KR20070056480A - 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수동기 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수를 보정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 발명은 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치에 있어서, 사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생시키고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 주파수 오프셋 추정기와, 상기 Zn이 인덱스의 끝인가를 판단하고, 주파수 인덱스에 따라 저장된 Zn 값들 중 최대값을 가지는 주파수 인덱스를 초기 반송파 주파수 오프셋값으로 결정하여 출력하는 최대값 인덱스 발생기와, 상기 최대값 인덱스 발생기의 출력에 의하여 주파수 오프셋을 보정하는 주파수 오프셋 보정기를 포함함을 특징으로 한다.

OFDM, 반송파 주파수, 타이밍 오프셋

Description

직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치 및 방법{CARRIER FREQUENCY SYNCHRONIZATION APPARATUS AND METHOD IN OFDM SYSTEM}

도 1은 일반적인 OFDM 시스템에서 송신 및 수신을 위한 물리계층의 블록 구성을 도시한 도면,

도 2는 DAB 시스템에서 사용되는 사전 약속 심벌인 PRS(Phase Reference Symbol)의 자기 상관 특성을 시퀀스의 오프셋에 대하여 도시한 도면,

도 3a 및 도 3b는 일반적인 사전 약속 심벌을 이용하는 초기 반송파 주파수 동기화 방법을 설명하기 위한 도면,

도 4a 및 4b는 OFDM 시스템에서의 초기 반송파 주파수 오프셋 추정 장치에서 디지털 영역에서 보정하는 경우와 아날로그 영역에서 보정하는 경우를 설명하기 위한 도면,

도 5는 DAB 시스템의 프레임 구조를 도시한 도면,

도 6a 및 6b는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템에서 초기 반송파 주파수 동기 장치를 설명하기 위한 도면,

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템에서 초기 반송파 주파수 동기 방법을 설명하기 위한 도면,

도 8은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 OFDM 시스템에서 초기 반송파 주파수 동기 방법을 설명하기 위한 흐름도,

도 9는 본 발명과 종래 기술의 성능 비교도.

본 발명은 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 초기 반송파 주파수 오프셋을 보정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로, 무선 통신 시스템의 대표적인 시스템으로 셀룰라 통신 방식을 이용하는 이동통신 시스템이 대표적이다. 이러한 이동통신 시스템은 다수의 사용자들과 동시에 통신하기 위해서 다중 접속 방식을 사용하고 있다. 상기 다중 접속 방식은 시분할 다중 접속(TDMA) 방식과, 코드 분할 다중 접속(CDMA), 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 방식이 대표적으로 사용되고 있다. 이 중에서, 상기 코드 분할 다중 접속 방식의 시스템은 기술의 비약적인 발전에 따라 음성 통신을 주로 제공하는 시스템에서 고속의 패킷 데이터를 전송할 수 있는 형태로 발전하고 있다.

그러나, 최근에 상기 코드 분할 다중 접속 방식에서 자원인 코드의 사용 한계를 극복하기 위해서 직교주파수분할다중접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'라 칭함) 방식이 대두되고 있다.

상기 OFDMA 방식은 직교주파수분할다중(OFDM) 전송 방식을 근간으로 하여 구 성되는데, 여기서 OFDM 시스템은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용하고, 보호구간에 순환 전치 심볼(cyclic prefix, CP)의 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다.

이러한 기술적 발전에 힘입어 OFDM 방식 기술은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN : Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM : Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform， 이하 "FFT"라 칭하기로 한 다)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM : Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가진다. 또한, OFDM 방식은 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있다는 특징을 가진다. 뿐만 아니라 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하며, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(Inter Symbol Interference, ISI) 영향을 줄일 수 있고, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

도 1은 일반적인 OFDM 시스템에서 송신 및 수신을 위한 물리계층의 블록 구성을 도시한 도면이다.

송신하고자 하는 입력 비트 스트림(101)은 부호기(102)로 입력된다. 상기 부호기(120)는 입력 비트 스트림(101)을 미리 결정된 방식에 따라 부호화 한 후 이를 직/병렬 변환기(103)로 출력한다. 상기 직/병렬 변환기(103)는 부호화된 입력되는 직렬의 비트 스트림을 병렬 데이터로 변환하여 출력한다. 상기 직/병렬 변환기(103)에서 직렬 비트 스트림을 병렬의 비트 스트림으로 변환하는 것은 고속 역 퓨 리에 변환을 수행하기 위함이다. 따라서 상기 직/병렬 변환기(103)에서 출력된 병렬의 비트 스트림은 고속 역 퓨리에 변환기(104)로 입력된다. 이때, 병렬 스트림은 N개의 심볼들이라 가정한다. 이와 같이 N개의 심볼들을 수신하는 것으로 가정한 이유는 상기 고속 역 퓨리에 변환기(104)가 입력 스트림들을 N개의 단위로 역 퓨리에 변환을 수행하기 때문이다.

따라서 상기 고속 역 퓨리에 변환기(104)는 병렬로 수신된 N 개의 심볼들을 수신하여 전송할 심볼들을 고속 역 퓨리에 변환함으로써 주파수 영역의 심볼들을 시간 영역의 심볼들로 변환한다. 이와 같이 시간 영역으로 변환된 심볼들은 병/직렬 변환기(105)로 입력된다. 상기 병/직렬 변환기(105)는 병렬로 입력되는 N개의 시간 영역 심볼들을 직렬의 즉, 순차적인 N개의 비트 스트림으로 변환하여 출력한다. 이와 같이 상기 순차적으로 출력된 N개의 비트 스트림을 이하에서 "OFDM 심볼"이라 칭한다.

상기 OFDM 심볼은 CP 추가기(Cyclic Prefix Adder)(106)로 입력된다. 상기 CP 추가기(106)는 입력된 OFDM 심볼 중 마지막 비트로부터 역으로 소정 개수만큼의 비트들을 복사하고, 이를 OFDM 심볼의 최초 비트 앞에 삽입한다. 이와 같이 순환 전치 심볼을 부가하는 이유는, 다중경로 채널의 영향을 제거하기 위함이다. 상기 CP가 부가된 OFDM 심볼은 디지털-아날로그 변환기(107)로 입력된다. 그러면 상기 디지털-아날로그 변환기(107)는 입력된 디지털 심볼들을 아날로그 심볼들로 변환하여 수신기로 전송한다.

상기와 같이 전송되는 아날로그 심볼들은 다중 경로를 가지는 소정의 채널 (110)을 거쳐 수신기로 입력된다. 그러면 계속해서 수신기의 구성 및 동작에 대하여 살펴보기로 한다.

수신기의 아날로그-디지털 변환기(121)는 상기 채널(110)을 통해 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 이와 같이 아날로그-디지털 변환기(121)에서 디지털 신호로 변환된 신호들은 CP 제거기(122)로 입력된다. 상기 CP 제거기(122)는 다중경로의 영향으로 오염된 시클릭 프리픽스 즉, 순환 전치 심볼들을 제거한다. 상기 CP 제거기(122)에서 CP들이 제거된 신호는 직렬의 신호이다. 따라서 순환 전치 심볼들이 제거된 신호는 고속 역 퓨리에 변환을 위해 직/병렬 변환기(123)로 입력된다. 상기 직/병렬 변환기(123)는 직렬로 입력된 심볼들을 N개 단위로 병렬 변환하여 출력한다.

상기한 바와 같이 직렬로 입력된 심볼들을 N개의 단위로 병렬 변환하여 출력하는 것은 송신측에서 N개 단위로 퓨리에 변환이 이루어졌기 때문이다. 따라서 상기 고속 퓨리에 변환기(124)는 N개 단위의 병렬 데이터를 수신하고, 그 신호들을 퓨리에 변환한다. 즉, 퓨리에 변환기(124)에서 시간 영역의 심볼들을 주파수 영역의 심볼들로 변환한다. 주파수 영역으로 변환된 심볼들은 등화기(Equalizer)(125)로 입력된다. 상기 등화기(125)는 주파수 영역으로 변환되어 입력된 심볼들에서 전송되어 온 채널(110)의 영향을 상쇄하여 출력한다. 상기 등화기(125)에서 출력된 심볼들은 병/직렬 변환기(126)에서 병렬의 입력 심볼들을 다시 직렬의 심볼들로 변환하여 출력한다. 따라서 상기 병/직렬 변환기(126)에서 직렬로 변환되는 심볼들의 단위는 N개의 심볼들이 된다. 이와 같이 N개의 단위로 직렬 변환된 심볼들은 최종 적으로 복호기(127)로 입력되어 복호된다. 상기 복호기(127)는 입력된 심볼들을 복호하여 출력 비트 스트림(128)을 출력한다.

상기와 같은 OFDM 시스템은 단일 주파수 변조 방식(single carrier modulation scheme)에 비해 전송 대역을 효율적으로 사용할 수 있어 광대역 전송 방식에 많이 적용되고 있다.

수신 특성에 있어서 OFDM 시스템은 단일 반송파 전송 방식에 비해 주파수 선택적 다중 경로 페이딩 채널(frequency selective multipath fading channel)에 강한 특성을 보인다. 이것은 수신기의 입력 신호 특성이 복수 개의 부반송파가 차지하는 대역에 있어서는 주파수 선택적 채널이 되지만 각각의 부반송파 대역에 있어서는 주파수 비선택적 채널(frequency nonselective channel)이 되므로 간단한 채널 등화 과정을 거쳐서 쉽게 채널 보상이 가능하기 때문이다. 특히, 각각의 OFDM 심벌 앞에는 그 OFDM 심벌의 후반부를 복사하여 전송하는 순환 전치 심벌(cyclic prefix)을 전송함으로써 이전 심벌로부터의 간섭 성분(intersymbol interference, ISI)을 제거할 수 있다. 따라서, 이와 같은 다중 경로 페이딩 채널에 강한 특성은 OFDM 전송 방식을 광대역 고속 통신에 적합한 전송 방식이 되도록 한다.

디지털 방송용 표준안에서는 높은 수신 품질과 고속의 송수신을 보장할 수 있는 전송 기법으로 OFDM 전송 방식이 각광받아 왔다. 유럽형 무선 라디오 방송을 위한 DAB(Digital Audio Broadcasting) 및 지상파 HDTV(High Density Television) 표준안인 DVB-T(Terrestrial Digital Video Broadcasting) 등이 OFDM 전송 방식을 사용하는 방송용 표준안의 일례에 해당된다. 최근에는 방송 및 통신의 융합 흐름에 발맞추어 휴대 이동 방송 시스템의 개발이 전세계적으로 진행되고 있다. 특히, 대용량의 멀티미디어 정보를 이동 채널 환경하에서 전송하는 것이 주 목적이며, 유럽에서는 DVB-T를 발전시킨 DVB-H를 유럽 휴대 이동 방송 표준으로 제정하였고 국내에서는 DAB를 발전시켜 지상파 DMB(digital multimedia broadcasting) 방송 표준으로 제정되었다. 뿐만 아니라 유럽의 DVB-H도 국내 지상파 DMB의 복수 표준으로 공인되었으며 이외에도 미국 퀄컴(Qualcommm) 사가 제안하는 MediaFLO 또한 OFDM 전송 방식에 기반을 두고 있다.

한편, OFDM 시스템의 동기화 알고리즘은 크게 반송파 주파수 동기 알고리즘 및 심벌 타이밍 동기 알고리즘으로 구분된다. 이 가운데 반송파 주파수 동기 알고리즘은 송수신기간 반송파 주파수 오프셋을 보정하는 기능을 수행하는데 반송파 주파수 오프셋은 주로 송수신기간 오실레이터(oscillator) 주파수의 차이 및 도플러 주파수 오프셋에 의해 발생된다. 수신단으로 입력되는 신호의 반송파 주파수 오프셋은 부반송파 간격보다 클 수 있으며, 이와 같이 부반송파 간격의 정수배에 해당되는 반송파 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 '초기 반송파 주파수 동기'로 정의하고 부반송파 간격의 소수배에 해당되는 반송파 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 '미세 반송파 주파수 동기'로 정의한다. 부반송파의 정수배에 해당되는 오프셋은 전송된 OFDM 신호를 주파수 영역에서 부반송파 단위의 정수배 만큼 이동시키므로 FFT 출력 시퀀스를 그 정수배 만큼 이동시키는 역할을 하게 된다. 반면, 부반송파의 소수배에 해당되는 오프셋은 FFT 출력 상호간에 간섭을 일으켜 심각한 BER(bit error rate) 성능 저하를 일으키게 된다. 일반적으로 OFDM 시스템에서는 단일 반송 파 전송 시스템에 비해 반송파 주파수 오프셋으로 인한 성능 저하량이 상대적으로 큰 것으로 알려져 있다.

OFDM 시스템을 위한 기존의 초기 반송파 주파수 동기 알고리즘은 블라인드 검출 방식과 사전 약속 심벌을 사용하는 방식으로 구분될 수 있다. 상기 블라인드 검출 방식의 일례로는 보호 대역(guard band)을 사용하여 신호 대역의 이동량을 추정하는 방식을 사용하는 알고리즘이 있으나 다중 경로 페이딩 채널 환경하에서는 큰 성능 열화를 보이므로 실질적으로 구현하기는 어려운 측면이 있다. 이에 반해서 사전 약속 심벌을 사용하는 방식은 정해진 심벌을 데이터 심벌과 별도로 전송하므로 데이터 전송율을 감소시키는 단점을 가지고 있지만 동기화 및 채널 추정 성능이 향상되므로 대부분의 OFDM 시스템에서 실질적으로 적용되어 사용되고 있다.

수신단의 동기화 및 채널 추정을 위하여 전송되는 사전 약속 심벌은 일반적으로 PN 시퀀스와 같이 자기 상관 특성을 이용할 수 있는 시퀀스로 이루어져 있다. 도 2는 DAB 시스템에서 사용되는 사전 약속 심벌인 PRS(Phase Reference Symbol)의 자기 상관 특성을 시퀀스의 오프셋에 대하여 도시한 것이다. 일반적인 PN 시퀀스인 경우 시퀀스의 오프셋이 0 인 경우는 최대 자기 상관 값을 가지며 그 외의 경우는 그 크기가 매우 작은 값을 가지도록 되어 있으나, 도 2의 PRS 심벌의 경우 상당히 큰 사이드 피크(side peak)가 함께 발생하는 것을 볼 수 있다. 그럼에도 불구하고 그 외의 오프셋에 대하여서는 매우 작은 자기 상관 값을 나타낸다.

이러한 사전 약속 심벌을 이용하는 초기 반송파 주파수 동기화 알고리즘으로는 Nogami와 Taura가 제안한 알고리즘이 가장 널리 알려져 있다. Nogami가 제안한 알고리즘은 도 3a 및 도 3b에 도시하였다.

먼저, PN 검출부(320)는 사전 약속 심벌 동안

주파수 영역에서 PN 시퀀스의 자기 상관 값을 검출한다. PN 시퀀스의 자기 상관 값을 검출한 후, 크기 발생기(330)에서 절대값의 제곱형태로 연산한 후, 주파수 오프셋에 대한 메트릭스 Zn은 최대값 인덱스 발생기(350)로 입력된다.

상기 Zn은 하기 <수학식 1>과 같이 나타낸다.

상기 최대값 인덱스 발생기(350)는 자기 상관 값이 가장 큰 값을 가질 때의 주파수 편이 값을 초기 반송파 주파수 오프셋으로 추정한다.

그러나, 도 3a에서 제안한 알고리즘은 심벌 타이밍 오프셋에 대단히 민감하므로 도 3b와 같이 자기 상관 길이를 감소시키고 비동기 결합 길이를 증가시키는 방식을 사용함으로써 심벌 타이밍 오프셋에 대한 민감도를 감소시킬 수 있는 방안을 추가적으로 제안하였다.

도 3b를 살펴보면, PN 검출부(320)는 사전 약속 심벌 동안 주파수 영역에서 PN 시퀀스의 자기 상관 값을 검출한다. 상기 PN 검출부(320)에서 PN 시퀀스의 자기 상관 값을 검출한 후, 크기 발생기(330)에서 절대값의 제곱형태로 연산한 후, 제2 누적기(340)에서 누적된 후, 최대값 인덱스 발생기(350)로 입력된다.

상기 Zn은 하기 <수학식 2>과 같이 나타낸다.

그러면, 최대값 인덱스 발생기(350)는 자기 상관 값이 가장 큰 값을 가질 때의 주파수 편이 값을 초기 반송파 주파수 오프셋으로 추정한다.

반면, Taura가 제안한 알고리즘은 주파수 영역에서 PN 시퀀스를 보정하고 이를 다시 IFFT를 통해 시간 영역의 시퀀스로 변환을 시킨 뒤, 그 크기의 최대값을 최대로 하는 주파수 이동량을 초기 반송파 주파수 오프셋으로 추정하는 방식이다. 이 방식은 심벌 타이밍 오프셋에는 상당히 강한 특성을 보이나 매 주파수 오프셋 추정치에 대하여 IFFT를 수행해야 하므로 대단히 큰 하드웨어 복잡도를 요구하게 된다.

OFDM 수신기에서의 기존 초기 반송파 주파수 동기 기술 중 Nogami가 제안한 방식은 수신단 FFT 타이밍 오프셋이 큰 경우 자기 상관 특성이 저하되어 적용하기 어려운 문제를 가지고 있다. 즉, FFT 타이밍 오프셋은 주파수 영역에서 선형적인 위상 회전(linear phase rotation)을 야기시키게 되며 이로 인하여 자기 상관을 취할 수 있는 부반송파수에 제약이 가해지게 되어 자기 상관 길이(correlation length)가 감소하게 된다. 자기 상관 길이가 감소하게 되는 만큼 자기 상관 값은 작아지게 되며 잡음 성분에 의해 쉽게 왜곡되어 비록 비동기 결합(noncoherent combining)을 수행하더라도 검출 성능이 열화되게 된다. 따라서, FFT 타이밍을 찾아내더라도 그 오프셋 값이 큰 경우라면 Nogami의 알고리즘은 초기 반송파 주파수 동기 검출 성능이 상당히 열화됨을 알 수 있다. 한편, 다중 경로 채널 환경하에서는 수신단 FFT 타이밍 오프셋이 작고 이전 심벌로부터의 간섭 성분이 없더라도, 타이밍 오프셋이 작은 다중 경로 성분들만이 큰 자기 상관 값을 제공하고 타이밍 오프셋이 상대적으로 큰 다중 경로 성분들은 작은 자기 상관 값을 제공한다. 따라서, 채널 지연 확산이 큰 다중 경로 채널 환경 및 단일주파수망에서는 Nogami의 알고리즘은 성능 열화량이 더욱 커지게 된다.

OFDM 수신기에서의 기존 초기 반송파 주파수 동기 기술 중 Taura가 제안한 방식은 수신단 FFT 타이밍 오프셋이 큰 경우에도 사전 약속 심벌을 검출할 수 있지만, 시간 영역에서의 처리를 위해서 하드웨어 복잡도가 대단히 높은 역 고속 푸리에 변환을 사용해야 하는 단점을 가지고 있다. 특히, 하나의 주파수 추정값에 대하여 역 고속 푸리에 변환 과정을 수행해야 하므로 주파수 오프셋이 큰 경우는 더욱 더 사용하기 어렵다. 또한, 시간 영역으로의 변환 이후 최대 크기값을 가지는 다중 경로 성분만을 사용하므로 다중 경로 수가 증가하고 또 비슷한 크기를 가지는 경우 성능이 상당히 열화되는 단점을 가지게 된다.

따라서 본 발명의 목적은 OFDM 시스템에서 수신단 FFT 타이밍 오프셋이 큰 환경에서의 자기 상관 특성의 열화를 개선하여 초기 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 향상시키는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 OFDM 시스템에서 채널 지연 확산이 큰 다중 경로 채널 환경 및 단일주파수망(SFN) 환경하에서도 모든 다중 경로 성분을 충분히 이용하여 자기 상관 특성을 얻을 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 주파수 영역에서만 신호 처리를 수행함으로써 기존 방식에서 높은 하드웨어 복잡도를 요구하였던 것과 달리 구현시 하드웨어 복잡도를 현저히 낮출 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 OFDM 시스템에서 간단한 하드웨어 구조를 사용하면서도 심벌 타이밍 오프셋 및 다중 경로 채널 환경에 강한 특성을 가지는 초기 반송파 주파수 동기화 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 실시예에 따른 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치는 직교주파수다중접속 시스템에서 주파수 오프셋 동기 장치에 있어서, 사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생시키고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 주파수 오프셋 추정기와, 상기 Zn이 인덱스의 끝인가를 판단하고, 주파수 인덱스에 따라 저장된 Zn 값들 중 최대값을 가지는 주파수 인덱스를 초기 반송파 주파수 오프셋값으로 결정하여 출력하는 최대값 인덱스 발생기와, 상기 최대값 인덱스 발생기의 출력에 의하여 주파수 오프셋을 보정하는 주파수 오프셋 보정기를 포함함을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치는 직교주파수다중접속 시스템에서 주파수 오프셋 동기 장치에 있어서, 사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생하고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 주파수 오프셋 추정기와, 상기 Zn이 미리 결정된 임계값 보다 큰 가를 판단하고, 미리 결정된 임계값 보다 큰 경우 상기 주파수 인덱스의 값을 초기 주파수 인덱스 값으로 결정하여 출력하는 임계값 비교기와, 상기 임계값 비교기의 출력에 의하여 주파수 오프셋을 보정하는 주파수 오프셋 보정기를 포함함을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따른 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법은 직교주파수다중접속 시스템에서 주파수 오프셋 동기 방법에 있어서, 사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생하고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 과정과, 상기 Zn이 통해서 인덱스의 끝인가를 판단하는 과정과, 상기 Zn이 인덱스의 끝인 경우 주파수 인덱스에 따라 저장된 Zn 값들 중 최대값을 가지는 주파수 인덱스를 초기 반송파 주파수 오프셋값으로 결정하는 과정과, 초기 반송파 주파수 오프셋값으로 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법은 직교주파수다중접속 시스템에서 주파수 오프셋 동기 방법에 있어서, 사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생하고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 과정과, 상기 Zn이 미리 결정된 임계값 보다 큰 가를 판단하는 과정과, 상기 미리 결정된 임계값 보다 큰 경우 주파수 인덱스의 값을 초 기 주파수 인덱스 값으로 결정하여 출력하는 과정과, 상기 초기 주파수 인덱스 값으로 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

OFDM 시스템에서의 초기 반송파 주파수 오프셋 추정 장치는 도 4a와 같이 디지털 영역에서 보정하는 경우와 도 4b에서와 같이 아날로그 영역에서 보정하는 경우로 구분될 수 있다.

도 4a를 살펴보면, OFDM 시스템에서의 초기 반송파 주파수 오프셋 추정 장치(460)는 안테나(410)를 통해 수신된 OFDM 신호를 RF 수신부(420)에서 기지대역 신호로 전환하고, ADC(430)와 같은 디지털 신호 변환기에 의하여 디지털 영역의 신호로 변환된다. OFDM 시스템에서의 초기 반송파 주파수 오프셋 추정 장치(460)는 대부분 FFT(450)에 의하여 주파수 영역으로 전환된 신호를 사용하며, 이로부터 추정된 주파수 오프셋 값은 주파수 오프셋 보정기(440)에 의해서 보상되는 과정을 거친다.

반면에, 도 4b의 경우, OFDM 시스템에서의 초기 반송파 주파수 오프셋 추정 장치(460)는 아날로그 영역을 보정하기 위해서 FFT(450)에 의하여 주파수 영역으로 전환된 신호를 사용하고, 주파수 오프셋을 추정한다. 상기 반송파 주파수 오프셋 추정 장치(460)로부터 추정된 주파수 오프셋 값은 아날로그 신호 변환기(370)를 통해 아날로그 신호로 변환하여 RF 수신부(320)로 전달된다. 상기 RF 수신부(320)에는 진동소자(oscillator)의 주파수를 조절함으로써 믹서(Mixer)(도면에 기재되지 않음)에서 반송파 주파수 오프셋을 보정한다.

본 발명에서는 초기 반송파 주파수 동기화를 위하여 사전 약속 심벌을 전송하는 OFDM 시스템을 가정한다. 사전 약속 심벌을 전송하는 OFDM 시스템의 일례로서는 유럽형 디지털 오디오 방송 규격안인 DAB 또는 유럽형 디지털 비디오 방송 규격안인 DVB-T 및 DVB-H 등을 들 수 있다. DAB 시스템에서는 PRS(Phase Reference Symbol)라는 사전 약속 심벌을 전송하며 DVB-T 또는 DVB-H에서는 파일럿 캐리어(pilot carrier)에 PRBS(Pseudo-Random Binary Sequence)라는 사전 약속 심벌을 전송한다. 언급한 OFDM 기반의 시스템에서는 모두 주파수 영역에서 자기 상관 특성이 우수한 시퀀스를 모든 부반송파 또는 파일럿 캐리어에 전송함을 특징으로 한다. 하기부터는 DAB 시스템을 가정하여 본 발명의 구성을 설명하기로 하지만, 본 발명이 자기 상관 특성을 이용할 수 있는 사전 약속 심벌이 전송되는 OFDM 시스템에 일반적으로 적용 가능함을 상기해야 한다.

도 5는 DAB 시스템의 프레임 구조를 도시한 것으로, 심벌 및 반송파 동기화 과정을 위하여 NULL 심벌(510) 및 PRS(phase reference symbol)(520)가 전송된다. 동기화 심벌 이후에는 제어 신호를 전송하는 FIC(Fast Information Channel)(530a- 530c)가 전송되고 그 뒤로 데이터 채널인 MSC(Main Service Channel)가 전송된다. DAB 시스템에 있어서는 사용되는 사전 약속 심벌은 PRS(520)로서 주파수 영역의 모든 부반송파에 일련의 약속된 시퀀스를 전송한다. 그 시퀀스의 자기 상관(autocorrelation) 특성은 도 2에서 도시한 바와 같이 시퀀스의 위상차가 0인 경우 큰 자기 상관 값을 가지며, 시퀀스의 위상차가 0이 아닌 경우는 작은 자기 상관 값을 가지게 된다.

DAB 시스템에 있어서의 동기화 과정은 먼저 NULL 심벌(510)을 검출함으로써 프레임 동기화를 수행하며 이 과정으로부터 대략적인 OFDM 심벌의 위치도 함께 검출한다. NULL 심벌(510) 이후에 전송되는 PRS(520)는 상기 언급한 바와 같이 사전 약속된 심벌로 초기 반송파 주파수 동기화 및 심벌 타이밍 동기화 등에 사용될 수 있다. 본 발명에서의 초기 반송파 주파수 동기화는 도 2에서 도시한 것과 같이 우수한 PRS의 자기 상관 특성을 이용하며, PRS에 전송되는 약속된 시퀀스의 위상차가 주파수 오프셋에 비례하는 성질을 사용한다. 즉, 자기 상관값이 최대가 되는 시퀀스의 위상차 값을 부반송파 간격의 정수배에 해당되는 주파수 오프셋으로 추정하게 되는 것이다.

도 6a는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템에서 초기 반송파 주파수 동기 장치를 기술한 것으로 저장부(도면에 기재하지 않음), PN 검출부(610), 제 1 누적부(620), 차등 심벌 검출부(630), 실수 검출부(640), 제 2 누적부(650), 최대값 인덱스 발생기(660)로 구성된다. 도 6a에 나타낸 바와 같이, 최대값 인덱스 발생기 대신에 임계값 비교기(670)로 구성될 수도 있다. 수신 신호에 대한 FFT 처리 과정 에서 발생될 수 있는 타이밍 오프셋은 FFT 출력 신호 값을 선형적으로 회전시키게 되므로 단순한 자기 상관을 취할 경우 자기 상관값의 크기는 심벌 타이밍 오프셋에 비례하여 감소하게 된다. 이와 같은 자기 상관 값의 감소는 곧 주파수 오프셋 검출 성능의 저하로 나타나게 된다. 본 발명에서는 가까운 부반송파들 사이에서는 심벌 타이밍 오프셋으로 인하여 발생되는 위상 회전 정도는 매우 작다는 점을 이용하여 차등 심벌을 이용하는 방식을 제공한다.

본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템에서 초기 반송파 주파수 동기 장치를 설명하면, 상기 저장부는 사전 약속 심벌 위치에서의 OFDM 심벌을 수신하여 FFT한 결과를 저장한다. PN 검출부(610)는 프레임 내의 PRS 위치에서의 FFT 출력 신호를 입력으로 하여 수신단에서 발생시킨 PRS에 의해 곱해지는 PRS decover를 통해 데이터 변조되는 특성을 제거한다. 상기 제 1 누적기(620)는 PN 검출부(610)의 출력을 입력받아 누적한 후, 차등 심벌 검출부(630)에서 인접한 심벌간의 곱을 통해 차등 심벌을 얻어낸다. 제 1 누적기(620)에서는 누적 구간이 증가할수록 차등 심벌 검출부(630)의 입력 신호의 신호 품질을 향상시켜 더욱 낮은 신호대잡음비 환경하에서도 검출 성능을 향상시킨다. 그러나 심벌 타이밍 오프셋이 있는 경우 누적 구간이 증가할수록 성능 감소가 발생하므로 적절한 최적의 누적 구간을 찾는 것이 중요하다. 그러므로 제 1 누적기(620)는 경우에 따라서 필요하지 않을 수도 있음을 유의하여야 한다. 특히, 본 발명에서 사용하는 누적 길이는 기존 방식에 비해 상당히 작게 설정함으로써 심벌 타이밍 오프셋에 의한 성능 감소 효과를 줄일 수 있다. 이와 같이 차등 검출된 심벌은 그 값이 복소수일지라도 실수부가 허수부에 비해 상당 히 큰 값을 가지며 또한 실수부가 대부분 양의 값을 가지게 된다. 따라서, 실수 검출부(640)는 차등 심벌의 실수부만을 추출하고 제 2 누적기(650)를 통해서 누적함으로써 잡음에 대한 성능 향상 효과를 얻을 수 있다. 따라서, 주파수 오프셋에 대한 메트릭 Z(fn)은 하기 <수학식 3> 과 같이 표현된다.

여기서, Y[k]는 PRS 위치에서의 OFDM 심벌에 대한 FFT 출력 결과이며, p[k-fn]은 반송파 주파수 오프셋 추정치 fn에 대한 수신기의 local PRS를 의미한다.

한편, 제 1 누적기(620)의 누적 길이에 비해 심벌 타이밍 오프셋이 큰 경우 차등 심벌의 실수부가 허수부에 비해서 그 크기가 크지 않게 되므로, 이 때는 도 6b와 같이 크기 발생기(645)가 차등 심벌의 크기 성분을 제 2 누적기(650)로 입력한다. 따라서, 주파수 오프셋에 대한 메트릭 Z(fn)은 하기 <수학식 4> 과 같이 표현된다.

여기서 p는 0보다 큰 정수값을 가진다.

상기 <수학식 3> 및 <수학식 4>는 각각의 정수배의 반송파 주파수 오프셋 추정치 fn에 대한 메트릭(metric)을 의미하며, 최종적으로 최대값 인덱스 발생기(660)는 모든 주파수 오프셋 추정치에 대해서 상기 기술한 단계에 의해 얻어낸 메트릭 값들을 서로 비교하여 그 값이 최대가 되는 경우의 주파수 오프셋 추정치를 반송파 주파수 오프셋 값으로 선택한다. 따라서, 최대값 인덱스 발생기(660)의 출력은 하기 <수학식 5>과 같이 표현될 수 있다.

한편, 상기 <수학식> 5의 최대값 인덱스 검출기의 대안으로 임계값 비교기 (670)을 사용할 수 있는데, 상기 임계값 비교기(670)에서는 각각의 반송파 주파수 오프셋 추정치 fn에 대하여 <수학식 3> 또는 <수학식 4>를 통해 얻은 메트릭 값이 특정 임계값을 초과하는지를 검사하고, 만약 임계값을 초과하는 반송파 주파수 오프셋 추정치가 있으면 그 값을 정수배의 반송파 주파수 오프셋 값으로 결정한다.

본 발명의 실시 예에 따른 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법은 도 7을 참조하여 설명하기로 한다. 도 7은 상기 <수학식 5>에서 제시한 바와 같이 최대값을 선택하는 주파수 오프셋 검출 방식을 적용한 흐름도이다.

상기 저장부는 701 단계에서 사전 약속 심벌 위치에서의 OFDM 심벌을 수신하여 FFT한 결과를 저장한다. 이후, 주파수 오프셋 추정기(340)는 703 단계에서 저장 되어 있거나 또는 발생기에 의해 사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생한다.

상기 주파수 오프셋 추정기(340)는 705 단계에서 도 6a 및 도 6b에 의한 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산한다. 이후, 상기 최대값 인덱스 발생기(660)는 707 단계에서 상기 Zn을 통해서 검사하고자 하는 인덱스 범위의 끝인가를 판단한다. 만약, 인덱스의 끝이 아닌 경우 709 단계에서 상기 주파수 오프셋 추정기(340)는 주파수 인덱스를 추정 주파수 범위 내에서 변경한다. 상기 주파수 오프셋 추정기(340)는 PN 검출부(610), 제 1 누적부(620), 차등 심벌 검출부(630), 실수 검출부(640), 크기 발생기(645), 제 2 누적부(650)를 포함한다.

그러나 검사하고자 하는 인덱스의 끝인 경우 상기 최대값 인덱스 발생기(660)는 711 단계에서 주파수 인덱스에 따라 저장된 Zn 값들 중 최대값을 가지는 주파수 인덱스를 초기 반송파 주파수 오프셋 값으로 결정하여 출력한다.

이후, 주파수 오프셋 보정기(340)는 713 단계에서 상기 주파수 오프셋 추정기(340)에 의하여 추정된 주파수 오프셋을 보정한다.

본 발명의 다른 실시 예에 따른 직교주파수다중 방식의 무선통신 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법은 도 8을 참조하여 설명하기로 한다. 도 8은 임계값 비교에 근거하는 주파수 오프셋 검출 방식을 적용한 흐름도이다.

상기 저장부는 801 단계에서 사전 약속 심벌 위치에서의 OFDM 심벌을 수신하여 FFT한 결과를 저장한다. 이후, 상기 주파수 오프셋 추정기(340)는 803 단계에서 저장되어 있거나 또는 발생기에 의해 사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발 생한다.

상기 주파수 오프셋 추정기(340)는 805 단계에서 도 6a 및 도 6b에 의한 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산한다. 이후, 상기 임계값 비교기(670)는 807 단계에서 상기 Zn이 임계값 보다 큰 가를 판단한다. 만약, Zn이 임계값 보다 작거나 같은 경우 809 단계에서 상기 임계값 비교기(670)는 주파수 인덱스를 추정 주파수 범위 내에서 변경한다.

그러나 Zn이 임계값 보다 큰 경우 상기 임계값 비교기(670)는 811 단계에서 주파수 인덱스의 값을 초기 반송파 주파수 오프셋 값으로 결정하여 출력한다.

이후, 주파수 오프셋 보정기(340)는 813 단계에서 상기 주파수 오프셋 추정기(360)에 의하여 추정된 주파수 오프셋을 보정한다.

도 9는 본 발명의 성능을 제시한 것으로, 반송파 주파수 오프셋이 잘못 검출될 확률을 심벌 타이밍 오프셋에 대하여 도시한 것이다. 또한, 성능 비교를 위하여 본 발명에서 제시한 방식과 기존의 방식을 상호간에 비교하여 도시하였다. 도 9에서 확인할 수 있는 바와 같이, 본 발명의 초기 반송파 주파수 동기 방식이 기존 방식에 비해 수신단 FFT 타이밍 오프셋 큰 환경에서도 자기 상관 특성의 열화를 개선하여 초기 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 크게 향상시키는 효과를 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.

또한, 본 발명은 차등 심벌 검출 구조를 사용하므로 채널 지연 확산이 큰 다중 경로 채널 환경에서도 모든 다중 경로 성분을 기존 방식에 비해서 충분히 이용하는 자기 상관 특성을 얻을 수 있으므로 초기 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 향상시키는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 발명에서는 주파수 영역에서만 신호 처리를 수행함으로써 기존 방식에서 높은 하드웨어 복잡도를 요구하였던 것과 달리 구현시 하드웨어 복잡도를 현저히 낮추는 효과를 얻을 수 있다.

마지막으로 기존에는 FFT 타이밍 오프셋이 충분히 작도록 프레임 또는 타이밍 동기화를 수행하였으나 본 발명을 통해서 대략적인 프레임/타이밍 동기화가 가능해지도록 하는 효과를 얻을 수 있다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 발명은, 초기 반송파 주파수 동기 방식이 기존 방식에 비해 수신단 FFT 타이밍 오프셋 큰 환경에서도 자기 상관 특성의 열화를 개선하여 초기 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 크게 향상시키는 효과가 있다.

또한 본 발명은, 차등 심벌 검출 구조를 사용하므로 채널 지연 확산이 큰 다중 경로 채널 환경에서도 모든 다중 경로 성분을 기존 방식에 비해서 충분히 이용하는 자기 상관 특성을 얻을 수 있으므로 초기 반송파 주파수 오프셋 검출 성능을 향상시키는 효과가 있다.

또한 본 발명은 주파수 영역에서만 신호 처리를 수행함으로써 기존 방식에서 높은 하드웨어 복잡도를 요구하였던 것과 달리 구현시 하드웨어 복잡도를 현저히 낮추는 효과를 있다.

마지막으로 기존에는 FFT 타이밍 오프셋이 충분히 작도록 프레임 또는 타이밍 동기화를 수행하였으나 본 발명을 통해서 대략적인 프레임/타이밍 동기화가 가능해지도록 하는 효과가 있다.

Claims (22)

1. 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치에 있어서,

   사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생시키고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 주파수 오프셋 추정기와,

   상기 Zn을 통해서 인덱스의 끝인가를 판단하고, 상기 인덱스의 끝인 경우, 주파수 인덱스에 따라 저장된 Zn 값들 중 최대값을 가지는 주파수 인덱스를 초기 반송파 주파수 오프셋값으로 결정하여 출력하는 최대값 인덱스 발생기와,

   상기 최대값 인덱스 발생기의 출력에 의하여 주파수 오프셋을 보정하는 주파수 오프셋 보정기를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.
2. 제1항에 있어서,

   상기 최대값 인덱스 발생기는, 상기 인덱스의 끝이 아닌 경우, 추정하고자 하는 주파수 인덱스 범위 내에서 Zn을 선택함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.
3. 제1항에 있어서,

   상기 Zn은 하기 <수학식 6>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.

   
4. 제1항에 있어서,

   상기 Zn은 하기 <수학식 7>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.

   
5. 제1항에 있어서,

   상기 최대 인덱스 발생기의 출력은 하기 <수학식 8>과 같이 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.

   
6. 제1항에 있어서,

   상기 사전 약속 심벌은 자기 상관 특성을 이용할 수 있는 PN 시퀀스로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.
7. 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치에 있어서,

   사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생하고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 주파수 오프셋 추정기와,

   상기 Zn이 미리 결정된 임계값 보다 큰 가를 판단하고, 미리 결정된 임계값 보다 큰 경우 상기 주파수 인덱스의 값을 초기 주파수 인덱스 값으로 결정하여 출력하는 임계값 비교기와,

   상기 임계값 비교기의 출력에 의하여 주파수 오프셋을 보정하는 주파수 오프셋 보정기를 포함함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.
8. 제7항에 있어서,

   상기 임계값 비교기는, 입력 신호가 미리 결정된 임계값 보다 작거나 같은 경우 출력하는 주파수 인덱스를 주파수 추정 범위 내에서 변경함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.
9. 제7항에 있어서,

   상기 Zn은 하기 <수학식 9>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.

   
10. 제7항에 있어서,

    상기 Zn은 하기 <수학식 10>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.

    
11. 제7항에 있어서,

    상기 사전 약속 심벌은 자기 상관 특성을 이용할 수 있는 PN 시퀀스로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 장치.
12. 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법에 있어서,

    사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생하고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 과정과,

    상기 Zn을 통해서 인덱스의 끝인가를 판단하는 과정과,

    상기 인덱스의 끝인 경우, 상기 주파수 인덱스에 따라 저장된 Zn 값들 중 최대값을 가지는 주파수 인덱스를 초기 반송파 주파수 오프셋값으로 결정하는 과정과,

    초기 반송파 주파수 오프셋값으로 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.
13. 제12항에 있어서,

    상기 Zn이 인덱스의 끝이 아닌 경우 주파수 인덱스를 추정 주파수 범위 내에서 결정함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.
14. 제12항에 있어서,

    상기 Zn은 하기 <수학식 11>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.

    
15. 제12항에 있어서,

    상기 Zn은 하기 <수학식 12>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.

    
16. 제12항에 있어서,

    상기 초기 반송파 주파수 오프셋은 하기 <수학식 13>과 같이 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.

    
17. 제12항에 있어서,

    상기 사전 약속 심벌은 자기 상관 특성을 이용할 수 있는 PN 시퀀스로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.
18. 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법에 있어서,

    사전 약속 시퀀스를 주파수 인덱스에 따라 발생하고, 초기 주파수 추정용 메트릭인 Zn을 계산하는 과정과,

    상기 Zn이 미리 결정된 임계값 보다 큰 가를 판단하는 과정과,

    상기 미리 결정된 임계값 보다 큰 경우 주파수 인덱스의 값을 초기 주파수 인덱스 값으로 결정하여 출력하는 과정과,

    상기 초기 주파수 인덱스 값으로 주파수 오프셋을 보정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.
19. 제18항에 있어서,

    상기 Zn은 미리 결정된 임계값 보다 작거나 같은 경우 주파수 인덱스를 추정 주파수 범위 내에서 변경함을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.
20. 제18항에 있어서,

    상기 Zn은 하기 <수학식 14>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.

    
21. 제18항에 있어서,

    상기 Zn은 하기 <수학식 15>에 의해서 정의됨을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.

    
22. 제18항에 있어서,

    상기 사전 약속 심벌은 자기 상관 특성을 이용할 수 있는 PN 시퀀스로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수다중접속 시스템에서 반송파 주파수 동기 방법.

Images