TWI403135B - 傳送機、接收機與載波頻率飄移偵測與補償方法 - Google Patents

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Description

傳送機、接收機與載波頻率飄移偵測與補償方法
本發明主要關於一種載波頻率飄移偵測之方法與裝置，適用於正交分頻多工系統中，特別係有關於一種利用階層式調變的資料訊號偵測載波頻率飄移之方法與裝置。
正交分頻多工(Orthogonal frequency-division multiplexing，簡稱OFDM)是現今重要的無線通訊技術，由於此技術擁有高速率的傳輸，在無線環境中，可以簡單並且有效的做傳送與接收，因此至今已被廣泛應用於數位廣播系統(Digital Audio Broadcasting，簡稱DAB)、數位電視廣播(Digital Video Broadcasting，簡稱DVB)、無線相容性認證(Wireless Fidelity，簡稱Wi-Fi)、全球互通微波存取(Worldwide Interoperability for Microwave Access，簡稱WiMAX)等，目前也被視為將是第四代行動通訊的基礎核心技術。
由於正交分頻多工技術係將傳送的資料分配於複數個相互重疊但彼此正交的子載波(sub-carriers)上，利用這些子載波來傳送資料，且利用循環字首(Cyclic Prefix，簡稱CP)的方式來有效地降低多重路徑(multipath)所造成的符元間互相干擾(Inter-Symbol Interference，簡稱ISI)。又因正交分頻多工將傳輸的頻寬分割成多個窄頻，將使得每一個子載波僅受到平坦衰減的影響，接收端只需要一個簡單的等化器，即可對訊號作增益的調整，補償通道的平坦衰減。所以正交分頻多工技術具有抵抗多路徑干擾、頻寬使用效率高、等化器複雜度低、傳輸率高等優點。
然而，在高速移動的環境下，例如搭乘高鐵，正交分頻多工系統將面臨都普勒效應(Doppler Effect)，都普勒效應會造成載波頻率飄移(Carrier Frequency Offset，簡稱CFO)之問題，由於正交分頻多工系統為多載波系統，對於載波頻率飄移十分敏感，載波頻率飄移會破壞正交分頻多工系統中子載波間的正交性，因而造成了子載波間互相干擾(Inter-Carrier Interference，簡稱ICI)，使得正交分頻多工系統在高速度下傳輸的系統效能變差、錯誤率增加等問題。因此，如何估計載波頻率飄移以解決載波間互相干擾(ICI)成為正交分頻多工系統極需被解決的重要課題。
根據本發明之一實施例，一種傳送機包括一編碼模組、一可適性階層式訊號對應器以及一無線收發模組。編碼模組接收一輸入訊號並編碼上述輸入訊號，其中上述輸入訊號包括欲傳送之資料。可適性階層式訊號對應器根據一或多個階層距離比值參數調變上述編碼訊號，以產生複數調變符元，其中上述階層距離比值參數用以定義上述調變符元之間距。無線收發模組根據上述調變符元產生一射頻訊號，並且傳送上述射頻訊號至一無線電介面。
根據本發明之另一實施例，一種接收機包括一無線收發模組、一可適性階層式訊號解對應器、一解碼模組、一錯誤分析裝置以及一頻率飄移估計裝置。無線收發模組自一無線電介面接收一射頻訊號，根據一載波頻率與一載波頻率飄移補償係數轉換上述射頻訊號至一基頻訊號。可適性階層式訊號解對應器根據一或多個階層距離比值參數解調變上述基頻訊號，以產生複數解調變符元。解碼模組包括複數解碼路徑用以階層式解碼各解調變符元以及偵測各解調變符元之錯誤位元，並且於各解碼路徑產生複數解碼訊號。錯誤分析裝置自上述解碼模組接收各解碼路徑之錯誤位元資訊，並且估計各解碼路徑之一位元錯誤率。頻率飄移估計裝置根據上述位元錯誤率產生上述載波頻率飄移補償係數。
根據本發明之另一實施例，一種載波頻率飄移偵測與補償方法，包括：自一無線電介面接收一射頻訊號；根據一載波頻率與一載波頻率飄移補償係數轉換上述射頻訊號，以產生一基頻訊號；解調變上述基頻訊號，以產生複數解調變符元；藉由複數解碼路徑階層式解碼各解調變符元，並且於各解碼路徑偵測各解調變符元之錯誤位元，以於各解碼路徑產生複數解碼訊號並且以取得各解碼路徑之位元錯誤率；以及分析各解碼路徑之位元錯誤率之特性，以取得上述載波頻率飄移補償係數。
為使本發明之製造、操作方法、目標和優點能更明顯易懂，下文特舉幾個較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：實施例：
傳送機結構與階層式調變
第1圖係顯示根據本發明之一實施例所述之傳送機100。根據本發明之一實施例，傳送機100可適用於一正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)通訊系統。如第1圖所示，傳送機100可包括串列轉並列器(Serial to Parallel，S/P)101與106、並列轉串列器(Parallel to Serial，P/S)103與108、編碼模組102、交錯器104、可適性階層式訊號對應器105、反快速傅利葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)模組107、保護區間插入裝置109以及無線收發模組110。
根據本發明之一實施例，欲傳送之資料Data經過串列轉並列器101的轉換後，由編碼模組102進行編碼。接著，編碼訊號經過並列轉串列器103之轉換後進入交錯器104。交錯器104可根據系統需求設計，用以交錯資料的位元順序。接著，由可適性階層式訊號對應器105進行調變。根據本發明之一實施例，可適性階層式訊號對應器105可為一M進制正交振幅調變(M-ary Quadrature Amplitude Modulation，QAM)器，根據一星座圖(Constellation)對應編碼訊號以產生複數調變符元，其中M可為2的冪次方，例如，M =2 N ，N為正整數，因此一調變符元可包含N位元。
調變符元經由串列轉並列器106的轉換後，再透過反快速傅利葉轉換模組107從頻率領域轉變為時間領域，並傳送至並列轉串列器108。最後，由保護區間插入裝置109加入循環字首(Cyclic Prefix，CP)後經由無線收發模組110發射出去，其中，保護區間插入裝置109可將整個調變符元的尾端部份複製，並且接續於符元的前端，形成保護區間(Guard Interval，GI)，如此的作法可以維持整體正交分頻多工波形的連續性。無線收發模組110可包含一混頻器111用以根據由震盪器113所產生之一載波頻率f c 產生射頻訊號，並透過天線112傳送至無線電介面。
如上述，可適性階層式訊號對應器105根據一星座圖對應編碼過的訊號以產生調變符元。第2圖係顯示根據本發明之一實施例所述之階層式調變星座圖範例。以階層式64-QAM為例，其中M=64，N=6，因此經由64-QAM產生之各調變符元包含6位元。第2圖顯示出三個階層之星座點(Constellation Point)，其中每一個階層可包含2位元，第一階層的2位元決定第2圖中最大的星座點，其中各個由第一階層的2位元決定的星座點可被視為一個正交相位偏移鍵(QPSK)結果。第二階層的2位元決定第2圖中次大的星座點，第三階層的2位元決定第2圖中最小的星座點，也就是最後64-QAM星座圖的每一個星座點。
根據本發明之一實施例，可適性階層式訊號對應器105除了階層式調變編碼訊號之外，可更根據一或多個階層距離比值參數(例如，λ1 與λ2 )調整星座圖中各星座點之非均勻分佈程度，其中階層距離比值參數λ1 與λ2 係用以定義各星座點之間距。如第2圖所示，d 2 '、d 2 、d 3 分別代表需要完整描述階層式調變星座點之間的距離，其中d 2 定義出從第一階層的星座點(最大的星座點)到第二階層的星座點(次大的星座點)之間的距離，d 3 定義出從第二階層的星座點到第三階層的星座點(最小的星座點)之間的距離，d 2 '定義出最接近Y軸第三階層的星座點到Y軸的距離，而階層距離比值參數λ1 與λ2 則可表示為：
第3a-3d圖係顯示根據本發明之一實施例所述之不同均勻程度之星座圖。第3a圖為一均勻分佈之64-QAM星座圖，其中λ1 =2，λ2 =1，各星座點之間距相等。第3b圖為一近似均勻分佈之64-QAM星座圖，其中λ1 =1.9，λ2 =1.1，各星座點開始呈現些微不均勻分佈。第3c圖為一非均勻分佈之64-QAM星座圖，其中λ1 =1.8，λ2 =1.2，各星座點不均勻分佈。第3d圖為一非均勻分佈之64-QAM星座圖，其中λ1 =1.6，λ2 =1.4，各星座點不均勻的程度在四者之間最為嚴重。
根據本發明之一實施例，藉由改變階層距離比值參數λ1 與λ2 ，可使每一個階層的位元得到不同的保護程度。如第3d圖所示，依照格雷碼(Gray code)之編碼原則，圖中的A-D四點之調變符元可依序為001100、001110、000110、000100。舉例而言，若將包含最高有效位元(Most Significant Bit，MSB)之首兩個位元設計為第一階層之2位元，中間兩個位元設計為第二階層之2位元，而包含最低有效位元(Least Significant Bit，LSB)之末兩個位元設計為第三階層之2位元，則可以發現非均勻分佈星座點的結果，導致第二階層之2位元得到的保護最差。基於各階層的不同保護程度，各階層之位元在不同的訊雜比(Signal to Noise Ratio，SNR)之下，以及在不同的都卜勒效應產生載波頻率飄移的影響之下會產生不同的錯誤率特性。利用上述的結果，只要接收端知道傳送端位元經過通道後的錯誤率，便可以藉由分析各階層之錯誤率準確地估計目前載波頻率飄移的嚴重程度，甚至在無法具體得知通訊系統之訊雜比時，也可藉由各階層之錯誤率估計系統之訊雜比(將於以下段落詳細介紹)。
因此，根據本發明之一實施例，編碼模組102可包括複數編碼器122，各編碼器122用以編碼一既定位元數量之輸入訊號，並且編碼器之編碼位元總數為一個調變符元之位元數，例如，以64-QAM之階層式調變為例，如第1圖所示之編碼模組102可包括3個編碼器122，各編碼器122用以編碼輸入訊號之2個位元，其中編碼器122可使用循環冗餘檢查碼(Cyclic Redundancy Check，CRC)、里德所羅門碼(Reed-Solomon code，RS code)、前饋式錯誤更正碼(Forward Error Correction code，FEC code)等等任何可在接收端偵測到錯誤位元數目之編碼方式。
值得注意的是，本說明書所述之各實施例係用以清楚闡述發明概念，並非用以限定本發明的範圍。例如，本發明之階層式調變概念可延伸至各種調變技術，並不限於使用以上所述之64-QAM。此外，本發明之階層式調變技術也可彈性地設計階層數量並且彈性地依照不同的規則分配不同數量之位元至各階層。因此，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
接收機結構
第4圖係顯示根據本發明之一實施例所述之接收機400。根據本發明之一實施例，接收機400可適用於一正交分頻多工(OFDM)通訊系統。如第4圖所示，傳送機400可包括無線收發模組401、保護區間移除裝置402、串列轉並列器403與410、並列轉串列器405與424、快速傅利葉轉換(FFT)模組404、等化器406、通道估計裝置407、可適性階層式訊號解對應器408、解交錯器409、解碼模組411、錯誤分析裝置412以及頻率飄移估計裝置413。
無線收發模組401包括天線442自無線電介面接收射頻訊號，震盪器443根據載波頻率f c 與載波頻率飄移補償係數Λf 產生補償過的載波訊號，而混頻器441根據補償過的載波訊號轉換射頻訊號至一基頻訊號。保護區間移除裝置402移除循環字首(CP)，而快速傅利葉轉換模組404將串列轉並列器403轉換過的訊號由時間領域轉換回頻率領域。傅利葉轉換過的訊號會再經由並列轉串列器405轉換回串列訊號。等化器406對訊號做增益調整，用以補償訊號受到通道的衰落影響。通道估計裝置407可根據埋藏於訊號內的領航訊號估計通道脈衝響應，以提供等化器406進行補償。
可適性階層式訊號解對應器408根據一星座圖解對應等化器輸出訊號以產生複數解調變符元，其中根據本發明之一實施例，可適性階層式訊號解對應器408可更根據一或多個階層距離比值參數(例如，λ1 與λ2 )調整星座圖中各星座點之非均勻分佈程度，其中階層距離比值參數λ1 與λ2 係用以定義各星座點之間距，並且參數λ1 與λ2 可與傳送端之可適性階層式訊號對應器105同步。解交錯器409可根據系統需求對應於傳送端之交錯器104被設計，用以還原交錯之位元順序。解交錯過的訊號經過串列轉並列器410之轉換後，進入解碼模組411進行解碼。
根據本發明之一實施例，解碼模組411可包括複數解碼路徑，分別對應於傳送端各階層之編碼路徑，用以階層式解碼各資料符元，並且於各解碼路徑產生複數解碼訊號。各解碼路徑可包括一解碼器422用以解碼一既定位元數量之資料，並且相似於編碼器122，各解碼器422之解碼位元總數為一個資料符元之位元數，例如，以64-QAM之階層式調變為例，解碼模組411可包括3個解碼器422，其中各解碼器422用以解碼資料符元之2個位元。在本發明之實施例中，由於訊號已根據特殊的錯誤更正碼進行編碼，因此解碼器可進一步偵測各資料符元中發生錯誤之位元，以取得各解碼路徑(即，各階層)之錯誤位元資訊。錯誤更正裝置423將解碼訊號進行錯誤更正，用以還原出傳送端所傳送之資料Data’，並將之輸出作為輸出信號。
根據本發明之一實施例，錯誤分析裝置412可進一步自解碼模組411接收各解碼路徑之錯誤位元資訊，並且估計各解碼路徑之一位元錯誤率。解碼模組411以及/或錯誤分析裝置412可包括多個資料訊號暫存庫，用以暫存持續接收到的資料訊號位元，並且根據錯誤位元資訊定期的計算目前暫存庫中各階層的位元錯誤率。暫存庫具有既定之容量，若接收到的超過暫存庫容量，則丟棄舊的資料訊號，儲存新的資料訊號。
如上述，由於各階層之位元在不同的訊雜比之下，以及在不同的都卜勒效應產生載波頻率飄移的影響之下可產生不同的錯誤率結果，因此錯誤分析裝置412可分析各階層之錯誤率變化，估計目前載波頻率飄移量以及系統之訊雜比，並且頻率飄移估計裝置413可根據錯誤率之分析結果產生一載波頻率飄移補償係數Δf ，在此得到的載波頻率飄移補償係數Δf 可以為一粗略估計的結果。根據本發明之實施例，載波頻率飄移補償係數Δf 進一步被回授至無線收發模組401，其中震盪器443可以是一數值控制震盪器(Numerically Controlled Oscillator，NCO)，再根據載波頻率飄移補償係數Δf 進行細微的載波頻率飄移估計，並且回受估計結果至混頻器441，用以即時進行載波頻率飄移補償。此外，根據本發明之一實施例，錯誤分析裝置412可進一步根據錯誤率之分析結果調整階層距離比值參數λ 1 與λ 2 之數值，並透過無線收發模組401將調整過的階層距離比值參數λ 1 與λ 2 回授至傳送端之調變裝置，例如第1圖所示之可適性階層式訊號對應器105，可透過無線收發模組110接收被回授之階層距離比值參數λ 1 與λ 2 ，並根據回授之階層距離比值參數λ 1 與λ 2 調整星座圖之非均勻程度。
位元錯誤率分析
第5a-5e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之均勻調變下各階層位元之位元錯誤率(Bit Error Rate，BER)。在此實施例中，採用64-QAM階層式調變，並如上述將一調變符元分成三個階層進行錯誤率分析，因此可得到如圖所示之三條錯誤率曲線。第5a-5e圖分別顯示出在均勻調變下，即λ 1 =2，λ 2 =1，三個階層之位元分別在0.001、0.01、0.05、0.1與0.15之正規化載波頻率飄移(Normalized CFO)情境下的位元錯誤率，其中橫軸表示訊雜比Eb/N0，縱軸表示位元錯誤率BER。由第5a-5e圖中可以發現，由於調變符元在星座圖上呈現均勻分佈，每一個階層位元之間的錯誤率大小關係不會因為載波頻率飄移的程度而產生改變，因此無論正規化載波頻率飄移為何，錯誤率的大小關係都可維持第一階層(階層1)大於第二階層(階層2)大於第三階層(階層3)，於是各階層之位元錯誤率曲線並不會交會，因此不會產生交叉點(cross point)。此外，由第5a-5e圖中也可看出各階層的錯誤地限(Error Floor)差距不會隨著載波頻率飄移而改變，其中錯誤地限的定義為錯誤率並不會隨著訊雜比改善而趨近於0之一物理現象。由圖中可看出，當載波頻率飄移越大時，錯誤地限會越早發生。
第6a-6e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之近似均勻調變下各階層位元之位元錯誤率。在此實施例中，同樣採用64-QAM階層式調變，其中λ 1 =1.9，λ 2 =1.1(可參考第3b圖)，並如上述將一調變符元分成三個階層進行錯誤率分析，因此可得到如圖所示之三條錯誤率曲線。第6a-6e圖分別顯示出在近似均勻調變下，三個階層之位元分別在0.001、0.01、0.05、0.1與0.15之正規化載波頻率飄移情境下的位元錯誤率，其中橫軸表示訊雜比Eb/N0，縱軸表示位元錯誤率BER。
如上述，由於訊號在星座圖上開始呈現非均勻分佈，導致各階層的位元具有不同的保護能力，使得每一個階層位元的位元錯誤率都不相同。此外，由於星座點的非均勻分佈特性，使得各階層位元之間的錯誤率大小關係可隨著訊雜比以及載波頻率飄移的程度不同而產生改變。如第6a圖所示，在載波頻率飄移為0.01之情境下，當訊雜比小於16dB時，階層3的保護能力最差(即，錯誤率最高)，其次是階層2，而階層1保護能力最高。當訊雜比介於16~22dB之間時，各階層之保護能力產生變化，由低到高(錯誤率由高到低)依序為階層2，階層3，階層1，當訊雜比大於22時，各階層之保護能力再次產生變化，由低到高依序為階層2，階層1，階層3。
由於各階層之保護能力產生變化，各階層之位元錯誤率會具有不同的特性。例如，各階層之位元錯誤率的大小關係可能隨著訊雜比或頻率飄移程度改變，一旦位元錯誤率之大小關係發生逆轉時，錯誤率曲線會相交，因而產生如圖所示之交叉點X11-X16。此外，由第6a-6e圖中也可看出各階層的錯誤地限差距會隨著載波頻率飄移而改變，進而改變交叉點之數量，例如第6b與第6c圖所示，當載波頻率飄移由0.01增加為0.05時，交叉點的數量由兩點(X13與X14)變化為一點(X15)。
第7a-7e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之非均勻調變下各階層位元之位元錯誤率。在此實施例中，同樣採用64-QAM階層式調變，其中λ1 =1.8，λ2 =1.2(可參考第3c圖)，並如上述將一調變符元分成三個階層進行錯誤率分析，因此可得到如圖所示之三條錯誤率曲線。第7a-7e圖分別顯示出在非均勻調變下，三個階層之位元分別在0.001、0.01、0.05、0.1與0.15之正規化載波頻率飄移情境下的位元錯誤率，其中橫軸表示訊雜比Eb/N0，縱軸表示位元錯誤率BER。
如上述，由於訊號在星座圖上非均勻地分佈，導致各階層的位元具有不同的保護能力，使得每一個階層位元的位元錯誤率都不相同。並且各階層位元之間的錯誤率大小關係可隨著訊雜比以及載波頻率飄移的程度不同而產生改變。如第7c圖所示，在載波頻率飄移為0.05之情境下，當訊雜比小於13dB時，階層3的保護能力最差(即，錯誤率最高)，其次是階層2，而階層1保護能力最高。當訊雜比介於13~24dB之間時，各階層之保護能力產生變化，由低到高(錯誤率由高到低)依序為階層2，階層3，階層1，當訊雜比大於24時，各階層之保護能力再次產生變化，由低到高依序為階層2，階層1，階層3。
由於各階層之保護能力產生變化，位元錯誤率之大小關係隨之改變，使得錯誤率曲線交會，因而產生如圖所示之交叉點X21-X28。此外，由第7a-7e圖中也可看出各階層的錯誤地限差距會隨著載波頻率飄移而改變，進而改變交叉點之數量，例如第7c與第7d圖所示，當載波頻率飄移由0.05增加為0.1時，交叉點的數量由兩點(X25與X26)變化為一點(X27)。
第8a-8e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之非均勻調變下各階層位元之位元錯誤率。在此實施例中，同樣採用64-QAM階層式調變，其中λ1 =1.6，λ2 =1.4(可參考第3d圖)，並如上述將一調變符元分成三個階層進行錯誤率分析，因此可得到如圖所示之三條錯誤率曲線。第8a-8e圖分別顯示出在非均勻調變下，三個階層之位元分別在0、1/16、1/8、1/4與1/2之正規化載波頻率飄移情境下的位元錯誤率，其中橫軸表示訊雜比Eb/N0，縱軸表示位元錯誤率BER。
如上述，由於訊號在星座圖上非均勻地分佈，導致各階層的位元具有不同的保護能力，使得每一個階層位元的位元錯誤率都不相同。並且各階層位元之間的錯誤率大小關係可隨著訊雜比以及載波頻率飄移的程度不同而產生改變。如第8d圖所示，在載波頻率飄移為0.25之情境下，當訊雜比小於10dB時，階層3的保護能力最差(即，錯誤率最高)，其次是階層2，而階層1保護能力最高。當訊雜比介於10~20dB之間時，各階層之保護能力產生變化，由低到高(錯誤率由高到低)依序為階層2，階層3，階層1，當訊雜比大於20時，各階層之保護能力再次產生變化，由低到高依序為階層2，階層1，階層3。
由於各階層之保護能力產生變化，位元錯誤率之大小關係隨之改變，使得錯誤率曲線交會，因而產生如圖所示之交叉點X31-X39。此外，由第8a-8e圖中也可看出各階層的錯誤地限差距會隨著載波頻率飄移而改變，進而改變交叉點之數量，例如第8d與第8e圖所示，當載波頻率飄移由0.25增加為0.5時，交叉點的數量由兩點(X37與X38)變化為一點(X39)。
由第5-8圖中可以發現，當星座點的非均勻程度越高，錯誤率的交叉特徵越明顯，於是各調變符元可攜帶更多的通道特性資訊，使錯誤分析裝置412可更容易根據各階層之錯誤率估計出載波頻率飄移量。然而，相對的，非均勻的階層式調變也會使得整體錯誤率會提升，這是個權衡(Tradeoff)的問題。
可適性階層式調變
根據本發明之一實施例，為了滿足系統要求的錯誤率同時保有判斷載波頻率飄移的能力，階層式調變的參數可隨著通道的好壞可適性地切換，使得在滿足系統所要求的錯誤率前提下，依然可以估計載波頻率飄移。第9圖係顯示根據本發明之一實施例所述之狀態圖。假設Nqos代表系統錯誤率的最低需求，而Nerr1、Nerr2與Nerr3分別代表階層1、階層2與階層3三個階層之位元錯誤率。當第一、二、三階層錯誤率皆大於系統錯誤率的最低需求Nqos時，代表可能是通道的品質不佳(即，訊雜比過低)，造成錯誤率很高，或是載波頻率飄移非常嚴重，導致即使訊雜比很高，各階層之錯誤率依然無法隨著訊雜比提升而下降。由於滿足系統錯誤率是系統的首要要求，因此此時錯誤分析裝置412可調整階層距離比值參數之數值為λ1 =2，λ2 =1，並回授至傳送端，使得傳送端之可適性階層式訊號對應器105可根據均勻分佈之星座圖進行調變，讓各階層之位元保護能力可達到最佳。另一方面當第一、二、三階層錯誤率有任一者小於系統錯誤率的最低需求時，錯誤分析裝置412可調整階層距離比值參數之數值為λ1 <2，λ2 >1，並回授至傳送端，使得傳送端之可適性階層式訊號對應器105可根據非均勻分佈之星座圖進行調變。透過不均勻分佈之星座點，使得接收到的資料符元可夾帶通道特性資訊，於是錯誤分析裝置412可如上述從各階層的錯誤率特性中得到載波頻率飄移資訊，估計載波頻率飄移程度，並且進一步回授載波頻率飄移補償係數Λf 至無線收發模組401，用以即時進行載波頻率飄移補償。
第10圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之狀態圖。在此實施例中，介紹一個調整階層距離比值參數的實際範例。如圖所示，各階層錯誤率皆小於系統錯誤率的最低需求，也就是當Nerr1、Nerr2、Nerr3有任一者小於Nqos時，代表目前通道狀況良好，錯誤分析裝置412可改變階層式調變參數，使星座圖呈現不均勻分佈，例如當Nerr1、Nerr2、Nerr3皆小於Nqos時，調整階層距離比值參數之數值可被調整為λ1 =1.6，λ2 =1.4，使星座圖極不均勻。不均勻分佈之星座點雖會使整體錯誤率上升，但在各階層錯誤率可夾帶大量的載波頻率飄移的資訊，錯誤分析裝置412可如上述從各階層的錯誤率特性中得到載波頻率飄移資訊，估計載波頻率飄移量。
當Nerr2開始不滿足錯誤率服務需求時，錯誤分析裝置412可調整階層距離比值參數之數值為λ1 =1.8，λ2 =1.2，使星座圖比原先均勻，以降低錯誤率，但仍具有估計載波頻率飄移的能力。當Nerr2與Nerr1皆不滿足錯誤率服務需求時，錯誤分析裝置412可調整階層距離比值參數之數值為λ1 =1.9，λ2 =1.1，使星座圖近似均勻分佈，以降低錯誤率，但仍具有估計載波頻率飄移的能力。最後，當Nerr1、Nerr2與Nerr3皆不滿足錯誤率服務需求時，為了滿足最重要的錯誤率服務需求，則改變階層式調變參數，使星座圖呈現均勻分佈，達到最佳錯誤率。
載波頻率飄移與估計
如上述，由於調變符元之非均勻分佈特性使得各階層之錯誤率產生多個交叉點，因此錯誤分析裝置412可藉由分析各階層之錯誤率，估計出目前通道的載波頻率飄移量，並且進一步回授載波頻率飄移補償係數Λf 至無線收發模組401，用以即時進行載波頻率飄移補償。以下將詳細介紹本發明所提出之載波頻率飄移與估計方法。
第11圖係顯示根據本發明之一實施例所述之載波頻率飄移偵測與補償方法流程圖。首先，透過無線收發模組401自一無線電介面接收一射頻訊號(步驟S1101)。接著，無線收發模組401根據一載波頻率與一載波頻率飄移補償係數轉換射頻訊號以產生一基頻訊號(步驟S1102)。接著，可適性階層式訊號解對應器408解調變基頻訊號，以產生複數解調變符元(步驟S1103)。接著，解碼模組411於複數解碼路徑階層式解碼各解調變符元，並且於各解碼路徑偵測各解調變符元之錯誤位元，以於各解碼路徑產生複數解碼訊號並且以取得各解碼路徑之位元錯誤率(步驟S1104)。最後，錯誤分析裝置412分析各解碼路徑之位元錯誤率之特性，以取得載波頻率飄移補償係數(步驟S1105)。
值得注意的是，當系統訊雜比很低時，支配位元錯誤率的是雜訊而不是子載波之間的干擾。然而當訊雜比很高時，子載波之間的干擾成為支配了位元錯誤率的主因。即使訊雜比再高，由於載波頻率飄移仍然存在，錯誤率依然無法降低，因而發生錯誤地限。由此可知，在高訊雜比情況下，準確的估計載波頻率飄移相對的非常重要。因此，在估計載波頻率飄移時，可假設通道品質良好，即訊雜比高。此外，根據各階層之位元錯誤率特性，可設定複數個位元錯誤率臨界值，例如，假設臨界值Nstd 1=10-4 、Nstd 2=10-3 、Nstd 3=10-2 以及Nstd 4=10-1 ，藉由分析例如第6-8圖所示之各階層之位元錯誤率特性，並運用各臨界值，可簡易地估計出載波頻率飄移。
第12圖係顯示根據本發明之一實施例所述之載波頻率飄移估計流程圖。在此實施例中，階層距離比值參數分別為λ1 =1.9，λ2 =1.1。參考第6a-6e圖，可以發現各階層的位元錯誤率受到載波頻率飄移的影響皆不相同，根據各階層的位元錯誤率在不同載波頻率飄移之下的特性，可設計如第12圖所示之流程圖。首先，錯誤分析裝置412可判斷第二階層之位元錯誤率Nerr2是否小於第一臨界值Nstd1(步驟S1201)。由於第二階層之位元保護能力為三者之間最差，因此當Nerr2<Nstd1時，代表載波頻率飄移量小，因此參考如參考第6a-6e圖所示之錯誤率特性，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第一區間，例如介於0.001~0.04之間(步驟S1202)。
當Nerr2>=Nstd1時，錯誤分析裝置412可進一步分析第一階層與第三階層之位元錯誤率。例如，錯誤分析裝置412可判斷第一階層之位元錯誤率Nerr1與第三階層之位元錯誤率Nerr3是否小於第一臨界值Nstd1，以及第二階層之位元錯誤率Nerr2是否小於第二臨界值Nstd2(步驟S1203)。當Nerr1<Nstd1，Nerr3<Nstd1，並且Nerr2<Nstd2時，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第二區間，例如介於0.04~0.05之間(步驟S1204)。
當Nerr1不小於第一臨界值Nstd1，或Nerr3不小於第一臨界值Nstd1，或Nerr2是否小於第二臨界值Nstd2時，錯誤分析裝置412可進一步判斷Nerr3是否小於第三臨界值Nstd3(步驟S1205)。當Nerr3<Nstd3時，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第三區間，例如介於0.05~0.083之間(步驟S1206)。若Nerr3>=Nstd3，錯誤分析裝置412可進一步判斷Nerr1是否小於第三臨界值Nstd3(步驟S1207)。若Nerr1<Nstd3，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第四區間，例如介於0.083~0.103之間(步驟S1208)。若Nerr1>=Nstd3，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第五區間，例如介於0.103~0.15之間(步驟S1209)。待錯誤分析裝置412分析完出正規化載波頻率飄移程度後，頻率飄移估計裝置413可根據此分析結果產生一載波頻率飄移補償係數Δf ，進一步回授載波頻率飄移補償係數Λf 至無線收發模組401，用以即時進行載波頻率飄移補償(步驟S1210)。
值得注意的是，此流程圖係顯示本發明之較佳實施例，但並非用以限定本發明的範圍。任何熟習此項技藝者在不脫離本發明之精神和範圍內，當可針對頻率飄移估計流程做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
第13圖係顯示根據本發明之一實施例所述之載波頻率飄移估計流程圖。在此實施例中，階層距離比值參數分別為λ1 =1.8，λ2 =1.2。參考第7a-7e圖，可以發現各階層的位元錯誤率受到載波頻率飄移的影響皆不相同，根據各階層的位元錯誤率在不同載波頻率飄移之下的特性，可設計如第13圖所示之流程圖。首先，錯誤分析裝置412可判斷第二階層之位元錯誤率Nerr2是否小於第一臨界值Nstd1(步驟S1301)。由於第二階層之位元保護能力為三者之間最差，因此當Nerr2<Nstd1時，代表載波頻率飄移量小，因此參考如參考第7a-7e圖所示之錯誤率特性，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第一區間，例如介於0.001~0.03之間(步驟S1302)。
當Nerr2>=Nstd1時，錯誤分析裝置412可進一步分析第一階層之位元錯誤率。例如，錯誤分析裝置412可判斷第一階層之位元錯誤率Nerr1是否小於第一臨界值Nstd1，以及第二階層之位元錯誤率Nerr2是否小於第三臨界值Nstd3(步驟S1303)。當Nerr1<Nstd1，並且Nerr2<Nstd3時，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第二區間，例如介於0.03~0.05之間(步驟S1304)。
當Nerr1不小於第一臨界值Nstd1，或Nerr2不小於第三臨界值Nstd3時，錯誤分析裝置412可進一步判斷Nerr3是否小於第三臨界值Nstd3(步驟S1305)。當Nerr3<Nstd3時，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第三區間，例如介於0.05~0.09之間(步驟S1306)。若Nerr3>=Nstd3，錯誤分析裝置412可進一步判斷Nerr2是否小於第四臨界值Nstd4(步驟S1307)。若Nerr2<Nstd4，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第四區間，例如介於0.09~0.13之間(步驟S1308)。若Nerr2>=Nstd4，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第五區間，例如介於0.13~0.15之間(步驟S1309)。待錯誤分析裝置412分析完出正規化載波頻率飄移程度後，頻率飄移估計裝置413可根據此分析結果產生一載波頻率飄移補償係數Δf ，進一步回授載波頻率飄移補償係數Λf 至無線收發模組401，用以即時進行載波頻率飄移補償(步驟S1310)。
值得注意的是，此流程圖係顯示本發明之較佳實施例，但並非用以限定本發明的範圍。任何熟習此項技藝者在不脫離本發明之精神和範圍內，當可針對頻率飄移估計流程做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
第14圖係顯示根據本發明之一實施例所述之載波頻率飄移估計流程圖。在此實施例中，階層距離比值參數分別為λ1 =1.6，λ2 =1.4。參考第8a-8e圖，可以發現各階層的位元錯誤率受到載波頻率飄移的影響皆不相同，根據各階層的位元錯誤率在不同載波頻率飄移之下的特性，可設計如第14圖所示之流程圖。首先，錯誤分析裝置412可判斷第二階層之位元錯誤率Nerr2是否小於第三臨界值Nstd3(步驟S1401)。由於第二階層之位元保護能力為三者之間最差，因此當Nerr2<Nstd3時，代表載波頻率飄移量小，因此參考如參考第8a-8e圖所示之錯誤率特性，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第一區間，例如介於0.001~0.01之間(步驟S1402)。
當Nerr2>=Nstd3時，錯誤分析裝置412可進一步分析第一階層之位元錯誤率。例如，錯誤分析裝置412可判斷第一階層之位元錯誤率Nerr1是否小於第一臨界值Nstd1(步驟S1403)。當Nerr1<Nstd1時，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第二區間，例如介於0.01~0.05之間(步驟S1404)。
當Nerr1>=Nstd1時，錯誤分析裝置412可進一步判斷Nerr3是否小於第二臨界值Nstd2(步驟S1405)。當Nerr3<Nstd2時，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第三區間，例如介於0.05~0.08之間(步驟S1406)。若Nerr3>=Nstd2，錯誤分析裝置412可進一步判斷Nerr3是否小於第三臨界值Nstd3(步驟S1407)。若Nerr3<Nstd3，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第四區間，例如介於0.08~0.11之間(步驟S1408)。若Nerr3>=Nstd3，錯誤分析裝置412可估計正規化載波頻率飄移介於一第五區間，例如介於0.11~0.15之間(步驟S1409)。待錯誤分析裝置412分析完出正規化載波頻率飄移程度後，頻率飄移估計裝置413可根據此分析結果產生一載波頻率飄移補償係數Δf ，進一步回授載波頻率飄移補償係數Λf 至無線收發模組401，用以即時進行載波頻率飄移補償(步驟S1410)。
值得注意的是，此流程圖係顯示本發明之較佳實施例，但並非用以限定本發明的範圍。任何熟習此項技藝者在不脫離本發明之精神和範圍內，當可針對頻率飄移估計流程做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
根據本發明之其它實施例，除了利用上述的複數個臨界值分析錯誤率以外，也可以利用查表法的方式，針對不同的階層距離比值參數，在接收端預先將各階層位元錯誤率相對於正規化載波頻率飄移之變化關係製作成查找表，　查找表可包含各階層之位元錯誤率所產生的複數交叉點資訊，例如如同第6-8圖所示，查找表可包含各階層之位元錯誤率對於不同訊雜比以及/或不同載波頻率飄移所產生的複數交叉線資訊，因此交叉點資訊可顯示出各解碼路徑之解碼訊號對於不同訊雜比以及/或對於不同載波頻率飄移所產生之不同的位元錯誤率特性。如此一來，錯誤分析裝置412可藉由查找此表估計載波頻率飄移，以進行載波頻率飄移補償。
估計系統訊雜比
如上述，在階層式調變下，星座圖上的星座點呈現非均勻分佈，導致各階層的位元錯誤率會隨著載波頻率飄移改變而有特殊的改變，根據本發明之另一實施例，這些特別的改變也可以被利用來估計系統的訊雜比。
一般通訊系統偵測通道品質都是利用信號接收強度(Received Signal Strength Indicator，RSSI)，基地台通常會要求行動裝置報告所接收到的信號強度，以便系統做出正確的選擇和決定，其中此行動裝置可包括如第1圖與第4圖所述之傳送機與接收機之架構。因此行動裝置所報告的接收信號強度是否準確，直接關係到整個通訊系統的性能。根據本發明之一實施例，當無法準確得知信號接收強度等相關資訊時，錯誤分析裝置412也可根據各階層之位元錯誤率特性估計出無線電介面之通道訊雜比。
以階層距離比值參數λ1 =1.6，λ2 =1.4為例，如第8a-8e圖所示，可發現各階層之位元錯誤率產生之複數交叉點定義出數個訊雜比區間，例如，當訊雜比介於0~10dB之間時，各階層之位元錯誤率關係為階層3>階層2>階層1，當訊雜比介於10~18dB之間時，各階層之位元錯誤率關係為階層2>階層3>階層1，當訊雜比大於18dB時，若正規化載波頻率飄移小於或等於1/4時，各階層之位元錯誤率關係為階層2>階層1>階層3，而在正規化載波頻率飄移大於1/4時，由於第三階層發生錯誤地限的訊雜比早於第一階層，因此各階層之位元錯誤率關係改變為階層2，階層3，階層1。
運用此概念，第15圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之訊雜比估計流程圖。如上述，假設錯誤分析裝置412得到的第一階層(階層1)的位元錯誤率為Nerr1，第二階層(階層2)的位元錯誤率為Nerr2，第三階層(階層3)的位元錯誤率為Nerr3，錯誤分析裝置412首先判斷三者的大小關係是否滿足Nerr3>Nerr2>Nerr1(步驟S1501)。若滿足，則錯誤分析裝置412可推斷出訊雜比介於0~10dB之間(步驟S1502)。若不滿足，錯誤分析裝置412進一步判斷三者的大小關係是否滿足Nerr2>Nerr3>Nerr1(步驟S1503)。若滿足，由於在當訊雜比介於10~18dB之間，以及當訊雜比大於18dB且正規化載波頻率飄移大於1/4時，三階層之位元錯誤率皆有可能滿足此關係，因此錯誤分析裝置412進一步判斷此時正規化載波頻率飄移是否大於1/4(步驟S1504)。若是，則錯誤分析裝置412可推斷出訊雜比介於10~20dB之間(步驟S1505)。若否，或者當Nerr2>Nerr1>Nerr3時(步驟S1506)，錯誤分析裝置412可推斷出通道品質良好，訊雜比高於20dB(步驟S1507)，此時載波頻率飄移成為影響位元錯誤率的主要因素。
估計移動速度
根據本發明之另一實施例，各階層之位元錯誤率也可應用於估計行動裝置之移動速度，其中此行動裝置如上述可包括如第1圖與第4圖所述之傳送機與接收機之架構。以階層距離比值參數λ1 =1.6，λ2 =1.4為例，請參考至第8a-8e圖，藉由分析各階層之位元錯誤率之錯誤地限，或者藉由分析交叉點數量的變化，可估計出行動裝置之移動速度。例如，當發現三個階層之位元錯誤率皆發生錯誤地限之現象時(如第8d與第8e圖所示)，可以判斷出目前行動裝置高速移動。或者，當發現交叉點數量產生變化時，例如由兩點變為一點時(如第8d與第8e圖所示)，也可以判斷出目前行動裝置高速移動。
交叉線
根據本發明之另一實施例，可進一步將交叉點的概念延伸為交叉線(Cross Line)。以階層距離比值參數λ1 =1.6，λ2 =1.4為例，第16圖係顯示根據本發明之一實施例所述之階層錯誤率、訊雜比以及載波頻率飄移關係圖。在此3維關係圖中可以發現，對於不同的載波頻率飄移，各交叉點可連接成交叉線，例如第二階層與第三階層之位元錯誤率平面相交時所產生之交叉線CL1，以及第一階層與第三階層之位元錯誤率平面相交時所產生之交叉線CL2。藉由調整階層距離比值參數λ1 與λ2 ，各階層的位元錯誤率對於不同的載波頻率飄移與不同的訊雜比的關係也會產生不同的變化，因此會得到不同的交叉點與交叉線特性，於是錯誤分析裝置412以及/或頻率飄移估計裝置413可根據階層距離比值參數、各階層之位元錯誤率、訊雜比等參數估計載波頻率飄移的補償係數，用以補償載波頻率飄移。
本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100．．．傳送機
101、106、403、410．．．串列轉並列器
103、108、405、424．．．並列轉串列器
102．．．編碼模組
104．．．交錯器
105．．．可適性階層式訊號對應器
107．．．反快速傅利葉轉換模組
109．．．保護區間插入裝置
110、401．．．無線收發模組
111、441．．．混頻器
112、442．．．天線
113、443．．．震盪器
122．．．編碼器
400．．．傳送機
404．．．快速傅利葉轉換模組
406．．．等化器
407．．．通道估計裝置
408．．．可適性階層式訊號解對應器
409．．．解交錯器
411．．．解碼模組
412．．．錯誤分析裝置
413．．．頻率飄移估計裝置
422．．．解碼器
423．．．錯誤更正裝置
A、B、C、D．．．星座點
CL1、CL2．．．交叉線
Data、Data’．．．資料
X11、X12、X13、X14、X15、X16、X21、X22、X23、X24、X25、X26、X27、X28、X31、X32、X33、X34、X35、X36、X37、X38、X39．．．交叉點
第1圖係顯示根據本發明之一實施例所述之傳送機。
第2圖係顯示根據本發明之一實施例所述之階層式調變星座圖範例。
第3a-3d圖係顯示根據本發明之一實施例所述之不同均勻程度之星座圖。
第4圖係顯示根據本發明之一實施例所述之接收機。
第5a-5e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之均勻調變下各階層位元之位元錯誤率。
第6a-6e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之近似均勻調變下各階層位元之位元錯誤率。
第7a-7e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之非均勻調變下各階層位元之位元錯誤率。
第8a-8e圖係顯示根據本發明之一實施例所述之非均勻調變下各階層位元之位元錯誤率。
第9圖係顯示根據本發明之一實施例所述之狀態圖。
第10圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之狀態圖。
第11圖係顯示根據本發明之一實施例所述之載波頻率飄移偵測與補償方法流程圖。
第12圖係顯示根據本發明之一實施例所述之載波頻率飄移估計流程圖。
第13圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之載波頻率飄移估計流程圖。
第14圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之載波頻率飄移估計流程圖。
第15圖係顯示根據本發明之另一實施例所述之訊雜比估計流程圖。
第16圖係顯示根據本發明之一實施例所述之階層錯誤率、訊雜比以及載波頻率飄移關係圖。
100．．．傳送機
101、106．．．串列轉並列器
103、108．．．並列轉串列器
102．．．編碼模組
104．．．交錯器
105．．．可適性階層式訊號對應器
107．．．反快速傅利葉轉換模組
109．．．保護區間插入裝置
110．．．無線收發模組
111．．．混頻器
112．．．天線
113．．．震盪器
122．．．編碼器
Data．．．資料

Claims (24)

  1. 一種傳送機，包括：一編碼模組，接收一輸入訊號並編碼上述輸入訊號，其中上述輸入訊號包括欲傳送之資料；一可適性階層式訊號對應器，根據一或多個階層距離比值參數調變上述編碼訊號，以產生複數調變符元，其中上述階層距離比值參數用以定義上述調變符元之間距，並且其中可適性階層式訊號對應器使用不同的上述階層距離比值參數調變上述編碼訊號，使得上述調變符元所包含之複數位元之位元錯誤率具有不同的特性；以及一無線收發模組，根據上述調變符元產生一射頻訊號，並且傳送上述射頻訊號至一無線電介面。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之傳送機，其中上述階層距離比值參數係透過上述無線收發模組接收自一遠端接收機，上述遠端接收機接收並處理上述射頻訊號，根據上述射頻訊號估計上述無線電介面之通道特性，根據上述通道特性調整上述階層距離比值參數之數值，並且傳送上述階層距離比值參數之數值至上述無線電介面。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之傳送機，其中上述可適性階層式訊號對應器為一M進制正交振幅調變器，根據一星座圖對應上述編碼訊號以產生上述調變符元，並且根據上述階層距離比值參數之數值改變上述星座圖之複數星座點之分佈，用以調整上述星座點之非均勻分佈程度。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之傳送機，其中上述編碼模組包括複數編碼器，各編碼器用以編碼一既定位元數量之上述輸入 訊號，並且上述編碼器之編碼位元總數為一個調變符元所包含之位元數。
  5. 如申請專利範圍第3項所述之傳送機，其中可適性階層式訊號對應器調整上述星座點之非均勻分佈程度，使得上述調變符元所包含之複數位元具有不同之錯誤保護能力。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之傳送機，其中上述調變符元所包含之上述位元之位元錯誤率對於不同的訊雜比具有不同的特性。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之傳送機，其中上述調變符元所包含之上述位元之位元錯誤率對於不同的載波頻率飄移具有不同的特性。
  8. 一種接收機，包括：一無線收發模組，自一無線電介面接收一射頻訊號，根據一載波頻率與一載波頻率飄移補償係數轉換上述射頻訊號至一基頻訊號；一可適性階層式訊號解對應器，根據一或多個階層距離比值參數解調變上述基頻訊號，以產生複數解調變符元；一解碼模組，包括複數解碼路徑用以階層式解碼各解調變符元以及偵測各解調變符元之錯誤位元，並且於各解碼路徑產生複數解碼訊號；一錯誤分析裝置，自上述解碼模組接收各解碼路徑之錯誤位元資訊，並且估計各解碼路徑之一位元錯誤率；以及一頻率飄移估計裝置，根據上述位元錯誤率產生上述載波頻率飄移補償係數。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之接收機，其中上述錯誤分析 裝置更根據上述位元錯誤率調整上述階層距離比值參數，並透過上述無線收發模組傳送上述階層距離比值參數至一遠端傳送機。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之接收機，其中當上述位元錯誤率皆大於一臨界值時，上述錯誤分析裝置調整上述階層距離比值參數，使得上述遠端傳送機產生均勻分佈於一星座圖之複數調變符元，並且當上述位元錯誤率之任一者小於上述臨界值時，上述錯誤分析裝置調整上述階層距離比值參數，使得上述遠端傳送機產生非均勻分佈於上述星座圖之上述調變符元。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之接收機，其中各解碼路徑包括一解碼器用以解碼一既定位元數量之上述解調變符元，上述解碼器之解碼位元總數為一個解調變符元所包含之位元數，並且上述解碼模組更正上述解調變符元之錯誤用以產生一輸出訊號。
  12. 如申請專利範圍第8項所述之接收機，其中上述可適性階層式訊號解對應器根據一星座圖解對應上述解碼訊號以產生上述解調變符元，並且根據上述階層距離比值參數之數值改變上述星座圖之複數星座點之分佈間距，用以調整上述星座點之非均勻分佈程度。
  13. 如申請專利範圍第8項所述之接收機，其中上述錯誤分析裝置根據各解碼路徑之上述位元錯誤率以及一查找表估計載波頻率飄移程度，並且上述頻率飄移估計裝置根據上述載波頻率飄移程度產生上述載波頻率飄移補償係數，其中上述查找表包含各解碼路徑之上述位元錯誤率所產生的複數交叉點資訊。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之接收機，其中上述查找表包含各解碼路徑之上述解碼訊號對於不同訊雜比或對於不同載波頻率飄移所產生的不同的上述位元錯誤率之特性。
  15. 如申請專利範圍第13項所述之接收機，其中上述查找表包含各解碼路徑之上述解碼訊號對於不同訊雜比以及對於不同載波頻率飄移所產生的不同的上述位元錯誤率之特性。
  16. 如申請專利範圍第8項所述之接收機，其中上述錯誤分析裝置分析上述位元錯誤率之特性，並且根據上述位元錯誤率之特性估計上述無線電介面之一通道之一訊雜比。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之接收機，其中上述頻率飄移估計裝置根據上述訊雜比與各解碼路徑之上述位元錯誤率之特性估計上述載波頻率飄移補償係數。
  18. 一種載波頻率飄移偵測與補償方法，包括：自一無線電介面接收一射頻訊號；根據一載波頻率與一載波頻率飄移補償係數轉換上述射頻訊號，以產生一基頻訊號；解調變上述基頻訊號，以產生複數解調變符元；藉由複數解碼路徑階層式解碼各解調變符元，並且於各解碼路徑偵測各解調變符元之錯誤位元，以於各解碼路徑產生複數解碼訊號並且以取得各解碼路徑之位元錯誤率；以及分析各解碼路徑之位元錯誤率之特性，以取得上述載波頻率飄移補償係數。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之載波頻率飄移偵測與補償方法，其中上述射頻訊號係根據一或多個階層距離比值參數被調變，上述階層距離比值參數定義用以調變上述射頻訊號之一星座圖上之複數星座點之非均勻分佈程度。
  20. 如申請專利範圍第18項所述之載波頻率飄移偵測與補償方法，其中各解碼路徑解碼一既定位元數量之上述解調變符 元，並且各解碼路徑之解碼位元總數為一個解調變符元所包含之位元數。
  21. 如申請專利範圍第19項所述之載波頻率飄移偵測與補償方法，更包括：根據各解碼路徑之位元錯誤率之特性調整上述階層距離比值參數；以及傳送上述階層距離比值參數至用以調變上述射頻訊號之一遠端傳送機。
  22. 如申請專利範圍第18項所述之載波頻率飄移偵測與補償方法，更包括：根據各解碼路徑之上述位元錯誤率以及一查找表估計上述載波頻率飄移補償係數，其中上述查找表包含各解碼路徑之上述位元錯誤率所產生的複數交叉點資訊。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之載波頻率飄移偵測與補償方法，其中上述交叉點資訊顯示各解碼路徑之上述位元錯誤率對於不同訊雜比或對於不同載波頻率飄移之不同特性。
  24. 如申請專利範圍第19項所述之載波頻率飄移偵測與補償方法，更包括：當上述位元錯誤率皆大於一臨界值時，調整上述階層距離比值參數，使得上述星座點均勻分佈於上述星座圖；以及當上述位元錯誤率之任一者小於上述臨界值時，調整上述階層距離比值參數，使得上述星座點非均勻地分佈於上述星座圖。
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