출력들 각각이 파일롯 필터 (646, 648) 에 인가된다. 파일롯 필터들 (646, 648) 은, 파일롯 신호 데이터 (534) (도 5d 참조) 의 그 추정된 이득과 위상을 판정함으로써 그 채 널 상태의 추정을 생성한다. 그 후, 복소 승산기 (650, 652) 에서, 파일롯 필터 (646) 의 출력이 누산기 (642, 644) 의 출력들 각각에 의해 복소 승산된다. 유사하게, 복소 승산기 (654, 656) 에서, 파일롯 필터 (648) 의 출력이 누산기 (642, 644) 의 출력들 각각에 의해 복소 승산된다. 그 후, 합성기 (658) 에서, 복소 승산기 (654) 의 출력이 복소 승산기 (650) 의 출력에 합산된다. 합성기 (660) 에서, 복소 승산기 (656) 의 출력이 복소 승산기 (652) 의 출력으로부터 감산된다. 마지막으로, 합성기 (662) 에서, 합성기 (658, 660) 의 출력들이 합성되어, 그 복조된 관심있는 신호를 생성한다.
도 7 은 1X 역방향 링크 스펙트럼과 3X 역방향 링크 스펙트럼을 비교한다.
특정의 전술한 기재에도 불구하고, 이 개시의 이익을 갖는 당업자는 여기서 설명한 장치가 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 서로 다른 구성의 기계에서 구현될 수도 있다는 것을 알 수 있다. 유사하게, 병렬적인 방법이 개발될 수도 있다. 특정의 장치 예로써, 도 6b 에 나타낸 합성 요소 (622) 와 같은 구성요소 중 하나는, 기능도에서 별도의 요소들로 나타내었지만, 합성 요소 (626) 와 결합될 수도 있다.
다른 실시형태
본 발명의 바람직한 실시형태로 현재 간주되는 것을 나타내었지만, 첨부된 청구범위에 규정된 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 다양한 번형과 수정이 행해질 수 있다는 것은 당업자에게 자명할 것이다.
본 발명은 cdma2000 1X 모드를 사용하는 시스템이 cdma2000 3X 모드를 사용하도록 쉽게 전환할 수 있도록 한다. 본 발명은 향상된 스펙트럼 관리를 제공하며, 순방향 링크에서 사용되는 대역폭이 역방향 링크에서의 대역폭과 다르도록 한다. 또한, 본 발명은 불필요한 방사 (emission) 를 줄이며, 보다 효율적인 대역폭의 사용을 가능하게 한다.
본 발명의 하나의 장점은 서비스 제공자에게 향상된 스펙트럼 관리를 제공한다는 것이다. 본 발명의 다른 장점은 현재의 하드웨어를 한번에 전체적으로 교체할 필요가 없이 원하는 경우에 점증적으로 cdma2000 1X 시스템을 cdma2000 3X 시스템 서비스로 업그레이드할 수 있다는 것이다. 서비스 유형에 대한 요구가 증가함에 따라 부가적인 하드웨어가 특정 서비스 유형을 제공하기 위하여 부가될 수 있다. 이것은 제공자로 하여금 그 사용자들이 요구하는 단지 그 서비스를 경제적으로 제공하도록 한다.

Claims (20)

  1. 복수의 순방향 링크 주파수 빈을 가지는 다중캐리어 순방향 링크를 지정하는 단계; 및
    하나 이상의 역방향 링크 주파수 빈을 가지는 역방향 링크를 지정하는 단계를 포함하는 무선통신 시스템에서의 방법으로서,
    상기 순방향 링크 주파수 빈 및 상기 하나 이상의 역방향 링크 주파수 빈은, 순방향 링크의 대역폭이 역방향 링크의 대역폭과 상이하게 할당되도록 지정되고, 또한 상기 순방향 링크 주파수 빈 및 상기 하나 이상의 역방향 링크 주파수 빈은 시간 영역에서의 코드 확산에 의해 획득되는 신호를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    순방향 링크 송신을 위하여 상기 복수의 순방향 링크 주파수 빈으로부터 관련 제 1 역방향 링크 주파수 빈을 가지는 제 1 순방향 링크 주파수 빈을 선택하는 단계; 및
    상기 순방향 링크 송신에 대응하는 역방향 링크 송신을 위하여, 상기 제 1 역방향 링크 주파수 빈과는 상이한 제 2 역방향 링크 주파수 빈을 선택하는 단계를 더 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 역방향 링크 주파수 빈을 선택하는 단계는 시스템의 부하에 기초하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 순방향 링크 송신에 대응하는 역방향 링크 송신을 위하여, 상기 제 1 및 상기 제 2 역방향 링크 주파수 빈과는 상이한 제 3 역방향 링크 주파수 빈을 선택하는 단계를 더 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 순방향 주파수 빈은 3 개의 주파수 빈을 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 순방향 링크 주파수 빈은 인접한 주파수 빈인, 무선통신 시스템에서의 방법.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 다중캐리어 순방향 링크는 복수의 코드 채널의 송신을 위하여 구성되고, 상기 복수의 코드 채널 중 하나는 상기 제 2 역방향 링크 주파수 빈에 대한 전 력 제어 정보를 전달하는데 이용되는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  8. 무선통신 시스템에서 순방향 및 역방향 링크 송신을 위한 대역폭을 할당하는 방법으로서,
    복수의 순방향 링크 주파수 빈을 가지는 다중캐리어 순방향 링크에 의한 통신을 수신하는 단계로서, 상기 역방향 링크는 하나 이상의 주파수 빈을 가지는 통신 수신 단계를 포함하며,
    상기 순방향 링크 빈 및 하나 이상의 역방향 링크 주파수 빈은 상기 순방향 및 역방향 링크 송신을 위한 대역폭의 할당이 변하도록 구성되며, 상기 순방향 링크 주파수 빈 및 상기 하나 이상의 역방향 링크 주파수 빈은 시간 영역에서의 코드 확산에 의해 획득되는 신호를 포함하는, 대역폭 할당방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    관련 제 1 역방향 링크 주파수 빈을 가지는 순방향 링크 주파수 빈에 대한 통신을 제 1 장치에 의해 수신하는 단계; 및
    상기 제 1 역방향 링크 주파수 빈과는 상이한 제 2 역방향 링크 주파수 빈을 통하여 제 2 장치에 의해 송신하는 단계를 더 포함하는, 대역폭 할당방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 장치에 의해 역방향 링크 주파수 빈의 표시자 (indication) 를 수 신하는 단계를 더 포함하는, 대역폭 할당방법.
  11. 복수의 순방향 링크 주파수 빈을 가지는 다중캐리어 순방향 링크에 의해 정보를 송신하는 제 1 수단; 및
    역방향 링크 주파수 빈을 지정하는 제 2 수단을 구비하는 무선통신 시스템에서의 장치로서,
    상기 제 1 및 제 2 수단은 순방향 링크 및 역방향 링크 송신을 위한 상이한 대역폭 할당을 가능하게 하도록 주파수 빈을 구성하고, 상기 순방향 링크 주파수 빈 및 상기 하나 이상의 역방향 링크 주파수 빈은 시간 영역에서의 코드 확산에 의해 획득되는 신호를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    순방향 링크 송신을 위하여 복수의 순방향 링크 주파수 빈으로부터 관련 제 1 역방향 링크 주파수 빈을 가지는 제 1 순방향 링크 주파수 빈을 선택하는 수단; 및
    상기 순방향 링크 송신에 대응하는 역방향 링크 송신을 위하여, 상기 제 1 역방향 링크 주파수 빈과는 상이한 제 2 역방향 링크 주파수 빈을 선택하는 수단을 더 포함하는, 무선통신 시스템에서의 장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 순방향 및 역방향 링크를 지정하는 단계는 역방향 링크의 대역폭보다 순방향 링크의 대역폭을 더 크게 할당하는 단계를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 순방향 링크의 지정하는 단계는 상기 순방향 링크를 cdma2000 3X 순방향 링크로서 구성하는 단계를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 순방향 링크는 제 1, 제 2 및 제 3 캐리어를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1, 제 2 및 제 3 캐리어는 각각 제 1, 제 2 및 제 3 인접 주파수 빈을 점유하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 역방향 링크의 지정은 상기 역방향 링크를 cdma2000 1X 역방향 링크로서 구성하는 단계를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 역방향 링크는 제 4 캐리어를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 4 캐리어는 상기 제 2 주파수 빈과 유사한 주파수 범위에 위치하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
  20. 복수의 순방향 링크 주파수 빈을 가지는 다중캐리어 순방향 링크를 지정하는 단계; 및
    복수의 역방향 링크 주파수 빈을 가지는 역방향 링크를 지정하는 단계를 포함하는 무선통신 시스템에서의 방법으로서,
    상기 역방향 주파수 빈의 서브셋은 시분할 듀플렉싱되며, 상기 순방향 링크 주파수 빈 및 상기 역방향 링크 주파수 빈은 순방향 링크의 대역폭이 역방향 링크의 대역폭과는 상이하게 할당되도록 지정되고, 상기 순방향 링크 주파수 빈 및 상기 역방향 링크 주파수 빈은 시간 영역에서의 코드 확산에 의해 획득되는 신호를 포함하는, 무선통신 시스템에서의 방법.
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