KR20060109458A

KR20060109458A - 에너지 축전기 간의 충전을 양방향으로 등화시키기 위한스위칭 디바이스 및 대응 방법

Info

Publication number: KR20060109458A
Application number: KR1020067008731A
Authority: KR
Inventors: 슈테판 볼츠; 라이너 크노르; 귄터 루게르트
Original assignee: 지멘스 악티엔게젤샤프트
Priority date: 2003-10-06
Filing date: 2004-09-01
Publication date: 2006-10-20
Also published as: WO2005035317A1; JP2007507995A; US7714544B2; DE10346325A1; JP4361935B2; EP1670663B1; DE502004005794D1; US20080238527A1; EP1670663A1

Abstract

본 발명은 에너지 축전기 사이에, 특히 자동차 전기 시스템의 용량성 에너지 축전기 사이에 양방향으로 충전을 등화하기 위한 스위칭 디바이스에 관한 것으로, 상기 디바이스는: 집적 스타터 발생기; 상기 집적 스타터 발생기에 커플링된 제 1 연결부; 에너지원에 커플링된 제 2 연결부; 상기 제 1 및 제 2 연결부 사이에 놓이는 제 1 부하 전류-전도성 경로를 갖는 제어가능한 전송 게이트; 및 상기 제 1 및 제 2 연결부 사이에 놓이면서 상기 제 1 부하 전류-전도성 경로와 병렬인 제 2 부하 전류-전도성 경로를 구비한 제어가능한 스위칭 제어기를 포함한다. 본 발명은 또한, 상술한 타입의 스위칭 디바이스를 갖춘 자동차 전기 시스템 및 그와 같은 스위칭 디바이스에 대한 전송 게이트의 스위칭 제어기의 이용에 관한 것이다.

Description

에너지 축전기 간의 충전을 양방향으로 등화시키기 위한 스위칭 디바이스 및 대응 방법{SWITCHING DEVICE FOR BIDIRECTIONALLY EQUALIZING CHARGE BETWEEN ENERGY ACCUMULATORS AND CORRESPONDING METHODS}

본 발명은 에너지 축전기 간의, 특히 집적 스타터-발생기(starter-generator)를 구비한 자동차 전기 시스템의 용량성 에너지 축전기 사이의 충전을 양방향으로 등화시키기 위한 스위칭 디바이스에 관한 것이다. 본 발명은 또한, 그와 같은 스위칭 디바이스를 구비한 자동차 전기 시스템, 상기 스위칭 디바이스를 동작시키는 방법 및 스위치의 스위칭 제어기의 이용에 관한 것이다.

종래의 자동차는 14V의 시스템 전압을 갖는 차량 전기 시스템을 사용하였는데, 상기 14V의 시스템 전압은 12V 축전기에 대한 충전 전압을 구현할 수 있게 한다. 여기서, 상기 출력 전력은 기술적인 이유로 유용하게는 최대 2KW로 제한되는데, 그렇지 않으면 너무 큰 전류가 상기 전기 시스템에 흐르게 되기 때문이다. 14V의 차량 전기 시스템 전압을 이용하면, 스타터-발생기가 내연 기관(internal combustion engine)을 시동할 수 있으며 상기 여정 동안 전기적 부하를 공급할 수 있더라도, 부스트(가속) 또는 회복(recuperation)(회생 제동(regenerative braking))과 같은 추가 기능을 위해 2 KW 이상의 전력이 요구된다. 상기 전력은 자동차에서의 더 높은 차량 전기 시스템 전압으로, 그리고 그에 따라 더 높은 전기 전력으로만 달성될 수 있다. 따라서, 장래의 차량 전기 시스템들은 예를 들어, 42V(이는 36V 축전기의 충전 전압에 대응함)의 더 높은 차량 전기 시스템 전압을 갖추어야 하므로, 상기 전력의 3배 정도가 동일한 전류로 이용가능하다.

크랭크축 상에 직접 설치되는 여러 형태의 발생기가 주 에너지원으로 개발되어 왔으며, - 그 동작 원리의 역방향으로 - 상기 발생기는 전기 모터로서, 그리고 그에 따라 내연 기관을 지지하는 스타터로서 사용될 수 있다. 상기 발생기는 집적 스타터-발생기(ISG)라 칭해진다. 상기 ISG는 발생 모드에서 동작할 때는 전력을 발생하게 하며, 모터 모드에서 동작할 때는 기계적 구동력을 발생하게 한다. 공지된 2 KW 발생기들에 비해 상당히 증가된 전력(ISG에 대해 6 KW 정도)에 더하여, 그리고 엔진 시동 및 전기적 시스템 공급과 같은 원래의 기능에 더하여, ISG는 다음의 추가적인 기능을 제공한다:

- 부스트(가속) : 자동차의 가속 단계 동안 내연 기관에 대한 토크 지지(torque support). ISG는 200 Nm 정도의 최대 토크를 갖고, 이는 내연 기관의 토크에 근접하게 대응한다. 상기 부스트 프로세스 동안, 상기 토크를 제공하기 위해 약 10 - 15 초 동안 최대 270 A의 전류가 필요하다.

- 회복(회생 제동) : 상기 ISG는 전력 발생에 의한 차량 제동 동안 운동 에너지를 소비한다. 이 경우에 270A의 전류가 최대 30초 동안 생성되며, 다시 전기 에너지의 형태로 저장된다.

- 정지 및 작동(차량이 정지할 때의 엔진 셧 다운(shutdown), 재시동시의 내 연 기관의 급속 시동)

테스트 차량에 대한 모델 계산 및 측정은 상기 ISG가 도시 교통에서 사용되거나 또는 상기 새로운 기능을 사용할 때 대응하는 구동 사이클로 사용될 때 20% 이상의 연료를 절감하였다. 상기 ISG가 본질적으로 연료 절감 기능을 위해 사용되면, 자동차 전기 시스템은 단기간에 걸쳐 상당한 전력을 제공하는 위치에 있어야 하거나, 또는 상기 전력을 다시 저장해야 한다. 800 A의 피크 전류를 이용하면, 이는 10 KW 범위의 전력과 관련된다. 그러나, 종래의 14 V 스타터 배터리(축전기) 뿐 아니라 장래의 42 V 스타터 배터리도 그와 같은 고피크 전류를 제공하거나 다시 수용할 수 없다. 예를 들어, 니켈-카드뮴 배터리, 니켈-금속-수소화물 배터리 또는 리튬-이온 배터리와 같은 다른 타입의 축전기가 사용되면, 그와 같은 고피크 전류는 일부 환경 하에서 수용될 수 있다. 그러나, 그와 같은 배터리 타입은 예를 들어, 높은 사이클 강도와 같이 전기 시스템에 대한 다른 요건들에 맞지 않거나 불충분하게만 충족시킨다. 특히 전류 배터리 타입은 상기 ISG의 부스트 및 회복 기능에 대해 전형적인 300,000 내지 500,000 충전 및 방전 사이클을 처리하도록 설계되어야 한다. 그와 같은 사이클의 높은 변경은 차량 애플리케이션에 대한 공지된 배터리 타입(축전기)에 의해 처리될 수 없다.

소수의 에너지 축전기만이 요구되는 높은 사이클 수 또는 높은 에너지 스루풋(throughput)(200,000 부스트 프로세스에 대해 총계로 대략 12.6 MWh의 에너지 또는 대략 180,000 Ah가 필요함)을 제공할 수 있다. DLC(Double-Layer Capacitor)만이 다양한 이유로 상술한 연료 절감 기능을 위해 적합한 에너지 축전기임이 증명 되었다. 이중층 커패시터(DLC)는 부스트 및 회복을 위해 변환된 고 에너지를 저장하고 상기 고 에너지를 다시 출력할 수 있다. 그와 같은 경우에 발생하는 전류는 또한 이중층 커패시터 기능에 대해 어떠한 문제점도 나타내지 않는다. 상기 전류의 우수한 고효율성으로 인하여, 자체-가열이 거의 발생하지 않으며, 따라서 수명이 길어진다. 그러나, 이중층 커패시터의 제한된 에너지 축전기 용량은 예를 들어 단순한 연산(鉛酸)(lead-acid) 축전기와 같은 추가의 축전기를 필요하게 한다. 상기 축전기는 빈번한 사이클 변경으로부터 주기적 부하를 받지 않으므로, 현재의 표준에 의해 비교적 긴 수명이 예측된다.

그러나, 에너지 축전기로서의 이중층 커패시터를 이용하는데 있어서 하나의 단점은 커패시터에서의 에너지의 교환이 반드시 전압 변경과 관련된다는 사실에 있다. 충전의 75%를 진행시키기 위해, 상기 커패시터 전압은 50%만큼 변동되어야 한다. 42 V 차량 전기 시스템에 대해, 이는 예를 들어 완전히 충전된 상태에서 21 V 내지 42 V의 전압 변동을 의미한다. 그러나, 상기 시스템은 가능한 한 안정한 전압을 필요로 하기 때문에, 그와 같은 전압 변동은 자동차 전기 시스템에서는 허용될 수 없다.

02/066192 A1은 상기 ISG가 다수의 전력 스위치에 의해 상기 42V 차량 전기 시스템 및 이중층 커패시터에 동적으로 연결되는 자동차 전기 시스템을 설명한다. 통상의 구동 모드에서, 전력 스위치로서 구현된 이들 연결 스위치는 상기 ISG 및 42 V 차량 전기 시스템을 서로 연결한다. 전형적으로 최대 10초로 지속할 수 있는 연료 절감 기능의 지속기간 동안만, 상기 ISG 및 이중층 커패시터가 서로 연결된 다. 이와 같은 방식으로 상기 42 V 차량 전기 시스템 및 이중층 커패시터는 항상 물리적으로 분리되어 있도록 보장될 수 있으며, 따라서 서로 다른 전압 전위는 여기서 어떠한 역할도 하지 않는다.

ISG와 42 V 차량 전기 시스템 또는 이중층 커패시터 사이의 연결 스위치를 각각 구현하는데 있어서 주요한 강조점은 주로 상기 연결 스위치의 제어된 스위치-온에 있는데, 그 이유는 상기 ISG의 평활 커패시터(smoothing capacitor) 및 42V 배터리 또는 상기 평활 캐패시퍼 및 이중층 커패시터의 각각의 경우에 2개의 매우 낮은 저항의 에너지원이 서로 연결되기 때문이다. 가능한 큰 에너지 절감 기능을 구현하기 위해, 상기 연결 스위치는 요구되는 충전 등화가 가능한 매우 잘 제어된 방식으로 이루어질 수 있도록 제어된다.

02/066293 A1에 설명된 차량 전기 시스템은 최적의 연료 절감 기능을 위해 설계된다. 많은 애플리케이션에서 상기 차량 전기 시스템은, 그의 연료 절감 기능에 더하여(특히 전기적 부스트 지원), 다른 요건을 추가로 만족시켜야 한다. 따라서, 많은 애플리케이션에서, 특히 고가의 자동차에 대해 운전의 편리성이 또한 특히 큰 비중을 차지한다. 따라서, 가능한 최대의 운전 편의성 및 가능한 최고의 연료 절감의 2가지 요건 사이의 합의점을 찾을 필요성이 있다.

이는 필요에 따라 상기 42 V 차량 전기 시스템에 직접 공급되는, 회생 제동 동안 회복되며 상기 이중층 커패시터에 저장된 에너지에 의해 최적으로 달성된다. 그러나, 상기 이중층 커패시터는 더 이상 42 V 차량 전기 시스템으로부터 분리되지 않고, (심지어 단기간 동안에도) 상기 시스템에 직접 연결된다. 그러나, 이것은 회피되어야 한다. 한편으로 이중층 커패시터와 42 V 차량 전기 시스템 사이의 물리적 분리를 제공하기 위해, 그리고 다른 한편으로 필요에 따라 상기 이중층 커패시터의 저장된 에너지를 상기 42 V 차량 전기 시스템에 직접 다시 공급하는 요건을 만족시키기 위해, ISG와 42 V 차량 전기 시스템 또는 이중층 커패시터 사이의 접속 스위치 중 적어도 하나의 기능 확장이 요구된다.

본 발명의 목적은 상기 이중층 커패시터에 의해 회복된 에너지의 상기 차량 전기 시스템으로의 피드백(feedback)을 허용하면서도 여전히 이중층 커패시터와 차량 전기 시스템 사이의 물리적 분리를 허용하는 가능한 한 간단한 스위칭 디바이스를 특정하는 것이다.

본 발명에 따르면, 상기 목적은 청구항 제 1 항의 특징을 갖는 스위칭 디바이스에 의해 달성된다. 또한, 청구항 제 20 항의 특징을 갖는 자동차 전기 시스템, 청구항 제 26 항의 특징을 갖는 방법이 제공된다.

본 발명이 기초하는 사상은 연결 스위치로서 확장된 기능성을 나타내는 적어도 하나의 전송 게이트를 이용하는 것으로 이루어진다. 그와 같은 전송 게이트는 상기 차량 전기 시스템과 상기 이중층 커패시터 사이에, 또는 이들 엘리먼트 중 하나와 상기 스타터-발생기 사이에 배치된다. 상기 전송 게이트는 상기 차량 전기 시스템과 상기 이중층 커패시터를 분리하고 이들 엘리먼트를 상기 스타터-발생기에 연결하는데 있어서 특히 효율적인 솔루션을 제공한다. 높은 전류의 결과로서, 상기 전송 게이트는 각 경우에 직렬로 연결된 2개의 제어가능한 전력 스위치의 병렬 회로로 이루어진다. 이들의 소스 연결은 각 경우에 서로 연결된다. 여기서 중요한 요인은 직렬 회로 중 하나인, 병렬로 스위칭된 트랜지스터 중 적어도 하나의 분기가 양방향으로 동작할 수 있는 스위칭 제어기로서 구현된다는 것이다. 유용하게도, 상기 스위칭 제어기는 하향 제어기로서 구현된다. 따라서, 부하 경로가 상기 전송 게이트의 부하 경로와 병렬로 배치되는 추가의 스위칭 제어기뿐 아니라 상기 전송 게이트 및 상기 스위칭 제어기의 구동을 위한 구동 회로를 제공함으로써 상기 전송 게이트의 기능 확장이 이루어진다.

본 발명의 스위칭 디바이스의 전력 스위치는 전력 MOSFET, JFET, 사이리스터(thyristor), IGBT로서 구현되거나, 또는 그와 유사한 것으로서 존재할 수 있다.

본 발명의 전송 게이트는 상기 중간 회로 커패시터와 상기 이중층 커패시터 사이의, 또는 상기 중간 회로 커패시터와 유용하게 최적의 효율을 갖춘 배터리 사이의 충전의 등화를 허용한다. 따라서, 본 발명의 전송 게이트는 85%의 전형적인 효율성을 달성할 수 있다. 반대로, 이전의 애플리케이션, 예를 들어 스위칭 제어기나 전력 스위치가 없는 종래의 전송 게이트를 이용하면, 최대 50%의 효율성만이 구현될 수 있는데, 그 이유는 상기 50% 정도의 충전 차이는 상기 연결 스위치 또는 전력 저항에서 각각 열로 변환되었기 때문이다.

확장된 전송 게이트를 갖는 본 발명의 스위칭 디바이스를 이용함으로써, 42 V 차량 전력 시스템의 전압 레벨로의 상기 이중층 커패시터의 방전이 허용된다. 이는 또한 공회전(idling)일 때 회생 제동을 위해 회복된 에너지가 내연 기관을 위한 차량 전기 시스템에 피드백되게 할 수 있어서 바람직하다.

유용하게는 상기 차량 전기 시스템의 전압 레벨까지 상기 이중층 커패시터의 재충전이 가능하다. 이는 또한, 상기 차량이 정지된 동안 수 주 후에 방전된 이중층 커패시터를 재충전하기 위해, 그리고 상기 충전된(charged-up) 이중층 커패시터를 이용하여 상기 차량을 시동하기 위해 바람직한 것이다.

본 발명의 솔루션은 또한 약 30 A 내지 대략 100 A의 전류에 대한 전류 등화를 허용하며, 구동된 전송 게이트가 대략 1,000 A까지의 스위치 전류를 허용하는 정도로 경제적이다. 이 경우의 상기 스위칭 제어기 또는 상기 전송 게이트의 전력 트랜지스터는 부분 전류를 전달하여, 이들 트랜지스터의 다중 용도가 유용하게 구현된다.

바람직하게는 상기 스타터-발생기는 상기 구동 트레인(drive train)을 이용하여 고정된 방식으로 회전하도록 연결되지만, 벨트 구동될 수도 있다.

본 발명의 유용한 실시예 및 개발은 추가의 종속항 및 도면을 참조한 상세한 설명으로부터 이루어진다.

본 발명은 상기 도면의 개략도에 특정된 예시적인 실시예에 기초하여 이하에서 더 상세하게 설명된다.

도 1은 연결 스위치의 기능이 확장된 전송 게이트를 갖는 본 발명의 스위칭 디바이스에 의해 교체되는 본 발명의 자동차 전기 시스템의 기본 회로도를 도시한다.

도 2는 회로도를 참조하여, 본 발명의 스위칭 디바이스에 대한 스위칭 제어 기에 의해 확장된 본 발명의 전송 게이트의 간략한 예시적인 실시예를 도시한다.

도 3은 도 2로부터의 전송 게이트 및 스위치 제어기뿐 아니라 상기 스위칭 제어기 및 추가의 기능 유닛의 구동을 위한 구동 회로를 갖는 본 발명의 스위칭 디바이스의 블록도를 도시한다.

도 4는 충전 펌프 및 구동 회로를 갖는 본 발명의 스위칭 디바이스의 전송 게이트의 더 상세한 회로도를 도시한다.

도 5는 본 발명의 스위칭 디바이스의 스위칭 제어기의 더 상세한 회로도를 도시한다.

도 6은 도 5로부터의 스위칭 제어기에 대한 측정 트랜지스터로서 구현된 전력 MOSFET의 연결을 도시한다.

도 7은 도 5로부터의 스위칭 제어기의 게이트 제어 회로를 공급하기 위한 보조 전력을 도시하는 회로도를 도시한다.

도 8은 도 5로부터의 스위칭 제어기의 제어를 위한 게이트 제어 회로의 회로도를 도시한다.

도 9는 극성 검출 및 절대값 생성을 이용하는 본 발명의 스위칭 디바이스의 전압 감지 디바이스의 회로도를 도시한다.

도 10은 본 발명의 스위칭 디바이스의 시퀀스 제어 회로에 대한 회로도를 도시한다.

모든 도면에서 동일한 엘리먼트 및 신호 또는 동일한 기능을 갖는 것(달리 명시되지 않는 한)은 동일한 참조 부호로 제공된다.

도 1의 참조 부호 1은 자동차 전기 시스템을 지시한다. 상기 자동차 전기 시스템(1)은 내연 기관(3)에 기계적으로 결합되는 집적 스타터-발생기(2)(이하에서 약자로 ISG라 칭해짐)로 이루어진다. 상기 ISG는 양방향으로 동작가능한 AC/DC 컨버터(4) 및 중간 회로 커패시터(5)를 통해 전력 장치에 연결되는 비동기 머신이다. 상기 전력 장치는 한편의 이중층 커패시터(6)(약어 DLC 커패시터에 의해 이하에서 지시됨)와 다른 한편의 축전기(7)로 이루어지며, 36/42 V의 전압이 제공된다(정격 전압 36 V, 완전하게 충전된 상태 42 V). 상기 축전기(7)로부터 출력(8)을 통해 직접 부하가 공급될 수 있다. 상기 36/42 V의 전압은 출력(8)에 존재한다. 상기 DLC 커패시터(6)는 제 1 스위치(9)를 통해 상기 ISG(2)에 연결되며, 상기 축전기(7)는 제 2 스위치(10)를 통해 상기 ISG에 연결된다. 이들 제어가능한 스위치(9, 10)의 적절한 구동을 통해, 상기 DLC 커패시터(6)에 저장된 에너지는 상기 축전기(7)에 공급될 수 있다.

통상의 구동 조건 하에서, 상기 내연 기관(3)의 ISG(2)가 구동될 것이며, 따라서 상기 ISG(2)는 발생기 모드에서 동작한다. 그와 같은 조건 하에서, 상기 ISG(2)는 상기 에너지 축전기를 에너지로 충전하며, 이는 통상의 구동 조건 하에서는 저 전력에서 발생할 수 있다. 상기 회복 모드에서, 상기 충전은 증가된 전력으 로 시작되며, 상기 전력은 상기 ISG(2)의 최대 전력 출력에 대응한다. 이는 6-KW ISG 2에 대해 250 A 이상의 최대 충전 전류를 의미한다.

ISG 및 이중층 커패시터를 갖는 그와 같은 자동차 전기 시스템의 이러한 기본 레이아웃(layout)은 처음에 인용된 02/066192 A1에 이미 설명되어 있으며, 상기 일반 레이아웃 및 자동차 전기 시스템의 기능을 고려하면, 이중층 커패시터 및 상기 스위치는 완전히 본 특허 출원의 범위 내에 포함된다.

본 발명에 따르면, 상기 제어된 스위치(9, 10) 중 적어도 하나는 전송 게이트, 스위칭 제어기 및 확장된 기능을 갖는 본 발명의 스위칭 디바이스로서 구현된다. 따라서, 상기 스위칭 디바이스는 초기에 제어된 스위치의 기능을 갖는다. 또한 (이하에 더 상세하게 설명되는 바와 같이) 상기 스위칭 프로세스는 특히 상기 스위치를 통한 전압 강하를 고려할 때, 상기 스위칭 디바이스에 의해 제어되어, 상기 스위칭-관련 손실이 낮게 유지되거나 또는 상기 이중층 커패시터(6)로부터 상기 축전기(7)로의, 그리고 상기 축전기(7)로부터 상기 이중층 커패시터(6)로의 종래의 에너지 흐름이 가능하다.

도 2는 본 발명의 스위칭 디바이스에 대한 스위칭 제어기에 의해 확장된 본 발명의 전송 게이트의 간략한 예시적인 실시예의 회로도를 도시한다.

참조 부호 20에 의해 식별되는 본 발명의 스위칭 디바이스는 스위칭 제어기(21)뿐 아니라 이와 병렬로 배치된 전송 게이트를 포함한다. 스위칭 제어기(21) 및 전송 게이트(29)를 포함하는 상기 병렬 회로는 제 1 단자(22)와 제 2 단자(23) 사이에 배치된다. 전류가 스위칭되는 방향에 따라, 이들 2개의 단자(22, 23)는 입 력 단자 및 출력 단자 둘 다로서 동작할 수 있다. 상기 예시적인 실시예에서, 단자(22)는 입력 단자로서 동작하고 단자(23)는 출력 단자로서 동작한다.

본 발명의 스위칭 디바이스(20)의 동작 동안, 제 1 전위(V1)는 입력 단자(22)에서 존재하고 제 2 전위(V2)는 출력 단자(23)에 존재하여, 상기 차동 전압 Vdiff = V2 - V1이 상기 단자(22, 23) 사이에 존재하며, 그에 의해 상기 스위칭 디바이스(20) 양단에 상기 전압이 제공된다.

본 발명의 전송 게이트(20)는 서로 직렬로 연결된 2개의 전력 MOSFET(T1 - T6)의 병렬 회로로 이루어진다. 그와 같은 트랜지스터 쌍은 부하 경로를 형성하며, 따라서 상기 전송 게이트(29)는 그와 같은 다수의 부하 경로들의 병렬 연결로부터 구성된다. 관련된 부하 경로의 2개의 전력 MOSFET(T1 - T6)은 그들의 게이트 단자 및 소스 단자를 통해 서로 단락된다. 상기 전력 MOSFET(T1 - T6)의 각각의 드레인 단자는 상기 입력 단자(22)에 연결되거나 상기 출력 단자(23)에 연결된다. 관련 부하 경로의 2개의 전력 MOSFET(T1 - T6)의 직렬 회로는 이들 트랜지스터(T1 - T6)의 대응하는 직렬-연결 링크에 의해 생성된다. 직렬 회로에 대한 이유는 상기 개방된 전력 MOSFET에서의 상기 전압의 상승 부호(leading sign)가 형성되지 않으며 이들 전력 MOSFET(T1 - T6) 중 하나의 기판 다이오드는 상기 온-상태(on-state) 방향으로 분극된다. 애플리케이션 및 요건에 따라, 상기 단자(A - D)에서의 전송 게이트(29)의 3개의 병렬-스위칭된 부하 경로가 전력 MOSFET 쌍을 갖는 추가의 분기에 의해 확장될 수 있다.

상기 스위칭 제어기(21)는 그들의 게이트 단자(E, F)를 통해 구동되는 2개의 전력 트랜지스터(27, 28)로 이루어진다. 이들 전력 MOSFET(27, 28)은 이하에서 더 상세하게 설명될 것이다. 상기 전력 MOSFET(27, 28)의 제어된 링크는 예를 들어, 코일이나 그와 같은 유도성 엘리먼트인 초크(24)를 통해 서로 결합된다. 상기 트랜지스터(27, 28)의 소스 단자는 각 경우에 프리-휠링(free-wheeling) 다이오드(25, 26)를 통해 기준 전위(GND)에 더 연결된다. 상기 트랜지스터(27, 28)의 드레인-측 단자는 단자(22, 23)에 연결된다.

본 발명의 스위칭 디바이스(20)의 중심 엘리먼트는 상기 스위칭 제어기(21)의 기능을 제어하거나 조절하도록 되어 그의 스위칭 프로세스를 모니터링하는 제어 디바이스(36)이다. 제어 유닛(36)은 예를 들어, 프로그램-제어된 디바이스로서, 예를 들어 마이크로제어기 또는 마이크로프로세서로서 구현될 수 있다. 외부 "온/오프" 신호에 의해 제어되는 상기 제어 유닛(36)은 상기 단자(22, 23) 사이의 접속을 개폐한다. 상기 "온/오프" 신호에 응답하여, 상기 제어 유닛(36)은 상기 스위칭 제어기(21)의 요구된 스위칭 상태에 도달할 때, 상기 신호 "스위치 온"을 외부 제어 유닛(도시되지 않음)에 전달한다. 상기 제어 유닛(36)은 상기 스위칭 제어기(21)의 전체 기능을 모니터하도록 사용되는 추가의 "진단" 신호를 더 생성한다. 상기 "진단" 신호는 상세한 에러 분석의 정도까지 확장가능하다.

상기 스위칭 제어기(21)는 상기 인덕터(24)에 대부분 대칭적으로 배열되는 다수의 기능 그룹으로 이루어진다. 이 경우에, 상기 전력 MOSFET(27, 28)의 게이트 단자는 게이트 제어기(30, 31)에 연결된다. 상기 전력 MOSFET(27, 28)의 제어를 위해, 이들 게이트 제어기(30, 31)는 상기 제어 유닛(36)의 제어 신호(Ctrl1, Ctrl2)를 공급받는다. 상기 게이트 제어기(30, 31)는 신호(Ctrl1, Ctrl2)의 기능으로서 상기 전력 MOSFET(27, 28)을 제어하여, 각 경우에서 이들 전력 MOSFET(27, 28) 중 하나는 상기 신호(Ctrl1, Ctrl2)의 클록에 의해 스위치 온되거나 스위치 오프된다.

상기 전력 MOSFET(27, 28)은 상기 예시적인 실시예에서 N-채널 MOSFET으로서 구현된다. 상기 트랜지스터(27, 28)를 스위치 온 하기 위해 상기 구동 전위보다 높은 게이트 전위 및 그에 의해 상기 단자(22, 23)를 통해 연결된 신호(V1, V2)의 전위보다 높은 게이트 전위가 요구된다. 이 목적을 위해, 보조 전력(32, 33)이 상기 전력 MOSFET(27, 28) 각각에 제공되며, 상기 보조 전력(32, 33)은 관련된 게이트 제어기(30, 31)에 연결되며 상기 트랜지스터(27, 28)의 구동을 위해 관련된 게이트 전위를 공급한다.

또한, 전류 측정 디바이스(35, 36)는 상기 전력 MOSFET(27, 28)의 기판 단자 및 소스 단자에 연결되도록 제공되며, 이들 전력 MOSFET(27, 28)의 부하 경로에서 전류를 측정하도록 설계된다. 이것을 시작 포인트로서 이용하여, 상기 전류 감지 디바이스(35, 36)는 상기 제어 유닛(36)에 공급되어 상기 스위칭 제어기(21)의 기능 시퀀스의 제어 및 감독을 위해 TKYD되는 전류 감지 신호(CS1, CS2)(CS = 전류 감지(Current Sense))를 생성한다.

또한, 전류 감지 디바이스(37)는 상기 전력 MOSFET(27, 28)의 드레인 단자에 연결되도록 제공된다. 상기 전압 감지 디바이스(37)는 상기 단자(22, 23)에서의 전위(V1, V2) 및 그로 인해 상기 스위칭 제어기(21)에서 강하된 차동 전압(Vdiff)을 기록한다. 이 경우에, 상기 전압 감지 디바이스(37)는 한편으로는 상기 차동 전압(Vdiff)의 극성을 검출하고 이것의 함수로서 디지털 신호(Vdiff1)를 생성한다. 다른 한편으로, 상기 전압 감지 디바이스(37)는 상기 차동 전압(Vdiff)의 절대값을 기록하며 그라운드-관련 전압값(Vdiff2)으로서 상기 차동 전압(Vdiff)량을 출력한다. 상기 전압 감지 디바이스(37)의 기능을 위해 기준 전압(Vref)이 또한 요구된다. 상기 전압 감지 디바이스(37)의 출력 측에 제공되는 신호(Vdiff1, Vdiff2)는 제어 및 모니터링의 목적으로 상기 제어 유닛(36)에 공급된다.

도 3에서의 회로 구성은 실제 전송 게이트를 포함하는 기능 블록(29)을 도시한다. 상기 전송 게이트(29)는 상기 스위칭 제어기(21)에 병렬로 배치되며, 따라서 상기 입력(22)과 상기 출력(23) 사이에 연결된다. 상기 전송 게이트(29)는 상기 제어 유닛(36)의 제어 신호(TGon)를 이용하여 스위치 온 또는 스위치 오프될 수 있다.

도 3에 도시된 본 발명의 스위칭 디바이스(20)의 기능은 간략하게 이하에 설명된다.

먼저 상기 스위칭 디바이스(20)가 개방 상태인 것으로 가정하는데, 이는 상기 "온/오프" 신호가 낮은 논리 레벨을 나타냄을 의미한다. 입력(22)에서의 전위(V1)는 출력(23)에서의 전위(V2)보다 크게 놓여진다. 트랜지스터(27, 28)뿐 아니 라 이들 트랜지스터(27, 28)를 구동하기 위한 충전 펌프도 스위치 오프된다.

상기 스위칭 디바이스(20)의 스위치-온 프로세스를 위해, 상기 제어 유닛(36)은 제어 신호를 수신하여, 예를 들어 상기 "온/오프" 신호를 높은 논리 레벨로 설정함으로써 상기 스위칭 디바이스를 닫는다.

1. 스위치-온 프로세스:

제 1 단계에서, 상기 스위칭 제어기(21)가 제 2 단계에서 완전히 닫히기 전에 입력(22)과 출력(23) 사이의 전위차(Vdiff)가 상기 스위칭 제어기(21)에 의해 균등화된다.

2. 준비:

초기에, 전압 차이(Vdiff2) 및 전압 극성(Vdiff1)(Vdiff2 > 0, Vdiff1 = HIGH)은 상기 전압 감지 디바이스(37)에 의해 측정되어 상기 제어 유닛(36)에서 평가된다.

3. 상기 제어 유닛(36)에서 다음의 결정이 이루어진다:

- 상기 전압 차이(Vdiff2)는 상위 임계값보다 크다. 이는 스위칭 제어기를 동작시킴으로써 요구되는 전압 등화를 발생시킨다.

- 상기 전압 차이(Vdiff1)는 양(+)의 극성을 갖는다. 이에 의해, 트랜지스터(27)는 스위칭 제어기 트랜지스터로서 선택되며, 여기서 반대의 극성으로 동작하는 트랜지스터(28)는 정적으로 스위치 온된다. 또한, 상기 전류 감지 신호(CS2)는 전류 감지를 위해 선택된다.

- 상기 전송 게이트(29)는 초기에 스위치 오프 상태로 남아있다.

- 상기 제어 유닛(36)은 상기 전압 차이(Vdiff2)가 더 낮은 임계값보다 작은 것으로 결정하면, 상기 프로세스는 상기 포인트에서 직접 이하의 5번 프로세스로 점프한다.

4. 스위칭 제어기 모드:

트랜지스터(27)의 스위치-온 상에서, 상기 인덕터(24)를 통과하는 전류가 계속 증가하여, 트랜지스터(28)의 소스-측 전류 및 상기 인덕터(24)로부터의 전류를 매핑하는 전류 감지 신호(CS2)도 계속하여 증가하는 전압을 갖는다. 상기 전류 감지 신호(CS2)는 상위 한계값에 대해 모니터링된다. 상기 충전 전류가 상기 트랜지스터(27)의 제어 링크를 통해 흘러 상기 코일(24)을 통해 상기 상위 한계값에 도달하면, 상기 트랜지스터(27)는 스위치 오프된다. 또한, 상기 트랜지스터(27)의 온 지속기간은 제 2 상위 한계값과 비교된다. 상기 인덕터(24)를 통과하는 충전 전류는 이제 상기 프리-휠링 다이오드(25)를 통해 흐르며, 이 경우에 상기 전류는 그로 인해 감소한다. 상기 전류 감지 신호(CS2)는 상기 충전 전류의 하한값에 대해 모니터링된다. 상기 부하 전류가 상기 하한값에 도달하면, 상기 트랜지스터(27)는 다시 스위치 온된다. 상위 및 하위 전류 한계값 사이에서 진동하는 인덕터(24)에서 삼각 부하 전류 곡선이 생성된다. 따라서, 이는 삼각 전류 곡선을 갖는 스위치 제어기 장치(21)의 출력에 상기 입력(22)으로부터의 전류 흐름을 생성한다.

5. 스위치-온을 완료하기 위한 스위칭 제어기 모드로부터의 천이:

상기 스위칭 제어기(21)가 4번에 따른 스위칭 제어기 모드에서 장기간 동안 동작하는 경우, 결과적으로 스위칭 제어기(21)에서의 상기 차동 전압(Vdiff)은 시 간에 따라 감소할 것이다. 이는 상기 인덕터(24)의 충전 시간이 동시에 증가함을 의미한다. 상기 충전 시간이 상위 소정의 한계값에 도달하거나 상기 한계값을 초과하면, 상기 스위칭 제어기(21)에서의 전압 차이(Vdiff)는 최소가 됨을 추정할 수 있다. 상기 스위칭 제어기에 병렬로 배치된 전송 게이트(29)는 위험 없이 닫힐 수 있고 스위치 온될 수 있다. 이러한 목적을 위해, 상기 스위칭 제어기(21)의 트랜지스터(27)는 이제 영구적으로 스위치 온된다. 유사하게, 전송 게이트(29)는 상기 신호(TGon)을 통해 스위치 온되어 상기 전체 스위칭 디바이스가 스위치 온된다. 상기 제어 유닛(36)은 상기 "스위치 온" 신호를 로우 논리 레벨로부터 하이 논리 레벨로 스위칭한다. 이러한 방식으로, 상기 스위칭 디바이스의 현재 스위치-온 스위치 상태가 외부로 시그널링된다.

상기 예시적인 실시예의 전송 게이트(29)는 정확하게 3개의 병렬-스위칭 분기를 갖는 특징이 있으며, 각 분기는 2개의 전력 MOSFET(T1 - T6)을 특징으로 한다. 상기 전송 게이트(29)는 실질적으로, 도 2를 참조로 설명된 전송 게이트의 회로 구조를 갖는다.

트랜지스터(T1 - T6)의 게이트 단자 및 소스 단자는 게이트 보호 회로(40)를 통해 서로 결합된다. 상기 게이트 보호 회로(40)는 커패시터(C1), 저항(R1) 및 제너 다이오드(D1)를 구비하는 병렬 회로를 포함한다. 상기 병렬 회로는 한편으로는 음(-)의 게이트 전위에 대해, 다른 한편으로는 상기 게이트 단자를 파괴하여 상기 트랜지스터(T1 - T6)가 기능하지 못하게 할 수 있는 과전압(overvoltage)에 대해 상기 트랜지스터(T1 - T6)의 게이트 단자를 보호한다.

충전 펌프(41), 스위칭가능한 발진기(42) 및 스위치-오프 디바이스(43)가 상기 전송 게이트(29)의 구동을 위해 더 제공된다.

상기 스위칭가능한 발진기(42)는 논리 게이트(46), 커패시터(C6) 및 피드백 저항(R6)을 포함한다. 상기 논리 게이트(46)는 입력 신호가 커플링될 때, 히스테리시스(hysteresis)에 민감한 스위칭 행동을 나타낸다. 유용하게는, 상기 논리 게이트(46)는 슈미트 트리거(Schmitt trigger) 회로로서 구현된다. 상기 논리 게이트(46)는 2개의 입력 단자를 갖는데, 제 1 입력 단자는 상기 제어 신호(TGon)로의 커플링을 위해 상기 제어 연결부(45)에 연결된다. 제 2 입력 단자는 커패시터(C6)를 통해 공급 전위, 예를 들어 기준 그라운드(GND)를 위한 공급 단자(39)에 연결된다. 피드백 저항(R6)은 상기 제 2 입력 단자와 상기 논리 게이트(46)의 출력 사이에 배치된다.

상기 충전 펌프(41)는 상기 스위칭가능 발진기(42)로부터 하위로 연결된다. 상기 충전 펌프(41)는 인버터(47), 저항(R4, R5), 커패시터(C2 - C5) 및 다이오드(D2 - D6)를 포함한다. 상기 충전 펌프(41)는 방전 경로 및 충전 경로로 이루어진다. 상기 충전 경로는 상기 스위칭가능 발진기(42)의 출력과 상기 전송 게이트(29)의 트랜지스터(T1 - T6)의 제어 단자 사이에 배치된다. 상기 방전 경로는 이들 트랜지스터(T1 - T6)의 소스 단자와 상기 스위칭가능 발진기(42)의 출력 사이에 배치된다. 상기 충전 경로는 인버터(47), 저항(5) 및 커패시터(C3, C5)의 병렬 회 로로 이루어지며, 이들 모두는 직렬로 연결된다. 상기 방전 경로는 상기 커패시터(C2, C4)의 병렬 회로 및 저항(R4)으로 이루어지며, 이들은 서로 직렬로 연결된다. 상기 다이오드(D2 - D6)는 상기 충전 경로 및 방전 경로를 결합하도록 제공된다.

상기 스위치-오프 디바이스(43)는 인버터(48), 트랜지스터(T7, T8) 및 저항(R2, R3)을 포함한다. 상기 인버터(48)는 상기 제어 신호(TGon)에 대해 상기 단자(45)로의 입력 측에 연결된다. 출력 측에서, 상기 인버터(48)는 상기 트랜지스터(T8)의 제어 연결에 연결된다. 상기 트랜지스터(T8)는 상기 저항(T3)을 통해 상기 이미터 측 상에서 상기 공급 단자(39)에 연결된다. 상기 콜렉터 측에서, 상기 트랜지스터(T8)는 상기 저항(R2)을 통해 상기 트랜지스터(T1 - T6)의 게이트 단자에 연결된다. 상기 저항(R2)과 상기 트랜지스터(T8)의 콜렉터 사이의 탭(49)에서의 전위는 상기 트랜지스터(T7)의 구동을 위해 사용되며, 여기서 제어된 링크는 상기 트랜지스터(T1 - T6)의 게이트 단자와 소스 단자 사이에 배치된다.

도 4에 도시된 회로 장치의 기능은 간략하게 이하에서 설명될 것이다:

전송 게이트(29)에서 강하하는 차동 전압 Vdiff = V2 - V1의 극성은 정의되지 않는다. 이러한 이유로, 각 경우의 전력 MOSFET(T1 - T6) 중 2개는 그의 제어된 링크가 상기 관련된 전력 MOSFET(T1 - T6)에 고유하게 존재하는 보디 다이오드(body diode)의 구동을 방지하도록 직렬로 연결되어야 한다. 상기 전송 게이트(29)의 전류 전달 용량을 증가시키기 위해, 여기에 도시된 예에서 트랜지스터(T1 - T6) 쌍을 갖는 3개의 분기가 서로 병렬로 배치되며, 상기 병렬 회로의 각 분기는 상기 총 전류의 일부분을 전달한다. 이러한 방식으로, 전송 게이트(29)는 최대 1 kA 범위의 매우 높은 전류를 스위칭할 수 있는 매우 간단하고 비용 효율적인 방식으로 제공될 수 있다. 상업적으로-이용가능한 저가의 트랜지스터(T1 - T6)(전력 MOSFET)가 이와 같은 목적을 위해 유용하게 사용될 수 있으며, 이들 트랜지스터(T1 - T6)는 예를 들어, 최대 100 A로 사용되도록 설계된다.

이들 전력 MOSFET(T1 - T6)의 소스 단자 및 게이트 단자 둘 다가 병렬로 스위칭되기 때문에, 충분히 큰 양(+)의 게이트 소스 전압을 인가함으로써(전형적으로 약 10 - 15 V) 전체 전송 게이트(29)가 스위치 온 될 수 있다.

상기 논리 게이트는 그의 입력에서 히스테리시스에 민감한 스위칭 행동을 유용하게 나타낸다. 예를 들어, 하이 논리 레벨을 나타내는 논리 게이트(46)의 제 1 입력 단자에 제어 신호(TGon)가 존재하면, 피드백 저항(R6) 및 커패시터(C6)의 값에 의해 발진 주기가 결정되는 발진 신호가 상기 논리 게이트(46)의 출력에서 발생한다.

상기 스위칭가능 발진기(42)의 이와 같은 발진 출력 신호(Vos)는 상기 게이트(46)의 출력 및 인버터(47)의 출력에서 180°위상만큼 이동된 2개의 구형파 신호(Vos, Vos')가 존재하도록 상기 인버터(47)를 구동시킨다. 이들 2개 신호(Vos, Vos')(2개의 전류-제한 저항(R4, R5)을 통해 디커플링됨)는 상기 위상과 반대로 된 충전 펌프(41)를 구동한다. 상기 반대 위상은 다이오드(D2 - D6)의 사용으로부터 기인한다.

이제, 상기 발진기 신호(Vos)의 각 클록을 이용하여, 상기 공급 전압의 충전(전형적으로 5 V 정도임)은 커패시터(C2 - C5) 및 다이오드(D2, D6)에 의해 상기 충전 커패시터(C1)에서 시프트된다. 이는 상기 트랜지스터(T1 - T6)를 스위치 온 함으로써, 상기 트랜지스터(T1 - T6)의 게이트 단자 및 소스 단자 사이에 배치된 충전 커패시터(C1)에 전압이 축적됨을 의미한다.

상기 충전 펌프(41)의 선택된 구현은 상기 신호(Vos, Vos')를 의미하는 상기 충전 펌프의 입력 전위 및 상기 트랜지스터(T1 - T6)의 소스 전위를 의미하는 상기 충전 펌프의 출력 전위의 직류형 디커플링(direct-current-like decoupling)을 허용한다.

또한, 상기 트랜지스터(T8) 및 상기 트랜지스터(T7)는 상기 제어 신호(TGon) 및 상기 인버터(48)를 통해 스위칭된다. 상기 신호(TGon)가 로우 전위이면, 상기 트랜지스터(T8)는 스위칭 온 되는 한편, 상기 신호(TGon)가 하이 전위이면 상기 트랜지스터(T8)는 스위칭 오프 된다. 이는 상기 충전 펌프(41)가 구동될 때 상기 트랜지스터(T8)가 스위칭 오프 상태로 있음을 의미한다. 상기 충전 펌프(41)가 하이 논리 레벨로부터 로우 논리 레벨로의 상기 신호(TGon)의 변경에 의해 스위칭 오프 되면, 상기 트랜지스터(T8)는 스위칭 온 된다. 따라서, 상기 트랜지스터(T1 - T6)의 게이트 단자와 소스 단자 사이의 제어 전압이 단락되어, 이들 트랜지스터(T1 - T6)가 스위치 오프 된다. 이러한 방식으로, 전송 게이트(29)가 매우 신속하게 스위칭 오프 될 수 있으며, 이는 상기 전송 게이트(29)가 비전도성 상태로 이동할 수 있음을 의미한다.

도 5는 도 3으로부터의 본 발명의 스위칭 디바이스의 스위칭 제어기의 상세한 회로도를 도시한다.

이전에 언급한 바와 같이, 상기 스위칭 제어기(21)는 상기 프리-휠링 다이오드(25, 26) 및 이들 사이에 배치된 인덕터(24)뿐 아니라 실질적으로 2개의 트랜지스터(27, 28)를 포함한다. 상기 스위칭 제어기(21)의 중요한 엘리먼트는 그의 구동이다.

상기 프리-휠링 다이오드(25) 및 상기 인덕터(24)와 함께, 상기 스위칭 제어기(21)의 입력 측에 배치된 트랜지스터(27)는 공지된 하향 제어의 기본 엘리먼트를 형성한다. 상기 입력 단자(22)를 통해 상기 입력 측에서 커플링되는 신호의 경우에, 상기 다이오드(26)는 비구동되며 상기 트랜지스터(28)는 정적으로 스위칭 온 된다. 상기 트랜지스터(27)가 상기 입력 신호(V1)를 통해 스위칭 온 되면, 상기 인덕터(24)를 통과하는 전류(I1)는 지속적으로 증가하여, 입력(22)과 출력(23) 사이의 전압 차이 Vdiff = V2 - V1에 의해 구동된다. 상기 전류(I1)가 소정의 상한값에 도달하면, 상기 트랜지스터(27)는 스위치 오프되며, 상기 인덕터(24)를 통과하는 전류(I1)는 이제 상기 프리-휠링 다이오드(25)를 통해 흐른다. 이는 더 낮은 임계값에 도달할 때까지 상기 전류(I1)가 감소하게 한다. 이 지점에서, 상기 트랜지스터(27)는 다시 스위칭 온 하며 상기 프로세스는 다시 시작한다. 결과적으로, 입력(22)으로부터 출력(23)으로의 전류 흐름(I1)이 생성된다.

상기 인덕터(24)를 통해 흐르는 전류(I1)는 또한 상기 충전 단계 동안 상기 트랜지스터(27)를 통해서만 흐른다. 상기 방전 단계에서 상기 전류(I1)는 상기 트랜지스터(27)를 통해 흐르지 않으며, 대신 상기 프리-휠링 다이오드(25)를 통해 흐른다. 상기 전류(I1)는 역으로 동작되는, 정적으로 스위칭 온 되는 트랜지스터 (28)를 통해, 상기 충전 단계 및 상기 방전 단계의 양 단계에서 동시에 흐른다.

본 발명의 예시적인 실시예에서, 상기 트랜지스터(27, 28)는 전력 MOSFET, 특히 N-채널 전력 MOSFET으로서 구현된다. 그와 같은 전력 MOSFET은 전형적으로 복수의 트랜지스터 셀로 이루어진다. 이 경우에, 상기 트랜지스터 셀 각각은 개별적인 트랜지스터를 포함하며, 상기 서로 다른 개별 트랜지스터의 전류 전달 부하 경로는 서로 병렬로 연결된다. 따라서, 이들 개별 트랜지스터의 병렬 연결은 트랜지스터 셀의 수에 따라 상당히 높은 전류 전달 용량을 생성한다.

상기 트랜지스터(27, 28)는 바람직하게는 이 경우에 감지-MOSFET(27, 28)으로서 구현된다. 도 6은 그와 같은 감지 MOSFET으로서 구현된 트랜지스터(27, 28)의 단자 할당을 도시하며, 이 경우에 상기 단자 할당은 도 5에 도시된 것에 대응해야 한다.

그와 같은 감지 MOSFET(27)은 그의 통상의 기능에 더하여, 제어된 링크를 통해 전류를 측정하는 옵션을 제공한다. 감지 MOSFET(27)(종래의 MOSFET과 유사함)은 제어된 전류 흐름을 통해, 소스 단자(S) 및 드레인 단자(D)뿐 아니라 상기 전류 흐름의 제어를 위한 게이트 단자(G)를 특징으로 한다. 또한, 감지-MOSFET으로 상기 트랜지스터 셀의 더 작은 비율(proportion)이 그 자신의 CS(CS = Current Sense) 단자를 갖춤으로써, 상기 소스-측 부하 전류(I1)의 더 낮은 비율이 인출(tap off)될 수 있다. 단자 KS(KS = Kelvin Source)에서의 전위는 상기 전류 감지의 기준을 형성한다. 따라서, 단자 KS를 통해 4-와이어(four-wire) 측정 스타일의 소정 범위까지, 상기 단자(S1)의 본드 와이어(bond wire)의 저항에서 발생하는 전 압 강하를 통한 에러 엔트리(entry)를 피할 수 있다. 가능한 한 높은 측정 정확도를 구현하기 위해, 상기 단자 CS 및 KS 사이의 전압 차이는 가능한 한 작아야 하며, 이상적으로는 100 mV 보다 훨씬 더 작아야 한다. 이것은 가능한 한 작으며, 도 6에 따른 감지 MOSFET을 보장받는 전류 감지 회로의 입력 임피던스를 필요로 한다.

도 6에 따른 감지 MOSFET을 이용하는데 있어서 특별의 장점(측정 저항(션트(shunt) 저항)에서의 전압 강하의 측정에 반대됨)은 현저하게 더 낮은 전력 소실에 있는데, 그 이유는 상기 소스 전류의 매우 작은 부분만이 상기 측정된 값을 형성하도록 포함되기 때문이다. 감지 MOSFET은 전형적으로 적은 10,000 - 100,000 트랜짓터 셀을 갖는다. 충분히 표시하는 전류 측정을 위해, 전류 감지를 위해 이들 트랜지스터 셀 중 약간만을 포함하는 것으로 충분하다.

전류 감지 디바이스(35, 36)가 트랜지스터(27, 28)에서의 전류 감지를 위해 각 경우에 제공된다. 상기 전류 감지 디바이스(35)는 2개의 측정 경로를 포함하며, 상기 경로는 일 측에서 기준 전위를 갖는 공급 단자(39)에 연결되며 타 측에서 상기 감지 MOSFET(27)의 측정 단자(KS11, CS11)에 연결된다. 제 1 전류 감지 경로는 트랜지스터(T51, T31)의 제어된 경로뿐 아니라 저항(R11)으로 이루어지고, 이들은 서로 직렬로 연결되며 상기 공급 연결부(39)와 단자(KS11) 사이에 배치된다. 상기 제 2 전류 감지 경로는 상기 트랜지스터(T61, T41)의 제어된 경로뿐 아니라 상기 저항(R21)으로 이루어지며, 이들은 상기 공급 연결부(39)와 단자(CS11) 사이에 직렬로 배치된다. 상기 트랜지스터(T31, T41)뿐 아니라 상기 트랜지스터(T51, T61)는 전류 밸런싱 회로(current balancing circuit)에 각각 배치되며, 상기 트랜지스터(T51 및 T41)는 각 경우에 상기 관련 전류 밸런싱 엘리먼트(T51, T61; T31, T41)의 트랜지스터 다이오드를 형성한다. 상기 저항(R21) 및 트랜지스터(T61) 사이의 탭은 출력 단자(50)를 형성하며, 상기 전류 감지 신호(CS1)가 인출될 수 있다.

트랜지스터(27)를 통해 흐르는 부하 전류의 측정은 기준 전위(KS11)에 기초하여 이루어지며, (상기 단자(22, 23)에 인가된 외부 전위(V1, V2)의 레벨에 따라) 상기 기준 전위(KS11)는 최소값과 60V 근처 사이에서 변동한다. 제어 유닛(30)에서의 개선된 추가의 프로세싱을 위해, 상기 전류 감지 신호(CS1)의 전위 시프트가 이루어진다. 이것은 각각의 전류 감지 디바이스(35)에 배치된 전류 밸런싱 회로를 이용함으로써 특히 효율적인 방식으로 구현될 수 있다. 이 경우에, 상기 감지 MOSFET(27)으로부터 적절한 전류 감지 신호를 인출하기 위해, 상기 전류 감지 회로(35) 또는 전류 밸런싱 회로의 입력 임피던스는 가능한 한 낮아야 한다. 그 후에, 감지된 전류는 전류 감지 신호(CS1)로서 출력(5)에 인출될 수 있는 저항(R21)에 의한 추가의 프로세싱에 적합한 전위(CS1)로 변환될 수 있다.

상기 전류 감지 디바이스(36)는 상기 전류 감지 디바이스(35)에 대한 동등한 구조를 갖는다. 그러나, 여기서는 상기 트랜지스터(28)가 역으로 동작하며 따라서 상기 트랜지스터(28)의 전류 측정 회로의 단자는 정상 동작과 비교하여 역전된다.

도 7은 도 3으로부터 상기 게이트 제어 디바이스를 공급하기 위한 보조 전력의 회로도를 도시한다.

상기 보조 전력(32)은 트랜지스터(T12), 상기 인덕터(L12) 및 더블 다이오드(D12)를 특징으로 하며, 도 7로부터의 회로에서 이들은 하향 제어기의 기본 구성요소를 형성한다.

트랜지스터(T12)가 스위치 온 되면, 트랜지스터(T42)의 이미터에서의 높은 전위로 인하여, 증가한 전류가 상기 인덕터(L12)를 통해 흐른다. 상기 전류(I12)는 동시에 상기 전류 감지 저항(R12)을 통해 흐른다. 이로부터 생성된 전압은 저항(R32)을 통해 트랜지스터(T22)의 베이스로 유도된다. NPN 바이폴라 트랜지스터(T32)와 PNP 바이폴라 트랜지스터(T22)의 연결은 트랜지스터의 베이스 이미터 다이오드의 영향을 크게 보상하여, 전반적으로 매우 낮은 베이스 이미터 전압 차이를 갖는 트랜지스터가 생성된다. 소정의 범위까지 캐스캐이드(cascaded) 연결된 이들 트랜지스터(T22, T32)는 "슈퍼트랜지스터"를 형성한다.

상기 트랜지스터(T32)의 이미터 전위는 저항(R52, R62)으로 이루어지는 전압 분배기에 의해 상위 임계값으로 설정된다. 트랜지스터(T12)를 통과하는 전류(I12)가 0에 근접하면, 상기 "슈퍼트랜지스터"(T22, T32)의 베이스 전위가 또한 0이며 상기 트랜지스터(T12)는 차단된다. 상기 "슈퍼트랜지스터"(T32, T22)의 콜렉터 전위는 상기 저항(R42)을 통해 5V 정도로 상승하며, 결과적으로 이에 연결된 트랜지스터(T42)의 기본 전압이 또한 증가한다. 따라서, 상기 트랜지스터(T42)의 이미터 전압은 약 4.3V까지 증가한다. 상기 트랜지스터(T42)는 이미터 측에서 트랜지스터(T12)의 제어 연결부와 커플링된다. 주어진 전압 값 4.3V는 상기 T12를 스위치 온 하기에 충분하다. 상기 엘리먼트(L12, T12, R12)를 통해 전류(I12)가 증가하면, 상기 저항(R12)을 통해 감소하는 전압은 증가하며, 그에 의해 상기 "슈퍼트랜지스터"(T22, T32)의 베이스의 구동을 위해 상기 저항(R32)을 통해 전압이 감소한다. 상기 트랜지스터(T32)의 이미터에서 설정된 상위 임계값에 대응하는 값에 도달하면, 트랜지스터(T32)가 스위칭 온 되고, 이 지점에서 그의 콜렉터 전위는 강하한다. 그 결과, 상기 트랜지스터(T42)의 이미터 전압이 강하하며, 트랜지스터(T12)의 게이트 전압도 강하한다. 그 후에, 트랜지스터(T12)는 스위치 오프된다. 초크로서 기능하는 코일(L12)을 통한 유도 전압에 의해 구동된, 상기 트랜지스터(T12)의 드레인 단자에서의 전압은 상기 더블 다이오드(D1)가 전류를 전도하기 시작할 때까지 상승한다. 상기 인덕터(L12)에 저장된 에너지는 커패시터(C12)를 통해 방전되거나, 또는 상기 다이오드(D22)를 통해 상기 제너 다이오드(D22)의 파괴 전압에 도달할 때 방전된다.

동시에, 상기 더블 다이오드(D12)의 중심 탭(70)에서의 전위는 입력(22)에 존재하는 전위(V1)를 통해 증가하며, 상기 지점에서 트랜지스터(T52)는 전도성이 되며 상기 저항(R82)에 의해 제한되는 전류(I22)는 상기 트랜지스터(T52)의 제어 링크를 통해 흐른다. 상기 전류(I22)는 트랜지스터(T22, T32)를 스위치 온 하는 저항기(R32)에 전압 증가를 생성한다. 이에 의해, 트랜지스터(T42)의 베이스 전위는 낮은 값으로 유지되며, 결과적으로 상기 트랜지스터(T12)는 스위치 오프 상태로 된다.

인덕터(L12)가 완전히 방전되면, 상기 인덕터(L12)에 걸친 전압은 소실된다. 마찬가지로 트랜지스터(52)는 차단되고 저항기(R32)에서의 전압은 0을 향하여 강하 된다. 이는 상기 "슈퍼트랜지스터"(T22, T32)가 다시 스위치 오프 되고, 이 지점에서 그의 콜렉터 전위가 상승함을 의미한다. 상기 트랜지스터(T42)의 이미터 전압이 또한 증가하며 트랜지스터(T12)는 다시 스위치 온 될 것이다. 이에 의해, 상기 상위 임계값과 0 사이에서 역방향 및 순방향으로 진동하는 인덕터(L12)에 삼각 전류가 생성된다. 상기 충전 단계에서, 상기 인덕터(L12)는 입력(22)에 존재하는 전위(V1)로부터 전하를 취하고, 상기 방전 단계에서 상기 전하를 상기 저장 커패시터(C12)에 전달한다. 따라서, 생성된 상기 전위(Vaux1)는 상기 출력(71)에서 인출될 수 있으며, 전력 MOSFET, 이 경우에 전력 MOSFET(27)의 게이트 제어 디바이스(31)를 공급한다.

도 8은 도 3으로부터 상기 스위칭 제어기를 제어하기 위한 게이트-제어 디바이스(30)의 회로도를 도시한다.

상기 게이트 제어 디바이스(30)는 상기 보조 전력(32)에 의해 생성된 공급 단자(71)에서 디커플링될 수 있는 공급 전위(Vaux1)를 공급받을 수 있다. 상기 게이트 제어 디바이스(30)는 상기 제어 디바이스(36)에 커플링되는 또 하나의 제어 연결부(72)를 특징으로 하며, 이를 통해 제어 신호(Ctrl1)가 디커플링될 수 있다. 상기 신호(Ctrl1)의 레벨을 이용하면, 상기 게이트 제어 디바이스(30)의 제어 유닛(36)은 상기 전력 MOSFET(27)의 스위칭 상태를 결정한다. 상기 제어 신호(Ctrl1)가 로우 논리 레벨(LOW)을 갖는 경우, 트랜지스터(T13)는 0 전류로 스위칭된다. 그 후에, 상기 트랜지스터(T23)가 또한 스위치 오프되는데, 그 이유는 상기 트랜지스터의 베이스 이미터 전압이 이 경우에 0이기 때문이다. 상기 저항(R63)은 상기 전력 MOSFET(27)의 소스 전압에 대한 상기 트랜지스터(T33)의 베이스 전위를 형성하며, 이 지점에서 상기 트랜지스터(T33)가 스위칭되고 단자(74)에서의 전위는 단자(73)에서의 전위 값에 크게 근접한다. 상기 단자(73)는 소스 단자(S11)에 연결되고, 상기 단자(74)는 상기 전력 MOSFET(27)의 게이트 단자(G11)에 연결된다. 결과적으로, 상기 전력 MOSFET(27)의 상기 게이트 소스 전압은 대략 0이 되어 상기 MOSFET(27)이 스위치 오프 된다.

제어 유닛(36)에 의해 제어되는 상기 제어 입력(72)에서의 제어 신호(Ctrl1)가 하이 논리 레벨(HIGH)로 점프하면, 트랜지스터(T13)는 전도성으로 된다. 트랜지스터(T13)는 전류원으로서 저항(R23)을 갖는 커넥터로 동작하며, 상기 값은 상기 제어 신호(Ctrl1)의 레벨 및 상기 저항기(R23)의 값에 의해 결정된다. 상기 트랜지스터(T13)를 통과하는 부하 전류는 상기 트랜지스터(T23)의 베이스 구동을 위해 사용되며, 상기 트랜지스터(T23)는 상기 저항기(R43, R53) 및 전류 밸런싱 엘리먼트로서의 다이오드(D13)에 의해 구성된다. 트랜지스터(T23)를 통과하는 전류 흐름은 단자(74)를 통해 상기 전력 MOSFET(27)의 게이트 커패시터를 충전한다. 이는 상기 전력 MOSFET(27) 및 상기 전력 MOSFET(27)의 게이트 소스 전압(상기 단자(73, 74) 사이의 전압)이 마지막으로 스위치 온 됨을 의미한다.

상기 제어 신호(Ctrl1)가 로우 논리 레벨로 점프하면, 트랜지스터(T13)는 스위치 오프되며, 이 지점에서 상기 트랜지스터(T23)는 무부하(no-load)로 스위칭된다. 트랜지스터(T33)는 저항(R63)을 통해 전도성으로 스위칭되며, 이 지점에서 상기 MOS 트랜지스터(27)의 게이트 소스 전압은 상기 트랜지스터(T33)를 통해 제어되 며, 상기 저항(R73)은 대략 0V로 제어된다. 그 후에, 트랜지스터(T27)가 스위치 오프 된다.

동일한 방식으로, 상기 전력 MOSFET(28)은 동등하게 구현된 게이트 제어 디바이스(32)를 통해 스위치 온 되거나 또는 스위치 오프 된다.

도 9는 도 3으로부터의 전압 감지 디바이스(37)의 회로도를 도시한다.

전압 감지 디바이스(37)는 제 1 차동 증폭기(80), 전압 비교기(81), 2-극성(two-pole) 스위치(S1a, S1b) 및 제 2 차동 증폭기(82)로 이루어진다.

제 1 차동 증폭기(80)는 입력 측에서 상기 저항(R110, R130)을 통해 상기 단자(22, 23)에 연결된다. 따라서, 상기 제 1 차동 증폭기(80)는 상기 단자(22, 23) 사이에 존재하는 차동 전압 Vdiff = V2 - V1을 기준 전압 Vref으로 변환한다. 상기 제 1 차동 증폭기(80)가 5V의 공급 전압을 제공받는 경우에 대해, 기준 전압 Vref = 2.5V가 유용한데, 그 이유는 상기 측정된 차동 전압 Vdiff가 양극성 및 음극성 둘 다를 특징으로 할 수 있기 때문이다. 상기 차동 전압 Vdiff의 양극성은 이하와 같이 주어진다.

상기 단자(22, 23) 사이의 전압 차이 Vdiff는 상기 저항(R110, R120, R130, R140)으로 이루어지는 차동 증폭기에 기록되며, 상기 제 1 차동 증폭기(80)는 소정의 기준 전압(Vref)에 관련된 DC 전압으로 변환된다. 상기 전압 차이가 0V로 되면, 전압(Vref)은 상기 차동 증폭기(80)의 출력에서 인출될 수 있다.

더 주목할 사항으로서, 상기 입력 전위(V1, V2)는 일부 환경 하에서 60V 정도 범위의 높은 값을 가질 수 있지만, 충전 등화의 증가에 따라 상기 차동 전압 Vdiff = V2 - V1는 비교적 작아지며, 예를 들어, 1V 미만의 범위에 있다. 이들 이유에 대해, 상기 제 1 차동 증폭기(80)는 최상의 공통-모드 제거를 특징으로 해야 한다.

상기 제 1 차동 증폭기(80)로부터 하위로 연결된 전압 비교기(81)는 상기 제 1 차동 증폭기(80)의 출력 전압과 상기 기준 전위 Vref를 비교한다. 상기 출력 전압이 상기 기준 전압 Vref보다 큰지 작은지에 관계없이, 상기 전압 비교기(81)는 출력 측에 2개의 제어가능한 스위치(S1a, S1b) 중 하나를 구동시킨다. 상기 제어가능한 스위치(S1a, S1b)는 서로 커플링되며, 예를 들어 CMOS 전환 스위치로서 구현될 수 있다.

서로 커플링된 스위치(S1a, S1b)의 이와 같은 제어된 전환은 항상 하위의, 동일한 극성의 신호를 갖는 제 2 차동 증폭기(82)를 구동시킨다. 본 발명의 예시적인 실시예에서, 상기 제 2 차동 증폭기(82)는 항상 양(+)의 입력 전압으로 구동된다. 상기 제 2 차동 증폭기(82)는 회로에서 저항(R150, R160, R170, R180)과 연결된다. 상기 제 2 차동 증폭기(82)의 기준 전위(GND)는 그라운드 전위(GND)(도 9에 도시되지 않음)이기 때문에, 상기 제 2 차동 증폭기(82)는 상기 기준 그라운드에 관련된 전압 감지 디바이스(37)의 입력 측에 커플링된 차동 전압 Vdiff의 절대값을 생성한다. 상기 제 2 차동 증폭기(82)의 출력 측에 존재하는 상기 신호 Vdiff2는 출력 단자(83)에서 인출될 수 있으며, 따라서 상기 제어 유닛(36)에 공급될 수 있다. 상기 신호 Vdiff2는 상기 절대값 또는 상기 차동 전압 Vdiff량을 특정하는 전압 감지 신호를 형성한다.

상기 비교기(81)의 출력 신호는 동등하게 상기 신호 Vdiff1을 형성하며, 상기 신호는 출력 단자(84)에서 인출될 수 있으며 상기 차동 전압 Vdiff의 제어 유닛(36)으로 유도된다. 따라서, 상기 신호 Vdiff1은 전압 감지 신호를 형성하며, 상기 전압 감지 신호는 상기 차동 전압 Vdiff의 극성 또는 상승 부호를 특정한다.

도 10은 블록도를 참조하면, 본 발명의 스위칭 디바이스에 대한 제어 유닛(36)의 구조를 도시한다.

상기 제어 유닛(36)은 2개의 비교기(90, 91), 전환 유닛(92), 2개의 추가 비교기(93, 94), 시간 모니터링을 갖는 PWM 발생기(95), 논리 유닛(96) 및 진단 유닛(97)으로 이루어진다.

상기 비교기(90, 91)는 상기 차동 전압 Vdiff2의 절대값과 상위 전압 값(Vo1) 및 하위 전압 값(Vu1)을 비교하며, 이로부터 상기 논리 유닛(96)에 라우팅 될 2개의 논리 신호(Vo2, Vu2)를 생성한다. 상기 전위 Vdiff2가 Vo1보다 크면, 상기 비교기(90)의 출력 신호(Vo2)는 하이 논리 레벨을 갖는다. 상기 전위 Vdiff2의 값이 Vu1보다 작으면, 상기 출력 신호(Vu2)는 로우 논리 레벨을 갖는다.

상기 전류 감지 디바이스의 전류 감지 신호(CS1, CS2)는 상기 전환 유닛(92)에 라우팅된다. 상기 전환 유닛(92)은 상기 논리 유닛(96)의 제어 신호(SEL)를 통해 더 구동된다. 상기 제어 신호(SEL)에 의해 제어된 상기 전환 유닛(92)은 상기 전류 감지 신호(CS1) 또는 전류 감지 신호(CS2)를 상기 하위 비교기(93, 94)로 유도한다.

이들 비교기(93, 94)는 전류 비교기로서 구현된다. 상기 비교기(93)는 입력 측(CS1 또는 CS2)에서 커플링된 신호와 상위 전류 값을 비교하며, 상기 출력 측에서 상기 전류 신호(Imax)를 생성한다. 상기 비교기(94)는 입력 측에서 커플링된 신호(CS1 또는 CS2)와 하위 전류 값(I)을 비교하여 전류 신호(Imin)를 생성한다. 상기 전류 감지 신호(CS1 또는 CS2)가 Io보다 크면, 상기 전류 신호(Imax)는 하이 논리 레벨을 갖는다. 상기 전류 감지 신호(CS1 또는 CS2)가 I보다 작으면, 상기 전류 신호(Imin)는 로우 논리 레벨을 갖는다. 상기 신호(Imax, Imin)는 상기 비교기(93, 94)로부터 하위로 연결된 PWM 발생기(95)에 커플링된다.

상기 PWM 발생기(95)는 상기 신호(Imax, Imin)의 신호 레벨에 따라 펄스-값 변조 신호 PWMout을 생성한다. 상기 신호(Imax)가 하이 논리 레벨을 갖는 경우, 로우 논리 레벨을 갖는 신호 PWMout은 상기 PWM 발생기(95)의 PWM 출력에 제공된다. 이것은 상기 상위 전류 값(Io)이 초과되었으며 PWM 동작에 대해 선택된 트랜지스터(27, 28)가 스위치 오프되어야 함을 나타내는 신호이다. 상기 PWM 발생기(95)의 PWM-출력에서의 신호 레벨 PWMout은 상기 신호(Imin)의 레벨이 하이 논리 레벨로부터 로우 논리 레벨로 점프하는 시간까지 유지된다. 상기 신호 전환은 상기 낮은 전류 값(I)이 도달되지 못하며 PWM 동작을 위해 선택된 트랜지스터(27, 28)가 스위치 온 되어야 한다는 표시이다. 상기 신호(Imin)의 로우 논리 레벨(LOW)로부터 하이 논리 레벨(HIGH)로의 레벨 변경으로, 상기 PWM 발생기(95)의 PWM 출력에서의 신호 PWMout은 하이 논리 레벨로 점프 백 한다.

일 실시예에서, 상기 PWM 발생기(95)는 상기 PWM 출력 PWMout에서의 신호의 온 지속기간과 상위 한계 값을 비교하여, 상기 한계 값이 초과되는 경우 상기 PWM 발생기(95)의 타임아웃 출력에서 "타임아웃" 신호를 생성하는 모니터링 회로를 더 특징으로 한다. 상기 "타임아웃" 신호는 상기 논리 유닛(96)의 대응하는 타임아웃 입력에 커플링된다.

상기 논리 유닛(96)은 외부 "온/오프" 신호에 기초할 뿐 아니라 상기 설명된 신호를 참조하여 상기 제어 유닛(36)의 추가의 기능 시퀀스를 제어한다. 상기 논리 유닛(96)은 상기 차동 전압(Vdiff)의 크기 및 리딩 사인에 기초하여 상기 전력 스위치(27, 28)가 스위칭 제어기 모드에서 동작해야 하는지 여부를 검출한다. 또한, 상기 논리 유닛(96)은 상기 2개의 전력 트랜지스터(27, 28) 중 어느 것이 스위칭 제어 트랜지스터로서 구동되어야 하는지, 그리고 완전히 스위칭 온 되어야 하는지를 결정한다.

상기 예시적인 실시예에서, 각 경우에 상기 전력 트랜지스터(27)는 스위칭 제어 트랜지스터로서 동작하며 상기 전력 트랜지스터(28)는 정적으로 스위치 온 된 트랜지스터로서 기능한다고 가정한다. 상기 전압 차이(V1-V2)가 음(-)의 값이면, 이들 2개의 트랜지스터(27, 28)의 동작이 역전된다.

상기 논리 유닛(96)은 상기 2개의 전류 감지 신호(CS1, CS2) 중 어느 것이 사용되어야 하는지, 그리고 그에 따라 상기 전환 스위치(92)를 구동할지를 결정한다. 상기 논리 유닛(96)은 상기 제어 출력(Ctrl1, Ctrl2)을 통해 상기 PWM 발생기(95)의 PWM 출력에서 인출될 수 있는 펄스 폭 변조 신호를 스위칭 제어 트랜지스터로서 선택된 관련 전력 트랜지스터(27, 28)에 전달한다.

상기 논리 유닛(26)은 신호(Vu2 또는 "타임아웃")에 기초하여 상기 차동 전 압(Vdiff)이 충분히 작은 때, 또는 상기 충전 등화가 충분히 진행되어 어떠한 위험 없이도 상기 스위칭 제어기(21)가 닫히게 하며, 그로 인해 상기 전송 게이트(29)를 스위치 온 할 때를 각각 검출한다. 그 후에, 상기 논리 유닛(96)은 상기 출력 신호의 레벨을 "스위치 온"으로 변경함으로써 새로운 스위칭 상태를 도면에 도시되지 않은 외부 제어 유닛에 시그널링한다.

도 10은 상기 제어 유닛(36)의 구성요소로서, 공지된 동작 방법이 본 발명에서 사용될 수 있기 때문에 추가의 상세한 설명이 제공되지 않는 진단 디바이스(97)를 더 도시한다. 실질적으로 상기 진단 유닛(97)은 상술한 상기 회로 부분 및 회로 엘리먼트의 정정 기능뿐 아니라 상기 정정 기능 시퀀스 전체를 모니터링한다. 상기 진단 유닛(97)은 또한, (입력(22, 23) 중 하나에서의 단락(short circuit)과 같은 외부 에러의 경우에) 본 발명의 스위칭 디바이스(20) 또는 전력 MOSFET(27, 28)이 스위치 온 되는 것을 방지한다. 상기 진단 디바이스의 출력에 존재하는 출력 신호(DG1)는 스위칭 제어기 모드에서 동작하는 스위칭 디바이스(20) 또는 전력 MOSFET(27, 28)이 정확하게 기능하는지 여부를 외부 제어 유닛에 시그널링한다. 도시되지 않은 양방향 데이터 버스를 갖는 확장 실시예에서, 에러가 발생한 경우에 상기 본 발명의 스위칭 디바이스(20)에 관한 상세한 정보의 전달이 가능하여, 이와 같은 방식으로 상기 회로에 대한 정정을 간단하게 행할 수 있다.

본 발명은 구체적인 바람직한 예시적 실시예에 기초하여 상세하게 설명되었지만, 이는 광범위하게 다양한 방식으로 변경되고 수정될 수 있다.

따라서, 본 발명은 상술한 구체적인 회로 구현에 제한되지 않는다. 상기 전 송 게이트 대신에, 상기 스위칭 제어기, 상기 제어 유닛, 상기 게이트 제어기, 상기 전류 감지 디바이스, 상기 전압 감지 디바이스 등이 본 발명이 기본 원리를 이탈하지 않고서 복수의 다양한 회로 변형으로 구현될 수 있음은 명백하다.

본 발명의 목적은 스위칭 제어기에 의해 확장된 전송 게이트를 특성화하는 전력 스위치를 제공하는 것이다. 상술한 바와 같이, 종래의 하향 제어기가 스위칭 제어기로서 사용될 수 있다. 상향 제어기와 같은 다른 타입의 제어기가 예를 들어, 추가로 또는 대안으로서 고려될 수 있다.

따라서, 본 발명은 사용된 실제 구성요소들로만 제한되지 않는다. 예를 들어, 전도성 타입 N을 P로 스와핑함으로써, 또는 전도성 타입 P를 N으로 스와핑함으로써 많은 다른 스위칭 예가 특정될 수 있다. 또한, 상기 트랜지스터는 바이폴라 트랜지스터 또는 MOS 트랜지스터로서 구현되어야 할 필요는 없으며, 임의의 다른 트랜지스터 타입, 예를 들어 JFET, 사이리스터(thyristor), IGBT 등이 사용될 수 있으며 서로 연결될 수 있다. 이해되는 바와 같이, 상기 저항, 커패시터, 코일, 다이오드는 임의의 저항 엘리먼트, 용량성 엘리먼트, 유도성 엘리먼트 또는 정류 엘리먼트에 의해 교체될 수 있다. 또한, 상기 트랜지스터는 이들이 동작되어야 할 동작 모드에 따라 임의의 제어된 스위치 또는 증폭 엘리먼트로 교체될 수 있다.

본 발명은 특정 값에 제한되지 않는다. 그와 같은 숫자는 단지 이해를 돕기 위한 것이며, 본 발명을 어떻든 제한하는 것이 아니다.

Claims

에너지 축전기(6, 7) 사이, 특히 집적된 스타터-발생기(starter-generator) (2)를 구비한 자동차 전기 시스템(1)의 용량 에너지 축전기(6, 7) 사이의 충전을 양방향으로 등화시키기 위한 스위칭 디바이스로서,

상기 스타터-발생기(2)에 커플링되는 제 1 단자(22);

에너지원(6, 7)에 커플링되는 제 2 단자(23);

상기 제 1 및 제 2 단자(22, 23) 사이에 배치된 부하 전류 전달 경로를 특징으로 하는 제어가능한 전송 게이트(29); 및

상기 제 1 및 제 2 단자(22, 23) 사이에 배치되며 상기 제 1 부하 전류 전달 경로와 병렬인 제 2 부하 전류 전달 경로를 특징으로 하는 제어가능한 스위칭 제어기(21)를 포함하는,

스위칭 디바이스.
제 1 항에 있어서,

상기 스위칭 제어기(21)는 하향 제어기로서 구현되는,

스위칭 디바이스.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 스위칭 제어기(21)는 적어도 2개의 제어가능한 제 1 스위치(27, 28)를 특징으로 하고, 상기 스위치(27, 28)는 그의 제어된 링크와 관련하여 직렬로 배치되고, 유도성 에너지 축전기(24)는 상기 제 1 스위치(27, 28)의 관련된 제 1 부하 연결부(S) 사이에 배치되며, 각 경우에 프리-휠링 다이오드(free-wheeling diode)(25, 26)를 통해 공급 전위(GND)를 위한 공급 연결부(39) 쪽으로 진행하는 유도성 에너지 축전기(24)의 관련 단자에 연결되는,

스위칭 디바이스.
제 3 항에 있어서,

상기 제 1 스위치(27, 28)는 전류-감지 트랜지스터, 특히 감지 MOSFET으로서 구현되는,

스위칭 디바이스.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 전송 게이트(29)는 제어가능한 제 2 스위치(T1 - T6)를 포함하는 병렬 회로를 포함하고, 그의 제어된 링크와 관련하여, 각 경우에 상기 제 2 스위치(T1 - T6) 중 2개는 직렬로 배치되고 부하 경로를 형성하며, 상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 제어 단자(G)는 서로 연결되며, 상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 제 1 부하 연결부(S)는 서로 연결되며, 상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 제 2 부하 연결부(D)는 상기 제 1 단자(22) 또는 상기 제 2 단자(23)에 연결되는,

스위칭 디바이스.
제 3 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 1 및/또는 제 2 스위치(27, 28; T1 - T6)는 전력 스위치, 특히 전력 MOSFET, 특히 n-채널 전력 MOSFET으로서 구현되는,

스위칭 디바이스.
제 3 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 1 및/또는 제 2 스위치(27, 28; T1 - T6)의 제 1 부하 단자(S)는 소스 단자(S)로서, 그리고 제 2 부하 단자(D)는 드레인 단자(D)로서 구현되는,

스위칭 디바이스.
제 5 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 전송 게이트(29)는 게이트 보호 회로(40)를 특징으로 하고, 상기 게이트 보호 회로(40)는 상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 상기 제어 단자(G)와 제 1 부하 단자(S) 사이에 배치되며, 과전압으로부터 상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 제어 단자(G)를 보호하는,

스위칭 디바이스.
제 5 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 전송 게이트(29)는 스위치-오프 디바이스(43)를 특징으로 하고, 상기 스위치-오프 디바이스(43)는 상기 전송 게이트(29)를 스위치 오프하여 상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 제어 단자(G) 및 상기 제 1 부하 단자(S)를 단락시키며, 따라서 상기 제 2 스위치(T1 - T6)를 스위치 오프하는,

스위칭 디바이스.
제 5 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 구동을 위해, 스위칭가능 발진기(switchable oscillator)(42), 특히 슈미트 트리거 회로(42)가 제공되고, 상기 슈미트 트리거 회로(42)의 하위에 충전 펌프(41)가 연결되어 제어 신호로 상기 제 2 스위치(T1 - T6)의 제어 단자(G)를 구동하는,

스위칭 디바이스.
제 5 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,

적어도 하나의 전류 감지 디바이스(35, 36)가 제공되고, 상기 디바이스는 상기 제 1 스위치(27, 28) 중 적어도 하나에 연결되어 상기 관련된 제 1 스위치(27, 28)의 부하 경로를 통해 상기 전류(T1)로부터 도출된 신호(KS11, KS22; CS11, CS22)를 인출하며, s 기능으로서 상기 전류 감지 디바이스(35, 36)의 출력에 전류 감지 신호(CS1, CS2)를 제공하는,

스위칭 디바이스.
제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,

스케줄링 회로가 제공되어 상기 스위칭 제어기(21) 및 상기 전송 게이트(29)의 기능을 제어하는,

스위칭 디바이스.
제 12 항에 있어서,

적어도 하나의 게이트 제어 회로(30, 31)가 제공되고, 상기 게이트 제어 회로(30, 31)는 입력 측에서 상기 스케줄러 회로(36)에 연결되며, 상기 스케줄러 회로(36)의 제어 신호(Ctrl1, Ctrl2)에 따라 적어도 제 1 스위치(27, 28)의 제어 연결부(S)를 구동시키는,

스위칭 디바이스.
제 13 항에 있어서,

적어도 하나의 보조 전압원(32, 33)이 제공되고, 상기 보조 전압원은 상기 입력 측에서 관련된 제 1 또는 제 2 단자(22, 23)에 연결되고, 제 1 공급 전위(GND)를 갖는 제 1 공급 연결부(39) 및 제 2 공급 전위(5V)를 갖는 제 2 공급 연결부 사이에 배치되며, 상기 게이트 제어 회로(30, 31)에 공급하기 위한 보조 공급 전위(Vaux1, Vaux2)를 제공하는,

스위칭 디바이스.
제 1 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,

전압 감지 디바이스(37)가 제공되고, 상기 전압 감지 디바이스(37)는 입력 측에서 상기 제 1 및 제 2 단자(22, 23)에 커플링되고, 상기 단자(22, 23) 사이에 존재하는 차동 전압(Vdiff)을 감지하여 상기 출력 측에서 이로부터 도출된 신호(Vdiff1, Vdiff2)를 제공하는,

스위칭 디바이스.
제 15 항에 있어서,

상기 전압 감지 디바이스(37)는 상기 측정된 차동 전압(Vdiff) 량으로부터 도출된 신호(Vdiff2)가 인출될 수 있는 제 1 출력(83)을 특징으로 하며, 상기 측정된 차동 전압(Vdiff)의 상승 부호(leading sign)로부터 도출될 수 있는 신호(Vdiff1)가 인출될 수 있는 제 2 출력(84)을 특징으로 하는,

스위칭 디바이스.
제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,

상기 전압 감지 디바이스(37)는 입력 측에서 높은 공통-모드 제거를 구비한 차동 증폭기를 특징으로 하고, 상기 차동 증폭기의 입력 측에 차동 전압(Vdiff)이 커플링되며, 상기 차동 증폭기의 하위에 비교기(81)가 연결되어 상기 차동 증폭기(80)의 출력 신호와 기준 전위(Vref)를 비교하는,

스위칭 디바이스.
제 11 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 스케줄러 회로(36)는 상기 입력측에서 상기 전압 감지 디바이스(37) 및/또는 상기 전류 감지 디바이스(35, 36)의 출력 단자(83, 84)에 연결되고, 측정된 전류 및 전압을 평가하는,

스위칭 디바이스.
제 11 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 스위칭 디바이스(20)는 집적 스위칭 디바이스(20)로서 구현되는,

스위칭 디바이스.
자동차 전기 시스템(1)으로서,

적어도 2개의 에너지 축전기(6, 7);

내연 기관(3)과 기계적으로 연결되고, 발생기 모드에서 적어도 하나의 에너지 축전기(6, 7)를 충전하며, 모터 모드에서 적어도 하나의 에너지 축전기(6, 7)에 저장된 에너지에 의해 구동될 수 있는 집적 스타터-발생기(2);

일 측에서의 에너지 축전기(6, 7)와 타 측에서의 상기 집적 스타터-발생기(2) 사이에 배치된 양방향으로 동작가능한 AC/DC 컨버터(4); 및

상기 AC/DC 컨버터(4)와 적어도 하나의 에너지 축전기 사이에 배치되는, 제 1 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 따른 적어도 하나의 스위칭 디바이스(20)를 포함하는,

자동차 전기 시스템.
제 20 항에 있어서,

상기 에너지 축전기(6, 7)는 동작시에 서로로부터 물리적으로 분리되는,

자동차 전기 시스템.
제 20 항 또는 제 21 항에 있어서,

상기 에너지 축전기(6, 7)의 물리적 분리를 위해 적어도 하나의 스위칭 디바이스(9, 10, 20)가 제공되는,

자동차 전기 시스템.
제 20 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,

제 1 에너지 축전기(7)가 축전기(7)로서 구현되며 제 2 에너지 축전기(6)가 이중-층(double-layer) 커패시터(6)로서 구현되는,

자동차 전기 시스템.
제 20 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 스위칭 디바이스(20)는 상기 이중-층 커패시터(6)와 상기 AC/DC 컨버터(4)의 DC 단자 사이에 배치되는,

자동차 전기 시스템.
제 20 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 있어서,

스위칭 전압을 버퍼링하기 위한 중간 회로 커패시터(5)가 상기 AC/DC 컨버터(4)의 DC 단자와 상기 적어도 하나의 스위칭 디바이스(20) 사이에 제공되는,

자동차 전기 시스템.
제 1 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 따른 스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법으로서,

(a) 먼저 스위칭 제어기(21) 및 전송 게이트(29)를 개방하는 단계;

(b) 상기 스위칭 디바이스(20)의 입력(22)에서의 제 1 전위(V1)를 상기 스위칭 디바이스의 출력(23)에서의 제 2 전위(V2)보다 더 크게 하는 단계;

(c) 상기 스위칭 디바이스(20)를 닫기 위해, 상기 디바이스에 제 1 제어 신호(온/오프)를 인가하는 단계;

(d) 상기 스위칭 디바이스(20)를 통해 강하하는 차동 전압(Vdiff)을 감소시키기 위해, 상기 스위칭 제어기(21)를 먼저 스위칭 제어기 모드에서 동작시키는 e나계; 및

(e) 상기 차동 전압(Vdiff)이 크게 밸런싱 아웃(balanced out)되면, 상기 스위칭 제어기(21)를 완전히 닫고 상기 전송 게이트(29)를 스위칭 온 하는 단계를 포함하는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항에 있어서,

상기 차동 전압(Vdiff)이 측정 및 평가되는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 또는 제 27 항에 있어서,

상기 측정된 차동 전압(Vdiff)에 기초하여, 상기 차동 전압(Vdiff) 량의 측정치로서 제 1 전압 감지 신호(Vdiff2)가 생성되며 상기 차동 전압(Vdiff)의 극성에 대한 측정치로서 제 2 전압 감지 신호(Vdiff1)가 생성되는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 28 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 1 전압 감지 신호(Vdiff2)가 상위 임계값보다 큰 전압 차이(Vdiff2)를 나타내면, 상기 출력(23)과 상기 입력(22) 사이의 충전 등화는 스위칭 제어기 모드에서 상기 스위칭 제어기(22)를 동작시킴으로써 이루어지는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 29 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 입력(22)에 커플링된 트랜지스터(27)는 상기 스위칭 제어기 트랜지스터 (27)로서 선택되고, 상기 출력(23)과 커플링된 트랜지스터(28)는 상기 제 2 전압 감지 신호(Vdiff1)가 상기 차동 전압(Vdiff)의 양(+)의 극성을 표시하면 정적인 스위치 온으로서 동작하는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 30 항 중 어느 한 항에 있어서,

다음의 단계 (aa) 내지 (ee)가 스위칭 제어기 모드에서 반복적으로 수행되며,

상기 단계는:

(aa) 상기 입력(22)에 연결된 상기 트랜지스터(27)의 제어된 링크를 통해, 그리고 상기 인덕터(24)를 통해 부하 전류(I1)를 측정하는 단계;

(bb) 상기 측정된 부하 전류(I1)를 상한값(Io)에 대해 모니터링하는 단계;

(cc) 상기 부하 전류(I1)가 상기 상한값(Io)을 초과한 경우 상기 트랜지스터(27)를 스위치 오프 하는 단계;

(dd) 상기 측정된 부하 전류(I1)를 하한값(I)에 대해 모니터링하는 단계; 및

(ee) 상기 충전 전류(I1)가 상기 하한값(I) 아래로 떨어지면 상기 트랜지스터(27)를 다시 스위치 온 하는 단계를 포함하는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 31 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 입력에 연결된 상기 스위칭 제어기(21)의 트랜지스터(27)는 영구적으로 스위칭 온 되고, 및/또는 상기 제 1 전압 감지 신호(Vdiff2)가 하위 임계값보다 작은 전압 차이(Vdiff2)를 나타내는 경우, 상기 스위칭 제어기(21)에 병렬로 연결된 전송 게이트(29)가 스위치 온 되는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 32 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 입력에 연결된 상기 스위칭 제어기(21)의 트랜지스터(27)는 영구적으로 스위치 온 되고, 및/또는 상기 스위칭 제어기(21)의 인덕터(24)의 충전 시간이 스위칭 제어기 모드에서 소정의 시간 한계값 아래로 떨어지면, 상기 스위칭 제어기(21)에 병렬로 연결된 전송 게이트(29)가 스위치 온 되는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 33 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 측정된 차동 전압(Vdiff)에 기초하여, 상기 디바이스는 상기 차동 전압(Vdiff)이 충분히 작을 때, 또는 출력(23)과 입력(22) 사이의 충전 등화가 충분히 진행되었을 때를 검출하여, 상기 스위칭 제어기(21)의 영구적 폐쇄 및 상기 전송 게이트(29)로의 전환을 수행하는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 34 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 스위칭 디바이스(20)의 회로 부분의 정정 기능에 대해 상기 스위칭 디바이스(20)의 회로 부분을 모니터링하고, 및/또는 상기 기능 시퀀스에서의 에러에 대한 모니터링이 존재하며, 에러가 검출된 경우에 상기 스위칭 디바이스(20)가 스위치 온 되지 않는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
제 26 항 내지 제 35 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 스위칭 디바이스(20)의 전류 스위칭 상태는 각 경우에 상태 신호에 의해 외부 제어 유닛에 전송되어 상기 외부 제어 유닛에서 표시되는,

스위칭 디바이스(20)를 동작시키는 방법.
집적 스타터-발생기(2)를 구비한 자동차 전기 시스템(1)에서 축전기(7) 및 이중-층 커패시터(6)를 물리적으로 분리하고 스위칭하는 제어가능한 스위치(20)에 대한 스위칭 제어기(21), 특히 하향 제어기의 이용.