KR20060121867A

KR20060121867A - Ｍｉｍｏ 통신 시스템에서의 증가 리던던시 송신

Info

Publication number: KR20060121867A
Application number: KR1020067004900A
Authority: KR
Inventors: 타메르 카도우스
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2003-09-09
Filing date: 2004-09-09
Publication date: 2006-11-29
Also published as: CN101917262B; JP5204152B2; CN101917262A; DK2146455T3; ATE463894T1; CA2538057C; TWI426724B; HK1112339A1; RU2502197C2; CA2538057A1; JP2007509511A; JP2010252366A; BRPI0414188A; EP2146455B1; EP2146456A3; AU2004303128B2; AU2004303128C1; DE602004026491D1; CN101917257B; US8908496B2

Abstract

MIMO 시스템에서, 증가 리던던시 (IR) 송신에 대하여, 송신기는 선택된 레이트에 기초하여 데이터 패킷을 프로세싱 (예를 들어, 인코딩, 파티셔닝, 인터리빙, 및 변조) 하여, 다중의 데이터 심볼 블록을 획득한다. 수신기가 데이터 패킷을 정확하게 복원하거나 모든 블록이 송신될 때까지, 송신기는 한번에 하나의 데이터 심볼 블록을 송신한다. 데이터 심볼 블록이 송신기로부터 수신될 때마다, 수신기는 수신 심볼 블록을 검출하여 검출 심볼 블록을 획득하고, 데이터 패킷에 대하여 획득된 모든 검출 심볼 블록을 프로세싱 (예를 들어, 복조, 디-인터리빙, 재조합, 및 디코딩) 하고, 디코딩 패킷을 제공한다. 만약 디코딩 패킷이 에러가 있으면, 수신기는 또 다른 데이터 심볼 블록이 데이터 패킷용으로 수신될 때에 그 프로세싱을 반복한다. 또한, 수신기는 데이터 패킷의 수신 심볼 블록에 대한 반복적인 검출 및 디코딩을 수회 수행하여 디코딩 패킷을 획득할 수도 있다.

Description

ＭＩＭＯ 통신 시스템에서의 증가 리던던시 송신{INCREMENTAL REDUNDANCY TRANSMISSION IN A MIMO COMMUNICATION SYSTEM}

35 U.S.C.§119 에 따른 우선권 주장

본 출원은 2003년 9월 9일자로 출원된 미국특허 가출원 제 60/501,777 호, 및 2003년 12월 19일자로 출원된 미국특허 가출원 제 60/531,391 호를 우선권 주장하며, 이들 가출원은 전부 여기에서 참조로서 포함된다.

배경

I. 기술분야

본 발명은 일반적으로 통신에 관한 것으로, 좀더 상세하게는, 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터를 송신하는 기술에 관한 것이다.

II. 배경기술

MIMO 시스템은 데이터 송신을 위해 다중의 (N_T) 송신 안테나 및 다중의 (N_R) 수신 안테나를 사용하며, (N_T, N_R) 시스템으로서 나타낸다. N_T 개의 송신 안테나 및 N_R 개의 수신 안테나에 의해 형성되는 MIMO 채널은 N_S 개의 공간 채널로 분해될 수도 있으며, 여기서, N_S ≤min{N_T, N_R} 이다. 다중의 송신 및 수신 안테나에 의해 생성된 N_S 개의 공간 채널이 데이터 송신용으로 이용되면, MIMO 시스템은 증가된 송신 용량을 제공할 수 있다.

MIMO 시스템에서 가장 큰 난제는 채널 조건에 기초하여 데이터 송신용의 적절한 레이트를 선택하는 것이다. "레이트" 는 특정 데이터 레이트 또는 정보 비트 레이트, 특정 코딩 방식, 특정 변조 방식, 특정 데이터 패킷 사이즈 등을 나타낼 수도 있다. 레이트 선택의 목표는, 특정 패킷 에러 레이트 (예를 들어, 1% PER) 에 의해 측정될 수도 있는 소정의 품질 목적을 만족시키면서 N_S 개의 공간 채널을 통한 스루풋 (throughput) 을 최대화하는 것이다.

MIMO 채널의 송신 용량은, N_S 개의 공간 채널에 의해 달성되는 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 에 의존한다. 차례로, SNR 은 채널 조건에 의존한다. 하나의 종래 MIMO 시스템에서, 송신기는, 정적 MIMO 채널의 모델에 기초하여 선택되는 레이트에 따라 데이터를 인코딩, 변조, 및 송신한다. 만약 그 모델이 정확하고 MIMO 채널이 비교적 정적이면 (즉, 시간에 따라 변하지 않으면), 양호한 성능이 달성될 수 있다. 다른 종래 MIMO 시스템에서, 수신기는 MIMO 채널을 추정하고, 그 채널 추정치에 기초하여 적절한 레이트를 선택하며, 그 선택된 레이트를 송신기로 송신한다. 그 후, 송신기는 선택된 레이트에 따라 프로세싱 및 송신한다. 이러한 시스템의 성능은 MIMO 채널의 특성 및 채널 추정치의 정확도에 의존한다.

상술한 양자의 종래 MIMO 시스템의 경우, 통상적으로, 송신기는 그 데이터 패킷용으로 선택된 레이트로 각각의 데이터 패킷을 프로세싱 및 송신한다. 수 신기는 송신기에 의해 송신된 각각의 데이터 패킷을 디코딩하고, 그 패킷이 정확하게 또는 에러가 있게 디코딩되었는지 여부를 판정한다. 수신기는, 패킷이 정확하게 디코딩되었으면 확인응답 (ACK) 을 되송신하고, 패킷이 에러가 있게 디코딩되면 부정 확인응답 (NAK) 을 되송신할 수도 있다. 패킷에 대하여 수신기로부터 NAK 를 수신할 때, 전체적으로, 송신기는, 수신기에 의해 에러가 있게 디코딩된 각각의 데이터 패킷을 재송신할 수도 있다.

상술한 양자의 MIMO 시스템의 성능은 레이트 선택의 정확도에 크게 의존한다. (예를 들어, 실제 SNR 이 SNR 추정치보다 더 양호하기 때문에) 만약 데이터 패킷에 대한 선택 레이트가 너무 보존적이면, 데이터 패킷을 송신하는데 과도한 시스템 자원이 소비되며, 채널 용량이 충분히 이용되지 않는다. 이와 대조적으로, 데이터 패킷에 대한 선택 레이트가 너무 공격적 (aggressive) 이면, 패킷은 수신기에 의해 에러가 있게 디코딩될 수도 있으며, 데이터 패킷을 재송신하는데 시스템 자원이 소비될 수도 있다. MIMO 시스템에 대한 레이트 선택은 (1) MIMO 채널에 대한 채널 추정에 있어서의 더 큰 복잡도, 및 (2) MIMO 채널의 다중의 공간 채널의 시변 및 시간 의존 특성 때문에 난제이다.

따라서, 당업계에서는 MIMO 시스템에서 데이터를 효율적으로 송신하고, 양호한 성능을 달성하기 위하여 정확한 레이트 선택을 요구하지 않는 기술이 요구된다.

개요

MIMO 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신을 수행하는 기술이 여기에서 제공된다. 먼저, MIMO 시스템에서의 수신기 또는 송신기는 MIMO 채널을 추정하고, 그 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용으로 적절한 레이트를 선택한다. 수신기가 레이트 선택을 수행하면, 송신기는 선택된 레이트를 제공받는다.

송신기는 선택된 레이트에 기초하여 데이터 패킷을 프로세싱 (예를 들어, 인코딩, 파티셔닝 (partition), 인터리빙, 및 변조) 하고, 데이터 패킷에 대한 다중의 (N_B) 데이터 심볼 블록을 획득한다. 통상적으로, 제 1 데이터 심볼 블록은, 수신기로 하여금 유리한 채널 조건에 따라 데이터 패킷을 복원하게 하도록 충분한 정보를 포함한다. 나머지 데이터 심볼 블록 각각은, 수신기로 하여금 덜 유리한 채널 조건에 따라 데이터 패킷을 복원하게 하도록 추가적인 리던던시를 포함한다. 송신기는 N_T 개의 송신 안테나로부터 수신기에서의 N_R 개의 수신 안테나로 제 1 데이터 심볼 블록을 송신한다. 그 후, 송신기는, 데이터 패킷이 수신기에 의해 정확히 복원되거나 N_B 개의 블록 모두가 송신될 때까지, 한번에 하나의 블록씩, N_B 개의 데이터 심볼 블록 중 나머지 블록을 송신한다.

N_P 개의 데이터 패킷에 대한 다중의 (N_P) 데이터 심볼 블록이 N_T 개의 송신 안테나로부터 동시에 송신되려면, 송신기는, N_P 개의 데이터 패킷이 유사한 채널 조건을 경험하도록 이들 N_P 개의 데이터 심볼 블록을 더 프로세싱한다. 이것은 단일의 레이트가 MIMO 채널에 걸쳐 동시에 송신되는 모든 데이터 패킷용으로 이용되게 한다.

수신기는, 송신기에 의해 송신된 각각의 데이터 심볼 블록에 대한 수신 심볼 블록을 획득한다. 수신기는 각각의 수신 심볼 블록을 "검출"하여, 대응하는 데이터 심볼 블록의 추정치인 검출된 심볼 블록을 획득한다. 그 후, 수신기는 데이터 패킷용으로 획득된 모든 검출 심볼 블록을 프로세싱 (예를 들어, 복조, 디-인터리빙, 재조합 (re-assemble), 및 디코딩) 하고, 디코딩 패킷을 제공한다. 수신기는, 디코딩 패킷이 정확하게 디코딩되지 않았으면 ACK 를 되송신하고, 디코딩 패킷이 에러가 있으면 NAK 를 되송신할 수도 있다. 만약 디코딩 패킷이 에러가 있으면, 송신기에 의해 송신된 다른 데이터 심볼 블록에 대하여 다른 수신 심볼 블록이 획득될 경우에, 수신기는 그 프로세싱을 반복한다.

또한, 수신기는 반복적인 검출 및 디코딩 (IDD) 방식을 이용하여 데이터 패킷을 복원할 수도 있다. IDD 방식의 경우, 데이터 패킷에 대하여 새로운 수신 심볼 블록이 획득될 때마다, 디코딩 패킷을 획득하기 위해, 모든 수신 심볼 블록에 대하여 검출 및 디코딩이 다수 (N_dd) 회 반복 수행된다. 검출기는 모든 수신 심볼 블록에 대한 검출을 수행하고, 검출된 심볼 블록을 제공한다. 디코더는 모든 검출 심볼 블록에 대한 디코딩을 수행하고, 디코더 사전 (a priori) 정보를 제공하며, 이 사전 정보는 후속적인 반복에서 디코더에 의해 이용된다. 디코딩 패킷은 마지막 반복 동안의 디코더 출력에 기초하여 생성된다.

이하, 본 발명의 다양한 양태 및 실시형태를 더 상세히 설명한다.

도면의 간단한 설명

본 발명의 특징 및 특성은 도면과 함께 이하 제시되는 상세한 설명으로부터 더 명백해질 것이며, 도면에서 동일한 참조부호는 도면 전반에 걸쳐 동일한 대상을 나타낸다.

도 1 은 IR 송신을 구현하는 MIMO 시스템에서의 송신기 및 수신기의 블록도를 나타낸 것이다.

도 2 는 MIMO 시스템에서 IR 송신물을 송신 및 수신하는 프로세스를 나타낸 것이다.

도 3 은 IR 송신을 나타내는 타이밍도를 나타낸 것이다.

도 4a 는 송신기에서의 송신 (TX) 데이터 프로세서를 나타낸 것이다.

도 4b 는 TX 데이터 프로세서 내의 터보 인코더를 나타낸 것이다.

도 5 는 TX 데이터 프로세서에 의한 하나의 데이터 패킷의 프로세싱을 나타낸 것이다.

도 6a 내지 도 6d 는 송신기에서의 TX 공간 프로세서의 4 개의 실시형태를 나타낸 것이다.

도 7a 및 도 7b 는 예시적인 MIMO-OFDM 시스템에 대하여, 각각, 하나의 데이터 심볼 블록 및 2 개의 데이터 심볼 블록의 디-멀티플렉싱을 나타낸 것이다.

도 8a 는 수신기의 일 실시형태를 나타낸 것이다.

도 8b 는 도 8a 의 수신기에서의 수신 (RX) 데이터 프로세서를 나타낸 것이다.

도 9a 는 반복 검출 및 디코딩을 구현한 수신기를 나타낸 것이다.

도 9b 는 터보 디코더를 나타낸 것이다.

상세한 설명

여기에서, "예시적인" 이라는 단어는 "예, 예증, 또는 예시로서 제공되는" 을 의미하도록 사용된다. "예시적인" 것으로서 여기에서 설명된 임의의 실시형태 또는 설계는 다른 실시형태 또는 설계에 비하여 반드시 바람직하거나 유리한 것으로서 해석할 필요는 없다.

N_S 개의 공간 채널을 갖는 MIMO 시스템의 경우, N_P 개의 데이터 패킷이 N_T 개의 송신 안테나로부터 동시에 송신될 수도 있으며, 여기서, 1≤N_P≤N_S 이다. N_P 에 대한 값에 무관하게, 동시에 송신된 모든 데이터 패킷에 대하여 단일의 레이트가 사용될 수도 있다. 단일 레이트의 사용은 MIMO 시스템에서 송신기 및 수신기 양자에서의 프로세싱을 간략화할 수 있다.

도 1 은 IR 송신을 구현하는 MIMO 시스템 (100) 에서의 송신기 (110) 및 수신기 (150) 의 블록도를 나타낸 것이다. 송신기 (110) 에서, TX 데이터 프로세서 (120) 는 데이터 소스 (112) 로부터 데이터 패킷을 수신한다. TX 데이터 프로세서 (120) 는 그 패킷용으로 선택된 레이트에 따라 각각의 데이터 패킷을 프로세싱 (예를 들어, 포매팅, 인코딩, 파티셔닝, 인터리빙, 및 변조) 하여 그 패킷에 대한 데이터 심볼의 N_B 개의 블록을 획득하며, 여기서, N_B > 1 이며 선택된 레이트에 의존할 수도 있다. 각각의 데이터 패킷에 대한 선택 레이트는 그 패킷에 대한 데이터 레이트, 코딩 방식 또는 코드 레이트, 변조 방식, 패킷 사이즈, 데이터 심볼 블록의 수 등을 나타낼 수도 있으며, 이들은 제어기 (140) 에 의해 제공되는 다양한 제어에 의해 표시된다. IR 송신의 경우, 각각의 데이터 패킷에 대한 N_B 개의 데이터 심볼 블록은, 그 패킷이 수신기 (150) 에 의해 정확하게 디코딩되거나 모두 N_B 개의 데이터 심볼 블록이 송신될 때까지 한번에 하나의 블록을 송신받는다.

TX 공간 프로세서 (130) 는 데이터 심볼 블록을 수신하고, 필요한 프로세싱을 수행하여, 일 시간 슬롯 (또는 간단히, "슬롯") 에서 모두 N_T 개의 송신 안테나로부터 각각의 데이터 심볼 블록을 송신한다. 슬롯은 MIMO 시스템 (100) 에 대한 소정의 시간 주기이다. 아래에서 설명하는 바와 같이, TX 공간 프로세서 (130) 는 디-멀티플렉싱, 공간 프로세싱 등을 수행할 수도 있다. 각각의 슬롯에 대하여, TX 공간 프로세서 (130) 는 하나의 데이터 심볼 블록을 프로세싱하고, 적절할 때에 파일럿 심볼에 멀티플렉싱하고, 송신 심볼의 N_T 개의 시퀀스를 송신기 유닛 (TMTR; 132) 에 제공한다. 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼 또는 파일럿 심볼용일 수도 있다.

송신기 유닛 (132) 은 N_T 개의 송신 심볼 시퀀스를 수신 및 컨디셔닝 (예를 들어, 아날로그로의 변환, 주파수 상향변환, 필터링, 및 증폭) 하여, N_T 개의 변조 신호를 획득한다. 그 후, 각각의 변조 신호는 각각의 송신 안테나 (도 1 에는 미도시됨) 로부터, MIMO 채널을 통하여 수신기 (150) 로 송신된다. MIMO 채널은

의 채널 응답으로 N_T 개의 송신 신호를 왜곡시키고, 가산적 백색 가우시안 잡음 및 가능하게는 다른 송신기로부터의 간섭으로 송신 신호를 더 열화시킨다.

수신기 (150) 에서, N_T 개의 송신 신호는 N_R 개의 수신 안테나 (도 1 에는 미도시됨) 각각에 의해 수신되며, N_R 개의 수신 안테나로부터의 N_R 개의 수신 신호는 수신기 유닛 (RCVR; 154) 에 제공된다. 수신기 유닛 (154) 은 각각의 수신 신호를 컨디셔닝, 디지털화, 및 프리-프로세싱 (pre-process) 하여, 각각의 슬롯에 대한 수신 심볼의 시퀀스를 획득한다. 수신기 유닛 (154) 은 (데이터에 대한) N_R 개의 수신 심볼 시퀀스를 RX 공간 프로세서 (160) 에 제공하고, (파일럿에 대한) 수신 파일럿 심볼을 채널 추정기 (172) 에 제공한다. RX 공간 프로세서 (160) 는 각각의 슬롯에 대하여 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스를 프로세싱 (예를 들어, 검출 및 멀티플렉싱) 하여, 그 슬롯에 대하여 송신기 (110) 에 의해 송신된 데이터 심볼 블록의 추정치인 검출된 심볼 블록을 획득한다.

RX 데이터 프로세서 (170) 는 복원되는 데이터 패킷 (즉, "현재" 패킷) 에 대하여 수신된 모든 검출 심볼 블록을 수신하고, 선택된 레이트에 따라 이들 검출 심볼 블록을 프로세싱 (예를 들어, 복조, 디-인터리빙, 재조합, 및 디코딩) 하며, 송신기 (110) 에 의해 송신된 데이터 패킷의 추정치인 디코딩 패킷을 제공한다. 또한, RX 데이터 프로세서 (170) 는 디코딩 패킷의 상태를 제공하며, 이 상태는 패킷이 정확하게 디코딩되었는지 또는 에러가 있게 디코딩되었는지 여부를 나타낸다.

채널 추정기 (172) 는 수신 파일럿 심볼 및/또는 수신 데이터 심볼을 프로세싱하여, MIMO 채널에 대한 채널 추정치 (예를 들어, 채널 이득 추정치 및 SNR 추정치) 를 획득한다. 레이트 선택기 (174) 는 채널 추정치를 수신하고, 수신기 (150) 로 송신될 그 다음 데이터 패킷에 대한 레이트를 선택한다. 제어기 (180) 는 레이트 선택기 (174) 로부터의 선택된 레이트 및 RX 데이터 프로세서 (170) 로부터의 패킷 상태를 수신하고, 송신기 (110) 에 대한 피드백 정보를 조합한다. 피드백 정보는 그 다음 패킷에 대한 선택 레이트, 현재 패킷에 대한 ACK 또는 NAK 등을 포함할 수도 있다. 피드백 정보는 TX 데이터/공간 프로세서 (190) 에 의해 프로세싱되고, 송신기 유닛 (192) 에 의해 더 컨디셔닝되며, 피드백 채널을 통하여 송신기 (110) 로 송신된다.

송신기 (110) 에서, 수신기 (150) 에 의해 송신된 신호(들)는 수신기 유닛 (146) 에 의해 수신 및 컨디셔닝되고, RX 공간/데이터 프로세서 (148) 에 의해 더 프로세싱되어, 수신기 (150) 에 의해 송신된 피드백 정보가 복원된다. 제어기 (140) 는 복원된 피드백 정보를 수신하고, 선택된 레이트를 이용하여 수신기 (150) 로 송신될 그 다음 데이터 패킷을 프로세싱하며, ACK/NAK 를 이용하여 현재 패킷의 IR 송신을 제어한다.

제어기 (140 및 180) 는 각각 송신기 (110) 및 수신기 (150) 에서의 동작을 명령한다. 메모리 유닛 (142 및 182) 은 각각 제어기 (140 및 180) 에 의해 사용되는 프로그램 코드 및 데이터에 대한 저장을 제공한다. 메모리 유닛 (142 및 182) 은, 도 1 에 도시된 바와 같이 제어기 (140 및 180) 내부에 존재할 수도 있으며, 또는 이들 제어기 외부에 존재할 수도 있다. 도 1 에 도시된 프로세싱 유닛은 아래에서 상세히 설명한다.

도 2 는 MIMO 시스템에서 IR 송신물을 송신 및 수신하는 프로세스 (200) 의 흐름도를 나타낸 것이다. 먼저, 수신기는 송신기로부터 수신된 파일럿 및/또는 데이터 심볼에 기초하여 MIMO 채널을 추정한다 (단계 210). 수신기는 채널 추정치에 기초하여 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용의 단일 레이트를 선택하고, 선택된 레이트를 송신기로 송신한다 (단계 212). 송신기는 선택된 레이트를 수신하고, 그 선택된 레이트에 따라 데이터 패킷을 인코딩하여 코딩 패킷을 획득한다 (단계 220). 그 후, 송신기는 코딩 패킷을 N_B 개의 서브패킷으로 파티셔닝하며 (여기서, N_B 또한 선택된 레이트에 의해 결정될 수도 있음), 각각의 서브패킷을 더 프로세싱하여 (또한, 단계 220 에서) 대응하는 데이터 심볼 블록을 획득한다. 송신기는, 모두 N_B 개의 데이터 심볼 블록이 송신되고 데이터 패킷에 대하여 수신기로부터 ACK 가 수신될 때까지, N_T 개의 송신 안테나로부터 한번에 하나의 데이터 심볼 블록을 송신한다 (단계 222).

수신기는 N_R 개의 수신 안테나를 경유하여 각각의 송신 데이터 심볼 블록을 수신한다 (단계 230). 새로운 데이터 심볼 블록이 수신될 때마다, 수신기는, 데이터 패킷용으로 수신된 모든 데이터 심볼 블록을 검출 및 디코딩한다 (단계 232). 또한, 수신기는 디코딩 패킷을 체크하여, 그 패킷이 정확하게 (양호함) 또는 에러가 있게 (소거됨) 디코딩되었는지 여부를 판정한다 (또한, 단계 232). 만약 디코딩 패킷이 소거되면, 수신기는 NAK 를 송신기로 되송신하며, 이는 이러한 피드백을 이용하여, 데이터 패킷에 대한 그 다음 데이터 심볼 블록의 송신을 개시 한다. 다른 방법으로, 송신기는, 수신기로부터 ACK 가 수신될 때까지 한번에 하나의 데이터 심볼 블록을 송신할 수 있으며, 이는 NAK 를 되송신할 수 있거나 되송신하지 않을 수도 있다. 패킷이 정확하게 디코딩되었거나 모두 N_B 개의 데이터 심볼 블록이 패킷용으로 수신되었으면, 수신기는 데이터 패킷에 대한 프로세싱을 종료한다 (단계 234).

도 2 는 MIMO 시스템에서 IR 송신을 위한 특정 실시형태를 나타낸 것이다. 또한, IR 송신은 다른 방식으로 구현될 수도 있으며, 이것은 본 발명의 범위 내에 있다. IR 송신은 주파수 분할 듀플렉스 (FDD) 및 시분할 듀플렉스 (TDD) 시스템 모두로 구현될 수도 있다. FDD 시스템의 경우, 순방향 MIMO 채널 및 피드백 채널은 상이한 주파수 대역을 사용하며, 상이한 채널 조건을 관측할 가능성이 있다. 이 경우, 도 2 에 도시된 바와 같이, 수신기는 순방향 MIMO 채널을 추정하고, 선택된 레이트를 되송신할 수 있다. TDD 시스템의 경우, 순방향 MIMO 채널 및 피드백 채널은 동일한 주파수 대역을 공유하고, 유사한 채널 조건을 관측할 가능성이 있다. 이 경우, 송신기는, 수신기에 의해 송신된 파일럿에 기초하여 MIMO 채널을 추정하고, 이 채널 추정치를 사용하여 수신기로의 데이터 송신용 레이트를 선택할 수 있다. 채널 추정 및 레이트 선택은 수신기, 송신기, 또는 이들 양자에 의해 수행될 수도 있다.

도 3 은 MIMO 시스템에서의 IR 송신을 나타낸 것이다. 수신기는 MIMO 채널을 추정하고, 레이트 r₁ 을 선택하며, 선택된 레이트를 슬롯 0 에서 송신기로 송 신한다. 송신기는 선택된 레이트를 수신기로부터 수신하고, 선택된 레이트에 따라 데이터 패킷 (패킷 1) 을 프로세싱하고, 슬롯 1 에서 데이터 패킷에 대한 제 1 데이터 심볼 블록 (블록 1) 을 송신한다. 수신기는 제 1 데이터 심볼 블록을 수신, 검출, 및 디코딩하고, 패킷 1 이 에러가 있게 디코딩된다고 판정하고, 슬롯 2 에서 NAK 를 되송신한다. 송신기는 NAK 를 수신하고, 슬롯 3 에서 패킷 1 에 대한 제 2 데이터 심볼 블록 (블록 2) 을 송신한다. 수신기는 블록 2 를 수신하고, 첫번째 2 개의 데이터 심볼 블록을 검출 및 디코딩하고, 패킷 1 이 여전히 에러가 있게 디코딩된다고 판정하고, 슬롯 4 에서 NAK 를 되송신한다. 블록 송신 및 NAK 응답은 임의의 횟수 반복될 수도 있다. 도 3 에 도시된 예에서, 송신기는 데이터 심볼 블록 (N_x-1) 동안에 NAK 를 수신하고, 슬롯 m 에서 패킷 1 에 대한 데이터 심볼 블록 N_x 를 송신하며, 여기서, N_x 는 패킷 1 에 대한 블록의 총 개수보다 작거나 같다. 수신기는 패킷 1 에 대해 수신된 모든 N_x 개의 데이터 심볼 블록을 수신, 검출, 및 디코딩하고, 패킷이 정확하게 디코딩된다고 판정하고, 슬롯 m+1 에서 ACK 를 되송신한다. 또한, 수신기는 MIMO 채널을 추정하고, 그 다음 데이터 패킷에 대한 레이트 r₂ 를 선택하고, 선택된 레이트를 슬롯 m+1 에서 송신기로 송신한다. 송신기는 데이터 심볼 블록 N_x 에 대해 ACK 를 수신하고, 패킷 1 의 송신을 종료한다. 또한, 송신기는 선택된 레이트에 따라 그 다음 데이터 패킷 (패킷 2) 을 프로세싱하고, 슬롯 m+2 에서 패킷 2 에 대한 제 1 데이터 심볼 블록 (블록 1) 을 송신한다. 송신기 및 수신기에서의 프로세싱은 MIMO 채널을 통하여 송신되는 각각의 데이터 패킷에 대하여 동일한 방식으로 계속된다.

도 3 에 도시된 실시형태의 경우, 각각의 블록 송신용의 수신기로부터의 ACK/NAK 응답에 대하여 일 슬롯의 지연이 존재한다. 채널 이용을 향상시키기 위하여, 다중의 데이터 패킷이 인터레이스 (interlace) 방식으로 송신될 수도 있다. 예를 들어, 일 트래픽 채널에 대한 데이터 패킷은 홀수 슬롯에서 송신될 수도 있고, 또 다른 트래픽 채널에 대한 데이터 패킷은 짝수 슬롯에서 송신될 수도 있다. 또한, 만약 ACK/NAK 지연이 일 슬롯보다 더 길면, 3 개 이상의 트래픽 채널이 인터레이스될 수도 있다.

1. 송신기

도 4a 는 송신기 (110) 내의 TX 데이터 프로세서 (120) 의 일 실시형태의 블록도를 나타낸 것이다. TX 데이터 프로세서 (120) 는 데이터 패킷을 수신하고, 자신의 선택된 레이트에 기초하여 각각의 패킷을 프로세싱하고, 그 패킷에 N_B 개의 데이터 심볼 블록을 제공한다. 도 5 는 TX 데이터 프로세서 (120) 에 의한 하나의 데이터 패킷의 프로세싱을 나타낸 것이다.

TX 데이터 프로세서 (120) 내에서, 순환 리던던시 체크 (CRC) 생성기 (412) 는 데이터 패킷을 수신하고, 데이터 패킷에 대한 CRC 값을 생성하고, 데이터 패킷의 종단 (end) 에 CRC 값을 부가하여 포맷된 패킷을 형성한다. CRC 값은, 패킷이 정확하게 또는 에러가 있게 디코딩되는지를 체크하도록 수신기에 의해 사용된 다. 또한, 다른 에러 검출 코드가 CRC 대신 사용될 수도 있다. 그 후, 순방향 에러 정정 (FEC) 인코더 (414) 는 선택된 레이트에 의해 표시되는 코드 레이트 또는 코딩 방식에 따라 그 포맷된 패킷을 인코딩하고, 코딩 패킷 또는 "코드워드" 를 제공한다. 인코딩은 데이터 송신의 신뢰도를 증가시킨다. FEC 인코더 (414) 는 블록 코드, 컨볼루셔널 코드, 터보 코드, 기타 다른 코드, 또는 이들의 조합물을 구현할 수도 있다.

도 4b 는, 도 4a 의 FEC 인코더 (414) 용으로 사용될 수도 있는 병렬 연접 컨볼루셔널 인코더 (또는 터보 인코더; 414a) 의 블록도를 나타낸 것이다. 터보 인코더 (414a) 는 2 개의 구성 컨볼루셔널 인코더 (452a 및 452b), 코드 인터리버 (454), 및 멀티플렉서 (MUX; 456) 를 포함한다. 코드 인터리버 (454) 는 포맷된 패킷 내의 데이터 비트 ({d} 로서 나타냄) 를 코드 인터리빙 방식에 따라 인터리빙한다. 구성 인코더 (constituent encoder; 452a) 는 제 1 구성 코드로 데이터 비트를 수신 및 인코딩하고, 제 1 패리티 비트 ({c_p1} 로서 나타냄) 를 제공한다. 유사하게, 구성 인코더 (452b) 는 코드 인터리버 (454) 로부터의 인터리빙된 데이터 비트를 제 2 구성 코드로 수신 및 인코딩하고, 제 2 패리티 비트 ({c_p2} 로서 나타냄) 를 제공한다. 구성 인코더 (452a 및 452b) 는 각각 R₁ 및 R₂ 의 코드 레이트를 갖는 2 개의 재귀적 시스터매틱 (recursive systematic) 구성 코드를 구현할 수도 있으며, 여기서, R₁ 은 R₂ 와 같을 수 있거나 같지 않을 수도 있다. 멀티플렉서 (456) 는 구성 인코더 (452a 및 452b) 로부터의 패리티 비트 및 데이터 비트를 수신 및 멀티플렉싱하고, 코드 비트의 코딩 패킷 ({c} 로서 나타냄) 을 제공한다. 코딩 패킷은, 시스터매틱 비트라고도 지칭되고 {c_data} 로서 나타낸 데이터 비트 {d}, 이후에, 제 1 패리티 비트 {c_p1}, 및 그 후에 제 2 패리티 비트 {c_p2} 를 포함한다.

도 4a 를 다시 참조하면, 파티셔닝 유닛 (416) 은 코딩 패킷을 수신하고 N_B 개의 코딩 서브패킷으로 파티셔닝하며, 여기서, N_B 는 선택된 레이트에 의존하고 제어기 (140) 로부터의 파티셔닝 제어에 의해 표시될 수도 있다. 통상적으로, 제 1 코딩 서브패킷은 모든 시스터매틱 비트 및 제로 이상의 패리티 비트를 포함한다. 이것은 수신기로 하여금 유리한 채널 조건에 따라 오직 제 1 코딩 서브패킷을 갖는 데이터 패킷을 복원하게 한다. 다른 N_B-1 개의 코딩 서브패킷은 나머지 제 1 및 제 2 패리티 비트를 포함한다. 통상적으로, 이들 N_B-1 개의 코딩 서브패킷 각각은 일부 제 1 패리티 비트 및 일부 제 2 패리티 비트를 포함하며, 그 패리티 비트들은 전체 데이터 패킷에 걸쳐 취해진다. 예를 들어, 만약 N_B = 8 이고 나머지 제 1 및 제 2 패리티 비트가 0 으로 시작하는 인덱스를 제공받으면, 제 2 코딩 서브패킷은 나머지 제 1 및 제 2 패리티 비트의 비트 0, 7, 14, ... 를 포함할 수도 있으며, 제 3 코딩 서브패킷은 나머지 제 1 및 제 2 패리티 비트의 비트 1, 8, 15, ... 를 포함할 수도 있는 등으로, 제 8 및 마지막 코딩 서브패킷은 나머지 제 1 및 제 2 패리티 비트의 비트 6, 13, 20, ... 를 포함할 수도 있다. 향상된 디코딩 성능은 다른 N_B-1 개의 코딩 서브패킷에 걸쳐 패리티 비트를 확산함으로써 달성될 수도 있다.

채널 인터리버 (420) 는, 파티셔닝 유닛 (416) 으로부터 N_B 개의 코딩 서브패킷을 수신하는 N_B 개의 블록 인터리버 (422a 내지 422nb) 를 포함한다. 각각의 블록 인터리버 (422) 는 인터리빙 방식에 따라 자신의 서브패킷에 대한 코드 비트를 인터리빙 (즉, 재정렬) 하고, 인터리빙된 서브패킷을 제공한다. 인터리빙은 코드 비트에 대하여 시간, 주파수, 및/또는 공간 다이버시티를 제공한다. 멀티플렉서 (424) 는 모두 N_B 개의 블록 인터리버 (422a 내지 422nb) 에 커플링되고, 제어기 (140) 로부터 IR 송신 제어가 검출되면 그리고 한번에 하나씩, N_B 개의 인터리빙된 서브패킷을 제공한다. 특히, 멀티플렉서 (424) 는 먼저 블록 인터리버 (422a) 로부터 인터리빙 서브패킷을 제공한 후, 그 다음에 블록 인터리버 (422b) 로부터 인터리빙 서브패킷을 제공하는 등으로, 마지막으로 블록 인터리버 (422nb) 로부터 인터리빙 서브패킷을 제공한다. 멀티플렉서 (424) 는, 데이터 패킷에 대하여 NAK 가 수신되면 그 다음 인터리빙 서브패킷을 제공한다. ACK 가 수신될 때마다, 모두 N_B 개의 블록 인터리버 (422a 내지 422nb) 가 제거 (purge) 될 수 있다.

심볼 매핑 유닛 (426) 은 채널 인터리버 (420) 로부터 인터리빙 서브패킷을 수신하고, 각각의 서브패킷 내의 인터리빙 데이터를 변조 심볼로 매핑한다. 심 볼 매핑은, 선택된 레이트에 의해 표시되는 변조 방식에 따라 수행된다. 심볼 매핑은 (1) B 비트 세트를 그룹화하여 B-비트 이진값 (여기서, B≥1) 을 형성하고, (2) 각각의 B-비트 이진값을 2^B 개의 포인트를 갖는 신호 콘스텔레이션의 일 포인트로 매핑함으로써 달성될 수도 있다. 이 신호 콘스텔레이션은, BPSK, QPSK, 2^B-PSK, 2^B-QAM 등일 수도 있는 선택된 변조 방식에 대응한다. 여기에서 사용되는 바와 같이, "데이터 심볼" 은 데이터에 대한 변조 심볼이며, "파일럿 심볼" 은 파일럿에 대한 변조 심볼이다. 도 5 에 도시된 바와 같이, 심볼 매핑 유닛 (426) 은 각각의 코딩 서브패킷에 대하여 데이터 심볼의 블록을 제공한다.

각각의 데이터 패킷에 대하여, TX 데이터 프로세서 (120) 는 N_B 개의 데이터 심볼 블록을 제공하며, 이것은 N_SYM 개의 데이터 심볼을 일괄적으로 포함하며

으로서 나타낼 수 있다. 각각의 데이터 심볼 s_i (여기서, i = 1, ..., N_SYM) 는 s_i = map(

) (여기서,

=[b_i,1 b_i,2 ... b_i,B]) 과 같이 B 개의 코드 비트를 매핑함으로써 획득된다.

여기에서 설명되는 IR 송신 기술은, 데이터 송신을 위해 하나의 캐리어를 이용하는 단일-캐리어 MIMO 시스템 및 데이터 송신을 위해 다중의 캐리어를 이용하는 멀티-캐리어 MIMO 시스템으로 구현될 수도 있다. 다중의 캐리어는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM), 다른 멀티-캐리어 변조 기술, 또는 기타 다른 구성에 의 해 제공될 수도 있다. OFDM 은 전체 시스템 대역폭을 다중의 (N_F) 직교 서브밴드로 효율적으로 파티션하며, 이들 서브밴드는 톤, 빈 (bin), 또는 주파수 채널로서도 통칭된다. OFDM 의 경우, 각각의 서브밴드는, 데이터와 변조될 수도 있는 각각의 캐리어와 관련된다.

송신기 (110) 내의 TX 공간 프로세서 (130) 및 송신기 유닛 (132) 에 의해 수행되는 프로세싱은 하나 또는 다중의 데이터 패킷이 동시에 송신되는지 여부 또는 하나 또는 다중의 캐리어가 데이터 송신용으로 이용되는지 여부에 의존한다. 이하, 이들 2 개의 유닛에 대한 일부 예시적인 설계를 설명한다. 간략화를 위하여, 다음의 설명은 N_S = N_T≤N_R 을 갖는 풀 랭크 (full rank) MIMO 채널을 가정한다. 이 경우, 각각의 심볼 주기에서 각각의 서브밴드에 대해 N_T 개의 송신 안테나 각각으로부터 하나의 변조 심볼이 송신될 수도 있다.

도 6a 는, 단일-캐리어 MIMO 시스템에서 한번에 하나의 패킷의 IR 송신용으로 이용될 수도 있는 TX 공간 프로세서 (130a) 및 송신기 유닛 (132a) 의 블록도를 나타낸 것이다. TX 공간 프로세서 (130a) 는, 데이터 심볼 블록을 수신하는 멀티플렉서/디-멀티플렉서 (MUX/DEMUX) 를 포함하며, 블록 내의 데이터 심볼을 N_T 개의 송신 안테나에 대한 N_T 개의 서브블록으로 디-멀티플렉싱한다. 또한, 멀티플렉서/디-멀티플렉서 (610) 는 파일럿 심볼로 (예를 들어, 시분할 멀티플렉스 (TDM) 방식으로) 멀티플렉싱하고, N_T 개의 송신 안테나에 대한 N_T 개의 송신 심볼 시퀀스 를 제공한다. 각각의 송신 심볼 시퀀스는 일 슬롯에서 하나의 송신 안테나로부터의 송신용으로 설계된다. 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼 또는 파일럿 심볼용일 수도 있다.

송신기 유닛 (132a) 은 N_T 개의 송신 안테나에 대한 N_T 개의 TX RF 유닛 (652a 내지 652t) 을 포함한다. 각각의 TX RF 유닛 (652) 은 TX 공간 프로세서 (130a) 로부터 각각의 송신 심볼 시퀀스를 수신 및 컨디셔닝하여 변조 신호를 생성한다. TX RF 유닛 (652a 내지 652t) 으로부터의 N_T 개의 변조 신호는 각각 N_T 개의 송신 안테나 (672a 내지 672t) 로부터 송신된다.

도 6b 는, 단일-캐리어 MIMO 시스템에서 동시에 다중 패킷의 IR 송신용으로 이용될 수도 있는 TX 공간 프로세서 (130b) 및 송신기 유닛 (132a) 의 블록도를 나타낸 것이다. TX 공간 프로세서 (130b) 는 일 슬롯에서의 송신용의 N_P 개의 데이터 심볼 블록을 수신하는 매트릭스 곱 유닛 (620) 을 포함한다 (여기서, 1≤N_P≤N_S). 유닛 (620) 은 다음과 같이 송신 베이시스 매트릭스 및 대각 매트릭스를 갖는 N_P 개의 블록에서 데이터 심볼의 매트릭스 곱을 수행한다.

여기서,

는

데이터 벡터이고,

는

프리-컨디셔닝 데 이터 벡터이고,

는 유니터리 매트릭스인

송신 베이시스 매트릭스이며,

는

대각 매트릭스이다.

벡터

는 N_T 개의 송신 안테나에 대한 N_T 개의 엔트리를 포함하여, N_P 개의 엔트리는 N_P 개의 블록으로부터의 N_P 개의 데이터 심볼로 설정되며, 나머지 (N_T -N_P) 개의 엔트리는 제로로 설정된다. 벡터

는 일 심볼 주기에서 N_T 개의 송신 안테나로부터 송신될 N_T 개의 프리-컨디셔닝 심볼에 대한 N_T 개의 엔트리를 포함한다. 송신 베이시스 매트릭스

는 각각의 데이터 심볼 블록이 모두 N_T 개의 송신 안테나로부터 송신되게 한다. 이것은 모든 N_P 개의 데이터 심볼 블록이 유사한 채널 조건을 경험하게 할 수 있으며, 또한, 단일의 레이트가 모든 N_P 개의 데이터 패킷용으로 이용되게 한다. 또한, 매트릭스

는 각각의 송신 안테나의 풀 전력 P_ant 가 데이터 송신용으로 이용되게 한다. 매트릭스

는

로서 정의될 수도 있으며, 여기서,

는 월시-하다마드 매트릭스이다. 또한, 매트릭스

는

로서 정의될 수도 있으며, 여기서,

는

으로서 정의되는 (k,i) 번째 엔트리를 갖는 이산 푸리에 변환 (DFT) 매트릭스이고, 매트릭스

에 대하여, m 은 로우 (row) 인덱스이고 n 은 컬럼 인덱스이며, m = 1, ..., N_T 이고, n = 1, ..., N_T 이다. 대각 매트릭스

는 상이한 송신 전력을 N_P 개의 데이터 심볼 블록에 할당하면서 각각의 송신 안테나에 대해 P_tot 인 전체 송신 전력 제약을 부합시키는데 사용될 수도 있다. 또한, 수신기에 의해 관측되는 "유효" 채널 응답은

이다. 이러한 송신 방식은 2003년 2월 14일자로 출원되었고 발명의 명칭이 "Rate Adaptive Transmission Scheme for MIMO Systems" 으로 공동 양도된 미국특허 출원번호 제 10/367,234 호에 더 상세히 설명되어 있다.

멀티플렉서 (622) 는 매트릭스 곱 유닛 (620) 으로부터 프리-컨디셔닝 심볼을 수신하고, 파일럿 심볼로 멀티플렉싱하고, N_T 개의 송신 안테나에 대해 N_T 개의 송신 심볼 시퀀스를 제공한다. 송신기 유닛 (132a) 은 N_T 개의 송신 심볼 시퀀스를 수신 및 컨디셔닝하고, N_T 개의 변조 신호를 생성한다.

도 6c 는 MIMO-OFDM 시스템에서 한번에 하나의 패킷의 IR 송신용으로 이용될 수도 있는 TX 공간 프로세서 (130a) 및 송신기 유닛 (132b) 의 블록도를 나타낸 것이다. TX 공간 프로세서 (130a) 내에서, 멀티플렉서/디-멀티플렉서 (610) 는 데이터 심볼을 수신 및 디-멀티플렉싱하고, 파일럿 심볼로 멀티플렉싱하며, N_T 개의 송신 안테나에 대해 N_T 개의 송신 심볼 시퀀스를 제공한다.

송신기 유닛 (132b) 은 N_T 개의 송신 안테나에 대하여 N_T 개의 OFDM 변조기 (660a 내지 660t) 및 N_T 개의 TX RF 유닛 (666a 내지 666t) 을 포함한다. 각각의 OFDM 변조기 (660) 는 인버스 고속 푸리에 변환 (IFFT) 유닛 (662) 및 순환 프리픽스 생성기 (664) 를 포함한다. 각각의 OFDM 변조기 (660) 는 TX 공간 프로세서 (130a) 로부터 각각의 송신 심볼 시퀀스를 수신하고, N_F 개의 서브밴드에 대해 N_F 개의 송신 심볼 및 제로 신호값의 각각의 세트를 그룹화한다 (데이터 송신용으로 사용되지 않는 서브밴드는 제로로 채워진다). IFFT 유닛 (662) 은 N_F-포인트 인버스 고속 푸리에 변환을 이용하여 N_F 개의 송신 심볼 및 제로의 각 세트를 시간 도메인으로 변환하고, N_F 개의 칩을 포함하는 대응하는 변환 심볼을 제공한다. 순환 프리픽스 생성기 (664) 는 각각의 변환 심볼의 일부를 반복하여, (N_F+N_cp) 개의 칩을 포함하는 대응하는 OFDM 심볼을 획득한다. 반복된 부분은 순환 프리픽스로서 지칭되며, N_cp 는 반복된 칩의 개수를 나타낸다. 순환 프리픽스는, 주파수 선택적 페이딩 (즉, 평탄 (flat) 하지 않는 주파수 응답) 에 의해 야기된 다중경로 지연 확산의 존재 시에 OFDM 심볼이 자신의 직교 특성을 유지함을 보장한다. 순환 프리픽스 생성기 (664) 는 송신 심볼의 시퀀스에 대한 OFDM 심볼의 시퀀스를 제공하며, 이 시퀀스는 관련 TX RF 유닛 (666) 에 의해 더 컨디셔닝되어 변조 신호가 생성된다.

도 7a 는 4 개의 송신 안테나 (N_T = 4) 및 16 개의 서브밴드 (N_F = 16) 를 갖는 예시적인 MIMO-OFDM 시스템에 대한 데이터 심볼 블록의 디-멀티플렉싱을 나타낸 것이다. 데이터 심볼 블록은

로서 나타낼 수도 있다. 도 7a 에 도시된 실시형태의 경우, 디-멀티플렉싱은, 블록 내의 첫번째 4 개의 데이터 심볼 (s₁ 내지 s₄) 이 각각 송신 안테나 1 내지 4 의 서브밴드 1 을 통해 송신되고, 그 다음 4 개의 데이터 심볼 (s₅ 내지 s₈) 이 각각 송신 안테나 1 내지 4 의 서브밴드 2 를 통해 송신되도록 수행된다.

도 6d 는, MIMO-OFDM 시스템에서 동시에 다중 패킷의 IR 송신용으로 이용될 수도 있는 TX 공간 프로세서 (130c) 및 송신기 유닛 (132b) 의 블록도를 나타낸 것이다. 아래에서 설명되는 바와 같이, TX 공간 프로세서 (130c) 는 N_P 개의 데이터 심볼 블록을 수신하고 (여기서, 1≤N_P≤N_S), 각각의 블록의 데이터 심볼을 상이한 서브밴드 및 상이한 송신 안테나에 제공한다. 또한, 멀티플렉서/디-멀티플렉서 (630) 는 파일럿 심볼로 멀티플렉싱하고, N_T 개의 송신 안테나에 대해 N_T 개의 송신 심볼 시퀀스를 제공한다.

도 7b 는 4 개의 송신 안테나 (N_T = 4) 및 16 개의 서브밴드를 갖는 예시적인 MIMO-OFDM 시스템에 대한 2 개의 데이터 심볼 블록 (N_P = 2) 의 멀티플렉싱/디-멀티플렉싱의 일 실시형태를 나타낸 것이다. 제 1 데이터 심볼 블록에 대하여, 첫번째 4 개의 데이터 심볼 (s₁ _,1, s₁ _,2, s₁ _,3, 및 s₁ _,4) 은 각각 송신 안테나 1, 2, 3, 및 4 의 서브밴드 1, 2, 3, 및 4 를 통해 각각 송신된다. 그 다음 4 개의 데이터 심볼 (s₁ _,5, s₁ _,6, s₁ _,7, 및 s₁ _,8) 은 랩-어라운드 (wrap-around) 되고, 각각 송신 안테나 1, 2, 3, 및 4 의 서브밴드 5, 6, 7, 및 8 를 통해 각각 송신된다. 제 2 데이터 심볼 블록에 대하여, 첫번째 4 개의 데이터 심볼 (s₂ _,1, s₂ _,2, s₂ _,3, 및 s₂ _,4) 은 각각 송신 안테나 3, 4, 1, 및 2 의 서브밴드 1, 2, 3, 및 4 를 통해 각각 송신된다. 그 다음 4 개의 데이터 심볼 (s₂ _,5, s₂ _,6, s₂ _,7, 및 s₂ _,8) 은 랩-어라운드되고, 각각 송신 안테나 3, 4, 1, 및 2 의 서브밴드 5, 6, 7, 및 8 를 통해 각각 송신된다. 도 7b 에 도시된 실시형태에 대하여, 각각의 심볼 주기에 대한 각각의 송신 안테나의 N_F 개의 주파수-도메인 값 세트는 일부 서브밴드에 대한 송신 심볼 및 다른 서브밴드에 대한 제로를 포함한다.

도 7b 는 N_F 개의 서브밴드 및 N_T 개의 송신 안테나를 통한 동시에 2 개의 데이터 심볼 블록의 송신을 나타낸 것이다. 일반적으로, 임의의 수의 데이터 심볼 블록은 서브밴드 및 송신 안테나를 통하여 동시에 송신될 수도 있다. 예를 들어, 1, 2, 3, 또는 4 개의 데이터 심볼 블록이 도 7b 에서 동시에 송신될 수도 있다. 그러나, 신뢰성있게 동시에 송신될 수도 있는 데이터 심볼 블록의 개수는 MIMO 채널의 랭크에 의존하여, N_P 는 N_S 보다 작거나 같아야 한다. 도 7b 에 도시된 송신 방식은, MIMO 채널의 랭크에 기초하여 동시에 상이한 개수의 데이 터 심볼 블록의 송신에 대한 용이한 적용을 허용한다.

도 7b 에 도시된 실시형태의 경우, 각각의 데이터 심볼 블록은 N_F 개의 서브블록에 걸쳐, 그리고 모든 N_T 개의 송신 안테나로부터 대각으로 송신된다. 이것은, 동시에 송신되는 모든 N_P 개의 데이터 심볼 블록에 대한 주파수 및 공간 다이버시티 모두를 제공하며, 이는 단일의 레이트가 모든 데이터 패킷용으로 사용되게 한다. 그러나, 상이한 레이트 또한 동시에 송신된 상이한 데이터 패킷용으로 사용될 수도 있다. 상이한 레이트의 사용은, 예를 들어, IDD 방식을 구현하지 않은 선형 수신기와 같은 일부 수신기에 대한 양호한 성능을 제공할 수도 있다. 동시에 상이한 레이트를 갖는 다중의 데이터 패킷의 IR 송신은, 2004년 2월 23일자로 출원되었고 발명의 명칭이 "Incremental Redundancy Transmission for Multiple Parallel Channels in a MIMO Communication System" 으로 공동 양도된 미국특허 출원번호 제 10/785,292 호에 설명되어 있다.

또한, 멀티플렉싱/디-멀티플렉싱은, 주파수 및 공간 다이버시티 양자를 달성하면서 또 다른 방식으로 수행될 수도 있다. 예를 들어, 멀티플렉싱/디-멀티플렉싱은, 각각의 송신 안테나의 모든 N_F 개의 서브밴드가 송신 심볼을 반송하는데 사용되도록 될 수도 있다. 각각의 송신 안테나의 풀 전력이 P_ant 로 제한되기 때문에, 각각의 송신 심볼에 대해 이용가능한 송신 전력의 양은 송신 심볼을 반송하는 서브밴드의 개수에 의존한다.

도 6d 를 다시 참조하면, 송신기 유닛 (132b) 은 TX 공간 프로세서 (130c) 로부터 N_T 개의 송신 심볼 시퀀스를 수신 및 컨디셔닝하고, N_T 개의 변조 신호를 생성한다.

2. 수신기

도 8a 는 도 1 의 수신기 (150) 의 일 실시형태인 수신기 (150a) 의 블록도를 나타낸 것이다. 수신기 (150a) 에서, N_R 개의 수신 안테나 (810a 내지 810r) 는 송신기 (110) 에 의해 송신된 N_T 개의 변조 신호를 수신하며, 수신기 유닛 (154) 내의 N_R 개의 RX RF 유닛 (812a 내지 812r) 각각에 N_R 개의 수신 신호를 제공한다. 각각의 RX RF 유닛 (812) 은 그 수신 신호를 컨디셔닝 및 디지털화하고, 심볼/칩의 스트림을 제공한다. 단일-캐리어 MIMO 시스템의 경우, OFDM 복조기 (814a 내지 814r) 는 필요 없으며, 각각의 RX RF 유닛 (812) 은 각각의 디-멀티플렉서 (816) 에게 심볼의 스트림을 직접 제공한다. MIMO-OFDM 시스템의 경우, 각각의 RX RF 유닛 (812) 은 각각의 OFDM 복조기 (814) 에 칩의 스트림을 제공한다. 각각의 OFDM 복조기 (814) 는 (1) 수신된 변환 심볼을 얻기 위해 각각의 수신된 OFDM 심볼에서 순환 프리픽스를 제거하고 (2) N_F 개의 서브밴드에 대한 N_F 개의 수신 심볼을 획득하기 위해 고속 푸리에 변환 (FFT) 으로 각각의 수신된 변환 심볼을 주파수 도메인으로 변환함으로써, 그 칩의 스트림에 대한 OFDM 복조를 수행한다. 양 시스템 모두에 대하여, 디-멀티플렉서 (816a 내지 816r) 는 RX RF 유닛 (812) 또는 OFDM 복조기 (814) 로부터 N_R 개의 심볼 스트림을 수신하고, 각각의 슬롯에 대한 (데이터용) 수신 심볼의 N_R 개의 시퀀스를 RX 공간 프로세서 (160a) 에 제공하며, 수신 파일럿 심볼을 채널 추정기 (172) 에 제공한다.

RX 공간 프로세서 (160a) 는 검출기 (820) 및 멀티플렉서 (822) 를 포함한다. 검출기 (820) 는 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스에 대한 공간 또는 공간-시간 프로세싱 (또는 "검출") 을 수행하여 N_T 개의 검출된 심볼 시퀀스를 획득한다. 각각의 검출된 심볼은 송신기에 의해 송신된 데이터 심볼의 추정치이다. 검출기 (820) 는 최대 비율 컴바이닝 (MRC) 검출기, 선형 제로-포싱 (ZF) 검출기 (이는 채널 상관 매트릭스 인버젼 (CCMI) 검출기로서도 지칭됨), 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 검출기, MMSE 선형 이퀄라이저 (MMSE-LE), 판정 피드백 이퀄라이저 (DFE), 또는 기타 다른 검출기/이퀄라이저를 구현할 수도 있다. 검출은, 공간 프로세싱이 송신기에서 수행되지 않으면 채널 응답 매트릭스

의 추정치에 기초하여 수행될 수도 있다. 다른 방법으로, 데이터 심볼이 단일-캐리어 MIMO 시스템용의 송신기에서 송신 베이시스 매트릭스

와 미리 곱해지면, 검출은, 유효 채널 응답 매트릭스

에 기초하여 수행될 수도 있다. 간략화를 위해, 다음의 설명은 송신 베이시스 매트릭스

가 사용되지 않았다고 가정한다.

MIMO-OFDM 시스템에 대한 모델은,

으로서 표현될 수도 있으며, 여기서,

는 서브밴드 k 을 통한 N_T 개의 송신 안테나로부터 송신된 N_T 개의 데이터 심볼에 대한 N_T 개의 엔트리를 갖는

데이터 벡터이고,

는 서브밴드 k 을 통한 N_R 개의 수신 안테나를 경유하여 획득된 N_R 개의 수신 심볼에 대한 N_R 개의 엔트리를 갖는

수신 벡터이고,

는 서브밴드 k 에 대한

채널 응답 매트릭스이며,

는 가산적 백색 가우시안 잡음 (AWGN) 의 벡터이다.

벡터

는 제로 평균 및

의 공분산 매트릭스를 갖도록 가정되며, 여기서, σ² 은 잡음의 분산이고,

는 대각선을 따라 1 이고 다른 모든 곳은 제로인 단위 매트릭스이다.

MIMO-OFDM 시스템의 경우, 수신기는, 데이터 송신용으로 사용되는 각각의 서브밴드에 대하여 별도로 검출을 수행한다. 다음의 설명은 서브밴드에 대한 것이며, 간략화를 위하여, 서브밴드 인덱스 k 는 수학 유도에서 생략한다. 또한, 다음의 설명은 단일-캐리어 MIMO 시스템용으로 적용가능하다. 간략화를 위하여, 벡터

는 N_T 개의 송신 안테나로부터 송신된 N_T 개의 데이터 심볼을 포함하도 록 가정한다.

MRC 검출기에 의한 공간 프로세싱은,

과 같이 표현될 수 있으며, 여기서,

는 MRC 검출기의 응답이며, 여기서,

이며,

는 MRC 검출기에 대한 검출 심볼의

벡터이며, "^H" 는 공액 트랜스포즈를 나타낸다.

송신 안테나 i 에 대한 검출 심볼은

로서 표현될 수도 있으며, 여기서,

는

의 i-번째 컬럼이고,

로서 주어지며,

는 송신 안테나 i 와 N_R 개의 수신 안테나 사이의 채널 응답 벡터이다.

MMSE 검출기에 의한 공간 프로세싱은,

으로 표현될 수도 있으며, MMSE 검출기에 대하여,

이다. 송신 안테나 i 에 대한 MMSE 검출기 응답은

로서 표현될 수도 있다.

제로-포싱 검출기에 의한 공간 프로세싱은,

으로 표현될 수도 있으며, 제로-포싱 검출기에 대하여,

이다. 송신 안테나 i 에 대한 제로-포싱 검출기 응답은

로서 표현될 수도 있다.

각각의 슬롯에 대하여, 검출기 (820) 는

의 N_T 개의 엔트리에 대응하는 N_T 개의 검출 심볼 시퀀스를 제공한다. 멀티플렉서 (822) 는 검출기 (820) 로부터 N_T 개의 검출 심볼 시퀀스를 수신하고, 송신기에서의 TX 공간 프로세서 (130) 에 의해 수행된 것과 상보적인 프로세싱을 수행한다. 도 6a 및 도 6c 의 TX 공간 프로세서 (130a) 의 경우와 같이, 각각의 슬롯에서 오직 하나의 데이터 심볼 블록이 송신되면, 멀티플렉서 (822) 는 N_T 개의 시퀀스에서의 검출 심볼을 하나의 검출 심볼 블록으로 멀티플렉싱한다. 각각 도 6b 및 도 6d 의 TX 공간 프로세서 (130b 및 130c) 의 경우와 같이, 각각의 슬롯에서 다중의 데이터 심볼 블록이 송신되면, 멀티플렉서 (822) 는 N_T 개의 시퀀스에서의 검출 심볼을 N_P 개의 검출 심볼 블록 (도 8a 에는 미도시됨) 으로 멀티플렉싱 및 디-멀티플렉싱한다. 어떤 경우라도, 각각의 검출 심볼 블록은 송신기에 의해 송신된 데이터 심볼 블록의 추정 치이다.

채널 추정기 (172) 는 MIMO 채널에 대한 채널 응답 매트릭스

및 (예를 들어, 수신 파일럿 심볼에 기초하여) 수신기에서의 잡음 플로어 (floor) 를 추정하고, 채널추정치를 제어기 (180) 에 제공한다. 제어기 (180) 내에서, 매트릭스 계산 유닛 (176) 은, 상술한 바와 같이, 추정된 채널 응답 매트릭스에 기초하여 검출기 응답

(이는

,

, 또는

일 수 있음) 을 유도하고, 그 검출기 응답을 검출기 (820) 에 제공한다. 검출기 (820) 는 수신 심볼의 벡터

를 검출기 응답

와 미리 곱하여, 검출된 심볼의 벡터

를 획득한다. 아래에서 설명되는 바와 같이, 레이트 선택기 (174; 도 8a 에 도시된 수신기 실시형태의 경우에 제어기 (180) 로 구현됨) 는 채널 추정치에 기초하여 레이트 선택을 수행한다. 룩업 테이블 (LUT;184) 은 MIMO 시스템에 의해 지원되는 레이트의 세트 및 각각의 레이트와 관련된 파라미터 값의 세트 (예를 들어, 각 레이트에 대한 데이터 레이트, 패킷 사이즈, 코딩 방식 또는 코드 레이트, 변조 방식 등) 를 저장한다. 레이트 선택기 (174) 는, 레이트 선택용으로 사용되는 정보를 위하여 LUT (184) 에 액세스한다.

도 8b 는, 도 1 및 도 8a 의 RX 데이터 프로세서 (170) 의 일 실시형태인 RX 데이터 프로세서 (170a) 의 블록도를 나타낸 것이다. RX 데이터 프로세서 (170a) 내에서, 심볼 디-매핑 유닛 (830) 은 RX 공간 프로세서 (160a) 로부터 검출 심볼 블록을 한번에 하나의 블록씩 수신한다. 각각의 검출 심볼 블록에 대하 여, 심볼 디-매핑 유닛 (830) 은 그 블록용으로 사용된 변조 방식 (제어기 (180) 로부터의 복조 제어로 나타냄) 에 따라 검출 심볼을 복조하고, 복조 데이터 블록을 채널 디-인터리버 (840) 에 제공한다. 채널 디-인터리버 (840) 는 디-멀티플렉서 (842) 및 N_B 개의 블록 디-인터리버 (844a 내지 844nb) 를 포함한다. 새로운 데이터 패킷을 수신하기 전에, 블록 디-인터리버 (844a 내지 844nb) 는 이레이저 (erasure) 로 초기화된다. 이레이저는 미싱 (missing) 코드 비트 (즉, 아직 수신되지 않은 비트) 를 대체하는 값이며 디코딩 프로세스에서 적절한 가중치를 제공받는다. 멀티플렉서 (842) 는 심볼 디-매핑 유닛 (830) 으로부터 복조 데이터 블록을 수신하고, 각각의 복조 데이트 블록을 적절한 블록 디-인터리버 (844) 에 제공한다. 각각의 블록 디-인터리버 (844) 는, 그 블록에 대해 송신기에서 수행된 인터리빙에 상보적인 방식으로 자신의 블록 내의 복조 데이터를 디-인터리빙한다. 만약 인터리빙이 선택된 레이트에 의존하면, 대쉬선 (dashed line) 으로 나타낸 바와 같이, 제어기 (180) 는 디-인터리빙 제어를 블록 디-인터리버 (844) 에 제공한다.

새로운 데이터 심볼 블록이 데이터 패킷에 대하여 송신기로부터 수신될 때마다, 그 패킷용으로 수신된 모든 블록에 대하여 디코딩이 새롭게 수행된다. 재조합 (re-assembly) 유닛 (848) 은 후속 디코딩에 대한 디-인터리빙 데이터의 패킷을 형성한다. 디-인터리빙 데이터 패킷은 (1) 현재 패킷용으로 수신된 모든 데이터 심볼 블록의 디-인터리빙 데이터 블록, 및 (2) 현재 패킷용으로 수신되지 않 은 데이터 심볼 블록의 이레이져를 포함한다. 제어기 (180) 로부터의 재조합 제어로 표시되는 바와 같이, 재조합 유닛 (848) 은, 송신기에 의해 수행된 파티셔닝에 상보적인 방식으로 재조합을 수행한다.

제어기 (180) 로부터의 디코딩 제어로 표시되는 바와 같이, FEC 디코더 (850) 는, 송신기에서 수행된 FEC 인코딩에 상보적인 방식으로 디-인터리빙 데이터 패킷을 디코딩한다. 예를 들어, 각각 터보 또는 컨볼루셔널 코딩이 송신기에서 수행되면, 터보 디코더 또는 비터비 디코더가 FEC 디코더 (850) 용으로 사용될 수도 있다. FEC 디코더 (850) 는 현재 패킷에 대해 디코딩 패킷을 제공한다. CRC 체커 (852) 는 디코딩 패킷을 체크하여, 그 패킷이 정확하게 또는 에러가 있게 디코딩되는지 여부를 판정하고, 디코딩 패킷의 상태를 제공한다.

도 9a 는, 도 1 에서의 수신기 (150) 의 다른 실시형태인 수신기 (150b) 의 블록도를 나타낸 것이다. 수신기 (150b) 는 반복적인 검출 및 디코딩 (IDD) 방식을 구현한다. 명료화를 위하여, IDD 방식은, 데이터 패킷을 3 개의 부분, 즉, 시스터매틱 비트 {c_data}, 제 1 패리티 비트 {c_p1}, 및 제 2 패리티 비트 {c_p2} 로 코딩하는 도 4b 및 도 5 에 도시된 코딩 방식에 대하여 이하 설명한다.

수신기 (150b) 는, 데이터 패킷의 수신 심볼에 대한 반복적인 검출 및 디코딩을 수행하여 디코딩 패킷을 획득하는 검출기 (920) 및 FEC 디코더 (950) 를 포함한다. IDD 방식은 채널 코드의 에러 정정 능력을 이용하여 향상된 성능을 제공한다. 아래에서 설명되는 바와 같이, 이것은 N_dd 반복에 대하여 검출기 (920) 과 FEC 디코더 (950) 간의 사전 (a priori) 정보를 반복적으로 전달함으로써 달성되며, 여기서, N_dd > 1 이다. 사전 정보는 송신 비트의 가능도 (likelihood) 를 나타낸다.

수신기 (150b) 는 RX 공간 프로세서 (160b) 및 RX 데이터 프로세서 (170b) 를 포함한다. RX 공간 프로세서 (160b) 내에서, 버퍼 (918) 는, 각각의 슬롯에 대하여 수신기 유닛 (154) 에 의해 제공된 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스를 수신 및 저장한다. 새로운 데이터 심볼 블록이 데이터 패킷에 대해 송신기로부터 수신될 때마다, 그 패킷용으로 수신된 모든 패킷의 수신 심볼에 대하여, 반복적인 검출 및 디코딩이 새롭게 (즉, 처음부터) 수행된다. 검출기 (920) 는 각각의 수신 블록의 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스에 대한 공간 프로세싱 또는 검출을 수행하고, 그 블록에 대한 N_T 개의 검출 심볼 시퀀스를 제공한다. 검출기 (920) 는 MRC 검출기, 제로-포싱 검출기, MMSE 검출기, 또는 기타 다른 검출기/이퀄라이저를 구현할 수도 있다. 명료화를 위하여, 이하, MMSE 검출기로의 검출을 설명한다.

반복적인 검출 및 디코딩을 갖는 MMSE 검출기의 경우, 송신 안테나 i 에 대한 검출 심볼

는,

로 표현될 수도 있으며, 여기서,

및 u_i 는 MMSE 기준에 기초하여 유도되며,

로서 표현될 수 있다.

수학식 7 에 부과된 최적화 문제에 관한 솔루션은,

로 표현될 수 있으며, 여기서,

이며,

는 채널 응답 매트릭스

의 i-번째 컬럼이고,

는 제로로 설정된 i-번째 컬럼을 갖는

이며,

는

의 i-번째 원소를 제거함으로써 획득되는

벡터이며,

는 벡터

의 엔트리의 기대값이며, VAR[

] 는 벡터

의 공분산 매트릭스이다.

매트릭스

는 송신 안테나 i 에 대한 채널 응답 벡터

의 외적이다. 매트릭스

는 송신 안테나 i 에 대한 간섭의 공분산 매트릭스이다. 벡터

는 송신 안테나에 대한 간섭의 기대값이다.

수학식 6 은,

과 같이 간략화될 수 있으며, 여기서,

이고,

는 제로 평균 및

의 분산을 갖는 가우시안 잡음 샘플이다. 가우시안 잡음 샘플

은, 다른 송신 안테나로부터의 잡음이 MMSE 검출기 이후에 가우시안이라고 가정한다.

다음의 설명에서, 윗첨자 n 은 n-번째 검출/디코딩 반복을 나타내며, 아래첨자 m 은, 복원되는 현재 패킷용으로 수신된 m-번째 데이터 심볼 블록을 나타낸다. 제 1 반복 (즉, n=1) 의 경우, FEC 디코더로부터 사전 정보가 이용 불가능하기 때문에, 검출은 오직 수신 심볼에만 기초한다. 따라서, '1' 또는 '0' 인 동일한 확률을 갖는 비트가 가정된다. 이 경우, 수학식 8 은,

로서 주어질 수 있는 선형 MMSE 검출기로 축소된다. 각각의 후속적인 반복 (즉, n>1) 의 경우, FEC 디코더에 의해 제공된 사전 정보가 검출기에 의해 사용된다. 반복의 횟수가 증가함에 따라, 간섭은 저감되고 검출기는, 풀 다이버시티를 달성하는 MRC 검출기에 수렴한다.

현재 패킷용으로 수신된 각각의 데이터 심볼 블록에 대하여, 도 9a 의 검출기 (920) 는 그 블록의 N_R 개의 수신 심볼 시퀀스에 대한 검출을 수행하고, N_T 개의 검출 심볼 시퀀스를 제공한다. 멀티플렉서 (922) 는 N_T 개의 시퀀스에서 검출 심볼을 멀티플렉싱하여, RX 데이터 프로세서 (170b) 에 제공되는 검출 심볼 블록을 획득한다. m-번째 데이터 심볼 블록에 대한 n-번째 검출/디코딩 반복에서 획득되는 검출 심볼 블록은

로서 나타낸다.

RX 데이터 프로세서 (170b) 내에서, 로그-가능도 비 (LLR) 계산 유닛 (930) 은 RX 공간 프로세서 (160b) 로부터 검출 심볼을 수신하고, 각각의 검출 심볼에 대한 B 개의 코드 비트의 LLR 을 계산한다. 각각의 검출 심볼

은 데이터 심볼 s_i 의 추정치이며, 이는 B 개의 코드 비트

를 신호 콘스텔레 이션의 일 포인트에 매핑함으로써 획득된다. 검출 심볼

의 j-번째 비트에 대한 LLR 은,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서, b_i,j 는 검출 심볼

에 대한 j-번째 비트이고,

는, 1 인 비트 b_i, _j 를 갖는 검출 심볼

의 확률이고,

는 -1 인 비트 b_i, _j 를 갖는 검출 심볼

의 확률이며, x_i,j 는 비트 b_i, _j 의 LLR 이다.

LLR {x_i,j} 은, FEC 디코더에 검출기에 의해 제공되는 사전 정보를 나타내며, 검출기 LLR 로서도 지칭된다.

간략화를 위하여, 인터리빙은 각각의 검출 심볼

에 대한 B 개의 비트가 독립이 되도록 가정된다. 또한, 수학식 14 는,

로서 표현될 수도 있으며, 여기서,

는 j-번째 비트가 q 인 신호 콘스텔레이션에서의 포인트의 세트이고, s 는 평가되는 세트

에서의 포인트 또는 변조 심볼 (즉, "가설" 심볼) 이고,

는 상기 정의된, 송신 안테나 i 에 대한 이득이고,

는 검출 심볼

에 대한 가우시안 잡음 샘플

의 분산이고,

는 가설 심볼 s 에 대한 B 개의 비트 세트이고,

는 j-번째 비트가 제거된

이고,

는 가설 심볼 s 의 B 개의 비트에 대한 FEC 디코더로부터 획득된 LLR 세트이고,

는 j-번째 비트에 대한 디코더 LLR 이 제거된

(즉,

) 이며, "^T" 는 트랜스포즈를 나타낸다.

(i,j)-번째 비트에 대한 디코더 LLR 은,

로서 표현될 수 있으며, 여기서, Pr(b_i,j = 1) 은 비트 b_i,j 가 1 인 확률이며, Pr(b_i,j = -1) 은 비트 b_i,j 가 -1 인 확률이다.

제 1 반복 (n=1) 의 경우,

의 모든 엔트리는, 비트에 대하여 사전 정보를 이용 불가능하기 때문에, 1 또는 -1 인 각 비트의 동일한 확률을 나타내기 위하여 제로로 설정된다. 각각의 후속적인 반복의 경우,

의 엔트리는 FEC 디코더로부터의 비트에 대한 "소프트" 값에 기초하여 계산된다. LLR 계산 유닛 (930) 은 RX 공간 프로세서 (160b) 로부터 수신된 각각의 검출 심볼의 코드 비트에 대한 LLR 을 제공한다. m-번째 데이터 심볼 블록에 대한 n-번째 검출/디코딩 반복에서 획득된 LLR 의 블록은

으로서 나타낸다.

채널 디-인터리버 (940) 는 LLR 계산 유닛 (930) 으로부터 LLR 의 각 블록을 수신 및 디-인터리빙하고, 그 블록에 대한 디-인터리빙 LLR 을 제공한다. 재조합 유닛 (948) 은, (1) 송신기로부터 수신된 모든 데이터 심볼 블록에 대한 채널 디-인터리버 (940) 로부터의 디-인터리빙 LLR 의 블록, 및 (2) 수신되지 않은 데이터 심볼 블록에 대한 제로-값 LLR 의 블록을 포함하는 LLR 의 패킷을 형성한다. n-번째 검출/디코딩 반복에 대한 LLR 의 패킷은 {xⁿ} 으로서 나타낸다. 아래에서 설명되는 바와 같이, FEC 디코더 (950) 는 재조합 유닛 (948) 으로부터 LLR 의 패킷을 수신 및 디코딩한다.

도 9b 는, 각각, 도 9a 및 도 8b 에서의 FEC 디코더 (950 및 850) 용으로 사 용될 수도 있는 터보 디코더 (950a) 의 블록도를 나타낸 것이다. 도 4b 에서 도시된 바와 같이, 터보 디코더 (950a) 는 병렬 연접 컨볼루셔널 코드에 대한 반복 디코딩을 수행한다.

터보 디코더 (950a) 내에서, 디-멀티플렉서 (952) 는 재조합 유닛 (948) 으로부터의 LLR {xⁿ} 의 패킷을 수신하고, 데이터 비트 LLR

, 제 1 패리티 비트 LLR

, 및 제 2 패리티 비트 LLR

로 디-멀티플렉싱한다. 소프트-입력 소프트-출력 (SISO) 디코더 (954a) 는 디-멀티플렉서 (952) 로부터의 데이터 비트 LLR

및 제 1 패리티 비트 LLR

, 및 코드 디-인터리버 (958) 로부터의 디-인터리빙 데이터 비트 LLR

을 수신한다. 그 후, SISO 디코더 (954a) 는, 제 1 구성 컨볼루셔널 코드에 기초하여, 데이터 및 제 1 패리티 비트에 대한 새로운 LLR, 즉,

및

을 유도한다. 코드 인터리버 (956) 는 송신기에서 사용된 코드 인터리빙 방식에 따라 데이터 비트 LLR

을 인터리빙하고, 인터리빙된 데이터 비트 LLR

을 제공한다. 유사하게, SISO 디코더 (954b) 는 디-멀티플렉서 (952) 로부터의 데이터 비트 LLR

및 제 2 패리티 비트 LLR

, 및 코드 인터리버 (956) 로부터의 인터리빙 데이터 비트 LLR

을 수신한다. 그 후, SISO 디코더 (954b) 는 , 제 2 구성 컨볼루셔널 코드에 기초하여, 데이터 및 제 2 패리티 비트에 대한 새로운 LLR, 즉,

및

을 유도한다. 코드 디-인터리버 (958) 는 코드 인터리빙에 상보적인 방식으로 데이터 비트 LLR

을 디-인터리빙하고, 디-인터리빙된 데이터 비트 LLR

을 제공한다. SISO 디코더 (954a 및 954b) 는, 당업계에 공지되어 있는 BCJR SISO 최대 사후 (a posteriori) (MAP) 알고리즘 또는 그 하위 복잡도 파생물, 소프트-출력 비터비 (SOV) 알고리즘, 또는 기타 다른 디코딩 알고리즘을 구현할 수도 있다.

SISO 디코더 (954a 및 954b) 에 의한 디코딩은 현재 검출/디코딩 반복 n 에 대해 N_dec 회 반복되며, 여기서, N_dec≥1 이다. 모두 N_dec회의 디코딩 반복이 완료된 이후, 컴바이너/멀티플렉서 (960) 는 SISO 디코더 (954a) 로부터의 최종 데이터 비트 LLR

및 최종 제 1 패리티 비트 LLR

, 코드 디-인터리버 (958) 로부터의 디-인터리빙된 최종 데이터 비트 LLR

, 및 SISO 디코더 (954b) 로부터의 최종 제 2 패리티 비트 LLR

을 수신한다. 그 후, 컴바이너/멀티플렉서 (960) 는

와 같이 그 다음 검출/디코딩 반복 n+1 에 대한 디코더 LLR

을 계산한다. 디코더 LLR

은 수학식 16 에서의

에 대응하며, FEC 디코더에 의해 검출기에 제공되는 사전 정보를 나타낸다.

모두 N_dd회의 검출/디코딩 반복이 완료된 이후, 컴바이너/멀티플렉서 (960) 는

와 같이 최종 데이터 비트 LLR {x_data} 을 계산하며, 여기서,

는 마지막 검출/디코딩 반복에 대해 LLR 계산 유닛 (930) 에 의해 제공된 데이터 비트 LLR 이다. 슬라이서 (slicer; 962) 는 최종 데이터 비트 LLR {x_data} 를 슬라이싱하고, 복원되는 패킷에 대한 디코딩 패킷

을 제공한다. CRC 체커 (968) 는 디코딩 패킷을 체크하고, 패킷 상태를 제공한다.

도 9a 를 다시 참조하면, FEC 디코더 (950) 로부터의 디코더 LLR

은 채널 인터리버 (970) 에 의해 인터리빙되고, 인터리빙된 디코더 LLR 은 검출기 (920) 에 제공된다. 검출기 (920) 는 수신 심볼 {r_m} 및 디코더 LLR

에 기초하여 새로운 검출 심볼

을 유도한다. 검출기 LLR

은, (a) 수학식 12 에서

를 유도하는데 이용되는 간섭의 기대값 (즉,

), 및 (b) 수학식 11 에서

를 유도하는데 이용되는 간섭의 분산 (즉,

) 을 계산하는데 이용된다.

상술한 바와 같이, RX 공간 프로세서 (160a) 로부터의 모든 수신 데이터 심볼 블록에 대한 검출 심볼

은 RX 데이터 프로세서 (170b) 에 의해 다시 디코딩된다. 검출 및 디코딩 프로세서는 N_dd 회 반복된다. 반복적인 검출 및 디코딩 프로세스 동안, 검출 심볼의 신뢰도는 각각의 검출/디코딩 반복으로 향상된다.

수학식 8 에 나타낸 바와 같이, MMSE 검출기 응답

은

에 의존하고, 차례로, 이는 간섭의 분산, 즉,

에 의존한다.

는 각각의 검출/디코딩 반복에 대해 상이하기 때문에, MMSE 검출기 응답

또한 각각의 반복에 대해 상이하다. 수신기 (150b) 를 간략화하기 위하여, 검출기 (920) 는 (1) N_dd1회의 검출/디코딩 반복에 대한 MMSE 검출기, 및 그 이후에 (2) N_dd2회의 후속적인 검출/디코딩 반복에 대한 MRC 검출기 (또는, 반복으로 변경되지 않는 응답을 갖는 어떤 다른 타입의 검출기/이퀄라이저) 를 구현할 수도 있으며, 여기서, N_dd1 및 N_dd2 는 각각 1 이상일 수 있다. 예를 들어, MMSE 검출기는 제 1 검출/디코딩 반복용으로 이용될 수도 있으며, MRC 검출기는 그 다음 5회의 검출/디코딩 반복용으로 이용될 수도 있다. 또 다른 예로서, MMSE 검출기는 첫번째 2회의 검출/디코딩 반복용으로 이용될 수도 있으며, MRC 검출기는 그 다음 4회의 검출/디코딩 반복용 으로 이용될 수도 있다.

MRC 검출기는 수학식 6 에 나타낸 바와 같은 항 u_i 로 구현될 수도 있으며, 여기서,

는

을 대신한다. 수학식 6, 9, 및 12 에 나타낸 바와 같이, 항 u_i 는 간섭의 기대값, 즉,

에 의존한다. 수신기 (150b) 를 더 간략화하기 위해, 항 u_i 는 MMSE 검출기로부터 MRC 검출기로 스위칭한 이후에 생략될 수도 있다.

반복적인 검출 및 디코딩 방식은 다양한 이점을 제공한다. 예를 들어, IDD 방식은 N_T 개의 송신 안테나를 경유하여 동시에 송신되는 모든 패킷에 대한 단일 레이트의 사용을 지원하며, 주파수 선택적 페이딩에 대항할 수 있으며, 도 4b 에 도시된 병렬 연접 컨볼루셔널 코드를 포함하여 다양한 코딩 및 변조 방식이 유연하게 사용될 수도 있다.

3. 레이트 선택

단일-캐리어 MIMO 및 MIMO-OFDM 시스템 양자에 대하여, 수신기 및/또는 송신기는 MIMO 채널을 추정하고, MIMO 채널을 통한 데이터 송신용으로 적절한 레이트를 선택할 수 있다. 레이트 선택은 다양한 방식으로 수행될 수도 있다. 이하, 일부 예시적인 레이트 선택 방식을 설명한다.

제 1 레이트 선택 방식에서, MIMO 채널을 통한 데이터 송신용 레이트는, N_T 개의 송신 안테나에 대한 채널 응답을 모델링하는 등가 시스템을 이용하여 유도되 는 메트릭에 기초하여 선택된다. 등가 시스템은, N_T 개의 송신 안테나의 평균 스펙트럼 효율과 동일한 스펙트럼 효율 및 AWGN 채널 (즉, 평탄한 주파수 응답) 을 갖도록 정의된다. 등가 시스템은, N_T 개의 송신 안테나의 전체 용량과 동일한 전체 용량을 가진다. 평균 스펙트럼 효율은, (1) (예를 들어, 수신 파일럿 및/또는 데이터 심볼에 기초하여) 각각의 송신 안테나에 대한 수신 SNR 을 추정하고, (2) 수신 SNR 으로부터 그리고 (제한된 (constrained) 또는 비-제한된) 스펙트럼 효율 함수, 즉, f(x) 에 기초하여 각각의 송신 안테나의 스펙트럼 효율을 계산하고, (3) 개별 송신 안테나의 스펙트럼 효율에 기초하여 N_T 개의 송신 안테나의 평균 스펙트럼 효율을 계산함으로써 결정될 수도 있다. 그 메트릭은, 평균 스펙트럼 효율을 지원하기 위해 등가 시스템에 의해 필요한 SNR 로서 정의될 수도 있다. 이 SNR 은 평균 스펙트럼 효율 그리고 역함수 f^-1(x) 에 기초하여 결정될 수도 있다.

시스템은 레이트 세트를 지원하도록 설계될 수도 있다. 지원되는 레이트 중 하나는 널 (null) 레이트 (즉, 제로인 데이터 레이트) 에 대한 것일 수도 있다. 나머지 레이트 각각은 특정한 넌-제로 (none-zero) 데이터 레이트, 특정한 코딩 방식 또는 코드 레이트, 특정한 변조 방식, 및 AWGN 채널에 대한 목표 성능 레벨 (예를 들어, 1% PER) 을 달성하는데 요구되는 특정한 최소 SNR 과 관련된다. 넌-제로 데이터 레이트를 갖는 각각의 지원된 레이트에 대하여, 요구된 SNR 은 특정 시스템 설계 (즉, 그 레이트에 대해 시스템에 의해 사용되는 특정한 코드 레이트, 인터리빙 방식, 변조 방식 등) 에 기초하여, 그리고 AWGN 채널에 대해 획득된다. 당업계에 공지된 바와 같이, 요구된 SNR 은 컴퓨터 시뮬레이션, 실험적 측정 등으로 획득될 수도 있다. 지원되는 레이트 세트 및 그 요구된 SNR 은 룩업 테이블 (예를 들어, 도 8a 의 LUT (184)) 에 저장될 수도 있다.

그 메트릭은, 시스템에 의해 지원되는 각각의 레이트에 대한 요구 SNR 과 비교될 수도 있다. 그 메트릭보다 작거나 같은 요구 SNR 을 갖는 최고의 레이트가 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용으로 사용되도록 선택된다. 제 1 레이트 선택 방식은, 2002년 6월 20일자로 출원되었고 발명의 명칭이 "Rate Control for Multi-Channel Communication Systems" 으로 공동 양도된 미국특허 출원번호 제 10/176,567 호에 상세히 설명되어 있다.

제 2 레이트 선택 방식에서, MIMO 채널을 통한 데이터 송신용의 레이트는 N_T 개의 송신 안테나에 대한 수신 SNR 에 기초하여 선택된다. 각각의 송신 안테나에 대한 수신 SNR 이 먼저 결정된 후, 평균 수신 SNR

이 N_T 개의 송신 안테나에 대해 계산된다. 그 후, 동작 SNR

이, 평균 수신 SNR

및 SNR 오프셋 또는 백-오프 팩터

에 기초하여 N_T 개의 송신 안테나에 대해 계산된다 (예를 들어,

, 여기서, 단위는 dB 임). SNR 오프셋은 추정 에러, MIMO 채널에서의 가변도, 및 다른 팩터를 설명하는데 사용된다. 동작 SNR

은, 시스템에 의해 지원되는 각각의 레이트에 대한 요구 SNR 과 비교될 수도 있다. 동작 SNR 보다 작거나 같은 요구 SNR (즉,

) 을 갖는 최고의 레이트는 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용으로 사용하되도록 선택된다. 제 2 레이트 선택 방식은, 2003년 3월 20일자로 출원되었고 발명의 명칭이 "Transmission Mode Selection for Data Transmission in a Multi-Channel Communication System" 으로 공동 양도된 미국특허 출원번호 제 10/394,529 호에 상세히 설명되어 있다.

여기에서 설명된 IR 송신 기술은 다양한 수단에 의해 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이들 기술은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수도 있다. 하드웨어 구현의 경우, IR 송신을 위해 송신기에서 사용되는 프로세싱 유닛은 하나 이상의 주문형 집적 회로 (ASIC), 디지털 신호 프로세서 (DSP), 디지털 신호 프로세싱 디바이스 (DSPD), 프로그래머블 논리 디바이스 (PLD), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, 마이크로프로세서, 여기에서 설명된 기능을 수행하도록 설계된 또 다른 전자 유닛, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수도 있다. IR 송신물을 수신하기 위해 수신기에서 사용되는 프로세싱 유닛 또한 하나 이상의 ASIC, DSP, DSPD, PLD, FPGA, 프로세서, 제어기 등 내에서 구현될 수도 있다.

소프트웨어 구현의 경우, IR 송신 기술은 여기에서 설명된 기능을 수행하는 모듈 (예를 들어, 절차, 함수 등) 로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (예를 들어, 도 1 의 메모리 유닛 (142 및 182)) 에 저장되고, 프로세서 (예를 들어, 제어기 (140 및 180)) 에 의해 실행될 수도 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내에서 또는 프로세서 외부에서 구현될 수도 있으며, 외부에서 구현되는 경우, 당업계에 공지된 다양한 수단을 통하여 프로세서에 통신적으로 커플링될 수 있다.

참조를 위해 그리고 소정 섹션의 배치를 돕기 위해, 표제가 여기에 포함되어 있다. 이들 표제는 그 아래에서 설명된 개념의 범위를 제한하려는 것이 아니며, 이들 개념은 전체 명세서에 걸쳐 다른 섹션에서 적용가능할 수도 있다.

개시된 실시형태의 상기 설명은 임의의 당업자가 본 발명을 제조 또는 이용할 수 있도록 제공되어 있다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변형은 당업자에게 명백하며, 여기서 정의된 일반적인 원칙은 본 발명의 사상 및 범위를 벗어남이 없이 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에서 나타낸 실시형태로 제한하려는 것이 아니며, 여기에서 개시된 원리 및 신규한 특성에 부합하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

Claims

무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신을 수행하는 방법으로서,

데이터 패킷에 대한 복수의 심볼 블록을 획득하기 위해 상기 데이터 패킷을 프로세싱하는 단계;

송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 수신기에서의 복수의 수신 안테나로 제 1 심볼 블록을 송신하는 단계로서, 상기 제 1 심볼 블록은 상기 복수의 심볼 블록 중 하나인, 상기 제 1 심볼 블록의 송신 단계; 및

상기 데이터 패킷이 상기 수신기에 의해 정확하게 복원되거나 상기 복수의 심볼 블록 모두가 송신될 때까지, 한번에 하나의 심볼 블록씩, 상기 복수의 심볼 블록 중 나머지 심볼 블록을 송신하는 단계를 포함하는, IR 송신의 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나 사이의 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용의 선택된 레이트를 획득하는 단계를 더 포함하며,

상기 데이터 패킷은 상기 선택된 레이트에 따라 프로세싱되는, IR 송신의 수행 방법.
제 2 항에 있어서,

상기 프로세싱 단계는,

상기 선택된 레이트에 의해 표시된 코딩 방식에 따라 상기 데이터 패킷을 인코딩하여 코딩 패킷을 획득하는 단계,

상기 코딩 패킷을 복수의 코딩 서브패킷으로 파티션하는 단계, 및

상기 선택된 레이트에 의해 표시된 변조 방식에 따라 상기 복수의 코딩 서브패킷을 변조하여 상기 복수의 심볼 블록을 획득하는 단계를 포함하는, IR 송신의 수행 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 코딩 방식은 터보 코드이며,

상기 제 1 심볼 블록은 상기 데이터 패킷에 대한 시스터매틱 비트를 포함하는, IR 송신의 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

부정 확인응답 (NAK) 를 수신하는 단계; 및

상기 NAK 의 수신에 응답하여 상기 복수의 심볼 블록의 나머지 심볼 블록 중에서 그 다음 심볼 블록을 송신하는 단계를 더 포함하는, IR 송신의 수행 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 이용하며,

상기 복수의 심볼 블록 각각은, 적어도 존재하다면, 상기 복수의 송신 안테나의 복수의 서브밴드로부터 송신되는, IR 송신의 수행 방법.
제 2 항에 있어서,

2 개 이상의 데이터 패킷이 상기 선택된 레이트에 따라 각각 프로세싱되어, 각각의 데이터 패킷에 대하여 하나의 복수의 심볼 블록씩, 2 개 이상의 복수의 심볼 블록이 획득되며,

상기 2 개 이상의 데이터 패킷에 대한 2 개 이상의 심볼 블록은 상기 복수의 송신 안테나로부터 상기 복수의 수신 안테나로 동시에 송신되는, IR 송신의 수행 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 이용하며,

상기 2 개 이상의 데이터 패킷에 대한 상기 2 개 이상의 심볼 블록 각각은 복수의 서브밴드 및 상기 복수의 송신 안테나에 걸쳐 대각으로 송신되는, IR 송신의 수행 방법.
제 2 항에 있어서,

상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 을 이용하며,

N_P 개의 데이터 패킷이 상기 선택된 레이트에 따라 각각 프로세싱되어, 각각의 데이터 패킷에 대하여 하나의 복수의 심볼 블록씩, N_P 개의 복수의 심볼 블록이 획득되며, N_P 는 1 이상이고 상기 MIMO 채널의 랭크에 기초하여 선택되며,

상기 N_P 개의 데이터 패킷에 대한 N_P 개의 심볼 블록은 복수의 서브밴드 및 상기 복수의 송신 안테나에 걸쳐 대각으로 동시에 송신되는, IR 송신의 수행 방법.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신을 수행하도록 동작하는 송신기로서,

데이터 패킷을 프로세싱하여 상기 데이터 패킷에 대한 복수의 심볼 블록을 획득하도록 동작하는 송신 데이터 프로세서; 및

상기 송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 수신기에서의 복수의 수신 안테나로, 상기 복수의 심볼 블록 중 하나인 제 1 심볼 블록의 송신을 개시하며, 그리고, 상기 데이터 패킷이 상기 수신기에 의해 정확하게 복원되거나 상기 복수의 심볼 블록 모두가 송신될 때까지, 한번에 하나의 심볼 블록씩, 상기 복수의 심볼 블록 중 나머지 심볼 블록의 송신을 개시하도록 동작하는 제어기를 구비하는, 송신기.
제 10 항에 있어서,

상기 송신 데이터 프로세서는,

선택된 레이트에 의해 표시된 코딩 방식에 따라 상기 데이터 패킷을 인코딩하여 코딩 패킷을 획득하고,

상기 코딩 패킷을 복수의 코딩 서브패킷으로 파티션하며, 그리고,

상기 선택된 레이트에 의해 표시된 변조 방식에 따라 상기 복수의 코딩 서브패킷을 변조하여 상기 복수의 심볼 블록을 획득하도록 동작하는, 송신기.
제 10 항에 있어서,

송신될 심볼 블록을 수신하고 상기 심볼 블록 내의 심볼을 상기 복수의 송신 안테나에 제공하도록 동작하는 송신 공간 프로세서를 더 구비하는, 송신기.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신을 수행하도록 동작하는 장치로서,

데이터 패킷에 대한 복수의 심볼 블록을 획득하기 위해 상기 데이터 패킷을 프로세싱하는 수단;

송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 수신기에서의 복수의 수신 안테나로 제 1 심볼 블록을 송신하는 수단으로서, 상기 제 1 심볼 블록은 상기 복수의 심볼 블록 중 하나인, 상기 제 1 심볼 블록의 송신 수단; 및

상기 데이터 패킷이 상기 수신기에 의해 정확하게 복원되거나 상기 복수의 심볼 블록 모두가 송신될 때까지, 한번에 하나의 심볼 블록씩, 상기 복수의 심볼 블록 중 나머지 심볼 블록을 송신하는 수단을 구비하는, IR 송신의 수행 장치.
제 13 항에 있어서,

상기 프로세싱하는 수단은,

선택된 레이트에 의해 표시된 코딩 방식에 따라 상기 데이터 패킷을 인코딩하여 코딩 패킷을 획득하는 수단,

상기 코딩 패킷을 복수의 코딩 서브패킷으로 파티션하는 수단, 및

상기 선택된 레이트에 의해 표시된 변조 방식에 따라 상기 복수의 코딩 서브패킷을 변조하여 상기 복수의 심볼 블록을 획득하는 수단을 포함하는, IR 송신의 수행 장치.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신물을 수신하는 방법으로서,

데이터 패킷에 대한 검출 심볼 블록을 획득하는 단계로서, 상기 검출 심볼 블록은, 송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 송신되고 수신기에서의 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터 심볼 블록의 추정치이며, 상기 데이터 심볼 블록은 상기 데이터 패킷에 대하여 생성된 복수의 데이터 심볼 블록 중 하나인, 상기 획득 단계;

디코딩 패킷을 제공하기 위해, 상기 데이터 패킷에 대하여 획득된 모든 검출 심볼 블록을 디코딩하는 단계;

상기 디코딩 패킷이 정확한지 또는 에러가 있는지 여부를 판정하는 단계; 및

상기 디코딩 패킷이 에러가 있으면, 상기 복수의 데이터 심볼 블록 중 또 다른 데이터 심볼 블록에 대해 상기 획득, 상기 디코딩, 및 상기 판정을 반복하는 단계를 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 데이터 심볼 블록에 대한 수신 심볼 블록을 획득하는 단계; 및

상기 검출 심볼 블록을 획득하기 위해, 상기 수신 심볼 블록을 검출하는 단계를 더 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 16 항에 있어서,

상기 검출 단계는, 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 검출기, 최대 비율 컴바이닝 (MRC) 검출기, 또는 선형 제로-포싱 (ZF) 검출기에 기초하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 디코딩 패킷이 정확하거나 상기 데이터 패킷에 대한 상기 복수의 데이터 심볼 블록이 송신되었으면, 상기 획득, 상기 디코딩, 및 상기 판정을 종료하는 단계를 더 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 디코딩 패킷이 정확하면 상기 데이터 심볼 블록에 대하여 확인응답 (ACK) 를 송신하며, 또는, 상기 디코딩 패킷이 에러가 있으면, 부정 확인응답 (NAK) 를 송신하는 단계를 더 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나 간의 MIMO 채널에 대한 채널 추정치를 획득하는 단계; 및

상기 채널 추정치에 기초하여, 상기 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용의 레이트를 선택하는 단계를 더 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 선택 단계는,

상기 복수의 송신 안테나 각각에 대한 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 추정치를 유도하는 단계,

상기 복수의 송신 안테나에 대한 SNR 추정치에 기초하여 상기 복수의 송신 안테나에 대한 평균 스펙트럼 효율을 결정하는 단계, 및

상기 복수의 송신 안테나에 대한 상기 평균 스펙트럼 효율에 기초하여 상기 레이트를 결정하는 단계를 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 20 항에 있어서,

상기 선택 단계는,

상기 복수의 송신 안테나 각각에 대한 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 추정치를 유도하는 단계,

상기 복수의 송신 안테나에 대한 SNR 추정치에 기초하여 평균 SNR 을 계산하는 단계,

백-오프 팩터를 결정하는 단계, 및

상기 평균 SNR 및 상기 백-오프 팩터에 기초하여 상기 레이트를 결정하는 단계를 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신물을 수신하도록 동작하는 수신기로서,

데이터 패킷에 대한 검출 심볼 블록을 획득하고, 상기 데이터 패킷에 대하여 획득된 모든 검출 심볼 블록을 디코딩하여 디코딩 패킷을 제공하며, 그리고, 상기 디코딩 패킷이 정확한지 또는 에러가 있는지 여부를 판정하도록 동작하는 수신 데이터 프로세서로서, 상기 검출 심볼 블록은, 송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 송신되고 수신기에서의 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터 심볼 블록의 추정치이며, 상기 데이터 심볼 블록은 상기 데이터 패킷에 대하여 생성된 복수의 데이터 심볼 블록 중 하나인, 상기 수신 데이터 프로세서; 및

상기 디코딩 패킷이 에러가 있으면, 상기 수신 데이터 프로세서로 하여금 새로운 검출 심볼 블록의 획득, 모든 검출 심볼 블록의 디코딩, 및 상기 디코딩 패킷 이 정확한지 또는 에러가 있는지 여부의 판정을 반복하게 하도록 동작하는 제어기를 구비하는, 수신기.
제 23 항에 있어서,

상기 데이터 심볼 블록에 대한 수신 심볼 블록을 획득하고, 상기 수신 심볼 블록을 검출하여 상기 검출 심볼 블록을 획득하도록 동작하는 검출기를 더 구비하는, 수신기.
제 23 항에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나 간의 MIMO 채널에 대한 채널 추정치를 획득하도록 동작하는 채널 추정기; 및

상기 채널 추정치에 기초하여, 상기 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용의 레이트를 선택하도록 동작하는 레이트 선택기를 더 구비하는, 수신기.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신물을 수신하는 장치로서,

데이터 패킷에 대한 검출 심볼 블록을 획득하는 수단으로서, 상기 검출 심볼 블록은, 송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 송신되고 수신기에서의 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터 심볼 블록의 추정치이며, 상기 데이터 심볼 블록은 상기 데이터 패킷에 대하여 생성된 복수의 데이터 심볼 블록 중 하나인, 상기 획득 수단;

디코딩 패킷을 획득하기 위해, 상기 데이터 패킷에 대하여 획득된 모든 검출 심볼 블록을 디코딩하는 수단;

상기 디코딩 패킷이 정확한지 또는 에러가 있는지 여부를 판정하는 수단; 및

상기 디코딩 패킷이 에러가 있으면, 상기 복수의 데이터 심볼 블록 중 또 다른 데이터 심볼 블록에 대해 상기 획득, 상기 디코딩, 및 상기 판정을 반복하는 수단을 구비하는, IR 송신물의 수신 장치.
제 26 항에 있어서,

상기 데이터 심볼 블록에 대한 수신 심볼 블록을 획득하는 수단; 및

상기 수신 심볼 블록을 검출하여 상기 검출 심볼 블록을 획득하는 수단을 더 구비하는, IR 송신물의 수신 장치.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신물을 수신하는 방법으로서,

데이터 패킷에 대한 수신 심볼 블록을 수신하는 단계로서, 상기 수신 심볼 블록은, 송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 송신되고 수신기에서의 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터 심볼 블록에 대한 것이며, 상기 데이터 심볼 블록은 상기 데이터 패킷에 대하여 생성된 복수의 데이터 심볼 블록 중 하나인, 상기 수신 단계;

검출 심볼 블록을 획득하기 위해, 상기 데이터 패킷용으로 수신된 모든 수신 심볼 블록을 검출하는 단계로서, 하나의 검출 심볼 블록은 각각의 수신 심볼 블록에 대한 것인, 상기 검출 단계;

디코더 피드백 정보를 획득하기 위해, 상기 데이터 패킷에 대한 상기 검출 심볼 블록을 디코딩하는 단계;

복수의 반복에 대해 상기 검출 및 디코딩을 수행하는 단계로서, 현재 반복에 대한 상기 디코딩으로부터의 상기 디코더 피드백 정보는 후속적인 반복에 대해 상기 검출에 의해 사용되는, 상기 검출 및 디코딩의 수행 단계; 및

상기 복수의 반복 중에서 마지막 반복에 대한 상기 디코딩으로부터의 출력에 기초하여 디코딩 패킷을 생성하는 단계를 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 디코딩 패킷이 정확한지 또는 에러가 있는지 여부를 판정하는 단계, 및

상기 디코딩 패킷이 에러가 있고 상기 복수의 데이터 심볼 블록 모두가 송신되지 않았으면, 상기 복수의 데이터 심볼 블록 중 또 다른 데이터 심볼 블록에 대해 상기 수신, 상기 검출, 상기 디코딩, 상기 수행 및 상기 생성을 반복하는 단계를 더 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나 간의 MIMO 채널에 대한 채널 추정치를 획득하는 단계; 및

상기 채널 추정치에 기초하여, 상기 MIMO 채널을 통한 데이터 송신용의 레이트를 선택하는 단계를 더 포함하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 검출 단계는, 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 검출기, 최대 비율 컴바이닝 (MRC) 검출기, 또는 선형 제로-포싱 (ZF) 검출기에 기초하는, IR 송신물의 수신 방법.
제 31 항에 있어서,

상기 MMSE 검출기는 N회의 반복에 대한 상기 검출용으로 이용되며,

상기 MRC 검출기 또는 상기 ZF 검출기는 N회의 반복 이후의 상기 검출용으로 이용되며, N 은 1 이상인, IR 송신물의 수신 방법.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신물을 수신하도록 동작하는 수신기로서,

데이터 패킷에 대한 수신 심볼 블록을 수신 및 저장하도록 동작하는 버퍼로서, 상기 수신 심볼 블록은, 송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 송신되고 수신기에서의 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터 심볼 블록에 대한 것이며, 상기 데이터 심볼 블록은 상기 데이터 패킷에 대하여 생성된 복수의 데이터 심볼 블록 중 하나인, 상기 버퍼;

상기 데이터 패킷용으로 수신된 모든 수신 심볼 블록을 검출하여 검출 심볼 블록을 획득하도록 동작하는 검출기로서, 하나의 검출 심볼 블록은 각각의 수신 심볼 블록에 대한 것인, 상기 검출기; 및

상기 데이터 패킷에 대한 모든 검출 심볼 블록을 디코딩하여 디코더 피드백 정보를 획득하도록 동작하는 디코더를 구비하며,

상기 검출기 및 디코더는 복수의 반복에 대해 검출 및 디코딩을 수행하도록 동작하며,

현재 반복에 대한 상기 디코더로부터의 상기 디코더 피드백 정보는 후속적인 반복에 대해 상기 검출기에 의해 사용되며,

상기 복수의 반복 중에서 마지막 반복에 대한 상기 디코더로부터의 출력에 기초하여 디코딩 패킷을 생성하는, 수신기.
제 33 항에 있어서,

상기 디코딩 패킷이 에러가 있고 상기 복수의 데이터 심볼 블록 모두가 송신되지 않았으면, 상기 버퍼로 하여금 상기 복수의 데이터 심볼 블록 중 또 다른 데이터 심볼 블록에 대한 또 다른 수신 심볼 블록을 수신 및 저장하게 하고, 상기 검출기 및 디코더로 하여금 상기 데이터 패킷용으로 수신된 모든 수신 심볼 블록에 대한 검출 및 디코딩을 수행하여 상기 디코딩 패킷을 획득하게 하도록 동작하는 제어기를 더 구비하는, 수신기.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 증가 리던던시 (IR) 송신물을 수신하는 장치로서,

데이터 패킷에 대한 수신 심볼 블록을 수신하는 수단으로서, 상기 수신 심볼 블록은, 송신기에서의 복수의 송신 안테나로부터 송신되고 수신기에서의 복수의 수신 안테나에 의해 수신되는 데이터 심볼 블록에 대한 것이며, 상기 데이터 심볼 블록은 상기 데이터 패킷에 대하여 생성된 복수의 데이터 심볼 블록 중 하나인, 상기 수신 수단;

검출 심볼 블록을 획득하기 위해, 상기 데이터 패킷용으로 수신된 모든 수신 심볼 블록을 검출하는 수단으로서, 하나의 검출 심볼 블록은 각각의 수신 심볼 블록에 대한 것인, 상기 검출 수단;

디코더 피드백 정보를 획득하기 위해, 상기 데이터 패킷에 대한 모든 검출 심볼 블록을 디코딩하는 수단;

복수의 반복에 대해 상기 검출 및 디코딩을 수행하는 수단으로서, 현재 반복에 대한 상기 디코딩으로부터의 상기 디코더 피드백 정보는 후속적인 반복에 대해 상기 검출에 의해 사용되는, 상기 검출 및 디코딩의 수행 수단; 및

상기 복수의 반복 중에서 마지막 반복에 대한 상기 디코딩으로부터의 출력에 기초하여 디코딩 패킷을 생성하는 수단을 구비하는, IR 송신물의 수신 장치.
제 35 항에 있어서,

상기 디코딩 패킷이 정확한지 또는 에러가 있는지 여부를 판정하는 수단; 및

상기 디코딩 패킷이 에러가 있고 상기 복수의 데이터 심볼 블록 모두가 송신되지 않았으면, 상기 복수의 데이터 심볼 블록 중 또 다른 데이터 심볼 블록에 대해 상기 수신, 상기 검출, 상기 디코딩, 상기 수행 및 상기 생성을 반복하는 수단을 더 구비하는, IR 송신물의 수신 장치.
무선 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템에서 데이터 송신물을 수신하는 방법으로서,

검출 심볼을 획득하기 위해, 데이터 패킷에 대한 수신 심볼을 검출하는 단계;

디코더 피드백 정보를 획득하기 위해, 상기 검출 심볼을 디코딩하는 단계;

복수의 반복에 대해 상기 검출 및 디코딩을 수행하는 단계로서, 현재 반복에 대한 상기 디코딩으로부터의 상기 디코더 피드백 정보는 후속적인 반복에 대해 상기 검출에 의해 사용되며, 상기 검출은, 제 1 의 N회 반복에 대해 최소 평균 제곱 에러 (MMSE) 검출기에 기초하여, 그리고, 상기 복수의 반복 중 나머지 반복에 대해 최대 비율 컴바이닝 (MRC) 검출기 또는 선형 제로-포싱 (ZF) 검출기에 기초하여 수행되며, N 은 1 이상인, 상기 검출 및 디코딩의 수행 단계; 및

상기 복수의 반복 중에서 마지막 반복에 대한 상기 디코딩으로부터의 출력에 기초하여 디코딩 패킷을 생성하는 단계를 포함하는, 데이터 송신물의 수신 방법.
제 37 항에 있어서,

상기 N 은 1 인, 데이터 송신물의 수신 방법.